KR20100124457A - 직교주파수분할 방식 기반의 무선통신 시스템에서 초기 동기화를 위한 장치 및 방법 - Google Patents

직교주파수분할 방식 기반의 무선통신 시스템에서 초기 동기화를 위한 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 직교주파수분할 방식 기반의 무선통신 시스템에서 초기 동기화를 위한 장치 및 방법에 관한 것으로, OFDM 기반의 무선통신시스템에 초기 동기를 획득하기 위한 장치는, 프리앰블 신호를 이용하여 프레임 동기를 획득하는 프레임 동기부와, 상기 프레임 동기화된 수신신호를 FFT 크기만큼 지연시켜, 상호상관을 이용하여 제 1 시간 오프셋 및 부반송파 간격의 소수배에 해당하는 제 1 주파수 오프셋을 결정하는 제 1 오프셋 결정부와, 상기 제 1 시간 오프셋 및 상기 제 2 주파수 오프셋으로 보정된 수신신호에 포함된 프리앰블 코드를 이용하여, 부반송파 간격의 정수배에 해당하는 제 2 주파수 오프셋을 결정하는 프리앰블 식별자 추정부와, 상기 제 2 주파수 오프셋으로 보정된 수신신호에 포함된 프리앰블 신호 및 파일럿 신호를 역랜덤화하여 제 2 시간 오프셋 및 제 3 주파수 오프셋을 결정하는 제 2 오프셋 결정부를 포함하여, SNR이 낮은 환경에서 초기 동기 획득 시간을 크게 감소시킬 수 있는 장점이 있다.
프레임 동기, 시간 오프셋, 주파수 오프셋, 상호상관, 역랜덤화.

Description

직교주파수분할 방식 기반의 무선통신 시스템에서 초기 동기화를 위한 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR INITIAL SYNCHRONIZATION WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM BASED ON OFDM}
본 발명은 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 기반의 무선통신시스템에 관한 것으로, 특히 OFDM 기반의 무선통신시스템에서 수신신호가 미약한 환경에서 초기 동기를 획득하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 기술은 선택적 페이딩(frequency-selective fading)을 간단한 구조의 등화기로 극복할 수 있을 뿐만 아니라, 충격성 잡음에 대한 강인함, 높은 주파수 사용 효율 등의 많은 장점을 가지고 있다. 이러한 장점으로 인해 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16 및 LTE(Long Term Evolution)와 같은 무선접속 시스템의 핵심기술로 사용되고 있다. 하지만 다수의 부반송파(subcarrier)를 통해 신호를 동시에 전송하기 때문에, 시간 및 주파수 동기오차가 존재하는 경우 인접 신호간 간섭뿐만 아니라 부반송파 신호간 간섭이 발생하여 성능이 크게 저하되는 특성이 있다. 이러한 동기 오차로 인해 단말의 핸드오프 성능 또한 크게 저하되는 결과를 야기하며, 원활한 핸드오프 지원을 위해서는 기지국 간에도 엄격한 시간 및 주파수 동기가 요구된다. 예를 들어, TDD(Time Division Duplexing) 방식의 무선통신 시스템에서는 인접 셀간 시간 동기가 제대로 이루어지지 않을 경우 하향링크와 상향링크가 중첩함으로 인하여 인접 셀간 간섭이 증가하게 되어 통신품질이 크게 열화 되는 현상이 발생하게 된다. 이러한 문제점을 해결하기 위하여 와이맥스(WiMAX) 시스템은 기지국간 시간 오차 및 주파수 오차를 각각 부반송파 간격(subcarrier spacing)의 1% 이내 및 1us 이내로 규정하고 있다.
한편, 종래의 방식은 기지국간 동기를 위해서 GPS(Global Positioning System) 신호를 이용한다. IEEE 802.16에 기반한 와이맥스 시스템의 경우, 각 기지국은 GPS 신호를 수신하여 시간 및 주파수 동기를 획득하는 방식을 사용하고 있다. 기지국에서 사용되는 GPS 동기 장치는 일반적으로 GPS 위성으로부터 수신된 신호 세기가 양호한 지역(약 -130dBm이상)에서만 동작한다. 하지만, 옥내에 설치되는 소형 기지국의 경우, GPS 신호의 세기가 미약함에 따른 수신 성능 저하 문제가 발생하게 된다. 이를 극복하기 위해 GPS 안테나를 옥외에 설치 후 이를 RF 동축 케이블로 옥내 기지국에 연결할 수 있으나 비용이 증가하는 문제가 발생하게 된다. 이러한 제약조건으로 인해 옥내용 소형 기지국의 동기 획득 방안으로, GPS 신호에 동기된 기지국으로부터 전송된 동기용 신호에 기반하여 동기를 획득하는 방식이 고려되고 있다.
GPS 신호에 동기된 기지국으로부터 전송된 동기용 신호에 기반하여 동기를 획득하는 방식은 수신신호의 세기가 일정수준 이상인 경우(예: SNR>-5dB), 효율적으로 동작하는 것으로 알려져 있다. 하지만 옥내에 설치되는 소형 기지국과 같이 건물 외벽 및 내벽의 신호 감쇄 현상으로 인해 수신 신호의 세기가 매우 미약한 환경에서는(예: SNR=-15dB) 상호상관(crosscorrelation) 시 잡음증가 문제로 인해 초기 동기 획득 시간이 급격히 커지는 단점이 있다. 수신신호의 SNR이 높은 경우 상호상관에 의한 SNR 감소는 약 3dB인 것으로 알려져 있지만, 수신신호의 SNR이 매우 낮은 환경에서는 상호상관으로 인해 SNR이 dB 영역에서 약 두 배 감소하게 된다. 예를 들어, 수신 신호의 SNR이 -15dB인 경우 상호상관 후의 신호의 SNR은 약 -30dB가 된다. 여기서, 낮아진 수신신호의 SNR을 향상시키기 위해서는 수십 내지 수백 프레임 동안 신호를 평균하여 잡음신호를 억제하여야 하는데, 이에 따른 동기 획득 시간이 증가하는 문제점이 발생한다.
따라서, 옥내에 설치되는 소형 기지국처럼, 신호의 세기가 미약한 무선환경에서, 허용가능한 시간 오차 및 주파수 오차 내에서 초기 동기 획득시간을 줄이기 위한 장치 및 방법이 필요하다.
