KR20100122478A

KR20100122478A - 이동통신시스템, 수신장치 및 방법

Info

Publication number: KR20100122478A
Application number: KR1020107017038A
Authority: KR
Inventors: 켄이치 히구치
Original assignee: 가부시키가이샤 엔티티 도코모
Priority date: 2008-02-04
Filing date: 2009-01-30
Publication date: 2010-11-22
Also published as: JP2009213124A; CN101981847B; BRPI0906353A2; RU2481712C2; RU2010135412A; CN101981847A; JP5122428B2; WO2009099013A1; EP2242197A4; US20100329393A1; EP2242197A1; US8320507B2

Abstract

송신장치는, 송신하는 심볼 계열 중 일군의 심볼을, 이산 푸리에 변환하고, 개개의 서브 캐리어로 맵핑하고, 역 푸리에 변환 후에 복수의 송신 안테나로부터 송신한다. 수신장치는, 수신신호를 푸리에 변환하고, 각 서브 캐리어로 맵핑되고 있는 신호성분을 추출하고, QR 분해 알고리즘을 적용함으로써, 각 서브 캐리어에서 전송된 심볼을 추정한다. 수신장치는, 송신하는 심볼 계열과 서브 캐리어와의 대응관계를 정하는 행렬 W와, 채널 행렬 H와, 유니타리 행렬 Q^H와의 곱이 삼각 행렬 R이 되도록 상기 유니타리 행렬을 도출하고, 그것들을 이용하여 각 송신 안테나로부터 송신된 심볼의 후보를 추정한다.

Description

이동통신시스템, 수신장치 및 방법 {MOBILE COMMUNICATION SYSTEM, RECEPTION DEVICE, AND METHOD}

본 발명은 이동통신의 기술분야에 관련한 것으로, 특히 싱글 캐리어 방식의 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 전송이 수행되는 이동통신시스템, 수신장치 및 방법에 관련한 것이다.

멀티 캐리어 전송방식은, 주파수대역을 복수의 좁은 대역(서브 캐리어)으로 분할하여, 각 서브 캐리어에서 독립적으로 신호를 전송하는 방식이다. 특히, 직교 주파수분할 다중접속(OFDMA:Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 방식은, 각 서브 캐리어가 서로 직교하도록 서브 캐리어를 배치함으로써 주파수 이용효율을 높이고, 고속 대용량화를 도모한다. OFDMA 방식에서는, 서브 캐리어간 간섭을 효과적으로 억제할 수 있기 때문에, 각 서브 캐리어를 이용하여 신호를 병렬로 송신할 수 있기 때문에, 1 심볼의 길이를 길게 할 수 있다. 또, 가드 인터벌(guard interval)을 어느 정도 길게 확보함으로써, 멀티패스(multipath) 간섭을 효과적으로 억제할 수도 있다.

그러나, 멀티 캐리어 전송방식에서는, 각 서브 캐리어로 맵핑된 신호가, 시간영역에서 서로 중첩되어 송신되기 때문에, 순시적으로 상당히 큰 피크전력이 송신에 필요해진다. 즉, 멀티 캐리어 전송방식에서는, 피크전력 대 평균전력 비(PAPR:Peak-to-Average Power Ratio)가 상당히 커질 우려가 있으며, 이것은 이동단말에 있어서 특히 우려된다.

PAPR을 저감하는 관점에서는, 일반적으로, 싱글 캐리어 전송방식이 유리하다. 특히, SC-FDMA(Single Carrier-Frequency Division Multiple Access) 방식 또는 DFT 스프레드 OFDM(Discrete Fourier Transform spread OFDM) 방식은, 싱글 캐리어 방식이지만, 광대역의 주파수대역을 유효하게 활용할 수 있다. SC-FDMA 방식에서는, 송신신호는 푸리에 변환 후에 어느 하나의 서브 캐리어로 맵핑되고, 맵핑 후의 신호가 역 푸리에 변환 후에 무선송신된다. 수신측에서는, 수신신호가 푸리에 변환되고, 각 서브 캐리어로 맵핑되고 있는 신호성분이 취출되고, 송신심볼이 추정된다. 이와 같은 싱글 캐리어 전송방식은, PAPR을 저감하면서 주파수대역의 유효활용을 도모하는 관점에서는 바람직하다.

그러나 싱글 캐리어 방식의 경우, 각 서브 캐리어의 대역폭이 넓어지기 때문에, 멀티패스 간섭이 생기기 쉬어진다. 멀티패스 간섭은, 전송속도의 고속화가 요구되는 경우에 특히 현저해진다. 예를 들어, 데이터변조 다치수(data modulation level)가 큰 경우나, MIMO 다중 전송방식이 사용되는 경우에 특히 현저해진다. 이것은, 수신측에서의 신호 검출 정밀도의 열화에도 큰 영향을 미친다.

