KR20100136610A

KR20100136610A - 단일 반송파-주파수 분할 다중 통신 시스템에서 신호 송수신 장치 및 방법

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Publication number: KR20100136610A
Application number: KR1020090054775A
Authority: KR
Inventors: 강인태; 배정화; 이보람; 배상민; 임종한
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2009-06-19
Filing date: 2009-06-19
Publication date: 2010-12-29
Also published as: US8509079B2; KR101551982B1; US20100322065A1

Abstract

본 발명은 SC-FDMA 통신 시스템에서 신호를 송신하는 방법에 있어서, 시스템 대역의 부반송파 개수인 N과 할당된 대역의 부반송파 개수인 M에 따라, N/M으로 결정되는 대역폭 확장 인자(BEF) Q가 정수인지 검사하고, 상기 Q가 정수이고 상기 할당된 대역이 LFDMA 방식에 따라 구성된 경우, 전송되어야 할 입력 신호를 Q 배 업샘플링하고, 상기 업샘플링한 신호를 저역 필터링하고, 상기 저역 필터링한 신호에 상기 할당된 대역의 시작 오프셋에 따른 선형 위상을 곱하여 SC-FDMA 신호를 생성하고, 상기 SC-FDMA 신호를 송신한다.

SC-FDMA, LFDMA, IFDMA, 업샘플링, 반복, 선형 위상, DFT, IFFT, 제로 패딩, BEF

Description

단일 반송파-주파수 분할 다중 통신 시스템에서 신호 송수신 장치 및 방법 {APPARATUS AND METHOD FOR TRANSMITTING AND RECEIVING A SIGNAL IN A SINGLE CARRIER FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING ACCESS COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은 단일 반송파-주파수 분할 다중 접속(SC-FDMA: Single Carrier-Frequency Division Multiplexing Access) 방식을 기반으로 하는 SC-FDMA 통신 시스템에서 전력 소모를 감소시키기 위한 신호 송수신 장치 및 방법에 관한 것이다.

SC-FDMA방식은 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access) 방식과 유사하지만, 다중 반송파를 사용하면서도 단일 반송파 특성을 유지시켜 OFDMA 방식의 가장 큰 문제점인 피크 대 평균 전력 비율(PAPR: Peak to Average Power Ratio)을 낮춘 방식이다. SC-FDMA 방식은 상기 OFDMA 방식의 데이터 변조 방식과 달리 데이터를 시간 영역에 할당하고, 이산 푸리에 변환(DFT: Discrete Fourier Transform)기를 사용하여 상기 시간 영역에 할당된 신호를 주파수 영역의 신호로 변환시킨 후, 이후 신호 처리를 수행하여 시간 영역 의 하나의 SC-FDMA 심볼을 생성하므로, SC-FDMA 방식의 송수신기는 OFDMA 방식의 송수신기 대비 상기 DFT기가추가적으로 필요하다.

도 1은 SC-FDMA 통신 시스템에서 사용되는 일반적인 신호 송수신기 장치를 도시한 도면이다.

도1을 참조하면, 신호 송신기(100)는 M-포인트 DFT기(101), 부반송파 할당(subcarrier allocator or mapper)기(103), N-포인트 역고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Furier Transform)기(105), 순환 접두어(CP: Cyclic Prefix) 삽입기(107), 병렬-직렬(PS: Parallel to Serial) 변환기(converter)(109), 디지털-아날로그(DA: Digital to Analog) 변환기(converter)(111) 라디오 주파수(RF: Radio Frequency) 처리기(113)를 포함하고, 신호 수신기(150)는 RF 처리기(151), 아날로그-디지털(AD: Analog to Digital) 변환기(153), CP 제거기(155), 직렬-병렬(SP: Serial to Parallel) 변환기(157), N-포인트 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Furier Transform)기(159), 부반송파 역할당(de-allocator)기(161), 등화기(equalization)(163) 및 M-포인트 역이산 푸리에 변환(IDFT: Inverse Discrete Fourier Transform)(165)을 포함한다.

먼저, 상기 신호 송신기(100)에서 송신할 신호가 발생되면 상기 M-포인트 DFT기(101)로 입력된다. 상기 M-포인트 DFT기(101)는 입력된 시간 영역의 신호를 주파수 영역의 신호로 변환하고 상기 부반송파 할당기(103)로 출력한다. 상기 부반송파 할당기(103)는 상기 M-포인트 DFT기(101)가 출력한 신호를 입력하여 전송하고자 하는 주파수 대역에 맵핑하고 상기 N-포인트 IFFT기(105)로 출력한다. 상기 N- 포인트 IFFT기(105)는 상기 부반송파 할당기(103)가 출력한 신호를 입력하여 IFFT 처리하고 상기 CP삽입기(107)로 출력한다. 상기 CP삽입기(107)는 상기 N-포인트 IFFT기(105)가 출력한 신호에 CP를 삽입하고 상기 PS 변환기(109)로 출력한다. 상기 PS 변환기(109)는 상기 CP삽입기(107)가 출력한 병렬 형태의 신호를 입력하여 직렬 형태의 신호로 변환하고 상기 DA 변환기(111)로 출력한다. 상기 DA 변환기(111)는 상기 PS 변환기(109)가 출력한 디지털 신호를 입력하여 아날로그 신호로 변환하고 상기 RF 처리기(113)로 출력한다. 상기 RF 처리기(113)는 상기 DA 변환기(111)가 출력한 신호를 입력하여 RF 처리한 후 채널(130)을 통해 상기 신호 수신기(150)로 송신한다.

