KR100724991B1

KR100724991B1 - 직교주파수분할다중접속 방식의 무선통신시스템에서 디지털신호 처리 장치 및 방법

Info

Publication number: KR100724991B1
Application number: KR1020050109796A
Authority: KR
Inventors: 송성욱; 송용철; 구영모; 김민구
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2004-11-16
Filing date: 2005-11-16
Publication date: 2007-06-04
Also published as: WO2006054861A1; BRPI0518434A2; CN101057474A; RU2349051C2; RU2007110022A; CN101057474B; US7609609B2; US20060120266A1; KR20060055386A

Abstract

본 발명은 직교 주파수 분할 다중(OFDMA) 시스템에서 디지털 신호 처리 장치 및 방법에 관한 것이다.

이를 위해 본 발명은 직교주파수분할다중접속 방식의 무선 통신 시스템에서 디지털 신호 처리 장치에 있어서, 이동 단말에 할당된 부반송파수를 저장하고, 역 이산 퓨리에 변환(IDFT) 계수를 저장하는 메모리와, 송신 모드 또는 수신 모드인지를 나타내는 모드선택신호를 출력하는 제어부와, 상기 부반송파수에 따라 IDFT 계수의 비트폭으로 결정하여 출력한 제1 결과와, 상기 부반송파수에 따라 데이터의 비트폭을 결정하여 출력한 제2 결과를 곱셈 연산하여 출력하는 역 고속 퓨리에 변환 처리부를 포함함을 특징으로 한다.

직교주파수분할다중접속, FFT, IFFT

Description

직교주파수분할다중접속 방식의 무선통신시스템에서 디지털 신호 처리 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR PROCESSING A DIGITAL SIGNAL IN MOBILE COMMUNICATION SYSTEM USING ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING ACCESS}

도 1은 본 발명이 적용되는 OFDMA 시스템의 송신단 구조를 나타낸 블록 구성도,

도 2는 본 발명이 적용되는 OFDMA 시스템에서 M개의 부반송파를 사용하는 단말기의 송신단에서의 IFFT 처리 시에 M개의 비트수와 신호 대 양자화 잡음비의 관계를 도시하는 도면,

도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 부반송파의 개수에 따라 적응 비트폭 IFFT 처리를 위한 IFFT 블록을 도시하는 도면,

도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 적응 비트폭 IFFT 블록의 내부 구성도,

도 5는 본 발명의 실시 예에 따라 적응 비트폭 IFFT 블록에서 부반송파수에 따라 사용되는 비트수에 따른 곱셈 연산에 필요한 자원 사용이 제한되는 것을 도시하는 도면,

도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 적응 비트폭 IFFT 처리시의 적응 비트폭 IFFT 블록의 제어 흐름도.

본 발명은 무선통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 직교 주파수 분할 다중 접속 방식의 무선통신 시스템에서 디지털 신호 처리 장치 및 방법에 관한 것이다.

일반적으로 무선통신 시스템의 대표적인 시스템으로 셀룰라 통신 방식을 이용하는 이동통신 시스템이 대표적이다. 이러한 이동통신 시스템은 다수의 사용자들과 동시에 통신하기 위해서 다중 접속 방식을 사용하고 있다. 상기 다중 접속 방식은 시분할 다중 접속(TDMA) 방식과, 코드 분할 다중 접속(CDMA), 주파수 분할 다중 접속(FDMA) 방식이 대표적으로 사용되고 있다. 이 중에서, 상기 코드 분할 다중 접속 방식의 시스템은 기술의 비약적인 발전에 따라 음성 통신을 주로 제공하는 시스템에서 고속의 패킷 데이터를 전송할 수 있는 형태로 발전하고 있다. 그러나 상기 코드 분할 다중 접속 방식에서 자원인 코드의 사용 한계를 극복하기 위해서 직교주파수분할다중접속(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access)(이하, "OFDMA"이라 칭함) 방식이 대두되고 있다.

상기 OFDM 방식의 무선통신 시스템은 멀티-캐리어(Multi-Carrier)를 사용하여 데이터를 전송하는 방식으로서, 직렬로 입력되는 심볼(Symbol)열을 병렬 변환하여 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 서브 캐리어(sub-carrier)들, 즉 다수의 서브 캐리어 채널(sub-carrier channel)들로 변조하여 전송하는 멀티캐리어 변조(MCM : Multi Carrier Modulation) 방식의 일종이다.