일 예로서, 송신 안테나수가 N이며, 데이터변조 다치수가 B(예를 들어, 16QAM이라면 B＝4)이며, 상정되는 멀티패스수가 P이며, 수신측에서 최우(最尤) 판정법(MLD:Maximum Likelihood Detection)에 의한 신호 검출이 수행된다고 하자. 상술한 바와 같이, OFDM 방식이 사용되는 경우, 서브 캐리어간 간섭은 효과적으로 억제되고, 가드 인터벌의 범위 내에 들어가는 멀티패스 간섭은 충분히 억제된다. 이 경우, 수신측에서 고찰해야 하는 심볼후보(symbol candidates) 총수는,

2^N×B

가 된다. 이에 대해서, 싱글 캐리어 방식의 경우, 멀티패스 간섭을 무시할 수 없기 때문에, 고찰해야 하는 심볼후보 총수는,

2^N×B×P

에나 이른다. 멀티패스수에 따라서 후보수가 지수 관수적으로(exponentially) 늘어나기 때문에, 신호 검출의 연산량은 상당히 커진다. 이것은, 싱글 캐리어 방식의 MIMO 전송을 수행할 때에, 신호 검출이 고정밀도이지만 연산량이 큰 MLD법의 적용을 어렵게한다. 한편, 제로 포싱(zero forcing)(ZF)법이나 최소 이승오차(minimum mean squared error)(MMSE)법과 같은 연산량이 작은 신호 검출법에서는, 신호 검출 정밀도의 열화가 우려된다. 수신측에서의 신호 검출 정밀도가 좋지 않다는 것은, 소요 신호품질(소요 SINR)을 유지하기 위해서, 보다 강한 전력으로 신호를 송신해야 한다는 것을 의미한다. PAPR를 억제하고, 배터리를 절약하는 등의 관점에서 싱글 캐리어 방식을 채용했음에도 불구하고, 결국 큰 송신전력을 필요로 하는 것은 바람직하지 않다.

본 발명의 과제는, 이동통신시스템에서 싱글 캐리어의 MIMO 방식이 사용되고 그리고 SC-FDMA 방식이 사용되는 경우에, 수신측에서의 신호 검출 정밀도의 향상을 도모하는 것이다.

본 발명에서는, 싱글 캐리어 방식의 MIMO 전송방식이 사용되고, 송신장치 및 수신장치를 포함하는 이동통신시스템이 사용된다.

상기 송신장치는, 송신하는 심볼 계열 중 일군의 심볼을, 푸리에 변환에 의해, 소정의 웨이트(weight)와 함께 복수의 서브 캐리어로 맵핑하는 수단과, 맵핑된 일군의 심볼을 역 푸리에 변환하는 수단과, 역 푸리에 변환 후의 심볼을 포함하는 신호를 복수의 송신 안테나로부터 송신하는 수단을 갖는다.

상기 수신장치는, 복수의 수신 안테나에서 수신한 신호를 푸리에 변환하고, 각 서브 캐리어로 맵핑되고 있는 신호성분을 추출하는 수단과, 추출된 신호성분에 QR 분해 알고리즘을 적용하고, 각 서브 캐리어에서 전송된 심볼을 추정하는 신호 검출수단을 갖는다.

상기 신호 검출수단은, 상기 송신하는 심볼 계열과 서브 캐리어와의 대응관계를 정하는 행렬과, 상기 송신 및 수신 안테나간의 무선채널상태를 나타내는 채널 행렬과, 한 유니타리 행렬(unitary matrix)과의 곱이 삼각 행렬(triangular matrix)이 되도록 상기 유니타리 행렬을 도출하는 수단과, 각 수신 안테나에서 수신한 신호성분을 포함하는 수신 벡터에 상기 유니타리 행렬을 승산한 벡터와, 상기 삼각 행렬을 이용하여, 각 송신 안테나로부터 송신된 심볼의 후보를 추정하는 수단을 갖는다.

본 발명에 의하면, 이동통신시스템에서 싱글 캐리어의 MIMO 방식이 사용되고 그리고 SC-FDMA 방식이 사용되는 경우에, 수신측에서의 신호 검출 정밀도의 향상을 도모할 수 있다.

도 1은 본 발명의 일 실시 예에서 사용되는 이동통신시스템을 나타내는 도이다.
도 2는 송신장치의 부분적인 기능 블록도를 나타낸다.
도 3은 DFT부(21)에서 수행되는 연산내용을 나타내는 개념도이다.
도 4는 수신장치의 부분적인 기능 블록도를 나타낸다.
도 5는 신호 검출부의 일 예를 나타내는 도이다.
도 6은 보다 상세한 수신장치의 기능 블록도를 나타낸다.
도 7은 심볼의 조합을 판정하는 난이도가, 페이딩 상관(fading correlation)의 대소에 따라서 다른 모습을 나타내는 도이다.

