KR20110032933A - Ｍｂ－ｏｆｄｍ 시스템의 주파수 오차 추정 방법 및 그 장치 - Google Patents

Ｍｂ－ｏｆｄｍ 시스템의 주파수 오차 추정 방법 및 그 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 MB-OFDM시스템의 주파수 오차 추정 방법 및 그 장치에 관한 것이다. 본 발명에 따른 주파수 오차 추정 방법은, 수신된 신호를 시간축에서 주파수 축으로 푸리에 변환(FFT) 처리하는 단계, 수신 신호의 연속적인 OFDM 심볼에서 각 심볼의 중앙주파수를 중심으로 대칭적인 위치에 있는 부반송파를 1차 곱셈 연산하는 단계, 일정 시간 동안 지연되어 수신되는 신호의 연속적인 OFDM 심볼에서 각 심볼의 중앙주파수를 중심으로 대칭적인 위치에 있는 부반송파를 2차 곱셈 연산하는 단계, 1차 곱셈 연산 값과 2차 곱셈 연산 값을 상관 처리하는 단계, 그리고 상관 처리한 값을 통하여 주파수 오차를 연산하는 단계를 포함한다. 이와 같이 본 발명에 의하면, MB-OFDM 시스템의 미세 주파수 오차 추정 방법에 있어서, 주파수영역확산과 시간영역확산에서 부반송파에 실리는 데이터의 위치를 이용하여, 특정 밴드 패턴이 존재할 경우 별도의 채널 보상 없이도 미세 주파수 오차를 추정할 수 있다. 또한 파일롯 정보뿐만 아니라 부반송파에 실리는 데이터 정보 또한 이용하여 종래의 기술보다 더 정확하게 주파수 오차를 추정할 수 있다.
OFDM, 곱셈기, 푸리에 변환, 상관기, 주파수 오차

Description

ＭＢ－ＯＦＤＭ 시스템의 주파수 오차 추정 방법 및 그 장치{FREQUENCY OFFSET ESTIMATION METHOD FOR MULTI-BAND ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING SYSTEM AND APPARATUS THEREOF}
본 발명은 MB-OFDM 시스템에 관한 것으로서, 보다 상세하게는, MB-OFDM 시스템을 통해 전송되는 신호의 미세 주파수의 오차를 정확하게 추정하는 MB-OFDM시스템의 주파수 추정 방법 및 그 장치에 관한 것이다.
차세대 무선 통신에서는 초고속 데이터 전송을 위해 전체의 채널을 여러 개의 직교하는 부채널로 나누어 병렬적으로 전송하는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 직교 주파수 분할 다중 변조) 방법이 주로 사용된다.
MB-OFDM(Multi-band Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 다중대역 직교 주파수 분할 다중 변조) 시스템은 OFDM을 기반으로 하는 시스템으로서 주파수영역확산(Frequency-domain spreading: FDS)과 시간영역확산(Time-domain spreading: TDS)을 동시에 이용하며, 주파수 오차에 매우 민감한 특징을 가진다. 주파수 오차가 발생하는 원인은 크게 도플러 주파수에 의한 데이터 심볼의 순환 천이와 수신단의 오실레이터의 오류에 의해 발생하는데, 주파수 오차의 영향으로 인 접 부반송파들 간의 간섭(Inter-Carrier Interference: ICI)이 발생하여 각 부반송파들 간의 직교성을 잃는다.
이러한 주파수 오차를 추정하기 위한 방법은 MB-OFDM 시스템의 프리엠블 신호를 이용하여 대략적인 주파수 오차를 보상한다. 하지만 주파수 오차를 완벽하게 제거하지 못하기 때문에 잔여 주파수 오차가 남게 된다. 잔여 주파수 오차는 일반적으로 작은 값이지만 누적이 될 경우 위상 오차가 증가하여 BER 성능이 감소시킨다.