본 발명의 목적은 OFDM 기반의 무선통신시스템에서 수신신호가 미약한 환경에서 초기 동기를 획득하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 OFDM 기반의 무선통신시스템에서 수신신호가 미약한 환경에서 초기 동기시간을 줄이기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제 1 견지에 따르면, 직교주파수분할(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: OFDM) 기반의 무선통신시스템에 초기 동기를 획득하기 위한 장치에 있어서, 프리앰블 신호를 이용하여 프레임 동기를 획득하는 프레임 동기부와, 상기 프레임 동기화된 수신신호를 FFT 크기만큼 지연시켜, 상호상관을 이용하여 제 1 시간 오프셋 및 부반송파 간격의 소수배에 해당하는 제 1 주파수 오프셋을 결정하는 제 1 오프셋 결정부와, 상기 제 1 시간 오프셋 및 상기 제 1 주파수 오프셋으로 보정된 수신신호에 포함된 프리앰블 코드를 이용하여, 부반송파 간격의 정수배에 해당하는 제 2 주파수 오프셋을 결정하는 프리앰블 식별자 추정부와, 상기 제 2 주파수 오프셋으로 보정된 수신신호에 포함된 프리앰블 신호 및 파일럿 신호를 역랜덤화하여 제 2 시간 오프셋 및 제 3 주파수 오프셋을 결정하는 제 2 오프셋 결정부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제 2 견지에 따르면, 직교주파수 분할(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: OFDM) 기반의 무선통신시스템에 초기 동기를 획득하기 위한 방법에 있어서, 프리앰블 신호를 이용하여 프레임 동기를 획득하는 과정과, 상기 프레임 동기화된 수신신호를 FFT 크기만큼 지연시켜, 상호상관을 이용하여 제 1 시간 오프셋 및 부반송파 간격의 소수배에 해당하는 제 1 주파수 오프셋을 결정하는 과정과, 상기 제 1 시간 오프셋 및 상기 제 2 주파수 오프셋으로 보정된 수신신호에 포함된 프리앰블 코드를 이용하여, 부반송파 간격의 정수배에 해당하는 제 2 주파수 오프셋을 결정하는 과정과, 상기 제 2 주파수 오프셋으로 보정된 수신신호에 포함된 프리앰블 신호 및 파일럿 신호를 역랜덤화하여 제 2 시간 오프셋 및 제 3 주파수 오프셋을 결정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제 3 견지에 따르면, 직교주파수분할(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: OFDM) 기반의 무선통신시스템에 초기 동기를 획득하기 위한 장치에 있어서, 수신신호에 포함된 프리앰블 신호로부터 프리앰블 코드를 추출하하고, 상기 프리앰블 코드에 해당하는 프리앰블 식별자를 추정하는 프리앰블 식별자 추정기와, 상기 추정된 프리앰블 식별자를 이용하여 제 1 프리앰블 신호 및 제 1 파일럿 신호를 생성하고, 상기 수신신호에 포함된 제 2 프리앰블 신호와 제 2 파일럿 신호를, 주파수 영역에서, 각각 상기 제 1 프리앰블 신호와 상기 제 2 프리앰블 신호를 곱하고, 상기 제 1 파일럿 신호와 상기 제 2 파일럿 신호를 곱하여 역랜덤화를 수행하는 랜덤화기와, 상기 역랜덤화된 프리앰블 신호 및 파일럿 신호에 대해 IFFT 연산을 수행하여, 시간영역에서 상기 역랜덤 화된 프리앰블 신호 및 파일럿 신호를 이용하여 매트릭 값을 계산하여 시간 오프셋 및 주파수 오프셋을 결정하는 오프셋 결정기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제 4 견지에 따르면, 직교주파수분할(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: OFDM) 기반의 무선통신시스템에 초기 동기를 획득하기 위한 장치에 있어서, 수신신호에 포함된 프리앰블 신호로부터 프리앰블 코드를 추출하는 과정과, 상기 프리앰블 코드에 해당하는 프리앰블 식별자를 추정하는 과정과, 상기 추정된 프리앰블 식별자를 이용하여 제 1 프리앰블 신호 및 제 1 파일럿 신호를 생성하고, 상기 수신신호에 포함된 제 2 프리앰블 신호와 제 2 파일럿 신호를, 주파수 영역에서, 각각 상기 제 1 프리앰블 신호와 상기 제 2 프리앰블 신호를 곱하고, 상기 제 1 파일럿 신호와 상기 제 2 파일럿 신호를 곱하여 역랜덤화를 수행하는 과정과, 상기 역랜덤화된 프리앰블 신호 및 파일럿 신호에 대해 IFFT 연산을 수행하여, 시간영역에서 상기 역랜덤화된 프리앰블 신호 및 파일럿 신호를 이용하여 매트릭 값을 계산하여 시간 오프셋 및 주파수 오프셋을 결정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
상술한 바와 같이, OFDM 기반의 무선통신시스템에서 미약한 환경에서 초기 동기를 획득하기 위해, 프리앰블 신호와 파일롯 신호를 역랜덤화를 수행한 후, 프리앰블 신호와 파일럿 신호를 동기화 과정에 이용함으로써, SNR이 낮은 환경에서 초기 동기 획득 시간을 크게 감소시킬 수 있는 장점이 있다. 또한, 초기 동기 획득 시간을 크게 감소시킴으로써, 시간 자원의 낭비를 최소화할 수 있다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
이하, 본 발명은 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 기반의 무선통신시스템에 수신신호가 미약한 환경에서 초기 동기를 획득하기 위한 장치 및 방법에 대해 설명하기로 한다.
본 발명에서는 초기동기 획득시, 수신신호의 신호대잡음비(Signal-to-Noise Ratio: 이하 "SNR"라 칭함) 저하로 인한 상호상관에 따른 동기추정 시간이 길어지는 문제를 극복하기 위해, 추정된 프리앰블 식별자(preamble identifier)를 이용하여 프리앰블 신호 및 파일럿(pilot) 신호를 생성하고, 생성된 프리앰블 신호 및 파일럿(pilot) 신호를 역 랜덤화를 수행하여 짧은 시간 동안에 시간 오프셋 및 주파수 오프셋을 정확하게 추정한다. IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16 표준에서, 프리앰블 식별자를 알고 있는 경우, 프리앰블 신호 및 첫 번째 PUSC(Partial Usage of Subchannel) 영역(zone)의 파일럿 신호를 예측할 수 있다.
이하, 본 발명에서 편의상 IEEE 802.16 시스템에 적용됨을 가정하여 설명하지만, OFDM 기반의 다른 무선통신시스템에 적용될 수 있음을 물론이다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 기반의 무선통신시스템에 수신신호가 미약한 환경에서 초기 동기를 획득하기 위한 장치를 도시하고 있다. 상기 장치는 기지국으로부터 동기신호를 수신하여 동기화하는 단말 혹은 소형 기지국이 될 수 있다.
상기 도 1을 참조하면, 동기 장치는 프레임 동기부(100), 제 1 오프셋 추정부(102), 제 1 보정부(104), 프리앰블 식별자 추정부(106), 제 2 보정부(108), 제 2 오프셋 추정부(110) 및 제 3 보정부(112)를 포함하여 구성된다.
상기 프레임 동기부(100)는 수신신호(ri)에 포함된 프리앰블 신호가 시간영역에서 반복되는 특성을 이용하여, 대략적인 프레임의 시작위치를 추정한다. 추정 오차는 일반적으로 보호구간(Cyclic Prefix: 이하 "CP"라 칭함) 혹은 심볼 길이의 1/2보다 작도록 설계된다.
상기 제 1 오프셋 추정부(102)는 상기 프레임 동기부(100)에 의해 대략적인 프레임 시작위치에 동기된 수신신호에 대해 정확한 프레임의 시작위치를 추정하고 (즉, 제 1 시간 오프셋(time offset) 추정), 상기 추정된 프레임 시작위치 정보를 이용하여 부반송파 간격의 소수배에 해당하는 제 1 주파수 오프셋(frequency offset)을 추정한다. 그리고, 상기 시간 오프셋 및 상기 주파수 오프셋이 추정된 후에는 동작을 완료하고 이를 상기 프리앰블 식별자 추정부(106)로 통보한다.
