KR20110014698A - 신호에서 채널을 판정하는 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

신호에서의 채널 판정 및 식별은 신호 수신기의 중요한 동작 태양이다. 복수개 채널을 포함하는 신호를 수신하는 단계(802), 신호를 필터링하여 채널 대역 에지의 지시자를 발생시키는 단계(806), 및 지시자에 기초해 채널의 특성을 판정하는 단계(818)를 포함하는 방법(800)이 설명된다. 추가적으로, 입력 신호를 수신하고 신호의 주파수 스펙트럼을 이동시키는 스펙트럼 이동 회로(304), 주파수 이동된 신호를 필터링하여 채널의 대역 에지에 대한 지시자를 발생시키는 필터(306), 및 대역 에지의 지시자에 기초해 채널의 특성을 판정하는 신호 분석 회로(316, 318)로서, 채널의 판정된 특성에 기초해 스펙트럼 이동 회로(304)에서의 주파수 이동을 제어하는 신호 분석 회로(316, 318)를 포함하는 장치(300)가 설명된다.

Description

신호에서 채널을 판정하는 방법 및 장치 {METHOD AND APPARATUS FOR DETERMINING CHANNELS IN A SIGNAL}

[관련 출원에 대한 상호 참조]

이 출원은 2008년 6월 3일 미국에서 출원된 가출원 제 61/130,950호에 대해 35 U.S.C.§119에 따른 이익을 주장한다.

[발명의 분야]

본 명세서는 일반적으로 신호 수신 시스템의 동작에 관한 것으로서, 좀더 구체적으로는 신호 수신 디바이스에 의해 수신되는 채널 또는 트랜스폰더의 수신, 검색, 및 식별에 관한 것이다.

이 섹션은 다음에서 설명되는 본 발명의 다양한 태양에 관련될 수 있는 업계의 다양한 태양을 독자에게 소개하기 위한 것이다. 이 논의는 독자에게 본 발명의 다양한 태양에 대한 좀더 양호한 이해를 용이하게 하는 배경 정보를 제공하는데 도움이 될 것으로 생각된다. 따라서, 이들 진술은 종래 기술의 고백으로서가 아니라 이러한 관점에서 판독되어야 한다는 것을 이해할 수 있어야 한다.

오늘날, 대부분의 고객 가정은, 방송 TV, 케이블, 위성, 디지털 가입자 회선 시스템과 같은, 복수개 소스로부터 비디오 및 오디오 컨텐츠를 포함하는 다수 프로그램 뿐만 아니라 대량의 데이터를 수신한다. 이들 시스템은 흔히 분산 네트워크를 이용해 프로그램 및 컨텐츠를 고객의 건물쪽으로 전달한다. 많은 분산 네트워크는 상이한 소스(예를 들어, 여러 개의 위성, 케이블 헤드엔드 등)로부터 유래할 수 있는 여러 개의 채널 또는 트랜스폰더를 통해 컨텐츠를 전달한다. 상이한 소스로부터의 여러 개의 채널 또는 트랜스폰더는, 예를 들어, TV 또는 셋톱 박스로의 접속을 위해 고객의 가정으로 진입하기 전에 단일 매체(예를 들어, 동축 케이블)에서 합쳐진다. 결과적으로, 인커밍 채널 또는 트랜스폰더 뿐만 아니라 각각의 채널 또는 트랜스폰더에 대한, 데이터 심볼 레이트(rate) 또는 신호 대역폭과 같은, 특정 특성을 식별하는 주파수 맵이 처음에는 완전하게 알려지지 않을 수도 있다.

주파수 맵이 완전하게 알려지지 않은 경우, TV 또는 셋톱 박스는, 가능하다면 채널 또는 트랜스폰더 특성과 함께, 채널 또는 트랜스폰더를 식별하기 위해 소정 형태의 채널 또는 트랜스폰더 검색을 수행하도록 설계될 수 있고, 그에 따라 TV 또는 셋톱 박스는 신호를 정확하게 복조하고 디코딩하도록 진행할 수 있다. 한가지 방법으로, TV 또는 셋톱 박스는 블라인드(blind) 트랜스폰더 또는 채널 검색을 구현할 수 있다. 블라인드 검색시에, 신호는 대역폭-가변 필터에 의해 필터링된 다음, 링크 회로의 복조기가 필터링된 신호의 복조를 시도한다. 복조는, 필터링이 인접한 것들을 충분히 억제하면서 관심있는 단일 트랜스폰더 또는 채널을 복조기 입력에 제시하는데 성공했다는 가정하에서 수행된다. 더 나아가, 복조는 그 단일 트랜스폰더 또는 채널의 주파수 오프셋 및 심볼 레이트 오프셋이 복조기의 해당 PLL(phase locked loops)에 대한 풀-인 범위(pull-in range) 내에 해당하는 경우에만 성공적일 것이다. 블라인드 검색은 인커밍 신호의 모든 채널 또는 트랜스폰더가 검색될 때까지 가능한 모든 조합을 통해 계속된다. 블라인드 검색은 정확한 식별 결과를 생성할 수 있지만 적용하기에는 너무 느리고 시간 소모적이다.

다른 접근 방법에서는, FFT(Fast Fourier Transform) 프로세서가 인커밍 신호에 대한 완전하거나 구분적인(piece-wise) 스펙트럼 분석을 수행하는데 사용된다. 스펙트럼의 후속 분석은 각각의 트랜스폰더 또는 채널에 대한 RRCR(root-raised-cosine response) 또는 어떤 다른 스펙트럼 형태와 같은 특성에 기초해 신호를 식별하는 단계를 포함할 수 있다. 스펙트럼 특성은 트랜스폰더 또는 채널의 위치 및 트랜스폰더 또는 채널의 심볼 레이트 또는 대역폭에 대한 추정치와 함께 트랜스폰더 또는 채널의 식별을 가능하게 할 수 있다. 그러나, 트랜스폰더 또는 채널 사이의 고르지 않은 전력 분산 및 높은 수준의 부가 잡음의 존재 뿐만 아니라 신호 스펙트럼을 왜곡하는 유비쿼터스 다중-경로 조건(ubiquitous multi-path conditions)이 FFT의 직접적인 사용을 가로막을 수 있다. 결과적으로, FFT 접근 방법은 궁극적으로 상기한 블라인드 방법에 비해 정확성과 속도에서 유사한 결과를 산출할 수 있다.

기존의 검색 접근 방법에서의 문제는 가능한 많은 신호 유형을 가진 여러 개의 소스로부터의 대다수 트랜스폰더 또는 채널을 포함하는 시스템에 의해 좀더 악화된다. 앞서 언급된 접근 방법은 검색, 검출, 및 식별을 수행하는데 용납될 수 없는 긴 시간이 걸릴 수 있다. 더 나아가, 네트워크가 주파수 맵에서의 변화로 인해 빈번한 재-초기화(re-initialization)를 요구한다면, 채널 또는 트랜스폰더 검출을 위한 대기 주기를 사용자가 용납할 수 없을 수도 있다. 따라서, 신호에서 개선된 트랜스폰더 또는 채널 검출, 판정, 및 식별을 수행하기 위한 필요성이 존재한다.

본 실시예의 태양에 따르면, 복수개 채널을 포함하는 신호를 수신하는 단계, 신호를 필터링하여 채널의 대역 에지에 대한 지시자를 발생시키는 단계, 및 대역 에지의 지시자에 기초해 채널의 특성을 판정하는 단계를 포함하는 방법이 설명된다.

본 실시예의 다른 태양에 따르면, 복수개 채널을 포함하는 신호를 수신하는 수단, 신호를 필터링하여 채널의 대역 에지에 대한 지시자를 발생시키는 수단, 및 대역 에지의 지시자에 기초해 채널의 특성을 판정하는 수단을 포함하는 장치가 설명된다.

본 실시예의 또 다른 태양에 따르면, 복수개 채널을 포함하는 입력 신호를 수신하고 입력 신호의 주파수 스펙트럼을 이동시키는 스펙트럼 이동 회로, 스펙트럼 이동 회로에 결합되는 필터로서, 주파수 이동된 신호를 필터링하여 채널의 대역 에지에 대한 지시자를 발생시키는 필터, 및 필터 및 스펙트럼 이동 회로에 결합되는 신호 분석 회로로서, 대역 에지의 지시자에 기초해 채널의 특성을 판정하고 채널의 판정된 특성에 기초해 스펙트럼 이동 회로에서의 주파수 이동을 제어하는 신호 분석 회로를 포함하는 장치가 설명된다.

도면에서:
도 1은 본 명세서의 수신기의 실시예에 대한 블록도이고;
도 2는 본 명세서의 수신기에 사용되는 링크 회로의 실시예에 대한 블록도이며;
도 3은 본 명세서의 수신기에 사용되는 검색 회로의 실시예에 대한 블록도이고;
도 4는 본 명세서의 검색 회로의 입력에서의 신호에 대한 주파수 스펙트럼을 예시하는 그래프이며;
도 5는 본 명세서의 대역 에지 검출 회로의 출력에서의 신호에 대한 주파수 스펙트럼을 예시하는 그래프이고;
도 6은 본 명세서의 적응적 라인 강화 회로(adaptive line enhancement circuit)의 출력에서의 신호에 대한 주파수 스펙트럼을 예시하는 그래프이며;
도 7은 본 명세서의 수신기에 사용되는 적응적 라인 강화 회로의 실시예에 대한 블록도이고;
도 8은 본 명세서의 채널 또는 트랜스폰더의 판정 및 식별을 위한 프로세스의 실시예에 대한 흐름도이다.
본 명세서의 특성 및 이점은, 실례로써 주어지는, 다음 설명으로부터 좀더 명백해질 수 있다.

다음에서는 본 명세서의 하나 이상의 구체적인 실시예가 설명될 것이다. 이들 실시예에 대한 정확한 설명을 제공하기 위해, 명세서에서 실제 구현의 모든 사양이 설명되지는 않는다. 그러한 어떤 실제 구현의 개발시에는, 모든 엔지니어링 또는 설계 프로젝트에서와 마찬가지로, 구현에 따라 달라질 수 있는, 시스템-관련 및 비지니스-관련 제약의 준수와 같은, 개발자들의 구체적인 목표를 실현하기 위해 무수한 구현-특정 판정이 이루어져야 한다. 더 나아가, 그러한 개발 노력은 그럼에도 불구하고 이 명세서의 이점을 갖춘 당업자에게 설계, 가공, 및 제조의 틀에 박힌 시도일 것이라는 것을 알 수 있어야 한다.