이러한 잔여 주파수 오차는 프리엠블을 이용한 주파수 오차 보상 이후 데이터와 함께 전송되는 파일롯 부반송파를 이용하여 보상하는 방법이 종래에 제시되었다. 파일롯 심볼의 상관 이용한 잔여 주파수 오차를 추정할 경우 정확도가 낮아 BER의 성능 열화를 가져온다. 종래 기술에 따른 주파수 오차 추정 방법은 추정 성능이 열약하기 때문에 더욱 정확한 미세 주파수 오차 추정 방법이 필요하다.
따라서 본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 MB-OFDM 시스템을 통해 전송되는 신호에 대하여 주파수 오차 추정 정확도를 향상시킬 수 있는 MB-OFDM시스템의 주파수 추정 방법 및 그 장치를 제공하는 것이다.
이러한 기술적 과제를 이루기 위한 본 발명의 한 실시예에 따른 주파수 오차 추정 방법은, 수신된 신호를 시간축에서 주파수 축으로 푸리에 변환(FFT) 처리하는 단계, 상기 수신 신호의 연속적인 OFDM 심볼에서 각 심볼의 중앙주파수를 중심으로 대칭적인 위치에 있는 부반송파를 1차 곱셈 연산하는 단계, 일정 시간 동안 지연되어 수신되는 신호의 연속적인 OFDM 심볼에서 각 심볼의 중앙주파수를 중심으로 대칭적인 위치에 있는 부반송파를 2차 곱셈 연산하는 단계, 상기 1차 곱셈 연산 값과 상기 2차 곱셈 연산 값을 상관 처리하는 단계, 그리고 상기 상관 처리한 값을 통하여 주파수 오차를 연산하는 단계를 포함한다.
상기 수신 신호는 주파수영역확산(FDS)과 시간영역확산(TDS)을 거쳐서 수신되며, 두 개의 연속적인 OFDM 심볼의 부반송파에 실리는 데이터 사이의 관계는 다음의 수학식으로 표현될 수 있다.
Figure 112009058866242-PAT00001
여기서 X 2l (k)는 2l 번째 심볼의 k 번째 부반송파에 실리는 데이터이고, X 2l+1 (-k)는 2l+1번째 심볼의 -k 번째 부반송파에 실리는 데이터이다.
상기 1차 곱셈 연산하는 단계는, 다음의 수학식으로 표현될 수 있다.
Figure 112009058866242-PAT00002
여기서, R 2l (k)는 2l번째 심볼에 포함되는 k 번째 부반송파에 실리는 데이터이고, R 2l + 1 (-k)는 2l+1번째 심볼에 포함되는 -k 번째 부반송파에 실리는 데이터이다.
상기 2차 곱셈 연산하는 단계는, 다음의 수학식으로 표현될 수 있다.
Figure 112009058866242-PAT00003
여기서,
Figure 112009058866242-PAT00004
는 지연되는 기간 동안 수신된 데이터의 개수를 나타낸다.
상기 상관 처리하는 단계는, 상기 1차 곱셈 연산 값 또는 상기 2차 곱셈 연산 값 중에서 하나를 복소수 콘쥬게이트 처리하는 단계, 그리고 상기 1차 곱셈 연산 값 또는 상기 2차 곱셈 연산 값 중에서 나머지 하나를 상기 복소수 콘쥬게이트 처리된 값에 곱하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 상관 처리한 값을 통하여 주파수 오차를 연산하는 단계는, 다음의 수학식을 통하여 연산할 수 있다.
Figure 112009058866242-PAT00005
여기서, Ω b(2l) (k)는 상관 값이고, arg(x)는 x의 위상값을 나타내며, N b 는 D개의 연속적인 OFDM 심볼들 중 동일한 데이터를 갖는 심볼 쌍의 수를 나타내고, N d 는 한 심볼 안에서 실제 데이터 전송에 이용되는 부반송파의 수를 나타내며, N p 는 한 심볼에 포함되어 있는 파일롯 부반송파의 수를 의미하고, K b (2l+c) 는 중심 주파수가 다른 b(2l+c) 밴드를 지날 때 주파수 오차 차의 비율을 의미하며, Δ=Δb(2 l +c)/K b (2 l +c) 로 일반화된다.