상기 제 1 오프셋 추정부(102)는 시간영역에서 수신신호와 FFT(Fast Fourier Transform) 크기만큼 지연된 수신신호 사이의 상관관계를 이용하여, 하기 <수학식 1>처럼 동기를 추정하기 위한 매트릭 값(metric)을 계산한다.
Figure 112009029887445-PAT00001
여기서,
Figure 112009029887445-PAT00002
는 i개의 프레임 동안 평균 매트릭 값이고, rn은 각각 n번째 수신 신호(1 OFDM 심볼에 Nsym= Ncp+Nfft개의 샘플 값이 존재), Ncp는 CP 길이, Nfft는 FFT 크기이며, Nsym= Ncp+Nfft을 만족한다. 즉, 상기 제 1 오프셋 추정부(102)는 수신신호의 CP 구간과 FFT 크기만큼 지연된 수신신호의 CP 구간 사이의 상관 값을 i개의 프레임 동안 계산한다.
이후, 상기 제 1 오프셋 추정부(102)는 하기 <수학식 2>와 같이 Nsym개의 매트릭 값 중 최대 매트릭 값을 갖는 위치를 프레임 시작위치로 추정한다.
Figure 112009029887445-PAT00003
여기서, n은 샘플 인덱스이다.(표현이 맞는지 확인부탁드립니다 .)
이후, 상기 제 1 오프셋 추정부(102)는 추정된 프레임 시작위치(
Figure 112009029887445-PAT00004
)를 이용하여 하기 <수학식 3>과 같이 주파수 오프셋()을 계산한다.
Figure 112009029887445-PAT00006
여기서,
Figure 112009029887445-PAT00007
는 i개의 프레임 동안 Nsym개의 평균 매트릭 값 중 최대 매트릭 값이고,
Figure 112009029887445-PAT00008
는
Figure 112009029887445-PAT00009
일 때의 이에 해당하는 각도이고, π는 원주율이다.
상기 제 1 보정부(104)는 상기 제 1 오프셋 추정부(102)에 의해 추정된 제 1 시간 오프셋 및 제 1 주파수 오프셋을 이용하여 수신신호를 보정한다.
상기 프리앰블 식별자 추정부(106)는 상기 제 1 시간 오프셋 및 상기 제 1 주파수 오프셋으로 보정된 수신신호에 대해 부반송파 간격만큼 시프트시키면서, 부반송파 간격의 정수배에 해당하는 제 2 주파수 오프셋을 추정한다. 상기 프리앰블 식별자 추정부(106)는 또한 상기 보정된 수신신호에 포함된 프리앰블 신호에서 프리앰블 코드를 추출하고 상기 프리앰블 코드에 대응하는 프리앰블 식별자(preamble identifier)를 추정한다. 상기 제 2 보정부(108)는 상기 프리앰블 식별자 추정부(106)에 의해 추정된 제 2 주파수 오프셋을 이용하여 수신신호를 보정한다.
한편, 상기 제 1 오프셋 추정부(102)에서 CP 신호를 이용하여 시간 오프셋 및 주파수 오프셋을 추정하는 방식은 종래기술과 유사하지만, 종래에는 요구조건(requirement)을 만족하는 시간 오프셋 및 주파수 오프셋을 정확히 추정하는 반면, 본 발명에서는 상기 프리앰블 식별자 추정부(106)가 동작할 수 있을 정도의 시간 오프셋 및 주파수 오프셋을 추정한다는 점에서 차이점을 가진다. 상기 프리앰블 식별자 추정부(106)가 동작하는데 필요한 시간 오프셋 및 주파수 오프셋 추정 정확도는 종래방식에서 요구하는 시간 오프셋 및 주파수 오프셋 추정 정확도보다 약 1/10의 정확도를 갖는다. 따라서 오프셋 추정 정확도는 종래기술과 비교하여 떨어지지만 상기 제 1 오프셋 추정부(102)에서 소요되는 시간 오프셋 및 주파수 오프셋 추정 시간이 많이 줄어든다. 동일한 정확도를 만족하기 위한 추정 시간은 SNR에 따라 달라질 수 있기 때문에, 본 발명에서는 SNR에 따라 적응적으로 추정 시간을 조절하는 방식을 제안한다. 다시 말해, 수신신호의 프리앰블 위치에 해당하는 신호를 상호상관(cross correlation) 취한 후 매트릭 값을 생성하여, 이중 최대 매트릭 값을 가지는 위치에서의 매트릭 값이 일정 값 이상을 만족하는 경우 상기 제 1 오프셋 추정부(102)는 동작을 중지하고, 매트릭 값이 일정 값 이상을 만족하지 않는 경우 다음 프레임에서 동일한 과정을 반복한다. 예를 들어, i번째 프레임에서 추정된 매트릭 값은 상기 <수학식 1>과 같다.
즉, 추정된 위치에서의 매트릭 값이 하기 <수학식 4>를 만족하는 경우 상기 제 1 오프셋 추정부(102)는 해당 위치에서의 제 1 시간 오프셋 및 제 1 주파수 오프셋을 상기 <수학식 3> 및 상기 <수학식 3>와 같이 추정한 후, 동작을 중지하고, 상기 프리앰블 식별자 추정부(106)에 이를 통보한다. 하기 <수학식 4>를 만족하지 않은 경우, 다음 프레임에서 i를 1만큼 증가시킨 후 동일한 과정을 반복한다.
Figure 112009029887445-PAT00010
여기서,
Figure 112009029887445-PAT00011
는 i개의 프레임 동안 Nsym개의 평균 매트릭 값 중 최대 매트릭 값,
Figure 112009029887445-PAT00012
는 i개의 프레임의 k번재 샘플 값에 해당하는 매트릭 값이고,
Figure 112009029887445-PAT00013
는 제 1 오프셋 추정부(102)의 동작여부를 결정하기 위한 임계값이고,
Figure 112009029887445-PAT00014
은
Figure 112009029887445-PAT00015
의 원소의 개수이고, Ncp는 CP 길이,Nfft는 FFT 크기이며, Nsym= Ncp+Nfft을 만족한다.
상기 제 2 오프셋 추정부(110)는 상기 제 1 보정부(104)와 상기 제 2 보정부(108)에 의해 보정된 수신신호에 대해 역 랜덤화를 수행하여 제 2 시간 오프셋 및 제 3 주파수 오프셋을 추정한다. 이를 위해, 상기 제 2 오프셋 추정부(110)는 상기 프리앰블 식별자 추정부(106)에서 추정된 프리앰블 식별자 정보를 이용하여, 주파수 영역의 프리앰블 신호(제 1 프리앰블 신호라 칭함) 및 파일럿 신호(제 1 파일럿 신호라 칭함)를 생성한다. IEEE 802.16 표준에서, 프리앰블 식별자를 알고 있는 경우, 프리앰블 신호 및 첫 번째 PUSC 영역의 파일럿 신호를 예측할 수 있다.
상기 역 랜덤화는 주파수 영역에서 상기 보정된 수신신호와 상기 제 1 프리앰블 신호 혹은 상기 제 1 파일럿 신호를 곱해 수행된다. 상세한 상기 제 2 오프셋 추정부(110)에 대한 설명은 도 2에서 하기로 한다.
상기 제 3 보정부(112)는 상기 제 2 오프셋 추정부(110)에 의해 추정된 제 2 시간 오프셋 및 제 3 주파수 오프셋을 이용하여, 상기 제 1 보정부(104)와 상기 제 2 보정부(108)에 의해 보정된 수신신호를 다시 보정한다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 상기 제 2 오프셋 추정부(110)의 기능 블록도를 도시하고 있다.