이와 같은 멀티캐리어 변조 방식을 적용하는 시스템은 1950년대 후반 군용 HF radio에 처음 적용되었으며, 다수의 직교하는 서브 캐리어를 중첩시키는 OFDM 방식은 1970년대부터 발전하기 시작하였으나, 멀티 캐리어들간의 직교 변조의 구현이 난이했기 때문에 실제 시스템 적용에 한계가 있었다. 그러나 1971년 Weinstein 등이 상기 OFDM 방식을 사용하는 변복조는DFT(Discrete Fourier Transform)를 이용하여 효율적으로 처리가 가능함을 발표하면서 OFDM 방식에 대한 기술개발이 급속히 발전했다. 참고로, 상기 DFT는 시간 영역의 신호를 주파수 영역으로 나타내기 위한 변환이고, IDFT는 그 역변화로써, 주파수 영역의 신호를 시간 영역의 신호로 변화한다. 또한 보호구간(guard interval)을 사용하고, 보호구간에 순환 전치 심볼(cyclic prefix, CP)의 삽입 방식이 알려지면서 다중경로 및 지연 확산(delay spread)에 대한 시스템의 부정적 영향을 더욱 감소시키게 되었다.

이러한 기술적 발전에 힘입어 OFDM 방식 기술은 디지털 오디오 방송(Digital Audio Broadcasting : DAB)과 디지털 텔레비젼, 무선 근거리 통신망(WLAN : Wireless Local Area Network) 그리고 무선 비동기 전송 모드(WATM : Wireless Asynchronous Transfer Mode) 등의 디지털 전송 기술에 광범위하게 적용되어지고 있다. 즉, 하드웨어적인 복잡도(Complexity)로 인하여 널리 사용되지 못하다가 최근 고속 푸리에 변환(FFT : Fast Fourier Transform， 이하 "FFT"라 칭하기로 한다)과 역 고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 "IFFT"라 칭하기로 한다)을 포함한 각종 디지털 신호 처리 기술이 발전함으로써 실현 가능해 졌다. 상기 OFDM 방식은 종래의 주파수 분할 다중(FDM : Frequency Division Multiplexing) 방식과 비슷하나 무엇보다도 다수개의 서브 캐리어들간의 직교성(Orthogonality)을 유지하여 전송함으로써 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있는 특징을 가진다. 또한, OFDM 방식은 주파수 사용 효율이 좋고 다중 경로 페이딩(multi-path fading)에 강한 특성이 있어 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있다는 특징을 가진다. 뿐만 아니라 주파수 스펙트럼을 중첩하여 사용하므로 주파수 사용이 효율적이고, 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)에 강하고, 다중경로 페이딩에 강하며, 보호구간을 이용하여 심볼간 간섭(Inter Symbol Interference, ISI) 영향을 줄일 수 있고, 하드웨어적으로 등화기 구조를 간단하게 설계하는 것이 가능하며, 임펄스(impulse)성 잡음에 강하다는 장점을 가지고 있어서 통신시스템 구조에 적극 활용되고 있는 추세에 있다.

한편, 상기와 같은 OFDMA 통신 시스템에서 단말기의 송신단은 M-ary 심볼들을 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform)하고, 적절한 길이의 순환 전치 심볼(CP : cyclic prefix)을 삽입한 후 무선단(RF단)으로 전달하게 된다. 이때, 일반적으로 송신단에서 효과적으로 IDFT를 수행하기 위하여 IFFT 처리 방식이 주로 이용되어 왔다. 또한 수신단에서는 송신 시 처리된 IFFT 효과를 상쇄하기 위해, 수신된 신호에서 CP를 제거하고 FFT를 수행하게 된다.

상용 시스템에서는 생산비용의 절감을 위하여 일반적으로 부동소수점 대신 고정소수점 알고리즘을 구현한다. 상기와 같이 IFFT 또는 FFT 처리 시에도 일반적으로 고정소수점 알고리즘으로 IFFT 또는 FFT를 수행한다. 이러한 고정소수점 알고리즘은 신호를 특정 데이터 비트수로 표현한다. 이와 같은 고정소수점 알고리즘을 사용하여 양자화를 수행하는 과정에서는 신호의 특정자리 수 이하의 소수점을 삭제한 값에 대하여 비트로 표시하기 때문에 양자화 오차를 발생하게 된다.

일반적으로 시스템에서 허용하는 가산잡음에 비하여 양자화 오차가 상대적으로 적은 경우 전체 알고리즘 성능에 영향이 적기 때문에, 시스템이 요구하는 신호 대 양자화 잡음비(SQNR : Signal to Quantation Noise Ratio)에 따라 데이터 비트수가 결정된다. 즉, 모든 데이터가 실제 하드웨어 구현에 있어서 시스템에서 요구되는 신호 대 양자화 잡음비를 고려하여 데이터 비트수를 할당하여 고정소수점으로 구현한다. 예를 들면, 1024 부반송파(Sub-carrier)를 사용하는 OFDMA 시스템의 경우 40dB 신호대양자화 잡음비를 위해서는 13비트의 데이터 비트수를 사용한다.

이와 같은 OFDMA 시스템에서 단말기에 할당되는 부반송파는 변화하고, 할당되는 부 반송파의 변화에 따라 일정한 신호 대 양자화 잡음비를 유지하기 위해서 요구되는 데이터 비트폭이 변화한다. 따라서, IFFT 수행 시에 단말기에 할당된 부반송파수에 따라 데이터 비트수를 가변할 필요성이 증대하였다.