본 발명의 다른 실시예에 따른 주파수 오차 추정 장치는, 수신된 신호를 시간축에서 주파수 축으로 푸리에 변환(FFT) 처리하는 푸리에 변환부, 상기 수신 신호의 연속적인 OFDM 심볼에서 각 심볼의 중앙주파수를 중심으로 대칭적인 위치에 있는 부반송파를 곱셈 연산하는 1차 곱셈기, 일정 시간 동안 지연되어 수신되는 신호의 연속적인 OFDM 심볼에서 각 심볼의 중앙주파수를 중심으로 대칭적인 위치에 있는 부반송파를 곱셈 연산하는 2차 곱셈기, 상기 1차 곱셈기의 연산 값과 상기 2차 곱셈기의 연산 값을 상관 처리하는 상관기, 그리고 상기 상관 처리한 값을 통하여 주파수 오차를 추정하는 오차 연산부를 포함한다.
이와 같이 본 발명에 의하면, MB-OFDM 시스템의 미세 주파수 오차 추정 방법에 있어서, 주파수영역확산과 시간영역확산에서 부반송파에 실리는 데이터의 위치를 이용하여, 특정 밴드 패턴이 존재할 경우 별도의 채널 보상 없이도 미세 주파수 오차를 추정할 수 있다. 또한 파일롯 정보뿐만 아니라 부반송파에 실리는 데이터 정보 또한 이용하여 종래의 기술보다 더 정확하게 주파수 오차를 추정할 수 있다.
그러면 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 MB-OFDM 시스템에서의 미세 주파수 오차 추정 장치의 구성을 나타낸 도면이다.
본 발명의 실시예에 따른 미세 주파수 오차 추정 장치(100)는 푸리에변환부(110), 1차 곱셈기(120), 2차 곱셈기(130), 상관기(140), 오차 연산부(150)를 포함하여 구성된다.
푸리에변환부(110)는 송신단으로부터 수신 신호를 시간축에서 주파수축으로 고속 푸리에 변환(FFT, Fast Fourier Transform)을 수행한다. 1차 곱셈기(120)는 수신 신호의 연속적인 OFDM 심볼에서 각 심볼의 중앙주파수를 중심으로 대칭적인 위치에 있는 부반송파(subcarrier)를 곱셈 연산한다.
2차 곱셈기(130)는 1차 곱셈기(120)와 같은 밴드를 통과하는 D만큼 지연되어 수신되는 신호의 연속적인 OFDM 심볼에서 각 심볼의 중앙주파수를 중심으로 대칭적인 위치에 있는 부반송파를 곱셈 연산한다.
상관기(140)는 1차 곱셈기(120)와 2차 곱셈기(130)로부터 생성되는 신호들에 대하여 상관 처리를 한다. 오차 연산부(150)는 상관기에서 출력된 값들을 일반화하여 최종적으로 주파수 오차 값을 추정한다.
이하에서는 도 2 및 도 3을 통하여 본 발명의 실시예에 따른 MB-OFDM 시스템에서의 미세 주파수 오차 추정 방법에 대하여 설명한다. 도 2는 본 발명의 실시예에 따른 MB-OFDM 시스템에서의 미세 주파수 오차 추정 방법을 나타내는 순서도이고, 도 3은 본 발명의 실시예에 따른 미세 주파수 오차 추정 방법을 상세하게 도시한 것이다.
먼저 MB-OFDM 시스템에서의 미세 주파수 오차 추정 방법을 설명하기에 앞서, 송신단에서 전송하는 신호에 대하여 설명한다. 본 발명의 실시예에 따르면, 송신 단에서 128개의 부반송파를 가지는 MB-OFDM신호를 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform: IFFT)에 의해 발생시키는 것으로 가정한다. 여기서 데이터 전송률 100Mbp/s이하일 때, 주파수영역확산(FDS)과 시간영역확산(TDS)이 이루어져 두 개의 연속적인 OFDM 심볼의 부반송파에 실리는 데이터의 위치는 다음과 같은 특징을 갖는다.