상기 도 2를 참조하면, 상기 제 2 오프셋 추정부(110)는 FFT 부(200), 랜덤화기(202), IFFT(204) 및 오프셋 결정기(206)를 포함한다.
상기 FFT 부(200)는 하기 <수학식 5>와 같이 상기 제 1 보정부(104)와 상기 제 2 보정부(108)에 의해 보정된 수신신호의 샘플데이터를 입력받아 FFT 연산을 수행하여 프리앰블 신호(제 2 프리앰블 신호라 칭함) 및 파일럿 신호(제 2 파일럿 신호라 칭함)를 추출한다.
Figure 112009029887445-PAT00016
여기서, FFT(·)는 FFT 연산을 의미하며, Nframe은 프레임 구간 내의 샘플 수, Nmap은 프레임의 MAP 구간내의 OFDM 심볼 수. Nfft는 FFT 크기, m은 프레임 인덱스이다.
상기 랜덤화기(202)는 주파수 영역에서, 상기 제 1 프리앰블 신호와 상기 제 2 프리앰블 신호를 곱하고(하기 <수학식> 6 참조), Nmap 심볼 구간 동안에 수신된 파일럿 신호(제 2 파일럿 신호라 칭함)와 상기 제 1 파일럿 신호를 곱하여(하기 <수학식> 7 참조) 역 랜덤화를 수행한다. 상기 제 1 프리앰블 신호는 추정된 프리앰블 식별자 정보로부터 생성된 주파수 영역의 프리앰블 신호이고, 상기 제 1 파일럿 신호는 추정된 프리앰블 식별자 정보로부터 생성된 주파수 영역의 파일럿 신호이다. 상기 제 2 프리앰블 신호는 상기 제 1 보정부(104)와 상기 제 2 보정부(108)에 의해 보정된 수신신호로부터 추출된 주파수 영역의 프리앰블 신호이다.
Figure 112009029887445-PAT00017
여기서, Pk는 추정된 프리앰블 식별자에 해당하는 프리앰블 신호의 k번째 부반송파 신호이고, Rm ,0,k는 보정된 수신신호에 포함된 프리앰블 신호이다. 마찬가지 로 프리앰블 신호 이후에 수신된 Nmap 심볼 신호(Rm ,1,k,...,Rm , Nmap ,k, k=1,..,Nfft)를 다음과 같이 역 랜덤화한다.
Figure 112009029887445-PAT00018
여기서 pk(i)는 i번째 심볼, k번째 부반송파에서의 파일럿 신호이고, Rm ,i,k는 보정된 수신신호에 포함된 MAP 구간 동안의 파일럿 신호이다.
상기 IFFT부(204)는 하기 <수학식 8>과 같이 상기 랜덤화기(202)로부터 역 랜덤화된 프리앰블 신호 및 파일럿 신호를 IFFT(inverse fast fourier tramsform) 변환하여 시간영역의 신호로 변환한다.
상기 역 랜덤화된 프리앰블 신호 및 파일럿 신호를 IFFT 변환함으로써, 전 OFDM 심볼 구간에 퍼져 있던 신호성분이 시간영역에서 채널의 다중경로(multi-path)가 존재하는 샘플(sample)들에 집중되게 된다, 예를 들어, 다중경로(multi-path)에 의한 주파수 선택적 페이딩이 없는 경우 상기 역 랜덤화된 프리앰블 신호 및 파일럿 신호는 주파수 영역에서 모두 동일한 값을 가지게 되므로, IFFT 변환에 의하여 시간 영역에서 시간 오프셋만큼 지연된 임펄스 신호로 나타나게 된다. 실제 채널 환경에서는 다중 경로에 의한 주파수 선택 페이딩이 존재하며, 이러한 경우 상기 임펄스 신호는 다중경로프레임의 MAP 구간 내의 OFDM 심볼 수가 존재하는 부분으로 전력이 분산되어 수신되며, 이때 신호 세기가 가장 큰 다중 경로 수신 신호를 이용하여 시간 및 주파수 오프셋을 효율적으로 추정할 수 있다. 이는 낮은 SNR 의 수신신호를 높은 SNR의 수신신호로 변환시키는 효과를 얻을 수 있다.
Figure 112009029887445-PAT00019
여기서, IFFT(·)는 IFFT 연산을 의미한다.
상기 오프셋 결정기(206)는 IFFT 변환된 상기 역 랜덤화된 프리앰블 신호 및 파일럿 신호를 이용하여 하기 <수학식 9>과 같이 타이밍 매트릭(timing metric)을 생성한다.
Figure 112009029887445-PAT00020
여기서, ym ,0,k는 IFFT로 변환된 시간영역의 프리앰블 신호이고, m은 프레임 인덱스이고, Nfft는 FFT 크기이고, k는 시간영역의 샘플 인덱스 이다. 즉, 타이밍 매트릭 값은 시간영역의 샘플별로 M개의 프레임 동안에 계산된다.
최대 타이밍 매트릭 값에 해당하는 프레임 위치를 하기 <수학식 10>과 같이 추정한다.
Figure 112009029887445-PAT00021
여기서
Figure 112009029887445-PAT00022
이며,
Figure 112009029887445-PAT00023
는 상수 값이다. 상기 추정된
Figure 112009029887445-PAT00024
에 따라 상기 제 2 시간 오프셋 값은 하기 <수학식 11> 같이 추정된다.
Figure 112009029887445-PAT00025
여기서, 추정된
Figure 112009029887445-PAT00026
이
Figure 112009029887445-PAT00027
에 포함될 때 상기 제 2 시간 오프셋 값은
Figure 112009029887445-PAT00028
이 되고, 추정된
Figure 112009029887445-PAT00029
이
Figure 112009029887445-PAT00030
에 포함될 때, 상기 제 2 시간 오프셋 값은
Figure 112009029887445-PAT00031
이 된다.
상기 추정된
Figure 112009029887445-PAT00032
위치에 해당하는 수신신호를 이용하여 상기 제 3 주파수 오프셋 추정을 위한 매트릭을 하기 <수학식 12>과 하기 <수학식 13>에 따라 생성한다.
Figure 112009029887445-PAT00033
여기서, ym ,0,k는 IFFT로 변환된 시간영역의 프리앰블 신호이고, ym ,i,k는 IFFT로 변환된 시간영역의 파일럿 신호이고, m은 프레임 인덱스이고, Nmap는 MAP 구간동안의 OFDM 심볼수, k는 시간영역의 샘플 인덱스이다. 즉, 상기 매트릭 값은 파일롯 신호(ym ,i,k)와 프리앰블 신호(ym ,0,k) 사이의 상관연산으로 계산된다.
생성된 매트릭
Figure 112009029887445-PAT00034
을 이용하여 하기 <수학식 13>과 같이 제 3 주파수 오프셋을 추정한다.
Figure 112009029887445-PAT00035
여기서, m은 프레임 인덱스이고, Nfft는 FFT 크기이고, Nmap는 MAP 구간 동안의 OFDM 심볼 수, Ncp는 CP 길이이다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 기반의 무선통신시스템에 수신신호가 미약한 환경에서 초기 동기를 획득하기 위한 흐름도를 도시하고 있다.