본 발명의 일 형태에서는, 싱글 캐리어 방식의 MIMO 전송방식이 사용되는 이동통신시스템에서 사용되는 수신장치가 사용된다. 이동통신시스템에서는, SC-FDMA 방식의 다원접속법이 사용된다. 해당 수신장치는, 복수의 수신 안테나에서 수신한 신호를 푸리에 변환하고, 각 서브 캐리어에 맵핑되고 있는 신호성분을 추출하는 수단과, 추출된 신호성분에 QR 분해 알고리즘을 적용하고, 각 서브 캐리어에서 전송된 심볼을 추정하는 신호 검출수단을 갖는다. 상기 신호 검출수단은, 상기 송신하는 심볼 계열과 서브 캐리어와의 대응관계를 정하는 행렬 W와, 상기 송신 및 수신 안테나간의 무선채널상태를 나타내는 채널 행렬 H와, 한 유니타리 행렬 Q^H와의 곱이 삼각 행렬 R이 되도록 상기 유니타리 행렬을 구하는 수단과, 각 수신 안테나에서 수신한 신호성분을 포함하는 수신 벡터 Y에 상기 유니타리 행렬 Q^H를 승산한 벡터와, 상기 삼각 행렬 R을 이용하여, 각 송신 안테나로부터 송신된 심볼의 후보 x를 추정하는 수단을 갖는다.

SC-FDMA 방식에 의한 싱글 캐리어의 MIMO 방식이 이동통신시스템에서 사용되는 경우에, 수신측에서 QR 분해 알고리즘을 사용함으로써, 신호 검출에 있어서의 연산량의 경감을 도모하고, 신호 검출 정밀도의 향상을 도모할 수 있게 된다. 신호 검출 정밀도가 향상함으로써, 소요 품질을 확보하는데 요하는 송신전력을 절약할 수 있게 된다. 이는, 송신측이 유저장치인 경우에 특히 유리하다. 또, QR 분해 알고리즘을 사용함으로써, 주파수영역에서의 등화 처리 및 MLD 등에 의한 신호 분리 처리를 한번에 효율적으로 수행할 수 있게 된다.

상기 신호 검출수단은, 메트릭을 상기 심볼의 후보마다 마련하고, 상기 메트릭에 따라서 후보를 추리는 수단을 더 구비하고 있어도 좋다. 상기 메트릭은, 심볼 콘스텔레이션(symbol constellation)에 있어서의 수신심볼 및 심볼의 후보간의 2승 유크리드 거리(square Euclidean distances)를 나타내도 좋다. 신호 검출시의 연산량이 경감됨으로써, 싱글 캐리어 MIMO 전송에는 종래에서는 적용할 수 없었던 MLD법을 적용할 수 있게 된다. 이는, 신호 검출 정밀도의 향상을 더욱 도모하는 관점에서는 바람직하다.

상기 채널 행렬 및 상기 웨이트 행렬의 행렬곱의 행 또는 열을 재정렬하기 위한 지시신호를, 상기 분해수단에 부여하는 재정렬(permutation) 제어수단이, 해당 수신장치에 마련되어도 좋다. 상기 분해수단은, 상기 지시신호에 따라서, 행 또는 열의 재정렬된 상기 행렬곱이, 삼각 행렬 및 유니타리 행렬의 곱과 동일해지도록, 상기 삼각 행렬 및 상기 유니타리 행렬을 구해도 좋다.

상기 추정수단이, M 알고리즘에 따라서 심볼을 추정할 때, 보다 강한 수신전력에 대응하는 송신 안테나의 심볼이, 보다 약한 수신전력에 대응하는 송신 안테나의 심볼보다도 먼저 추정되도록, 상기 재정렬 제어수단은 상기 지시신호를 마련해도 좋다.

제1 송신 안테나로부터 송신된 심볼의 제1 서브 캐리어의 서브 캐리어 성분이 상기 추정수단으로 추정된 후에, 상기 제1 서브 캐리어에서 제2 송신 안테나로부터 송신된 심볼의 서브 캐리어 성분이 상기 추정수단으로 추정되도록, 상기 재정렬 제어수단은 상기 지시신호를 마련해도 좋다.

설명의 편의상, 발명의 이해를 돕기 위해 구체적인 수치 예를 이용하여 설명이 이루어지나, 특별히 단서가 없는 한, 그들의 수치는 단순한 일 예에 지나지 않으며 적절한 어떠한 값이 사용되어도 좋다.

본 발명의 실시 예는, 이하의 관점에서 설명된다.

1. 시스템

2. 송신장치

3. 수신장치

4. 동작

5. 신호 검출부의 상세

6. 변형 예 1

7. 변형 예 2

8. 변형 예 2-방법 1, 방법 2

실시 예 1

<1. 시스템>

도 1은 본 발명의 실시 예에서 사용되는 이동통신시스템의 개략을 나타낸다. 도 1에는, 셀(50)과, 셀(50) 내에 재권하는 유저장치(100₁, 100₂, 100₃)와, 기지국(200)과, 액세스 게이트웨이(300)와, 코어 네트워크(400)가 도시되어 있다. 본 발명의 일 실시 예에서는, 하나 이상의 유저장치는, 기지국과 MIMO 방식으로 무선통신을 수행한다. 유저장치는 전형적으로는 이동국이지만, 고정국이어도 좋다. 이 이동통신시스템에서는, 상향링크에 SC-FDMA 방식(또는, DFT 스프레드 OFDM 방식)이 사용되고 있다. 다른 실시 예에서는, 하향링크에 SC-FDMA 방식이 사용되어도 좋다.