Figure 112009058866242-PAT00006
여기서 X 2l (k)는 2l 번째 심볼의 k 번째 부반송파에 실리는 데이터이고, X 2l+1 (-k)는 2l+1번째 심볼의 -k 번째 부반송파에 실리는 데이터이며, N은 자연수이다. k 번째 부반송파는 중심주파수를 기준으로 이후 k 번째 부반송파에 실리는 데이터를 의미하고, -k 번째 부반송파는 중심주파수(DC)를 기준으로 이전 k 번째 부반송파에 실리는 데이터를 의미한다.
수학식 1과 같이 MB-OFDM시스템에서 주파수영역확산(FDS)과 시간영역확산(TDS)을 동시에 사용할 경우 2개의 심볼들은 짝을 이루어 2l번째 심볼의 k번째 부반송파에 실리는 데이터의 켤레복소수 값이 2l+1번째 전송 심볼의 -k번째 부반송파에 위치하게 된다. 즉 2개씩 연속되는 심볼을 통해 전송되는 데이터는 중심주파수를 중심으로 대칭을 이루는 부반송파에 동일한 정보가 실리게 된다.
이와 같이 대칭적인 구조를 가지는 신호를 수신하면, 푸리에변환부(110)는 주파수 축에서 신호를 처리하기 위해 수신신호를 시간축에서 주파수축으로 고속 푸 리에 변환(FFT)을 수행한다(S210).
고속푸리에변환 과정 후에는 본 발명의 실시예에 따른 미세 주파수 오차 추정 장치(100)는 주파수축에서 부반송파에 실린 데이터의 위치를 이용하여 주파수 오차를 추정한다. 이에 따라 시간 동기 오차가 완벽하게 보상이 되고 미세 주파수 오차와 샘플링 주파수 오차가 존재할 때 주파수축에서의 OFDM 심볼은 다음과 같이 근사화 할 수 있다.
Figure 112009058866242-PAT00007
여기서 G는 log-normal shadowing 항이고, b(2l+c)는 2l+c번째 심볼이 전송되는 밴드를 의미한다. H b (2l+c) (k)는 2l+c번째 밴드의 채널 응답이고, Δb(2 l +c)은 b(2l+c) 밴드의 미세 주파수 오차이며, ε는 샘플링 주파수 오차이다. 또한 Ns는 널(Null) 보호구간을 포함한 한 심볼의 샘플 수를 나타내며, W (2l+c) (k)는 전체 심볼 구간에서 평균이 0인 백색 가우시안 잡음(Additive White Gaussian Noise: AWGN)이다.
본 발명의 실시예에 따르면 주파수영역확산(FDS)과 시간영역확산(TDS)이 적용된 시스템의 부반송파에 실린 데이터의 위치가 대칭적이란 특성을 이용하여 1차 및 2차 곱셈기(120,130)와 상관기(140)를 사용하여 미세 주파수 오차를 추정한다.
1차 곱셈기(120)는 2l 번째 OFDM 심볼의 데이터들을 2l+1 번째 심볼의 중심주파수를 중심으로 대칭적인 부반송파와 1차 곱셈 연산하는 작업을 수행한다(S220). 1차 곱셈기(120)에서 이루어지는 연산은 다음의 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112009058866242-PAT00008
여기서, R 2l (k)는 2l번째 심볼에 포함되는 k 번째 부반송파에 실리는 데이터이고, R 2l + 1 (-k)는 2l+1번째 심볼에 포함되는 -k 번째 부반송파에 실리는 데이터이다.
2차 곱셈기(130)에 입력되는 신호는 1차 곱셈기(120)에 입력되는 신호들과 동일한 밴드 쌍을 통과하는 신호로서, 1차 곱셈기(120)의 입력 신호로부터 D만큼 시간 지연된 신호이다.
2차 곱셈기(130)는 2l+D 번째 OFDM 심볼의 데이터들을 2l+D+1 번째 심볼의 중심주파수를 중심으로 대칭적인 부반송파와 1차 곱셈 연산하는 작업을 수행한다(S230). 2차 곱셈기(130)에서 이루어지는 연산은 다음의 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112009058866242-PAT00009
여기서,
Figure 112009058866242-PAT00010
는 지연되는 기간 동안 수신된 데이터의 개수를 나타내며, TFC 번호에 따라서 결정된다. TFC 번호가 1~4일 때 D는 6의 값을 가지고, TFC 번호가 5~10일 때 D는 2의 값을 가진다.