다음으로, 상기 RF 처리기(151)는 상기 채널(130)을 통해 수신되는 RF 신호를 입력하여 RF 처리 이전의 신호로 복구하고 상기 AD 변환기(153)로 출력한다. 상기 AD 변환기(153)는 상기 RF 처리기(151)가 출력한 아날로그 신호를 입력하여 디지털 신호로 변환하고 상기 CP 제거기(155)로 출력한다. 상기 CP 제거기(155)는 상기 AD 변환기(153)가 출력한 신호의 CP를 제거하고 상기 SP 변환기(157)로 출력한다. 상기 SP 변환기(157)는 상기 CP 제거기(155)가 출력한 직렬 형태의 신호를 입력하여 병렬 형태의 신호로 변환하고 상기 N-포인트 FFT기(159)로 출력한다. 상기 N-포인트 FFT기(159)는 상기 SP 변환기(157)가 출력한 신호를 입력하여 FFT 처리하고 상기 부반송파 역할당기(161)로 출력한다. 상기 부반송파 역할당기(161)는 상기 N-포인트 FFT기(159)가 출력한 신호를 입력하여 주파수 영역의 신호로 디맵핑하고 상기 등화기(163)로 출력한다. 상기 등화기는 상기 부반송파 역할당기(161)가 출력 한 신호를 입력하여 신호 왜곡을 보상하고 상기 M-포인트 IDFT기(165)로 출력한다. 상기 M-포인트 IDFT기(165)는 상기 등화기(163)가 출력한 주파수 영역의 신호를 입력하여 시간 영역의 신호로 변환하고 상기 검출기(167)로 출력한다. 상기 검출기는 상기 M-포인트 IDFT기(165)가 출력한 신호를 입력하여 수신 신호를 검출한다.

상기 신호 송신기(100)의 상기 M-포인트 DFT기(101)의 DFT는 하기 수학식 1과 같이 정의한다.

상기 신호 수신기(150)의 상기 M-포인트 IDFT기 (165)의 IDFT는 하기 수학식 2와 같이 정의한다.

상기 수학식 1 및 수학식 2 각각에서 곱해지는 익스포넨셜(exponential) 값들을 회전 인수(twiddle factor)라고 하며, 일 예로서 상기 회전 인수는 하기 수학식 3과 같이 정의된다.

여기서 M은 DFT 또는 IDFT의 포인트 개수를 의미하며 DFT 또는 IDFT의 크기 라고도 칭한다.

상기 DFT 계산을 위한 보다 효율적인 알고리즘으로 원래의 DFT 계산을 더 작은 DFT들의 조합으로 구현하는 것이 가능하며, 이러한 알고리즘들을 총칭하여 FFT라 칭한다. 만약 DFT의 포인트의 개수가 2의 멱수(2^n)인 경우 DFT와 IDFT는 실제 하드웨어의 연산량을 줄이면서 고속의 연산을 위해 radix-2, radix-4, split-radix 알고리즘 등을 이용하여 구현된다. 입력 샘플(samples)의 개수가 N인 정보를 DFT하는 경우, 파이프라인(pipelined) 구조의 FFT를 사용하면 N*N번의 복소수 곱셈이 필요하지만, 버터플라이(butterfly) 구조의 FFT를 사용하면

으로 그 계산량을 줄일 수 있다.

한편, 3GPP(3rd Generation Partnership Project) 계열의 통신 네트워크의 가장 최신 버전을 대표하는 LTE(Long Term Evolution)는 3GPP 계열의 특성상 음성 통신이 기타 데이터 및 멀티미디어 통신과 더불어 중요한 어플리케이션(application)을 구성한다. 상기 LTE는 인터넷 프로토콜(IP: Internet Protocol) 기반의 네트워크이고 음성패킷망(VoIP: Voice-over-IP)을 사용하여 음성 통신 서비스를 제공한다. 전체 네트워크 입장에서 VoIP를 효율적으로 구성하기 위해서는 하나의 셀이 다수의 사용자를 지원해야만 하는데, 이때 시스템 처리량(throughput)을 최대한 늘리기 위해서는 제어 신호의 오버헤드(overhead)를 줄여야만 한다. 이를 위해 한 사용자에게 한번 할당한 자원을 지속적으로 사용하게 하는 세미 영구 스케줄링(SPS: Semi-Persistent Scheduling) 방식이 널리 사용되며, 상기 SPS 방식은 동적 스케줄링(dynamic scheduling) 방식의 문제점인 오버헤드를 감소시킬 수 있다. LTE의 경우에는 음성 신호의 데이터 정보량이 크지 않으므로, 기지국은 상기 SPS 방식을 이용하여 이동 단말기에게 특정 주기를 가지는 1 자원 블록(RB: Resource Block)를 할당하고, 상기 이동 단말기는 상기 할당 받은 자원 블록을 이용하여 신호를 송수신한다.

또한 상기 이동 단말기는 시간 또는 하이브리드 자동 반복 요청(HARQ: Hybrid Automatic Repeat reQuest) 처리 식별자(ID: IDentification)에 따라 서로 다른 크기의 RB를 할당 받을 수 있다. 이때 상기 이동 단말기가 할당 받은 RB의 크기에 따라 그 크기가 변하는 DFT와, 시스템 대역폭에 따라 동작하는 고정 크기의 IFFT는 상기 이동 단말기가 고속 데이터를 전송하는 동안 지속적으로 동작하게 된다. 그러나 수 분 이상 지속되는 음성 통신의 경우에는 고속 데이터 통신을 위한 방식으로 데이터 변조를 지속적으로 수행하는 것이 불필요하며, 상기와 같은 불필요한 동작을 함으로써 전력을 낭비하게 된다.

앞서 설명한 도 1의 신호 송신기(100)를 일례로 각 블록에서 소모되는 전력을 살펴보면 다음과 같다.

도시하지는 않았지만 상기 M-포인트 DFT기(101)의 입력단에 위치하는 부호기(Encoder)는 전송해야 할 데이터량에 비례하여 소모되는 전력이 증가한다.

상기 M-포인트 DFT기(101)는 단일 버터플라이 구조일 경우 파이프라인 구조와 같은 처리량을 출력하기 위해 상기 파이프라인 구조에 사용된 클럭(clock)보다 스테이지(stage) 개수의 배수 만큼 빠른 클럭을 사용해야 하므로 더 많은 시간과 전력을 소모하게 된다. DFT의 크기가 하나로 정해져 있지 않고 여러 가지 스케일(scale)로 변경되는 scalable DFT를 구현하기 위해서는 파이프라인 방식으로 다수개의 2-radix, 3-radix, 5-radix 버터플라이 구조를 직렬로 배치한 하드웨어 구현 방식이 많이 사용되는데, 이때 적응적 변조 및 부호화(AMC: Adaptive Modulation and Coding)를 위해 전송 시간 구간(TTI: Transmission Time Interval) 별로 또는 HARQ 프로세스 ID 별로 서로 다른 크기의 DFT를 사용해야만 한다. 따라서 사용되지 않는 버터플라이 구조에 대한 장시간 전력 차단은 불가능하므로 이동 단말기에 할당된 대역폭 또는 시스템 대역폭에 상관 없이 소모되는 전력은 거의 일정하다.