상기 도 3을 참조하면, 상기 프레임 동기부(100)는 300 단계에서 수신신호(ri)에 포함된 프리앰블 신호가 시간영역에서 반복되는 특성을 이용하여, 대략적인 프레임 동기를 추정한다.
이후, 상기 제 1 오프셋 추정부(102)는 302 단계에서 상기 프레임 동기부(100)에 의해 대략적인 프레임 동기된 수신신호에 대해 CP 길이를 이용하여 제 1 시간 오프셋 및 부반송파 간격의 소수배에 해당하는 제 1 주파수 오프셋을 추정한다.
즉, 상기 제 1 오프셋 추정부(102)는 시간영역에서 수신신호와 FFT(Fast Fourier Transform) 크기만큼 지연된 수신신호 사이의 상관관계를 이용하여, 상기 <수학식 1>처럼 동기를 추정하기 위한 매트릭 값(metric)을 계산하여, 상기 제 1 시간 오프셋 및 상기 제 1 주파수 오프셋을 추정한다.
상기 프리앰블 식별자 추정부(106)는 304 단계에서 상기 제 1 시간 오프셋 및 상기 제 1 주파수 오프셋으로 보정된 수신신호에 대해 부반송파 간격만큼 시프트시키면서, 부반송파 간격의 정수배에 해당하는 제 2 주파수 오프셋을 추정하고, 상기 보정된 수신신호에 포함된 프리앰블 신호에서 프리앰블 코드를 추출하고 상기 프리앰블 코드에 대응하는 프리앰블 식별자(preamble identifier)를 추정한다. 한편, 상기 제 1 오프셋 추정부(102)에서 CP 신호를 이용하여 시간 오프셋 및 주파수 오프셋을 추정하는 방식은 종래기술과 유사하지만, 종래에는 요구조건(requirement)을 만족하는 시간 오프셋 및 주파수 오프셋을 정확히 추정하는 반 면, 본 발명에서는 상기 프리앰블 식별자 추정부(106)가 동작할 수 있을 정도의 시간 오프셋 및 주파수 오프셋을 추정한다는 점에서 차이점을 가진다.
상기 제 2 오프셋 추정부(110)는 306 단계에서 상기 제 1 시간 오프셋, 상기 제 1 주파수 오프셋 및 상기 제 2 주파수 오프셋으로 보정된 수신신호에 대해 역 랜덤화를 수행하여 제 2 시간 오프셋 및 제 3 주파수 오프셋을 추정한다. 상기 역 랜덤화는 상기 <수학식 6> 및 상기 <수학식 7>과 같이 주파수 영역에서 상기 보정된 수신신호와 상기 제 1 프리앰블 신호 혹은 상기 제 1 파일럿 신호를 곱해 수행된다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 제 1 오프셋 추정부(102)의 상세한 동작 흐름도를 도시하고 있다.
상기 도 4를 참조하면, 제 1 오프셋 추정부(102)는 400 단계에서 frame count를 1로 설정하고, 402 단계에서 frame count 값에 따라 상기 <수학식 1>의 동기를 위한 매트릭 값을 계산한다.
이후, 상기 제 1 오프셋 추정부(102)는 404 단계에서 Nsym개의 매트릭 값 중 최대 매트릭 값을 검색한다.
이후, 상기 제 1 오프셋 추정부(102)는 406 단계에서 추정된 위치에서의 매트릭 값이 상기 <수학식 4>를 만족하는 경우 상기 제 1 오프셋 추정부(102)는 408 단계로 진행하여 Nsym개의 매트릭 값 중 최대 매트릭 값에 해당하는 제 1 시간 오프 셋과 상기 제 1 시간 오프셋에 해당하는 제 1 주파수 오프셋을 계산한다.
반면, 406 단계에서 추정된 위치에서의 매트릭 값이 상기 <수학식 4>를 만족하지 않은 경우, 410 단계로 진행하여 frame count 값을 증가시키고 402 단계 내지 406 단계를 반복수행한다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 제 2 오프셋 추정부(110)의 상세한 동작 흐름도를 도시하고 있다.
상기 도 5를 참조하면, 제 2 오프셋 추정부(110)는 500 단계에서 frame count를 1로 설정하고, 502 단계에서 제 1 시간 오프셋, 제 1 주파수 오프셋 및 제 2 주파수 오프셋에 의해 보정된 수신신호에 대해 FFT 연산을 수행한다.
이후, 상기 제 2 오프셋 추정부(110)는 504 단계에서 frame count 값에 따라 추정된 프리앰블 식별자를 이용하여 주파수영역에서 프리앰블 신호 및 파일럿 신호를 생성한 후, 상기 보정된 수신신호에 곱해 역 랜덤화를 수행한다.
이후, 상기 제 2 오프셋 추정부(110)는 506 단계에서 역랜덤화된 프리앰블 신호 및 파일럿 신호에 대해 IFFT를 수행한다. 상기 역 랜덤화된 프리앰블 신호 및 파일럿 신호를 IFFT 변환함으로써, 전 OFDM 심볼 구간에 퍼져 있던 신호성분이 시간영역에서 채널의 다중경로(multi-path)가 존재하는 샘플(sample)들에 집중되게 되며, 상기 다중경로(multi-path)가 존재하는 부분에서의 수신 신호를 이용하여 시간 및 주파수 오프셋을 효율적으로 추정할 수 있다. 이는 낮은 SNR의 수신신호를 높은 SNR의 수신신호로 변환시키는 효과를 얻을 수 있다.
이후, 이후, 상기 제 2 오프셋 추정부(110)는 508 단계에서 상기 <수학식 10>처럼 시간 오프셋 추정을 위한 매트릭 값을 계산하고, 510 단계에서 상기 <수학식 10>과 같이 최대 매트릭 값을 검색한다.
이후, 상기 제 2 오프셋 추정부(110)는 512 단계에서 frame count 값이 M보다 같거나 크면, 514 단계로 진행하여 매트릭 값 중 최대 매트릭 값에 해당하는 제 2 시간 오프셋과 상기 제 2 시간 오프셋에 해당하는 제 3 주파수 오프셋을 계산한다(상기 <수학식 12> 및 <수학식 13> 참조).
이후, 상기 제 2 오프셋 추정부(110)는 512 단계에서 frame count 값이 M보다 작으면, frame count 값을 증가시키고 502 단계 내지 512 단계를 반복수행한다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 기반의 무선통신시스템에 수신신호가 미약한 환경에서 초기 동기를 획득하기 위한 장치도,
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 제 2 오프셋 추정부의 기능 블록도,
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 기반의 무선통신시스템에 수신신호가 미약한 환경에서 초기 동기를 획득하기 위한 흐름도,
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 제 1 오프셋 추정부의 상세한 동작 흐름도 및,
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 제 2 오프셋 추정부의 상세한 동작 흐름도.