다음은 방송 신호, 좀더 구체적으로는 위성 또는 케이블 신호 전송 시스템에서 사용하도록 정의되는 방송 신호에 관한 시스템을 설명한다. 설명되는 실시예는 셋톱 박스, TV, 또는 유사한 신호 수신 디바이스에 사용될 수 있다. 유사한 디바이스의 실례로는 휴대폰, 지능형 휴대폰, PDA(personal digital assistant), 및 랩탑 컴퓨터를 들 수 있지만, 그것으로 제한되는 것은 아니다. 다른 신호 유형을 수신하는데 이용되는 다른 시스템이 유사한 구조 및 프로세스를 포함할 수 있다. 당업자라면, 여기에서 설명되는 회로 및 프로세스의 실시예가 단지 잠재적 실시예의 1개 집합일 뿐이라는 것을 알 수 있을 것이다. 다양한 방송 및 무선 표준을 일반적으로 준수하는 신호는, 무선 전송(transmission over the air), 무선 네트워크를 통한 전송, 또는 전화선을 통한 전송을 포함하여, 위성 또는 케이블 네트워크를 통한 것이 아닌 다른 방식으로 전송될 수 있다는 것에 주목하는 것이 중요하다. 그에 따라, 다른 실시예에서는, 시스템의 컴포넌트가 재정렬 또는 생략될 수 있거나, 추가 컴포넌트가 추가될 수 있다. 예를 들어, 최소한의 변경으로써, 설명된 시스템은, 다른 세상에서 사용되는 서비스를 포함하여, 다른 지상파 방송 서비스, 와이-파이 비디오 및 오디오 서비스, 또는 휴대 전화 데이터 서비스에 사용하도록 구성될 수 있다.

다음에서 설명되는 실시예는 주로 신호의 수신에 관련된다. 특정 제어 신호 및 전력 공급 접속을 포함하지만 그것으로 제한되는 것은 아닌 실시예의 특정 사양이 설명되거나 도면에 표시되지는 않았지만, 당업자에 의해 쉽게 규명될 수 있다. 실시예는, 마이크로프로세서 및 프로그램 코드 또는 사용자 정의 집적 회로의 사용을 포함하여, 하드웨어, 소프트웨어, 또는 양자의 어떤 조합을 사용해 구현될 수 있다는 것에 주목해야 한다. 또한, 실시예 중 많은 것이 실시예의 다양한 소자 사이의 반복적인 동작과 접속을 수반한다는 것에 주목해야 한다. 다른 실시예는, 여기에서 설명되는 반복 동작 실시예 대신에 또는 그것에 추가하여, 직렬로 접속된, 반복되는 동일 소자를 이용하는 파이프라이닝 구조(pipelining architectures)를 사용하는 것이 가능할 수 있다.

이제 도면으로 관심을 돌려 먼저 도 1을 참조하면, 본 명세서의 태양을 사용해 신호를 수신하는 수신기(100)의 예시적 실시예가 표시된다. 수신기(100)는 셋톱 박스 또는 TV 디바이스의 일부로서 포함될 수 있고 서비스 제공자에 의해 고객 건물 위치쪽으로 브로드캐스트되는 위성 신호나 케이블 신호를 수신할 수 있다. 복수개 트랜스폰더를 포함하는 위성 신호 스트림이, 표시되지 않은, 옥외 위성 수신 유닛으로부터 제1 튜너(104)쪽으로 전달된다. 이 또한 복수개 채널을 포함하는 케이블 신호 스트림이 케이블 신호 유선 네트워크로부터 제2 튜너(106)쪽으로 전달된다. 튜너(104) 및 튜너(106)는 링크 회로(110)에 접속한다. 링크 회로(110)의 1개 출력은 트랜스포트 디코더(112)에 접속한다. 링크 회로(110)의 제2 출력은 다시 튜너(104) 및 튜너(106)에 접속한다. 트랜스포트 디코더(112)의 출력은 컨트롤러(116)에 접속한다. 또한, 컨트롤러(116)는 보안 인터페이스(118), 외부 통신 인터페이스(120), 사용자 패널(122), 원격 제어 수신기(124), 오디오/비디오 출력(126), 및 메모리(130)에 접속한다. 전원공급장치(128)가 수신기(100) 내의, 표시되지 않은, 모든 블록에 접속할 수 있다.

위성 수신된 신호 스트림이 옥외 유닛으로부터 제공된다. 옥외 유닛은 하나 이상의 위성에 배치된 위성 트랜스폰더로부터 신호를 수신하도록 구성된다. 바람직한 실시예에서는, 각각이 복수개 트랜스폰더를 포함하는 2개 신호가 옥외 유닛에 의해 수신되어, L-대역이라고 하는, 950 내지 2150 MHz(megahertz)의 주파수 범위로 변환된다. L-대역 주파수 범위의 신호 스트림이 튜너(104)쪽으로 전달된다.

튜너(104)는 위성 신호 스트림의 트랜스폰더 중 하나 이상을 선택하거나 튜닝하여 하나 이상의 기저대역 신호를 발생시키는 것에 의해 위성 신호 스트림을 프로세싱한다. 튜너(104)는 분할된 신호 스트림을 증폭하고, 필터링하며, 주파수 변환하기 위한, 증폭기, 필터, 믹서, 및 발진기와 같은, 회로를 포함한다. 튜너(104)는 통상적으로 링크 회로(110)에 의해서나, 이후에 설명될, 컨트롤러(116)와 같은, 다른 컨트롤러에 의해 제어되거나 튜닝된다. 제어 명령은 튜너(104)의 믹서와 함께 사용되는 발진기의 주파수를 변경하여 주파수 변환을 수행하기 위한 명령을 포함한다.

케이블 수신된 신호 스트림은 케이블 플랜트 네트워크로부터 제공된다. 케이블 플랜트 네트워크는 통상적으로 지역을 가로질러 컨텐츠 유선 전송을 지원하는 네트워크이다. 네트워크는, 일반적으로 동축 케이블을 통해, 건물 위치로의 케이블 신호 스트림을 위한 인터페이스를 제공한다. 바람직한 실시예에서, 케이블 수신된 신호 스트림은 50 MHz와 800 MHz 사이의 주파수 범위에 위치하는 복수개 채널을 포함한다. 이 케이블 주파수 범위의 채널을 포함하는 케이블 신호 스트림이 튜너(106)쪽으로 전달된다.

튜너(106)는 케이블 신호 스트림의 채널 중 하나 이상을 선택하거나 튜닝하여 하나 이상의 기저대역 신호를 발생시키는 것에 의해 케이블 신호 스트림을 프로세싱한다. 튜너(106)는, 케이블 신호 스트림을 증폭하고, 필터링하며, 주파수 변환하기 위한, 증폭기, 필터, 믹서, 및 발진기와 같은, 회로를 포함한다. 튜너(106)는 통상적으로 링크 회로(110)에 의해서나, 이후에 설명될, 컨트롤러(116)와 같은, 다른 컨트롤러에 의해 제어 또는 튜닝된다. 제어 명령은 튜너(106)의 믹서와 함께 사용되는 발진기의 주파수를 변경하여 주파수 변환을 수행하기 위한 명령을 포함한다.

통상적으로 튜너(104) 또는 튜너(106)의 출력에서의 기저대역 신호를 집합적으로 소정 수신 신호라고 할 수 있고, 입력 신호 스트림으로서 수신된 트랜스폰더 또는 채널의 그룹 중에서 선택되거나 튜닝된 하나 이상의 트랜스폰더 또는 채널을 표현한다. 이 신호가 기저대역 신호로서 설명되지만, 이 신호는 실제로도 단지 기저대역 근처의 주파수에만 위치할 수 있다.

튜너(104) 및 튜너(106)로부터의 하나 이상의 기저대역 신호가 링크 회로(110)에 제공된다. 링크 회로(110)는 통상적으로 링크 회로(110)의 나머지 회로에 의한 복조를 위해 하나 이상의 기저대역 신호를 디지털 신호로 변환하는데 필요한, A/D(analog to digital) 컨버터와 같은, 프로세싱 회로를 포함한다. 일 실시예에서, 디지털 신호는 하나 이상의 기저대역 신호에 대한 디지털 버전을 표현할 수 있다. 다른 실시예에서, 디지털 신호는 하나 이상의 기저대역 신호에 대한 벡터 형태를 표현할 수 있다. 또한, 링크 회로는 튜너(104) 및 튜너(106)로부터의 기저대역 신호 중 어떤 기저대역 신호가 프로세싱되는지를 선택할 수 있다. 일 실시예에서는, 사용자 제어가 케이블 모드나 위성 모드를 선택한다. 제어 정보는 컨트롤러(116)로부터 링크 회로(110)쪽으로 제공된다. 그 다음, 링크 회로는 위성 모드를 위한 튜너(104)로부터의 신호 또는 케이블 모드를 위한 튜너(106)로부터의 신호를 추가 프로세싱을 위해 선택한다.

또한, 링크 회로(110)는 디지털 신호를 복조하고 디지털 신호에 대한 오차 정정을 수행해 트랜스포트 신호를 발생시킨다. 트랜스포트 신호는, 흔히 SPTS(single program transport stream)라고 하는, 1개 프로그램을 위한 데이터 스트림을 표현할 수 있거나, MPTS(multiple program transport stream)라고 하는, 함께 멀티플렉싱된 여러 개의 프로그램 스트림을 표현할 수 있다. 링크 회로(110)의 부분에 대한 동작은 다음에서 부연될 것이다. 또한, 링크 회로(110)는 디지털 신호에서 채널 또는 트랜스폰더를 검출하고 식별하는 회로를 포함한다. 채널 또는 트랜스폰더를 검출하고 식별하는 회로는 신호의 튜닝을 제어하기 위해 튜너(104) 및 튜너(106)와 관련하여 동작할 수 있다. 채널 또는 트랜스폰더를 식별하고 검출하는 회로의 동작은 다음에서 부연될 것이다.

링크 회로(110)로부터의 트랜스포트 신호가 트랜스포트 디코더(112)에 제공된다. 트랜스포트 디코더(112)는 통상적으로, SPTS나 MPTS로서 제공되는, 트랜스포트 신호를 개별 프로그램 스트림 및 제어 신호로 분리한다. 또한, 트랜스포트 디코더(112)는 프로그램 스트림을 디코딩하고, 이들 디코딩된 프로그램 스트림으로부터 오디오 및 비디오 신호를 생성한다. 일 실시예에서, 트랜스포트 디코더(112)는 사용자 입력에 의해 또는, 컨트롤러(116)와 같은, 컨트롤러를 통해 사용자에 의해 선택된 하나의 프로그램 스트림만을 디코딩하고 디코딩된 1개 프로그램 스트림에 해당하는 하나의 오디오 및 비디오 신호만을 생성하도록 지시된다. 다른 실시예에서, 트랜스포트 디코더(112)는 이용 가능한 프로그램 스트림 모두를 디코딩한 다음 사용자 요청에 따라 하나 이상의 오디오 및 비디오 신호를 생성하도록 지시될 수 있다.