부반송파 할당기(103)는 하드웨어 구현시 어드레스 제어기로 간단하게 구현이 가능하므로 소모되는 전력이 거의 없다.

상기 N-포인트 IFFT기(105)는 시스템 대역폭이 결정됨에 따라 그 IFFT 크기도 결정되므로, (일례로 시스템 대역폭이 20MHz일 때, 2048-포인트 IFFT) 소모되는 전력은 전송할 데이터량의 최대값에 맞추어 항상 일정하다.

상기 PS 변환기(109), DA 변환기(111) 및 RF 처리기(113)로 구성되는 송신 필터(filter)의 경우 시스템 대역폭에 따라 결정되는 샘플링 레이트(sampling rate)에 비례하여 전력 소모가 발생하므로 추가적인 최적화는 불가능하다. 그러나 상기 송신 필터 처리에 사용되는 클럭 수는 상기 M-포인트 DFT기(101) 및 N-포인트 IFFT기(105) 대비 작으므로, 소모되는 전력 또한 상기 M-포인트 DFT기(101) 및 N-포인트 IFFT기(105) 대비 작다.

즉, 전송할 데이터량의 많고 적음에 상관 없이 상기 M-포인트 DFT기(101) 및 N-포인트 IFFT기(105)에서는 전송할 데이터량이 최대값일 경우와 거의 동일한 전력 소모가 일어난다. 전송할 데이터량이 많을 때에는 전력 효율의 열화가 거의 발생되지 않지만, 상기 전송할 데이터량이 적을 때에서는 전력 효율의 열화가 심해지며, 따라서 전체 시스템 대역폭의 전력소모량 대비 상기 M-포인트 DFT기(101) 및 N-포인트 IFFT기(105)의 전력소모량의 비율은 훨씬 커지게 된다.

본 발명은 SC-FDMA 통신 시스템에서 전력 소모를 감소시키기 위한 신호 송수신 장치 및 이를 지원하는 방법을 제안한다.

또한 본 발명은 SC-FDMA 통신 시스템에서 미리 설정한 조건에 따라 DFT기 및 IFFT기를 포함하는 기존 패스(path)와 DFT기 및 IFFT기를 포함하지 않는 신규 패스 중 어느 하나로 신호를 송수신하는 장치 및 이를 지원하는 방법을 제안한다.

본 발명에서 제안하는 장치는; SC-FDMA 통신 시스템에서 신호를 송신하는 장치에 있어서, 시스템 대역의 부반송파 개수인 N과 할당된 대역의 부반송파 개수인 M에 따라, N/M으로 결정되는 Q가 정수인지 검사하는 제어기와, 상기 Q가 정수이고 상기 할당된 대역이 LFDMA 방식에 따라 자원이 구성된 경우, 전송되어야 할 입력 신호를 Q 배 업샘플링하는 업샘플러와, 상기 업샘플링한 신호를 저역 필터링하는 저역 통과 필터와, 상기 저역 필터링한 신호에 상기 할당된 대역의 시작 오프셋에 따른 선형 위상을 곱하여 SC-FDMA 신호를 생성하는 곱셈기를 포함한다.

본 발명에서 제안하는 다른 장치는; SC-FDMA 통신 시스템에서 신호를 송신하는 장치에 있어서, 시스템 대역의 부반송파 개수인 N과 할당된 대역의 부반송파 개수인 M에 따라, N/M으로 결정되는 Q가 정수인지 검사하는 제어기와, 상기 Q가 정수이고 상기 할당된 대역이 IFDMA 방식에 따라 자원이 구성된 경우, 전송되어야 할 입력 신호를 Q번 반복하는 반복기와, 상기 반복한 신호에 상기 할당된 대역의 시작 오프셋에 따른 선형 위상을 곱하여 SC-FDMA 신호를 생성하는 곱셈기를 포함한다.

본 발명에서 제안하는 방법은; SC-FDMA 통신 시스템에서 신호를 송신하는 방법에 있어서, 시스템 대역의 부반송파 개수인 N과 할당된 대역의 부반송파 개수인 M에 따라, N/M으로 결정되는 Q가 정수인지 검사하는 과정과, 상기 Q가 정수이고 상기 할당된 대역이 LFDMA 방식에 따라 구성된 경우, 전송되어야 할 입력 신호를 Q 배 업샘플링하는 과정과, 상기 업샘플링한 신호를 저역 필터링하는 과정과, 상기 저역 필터링한 신호에 상기 할당된 대역의 시작 오프셋에 따른 선형 위상을 곱하여 SC-FDMA 신호를 생성하는 과정과, 상기 SC-FDMA 신호를 송신하는 과정을 포함한다.

본 발명에서 제안하는 다른 방법은; SC-FDMA 통신 시스템에서 신호를 송신하는 방법에 있어서, 시스템 대역의 부반송파 개수인 N과 할당된 대역의 부반송파 개수인 M에 따라, N/M으로 결정되는 Q가 정수인지 검사하는 과정과, 상기 Q가 정수이고 상기 할당된 대역이 IFDMA 방식에 따라 구성된 경우, 전송되어야 할 입력 신호 를 Q번 반복하는 과정과, 상기 반복한 신호에 상기 할당된 대역의 시작 오프셋에 따른 선형 위상을 곱하여 SC-FDMA 신호를 생성하는 과정과, 상기 SC-FDMA 신호를 송신하는 과정을 포함한다.

본 발명은 SC-FDMA 통신 시스템에서 LFDMA 방식 또는 IFDMA 방식으로 부반송파를 할당하고 BEF가 정수일 경우, 본 발명에서 제안하는 신규 패스를 통해 신호를 송신하도록 함으로써, 기존 시스템 대비 전력 소모를 획기적으로 줄일 수 있다.