Claims (18)

  1. 직교주파수분할(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: OFDM) 기반의 무선통신시스템에 초기 동기를 획득하기 위한 장치에 있어서,
    프리앰블 신호를 이용하여 프레임 동기를 획득하는 프레임 동기부와,
    상기 프레임 동기화된 수신신호를 FFT 크기만큼 지연시켜, 상호상관을 이용하여 제 1 시간 오프셋 및 부반송파 간격의 소수배에 해당하는 제 1 주파수 오프셋을 결정하는 제 1 오프셋 결정부와,
    상기 제 1 시간 오프셋 및 상기 제 1 주파수 오프셋으로 보정된 수신신호에 포함된 프리앰블 코드를 이용하여, 부반송파 간격의 정수배에 해당하는 제 2 주파수 오프셋을 결정하는 프리앰블 식별자 추정부와,
    상기 제 2 주파수 오프셋으로 보정된 수신신호에 포함된 프리앰블 신호 및 파일럿 신호를 역랜덤화하여 제 2 시간 오프셋 및 제 3 주파수 오프셋을 결정하는 제 2 오프셋 결정부를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 제 1 오프셋 결정부는
    하기 <수학식 14>를 만족할 때까지, 다수의 프레임 구간 동안에 제 1 매트릭 값을 계산하여 상기 제 1 시간 오프셋 및 상기 제 1 주파수 오프셋을 결정하는 것 을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112009029887445-PAT00036
    여기서,
    Figure 112009029887445-PAT00037
    는 i개의 프레임 동안 Nsym개의 평균 매트릭 값 중 최대 매트릭 값,
    Figure 112009029887445-PAT00038
    는 i개의 프레임의 k번재 샘플 값에 해당하는 매트릭 값이고,
    Figure 112009029887445-PAT00039
    는 제 1 오프셋 추정부(102)의 동작여부를 결정하기 위한 임계값이고,
    Figure 112009029887445-PAT00040
    은
    Figure 112009029887445-PAT00041
    의 원소의 개수이고, Ncp는 CP 길이,Nfft는 FFT 크기이며, Nsym= Ncp+Nfft을 만족함.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 제 2 오프셋 결정부는
    상기 제 2 주파수 오프셋으로 보정된 수신신호에 대해 FFT 연산을 수행하는 FFT부와,
    상기 프리앰블 식별자 추정부로부터 추정된 프리앰블 식별자를 이용하여 제 1 프리앰블 신호 및 제 1 파일럿 신호를 생성하고, 상기 제 2 주파수 오프셋으로 보정된 수신신호에 대해 FFT 연산으로부터 출력되는 제 2 프리앰블 신호와 제 2 파일럿 신호를, 주파수 영역에서, 상기 제 1 프리앰블 신호와 상기 제 2 프리앰블 신호를 곱하고, 상기 제 1 파일럿 신호와 상기 제 2 파일럿 신호를 곱하여 역랜덤화를 수행하는 랜덤화기와,
    상기 역랜덤화된 프리앰블 신호 및 파일럿 신호에 대해 IFFT 연산을 수행하는 IFFT부와,
    상기 IFFT 연산에 의해 시간영역으로 변환된 신호에 대해 제 2 매트릭 값을 계산하여 상기 제 2 시간 오프셋 및 상기 제 3 주파수 오프셋을 결정하는 오프셋 결정기를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제 3항에 있어서,
    상기 제 2 매트릭 값은 하기 <수학식 15>로 산출되는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112009029887445-PAT00042
    여기서, ym ,0,k는 IFFT로 변환된 시간영역의 프리앰블 신호이고, m은 프레임 인덱스이고, Nfft는 FFT 크기이고, k는 부반송파 인덱스임.
    최대 제 2 매트릭 값에 해당하는 프레임 위치를 하기 <수학식 16>과 같이 추정하며,
    Figure 112009029887445-PAT00043
    여기서,
    Figure 112009029887445-PAT00044
    이며,
    Figure 112009029887445-PAT00045
    는 상수 값임.
    상기 추정된 에 따라 상기 제 2 시간 오프셋 값은 하기 <수학식 17> 같이 추정되며.
    Figure 112009029887445-PAT00047
    여기서, 추정된
    Figure 112009029887445-PAT00048
    이
    Figure 112009029887445-PAT00049
    에 포함될 때 상기 제 2 시간 오프셋 값은
    Figure 112009029887445-PAT00050
    이 되고, 추정된
    Figure 112009029887445-PAT00051
    이
    Figure 112009029887445-PAT00052
    에 포함될 때, 상기 제 2 시간 오프셋 값은
    Figure 112009029887445-PAT00053
    이 됨.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 추정된
    Figure 112009029887445-PAT00054
    위치에 해당하는 수신신호를 이용하여 상기 제 3 주파수 오프셋 추정을 위한 매트릭을 하기 <수학식 18>과 하기 <수학식 19>과 같이 산출하는 것을 특징으로 하는 장치.
    Figure 112009029887445-PAT00055
    여기서, ym ,0,k는 IFFT로 변환된 시간영역의 프리앰블 신호이고, ym ,i,k는 IFFT로 변환된 시간영역의 파일럿 신호이고, m은 프레임 인덱스이고, Nmap는 프레임의 MAP 구간내의 OFDM 심볼 수, k는 부반송파 인덱스임.
    생성된 매트릭
    Figure 112009029887445-PAT00056
    을 이용하여 하기 <수학식 19>과 같이 제 3 주파수 오프셋을 추정하며,
    Figure 112009029887445-PAT00057
    여기서, m은 프레임 인덱스이고, Nfft는 FFT 크기이고, k는 부반송파 인덱스 임. Nmap는 프레임의 MAP 구간내의 OFDM 심볼 수, Ncp는 CP 길이임.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 프리앰블 식별자 추정부는
    상기 보정된 수신신호에 포함된 프리앰블 코드에 해당하는 프리앰블 식별자를 추출하는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 직교주파수분할(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: OFDM) 기반의 무선통신시스템에 초기 동기를 획득하기 위한 방법에 있어서,
    프리앰블 신호를 이용하여 프레임 동기를 획득하는 과정과,
    상기 프레임 동기화된 수신신호를 FFT 크기만큼 지연시켜, 상호상관을 이용하여 제 1 시간 오프셋 및 부반송파 간격의 소수배에 해당하는 제 1 주파수 오프셋을 결정하는 과정과,
    상기 제 1 시간 오프셋 및 상기 제 1 주파수 오프셋으로 보정된 수신신호에 포함된 프리앰블 코드를 이용하여, 부반송파 간격의 정수배에 해당하는 제 2 주파수 오프셋을 결정하는 과정과,
    상기 제 2 주파수 오프셋으로 보정된 수신신호에 포함된 프리앰블 신호 및 파일럿 신호를 역랜덤화하여 제 2 시간 오프셋 및 제 3 주파수 오프셋을 결정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제 7항에 있어서,
    상기 제 1 시간 오프셋 및 상기 제 1 주파수 오프셋을 결정하는 과정은,
    하기 <수학식 20>를 만족할 때까지, 다수의 프레임 구간 동안에 제 1 매트릭 값을 계산하여 상기 제 1 시간 오프셋 및 상기 제 1 주파수 오프셋을 결정하는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112009029887445-PAT00058
    여기서,
    Figure 112009029887445-PAT00059
    는 i개의 프레임 동안 Nsym개의 평균 매트릭 값 중 최대 매트릭 값,
    Figure 112009029887445-PAT00060
    는 i개의 프레임의 k번재 샘플 값에 해당하는 매트릭 값이고,
    Figure 112009029887445-PAT00061
    는 제 1 오프셋 추정부(102)의 동작여부를 결정하기 위한 임계값이고,
    Figure 112009029887445-PAT00062
    은
    Figure 112009029887445-PAT00063
    의 원소의 개수이고, Ncp는 CP 길이,Nfft는 FFT 크기이며, Nsym= Ncp+Nfft을 만족 함.