따라서 본 발명의 목적은 단말기의 송신단에서 IFFT 수행 시 사용되는 데이터 비트수를 단말기에 할당된 부반송파수에 따라 가변하기 위한 디지털 신호 처리 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 OFDMA 방식의 무선통신 시스템에서 송신단에 사용되는 IFFT를 저전력으로 구현하기 위한 디지털 신호 처리 장치 및 방법을 제공하는 것이다.

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명은 직교주파수분할다중접속 방식의 무선 통신 시스템에서 디지털 신호 처리 장치에 있어서, 이동 단말에 할당된 부반송파수를 저장하고, 역 이산 퓨리에 변환(IDFT) 계수를 저장하는 메모리와, 송신 모드 또는 수신 모드인지를 나타내는 모드선택신호를 출력하는 제어부와, 상기 부반송파수에 따라 IDFT 계수의 비트폭으로 결정하여 출력한 제1 결과와, 상기 부반송파수에 따라 데이터의 비트폭을 결정하여 출력한 제2 결과를 곱셈 연산하여 출력하는 역 고속 퓨리에 변환 처리부를 포함함을 특징으로 한다.

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명은 직교주파수분할다중접속 방식의 무선 통신 시스템에서 디지털 신호 처리 장치에 있어서, 이동 단말에 할당된 부반송파수를 저장하고, 역 이산 퓨리에 변환(IDFT) 계수를 저장하는 메모리와, 송신 모드 또는 수신 모드인지를 나타내는 모드선택신호를 출력하는 제어부와, 송신할 데이터가 입력되면, 상기 할당된 부반송파수에 따라 상기 데이터의 비트폭을 결정하여 출력하는 제1 비트폭 조절부와, 상기 할당된 부반송파에 따라 IDFT 계수의 비트폭을 결정하여 출력하는 제2 비트폭 조절부와, 상기 비트폭 조절부들로부터 출력된 데이터 및 IDFT 계수에 대한 곱셈 연산을 수행한 후 출력하는 곱셈기를 포함함을 특징으로 한다.

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명은 직교주파수분할다중접속 방식의 무선 통신 시스템에서 디지털 신호 처리 방법에 있어서, 이동 단말에 할당된 부반송파의 개수를 확인하는 과정과, 상기 할당된 부반송파에 따라 역 이산 퓨리에 변환(IDFT) 계수의 비트폭을 결정하는 과정과, 상기 할당된 부반송파에 따라 송신할 데이터의 비트폭을 결정하는 과정과, 상기 IDFT 계수와 상기 데이터에 대한 곱셈 연산을 수행하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

하기에서 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.

본 발명은 단말기의 송신단에서 IFFT 수행시 단말로 할당되는 부반송파수에 필요한 만큼의 비트수를 사용함으로써 최적의 계산량으로 IFFT를 사용할 수 있도록 한다.

먼저, 도 1을 참조하여 IFFT 수행을 위한 단말기의 송신단에 대하여 살펴보도록 한다.

도 1은 본 발명이 적용되는 OFDMA 시스템의 송신단 구조를 나타낸 블록 구성도로서, 도 1의 송신단은 CRC(Cyclic Redundancy Check) 삽입기(101), 인코더(Encoder)(103), 심볼 매핑기(Symbol Mapper)(105), 부채널 할당기(Sub-Channel Allocator)(107), 직렬/병렬 변환기(109), 파일럿(Pilot) 심볼 삽입기(111), IFFT 변환기(113)와, 병렬/직렬 변환기(115), 보호 구간(Guard Interval) 삽입기(117), D/A 변환기(119) 및, RF(Radio Frequency) 처리기(121)를 포함하여 구성된다.

먼저 도 1에서 전송하고자 하는 사용자 데이터 비트 및 제어 데이터 비트가 발생하면, 상기 사용자 데이터 비트 및 제어 데이터 비트(이하, "정보 데이터 비트"라 칭함)는 CRC 삽입기(101)로 입력된다. 상기 CRC 삽입기(101)는 상기 정보 데이터 비트를 입력받아 CRC 비트를 삽입한 후, 인코더(103)로 출력한다. 상기 인코더(103)는 CRC 삽입기(101)의 출력 신호를 입력받아 미리 설정된 소정 부호화 방식으로 부호화한 후, 심볼 매핑기(105)로 출력한다. 여기서 상기 부호화 방식은 소정 부호율(Code Rate)을 가지는 터보 코딩(Turbo Coding) 방식 또는 컨벌루션 코딩(Convolutional Coding) 등이 될 수 있다.

상기 심볼 매핑기(105)는 인코더(103)에서 출력된 부호화 비트들을 미리 설정된 소정 변조 방식으로 변조하여 변조 심볼로 생성한 후, 부채널 할당기(107)로 출력한다. 여기서 상기 변조 방식은 잘 알려진 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식 혹은 16 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식 등이 될 수 있다. 상기 부채널 할당기(107)는 심볼 매핑기(105)에서 출력된 변조 심볼들을 입력받아 부채널을 할당한 후, 직렬/병렬 변환기(109)로 출력한다.