<2. 송신장치>

도 2는, 이동통신시스템에서 사용되는 송신장치의 일 예를 나타낸다. 본 실시 예에서는, 이 송신장치는 유저장치에 구비되어 있으나, 다른 실시 예에서는 기지국에 구비되어 있어도 좋다. 도 2에는, 이산 푸리에 변환부(DFT)(21)와, 주파수영역 맵퍼(22)와, 역고속 푸리에 변환부(IFFT)(23)와, 가드 인터벌 부여부(＋CP)(24)가 도시되어 있다.

이산 푸리에 변환부(DFT부)(21)는, 송신대상의 일련의 심볼 계열을 수신하고, 소정수개의 심볼마다 이산 푸리에 변환을 수행한다. 이 심볼 계열은, 전형적으로는, 오류정정 부호화 및 데이터 변조 후의 심볼 계열이지만, 보다 일반적으로는 적절한 어떠한 심볼 계열이어도 좋다. DFT(21)는, 소정수개(예를 들어, N_DFT개)의 심볼마다 이산 푸리에 변환하고, 시간영역의 심볼 계열을 주파수영역의 신호로 변환한다. N_DFT는 이산 푸리에 변환의 윈도우 사이즈 또는 블록 사이즈를 나타낸다.

도 3은 DFT부(21)에서 수행되는 연산내용을 설명하기 위한 개념도이다. 좌측에 도시되는 x₁은, 전부 N_TX개의 송신 안테나 중, 제1 송신 안테나로부터 송신되는 신호를 나타낸다. 제2, 제3, … 제N_TX의 송신 안테나로부터 송신되는 신호 x₂, x₃, … x_NTX도 실제로는 존재하지만, 도시의 간명화를 도모하기 위해 그것들은 도시되어 있지 않다. 송신심볼 x₁은, N_DFT개의 심볼을 나타내는 포괄적인 표현인 것에 유의를 요한다. 예를 들어 일 예로서, x₁은, 심볼 콘스텔레이션상의 1점에 관련지어지는 심볼을 N_DFT개를 포함한다. 이산 푸리에 변환은, 이들 N_DFT개의 심볼의 가중가산(weighted addition) 처리와 등가이다. 도시되어 있는 바와 같이, x₁에 포함되는 일련의 N_DFT개의 심볼의 계열 x1＝(x₁₁, x₁₂, …, x_1NDPT)은 직병렬 변환기(S/P)로 변환되고, 심볼마다 소정의 웨이트 w_1j가 승산된 후에 가산됨으로써, 1번째의 서브 캐리어의 신호 w₁·x₁이 도출된다. 2번째의 서브 캐리어에 대해서는, w₂·x₁이 도출되고, 이하 마찬가지로 각 서브 캐리어로 맵핑되는 신호가 도출된다. 이리하여, 제1 송신 안테나로부터 전(全) 서브 캐리어에 걸쳐서 한번에 송신되는 N_DFT개의 서브 캐리어 성분이 마련된다. 다른 송신 안테나로부터의 신호 x₂, …, x_NTX에 대해서도 동일한 연산이 이루어진다.

도 2의 주파수영역 맵퍼(22)는, DFT 후의 일군의 심볼을 개개의 서브 캐리어에 대응짓는다(맵핑한다). 맵핑은, 상향링크에 대해서 주파수 스케줄링이 수행되는 경우, 이용가능한 리소스 유닛에 각 심볼을 맵핑함으로써 수행된다. 이용가능한 리소스 유닛이 무엇인지 등에 대해서는, 이 송신장치가 수신한 제어정보 중의 스케줄링정보로 지시되고 있다. 본 발명은, 어떻게 맵핑하는지에 의존하지 않고, 적절한 어떠한 방법으로 심볼군이 각 서브 캐리어로 맵핑되어도 좋다. 가장 간이한 맵핑은, DFT 후의 N_DFT개의 심볼을 저주파측으로부터 순서대로 N_DFT개의 서브 캐리어에 그대로 대응짓는 것이다.

역고속 푸리에 변환부(IFFT)(23)는, 각 서브 캐리어에 대응지어진 심볼을 역고속 푸리에 변환하고, 주파수영역의 신호를 시간영역의 신호(송신심볼)로 변환한다.

가드 인터벌 부여부(＋CP)(24)는, 송신심볼에 가드 인터벌을 부가하고, 후단의 송신신호 작성부(미도시)에 부여한다. 가드 인터벌은, 사이클릭 프리픽스(CP)법에 의해 마련되어도 좋다.