이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명의 동작을 이해하는데 필요한 부분만을 설명하며 그 이외의 배경 기술은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략한다.

본 명세서에서는 본 발명에서 제안하는 신호 송수신 장치를 사용하는 SC-FDMA 통신 시스템에서 미리 설정한 조건에 따라 DFT기 및 IFFT기를 포함하는 기존 패스 및 DFT기 및 IFFT기를 포함하지 않는 신규 패스 중 어느 하나를 통해 신호를 송수신하는 장치 및 방법의 실시 예에 대해 구체적으로 살펴볼 것이다.

또한 본 발명에서 제안하는 신호 송수신 장치를 사용하는 SC-FDMA 통신 시스템에서 기존 패스 또는 신규 패스를 통해 신호를 송수신하기 위한 상기 미리 설정한 조건에 대해 구체적으로 살펴볼 것이다.

하기에서 본 발명의 실시 예를 구체적으로 설명함에 있어, SC-FDMA 통신 시스템을 일례로 설명하기로 하며, 특히 본 발명에서는 설명의 편의상 LTE 표준을 사용하는 SC-FDMA 통신 시스템에서 기존 패스 또는 신규 패스를 통해 신호를 송수신하는 장치 및 방법에 대해서 설명할 것이다. 하지만 본 발명에서 제안하는 기존 패스 또는 신규 패스를 통해 신호를 송수신하는 장치 및 방법은 모든 종류의 SC-FDMA 통신 시스템에 적용될 수 있음은 물론이다.

SC-FDMA 통신 시스템에서 다중 사용자(multi-user) 접속을 위한 복수의 사용자들의 다중화는 주파수 대역에서 FDMA 방식으로 수행되는데, 일반적으로 하나의 사용자에게 할당되는 대역폭은 전체 시스템 대역폭의 일부분에 해당된다. 따라서 M-포인트 DFT와 N-포인트 IFFT에서의 M≤N의 관계가 항상 유지되는데, 여기서 N/M은 대역폭 확장 인자(BEF: Bandwidth Expansion Factor)로 정의되며 상기 BEF는 정수 또는 정수가 아닌 유리수의 값을 가진다. 일례로 LTE에서 시스템 대역폭이 20 MHz일 경우 이동 단말기는 최대 100RB의 자원을 사용할 수 있으며, 만약 상기 이동 단말기에게 할당된 대역폭이 각각 1RB, 2RB, 3RB라고 가정한다면 BEF는 100, 50, 100/3이 된다.

SC-FDMA 통신 시스템에서 PAPR을 낮추기 위해 사용하는 부반송파 할당 방식에는 IFDMA(Interleaved FDMA) 방식, LFDMA(Localized FDMA) 방식이 있다. 시스템에서는 미리 정해지는 규칙에 따라 각 이동 단말기에게 상기 IFDMA 방식 혹은 LFDMA 방식으로 부반송파를 할당한다.

도 2a는 SC-FDMA 통신 시스템에서 IFDMA 방식을 사용하여 부반송파를 할당하 는 것을 도시한 도면이고, 도 2b는 SC-FDMA 통신 시스템에서 LFDMA 방식을 사용하여 부반송파를 할당하는 것을 도시한 도면이다.

도 2a,2b에서 설명의 편의를 위해 할당된 대역폭이 4 부반송파이고, 전체 시스템 대역폭이 16 부반송파이고, 4-포인트 DFT를 사용한다고 가정하면, BEF는 16/4=4가 된다.

도 2a를 참조하면, IFDMA 방식을 사용하여 부반송파를 할당하는 것으로, 4개의 시간 영역의 복소수 심볼 {x₀, x₁, x₂, x₃}을 DFT를 통해 주파수 영역의 복소수 심볼 {X₀, X₁, X₂, X₃}로 변환한다. 상기 복소수 심볼 {X₀, X₁, X₂, X₃}을 BEF의 값, 즉 4개의 부반송파 당 하나씩 균등하게 주파수 영역에 퍼뜨려 할당하고, 상기 복소수 심볼 {X₀, X₁, X₂, X₃}이 할당되지 않은 부반송파에는 '0'을 채워넣는다. 상기 주파수 영역에 퍼뜨려 할당된 복소수 심볼을 IDFT를 통해 시간 영역의 복소수 심볼로 변환한다.

도 2b를 참조하면, LFDMA 방식을 사용하여 부반송파를 할당하는 것으로, 4개의 시간 영역의 복소수 심볼 {x₀, x₁, x₂, x₃}을 DFT를 통해 주파수 영역의 복소수 심볼 {X₀, X₁, X₂, X₃}로 변환한다. 상기 복소수 심볼 {X₀, X₁, X₂, X₃}을 연속된 부반송파에 할당하고, 상기 복소수 심볼 {X₀, X₁, X₂, X₃}이 할당되지 않은 부반송파에는 '0'을 덧붙이는 제로 패딩(zero padding)을 수행한다. 상기 주파수 영역의 연속된 부반송파에 할당된 복소수 심볼을 IDFT를 통해 시간 영역의 복소수 심볼로 변환 한다.

이와 같이 BEF가 정수일 경우에는 IFDMA 방식 및 LFDMA 방식을 사용하여 부반송파를 할당하고, BEF가 유리수일 경우에는 일반적인 Distributed FDMA(DFDMA) 방식을 사용하여 부반송파를 할당한다.

도 3은 SC-FDMA 통신 시스템에서 사용되는 본 발명에서 새롭게 제안하는 신호 송신기 장치를 도시한 도면이다. 여기에서는 N개의 부반송파로 이루어진 전체 시스템 대역 중 M개의 부반송파로 이루어진 자원이 할당된 경우의 동작을 설명한다.

도 3을 참조하면, 상기 송신기는 부호기/맵핑기(encoder/mapper)(301), 역 다중화기(demultiplexer)(303), 기존 패스(310), 제1신규 패스(320), 제2 신규 패스(330), 다중화기(multiplexer)(313) 및 송신 필터(315)를 포함하며, 상기 기존 패스(310)는 M-포인트 DFT기(305), 부반송파 할당기(307), N-포인트 IFFT기(309) 및 CP 삽입기(311)로 구성되고, 상기 제1신규 패스(320)는 어드레스 제어기(331), 업샘플러(upsampler)(333), 저역 통과 필터(LPF: Low Pass Filter)(335), 곱셈기(multiplier)(337) 및 선형 위상(linear phase) 계산기(calculator)(339)로 구성되고, 상기 제2신규 패스(330)는 어드레스 제어기(351), 반복기(repeater)(353), 곱셈기(357) 및 선형 위상 계산기(339)로 구성된다.