상기 직렬/병렬 변환기(109)는 부채널 할당기(107)에서 출력된 부채널 및 밴드(band)가 할당된 직렬 변조 심볼들을 입력받아 병렬 변조 심볼로 변환한 후, 파일럿 심볼 삽입기(111)로 출력한다. 여기서, 상기 직렬/병렬 변환기(109)는 병렬 변조 심볼로 변환하는 것은 고속 역 푸리에 변환(IFFT)을 수행하기 위함이다. 상기 파일럿 심볼 삽입기(111)는 직렬/병렬 변환기(109)로부터 출력된 병렬 변조 심볼들을 입력받아 파일럿 심볼들을 삽입한 후, IFFT(113)로 출력한다.

상기 IFFT(113)는 파일럿 심볼 삽입기(111)의 출력 신호를 입력받아 N-포인트(N-point) IFFT를 수행한 후, 병렬/직렬 변환기(115)로 출력한다. 여기서 상기 IFFT(113)의 동작은 본 발명에서 제안하는 적응 비트폭 IFFT 방식에 따라 수행되며, 본 발명의 적응 비트폭 IFFT 방식은 후술하기로 한다.

상기 병렬/직렬 변환기(115)는 IFFT(113)의 출력 신호를 입력받아 직렬 신호로 변환한 후, 보호 구간 삽입기(117)로 출력한다. 상기 보호 구간 삽입기(117)는 병렬/직렬 변환기(115)의 출력 신호를 입력받아 소정 보호 구간 신호를 삽입한 후, D/A 변환기(119)로 출력한다. 상기 보호 구간 신호는 OFDMA 통신 시스템에서 OFDM 심볼을 송신할 때 이전 OFDM 심볼 시간에 송신된 이전 OFDM 심볼과 현재 OFDM 심볼 시간에 송신되는 현재 OFDM 심볼간의 간섭을 제거하기 위해서 삽입된다.

상기 D/A 변환기(119)는 보호 구간 삽입기(117)의 출력 신호를 입력받아 아날로그 신호로 변환한 후, RF 처리기(121)로 출력한다. 상기 RF 처리기(121)는 필터(filter)와 전 처리기(front end unit) 등을 포함하며, D/A 변환기(119)의 출력 신호를 에어(air) 상에서 전송 가능하도록 RF 처리한 후, 송신 안테나(Tx antenna)를 통해 송출한다.

한편, OFDMA 시스템에서의 단말기에 할당된 부반송파수가 N개라면, 상기한 IFFT(113)의 입력 신호 s(k)의 IDFT 신호 x[n]은 하기 <수학식 1>과 같다.

여기서, x[n]은 합을 나타내는 인덱스가 0~N-1이므로s(k)e(…)의 N 개의 덧셈을 통해서 구해지고, 이로 인해 신호 크기의 변화폭이 매우 커짐을 알 수 있다. 일반적으로 신호 크기의 변화가 큰 경우 동일한 신호 대 양자화 잡음비를 만족하기 위해서는 증가된 데이터 비트수가 필요하다.

예를 들면, 2비트를 사용하여 나타낼 수 있는 수는 1(01), -1(11), 0(10 or 00)으로 최대 절대값 크기가 1이다. 또한, 3비트인 경우는 -2에서 2까지로 나타낼 수 있는 수의 범위가 증가한다. 즉 범위의 수를 나타낸 경우 양자화 오차는 이러한 신호 크기 범위가 부반송파수 N에 비례하기 때문에, 일정한 신호 대 양자화 잡음비를 만족시키기 위해서 부반송파수(N)가 증가함에 따라 더욱 많은 비트수가 필요하다.

하지만, OFDMA 단말기의 경우에는 부반송파 중 일부인 M개를 상향링크로써 할당받아 사용하게 된다. 따라서, M개의 부반송파를 사용하는 단말기 경우의 데이터폭은 하기 <수학식 2>와 같이 나타내진다.

또한, M이 N에 비하여 적은 경우 일반적인 N 포인트 IFFT에서 IFFT 수행시 사용되는 비트수에 비해 적은 비트수를 가지고도 시스템이 요구하는 일정 신호 대 양자화 잡음비를 만족시킬 수 있다.

그러면, 도 2를 참조하여 단말기의 송신단에서 IFFT 수행시 단말기에 할당된 부반송파수(M)에 따라 필요한 데이터 비트수에 대하여 살펴보도록 한다. 도 2는 일반적인 OFDMA 시스템에서 M개의 부반송파를 사용하는 단말기의 송신단에서의 IFFT 처리 시에 M개의 비트수와 신호 대 양자화 잡음비의 관계를 도시하는 도면이다. 이때 도 2는 실험을 통해 얻어진 실험치를 도시한 그래프이다.