트랜스포트 디코더(112)로부터의 오디오 및 비디오 신호는, 필요한 어떤 제어 신호와 함께, 컨트롤러(116)에 제공된다. 컨트롤러(116)는 오디오, 비디오, 및 제어 신호의 라우팅과 인터페이싱을 관리하고, 더 나아가, 셋톱 박스(100) 내의 다양한 기능을 제어한다. 예를 들어, 트랜스포트 디코더(112)로부터의 오디오 및 비디오 신호는 컨트롤러(116)를 통해 오디오/비디오(A/V) 출력(126)쪽으로 라우팅될 수 있다. A/V 출력(126)은 오디오 및 비디오 신호를 TV 또는 컴퓨터와 같은 외부 디바이스에 의한 사용을 위해 셋톱 박스(100)로부터 공급한다. 또한, 트랜스포트 디코더(112)로부터의 오디오 및 비디오 신호는 기록 및 저장을 위해 컨트롤러(116)를 통해 메모리 블록(130)쪽으로 라우팅될 수 있다. 메모리 블록(130)은 RAM(random access memory), 플래시, 하드 디스크 드라이브와 같은 하드 매체를 포함하는 몇가지 메모리 형태를 포함할 수 있다. 메모리 블록(130)은 컨트롤러(116)에 의해 사용되는 명령어 및 데이터의 저장을 위한 메모리 섹션 뿐만 아니라 오디오 및 비디오 신호의 저장을 위한 메모리 섹션도 포함할 수 있다. 또한, 컨트롤러(116)는 메모리 블록(130)에서의 신호 저장을 트랜스포트 디코더(112)로부터의 MPTS 또는 SPTS와 같은 다른 형태로도 허용할 수 있다.

또한, 컨트롤러(116)는 외부 통신 인터페이스(120)쪽으로 신호를 송신하고 외부 통신 인터페이스로부터 신호를 수신한다. 외부 통신 인터페이스(120)는 서비스 제공자에게 전화 접속을 제공하기 위한 전화 모뎀을 포함할 수 있다. 외부 통신 인터페이스(120)는, 다른 것들 중에서도, 수신기(100)에서의 오디오 및 비디오 신호 사용을 위한 서비스 제공자에 의한 인증을 허용한다. 또한, 컨트롤러(116)는 보안 인터페이스(118)쪽으로 신호를 송신하고 보안 인터페이스(118)로부터 신호를 수신한다. 보안 인터페이스(118)는 오디오/비디오 신호의 사용을 관리하고 무단 사용을 방지하기 위한 신호를 통신하는 스마트 카드를 포함할 수 있다. 사용자 제어는 사용자 패널(122) 및 원격 제어 수신기(124)를 통해 실현된다. 사용자 패널(122)은 수신기(100)의 동작을 제어하기 위한 사용자 명령의 직접적인 입력을 제공하는 한편, 원격 제어 수신기(124)는 외부의 원격 제어 디바이스로부터 사용자 명령을 수신하는데 사용된다. 사용자 패널(122)과 원격 제어 수신기(124) 모두 사용자 제어 신호를 컨트롤러(116)에 제공한다. 표시되지는 않았지만, 컨트롤러(116) 또한 튜너(104), 튜너(106), 링크 회로(110), 및 트랜스포트 디코더(112)쪽으로 신호를 인터페이싱하여 초기 설정 정보를 제공할 수 있을 뿐만 아니라 블록들 사이에서 제어 정보를 전달할 수 있다. 마지막으로, 전원공급장치(128)는 통상적으로 수신기(100)의 블록 모두에 접속하여 그들 블록에 전력을 공급할 뿐만 아니라, 옥외 위성 유닛과 같은, 외부적으로 전력을 필요로 하는 소자 중 어떤 것으로도 전력을 제공한다.

당업자라면, 수신기(100) 내부의 설명된 블록이 중요한 상관 관계를 갖는다는 것과 일부 블록은 조합 및/또는 재정렬되어 여전히 전반적으로 동일한 기본 기능을 제공할 수 있다는 것을 알 수 있어야 한다. 예를 들어, 링크 회로(110) 및 트랜스포트 디코더(112)가 조합될 수 있고 컨트롤러(116)의 기능 중 일부 또는 전부를 추가 통합하여 셋톱 박스(100)를 위한 메인 디코더/컨트롤러로서 기능할 수 있다. 더 나아가, 다양한 기능의 제어가, 셋톱 박스 또는 TV 디바이스에서의 사용과 같은, 구체적인 설계 애플리케이션 및 요구 사항에 기초해 분산 또는 할당될 수 있다.

이제 도 2를 참조하면, 본 명세서의 태양을 사용하는 링크 회로(200)의 실시예에 대한 블록도가 표시된다. 링크 회로(200)는, 도 1에서 설명된 수신기(100)와 같은, 신호 수신기에 사용될 수 있다. 링크 회로(200)는, QPSK(quaternary phase shift keying) 및 16 QAM(16 level quadrature amplitude) 변조, 32 QAM 변조, 64 QAM 변조, 및 256 QAM 변조를 포함하지만 그것으로 제한되는 것은 아닌, 위성, 케이블, 또는 지상파 전송 시스템에 의해 제공되는 수개 신호 포맷의 신호를 수신하고 복조할 수 있다. 바람직한 실시예에서, 링크 회로(200)는 DVB-S 및 DVB-C 표준에 따른 신호를 수신하고 복조할 수 있다.

링크 회로(200)에서, 입력 신호는 표시되지 않은 A/D 컨버터로부터 수신되어 입력 포맷터(202;input formatter)쪽으로 제공된다. 입력 포맷터(202)는 신호를 다시, 도 1의 튜너(104) 또는 튜너(106)와 같은, 튜너에 제공하는 AGC(automatic gain control;204)에 접속된다. 또한, 입력 포맷터(202)는 주파수 오프셋 보상 회로(206)에 접속된다. 주파수 오프셋 보상 회로(206)는 안티-앨리어싱 필터(208;anti-aliasing filter)에 접속된다. 안티-앨리어싱 필터(208)는 디지털 AGC(210)에 접속된다. 디지털 AGC(210)는 STR(sampling timing recovery) 블록(212)에 접속된다. STR 블록(212)은 정합 필터(214)에 접속된다. 정합 필터(214)는 CTL(carrier tracking loop;216)에 접속된다. CTL은 이퀄라이저(218)에 접속된다. 이퀄라이저(218)는 컨벌루션 디코더(220) 및 차분 디코더(222) 양자에 접속된다. 또한, 이퀄라이저(218)는 피드백으로서 주파수 오프셋 보상 회로(206)에 접속된다. 컨벌루션 디코더(220) 및 차분 디코더(222)는 먹스(224;mux)에 접속된다. 먹스(224)의 출력은 리드-솔로몬 디코더(226)에 접속된다. 리드-솔로몬 디코더(226)의 출력은 트랜스포트 인터페이스(228)에 접속된다. 트랜스포트 인터페이스(228)는 출력을, 도 1의 트랜스포트 디코더(112)와 같은, 트랜스포트 디코더에 의해 사용되는 직렬 트랜스포트 출력 스트림으로서 제공한다. 또한, 트랜스포트 인터페이스(228)는 DVB-CI(DVB-Common Interface) 블록(230)에 접속된다. DVB-CI 블록은 구체적으로 DVB-CI 표준을 준수하는 트랜스포트 디코더에 의한 사용을 위한 병렬 데이터 트랜스포트 스트림을 출력한다.

링크 회로(200)의 블록들 사이에서 전달되는 데이터 신호의 포맷은 벡터 신호 포맷일 수 있는 수신 신호의 복소 위상 표현(complex phasor representations)이라는 것에 주목하는 것이 중요하다. 벡터 신호 포맷 신호는 단일 데이터 라인 접속을 사용하는 상호 접속을 허용한다. 다른 방법으로, 신호의 포맷은, I/Q 신호 포맷과 같은, 스칼라 포맷일 수 있다. I/Q 신호 포맷 신호는, I 및 Q 신호를 위해 각각 하나씩, 2개의 데이터 라인 및 접속을 요구한다. 사용되는 신호 포맷의 선택은 사용되는 A/D 컨버터의 유형에 의존할 수 있거나 설계 선택의 문제일 수 있다.

인커밍 신호는 입력 포맷터(202)에 제공된다. 입력 포맷터(202)는 A/D 컨버터에 의해 도입되는 어떤 DC 오프셋도 제거한다. 추가로, 입력 포맷터(202)는, 신호 포맷에 기초해 필요하다면, 스펙트럼 반전 및/또는 2의 보수에 대한 이진 오프셋 반전(binary offset to two's complement conversion)을 수행할 수 있다. 더 나아가, 입력 포맷터(202)는, 신호가 I/Q 포맷으로 제공된다면, I/Q 이득 불일치 및 I/Q 위상 불일치의 적응에 의해 어떤 I/Q 불일치도 제거할 수 있다.

입력 포맷터(202)로부터의 1개 신호는 AGC(204)에 제공된다. AGC(204)는 튜너의 신호 이득 또는 증폭을 조정하기 위해, 도 1의 튜너(104) 또는 튜너(106)와 같은, 튜너에 제어 신호를 제공한다. 제어 신호는 신호 전력의 판정 또는 신호 품질의 어떤 다른 측정 형태에 기초할 수 있다.

입력 포맷터(202)로부터의 포맷팅된 나머지 신호는 주파수 오프셋 보상 회로(206)에 제공된다. 주파수 오프셋 보상 회로(206)는 주파수 오프셋 레지스터를 제어하는 것에 의해 또는 CTL(216)에서 발생되고 이퀄라이저(218)에서 프로세싱되며 피드백 신호로서 다시 주파수 오프셋 보상 회로(206)에 제공될 수 있는 누설 신호(leakage signal)를 사용하는 것에 의해 신호에 존재하는 거친 주파수 오차(coarse frequency error)를 공제하거나 제거하도록 동작한다.

오프셋 보상된 신호는 안티-앨리어싱 필터(208)에 제공된다. 안티-앨리어싱 필터(208)는, 신호 주파수 변환 앨리어싱과 같은, 튜닝 및 복조 프로세스에 의해 도입되는 원치 않는 신호 산물을 억제하는데 사용된다. 안티-앨리어싱 필터(208)는 다수의 공지 디지털 필터 기술을 사용해 구현될 수 있다. 바람직한 실시예에서, 안티-앨리어싱 필터(208)는 완전하게 프로그램 가능한 49 탭 대칭 FIR(finite impulse response) 필터이다.

필터링된 신호는 디지털 AGC(210)에 제공된다. 디지털 AGC(210)는 인커밍 신호 레벨 또는 인커밍 신호 품질을 측정하고, 이득 오차 신호를 계산하며, 신호의 신호 레벨을 조정한다. 디지털 AGC(210)는 수반되는 결정적인 신호 복조 단계 이전에 이용 가능한 동적 범위 모두를 사용해 신호의 최대 레벨 또는 최대 신호 품질을 제공하기 위해 신호를 조정한다.

디지털 AGC된 신호는 STR 블록(212)에 제공된다. STR 블록(212)은 2개 샘플/심볼을 발생시키고 심볼 내의 샘플 위치와 관련하여 샘플 타이밍 오차를 정정하기 위해 리샘플링 레이트의 범위에 걸쳐 신호를 적응적으로 리샘플링한다. 또한, STR 블록(210)은 최적 샘플링 포인트의 지시를 위한 심볼 인에이블 신호 및 심볼에 대한 제2 샘플을 제공하기 위한 샘플 인에이블 신호를 제공한다. STR 블록(210)은, Gardner 2x 알고리즘과 같은, 다수의 추정 알고리즘을 사용해 리샘플링 및 리타이밍의 일부로서 위상 오차 추정을 수행할 수 있다.