즉, 도 3과 같이 1차 곱셈기(120)는 2l 번째 OFDM 심볼에 포함되는 모든 데이터들을 2l+1 번째 심볼의 대칭적인 위치에 있는 데이터들과 각각 곱셈 연산을 수행하고, 마찬가지로 2차 곱셈기(130)는 2l+D 번째 OFDM 심볼에 포함되는 모든 데이터들을 2l+D+1 번째 심볼의 대칭적인 위치에 있는 데이터들과 각각 곱셈 연산을 수행한다. 그리고, 1차 곱셈기(120)와 2차 곱셈기(130)는 파일롯 부반송파 뿐 아니라 데이터 부반송파에 포함되는 데이터를 통하여 곱셈 연산을 수행한다.
1차 곱셈기(120)와 2차 곱셈기(130)의 출력 신호들은 상관기(140)로 입력되며, 상관기(140)는 1차 곱셈기(120)와 2차 곱셈기(130)로부터 출력된 신호에 대하여 수학식 5와 같이 상관을 취하도록 한다(S240).
Figure 112009058866242-PAT00011
수학식 5 와 같이 상관기(140)는 1차 곱셈기(120)로부터 출력된 값 F 2l (k)를 복소수 콘쥬게이트(conjugate) 처리한 뒤, 2차 곱셈기(130)로부터 출력된 값 F 2l + D (k)와 곱하여 상관 값 Ω b(2l) (k)를 획득한다.
도 3과 같이 상관기(140)는 1차 곱셈기(120)를 통해 연산된 각각의 F 2l (k)를 복소수 콘쥬게이트 처리하고, 이에 대응되는 2차 곱셈기(130)를 통해 연산된 각각의 F 2l + D (k)와 곱셈 연산하도록 한다. 마찬가지로 상관기(140)는 2차 곱셈기(130)를 통해 연산된 각각의 F 2l + D (k) 를 복소수 콘쥬게이트 처리하고, 이에 대응되는 1차 곱셈기(120)를 통해 연산된 각각의 F 2l (k)와 곱셈 연산하도록 할 수 있다.
따라서, 본 발명의 실시예에 따르면 동일한 밴드를 통과하는 한 쌍의 신호들을 이용하여 상관을 취함으로써 채널의 영향을 받지 않고 주파수 오차를 추정할 수 있다.
오차 연산부(150)는 상관기(140)를 통하여 출력된 신호들을 밴드에 따라 일반화시켜, 다음 수학식 6과 같은 연산과정을 통하여 최종적으로 미세 주파수 오차를 추정한다(S250).
Figure 112009058866242-PAT00012
여기에서 arg(x)는 x의 위상값을 나타내며, N b 는 D개의 연속적인 OFDM 심볼들 중 동일한 데이터를 갖는 심볼 쌍의 수를 나타내고, N d 는 한 심볼 안에서 실제 데이터 전송에 이용되는 부반송파의 수를 나타내며, N p 는 한 심볼에 포함되어 있는 파일롯 부반송파의 수를 의미한다. K b (2l+c) 는 한 개의 오실레이터를 사용함으로써 중심 주파수가 다른 b(2l+c) 밴드를 지날 때 주파수 오차 차의 비율을 의미하며, Δ=Δb(2 l +c)/K b (2 l +c) 로 일반화된다.
수학식 6과 같이 본 발명의 실시예에 의하면, 파일럿 부반송파 뿐 아니라 전송 데이터까지 이용함으로서 기존의 방식에 비해 낮은 추정 오차를 갖게 된다. 또한 D에 의해 결정되는 N b 개의 심볼 쌍을 모두 사용하여 추정하므로 D의 값이 클수록 낮은 추정 오차를 갖게 된다.