상기한 도 2를 참조하면, 단말기에 할당된 부반송파수 M이 32, 256, 1024인 경우에 대하여 도시하고 있다. 이때 시스템이 요구하는 신호 대 양자화 잡음비(SQNR)가 40dB인 경우라고 가정하면, IFFT 수행시의 필요한 비트폭이 M=32인 경우에는 10비트가 필요하고, M=256인 경우에는 12비트가 필요하고, M=1024인 경우에는 13비트가 필요함을 알 수 있다. 따라서, M=32인 경우가 M=1024의 경우에 비해 동일한 신호 대 양자화 잡음비(SQNR)를 유지하기 위해 3비트만큼 적은 비트 폭을 사용하는 것을 알 수 있다.

일반적으로 IFFT 수행 시 곱셈에 의한 계산량은 사용되는 비트수의 제곱에 비례한다. 따라서 단말기 송신단의 IFFT를 상기한 도 2에서 신호 대 양자화 잡음비 (SQNR)를 40dB기준으로 구현한다면, M=32인 경우에는 하기의 <수학식 3>과 같이 계산량 이득을 구할 수 있고, M=1024인 경우에는 하기의 <수학식 4>과 같이 계산량 이득을 구할 수 있다.

따라서, M=32인 경우가 M=1024에 비해 59% 수준임을 알 수 있다. 이는 하기의 <수학식 5>과 같이 나타낼 수 있다.

상기 <수학식 5>에서 M=32인 경우가 M=1024에 비해 적은 계산량을 수행함을 알 수 있다. 따라서, 부반송파수가 적을수록 적은 비트수가 필요하고, 이에 따라 계산량이 줄어듬을 알 수 있다. 따라서, 본 발명은 단말기의 송신단에서 IFFT 수행시 단말로 할당되는 부반송파수에 필요한 만큼의 비트수를 사용함으로써 최적의 계산량으로 IFFT를 사용할 수 있도록 한다.

한편, TTA WiBro규격의 경우 기본 송신 단위는 한 OFDM 심볼 내에 최소 부반송파수 M=18이고, 최대 부반송파수 M=864이다. 이와 같은 두 가지의 경우, 동일한 신호 대 양자화 잡음비를 얻기 위한 IFFT에서 각각 사용되는 비트수의 차이는 2.5 비트이다. 이때 만약, M=864를 위하여 12비트를 사용한다면 M=18인 경우 9비트 사용하게 되며 이에 따라 동일한 양자화 오차를 얻을 수 있게 된다. 또한, M=864를 위해 12비트를 사용하는 경우에 비해 M=18를 위해 9비트를 사용하는 경우에는 약 56% 계산량이 적다.

따라서, 본 발명에서는 단말기의 송신단에서 IFFT 수행 시 단말기에 할당된 부반송파수에 따라 사용되는 데이터 비트수를 가변함으로써 적은 데이터 비트수를 사용하게 되는 경우 계산량을 줄임으로써 IFFT를 저전력으로 구현할 수 있도록 한다.

이때, 단말기의 송신단에서 할당된 부반송파수(M)는 단말기와 기지국간의 프로토콜에 의해 정해지는 사전정보임으로 이를 이용한 적응 비트폭 IFFT 구현 방법을 도 3을 참조하여 설명하도록 한다.

그러면 도 3을 참조하여 단말기의 송신단에서 할당된 부반송파수(M)에 따라 필요한 데이터 비트수를 사용하여 IFFT를 수행하는 적응 비트폭 IFFT(300) 블록에 대하여 살펴보도록 한다. 도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 부반송파수에 따라 최적의 비트폭을 사용하여 IFFT를 수행하기 위한 적응 비트폭 IFFT 블록을 도시하는 도면이다.

우선 적응 비트폭 IFFT 블록(300)으로의 입력은 송신할 데이터(Data), 부반송파수 및 모드 선택 신호가 입력된다. 이때 모드 선택 신호는 제어부(310)로부터 출력되는 제어 신호로서, 송신모드인지 수신모드인지를 나타내는 신호이다. 할당된 부반송파수가 입력되면 IFFT 블록(300)은 부반송파수를 이용하여 IFFT에 사용할 비트폭을 결정한 후 연산을 수행한다. 적응 비트폭 IFFT 블록(300)은 송신을 위한 IDFT와 DFT를 수행하게 되는데, 이때 제어부(310)로부터 입력되는 모드선택신호가 수신모드일 경우에는 모든 부반송파수에 자신 또는 다른 단말기들의 데이터들이 있으므로 최대 비트폭을 사용한다. 또한, 적응 비트폭 IFFT 블록(300)제어부(310)로부터 입력되는 모드선택신호가 송신모드일 경우에는 할당받은 부반송파수에 따른 비트폭을 결정하고 사용할 비트 외의 나머지 비트값은 모두 0으로 설정한다. 상기 적응 비트폭 IFFT 블록(300)은 상기한 바와 같이, 부반송파수에 따라 비트폭을 조절한다.