리샘플링된 신호는 정합 필터(214)에 제공된다. 정합 필터(214)는 심볼간 간섭(inter-symbol interference)을 최소화하기 위해 신호의 필요한 스펙트럼 형태를 제공한다. 정합 필터(214) 필터 응답은 전송된 신호 포맷을 위한 스펙에 기초해 특정된다. 스펙은 통상적으로, RRC(root-raised-cosine) 스펙트럼 형태와 같은, 필터 특성을 식별할 것이고, 롤오프 팩터(rolloff factor)도 신호 대역폭 또는 심볼 레이트의 백분율로서 특정할 것이다. 정합 필터(214)는 통상적으로 가능한 필터 응답을 설명하기 위해 하나 이상의 프로그램 가능한 필터 탭을 갖춘 멀티-탭 FIR 필터로서 구현된다.

정합 필터링된 신호는 CTL 블록(216)에 제공된다. CTL 블록(216)은 튜너 또는 LNB(low noise block converter)에서의 부정확한 믹싱 또는 주파수 드리프트에 의해 도입되는 미세한 주파수 및 위상 오프셋을 적응적으로 제거한다. 추가적으로, CTL 블록(216)은 거친 주파수 오차를 지시하는 오차 신호를 발생시킬 수 있다. 거친 주파수 오차는 이퀄라이저(218)에서의 프로세싱 이후에, 주파수 오프셋 보상 블록(206)과 같은, 또 하나의 주파수 조정 블록에 의한 사용을 위해 제공될 수 있다. 또한, 거친 주파수 오차는 마이크로프로세서(240)에 제공되어, 도 1의 튜너(104) 또는 튜너(106)와 같은, 튜너가 리튜닝되어 주파수 오차를 감소시킬 수 있다는 것을 지시할 수 있다.

주파수 정정된 신호는 이퀄라이저(218)에 제공된다. 일반적으로, 이퀄라이저(218)는 그것을 통해 수신 신호가 전송된 전송 채널의 다중-경로 왜곡 효과를 감소시키도록 구성된다. 이퀄라이저(218)는 수신 신호와 연관된 진폭 또는 위상 정보를 조정 또는 변경할 수 있다. 이퀄라이저(218)는 이퀄라이저(218) 내에서 복조된 OFDM 신호에 수행된 계산 및 동작으로부터의 정보에 기초해 진폭 또는 위상 정보를 조정한다. 이퀄라이저(218)는 FIR(finite impulse response) 또는 FFE(feed forward equalization) 알고리즘 뿐만 아니라 DFE(decision feedback equalization) 알고리즘도 사용할 수 있는데, 이들 모두는 실수 값 또는 복소 값일 수 있는 적응 가능한 필터 구조를 이용한다. 필터의 조정 가능한 탭 값의 계산은 LMS(least mean square) 알고리즘을 이용할 수 있는데, 이 경우 LMS 오차는 판정-지향(decision-directed) 또는 블라인드 모드에서 계산될 수 있었다. 또한, 이퀄라이저는 수신 신호의 변조된 심볼을 부분적으로 또는 전체적으로 비트의 스트링으로 복조할 수 있다.

이퀄라이징되고 복조된 신호는 컨벌루션 디코더(220)에 그리고 차분 디코더(222)에도 제공된다. 이들 디코더 회로 각각은 케이블 또는 위성 신호 전송 스펙에 포함된 특정 신호 포맷을 복조하고 디코딩하기 위해 포함된다. 바람직한 실시예에서, 컨벌루션 디코더(220)는 DVB-S 신호 포맷에 기초해 비트 스트림을 디코딩하도록 적응되는 한편, 차분 디코더는 DVB-C 신호 포맷에 기초해 비트 스트림을 디코딩하도록 적응된다.

컨벌루션 디코더(220) 및 차분 디코더(222)로부터의 디코딩된 신호 각각은 먹스(224)에 제공된다. 먹스(224)는 2개 신호 중 하나를 선택해 그 신호를 출력으로서 발생시킨다. 선택은, 케이블이나 위성의 특정 동작 모드를 선택하는 사용자 입력과 같은, 미리 정해진 정보에 기초해 이루어질 수 있다. 또한, 선택은 다음에서 설명되는 신호 검출 기술을 사용하는 신호 유형의 판정 및 식별에 기초해 자동적으로 수행될 수 있다. 추가적으로, 컨벌루션 디코더(220)나 차분 디코더(222) 중 비-선택 신호를 발생시키는 디코더는 전력을 보존하기 위해 디스에이블될 수 있다.

선택된 디코딩 출력은 리드-솔로몬 디코더(226)에 제공된다. 리드-솔로몬 디코더는 신호의 부분을 데이터의 바이트 패킷으로 분류한다. 바람직한 실시예에서, 리드-솔로몬 디코더는 신호의 데이터를 데이터의 204개 바이트를 포함하는 패킷으로 분류한다. 리드-솔로몬 디코더(226)는 데이터의 204개 바이트 패킷 각각을 디코딩하여 188개의 오차 정정된 바이트를 발생시킨다. 여기에서 정의되는 리드-솔로몬 프로세스는 각 패킷에서 최대 8개 바이트의 오차를 정정할 수 있다.

리드-솔로몬 디코딩된 데이터 패킷은 트랜스포트 인터페이스(228)에 제공된다. 트랜스포트 인터페이스(228)는 트랜스포트 디코더에서의 사용을 위한 출력인 직렬 트랜스포트 데이터 스트림을 발생시키기 위해 데이터 패킷을 포맷팅한다. 또한, 트랜스포트 인터페이스 스트림은 DVB-CI 인터페이스(230)에 제공된다. DVB-CI 인터페이스는 직렬 트랜스포트 스트림을 병렬 트랜스포트 스트림으로 리포맷팅하고 스트림을 추가 변경하여 DVB-CI 스펙의 요구 사항을 준수한다. DVB-CI 인터페이스(230)는 DVB-CI 준수 병렬 트랜스포트 스트림 신호를 출력한다.

프로세서(240)는 링크 회로(200) 내의 다양한 블록에 제어 신호 및 별도 통신 인터페이스를 제공한다. 프로세서(240)는, 마이크로프로세서와 같은, 별도 하드웨어 디바이스로서 구현될 수 있거나, 다른 방법으로는 수신 디바이스 내의 좀더 큰 CPU(central processing unit)의 일부로서 구현될 수 있다. 프로세서(240)는, 예를 들어, 주파수 오프셋 보상 회로(206)나 이퀄라이저(218)로부터 입력을 수신할 수 있고, 그들 수신 입력에 기초해, 도 1의 튜너(104) 또는 튜너(106)와 같은, 튜너쪽으로 제어 신호 출력을 제공한다. 또한, 프로세서(240)는 채널 정보와 같은 정보 및 링크 회로(200)의 블록을 위한 초기 설정과 같은 동작 데이터를 저장하기 위한 메모리를 포함할 수 있다.

동작 모드에 따라, 링크 회로(200) 내의 블록 중 몇 개는 활성 또는 비활성일 수 있고 더 나아가 동작 중에 우회될 수 있다. 예를 들어, 링크 회로는 초기 채널 또는 트랜스폰더 판정 또는 검출을 허용하는 모드로 동작될 수 있다. 채널 판정 모드에서는, 블록 중 몇 개가 비활성일 수 있고, 입력 포맷터(202), AGC 제어(204), 주파수 오프셋 보상 회로(206), 및 이퀄라이저(218)와 같은, 신호 식별에 필요한 블록만이 동작 상태를 유지할 수 있다. 활성 블록의 감소된 수는 트랜스폰더 또는 채널 판정 및 식별 프로세스의 동작 효율과 속도를 개선할 수 있다. 판정 및 식별 프로세스는 다음에서 부연될 것이다.

이제 도 3을 참조하면, 본 명세서의 태양을 사용하는 신호 식별 회로(300)의 실시예에 대한 블록도가 표시된다. 신호 식별 회로(300)는 통상적으로, 도 2에서 설명된 주파수 오프셋 보상 블록(206)과 같은, 주파수 보상 블록의 일부로서 포함된다. 다른 방법으로는, 신호 식별 회로(300)의 전부 또는 일부가, 입력 포맷터(202) 또는 이퀄라이저(218)와 같은, 링크 회로의 다른 블록에 포함될 수 있다. 신호 식별 회로(300)는 미지 주파수 위치에 배치되며 가변 대역폭과 전력을 갖는 인커밍 위성 신호에서의 여러 개의 트랜스폰더에 대한 판정 및 식별을 수행하기에 바람직한 회로를 포함한다. 신호 식별 회로(300)는 트랜스폰더 경계 및 심볼 레이트가 신호 대역폭에 관련되므로 트랜스폰더 경계 및 심볼 레이트를 빠르고 정확하게 검출한다. 신호 식별 회로(300)는 이 또한 채널 위치 및 대역폭이 미공지인 케이블 전송 네트워크 또는 지상파 전송 네트워크에서의 여러 개의 채널 식별에 동일하게 적용될 수 있다.

신호 입력이 사전-프로세싱 블록(302)에 제공된다. 사전-프로세싱 블록(302)은 스펙트럼 검색 제어 블록(304)에 접속된다. 스펙트럼 검색 제어 블록(304)은 협대역 필터(306) 및 지연(308)에 접속된다. 지연(308)은 복소 공액 블록(310;complex conjugate block)에 접속된다. 협대역 필터(306) 및 복소 공액 블록(310)은 배율기(312)에 접속된다. 배율기(312)는 DC 제거 블록(314) 및 스펙트럼 분석 블록(316)에 접속된다. 스펙트럼 분석 블록(316)은 피드백으로서 다시 스펙트럼 검색 제어(304)에 접속된다. 또한, DC 제거 블록(314)은 ALE(Adaptive Line Enhancer;318)에 접속된다. ALE(318)는 안정성 제어 블록(320), 수렴 모니터(322), 및 검출기(324)에 접속된다. 수렴 모니터(322)는 피드백으로서 다시 스펙트럼 검색 제어(304)에 접속된다. 또한, ALE(318)는 제어 신호 출력을, 도 2에 표시된 CTL(216) 또는 STR(212)과 같은, 링크 회로의 신호 타이밍 블록에 제공할 수 있다.

또한, 검출기(324) 뿐만 아니라 스펙트럼 분석 블록(316)도 링크 회로 내의 다른 회로에 대한, 도 2의 프로세서(240)와 같은, 프로세서에 의한 제어의 일부로서 사용될 수 있는 출력 신호를 제공한다. 예를 들어, 검출기(324) 및 스펙트럼 분석 블록(316)으로부터의 출력 신호는 식별된 트랜스폰더의 중심 주파수, 심볼 레이트, 및 채널 대역폭과 같은 식별 특성 데이터를 포함할 수 있다. 식별 데이터는 트랜스폰더의 튜닝이 요청되는 경우의 구체적인 채널 설정을 위해 링크 회로의 다른 블록에 제공될 수 있다. 또한, 식별 데이터는 링크 회로의 블록으로 인터페이싱되는, 표시되지 않은, 메모리에 저장될 수 있다.