이와 같이 1차 곱셈기(120)는 수학식 3을 통하여 수학식 5에서 F 2l (k)에 해당되는 곱의 연산을 수행하며, 2차 곱셈기(130)는 수학식 4를 통하여 수학식 5에서 F 2l + D (k)에 해당되는 곱의 연산을 수행하는데, 이와 같이 두 개의 곱셈기(120, 130)를 이용하는 이유는 두 개의 연속되는 심볼이 밴드 호핑에 의해 서로 다를 때에도 채널추정 없이 상관만을 이용하여 채널에 의한 영향을 받지 않은 상태에서 미세 주파수 오차를 추정하기 위함이다.
이와 같이 본 발명의 실시예에 따르면, 1차 곱셈기(120)과 2차 곱셈기(130)는 각각 중심주파수를 중심으로 역으로 위치되어 있는 부반송파들을 곱하고, 상관기(140)는 각각의 곱한 결과 값을 서로 상관하고 일반화 하여 주파수 오차를 추정한다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 미세 주파수 오차 추정 방법과 종래 기술에 따른 주파수 오차 추정 방법을 시뮬레이션한 결과를 보여주는 그래프이다.
도 4에서 실선은 TFC 번호 1을 사용하였을 경우의 결과를 나타내며, 점선은 TFC 번호 8을 사용한 경우를 나타낸다. 도 4에서 세로축인 평균 제곱 오차(MSE, mean square error)는 실제의 에러 값과 추정된 에러 값의 차의 제곱에 비례하므로, 도 4에 나타난 결과를 통하여, 본 발명의 실시예에 따른 주파수 오차 추정 방법이 종래 기술에 비하여 TFC 번호에 상관없이 향상된 성능을 보여줌을 확인할 수 있다. 또한 종래 기술과 본 발명에 따른 주파수 오차 추정 방법 모두 TFC 번호에 의해 결정되는 D의 값에 의해 성능 차가 크게 발생하여, D의 값이 큰 경우 낮은 추정오차를 보임을 확인할 수 있다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 미세 주파수 오차 추정 방법과 종래 기술에 따른 주파수 오차 추정 방법을 시뮬레이션한 결과를 보여주는 다른 그래프이다.
도 5에서 실선은 TFC 번호 3을 사용하였을 경우의 결과를 나타내며, 점선은 TFC 번호 5를 사용한 경우를 나타낸다. 이 경우도 TFC 번호 1과 8을 사용한 경우와 유사한 결과를 보이며 본 발명의 실시예에 따른 주파수 오차 추정 방법이 종래 기술에 비하여 TFC 번호에 상관없이 향상된 성능을 보여줌을 확인할 수 있다.
이와 같이 종래 기술에 따른 파일롯을 사용하는 주파수 오차 추정 방법에서는 같은 밴드를 통과하는 인접한 심볼들의 파일롯을 서로 상관하여 주파수 오차를 추정하는데 반하여, 본 발명의 실시예에 따르면 2개의 곱셈기를 통하여 연속되는 심볼을 서로 곱하고, 곱한 신호들의 상관 값을 계산하여 일반화함으로써, 최종적으 로 주파수오차 값을 추정한다.
이와 같이 본 발명의 실시예에 의하면, MB-OFDM 시스템의 미세 주파수 오차 추정 방법에 있어서, 주파수영역확산과 시간영역확산에서 부반송파에 실리는 데이터의 위치를 이용하여, 특정 밴드 패턴이 존재할 경우 별도의 채널 보상 없이도 미세 주파수 오차를 추정할 수 있다. 또한 파일롯 정보뿐만 아니라 부반송파에 실리는 데이터 정보 또한 이용하여 종래의 기술보다 더 정확하게 주파수 오차를 추정할 수 있다.
한편, 상술한 MB-OFDM 시스템에서의 미세 주파수 오차 추정 방법은, 컴퓨터에서 읽을 수 있는 코드/명령들(instructions)/프로그램으로 구현된다. 예를 들면, 상기의 방법은 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록 매체를 이용하여 상기 코드/명령들/프로그램을 동작시키는 범용 디지털 컴퓨터에서 구현될 수 있다. 상기 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록 매체는 마그네틱 저장 매체(ex, 롬, 플로피 디스크, 하드디스크, 마그네틱 테이프 등), 광학적 판독 매체(ex, 시디롬, 디브이디 등) 및 캐리어 웨이브(ex, 인터넷을 통한 전송) 등의 저장 매체를 포함한다. 또한, 본 발명의 실시예는 컴퓨터로 읽을 수 있는 코드를 내장하는 매체(들)로서 구현되어, 네트워크를 통해 연결된 다수 개의 컴퓨터 시스템들이 분배되어 처리 동작하도록 할 수 있다. 본 발명의 방법이 실현하는 기능적인 프로그램들, 코드들 및 코드 세그먼트(segment)들은 본 발명이 속하는 기술 분야의 프로그래머들에 의해 쉽게 추론될 수 있음은 자명하다.