<3. 수신장치>

도 4는 이동통신시스템에서 사용되는 수신장치의 일 예를 나타낸다. 도 4에는, 가드 인터벌 제거부(－CP)(41)와, 고속 푸리에 변환부(FFT)(42)와, 주파수영역 디맵퍼(43)와, 신호 검출부(44)가 도시되어 있다.

가드 인터벌 제거부(－CP)(41)는, 베이스밴드의 수신신호로부터 가드 인터벌을 제거한다.

고속 푸리에 변환부(FFT)(42)는, 수신신호를 고속 푸리에 변환하고, 시간영역의 신호를 주파수영역의 신호로 변환한다.

주파수영역 디맵퍼(43)는, 송신측의 주파수 영역 맵퍼(22)와 상보적인(complementary) 처리를 수행하고, 각 서브 캐리어로 맵핑되고 있는 신호성분을 취출한다.

신호 검출부(44)는, 각 서브 캐리어로 맵핑되고 있는 신호로부터, 송신심볼의 후보를 추리고, 최종적으로 그것이 무엇인지를 결정한다.

<4. 동작>

동작을 다음에 설명한다. 설명의 편의상, 도 2의 송신장치에서 n번째의 송신 안테나로부터 송신되는, DFT(21)에 입력되는 송신심볼 계열을 x_n이라고 쓰기로 한다. 송신심볼 계열 x_n은 N_DFT개의 심볼을 요소로서 포함한다. N_DFT는 이산 푸리에 변환의 윈도우 사이즈(블록 사이즈)를 나타낸다.

여기에서, T는 전치(transposition)를 나타내고, n은 N_TX 이하의 자연수이며, N_TX는 송신 안테나 총수이다.

또, DFT부(21)에서 i번째(i는 N_DFT 이하의 자연수)의 서브 캐리어에 적용되는 가중계수 wi는, 다음 수학식과 같이 표현된다.

도 3의 수신장치에서 N_RX개의 수신 안테나를 통해서 한번에 수신된 모든 신호 Y를,

와 같이 표현한다. yi는 N_RX개의 수신 안테나에서 각각 수신한, i번째의 서브 캐리어에 관한 신호를 나타낸다.

이 경우, i번째의 서브 캐리어에 관한 수신신호 yi는, 다음 수학식과 같이 쓸 수 있다.

Hi는, i번째의 서브 캐리어에 관한 무선채널상태를 나타내는 채널 행렬이다. 채널 행렬 Hi는 다음 수학식과 같이 표현할 수 있다.

채널 행렬 Hi는, N_RX행×N_TX열의 차원을 갖는 행렬이며, N_RX는 수신 안테나 총수이며, N_TX는 송신 안테나 총수이다. 채널 행렬의 행렬요소 h_i _, _pq는, p번째의 수신 안테나와 q번째의 송신 안테나와의 사이의 채널상태(전달함수) 중, i번째의 서브 캐리어 성분에 관한 것을 나타낸다. 채널 행렬의 행렬요소는, 일 예로서, 파일럿신호의 수신상태로부터 도출되어도 좋다.

w_i는 상기의 가중계수를 표현하는 벡터이며, 0_NDFT는, N_DFT개의 요소를 갖는 0 벡터이다.

x_n은 n번째의 송신 안테나로부터 송신되는 신호를 나타낸다.

Ni는 i번째의 서브 캐리어에 관한 노이즈 성분을 나타낸다.

N_RX개의 수신 안테나 각각에서 수신한 N_DFT개의 서브 캐리어 성분 전부를 묶어서 표현하면, 다음 수학식과 같이 쓸 수 있다.

이와 같은 신호가 도 4의 신호 검출부(44)에 입력된다.

우선, 채널 행렬 H와 웨이트 행렬 W가, 한 유니타리 행렬 Q와 상삼각(upper triangular) 행렬 R의 곱으로 표현할 수 있도록 하는 유니타리 행렬 Q가 구해진다.

여기에서, 상삼각 행렬 R은, M행 M열의 정방행렬(M＝N_DFT×N_TX)이며, 행렬요소 rij(i＞j)가 모두 제로인 행렬이다.

본 명세서에 있어서, 한 행렬 A가 유니타리 행렬이라는 것은, A^HA＝AA^H＝1을 만족시키는 것을 말한다. 따라서, 행렬 A가 정방행렬인 것은 필수가 아니라는 것에 유의를 요한다. 또, 윗첨자가 아닌 'H'는 채널 행렬을 나타내지만, 윗첨자의 'H'는, 공역(共役)전치(conjugate transposition)를 나타낸다.

(1)식의 양변에 왼쪽부터 Q^H를 승산한 경우, 좌변은,

라고 쓸 수 있다. 우변은,

이라고 쓸 수 있다. 따라서, 유니타리 변환 후의 수신신호 z는, 노이즈를 무시하면, R×x로 표현할 수 있다.