A/D 컨버터로부터의 신호와 같은, 수신 신호 스펙트럼의 디지털화된 부분을 포함하는 인커밍 신호가 사전-프로세싱 회로(302)에 제공된다. 사전-프로세싱 회로(302)는 필터링 및 샘플 레이트 변환을 포함하지만 그것으로 제한되는 것은 아닌 어떤 초기 신호 프로세싱 및 리포맷팅을 제공한다. 바람직한 실시예에서, 사전-프로세싱 회로(302)는 적어도 하나의 완전한 트랜스폰더를 포함할 수 있을 정도로 충분히 넓은 주파수 통과 대역의 대역 통과 필터를 포함하는데, 대역 통과 필터에는 가능한 입력 트랜스폰더 중 적어도 하나를 위한 샘플링 레이트를 Nyquist 레이트를 약간 상회하는 레이트로 감소시키는 다운-샘플링 회로가 수반된다.

사전-프로세싱 회로(302)로부터의 출력 신호는 스펙트럼 검색 제어(304)에 제공된다. 스펙트럼 검색 제어(304)는 사전-프로세싱된 신호의 주파수 이동된 스펙트럼의 상대적 주파수 위치를 적응적으로 제어한다. 스펙트럼의 적응적 이동은 스펙트럼 검색 제어(304)에 수반되는 프로세싱 블록이 트랜스폰더의 특성을 검출하고 식별할 수 있게 한다. 바람직한 실시예에서, 스펙트럼 검색 제어(304)는 주파수 컨버터 및 수치 제어 발진기로서 구성되는 복소 배율기 구조(complex multiplier structure)를 포함한다. 수치 제어 발진기의 출력은, 사전-프로세싱된 인커밍 신호와 함께, 복소 배율기 구조에 접속된다. 복소 배율기 구조는 2개 신호를 멀티플라잉하여 사전-프로세싱된 인커밍 신호의 주파수 출력 스펙트럼을 발생시킨다. 수치 제어 발진기는 동작 주파수에 대해 프로그램 가능할 뿐만 아니라 조정 가능한 주파수 스텝 사이즈(adjustable frequency step size)를 허용할 수 있다. 수치 제어 발진기를 위한 제어는 트랜스폰더 검출 및 식별 프로세스의 일부로서, 스펙트럼 분석 블록(316) 또는 수렴 모니터(322)와 같은, 다른 제어 블록에 의해 제공될 수 있다.

스펙트럼 검색 제어(304)로부터의 주파수 이동된 출력 신호는 협대역 필터(306)에 제공된다. 협대역 필터(306)는 가능한 트랜스폰더 중 어떤 것을 위한 대역 에지 주파수 대역폭의 신호 에너지 모두를 통과시키는데 필요한 너비만큼의 스펙트럼 통과 대역만을 가진 복소 디지털 필터이다. 그에 따라, 협대역 필터(306)를 대역 에지 필터라고 할 수 있다. 협대역 필터(306)는 프로그램 가능한 디지털 필터 탭 또는 가중치를 포함할 수 있고 FIR 필터, IIR 필터, 또는 양자의 조합으로서 구성될 수 있다.

또한, 스펙트럼 검색 제어(304)로부터의 주파수 이동된 출력 신호가 지연(308)에 제공된다. 지연(308)은 주파수 이동된 출력 신호를 협대역 필터(306)의 프로세싱 지연과 동일한 시주기 동안 지연시키는 디지털 지연 블록이다. 그 다음, 지연된 출력은 복소 공액 블록(310)에 제공된다. 복소 공액 블록(310)은 지연된 신호의 허수 부분을 부정하는 것에 의해 지연된 신호를 공액한다. 지연 블록(308)에서의 지연 값은 배율기(312) 이전의 복소 공액 블록(310)으로부터의 신호에 대한 협대역 필터(306) 출력과의 적당한 시간 정렬에 기초해 판정된다.

지연된 복소 공액 신호 및 협대역 필터링된 신호가 배율기(312)에 제공된다. 배율기(312)는 통상적으로 완전한-복소 배율기로서 구현된다. 배율기(312)의 출력이 DC 제거 블록(314)에 제공된다. DC 제거 블록(314)은 협대역 필터(306) 및 배율기(312) 때문에 원치 않는 출력으로서 생성될 수 있는 어떤 DC 오프셋 신호를 제거한다. 원치 않는 DC 오프셋 신호 성분의 제거는 DC 오프셋 신호가 후속 프로세싱 블록에서의 검출 및 식별 프로세스와 간섭하는 것을 방지하기 위해 필요할 수 있다.

협대역 필터(306)는, 지연(308), 복소 공액 블록(310), 배율기(312), 및 DC 제거 블록(314)을 포함하는 추가적인 필터링 및 조합 회로와 함께, 주파수 이동된 스펙트럼에서 트랜스폰더의 존재를 검출하는 대역 에지를 위한 핵심 프로세싱 회로를 형성한다. 대역 에지 검출은 트랜스폰더의 대역 에지에 대한 지시자를 발생시킨다. 지시자는 출력 배율기(312)에서 발생되는 단일 주파수 톤 신호(single frequency tone signal)일 수 있다. 스펙트럼 검색 제어(304)에 의해 주파수 이동된 인커밍 신호에 트랜스폰더의 대역 에지가 협대역 필터(306)의 통과 대역을 통과하는 경우, 단일 주파수 톤 신호 또는 의사-톤(pseudo-tone) 신호가 배율기(312)의 출력에 존재할 것이다. 의사-톤 신호의 존재는 트랜스폰더의 존재에 대한 지시자를 제공한다. 더 나아가, 하나 이상의 의사-톤 신호는 신호에 존재하는 트랜스폰더의 지시자를 제공하도록 그리고, 심볼 레이트, 신호 대역폭, 및 중심 주파수와 같은, 식별된 트랜스폰더에 관련된 중요한 다른 특성을 판정하기 위해 추가 프로세싱될 수 있다.

또한, 배율기(312)로부터의 출력 신호가 스펙트럼 분석 블록(316)에 제공된다. 스펙트럼 분석 블록(316)은 트랜스폰더 존재의 결과로서의 블록을 검출하기 이전에 발생되는 의사-톤 신호의 존재를 판정하기 위해 배율기(316)로부터의 신호의 주파수 스펙트럼을 분석한다. 또한, 스펙트럼 분석 블록(316)은 스펙트럼을 분석해 의사-톤 신호가 존재한다면 의사-톤 신호의 정확한 주파수 위치를 판정한다. -톤 신호의 주파수 위치에 대한 성공적인 식별은 트랜스폰더의 대역 에지가 발견되었다는 것을 지시할 뿐만 아니라 의사-톤 신호의 주파수 위치에 기초해 심볼 레이트 및 중심 주파수에 관련된 정보도 제공한다.

스펙트럼 분석 블록(316)은 FFT 프로세싱 블록을 포함할 수 있다. FFT에서의 점들의 차원 또는 수(dimension or number)는 의사-톤 신호의 위치를 식별하기 위한 소정 정확도 뿐만 아니라 분석을 위한 주파수 범위에 기초해 판정될 수 있다. 바람직한 실시예에서, FFT 스펙트럼 분석 블록(316)은 512개 점의 FFT를 포함한다. FFT 스펙트럼 분석 블록의 주파수 범위는 통상적으로 사전-프로세싱 회로(302)에서의 필터의 주파수 대역폭으로 제한된다는 것에 주목하는 것이 중요하다. FFT의 주파수 범위가 다른 방법으로는 인커밍 신호 스펙트럼의 주파수 범위로 제한될 수 있다.

또한, 스펙트럼 분석 블록(316)은 주파수 제어 회로를 포함할 수 있다. 주파수 제어 회로는 스펙트럼 검색 제어 블록(304)에 의한 사용을 위해 주파수 제어 정보를 제공한다. 주파수 제어 회로는 스펙트럼 분석 블록(316)에서의 신호 분석에 기초해 스펙트럼 검색 제어를 위한 주파수 오프셋 위치를 제어한다. 예를 들어, 의사-톤 신호가 스펙트럼 분석 블록(316)의 주파수 범위 내에 위치하지 않으면, 주파수 제어는 제어 신호를 스펙트럼 검색 제어 블록에 제공하여 주파수 스펙트럼을 다음의 주파수 이동된 범위로 증분 또는 이동시킨다. 공칭 주파수 이동(nominal frequency shift) 또는 주파수 스텝(frequency step)은 통상적으로 대역 에지 검출 프로세스와의 문제를 최소화하기 위해 협대역 필터(306)의 통과 대역 대역폭에 기초할 수 있다. 그러나, 의사-톤 신호가, 트랜스폰더의 제1 대역 에지의 존재를 지시하면서, 스펙트럼 분석 블록(316)의 주파수 범위 내에 위치하며 스펙트럼 분석 블록의 주파수 범위 내에서 식별되면, 주파수 제어는 의사-톤 신호로부터의 심볼 레이트 판정에 기초해 식별된 트랜스폰더의 나머지 대역 에지의 예상 위치쪽으로 주파 스펙트럼을 이동시키는 제어 신호를 제공할 수 있다. 제1 대역 에지는 트랜스폰더의 상단 또는 하단 대역 에지일 수 있다는 것에 주목하는 것이 중요하다. 결과적으로, 나머지 대역 에지, 트랜스폰더의 제2 대역 에지는 하단 또는 상단 대역 에지일 것이다.

또한, 스펙트럼 분석 블록(316) 내의 주파수 제어 회로는 튜너를 수신된 입력 신호의 상이한 주파수 부분으로 리튜닝하기 위해, 도 1의 튜너(104) 또는 튜너(106)와 같은, 튜너에도 제어 신호를 제공할 수 있다. 또한, 스펙트럼 분석 블록(316)은, 중심 주파수, 심볼 레이트, 및 대역폭과 같은, 트랜스폰더의 식별과 연관된 특성화 정보를 저장하기 위한 메모리를 포함할 수 있다.

DC 제거 블록(314)으로부터의 출력 신호가 ALE(318)에 제공된다. ALE(318)는 의사-톤 신호의 존재를 식별할 수 있고 주파수 이동된 인커밍 스펙트럼에서 그것의 위치를 식별할 수 있는 반복 적응 회로(iteratively adaptive circuit)이다. ALE(318)는 의사-톤 신호를 반복적으로 자동 추적하는 것에 의해 PLL과 유사한 방식으로 동작한다. ALE(318)의 동작을 개선하기 위해, 하나 이상의 루프 동작 파라미터가 인커밍 신호 뿐만 아니라 계산된 오차 신호에 기초해 적응될 수있다. 일단 ALE(318)가 의사-톤 신호를 자동 추적하고 나면, 정상 상태 또는 동기된 루프 동작 파라미터가 의사-톤 신호의 주파수 위치를 판정하는데 사용될 수 있다. ALE(318)는 몇가지 가능한 루프 전달 함수를 사용해 구현될 수 있다. ALE(318)의 추가 동작은 다음에서 부연될 것이다.