이상에서 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발 명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 MB-OFDM 시스템에서의 미세 주파수 오차 추정 장치의 구성을 나타낸 도면이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 MB-OFDM 시스템에서의 미세 주파수 오차 추정 방법을 나타내는 순서도이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 미세 주파수 오차 추정 방법을 상세하게 도시한 것이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 미세 주파수 오차 추정 방법과 종래 기술에 따른 주파수 오차 추정 방법을 시뮬레이션한 결과를 보여주는 그래프이다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 미세 주파수 오차 추정 방법과 종래 기술에 따른 주파수 오차 추정 방법을 시뮬레이션한 결과를 보여주는 다른 그래프이다.

Claims (12)

  1. 수신된 신호를 시간축에서 주파수 축으로 푸리에 변환(FFT) 처리하는 단계,
    상기 수신 신호의 연속적인 OFDM 심볼에서 각 심볼의 중앙주파수를 중심으로 대칭적인 위치에 있는 부반송파를 1차 곱셈 연산하는 단계,
    일정 시간 동안 지연되어 수신되는 신호의 연속적인 OFDM 심볼에서 각 심볼의 중앙주파수를 중심으로 대칭적인 위치에 있는 부반송파를 2차 곱셈 연산하는 단계,
    상기 1차 곱셈 연산 값과 상기 2차 곱셈 연산 값을 상관 처리하는 단계, 그리고
    상기 상관 처리한 값을 통하여 주파수 오차를 연산하는 단계를 포함하는 주파수 오차 추정 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 수신 신호는 주파수영역확산(FDS)과 시간영역확산(TDS)을 거쳐서 수신되며, 두 개의 연속적인 OFDM 심볼의 부반송파에 실리는 데이터 사이의 관계는 다음의 수학식으로 표현되는 주파수 오차 추정 방법:
    Figure 112009058866242-PAT00013
    여기서 X 2l (k)는 2l 번째 심볼의 k 번째 부반송파에 실리는 데이터이고, X 2l+1 (-k)는 2l+1번째 심볼의 -k 번째 부반송파에 실리는 데이터이다.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 1차 곱셈 연산하는 단계는,
    다음의 수학식으로 표현되는 주파수 오차 추정 방법:
    Figure 112009058866242-PAT00014
    여기서, R 2l (k)는 2l번째 심볼에 포함되는 k 번째 부반송파에 실리는 데이터이고, R 2l + 1 (-k)는 2l+1번째 심볼에 포함되는 -k 번째 부반송파에 실리는 데이터이다.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 2차 곱셈 연산하는 단계는,
    다음의 수학식으로 표현되는 주파수 오차 추정 방법:
    Figure 112009058866242-PAT00015
    여기서,
    Figure 112009058866242-PAT00016
    는 지연되는 기간 동안 수신된 데이터의 개수를 나타낸다.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 상관 처리하는 단계는,
    상기 1차 곱셈 연산 값 또는 상기 2차 곱셈 연산 값 중에서 하나를 복소수 콘쥬게이트 처리하는 단계, 그리고
    상기 1차 곱셈 연산 값 또는 상기 2차 곱셈 연산 값 중에서 나머지 하나를 상기 복소수 콘쥬게이트 처리된 값에 곱하는 단계를 포함하는 주파수 오차 추정 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 상관 처리한 값을 통하여 주파수 오차를 연산하는 단계는,
    다음의 수학식을 통하여 연산하는 주파수 오차 추정 방법:
    Figure 112009058866242-PAT00017
    여기서, Ω b(2l) (k)는 상관 값이고, arg(x)는 x의 위상값을 나타내며, N b 는 D개의 연속적인 OFDM 심볼들 중 동일한 데이터를 갖는 심볼 쌍의 수를 나타내고, N d 는 한 심볼 안에서 실제 데이터 전송에 이용되는 부반송파의 수를 나타내며, N p 는 한 심볼에 포함되어 있는 파일롯 부반송파의 수를 의미하고, K b (2l+c) 는 중심 주파수가 다른 b(2l+c) 밴드를 지날 때 주파수 오차 차의 비율을 의미하며, Δ=Δb(2 l +c)/K b (2 l +c) 로 일반화된다.