R은 상삼각 행렬이기 때문에, M번째의 신호성분에 착목하면(M＝N_DFT×N_TX),

이라고 쓸 수 있다. 이는, M번째의 신호성분 x_M은, 다른 서브 캐리어 및/또는 다른 송신 안테나로부터의 신호의 간섭을 고려하지 않고, 상당히 간이하게 추정할 수 있는 것을 의미한다.

송신심볼 추정의 제1 스테이지에서는, (5)식에 기초하여, x_M에 관한 송신심볼의 후보가 추려진다. x_M은, 심볼 콘스텔레이션상의 어느 것의 신호점에 대응한다. 예를 들어, QPSK라면 4가지 가능성(또는 후보)이 있으며, 64QAM이라면 64가지 가능성이 있다. 가능한 모든 후보에 대해서, 유니타리 변환 후의 수신신호 Z_M과, r_MM×(x_M의 후보＝s_M(x))과의 2승 유크리드 거리가 계산되고, 그것이 생존 메트릭(survival metrics)으로서 사용된다.

이 생존 메트릭 중, 작은 순서대로 S1개(S1≤C)의 후보가 남고, 다른 후보는 파기된다. C는 심볼 콘스텔레이션에 포함되는 신호점의 총수(가능한 후보총수)이다.

송신심볼 추정의 제2 스테이지에서는, (4)식에 기초하는 다음 수학식이 사용된다.

x_M에 대해서는 제1 스테이지에서 도출된 S1개의 후보가 사용된다. x_M _-1에 대해서도 전부 C가지의 후보가 존재한다. 따라서, x_M과 x_M _-1과의 가능한 모든 조합(S1×C개)에 대해서, 상기와 동일한 생존 메트릭이 계산된다.

우변 제 2항은, 제1 스테이지에서 도출된 생존 메트릭의 값이다. 이 생존 메트릭 e2(s_M(x), s_M _-1(x))의 작은 순서대로 S2개(S2≤S1C)의 후보가 남겨지고, 다른 후보는 파기된다.

이후 동일한 처리가 반복적으로 수행되고, 생존 메트릭은 각 스테이지마다 누적적으로 늘어나, 최종 스테이지에서 가장 작은 메트릭을 가져오는 송신심볼의 조합이, 실제로 송신된 것으로서 추정된다.

<5. 신호 검출부의 상세>

도 5는, 도 4의 신호 검출부의 상세를 나타내고, 주로 상기의 동작설명의 처리를 실행한다. 신호 검출부는, QR 분해부(210)와, 신호 변환부(212)와, 최우 판정부(214)와, 우도 출력부(215)를 갖는다. 최우 판정부(214)는, 4개의 판정부(216-1, 216-2, 216-3, 216-4)를 갖는다. 도시의 간명화를 도모하기 위해, 판정부의 수는 4개밖에 도시되어 있지 않으나, 송신신호수에 맞춰서 몇 개라도 마련되어도 좋다. 각 판정부는 동일한 처리 블록을 갖기 때문에, 제4 판정부(216-4)가 그들을 대표해서 설명된다. 판정부는, 심볼 레프리카 생성부(218-4)와, 2승 유클리드 거리 산출부(220-4)와, 생존 심볼후보 선택부(222-4)를 갖는다.

또한, 당업자에게 명확하듯이, 도 5 및 다른 블록의 각 처리요소는, 하드웨어로, 소프트웨어로 또는 그들의 조합으로서 마련되어도 좋다.

QR 분해부(210)는, 채널 행렬 H와 웨이트 행렬 W와의 곱이, 유니타리 행렬 Q 및 상삼각 행렬 R의 곱으로 표현할 수 있도록, 행렬 Q, R을 구한다(HW＝QR).

신호 변환부(212)는, 복수의 수신신호를 성분으로 하는 벡터 Y에, 유니타리 행렬 Q의 공역전치 행렬 Q^H를 승산함으로써, 신호변환을 수행한다. 이와 같은 유니타리 변환 후의 수신신호는, 노이즈를 무시하면, 상삼각 행렬 R과 송신심볼 x와의 곱으로 표현된다.

최우 판정부(214)는, 최우 판정법(MLD법)에 의해, 송신신호의 심볼후보를 추린다. 판정부(216-4)의 심볼 레프리카 생성부(218-4)는, 상삼각 행렬 R의 행렬요소를 이용하여, 수신신호 x₄에 대응하는 송신신호의 심볼후보를 생성한다. 심볼후보수는 예를 들어 C개이다.

2승 유클리드 거리 산출부(220-4)는, 유니타리 변환 후의 수신신호 z_i와, C개의 심볼후보와의 2승 유클리드 거리를 산출한다. 2승 유클리드 거리는, 우도를 계산할 때의 기초가 되는 생존 메트릭을 나타낸다.