ALE(318)는 바람직스럽게도 어쩌면 불안정할 수 있는 전달 함수를 이용할 수 있다. 안정성 문제를 제어하기 위해, 안정성 제어 블록(320)이 ALE(318)쪽으로 인터페이싱된다. 안정성 제어 블록(320)은 핵심 루프 파라미터가 불안정성을 초래하는 값에 도달하는 것을 방지하기 위해 이들 핵심 루프 파라미터를 모니터링하는 것에 의해 ALE 수렴의 안정성을 보장한다. 바람직한 실시예에서, 안정성 제어 블록(320)은 루프 동작 대역폭을 제어하는데 사용되는 제1 루프 파라미터와 루프 동작 주파수를 제어하는데 사용되는 제2 루프 파라미터의 절대값의 곱을 모니터링한다. 안정성 제어 블록은, 루프 동작 주파수를 제어하는데 사용되는 파라미터의 위상은 자유롭게 적응하게 하면서, 곱은 1 미만으로 유지되게 한다.

또한, ALE(318)는 바람직스럽게도 모든 동작 조건하에서 최종 동기 값으로 정확하게 수렴하지 않을 수도 있는 전달 함수를 이용할 수 있다. 수렴 모니터 블록(322)은 ALE(318) 내에서의 프로세싱에 대한 수렴을 모니터링하고 제어한다. 의사-톤이 배율기(312)의 출력에 존재하면, ALE는 기존의 PLL과 유사한 방식으로 톤에서 제로일 것이다. 필터가 수렴함에 따라, γ로서 식별되는, 루프 파라미터의 위상 값은, 샘플링 레이트의 비로서 판정되는, 의사-톤 신호의 정확한 주파수에 점근적으로 접근할 것이다. 이 수렴은, 루프 적분기 값을 추적하는 것에 의한 것과 같은, 기존의 PLL의 수렴을 모니터링하는데 사용되는 주지 기술을 사용해 모니터링될 수 있다. 또한, 수렴 모니터(322)는 스펙트럼 분석 블록(316)을 위해 설명된 것과 유사한 방식으로 스펙트럼 검색 제어 블록(304)에 제어 신호를 제공할 수 있다.

ALE(318)의 수렴된 또는 동기된 출력 신호가 검출기(324)에 제공된다. 검출기(324)는 신호를 프로세싱하고, γ와 같은, 루프 파라미터의 정상-상태 값으로부터, 심볼 레이트, 중심 주파수, 및 대역폭과 같은, 식별된 트랜스폰더에 관련된 특성을 추출한다. 그 다음, 어떤 식별된 트랜스폰더의 특성에 관한 정보가 링크 회로의 정상 동작 동안의 사용을 위해, 도 2의 마이크로프로세서(240)와 같은, 컨트롤러 또는 프로세서쪽으로 송신될 수 있다. 또한, 정보 값은 검출기(324)에 포함된 메모리에 저장될 수 있다. 다른 방법으로, ALE(318)의 출력은 식별된 트랜스폰더의 특성을 명시적으로 판정하지 않으면서 직접적으로, 도 2에 표시된 STR(212) 또는 CTL(216)과 같은, 신호 타이밍 회로를 구동하는데 사용될 수 있다.

앞서 설명된 바와 같이, 스펙트럼 분석 블록(316)과 ALE(318), 안정성 제어(320), 수렴 모니터(322), 및 검출기(324)를 포함하는 적응적 라인 강화 블록은 상이한 판정 및 식별 접근 방법을 사용해 유사한 판정 및 식별 결과를 발생시킬 수 있다. 결과적으로, 실시예가 2가지 접근 방법 중 하나를 구현하는 것과 연관된 블록만을 포함하는 것이 가능할 수 있다. 예를 들어, DC 제거 블록(312), ALE(318), 안정성 제어(320), 수렴 모니터(322), 및 검출기(324)는 채널 또는 트랜스폰더 판정 및 식별을 위해 스펙트럼 분석 기반 접근 방법을 구현하기 위해 제거될 수 있다. 마찬가지로, 스펙트럼 분석 블록(316)은 ALE 기반 접근 방법을 구현하기 위해 제거될 수 있다.

ALE(318)에서 구현되는 채널 또는 트랜스폰더 판정 및 식별을 위한 ALE 기반 접근 방법은 스펙트럼 분석 블록(316)에서 구현되는 스펙트럼 분석 접근 방법을 보완할 수 있다는 것에 주목하는 것이 중요하다. ALE 기반 접근 방법, 스펙트럼 분석 접근 방법과는 완전히 독립적이며 상이한 방법을 사용해, 의사-톤 신호 및 그에 따른 트랜스폰더를 검출하고 식별한다. 심각한 신호 다중경로 왜곡이 존재하는 것과 같은, 일부 경우에서는, 스펙트럼 분석 블록(316)이나 ALE(318)가 의사-톤 신호의 좀더 빠르고 정확한 식별을 제공할 수 있다. 예를 들어, 스펙트럼 분석 블록(316)의 작은 FFT를 사용하는 스펙트럼 분석 접근 방법은 의사-톤 신호의 거친 주파수 추정치를 판정하는데 사용될 수 있다. 그 다음, 거친 주파수 추정치가 ALE(318)에서의 적응적 ALE 접근 방법을 위한 시작점으로서 제공될 수 있다. 결과적으로, 양자의 방법을 동시에 또는 보완적인 방식으로 이용하는 것이 바람직스러울 수 있다.

이제 도 4를 참조하면, 대역 에지 검출 회로로의 입력에 존재하는 신호의 주파수 스펙트럼을 예시하는 그래프(400)가 표시된다. 그래프(400)는 사전-프로세싱 회로(302)로의 입력에서의 신호의 주파수 스펙트럼을 표현한다. 그래프(400)는 샘플링 레이트로 정규화된 신호 주파수를 DC에서 샘플링 레이트의 1/2 주파수(fs/2)까지 x 축을 따라 디스플레이한다. 그래프(400)는 신호의 스펙트럼 진폭을 y 축을 따라 디스플레이한다. 그래프(400)는 백색 잡음의 존재 속에 주파수 스펙트럼에 존재하는 2개의 미지 트랜스폰더(410 및 420)를 예시한다. 트랜스폰더(410)는 그래프의 각각에서 2개의 별도 주파수 세그먼트를 가로질러 표시된다. 트랜스폰더(410)는 DC에 또는 DC 부근에 위치하거나 중심이 위치하고, 분리는 샘플링 레이트(fs)로 정규화되어 DC에서 fs까지의 주파수 범위만을 디스플레이하는 주파수 스펙트럼의 결과이다. 앞서 설명된 바와 같이, FFT 또는 블라인드 신호 검출 기술과 같은 기술을 사용해 신호를 프로세싱하는 것은 오차가 발생하기 쉽고 시간 소모적인 분석 프로세스를 요구하는 결과를 생성할 것이다.

트랜스폰더를 판정하고 식별하기 위해, 스펙트럼 검색 제어 블록(304)은, 스펙트럼 분석 블록(318)이나 수렴 모니터(322)로부터의 제어하에, 도 4에 표시된 바와 같이, 인커밍 신호의 일부에 대한 주파수 스펙트럼을 제1 또는 좀더 낮은 주파수 시작점으로부터 이동시키기 시작한다. 각각의 주파수 이동과 더불어, 협대역 필터(306), 지연(308), 복소 공액 블록(310), 및 배율기(312)를 사용하는 필터링 및 검출이 수행된다. 주파수 이동은 신호의 제1 트랜스폰더를 위한 대역 에지가 협대역 필터(306)를 통과해 검출될 때까지 작은 또는 공칭 주파수 증복으로 계속된다. 대역 에지 검출은 배율기(312)의 출력에서 특정 주파수에 위치하는 강한 의사-톤 신호를 발생시킬 것이다. 의사-톤 신호의 특정 주파수는 식별된 트랜스폰더의 심볼 레이트 주파수와 동일하거나 그것에 관련될 것이다.

이제 도 5를 참조하면, 대역 에지 검출 회로의 출력에 존재하는 신호의 주파수 스펙트럼을 예시하는 그래프(500)가 표시된다. 그래프(500)는 대역 에지 검출 프로세스에 의해 발생되는 의사-톤 신호(530)를 예시한다. 의사-톤 신호(530)는 도 4에서 트랜스폰더(410 및 420)로서 식별된 동일한 트랜스폰더의 위치와 관련하여 주파수 이동된 트랜스폰더(510 및 520)의 존재에 위치한다. 트랜스폰더(510 및 520) 뿐만 아니라 존재하는 잡음의 스펙트럼 신호 에너지 또는 진폭 또한 협대역 필터(306), 지연(308), 복소 공액(310), 및 배율기(312)에 의해 구현되는 대역 에지 검출 프로세스 때문에 성형되었다. 협대역 필터(306)는 통상적으로 대역을 벗어난 원치 않는 다른 스펙트럼 신호 에너지를 억제하면서 트랜스폰더의 대역 에지 에너지 대부분을 보존하기에 충분할 정도로 대역폭이 좁을 수 있다. 앞서 설명된 바와 같이, 의사-톤 신호(530)의 존재 뿐만 아니라 그것의 주파수 위치도 식별될 수 있다.

의사-톤 신호(530)는 트랜스폰더(510)의 제1(예를 들어, 하단 또는 상단) 대역 에지를 검출하는 것으로부터 유래하는 의사-톤 신호를 표현한다. 일단 의사-톤 신호가 검출 및 식별되고 나면, 연관된 트랜스폰더 심볼 레이트가 의사-톤 주파수로부터 계산될 수 있다. 심볼 레이트 정보가 제어 정보로서 사용될 수 있고 스펙트럼 검색 제어 블록(304)에 제공되어 큰 주파수 스텝을 심볼 레이트 주파수와 일치시킬 수 있다. 채널 주파수 스텝만큼 이동된 주파수 스펙트럼은 트랜스폰더(510)의 제2(예를 들어, 상단 또는 하단) 대역 에지가 협대역 필터(306)를 통과하도록 위치시켜 트랜스폰더(510)의 상단 대역 에지와 연관된 의사-톤 신호의 생성을 초래할 수 있다. 상단 대역 에지와 연관된 의사-톤 신호의 식별은 하단 대역 에지를 위한 의사-톤 신호에 기초해 판정되는 식별 및 특성화의 크로스-체크를 허용한다.

이제 도 6을 참조하면, ALE(318)의 출력에 존재하는 신호를 예시하는 그래프(600)가 표시된다. 그래프(600)는 대역 에지 검출 프로세스에 의해 원래 발생되어 ALE(318)에서의 프로세싱에 의해 추가 강화된 의사-톤 신호(610)를 예시한다. 의사-톤 신호(610)는, 도 5의 의사-톤 신호(530)와 유사한, 트랜스폰더의 제1(예를 들어, 하단 또는 상단) 대역 에지를 검출하는 것으로부터 유래하는 의사-톤 신호를 표현한다. 의사-톤 신호(610)의 존재는 ALE(318)에서 판정될 수 있다. 더 나아가, 의사-톤 신호(610)의 정확한 주파수 위치는 ALE(318)에서 발생되는 루프 파라미터를 사용해 식별될 수 있다. 앞서 설명된 바와 같이, ALE(318)에서의 반복 적응 프로세싱은 신호에 존재하는 트랜스폰더 신호 에너지와 잡음을 억제하는 것에 의해 의사-톤 신호의 신호 품질을 상당히 개선할 수 있다. 도 5에서 앞서 설명된 바와 같이, 식별된 트랜스폰더와 연관된 정보가, 스펙트럼 검색 제어 블록(304)에서의 채널 스텝 주파수 이동을 구현하는 것과 같은, 추가 프로세싱을 위해 판정되고 사용될 수 있다.