상기 송신기는, 도시하지는 않았지만 BEF를 계산하는 BEF 계산기와 상기 계산한 BEF에 따라 기존 패스(310), 제1 신규 패스(320) 또는 제2신규 패스(330) 중 어느 하나에 전원을 공급하는 전력 제어기를 추가로 포함한다. 본 발명에서 새롭게 제안하는 제1 및 제2신규 패스(320,330)는 상기 BEF 계산기를 통해 계산된 BEF가 정수일 경우에만 사용되고, 상기 BEF가 정수가 아닌 유리수일 경우는 기존 패스(310)를 통해 신호가 송수신되며, 상기 기존 패스(310)를 통한 신호 송신 동작은 도 1에서 설명한 신호 송신기(100)의 동작과 일치하므로 여기서는 그 상세한 설명은 생략하기로 한다. 또한 상기 BEF 계산기를 통해 계산된 BEF가 정수일 경우, 상기 전력 제어기는 상기 기존 패스(310)에 대한 전력 공급을 중단하고, 상기 제1신규 패스(320) 또는 제2신규 패스(330)로 전력을 공급하고, 상기 BEF가 유리수일 경우, 상기 전력 제어기는 상기 제1신규 패스(320) 또는 제2신규 패스(330)에 대한 전력 공급을 중단하고, 상기 기존 패스(310)로 전력을 공급한다. 상기 제1신규 패스(320)는 LFDMA 방식으로 부반송파를 할당하는 경우 사용되고, 상기 제2신규 패스(330)는 IFDMA 방식으로 부반송파를 할당하는 경우 사용된다.

상기 부호기/맵핑기(301)는 전송해야 할 신호를 역다중화기(303)로 출력하고, 상기 역다중화기(303)는 BEF 계산부의 계산 결과에 따라 상기 전송해야 할 신호가 통과할 패스를 선택한다. N/M을 Q라 하면, 상기 Q가 정수일 경우 상기 역다중화기(303)는 IFDMA가 사용되는지 혹은 LFDMA가 사용되는지에 따라 상기 제1신규 패스(320) 또는 상기 제2신규 패스(330)로 상기 전송해야 할 신호를 출력한다. 상기 역다중화기(303)가 상기 제1신규 패스(320)로 상기 전송해야 할 신호를 출력하면, 상기 어드레스 제어기(331)는 상기 CP 삽입기(311)에 대응되는 동작으로 상기 역다중화기(303)가 출력한 신호의 어드레스를 제어하여 CP를 삽입하고 상기 업샘플러(333)로 출력한다.

상기 업샘플러(333)는 상기 M-포인트 DFT기(305) 및 상기 M-포인트 IFFT기(309)에 대응되는 동작으로 상기 어드레스 제어기(331)가 출력한 신호를 입력하여 Q배 업샘플링을 적용하고 상기 LPF(335)로 출력한다. 여기서 업샘플링이라 함은 두 샘플마다 사이에 (Q-1)개의 '0'을 채워 넣는 것을 의미한다. 상기 LPF(335)는 상기 업샘플러(333)가 출력한 신호를 입력하여 해당 대역만을 통과시켜 상기 곱셈기(337)로 출력한다. 상기 곱셈기(337)는 상기 LPF(335)가 출력한 신호에 선형 위상 계산기(339)가 출력한 신호를 곱하여 할당된 자원의 시작 오프셋에 따라 위상을 쉬프팅(shifting) 시키고 상기 다중화기(313)로 출력한다.

한편, 상기 역다중화기(303)가 상기 제2신규 패스(330)로 신호를 출력하면, 상기 어드레스 제어기(351)는 상기 CP 삽입기(311)에 대응되는 동작으로 상기 역다중화기(303)가 출력한 신호의 어드레스를 제어하여 CP를 삽입하고 상기 반복기(353)로 출력한다. 상기 반복기(353)는 상기 M-포인트 DFT기(305) 및 상기 M-포인트 IFFT기(309)에 대응되는 동작으로 상기 어드레스 제어기(331)가 출력한 신호를 입력하여 Q번 반복하고 곱셈기(357)로 출력한다. 상기 곱셈기(357)는 상기 반복기(353)가 출력한 신호와 선형 위상 계산기(339)가 출력한 신호를 곱하여 신호를 쉬프팅 시키고 상기 다중화기(313)로 출력한다.

도 4는 SC-FDMA 통신 시스템에서 사용되는 본 발명에서 새롭게 제안하는 신호 송신기 장치를 사용한 신호 처리를 주파수 영역과 시간 영역으로 구분하여 도시한 도면이다. 여기에서는 IFDMA 방식에 적용되는 제2신규 패스(330)의 동작을 설명한다.

도 4를 참조하면, 상기 기존 패스(310)를 통한 신호는 (1),(2),(3),(4)의 순서로 처리되고, 상기 제2신규 패스(330)를 통한 신호는 (1),(2'),(4)의 순서로 처리된다.

즉 상기 기존 패스(310)를 통한 신호 처리는 M-포인트 DFT(400단계)를 통해 시간 영역의 신호 (1)를 주파수 영역의 신호 (2)로 변환하고, 신호 (3)과 같이 주파수 영역에서 부반송파 할당 후, 주파수 영역의 신호 (3)를 시간 영역의 신호 (4)로 N-포인트 IFFT(406단계)한다.

이에 반해 상기 제2신규 패스(330)를 통한 신호 처리는 시간 영역에서만 이뤄지며 입력 신호 (1)를 Q번 반복하고,(408단계) 상기 반복한 신호에 상기 할당된 자원의 시작 오프셋 k₀에 따른 선형 위상값(

)을 곱하여(410단계) 최종적으로 시간 영역의 신호 (4)를 생성한다. 여기서 상기 선형 위상값은 상기 선형 위상 계산기(339)가 출력한 신호를 의미하며, 상기 N은 시스템 대역의 부반송파 개수를 나타내고, n은 시간 인덱스를 나타낸다. 이와 같이 상기 제2신규 패스(330)는 상기 기존 패스(310)에 비해 매우 간결화된 처리를 수행하지만, 각 패스를 통해 최종적으로 출력되는 신호는 동일하다.