  7. 수신된 신호를 시간축에서 주파수 축으로 푸리에 변환(FFT) 처리하는 푸리에 변환부,
    상기 수신 신호의 연속적인 OFDM 심볼에서 각 심볼의 중앙주파수를 중심으로 대칭적인 위치에 있는 부반송파를 곱셈 연산하는 1차 곱셈기,
    일정 시간 동안 지연되어 수신되는 신호의 연속적인 OFDM 심볼에서 각 심볼의 중앙주파수를 중심으로 대칭적인 위치에 있는 부반송파를 곱셈 연산하는 2차 곱셈기,
    상기 1차 곱셈기의 연산 값과 상기 2차 곱셈기의 연산 값을 상관 처리하는 상관기, 그리고
    상기 상관 처리한 값을 통하여 주파수 오차를 추정하는 오차 연산부를 포함하는 주파수 오차 추정 장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 수신 신호는 주파수영역확산(FDS)과 시간영역확산(TDS)을 거쳐서 수신되며, 두 개의 연속적인 OFDM 심볼의 부반송파에 실리는 데이터 사이의 관계는 다음의 수학식으로 표현되는 주파수 오차 추정 장치:
    Figure 112009058866242-PAT00018
    여기서 X 2l (k)는 2l 번째 심볼의 k 번째 부반송파에 실리는 데이터이고, X 2l+1 (-k)는 2l+1번째 심볼의 -k 번째 부반송파에 실리는 데이터이다.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 1차 곱셈기는 다음의 수학식과 같이 곱셈 연산하는 주파수 오차 추정 장치:
    Figure 112009058866242-PAT00019
    여기서, R 2l (k)는 2l번째 심볼에 포함되는 k 번째 부반송파에 실리는 데이터이고, R 2l + 1 (-k)는 2l+1번째 심볼에 포함되는 -k 번째 부반송파에 실리는 데이터이다.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 2차 곱셈기는 다음의 수학식과 같이 곱셈 연산하는 주파수 오차 추정 장치:
    Figure 112009058866242-PAT00020
    여기서,
    Figure 112009058866242-PAT00021
    는 지연되는 기간 동안 수신된 데이터의 개수를 나타낸다.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 상관기는,
    상기 1차 곱셈기의 연산 값 또는 상기 2차 곱셈기의 연산 값 중에서 하나를 복소수 콘쥬게이트 처리하고, 상기 1차 곱셈 연산 값 또는 상기 2차 곱셈 연산 값 중에서 나머지 하나를 상기 복소수 콘쥬게이트 처리된 값에 곱하는 주파수 오차 추정 장치.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 오차 연산부는,
    다음의 수학식을 통해 주파수 오차를 연산하는 주파수 오차 추정 장치:
    Figure 112009058866242-PAT00022
    여기서, Ω b(2l) (k)는 상관 값이고, arg(x)는 x의 위상값을 나타내며, N b 는 D개의 연속적인 OFDM 심볼들 중 동일한 데이터를 갖는 심볼 쌍의 수를 나타내고, N d 는 한 심볼 안에서 실제 데이터 전송에 이용되는 부반송파의 수를 나타내며, N p 는 한 심볼에 포함되어 있는 파일롯 부반송파의 수를 의미하고, K b (2l+c) 는 중심 주파수가 다른 b(2l+c) 밴드를 지날 때 주파수 오차 차의 비율을 의미하며, Δ=Δb(2 l +c)/K b (2 l +c) 로 일반화된다.
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