  9. 제 7항에 있어서,
    상기 제 2 시간 오프셋 및 상기 제 3 주파수 오프셋을 결정하는 과정은,
    상기 제 2 주파수 오프셋으로 보정된 수신신호에 대해 FFT 연산을 수행하는 과정과,
    상기 프리앰블 식별자 추정부로부터 추정된 프리앰블 식별자를 이용하여 제 1 프리앰블 신호 및 제 1 파일럿 신호를 생성하는 과정과,
    상기 제 2 주파수 오프셋으로 보정된 수신신호에 대해 FFT 연산으로부터 출력되는 제 2 프리앰블 신호와 제 2 파일럿 신호를, 주파수 영역에서, 상기 제 1 프리앰블 신호와 상기 제 2 프리앰블 신호를 곱하고, 상기 제 1 파일럿 신호와 상기 제 2 파일럿 신호를 곱하여 역랜덤화를 수행하는 과정과,
    상기 역랜덤화된 프리앰블 신호 및 파일럿 신호에 대해 IFFT 연산을 수행하는 과정과,
    상기 IFFT 연산에 의해 시간영역으로 변환된 신호에 대해 제 2 매트릭 값을 계산하여 상기 제 2 시간 오프셋 및 상기 제 3 주파수 오프셋을 결정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  10. 제 9항에 있어서,
    상기 제 2 매트릭 값은 하기 <수학식 21>로 산출되는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112009029887445-PAT00064
    여기서, ym ,0,k는 IFFT로 변환된 시간영역의 프리앰블 신호이고, m은 프레임 인덱스이고, Nfft는 FFT 크기이고, k는 시간영역의 샘플 인덱스임.
    최대 제 2 매트릭 값에 해당하는 프레임 위치를 하기 <수학식 22>과 같이 추정하며,
    Figure 112009029887445-PAT00065
    여기서,
    Figure 112009029887445-PAT00066
    이며,
    Figure 112009029887445-PAT00067
    는 상수 값임.
    상기 추정된
    Figure 112009029887445-PAT00068
    에 따라 상기 제 2 시간 오프셋 값은 하기 <수학식 23> 같이 추정되며.
    Figure 112009029887445-PAT00069
    여기서, 추정된
    Figure 112009029887445-PAT00070
    이
    Figure 112009029887445-PAT00071
    에 포함될 때 상기 제 2 시간 오프셋 값은
    Figure 112009029887445-PAT00072
    이 되고, 추정된
    Figure 112009029887445-PAT00073
    이
    Figure 112009029887445-PAT00074
    에 포함될 때, 상기 제 2 시간 오프셋 값은
    Figure 112009029887445-PAT00075
    이 됨.
  11. 제 10항에 있어서,
    상기 추정된
    Figure 112009029887445-PAT00076
    위치에 해당하는 수신신호를 이용하여 상기 제 3 주파수 오프셋 추정을 위한 매트릭을 하기 <수학식 24>과 하기 <수학식 25>과 같이 산출하는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112009029887445-PAT00077
    여기서, ym ,0,k는 IFFT로 변환된 시간영역의 프리앰블 신호이고, ym ,i,k는 IFFT로 변환된 시간영역의 파일럿 신호이고, m은 프레임 인덱스이고, Nmap는 MAP 구간동 안의 OFDM 심볼수, k는 시간영역의 샘플 인덱스임.
    생성된 매트릭
    Figure 112009029887445-PAT00078
    을 이용하여 하기 <수학식 25>과 같이 제 3 주파수 오프셋을 추정하며,
    Figure 112009029887445-PAT00079
    여기서, m은 프레임 인덱스이고, Nfft는 FFT 크기이고, k는 시간영역의 샘플 인덱스임. Nmap는 MAP 구간동안의 OFDM 심볼수, Ncp는 CP 길이임.
  12. 제 7항에 있어서,
    상기 보정된 수신신호에 포함된 프리앰블 코드에 해당하는 프리앰블 식별자를 추출하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 직교주파수분할(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: OFDM) 기반의 무선통신시스템에 초기 동기를 획득하기 위한 장치에 있어서,
    수신신호에 포함된 프리앰블 신호로부터 프리앰블 코드를 추출하하고, 상기 프리앰블 코드에 해당하는 프리앰블 식별자를 추정하는 프리앰블 식별자 추정기와,
    상기 추정된 프리앰블 식별자를 이용하여 제 1 프리앰블 신호 및 제 1 파일럿 신호를 생성하고, 상기 수신신호에 포함된 제 2 프리앰블 신호와 제 2 파일럿 신호를, 주파수 영역에서, 각각 상기 제 1 프리앰블 신호와 상기 제 2 프리앰블 신호를 곱하고, 상기 제 1 파일럿 신호와 상기 제 2 파일럿 신호를 곱하여 역랜덤화를 수행하는 랜덤화기와,
    상기 역랜덤화된 프리앰블 신호 및 파일럿 신호에 대해 IFFT 연산을 수행하여, 시간영역에서 상기 역랜덤화된 프리앰블 신호 및 파일럿 신호를 이용하여 매트릭 값을 계산하여 시간 오프셋 및 주파수 오프셋을 결정하는 오프셋 결정기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  14. 제 14항에 있어서,
    상기 매트릭 값은 하기 <수학식 26>로 산출되는 것을 특징으로 하는 장치.
    Figure 112009029887445-PAT00080
    여기서, ym,0,k는 IFFT로 변환된 시간영역의 프리앰블 신호이고, m은 프레임 인덱스이고, Nfft는 FFT 크기이고, k는 O시간영역의 샘플 인덱스임.
    최대 제 2 매트릭 값에 해당하는 프레임 위치를 하기 <수학식 27>과 같이 추정하며,
    Figure 112009029887445-PAT00081
    여기서,
    Figure 112009029887445-PAT00082
    이며,
    Figure 112009029887445-PAT00083
    는 상수 값임.
    상기 추정된
    Figure 112009029887445-PAT00084
    에 따라 상기 제 2 시간 오프셋 값은 하기 <수학식 28> 같이 추정되며.
    Figure 112009029887445-PAT00085
    여기서, 추정된
    Figure 112009029887445-PAT00086
    이
    Figure 112009029887445-PAT00087
    에 포함될 때 상기 제 2 시간 오프셋 값은
    Figure 112009029887445-PAT00088
    이 되고, 추정된
    Figure 112009029887445-PAT00089
    이
    Figure 112009029887445-PAT00090
    에 포함될 때, 상기 제 2 시간 오프셋 값은
    Figure 112009029887445-PAT00091
    이 됨.
  15. 제 14항에 있어서,
    상기 추정된
    Figure 112009029887445-PAT00092
    위치에 해당하는 수신신호를 이용하여 상기 제 3 주파수 오프셋 추정을 위한 매트릭을 하기 <수학식 29>과 하기 <수학식 30>과 같이 산출하는 것을 특징으로 하는 장치.
    Figure 112009029887445-PAT00093
    여기서, ym ,0,k는 IFFT로 변환된 시간영역의 프리앰블 신호이고, ym ,i,k는 IFFT로 변환된 시간영역의 파일럿 신호이고, m은 프레임 인덱스이고, Nmap는 MAP 구간동안의 OFMA 수, k는 시간영역의 샘플 인덱스임.