생존 심볼후보 선택부(222-4)는, 각 후보에 대한 2승 유클리드 거리에 기초하여, S₁(≤C)개의 심볼후보를, 생존 심볼후보로서 출력한다.

우도 출력부(215)는, 최종단의 생존 심볼후보 선택부로부터 출력된 심볼후보의 우도 또는 확실함을 산출한다. 보다 구체적으로는, 이 우도는, 대수(對數) 우도비(LLR: Log Likelihood Ratio)로 표현된다. 우도 출력부(215)로부터의 출력은, 신호 분리결과를 나타내고, 후단의 복조부(예를 들어, 터보 디코더)로 전송된다.

<6. 변형 예 1>

상기 실시 예에서는, F＝H×W가 QR 분해되었다. 그러나 본 발명은 이에 한정되지 않는다. 예를 들어, 다음 수학식과 같은 행렬 G가 QR 분해되도록 해도 좋다.

여기에서, N₀는 수신기에서 측정된 평균 잡음전력이다. I는 N_TX행 N_TX열의 단위 행렬이다. 이 경우의 유니타리 행렬 Q는, N_DFT(N_TX＋N_RX)행 (N_DFT×N_TX)열의 차원을 갖는 행렬이다. 삼각 행렬은, (N_DFT×N_TX)행 (N_DFT×N_TX)열의 정방 행렬이며, 상기의 실시 예의 경우와 같은 차원을 갖는다. 상기의 실시 예에서는, 수신신호 Y는, (N_DFT×N_RX)행 1열의 벡터이었으나, 현재의 변형 예에서는, (N_DFT×(N_TX＋N_RX))행 1열의 벡터이다. 단, N_DFT×N_TX개의 성분은 제로이다.

이와 같이 수정된 수신신호 벡터 Y' 및 행렬 G를 이용하는 것은, MMSE형의 QR 분해나 ZF형의 QR 분해를 수행하는 관점에서 유리하다.

<7. 변형 예 2>

상기의 동작설명에서 언급한 바와 같이, N_TX개의 송신 안테나로부터 N_DFT개의 서브 캐리어로 심볼이 송신된 경우, 수신신호 Y는, 노이즈를 생략하면 다음과 같이 쓸 수 있다.

H는 채널 행렬이다. W는 DFT에 의한 주파수방향의 가중을 나타내는 웨이트 행렬이다. F는 채널 행렬 H와 웨이트 행렬 W와의 행렬곱을 나타낸다. x는 송신되는 심볼을 나타낸다. 상기의 동작설명에서는, 행렬곱 F가 QR 분해되었다. 그리고, M 알고리즘에 따라서, 송신된 심볼이 순서대로 추정되었다. M 알고리즘의 총 스테이지수는, N_TX×N_DFT개이다. 수신신호 Y에 유니타리 행렬 Q^H가 승산되고, 최하위의 심볼로부터 순서대로 추정이 수행된다.

R은 N_DFT×N_TX행 N_DFT×N_TX열의 상삼각 행렬이다.

그런데, 한 행렬 A와 열 벡터 s의 곱은, 그 행렬 중의 열을 치환한 행렬 A'와 그에 따라서 열 벡터 s의 성분을 치환한 것 s'와의 곱과 동일하다.

예를 들어, 행렬 A가 2행 2열의 행렬이고, 열 벡터 s가 2행 1열의 열 벡터 s(s1 s2)^T라고 하면, 다음 수학식이 성립된다.

보다 고차의 행렬의 경우라도, 이와 같은 관계는 성립한다. 행렬 중의 열의 재정렬은, 어떻게 수행되어도 좋다. 열 벡터의 성분의 재정렬이 그에 대응하고 있으면 되기 때문이다. 본 발명의 변형 예 2에서는, 이와 같은 성질을 활용해서, 상기의 QR 분해가 수행된다.

행렬 F'는, 행렬 F(＝H×W)에 포함되어 있는 열을 어떠한 방법으로 치환한 것이다. 열 벡터 x'는, 그 치환방법에 대응해서, 열 벡터 x의 성분이 재정렬된 열 벡터이다.

M 알고리즘의 경우, 순차적인 심볼 레프리카 후보의 추림(selection)은, 송신된 심볼 벡터의 하위의 심볼로부터 순서대로, 스테이지마다 수행된다. 따라서, 심볼의 추정을 어떤 순서로 수행하는지는, 생존 심볼 레프리카 후보의 선택 정밀도에 큰 영향을 미친다. 본 변형 예 2에서는, 생존 심볼 레프리카 후보의 선택 정밀도, 나아가서는 심볼의 추정 정밀도가 향상되도록, 행렬 F의 열이 재정렬된다.

또한, 행렬의 행 및 열은 상대적인 개념이다. 따라서 본 실시 예의 구체적 설명과는 다르고, 송신심볼이 행 벡터로 정의되는 경우, 행렬 F에 포함되는 행이 제정렬된다. 본 실시 예와 같이, 송신심볼이 열 벡터로 정의되었다고 해도, 본 발명의 일반성은 상실되지 않는다.