상기 404단계에 따른 주파수 영역에서의 쉬프팅은 하기 수학식 4와 같이 정의되며, 이는 상기 410단계에 따른 시간 영역에서의 선형 위상값을 곱해주는 동작과 등가이다.

x[n], n=0,...,M-1은 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)/16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)/64QAM의 변조 심볼을 의미하고, 시간 영역에서의 길이가 M인 신호이다. 상기 변조 심볼 x[n]을 M-포인트 DFT를 통해 주파수 영역의 심볼 X[k], k=0,...,M-1로 변환하고, 이후 업샘플링 또는 제로 패딩을 수행한 주파수 영역의 심볼을 Y[k], k=0,...,N-1, 여기서 N=M*Q라 정의한다. 또한, 상기 심볼 Y[k]을 N-포인트 IFFT를 통해 얻어지는 시간 영역의 신호를 y[n], n=0,...,N-1이라 정의한다.

상기 402단계에 따른 주파수 영역에서의 업샘플링은 X[k], k=0,...,M-1 신호를 하기 수학식 5에 정의된 Y[k], k=0,...,N-1로 변경하는 것을 의미하고, 여기서 N=M*Q를 만족한다.

수학식 5에 따르면 주파수 영역에서 업샘플링된 신호는 y[n]=x[n mod M]을 만족하는데 이것은 시간 영역에서 길이 M인 신호 x[n]을 Q번 만큼 반복 시켜주는 역할을 한다. 즉 IFDMA 방식을 사용하여 부반송파를 할당할 경우, 상기 제2신규 패스(330)를 통해 신호를 처리하는 (1),(2'),(4)의 순서에 따라 시간영역에서는 입력된 신호를 Q번 만큼 반복한 후

을 곱해주면, 상기 기존 패스(310)를 통해 신호를 처리하는 (1),(2),(3),(4)의 순서에 따라 처리한 신호와 동일한 신호를 최종적으로 출력할 수 있다. 수학식 5의 y[n]은 최종적으로 출력되는 신호 (4)를 의미한다.

이와 같이 상기 제2신규 패스(330)와 상기 기존 패스(310)는 동일한 신호 y[n]을 최종적으로 출력하지만, 상기 제2신규 패스(330)를 통한 신호 처리에서는 상기

을 곱하는 410단계, 즉 곱셈기(357)에서만 전력 소모가 일어날 뿐이므 로 상기 기존 패스(310) 대비 전력 소모를 월등히 감소시킬 수 있다.

도 5는 SC-FDMA 통신 시스템에서 사용되는 본 발명에서 새롭게 제안하는 신호 송신기 장치를 사용한 신호 처리를 주파수 영역과 시간 영역으로 구분하여 도시한 도면이다. 여기에서는 LFDMA 방식에 적용되는 제1신규 패스(320)의 동작을 설명한다.

도 5를 참조하면, 상기 기존 패스(310)를 통한 신호는 (1),(2),(3),(4)의 순서로 처리되고, 상기 제1신규 패스(320)를 통한 신호는 (1),(2'),(3'),(4)의 순서로 처리된다.

즉 상기 기존 패스(310)를 통한 신호 처리는 M-포인트 DFT(500단계)를 통해 시간 영역의 신호 (1)를 주파수 영역의 신호 (2)로 변환하고, 신호 (3)과 같이 주파수 영역에서 부반송파 할당 후, 주파수 영역의 신호 (3)를 시간 영역의 신호 (4)로 N-포인트 IFFT(506단계)한다.

이에 반해 상기 제1신규 패스(320)를 통한 신호 처리는 시간 영역에서만 이뤄지며 입력 신호 (1)를 Q배 업샘플링하고,(508단계) 상기 업샘플링한 신호를 저역 필터링하고,(510단계) 상기 필터링한 신호에 상기 할당된 자원의 시작 오프셋 k₀에 따른 선형 위상값(

)을 곱하여(512단계) 최종적으로 시간 영역의 신호 (4)를 생성한다. 이와 같이 상기 제1신규 패스(320)는 상기 기존 패스(310)에 비해 매우 간결화된 처리를 수행하지만, 각 패스를 통해 최종적으로 출력되는 신호는 동일하다.

상기 504단계에 따른 주파수 영역에서의 쉬프팅은 앞서 설명한 수학식 4와 같이 정의되며, 이는 상기 512단계에 따른 시간 영역에서의 선형 위상값을 곱해주는 동작과 등가이다.

상기 503단계에 따른 주파수 영역에서의 제로 패딩은 X[k], k=0,...,M-1 신호를 하기 수학식 6에 정의된 Y[k], k=0,...,N-1로 변경하는 것을 의미하며, 여기서 N≥M을 만족한다.

LFDMA 방식을 사용하여 부반송파를 할당할 경우, 상기 제1신규 패스(320)를 통해 신호를 처리하는 (1),(2'),(3'),(4)의 순서에 따라 시간영역에서는 입력된 신호를 Q배 업샘플링하고 저역 필터링을 수행한 후

을 곱해주면, 상기 기존 패스(310)를 통해 신호를 처리하는 (1),(2),(3),(4)의 순서에 따라 처리한 신호와 동일한 신호를 최종적으로 출력할 수 있다. 수학식 6의 y[n]은 최종적으로 출력되는 신호 (4)를 의미한다.

이와 같이 상기 제1신규 패스(320)와 상기 기존 패스(310)는 동일한 신호 y[n]을 최종적으로 출력하지만, 상기 제1신규 패스(330)를 통한 신호 처리에서는 상기 저역 필터링하는 510단계, 즉 LPF(335)와, 상기 저역 필터링한 신호에 상기

을 곱하는 512단계, 즉 곱셈기(337)에서만 전력 소모가 일어날 뿐이므로 상기 기존 패스(310) 대비 전력 소모를 월등히 감소시킬 수 있다.