    생성된 매트릭
    Figure 112009029887445-PAT00094
    을 이용하여 하기 <수학식 29>과 같이 제 3 주파수 오프셋을 추정하며,
    Figure 112009029887445-PAT00095
    여기서, m은 프레임 인덱스이고, Nfft는 FFT 크기이고, k는 시간영역의 샘플 인덱스임. Nmap는 MAP 구간동안의 OFMA 심볼수, Ncp는 CP 길이임.
  16. 직교주파수분할(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: OFDM) 기반의 무선통신시스템에 초기 동기를 획득하기 위한 장치에 있어서,
    수신신호에 포함된 프리앰블 신호로부터 프리앰블 코드를 추출하는 과정과,
    상기 프리앰블 코드에 해당하는 프리앰블 식별자를 추정하는 과정과,
    상기 추정된 프리앰블 식별자를 이용하여 제 1 프리앰블 신호 및 제 1 파일럿 신호를 생성하고, 상기 수신신호에 포함된 제 2 프리앰블 신호와 제 2 파일럿 신호를, 주파수 영역에서, 각각 상기 제 1 프리앰블 신호와 상기 제 2 프리앰블 신호를 곱하고, 상기 제 1 파일럿 신호와 상기 제 2 파일럿 신호를 곱하여 역랜덤화를 수행하는 과정과,
    상기 역랜덤화된 프리앰블 신호 및 파일럿 신호에 대해 IFFT 연산을 수행하여, 시간영역에서 상기 역랜덤화된 프리앰블 신호 및 파일럿 신호를 이용하여 매트릭 값을 계산하여 시간 오프셋 및 주파수 오프셋을 결정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  17. 제 16항에 있어서,
    상기 매트릭 값은 하기 <수학식 31>로 산출되는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112009029887445-PAT00096
    여기서, ym ,0,k는 IFFT로 변환된 시간영역의 프리앰블 신호이고, m은 프레임 인덱스이고, Nfft는 FFT 크기이고, k는 시간영역의 샘플 인덱스임.
    최대 제 2 매트릭 값에 해당하는 프레임 위치를 하기 <수학식 32>과 같이 추정하며,
    Figure 112009029887445-PAT00097
    여기서,
    Figure 112009029887445-PAT00098
    이며,
    Figure 112009029887445-PAT00099
    는 상수 값임.
    상기 추정된
    Figure 112009029887445-PAT00100
    에 따라 상기 제 2 시간 오프셋 값은 하기 <수학식 33> 같이 추정되며.
    Figure 112009029887445-PAT00101
    여기서, 추정된
    Figure 112009029887445-PAT00102
    이
    Figure 112009029887445-PAT00103
    에 포함될 때 상기 제 2 시간 오프셋 값은
    Figure 112009029887445-PAT00104
    이 되고, 추정된
    Figure 112009029887445-PAT00105
    이
    Figure 112009029887445-PAT00106
    에 포함될 때, 상기 제 2 시간 오프셋 값은
    Figure 112009029887445-PAT00107
    이 됨.
  18. 제 17항에 있어서,
    상기 추정된
    Figure 112009029887445-PAT00108
    위치에 해당하는 수신신호를 이용하여 상기 제 3 주파수 오프셋 추정을 위한 매트릭을 하기 <수학식 34>과 하기 <수학식 35>과 같이 산출하는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112009029887445-PAT00109
    여기서, ym ,0,k는 IFFT로 변환된 시간영역의 프리앰블 신호이고, ym ,i,k는 IFFT로 변환된 시간영역의 파일럿 신호이고, m은 프레임 인덱스이고, Nmap는 MAP 구간동안의 OFMA 심볼수, k는 시간영역의 샘플 인덱스임.
    생성된 매트릭
    Figure 112009029887445-PAT00110
    을 이용하여 하기 <수학식 25>과 같이 제 3 주파수 오프셋을 추정하며,
    Figure 112009029887445-PAT00111
    여기서, m은 프레임 인덱스이고, Nfft는 FFT 크기이고, k는 시간영역의 샘플인덱스임. Nmap는 MAP 구간동안의 OFMA 심볼수, Ncp는 CP 길이임.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8953518B2 (en) 2011-12-15 2015-02-10 Electronics And Telecommunications Research Institute Method and apparatus for acquiring initial synchronization using relay-amble in wireless communication system

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20120264371A1 (en) * 2011-04-18 2012-10-18 Electronics And Telecommunications Research Institute Apparatus and method for controlling time synchronization between base stations
US8774847B2 (en) * 2011-07-27 2014-07-08 Broadcom Corporation Cellular radio path measurement and reporting
KR101656083B1 (ko) * 2011-09-15 2016-09-09 한국전자통신연구원 근거리 무선 통신 시스템에서의 수신 동기 획득 방법 및 그 장치
KR101626457B1 (ko) * 2013-12-20 2016-06-01 주식회사 쏠리드 Lte 프레임 동기 검출 방법 및 장치, 이를 적용한 중계 장치
US9887868B2 (en) * 2015-06-25 2018-02-06 Intel IP Corporation Techniques using a first band of communication to determine frequency synchronization for communication on a second band
US9525477B1 (en) * 2015-09-24 2016-12-20 Qualcomm Incorporated Frequency tracking with sparse pilots
US10320061B2 (en) * 2016-12-16 2019-06-11 Futurewei Technologies, Inc. High dimensional (HiDi) radio environment characterization and representation
US9768928B1 (en) * 2016-12-16 2017-09-19 Futurewei Technologies, Inc. High dimensional (HiDi) radio environment characterization and representation
US10382244B2 (en) 2017-02-14 2019-08-13 Samsung Electronics Co., Ltd. System and method for providing time offset and frequency offset estimation for vehicle to everything communication system
CN107623650A (zh) * 2017-07-17 2018-01-23 西安宇飞电子技术有限公司 针对高速环境下ofdm系统频偏的测量方法及用途、测量装置
CN112398772B (zh) * 2019-08-14 2024-04-02 上海高清数字科技产业有限公司 Ofdm系统接收解调方法以及ofdm系统接收机

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7027429B2 (en) * 2001-06-19 2006-04-11 Flarion Technologies, Inc. Method and apparatus for time and frequency synchronization of OFDM communication systems
KR100601939B1 (ko) * 2004-01-16 2006-07-14 삼성전자주식회사 Ｏｆｄｍ 시스템에서의 초기 주파수 동기 방법 및 장치
TWI305458B (en) * 2005-08-10 2009-01-11 Ind Tech Res Inst Orthogonal frequency division multiplexing system with pn sequence
KR100814733B1 (ko) 2006-10-11 2008-03-19 포스데이타 주식회사 직교 주파수 분할 다중 또는 직교 주파수 분할 다중 접속방식을 지원하는 다중입출력 통신 시스템에서 채널 추정장치 및 그 방법
KR101141062B1 (ko) * 2008-11-13 2012-07-12 한국과학기술원 개방루프 주파수 동기 방식을 이용한 ｏｆｄｍ 신호 동기화장치 및 그 장치를 이용한 주파수 오프셋 추정 방법
KR101016946B1 (ko) * 2008-12-16 2011-02-28 한국과학기술원 Ｔ―ｄｍｂ 수신 장치 및 그 동작 방법

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8953518B2 (en) 2011-12-15 2015-02-10 Electronics And Telecommunications Research Institute Method and apparatus for acquiring initial synchronization using relay-amble in wireless communication system

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