도 3과 같이 도시되는 적응 비트폭 IFFT(300)의 내부 구성에 대하여 도 4를 참조하여 더 구체적으로 살펴보도록 한다. 도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 적응 비트폭 IFFT 블록의 내부 구성도이다. 이러한 도 4는 상기에서 언급한 TTA WiBro의 경우의 구현 예이다.

본 발명에 따라 적응 비트폭 IFFT 블록(300)은 IFFT 수행시 최적의 비트폭을 사용하기 위해서 단말기에 할당된 부반송파수에 따라 복소수 곱셈기(308)로 입력되는 비트폭 즉, 비트수를 제어함으로서 IFFT를 수행한다. 이때, 적응 비트폭 IFFT 블록(300)은 최대 비트폭에 맞춰 설계되고, 시스템이 요구하는 일정한 신호 대 양자화 잡음비를 얻기 위한 비트폭으로 표현된 {exp} 값들이 테이블 값으로 저장된다. 이러한 테이블 값은 메모리(ROM)(400)에 저장한다. 그리고, 최대 M=1024를 기준으로 한 13Bit로 데이터를 저장하고, M의 변화에 따라 13Bit데이터를 연산기로 불러올 때 절삭하여 사용한다. 예로 M=32인 경우, 메모리(400)에 저장되어 있는 13bit 데이터를 3bit 우측 이동(right shift)하여 중요도가 적은 최하위 비트 LSB(Least Significant Bit)인 3bit을 제거하여 10bit로 만든 후 연산 처리한다

우선 송신할 데이터가 제1 밴드패스 필터(BF : Bandpass Filter)(302)를 통해 제1 비트폭 조절부(304)로 입력되면 제1 비트폭 조절부(304)는 할당된 부반송파수에 따른 비트폭으로 조절한 후 조절된 비트폭을 출력한다. 이때 제1 비트폭 조절부(304)는 단말기의 제어부가 할당된 부반송파수에 따른 비트폭을 판단하여 판단된 비트폭으로 조절하기 위한 제어신호를 복소수 곱셈기(308)로 출력함으로써 비트폭 조절부가 해당 비트폭으로 조절하는 것이다. 즉, 제1 비트폭조절부(304)는 단순히 중요도가 낮은 비트수를 제거하는 것으로, 몇 비트를 제거해야하는 지에 대하여는 단말기 제어부가 비트폭조절부(304)로 알린다.

한편, 메모리(ROM)(400)로부터 IDFT 계수가 제2 비트폭 조절부(306)로 입력되면, 제2 비트폭 조절부(306)는 할당된 부반송파수에 따른 비트폭으로 조절한 후 조절된 비트폭을 출력한다. 즉, 상기 비트폭 조절부(304, 306)에서는 사용되는 부반송파의 개수(M)에 의해 얻어지는 최적 비트폭으로 입력들을 절삭하고, 상위 비트들은 0으로 채운다.

상기한 바와 같이 비트폭 조절부(304, 306)로부터 출력된 데이터 및 IDFT 계수가 복소수 곱셈기(308)에 입력되면 입력에 대하여 곱셈 연산을 수행한 후 이를 제2 밴드패스 필터(BF : Bandpass Filter)(310)를 통해 출력한다.

만약, 부반송파의 개수가 M=864에서 M=18로 변경되면 비트폭 조절부(304, 306)에서 각각의 부반송파수에 따른 비트폭으로 조절한 후 복소수 곱셈기(308)로 출력한다. 따라서, 부반송파의 개수에 따라 복소수 곱셈기(308)의 입력을 변화시킨다. 이때 복소수 곱셈기(308) 내의 각각의 곱셈기 구현을 생각해 보면, 출력의 최고 비트를 기준으로 사용되지 않는 상위 비트 부분과 하위 덧셈 부분을 피드포워드 패스(feedforward path)를 사용하여 덧셈기 자원 사용을 제한하면 할당된 부반송파수(M)에 따라 전력 사용량을 최적화 할 수 있게 된다.

그러면, 본 발명의 실시 예에 따라 적응 비트폭 IFFT 처리시의 부반송파의 개수 M에 따라 필요한 덧셈기 자원이 도 5와 같이 비트폭의 제곱 비율로 줄어들게 됨을 알 수 있다. 도 5는 본 발명의 실시 예에 따라 적응 비트폭 IFFT 블록에서 부반송파수에 따라 사용되는 비트수에 따른 곱셈 연산에 필요한 자원 사용이 제한되는 것을 도시하는 도면이다.

이때 M=864인 경우에는 제2 비트폭 조절부(306)로부터 입력되는 비트들(W₁₁, W₁₀, W₉, W₈, W₇, W₆, W₅, W₄, W₃, W₂, W₁, W₀)과 제1 비트폭 조절부(304)로부터 입력되는 데이터 비트(X₁₁, X₁₀, X₉, X₈, X₇, X₆, X₅, X₄, X₃, X₂, X₁, X₀)를 곱셈 연산하게 된다.