하기 표1은 기존 패스의 각 블록 및 본 발명에 따라 추가되는 블록의 게이트 개수(Gate Count)와 칩 사이즈의 추정치를 나타낸다.

	게이트 개수	칩 사이즈
DFT기	298K	429K
부반송파 할당기	6K	9K
IFFT기	93K	134K
메모리	768/3K	1585/3K
본 발명에 따라 추가되는 블록	20K	30K

이와 같이 기존 패스의 칩 사이즈의 총 합이 429K+9K+134K+1585/3K=1100K라고 하면, 본 발명에 따라 추가되는 블록의 칩 사이즈는 30K 정도로 추산된다. 따라서 기존 패스 대비 약 3% 정도의 하드웨어만 추가 시키면, BEF가 정수일 경우 기존 패스 전력 소모의 약 3-5%만으로 송신 신호를 생성할 수 있다. 따라서 VoIP를 통해 제공되는 음성 통신 서비스 등에 적용할 경우 시스템의 전력 소모를 3-5% 수준으로 절감할 수 있다.

도 1은 SC-FDMA 통신 시스템에서 사용되는 일반적인 신호 송수신기 장치를 도시한 도면,

도 2a는 SC-FDMA 통신 시스템에서 IFDMA 방식을 사용하여 부반송파를 할당하는 것을 도시한 도면,

도 2b는 SC-FDMA 통신 시스템에서 LFDMA 방식을 사용하여 부반송파를 할당하는 것을 도시한 도면,

도 3은 SC-FDMA 통신 시스템에서 사용되는 본 발명에서 새롭게 제안하는 신호 송신기 장치를 도시한 도면,

도 4는 SC-FDMA 통신 시스템에서 사용되는 본 발명에서 새롭게 제안하는 신호 송신기 장치를 사용한 신호 처리를 주파수 영역과 시간 영역으로 구분하여 도시한 도면,

도 5는 SC-FDMA 통신 시스템에서 사용되는 본 발명에서 새롭게 제안하는 신호 송신기 장치를 사용한 신호 처리를 을 주파수 영역과 시간 영역으로 구분하여 도시한 도면.

Claims

단일 반송파-주파수 분할 다중 접속(SC-FDMA: Single Carrier-Frequency Division Multiplexing Access) 통신 시스템에서 신호를 송신하는 방법에 있어서,

시스템 대역의 부반송파 개수인 N과 할당된 대역의 부반송파 개수인 M에 따라, N/M으로 결정되는 대역폭 확장 인자(BEF: Bandwidth Expansion Factor) Q가 정수인지 검사하는 과정과,

상기 Q가 정수이고 상기 할당된 대역이 LFDMA(Localized FDMA) 방식에 따라 구성된 경우, 전송되어야 할 입력 신호를 Q 배 업샘플링하는 제1과정과,

상기 업샘플링한 신호를 저역 필터링하는 제2과정과,

상기 저역 필터링한 신호에 상기 할당된 대역의 시작 오프셋에 따른 선형 위상을 곱하여 SC-FDMA 신호를 생성하는 제3과정과,

상기 SC-FDMA 신호를 송신하는 과정을 포함하는 신호 송신 방법.
제1항에 있어서,

상기 업샘플링 이전에 상기 전송되어야 할 입력 신호의 어드레스를 제어하여 순환 접두어(CP: Cyclic Prefix)를 삽입하는 과정을 더 포함하는 신호 송신 방법.
제1항에 있어서,

상기 선형 위상은 하기와 같이 계산됨을 특징으로 하는 신호 송신 방법.

상기 k₀는 상기 할당된 대역의 시작 오프셋을 나타내고, 상기 n은 시간 인덱스를 나타냄.
제1항에 있어서,

상기 Q가 정수가 아닐 경우, 상기 전송되어야 할 입력 신호를 이산 푸리에 변환(DFT: Discrete Fourier Transform) 처리하는 제4과정과,

상기 DFT 처리한 신호를 상기 할당된 대역의 부반송파에 할당하는 제5과정과,

상기 부반송파에 할당된 신호를 역고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Furier Transform) 처리하여 상기 SC-FDMA 신호를 생성하는 제6과정을 더 포함하는 신호 송신 방법.
제4항에 있어서,

상기 Q가 정수일 경우, 상기 제1내지 제3 과정을 포함하는 제1패스로 전력을 공급하고, 상기 제4 내지 제6과정을 포함하는 제2패스에 대한 전력 공급을 중단하고, 상기 Q가 정수가 아닐 경우, 상기 제2패스로 전력을 공급하고, 상기 제1패스에 대한 전력 공급을 중단하는 과정을 더 포함하는 신호 송신 방법.
단일 반송파-주파수 분할 다중 접속(SC-FDMA: Single Carrier-Frequency Division Multiplexing Access) 통신 시스템에서 신호를 송신하는 방법에 있어서,

시스템 대역의 부반송파 개수인 N과 할당된 대역의 부반송파 개수인 M에 따라, N/M으로 결정되는 대역폭 확장 인자(BEF: Bandwidth Expansion Factor) Q가 정수인지 검사하는 과정과,

상기 Q가 정수이고 상기 할당된 대역이 IFDMA(Interleaved FDMA) 방식에 따라 구성된 경우, 전송되어야 할 입력 신호를 Q번 반복하는 제1과정과,

상기 반복한 신호에 상기 할당된 대역의 시작 오프셋에 따른 선형 위상을 곱하여 SC-FDMA 신호를 생성하는 제2과정과,

상기 SC-FDMA 신호를 송신하는 과정을 포함하는 신호 송신 방법.
제6항에 있어서,

상기 반복 이전에 상기 전송되어야 할 입력 신호의 어드레스를 제어하여 순환 접두어(CP: Cyclic Prefix)를 삽입하는 과정을 더 포함하는 신호 송신 방법.
제6항에 있어서,

상기 선형 위상은 하기와 같이 계산됨을 특징으로 하는 신호 송신 방법.