이제 도 7을 참조하면, 본 명세서의 태양을 사용하는 ALE 회로(700)의 실시예에 대한 블록도가 표시된다. ALE 회로(700)는, 도 3에 표시된 ALE(318)와 같은, 검출 및 식별 회로에서 발견되는 ALE 프로세싱의 일부로서 사용될 수 있다. ALE 회로(700)의 입력은 지연(710) 및 합산기(730)의 제1 입력에 접속된다. 지연(710)은 전달 함수 블록(720)에 접속된다. 전달 함수 블록(720)의 출력은 합산기(730)의 제2 입력에 접속된다. 합산기(730)의 출력은 전달 함수 블록(720)의 제2 입력에 접속된다. 또한, 전달 함수 블록(720)의 출력은 ALE 회로(700)를 위한 출력 신호를 제공한다.

도 3에 표시된 배율기(312)나 DC 제거 블록(314)으로부터의 대역 에지 검출 신호와 같은, 인커밍 신호가 지연 블록(710)에 제공된다. 지연 블록(710)은 인커밍 신호를 클록 사이클 수에 기초한 프로그램 가능한 지연 시간만큼 지연시킨다. 프로그램 가능한 지연 시간은 인커밍 신호를 ALE 알고리즘의 출력 신호로부터 무상관화(de-correlation)하기 위해 ALE 알고리즘의 구현 이전에 지연 시간에서의 조정을 허용한다. 바람직한 실시예에서, 10개의 클록 사이클과 동일한 지연 시간(△)이 인커밍 신호의 ALE 출력 신호와의 적당한 무상관화를 제공한다.

지연 블록(720)으로부터의 지연 신호가 전달 함수 블록(720)에 제공된다. 전달 함수 블록(720)은 적응 전달 함수를 사용해 ALE 알고리즘을 구현한다. 전달 함수(720)는 오차 신호에 기초해 적응 가능한 전달 함수를 구현할 수 있다. 전달 함수 블록(720)의 적응 전달 함수는 다음의 Z-변환에 의해 설명될 수 있다.

수학식 1에서, γ는 ALE 알고리즘의 동작 주파수를 제어하는 적응 파라미터인데,

이고 w₀는 ALE 알고리즘의 중심 각주파수이다. 값 r은 적응 시작시에 ALE의 초기 대역폭을 제어하는 적응 파라미터이다. 값 △는 지연 블록(710)에서도 사용되는 지연값이다. 수학식 1의 전달 함수는 하드웨어로, 마이크로프로세서의 일부로서의 소프트웨어 또는 펌웨어로, 또는 임의 조합으로 전달 함수 블록(720) 내에 구현될 수 있다는 것에 주목하는 것이 중요하다.

수학식의 전달 함수에 대한 적응은 반복적으로 진행하며 다음의 Matlab 의사 코드에 의해 설명될 수 있다.

상기 Matlab 의사 코드에서, 'w'는 수학식 1에서 사용되는 γ이고, 'd'는 △이며, 'e'는 전달 함수 블록(720)에 제공되는 오차 신호이고, 'v' 및 'mu'는 내부 파라미터이다. Matlab 의사 코드는 하드웨어로, 마이크로프로세서의 일부로서의 소프트웨어 또는 펌웨어로, 또는 임의 조합으로 전달 함수 블록(720) 내에 구현될 수 있다는 것에 주목하는 것이 중요하다.

적응 ALE 알고리즘을 통한 각각의 반복 동안, 전달 함수 블록(720)의 출력이 인커밍 신호와 함께 합산기(730)에 제공된다. 전달 함수 블록(720)으로부터의 출력은 표시되지 않은 부호 변환기를 통해서나 합산기(730)의 음(negative) 입력으로서 부정된다. 합산기(730)는 합산기(730)의 출력에서 오차 신호를 발생시키기 위해 인커밍 신호에서 전달 함수 출력의 감산을 구현한다. 합산기(730) 출력에서의 오차 신호는 다시 전달 함수 블록(720)에 제공되어 앞서 설명된 적응 프로세스의 값 'e'로서 사용된다. 전달 함수 블록(720)에서의 적응 프로세스는 적응 변수 γ 및 r을 반복적으로 업데이트하여 새로운 전달 함수 출력 값을 발생시킨다. 또한, ALE(700)의 반복 동작은, 도 3에 표시된 안정성 제어 블록(320) 및 수렴 모니터(322)와 같은, 추가 회로 블록을 사용해 안정성 및 수렴을 위해 추가로 모니터링될 수 있다.

전통적인 ALE 블록은 통상적으로 1과 동일한 지연값(△)을 사용해 동작한다는 것에 주목하는 것이 중요하다. 1의 지연값에 기초한 ALE 알고리즘은 ALE가 주로 백색 가우스 잡음의 존재에서 강한 스펙트럼 라인을 검색하고 식별할 수 있게 한다. 앞서 설명된 바와 같이, ALE(700)는 프로그램 가능한 지연값을 이용한다. 프로그램 가능한 지연값은 ALE(700)가 비-백색(유색) 잡음 환경의 존재에서 동작할 수 있게 한다. 도 5에서 설명된 바와 같이, 의사-톤 신호(510)는 식별된 트랜스폰더의 존재의 결과로서 그리고 또한 앞서 설명된 대역 에지 필터링 특성 때문에 성형된 스펙트럼의 존재에 위치한다. 결과적으로, ALE(700)를 위해 설명된 바와 같이, ALE 알고리즘에서의 프로그램 가능한 지연값의 사용은 전통적인 ALE 알고리즘에서 발견되는 단점을 극복할 수 있다.

추가적으로, ALE(700)는 그것의 동작 주파수가 그것이 적응함에 따라 자동적으로 좁아지는 특성을 포함한다. 좁아지는 특성으로 인해 적응 파라미터(γ 및 r)가 처음에는 좀더 넓은 동작 대역폭으로 동작할 수 있다. 좀더 넓은 초기 대역폭은 의사-톤 신호 에너지의 충분한 양이 그것의 초기 적응 주파수 위치에서 ALE 전달 함수의 통과 대역 내에 위치하는 기회를 향상시킨다. ALE(700)에서의 적응 전달 함수가 의사-톤 신호에 좀더 가까워지거나 의사-톤 신호에 맞춰짐에 따라, 동작 대역폭은 자동적으로 좁아져, 개선된 정확도와 강화된 SNR(signal to noise ratio) 성능을 초래한다.

이제 도 8을 참조하면, 본 명세서의 특정 태양에 따라 신호에서 채널 또는 트랜스폰더를 판정하고 식별하는 프로세스(800)를 예시하는 흐름도가 표시된다. 예시와 설명을 위해, 프로세스(800)의 단계는 주로 도 3의 신호 식별 회로(300)를 참조하여 설명될 것이다. 프로세스(800)의 단계는, 도 1에 표시된 수신기(100)와 같은, 수신기 회로와 연관된 전체 프로세스의 일부로서 수행될 수 있다. 프로세스(800)의 단계는 위성 신호의 트랜스폰더를 참조하여 설명되겠지만, 수신 신호에서 기타 채널 유형을 판정하거나 식별하는데 동일하게 적용될 수 있다. 프로세스(800)의 단계는 단지 예시일 뿐으로 본 명세서를 어떤 식으로든 제한하려는 의도는 없다.

첫번째, 단계 802에서는, 인커밍 신호가 수신된다. 인커밍 신호는 수신된 신호 스펙트럼의 디지털화된 부분을 포함할 수 있다. 바람직한 실시예에서, 인커밍 신호는 A/D 컨버터로부터의 출력 신호이다. 또한, 단계 802에서, 인커밍 신호는 사전-프로세싱 블록(302)에서 발견되는 회로와 같은 회로를 사용해 사전-조정되거나 사전-프로세싱될 수 있다. 다음으로, 단계 804에서는, 수신 신호의 일부에 대한 스펙트럼 검색이 시작된다. 스펙트럼 검색은 인커밍 신호를 제1 증분 주파수 범위로 조정하거나 주파수 이동시키는 것에 의해 시작된다. 바람직한 실시예에서, 제1 증분 주파수 범위는 인커밍 신호를 인커밍 신호의 주파수 범위를 위한 좀더 낮은 시작 주파수로 주파수 이동시킨다. 결과적으로, 단계 804는 인커밍 신호의 신호 스펙트럼에 대한 좀더 낮은 주파수 에지에서 시작하는 것에 의해 스펙트럼 검색 및 검출을 시작한다.

다음으로, 단계 806에서는, 주파수 이동된 스펙트럼에 대해 대역 에지 검출이 수행된다. 대역 에지 검출은 주파수 이동된 신호를 필터링하는 단계 및 그것을 인커밍 신호의 지연되고 프로세싱된 버전과 조합하여 출력 신호를 발생시키는 단계를 포함할 수 있다. 트랜스폰더의 대역 에지가 대역 에지 검출 동안에 필터링을 통과했다면, 출력 신호는 의사-톤 신호를 포함할 수 있다. 또한, 단계 806에서의 대역 에지 검출은 스펙트럼 기반 기술, ALE 기반 기술, 또는 양자의 조합을 사용해 대역 에지 검출된 신호를 분석하는 단계를 포함할 수 있다.

단계 810에서는, 단계 806에서의 대역 에지 검출에 수반하여 의사-톤 신호가 발생되었는지에 대한 판정이 이루어진다. 단계 810에서, 주파수 이동된 스펙트럼에서 의사-톤 신호가 검출되면, 그것의 존재는 제1(예를 들어, 하단 또는 상단) 트랜스폰더 대역 에지가 검출되었다는 것을 지시하고, 단계 818에서는, 의사-톤 신호의 주파수 위치에 대한 분석이 트랜스폰더의 심볼 레이트에 대한 수치 값을 판정하는데 사용된다. 이 분석은, 스펙트럼 분석 블록(316)에서 구현된 접근 방법과 같은, 스펙트럼 분석 기반 접근 방법을 사용할 수 있다. 또한, 이 분석은, ALE(318)에서 구현된 접근 방법과 같은, ALE 기반 접근 방법을 사용할 수 있다. 추가적으로, 심볼 레이트에 기초해, 식별된 트랜스폰더의 중심 주파수 및 대역폭의 추정치 뿐만 아니라 식별된 트랜스폰더의 제2(예를 들어, 상단 또는 하단) 대역 에지의 주파수 위치에 대한 추정치가 판정될 수 있다.

식별된 트랜스폰더의 특성 판정에 수반하여, 단계 820에서는, 주파수 이동된 신호가, 식별된 트랜스폰더의 상단 대역 에지의 예상 위치에 기초해, 채널 주파수 오프셋 증분 또는 채널 주파수 스텝을 사용해 추가로 주파수 이동된다. 단계 822에서는, 추가 주파수 이동된 신호에 대해 제2 대역 에지 검출이 수행된다. 단계 822에서의 제2 대역 에지 검출은 단계 806에서의 대역 에지 검출과 유사하다. 제2 대역 에지 검출은 단계 810에서 획득된 식별 결과를 확인하는데 사용될 수 있거나 단계 818에서 식별된 트랜스폰더의 특성을 위해 발생된 결과를 개량하는데 사용될 수 있다.