이에 반하여, M=18인 경우에는 제2 비트폭 조절부(306)로부터 입력되는 비트들(0, 0, 0, W₁₁, W₁₀, W₉, W₈, W₇, W₆, W₅, W₄, W₃)과 제1 비트폭 조절부(304)로부터 입력되는 데이터 비트(0, 0, 0, X₁₁, X₁₀, X₉, X₈, X₇, X₆, X₅, X₄, X₃)를 곱셈 연산하 게 된다.

따라서, M=18인 경우 음영으로 표시한 부분만을 입력 또는 출력으로 사용하게 되므로 M=864인 경우에 비해 적은 계산량을 가지므로 이로 인해 IFFT 수행 시 전력소모도 줄일 수 있다.

도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 적응 비트폭 IFFT 처리시 적응 비트폭 IFFT 블록의 제어 흐름도를 나타낸 것이다.

먼저, 601 단계에서 적응 비트폭 IFFT(300) 블록은 할당된 부반송파수를 확인한다.

603 단계에서 적응 비트폭 IFFT(300) 블록 내 제2 비트폭 조절부(306)는 부반송파수에 따라 IDFT 계수의 비트폭을 조절하고, 605 단계에서 제1 비트폭 조절부(304)는 부반송파 개수에 따라 데이터의 비트폭을 조절한다. 이때, 603 단계와 605 단계의 순서는 바뀔 수 있음을 유의해야 한다.

607 단계에서 복소수 곱셈기(308)는 IDFT 계수와 데이터에 대한 곱셈 연산을 수행한다. 연산 결과는 밴드패스 필터 (310)를 통해 출력한다.

전술한 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 예를 들어, 본 발명에서는 단말기 송신단의 IFFT블록에서 할당된 반송파수에 따라 비트폭을 최적으로 조절한 후IFFT를 수행하는 것에 대하여 설명하였지만, 단말기의 수신단의 FFT블록에서 사용되는 비트폭도 상기의 방법과 같이 할당된 반송파수에 따라 최적으로 조절할 수 있다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

이상에서 상세히 설명한 바와 같이 동작하는 본 발명에 있어서, 개시되는 발명 중 대표적인 것에 의하여 얻어지는 효과를 간단히 설명하면 다음과 같다.

본 발명은, OFDMA 시스템에서 단말기에 할당되는 부반송파수에 따라 가변 데이터 비트 IFFT를 구현할 수 있다.

또한, 본 발명은 이와 같은 가변 비트폭 FFT 구현을 통하여 OFDMA 송신단용 IFFT를 저전력으로 구현할 수 있다.

Claims

직교주파수분할다중접속 방식의 무선 통신 시스템에서 디지털 신호 처리 장치에 있어서,

이동 단말에 할당된 부반송파수를 저장하고, 역 이산 퓨리에 변환(IDFT) 계수를 저장하는 메모리와,

송신 모드 또는 수신 모드인지를 나타내는 모드선택신호를 출력하는 제어부와,

상기 부반송파수에 따라 IDFT 계수의 비트폭으로 결정하여 출력한 제1 결과와, 상기 부반송파수에 따라 데이터의 비트폭을 결정하여 출력한 제2 결과를 곱셈 연산하여 출력하는 역 고속 퓨리에 변환 처리부를 포함함을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속 방식의 무선통신 시스템에서 디지털 신호 처리 장치.
제1항에 있어서,

상기 역 이산 퓨리에 변환(IDFT) 계수는 하기 <수학식 6>과 같이 정의됨을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속 방식의 무선통신 시스템에서 디지털 신호 처리 장치.

여기서, N은 이동 단말에 할당된 부반송파수를 나타내고, s(k)는 상기 역 고속 퓨리에 변환 처리부의 입력 신호를 나타냄.
제 1항에 있어서,

상기 역 고속 퓨리에 변환 처리부가 상기 제어부로부터 입력되는 모드선택신호가 송신모드일 경우에는 상기 부반송파수에 따라 비트폭을 결정하고, 사용할 비트외의 나머지 비트값은 모두 0으로 설정함을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속 방식의 무선통신 시스템에서 디지털 신호 처리 장치.
제1항에 있어서,

상기 역 고속 퓨리에 변환 처리부가 상기 제어부로부터 입력되는 모드선택신호가 수신모드일 경우에는 모든 부반송파수에 최대 비트폭으로 역 고속 퓨리에 변 환을 수행함을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속 방식의 무선통신 시스템에서 디지털 신호 처리 장치.
제1항에 있어서,

상기 송신할 데이터가 입력되면, 상기 할당된 부반송파수에 따라 상기 데이터의 비트폭을 결정하여 출력하는 제1 비트폭 조절부와,

상기 할당된 부반송파에 따라 IDFT 계수의 비트폭을 결정하여 출력하는 제2 비트폭 조절부와,

상기 비트폭 조절부들로부터 출력된 데이터 및 IDFT 계수에 대한 곱셈 연산을 수행한 후 출력하는 곱셈기를 포함함을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속 방식의 무선통신 시스템에서 디지털 신호 처리 장치.
제5항에 있어서,