상기 k₀는 상기 할당된 대역의 시작 오프셋을 나타내고, 상기 n은 시간 인덱스를 나타냄.
제6항에 있어서,

상기 Q가 정수가 아닐 경우, 상기 전송되어야 할 입력 신호를 이산 푸리에 변환(DFT: Discrete Fourier Transform) 처리하는 제3과정과,

상기 DFT 처리한 신호를 상기 할당된 대역의 부반송파에 할당하는 제4과정과,

상기 부반송파에 할당된 신호를 역고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Furier Transform) 처리하여 상기 SC-FDMA 신호를 생성하는 제5과정을 더 포함하는 신호 송신 방법.
제9항에 있어서,

상기 Q가 정수일 경우, 상기 제1 및 제2 과정을 포함하는 제1패스로 전력을 공급하고, 상기 제3 내지 제5과정을 포함하는 제2패스에 대한 전력 공급을 중단하고, 상기 Q가 정수가 아닐 경우, 상기 제2패스로 전력을 공급하고, 상기 제1패스에 대한 전력 공급을 중단하는 과정을 더 포함하는 신호 송신 방법.
단일 반송파-주파수 분할 다중 접속(SC-FDMA: Single Carrier-Frequency Division Multiplexing Access) 통신 시스템에서 신호를 송신하는 장치에 있어서,

시스템 대역의 부반송파 개수인 N과 할당된 대역의 부반송파 개수인 M에 따라, N/M으로 결정되는 대역폭 확장 인자(BEF: Bandwidth Expansion Factor) Q가 정수인지 검사하는 제어기와,

상기 Q가 정수이고 상기 할당된 대역이 LFDMA(Localized FDMA) 방식에 따라 자원이 구성된 경우, 전송되어야 할 입력 신호를 Q 배 업샘플링하는 업샘플러(upsampler)와,

상기 업샘플링한 신호를 저역 필터링하는 저역 통과 필터(LPF: Low Pass Filter)와,

상기 저역 필터링한 신호에 상기 할당된 대역의 시작 오프셋에 따른 선형 위상을 곱하여 SC-FDMA 신호를 생성하는 곱셈기(multiplier)를 포함하는 신호 송신 장치.
제11항에 있어서,

상기 업샘플링 이전에 상기 전송되어야 할 입력 신호의 어드레스를 제어하여 순환 접두어(CP: Cyclic Prefix)를 삽입하는 어드레스 제어기를 더 포함하는 신호 송신 장치.
제11항에 있어서,

상기 선형 위상을 계산하는 선형 위상 계산기를 더 포함하며, 상기 선형 위상은 하기와 같이 계산됨을 특징으로 하는 신호 송신 장치.

상기 k₀는 상기 할당된 대역의 시작 오프셋을 나타내고, 상기 n은 시간 인덱스를 나타냄.
제11항에 있어서,

상기 Q가 정수가 아닐 경우, 상기 전송되어야 할 입력 신호를 이산 푸리에 변환(DFT: Discrete Fourier Transform) 처리하는 DFT기와,

상기 DFT 처리한 신호를 상기 할당된 대역의 부반송파에 할당하는 부반송파 할당기와,

상기 부반송파에 할당된 신호를 역고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Furier Transform) 처리하여 상기 SC-FDMA 신호를 생성하는 IFFT기를 포함하는 신호 송신 장치.
제14항에 있어서,

상기 Q가 정수일 경우, 상기 업샘플러, LPF 및 곱셈기를 포함하는 제1패스에 전력을 공급하고, 상기 DFT기, 부반송파 할당기 및 IFFT기를 포함하는 제2패스에 대한 전력 공급을 중단하고, 상기 Q가 정수가 아닐 경우, 상기 제2패스로 전력을 공급하고, 상기 제1패스에 대한 전력 공급을 중단하는 전력 제어기를 더 포함하는 신호 송신 장치.
단일 반송파-주파수 분할 다중 접속(SC-FDMA: Single Carrier-Frequency Division Multiplexing Access) 통신 시스템에서 신호를 송신하는 장치에 있어서,

시스템 대역의 부반송파 개수인 N과 할당된 대역의 부반송파 개수인 M에 따라, N/M으로 결정되는 대역폭 확장 인자(BEF: Bandwidth Expansion Factor) Q가 정수인지 검사하는 제어기와,

상기 Q가 정수이고 상기 할당된 대역이 IFDMA(Interleaved FDMA) 방식에 따라 자원이 구성된 경우, 전송되어야 할 입력 신호를 Q번 반복하는 반복기(repeater)와,

상기 반복한 신호에 상기 할당된 대역의 시작 오프셋에 따른 선형 위상을 곱하여 SC-FDMA 신호를 생성하는 곱셈기(multiplier)를 포함하는 신호 송신 장치.
제16항에 있어서,

상기 반복 이전에 상기 전송되어야 할 입력 신호의 어드레스를 제어하여 순환 접두어(CP: Cyclic Prefix)를 삽입하는 어드레스 제어기를 더 포함하는 신호 송신 장치.
제16항에 있어서,

상기 선형 위상을 계산하는 선형 위상 계산기를 더 포함하며, 상기 선형 위상은 하기와 같이 계산됨을 특징으로 하는 신호 송신 장치.

상기 k₀는 상기 할당된 대역의 시작 오프셋을 나타내고, 상기 n은 시간 인덱스를 나타냄.
제16항에 있어서,

상기 Q가 정수가 아닐 경우, 상기 전송되어야 할 입력 신호를 이산 푸리에 변환(DFT: Discrete Fourier Transform) 처리하는 DFT기와,

상기 DFT 처리한 신호를 상기 할당된 대역의 부반송파에 할당하는 부반송파 할당기와,

상기 부반송파에 할당된 신호를 역고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Furier Transform) 처리하여 상기 SC-FDMA 신호를 생성하는 IFFT기를 더 포함하는 신호 송신 장치.
제19항에 있어서,

상기 Q가 정수일 경우, 상기 반복기 및 곱셈기를 포함하는 제1패스에 전력을 공급하고, 상기 DFT기, 부반송파 할당기 및 IFFT기를 포함하는 제2패스에 대한 전력 공급을 중단하고, 상기 Q가 정수가 아닐 경우, 상기 제2패스로 전력을 공급하고, 상기 제1패스에 대한 전력 공급을 중단하는 전력 제어기를 더 포함하는 신호 송신 장치.