다음으로, 단계 824에서는, 단계 822에서의 제2 대역 에지 검출에 수반하여 제2 의사-톤 신호가 발생되었는지에 대한 제2 판정이 이루어진다. 단계 824에서 의사-톤 신호가 존재하면, 식별된 트랜스폰더의 하단 및 상단 대역 에지가 위치 지정되었고 추가로 단계 818에서 적당한 특성이 판정되었다는 것을 지시한다. 그 다음, 단계 816에서, 프로세스(800)는 주파수 이동된 스펙트럼의 공칭 증분 주파수 스텝 또는 주파수 이동으로써 계속되어 단계 806에서의 대역 에지 검출을 사용해 또 다른 트랜스폰더를 판정하고 식별하는 프로세스를 시작한다. 단계 816에서의 공칭 주파수 이동 또는 주파수 스텝은 대역 에지 검출 프로세스와의 문제를 최소화하기 위해 통상적으로 협대역 필터(306)의 통과 대역 대역폭에 기초할 수 있다. 또한, 단계 816은, 도 1에 표시된 튜너(104) 또는 튜너(106)와 같은, 튜너를 리튜닝하여 단계 806에서의 대역 에지 검출을 위해 수신 신호의 새로운 부분을 선택하는 단계를 포함할 수 있다.

단계 824에서, 제2 의사-톤 신호가 검출되지 않으면, 단계 826에서는, 추가 정정 단계가 취해진다. 예를 들어, 단계 826에서는, 식별된 또는 다른 트랜스폰더 특성의 심볼 레이트에 관한 추가 정보에 기초해 채널 주파수 스텝을 위한 제2 추정치가 발생될 수 있다. 새로운 채널 주파수 스텝은, 프로세스(800)가 그 시점에서 계속되는 상태로, 원래 이동된 주파수 스펙트럼을 단계 820에서 주파수 이동시키도록 제공될 수 있다. 추가적으로, 단계 826에서는, 트랜스폰더의 추가 식별 및 확인이 생략될 수 있고 공칭 주파수 스텝을 사용해 단계 816에서 프로세스(800)가 계속될 수 있다. 더 나아가, 트랜스폰더의 식별 및 확인이 다른 신호 판정 또는 식별 프로세스를 사용해 완료될 수 있다.

단계 810으로 돌아가, 제1 의사-톤 신호가 발견되지 않으면, 단계 812에서는, 인커밍 신호에 존재하는 모든 트랜스폰더가 발견되었는지에 대한 판정이 내려진다. 추가적으로, 단계 812에서는, 수신 신호의 전체 주파수 범위가 검색 또는 스테핑되었는지에 대한 판정이 내려질 수 있다. 전체 주파수 범위가 검색되었는지에 대한 판정은 인커밍 신호의 신호 스펙트럼 중 상단 주파수 에지가 주파수 이동 스텝의 일부로서 도달되었는지를 판정하는 단계를 포함할 수 있다. 단계 812에서, 판정이 긍정적이면, 단계 814에서, 수신 신호에서 트랜스폰더를 판정하고 식별하는 프로세스(800)는 완료한다.

단계 812에서, 판정이 부정적이면, 단계 816에서, 공칭 주파수 스텝이 스펙트럼 검색에 제공되고, 신호는 공칭 주파수 스텝에 기초해 주파수 이동되며, 프로세스는 단계 806에서의 대역 에지 검출로 계속된다.

본 명세서의 실시예는 복수개 트랜스폰더 또는 채널을 포함하는 인커밍 수신 신호에서 트랜스폰더 또는 채널을 판정하고 식별하는 장치 및 방법을 설명한다. 실시예는 대역 에지 검출 기술을 이용해 트랜스폰더 또는 채널 식별을 개선하고 식별된 트랜스폰더 또는 채널의 특성을 판정하기 위한 추가 프로세싱을 포함할 수 있다. 추가 프로세싱은 스펙트럼 분석 기반 판정 및 식별 접근 방법 또는 적응적 라인 강화 기반 판정 또는 식별 접근 방법을 포함할 수 있다. 개선된 트랜스폰더 또는 채널 식별 이외에, 추가 프로세싱은 트랜스폰더 또는 채널이 식별되는 경우 식별된 트랜스폰더의 대역폭과 대략적으로 일치하는 채널 주파수 스텝 사이즈에 기초해 검색하는 것에 의해 트랜스폰더 또는 채널을 위한 수신 신호의 주파수 스펙트럼 검색 속도를 증가시킬 수 있다. 실시예는 트랜스폰더 또는 채널의 좀더 빠르고 정확한 식별 및 판정을 초래하고 신호 수신 디바이스의 개선된 성능 뿐만 아니라 개선된 사용자 경험을 초래한다.

실시예는 다양한 변경 및 다른 형태를 취할 수 있지만, 여기에서는 구체적인 실시예가 실례로써 도면에 표시되고 상세히 설명되었다. 그러나, 명세서가 개시된 특정 형태로 제한되는 것은 아니라는 것을 이해할 수 있어야 한다. 오히려, 명세서는 다음의 첨부된 청구항에 의해 정의되는 정신 및 범위 내에 해당하는 모든 변경, 등가물, 및 대안을 커버하기 위한 것이다.

Claims (27)

1. 복수개의 채널들을 포함하는 신호를 수신하는 단계(802);
   상기 신호를 필터링하여 채널의 대역 에지(band edge)에 대한 지시자(indicator)를 발생시키는 단계(806); 및
   상기 대역 에지에 대한 지시자에 기초하여 상기 채널의 특성을 판정하는 단계(818)
   를 포함하는, 방법(800).
2. 제1항에 있어서,
   상기 대역 에지에 대한 지시자는 단일 주파수 톤 신호인, 방법(800).
3. 제2항에 있어서,
   상기 단일 주파수 톤 신호는 상기 필터링된 신호를 상기 수신된 신호와 멀티플라잉(multiplying)하는 것에 의해 발생되는, 방법(800).
4. 제2항에 있어서,
   상기 필터링하는 단계(806)는 상기 신호를 필터링하여, 채널의 지시자를 발생시키기 위해 제1 단일 주파수 톤 신호 및 제2 단일 주파수 톤 신호를 발생시키는 단계를 포함하는, 방법(800).
5. 제1항에 있어서,
   상기 특성은 심볼 레이트(rate), 중심 주파수, 및 대역폭 중 적어도 하나인, 방법(800).
6. 제1항에 있어서,
   상기 판정하는 단계(818)는 스펙트럼 분석을 사용하여 상기 대역 에지에 대한 지시자에 기초하여 상기 채널의 특성을 판정하는 단계를 포함하는, 방법(800).
7. 제6항에 있어서,
   상기 스펙트럼 분석은 고속 푸리에 변환(fast fourier transform) 분석인, 방법(800).
8. 제1항에 있어서,
   상기 판정하는 단계(818)는 적응적 라인 강화(adaptive line enhancement)를 사용하여 상기 대역 에지에 대한 지시자에 기초하여 상기 채널의 특성을 판정하는 단계를 포함하는, 방법(800).
9. 제8항에 있어서,
   상기 적응적 라인 강화는 반복 적응 전달 함수(iteratively adaptive transfer function)를 사용하는, 방법(800).
10. 제1항에 있어서,
    상기 신호의 주파수 스펙트럼을 이동(shifting)시키는 단계(804)를 더 포함하는, 방법(800).
11. 복수개의 채널들을 포함하는 신호를 수신하는 수단(302);
    상기 신호를 필터링하여 채널의 대역 에지에 대한 지시자를 발생시키는 수단(306); 및
    상기 대역 에지에 대한 지시자에 기초하여 상기 채널의 특성을 판정하는 수단(316, 318)
    을 포함하는, 장치(300).
12. 제11항에 있어서,
    상기 대역 에지에 대한 지시자는 단일 주파수 톤 신호인, 장치(300).
13. 제12항에 있어서,
    상기 단일 주파수 톤 신호는, 상기 필터링된 신호를 상기 수신된 신호와 멀티플라잉하는 수단을 사용하여 생성되는, 장치(300).
14. 제12항에 있어서,
    상기 필터링하는 수단(306)은 상기 신호를 필터링하여 채널의 지시자를 발생시키기 위하여 제1 단일 주파수 톤 신호 및 제2 단일 주파수 톤 신호를 발생시키는 수단을 포함하는, 장치(300).
15. 제11항에 있어서,
    상기 특성은 심볼 레이트, 중심 주파수, 및 대역폭 중 적어도 하나인, 장치(300).
16. 제11항에 있어서,
    상기 판정하는 수단(316, 318)은 스펙트럼 분석용 수단을 포함하는, 장치(300).
17. 제16항에 있어서,
    상기 스펙트럼 분석용 수단은 고속 푸리에 변환(fast fourier transform)을 포함하는, 장치(300).
18. 제11항에 있어서,
    상기 판정하는 수단(316, 318)은 적응적 라인 강화용 수단을 포함하는, 장치(300).
19. 제18항에 있어서,
    상기 적응적 라인 강화용 수단은 반복 적응 전달 함수를 포함하는, 장치(300).
20. 제11항에 있어서,
    상기 신호의 주파수 스펙트럼을 이동시키는 수단(304)을 더 포함하는, 장치(300).
21. 복수개의 채널들을 포함하는 입력 신호를 수신하고 상기 입력 신호의 주파수 스펙트럼을 이동시키는 스펙트럼 이동 회로(304);
    주파수 이동된 신호를 필터링하여 채널의 대역 에지에 대한 지시자를 발생시키는 필터(306) - 상기 필터는 상기 스펙트럼 이동 회로(304)에 결합됨 - ; 및
    상기 필터(306) 및 스펙트럼 이동 회로(304)에 결합되는 신호 분석 회로(316, 318) - 상기 신호 분석 회로(316, 318)는 상기 대역 에지에 대한 지시자에 기초하여 상기 채널의 특성을 판정하고, 상기 신호 분석 회로(316, 318)는 상기 채널의 판정된 특성에 기초하여 상기 스펙트럼 이동 회로(304)에서의 상기 주파수 이동을 제어함 -
    를 포함하는, 장치(300).
22. 제21항에 있어서,
    상기 대역 에지에 대한 지시자는 단일 주파수 톤 신호인, 장치(300).
23. 제21항에 있어서,
    상기 특성은 심볼 레이트, 중심 주파수, 및 대역폭 중 적어도 하나인, 장치(300).
24. 제21항에 있어서,
    상기 신호 분석 회로(316, 318)는 스펙트럼 분석 회로를 포함하는, 장치(300).
25. 제24항에 있어서,
    상기 스펙트럼 분석 회로는 고속 푸리에 변환(fast fourier transform)을 포함하는, 장치(300).
26. 제21항에 있어서,
    상기 신호 분석 회로(316, 318)는 적응적 라인 강화 회로를 포함하는, 장치(300).
27. 제26항에 있어서,
    상기 적응적 라인 강화 회로는 반복 적응 전달 함수를 포함하는, 장치(300).

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