상기 곱셈기는 복소수 곱셈기임을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속 방식의 무선통신 시스템에서 디지털 신호 처리 장치.
직교주파수분할다중접속 방식의 무선 통신 시스템에서 디지털 신호 처리 장치에 있어서,

이동 단말에 할당된 부반송파수를 저장하고, 역 이산 퓨리에 변환(IDFT) 계수를 저장하는 메모리와,

송신 모드 또는 수신 모드인지를 나타내는 모드선택신호를 출력하는 제어부와,

송신할 데이터가 입력되면, 상기 할당된 부반송파수에 따라 상기 데이터의 비트폭을 결정하여 출력하는 제1 비트폭 조절부와,

상기 할당된 부반송파에 따라 IDFT 계수의 비트폭을 결정하여 출력하는 제2 비트폭 조절부와,

상기 비트폭 조절부들로부터 출력된 데이터 및 IDFT 계수에 대한 곱셈 연산을 수행한 후 출력하는 곱셈기를 포함함을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속 방식의 무선통신 시스템에서 디지털 신호 처리 장치.
제7항에 있어서,

상기 역 이산 퓨리에 변환(IDFT) 계수는 하기 <수학식 7>과 같이 정의됨을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속 방식의 무선통신 시스템에서 디지털 신호 처리 장치.

여기서, N은 이동 단말에 할당된 부반송파수를 나타내고, s(k)는 상기 역 고속 퓨리에 변환 처리부의 입력 신호를 나타냄.
제 7항에 있어서,

상기 제1 비트폭 조절부는 상기 제어부로부터 입력되는 모드선택신호가 송신모드일 경우에는 상기 부반송파수에 따라 비트폭을 결정하고, 사용할 비트외의 나머지 비트값은 모두 0으로 설정함을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속 방식의 무선통신 시스템에서 디지털 신호 처리 장치.
제 7항에 있어서,

상기 제2 비트폭 조절부는 상기 제어부로부터 입력되는 모드선택신호가 송신모드일 경우에는 상기 부반송파수에 따라 비트폭을 결정하고, 사용할 비트외의 나 머지 비트값은 모두 0으로 설정함을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속 방식의 무선통신 시스템에서 디지털 신호 처리 장치.
제7항에 있어서,

상기 제1 비트폭 조절부는 상기 제어부로부터 입력되는 모드선택신호가 수신모드일 경우에는 모든 부반송파수에 최대 비트폭으로 역 고속 퓨리에 변환을 수행함을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속 방식의 무선통신 시스템에서 디지털 신호 처리 장치.
제7항에 있어서,

상기 제2 비트폭 조절부는 상기 제어부로부터 입력되는 모드선택신호가 수신모드일 경우에는 모든 부반송파수에 최대 비트폭으로 역 고속 퓨리에 변환을 수행함을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속 방식의 무선통신 시스템에서 디지털 신호 처리 장치.
제7항에 있어서,

상기 곱셈기는 복소수 곱셈기임을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속 방 식의 무선통신 시스템에서 디지털 신호 처리 장치.
직교주파수분할다중접속 방식의 무선 통신 시스템에서 디지털 신호 처리 방법에 있어서,

이동 단말에 할당된 부반송파의 개수를 확인하는 과정과,

상기 할당된 부반송파에 따라 역 이산 퓨리에 변환(IDFT) 계수의 비트폭을 결정하는 과정과,

상기 할당된 부반송파에 따라 송신할 데이터의 비트폭을 결정하는 과정과,

상기 IDFT 계수와 상기 데이터에 대한 곱셈 연산을 수행하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속 방식의 무선통신 시스템에서 디지털 신호 처리 방법.
제14항에 있어서,

상기 역 이산 퓨리에 변환(IDFT) 계수는 하기 <수학식 8>과 같이 정의됨을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속 방식의 무선통신 시스템에서 디지털 신호 처리 방법.

여기서, N은 이동 단말에 할당된 부반송파수를 나타내고, s(k)는 상기 역 고속 퓨리에 변환 처리부의 입력 신호를 나타냄.
제15항에 있어서,

상기 역이산 퓨리에 변환 계수의 비트폭을 결정하는 과정은, 상기 부반송파수에 따라 비트폭을 결정하고, 사용할 비트외의 나머지 비트값은 모두 0으로 설정함을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속 방식의 무선통신 시스템에서 디지털 신호 처리 방법.
제15항에 있어서,

상기 송신할 데이터의 비트폭을 결정하는 과정은, 상기 부반송파수에 따라 비트폭을 결정하고, 사용할 비트외의 나머지 비트값은 모두 0으로 설정함을 특징으 로 하는 직교주파수분할다중접속 방식의 무선통신 시스템에서 디지털 신호 처리 방법.
제15항에 있어서,

상기 곱셈을 수행하는 과정은, 복소수 곱셈임을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속 방식의 무선통신 시스템에서 디지털 신호 처리 방법.