도 6은, 도 4에 나타난 수신장치의 상세를 나타낸다. 도 6에는, 가드 인터벌 제거부(－CP)(41)와, 고속 푸리에 변환부(FFT＆디맵핑)(42)와, QR 분해부(210)와, 신호 변환부(212)와, MLD부(214)와, 우도 출력부(215)와, 채널 추정부(62)와, 재정렬 제어부(64)가 도시되어 있다.

고속 푸리에 변환부(FFT＆디맵핑)(42)는, 수신신호를 고속 푸리에 변환함으로써, 시간영역의 신호를 주파수영역의 신호로 변환한다. 설명의 편의상, 고속 푸리에 변환부(FFT＆디맵핑)에 있어서, FFT에 더해서 디맵핑도 수행되고 있으나, 이것은 필수가 아니다. FFT부와 디맵핑부가 개별로 마련되어도 좋다.

채널 추정부(62)는, 서브 캐리어마다의 무선채널상태를 추정하고, 채널 행렬 H를 도출한다. 상술한 바와 같이, 채널 행렬은, 서브 캐리어마다 마련된다. 따라서 전체의 채널 행렬 H는, N_RX×N_DFT행 N_TX×N_DFT열의 행렬이 된다. 채널 행렬의 행렬요소는, 일 예로서, 파일럿신호의 수신상태로부터 도출되어도 좋다.

QR 분해부(210)는, 채널 행렬 H, 웨이트 행렬 W 및 재정렬 제어부(64)로부터의 지시신호에 기초하여, 유니타리 행렬 Q 및 상삼각 행렬 R을 도출한다. 보다 구체적으로는, 채널 행렬 H 웨이트 행렬 W의 행렬곱 F의 열이, 지시신호에 따라서 제정렬됨으로써, 행렬 F'가 도출된다. 이 행렬 F'가, 유니타리 행렬 Q 및 상삼각 행렬 R의 곱으로 표현할 수 있도록, 행렬 Q, R이 구해진다(F'＝QR).

신호 변환부(212)는, 복수의 수신신호를 성분으로 하는 벡터 Y에, 유니타리 행렬 Q의 공역전치 행렬 Q^H를 승산함으로써, 신호변환을 수행한다. 이와 같은 유니타리 변환 후의 수신신호는, 노이즈를 무시하면, 상삼각 행렬 R과 심볼 x와의 곱으로 표현된다.

.

MLD부(214)는, 최우 판정법(MLD법)에 의해, 송신신호의 심볼후보를 추린다. 유니타리 행렬 Q^H가 승신된 후의 수신신호 Q^HY(＝Rx)에 대해서, MLD부(214)는, 하위의 심볼로부터 순서대로 브랜치 메트릭을 계산한다. 브랜치 메트릭은, 수신신호와 심볼후보와의 2승 유클리드 거리로 산출된다. 누적적인 브랜치 메트릭이 작은 순서대로, 소정수개(M개)의 심볼후보가, 생존후보로서 선택되고, 처리는 다음의 스테이지로 옮겨진다. N_TX×N_DFT개의 총 스테이지의 각각에 대해서, 브랜치 메트릭의 계산 및 생존후보의 선택이 수행된다.

우도 출력부(215)는, 최종단의 생존 심볼후보 선택부로부터 출력된 심볼후보의 우도를 산출한다. 보다 구체적으로는, 이 우도는, 대수 우도비(LLR: Log Likelihood Ratio)로 표현된다. 우도 출력부(215)로부터의 출력은, 신호 분리결과를 나타내고, 후단의 복호부로 전송된다.

재정렬 제어부(64)는 지시신호를 QR 분해부(210)에 부여한다. 지시신호는, 채널 행렬 H 및 웨이트 행렬 W의 행렬곱 F의 열이, 어떻게 재정렬되어야 하는지를 나타낸다. 상술한 수학식(9)은, 구체적인 재정렬의 방법에 의존하지 않고 성립한다. 어떻게 재정렬되어야 하는지는, 일의적으로는 정해지지 않는다. 어떠한 관점에서, 적절한 재정렬의 방법이 정해진다. 본 변형 예에서는 후술하는 바와 같이, 곱행렬 F의 열의 재정렬은, (방법 1)송신된 심볼의 수신전력(수신장치에서 수신된 전력)의 관점에서 이루어져도 좋으며, 및/또는 (방법 2) 서브 캐리어 단위로 이루어져도 좋다.

<8. 변형 예 2-방법 1>

상기의 방법 1(송신 안테나 단위의 순서 제어법)을 설명한다. 본 방법에서는, 곱행렬 F의 열의 재정렬은, 송신된 심볼이, 수신신호에서 어느 정도 강하게 수신되었는지에 따라서 결정된다. M 알고리즘에서 순서대로 심볼을 추정할 때, k번째의 스테이지(1≤k≤N_TXN_SF)에서는, 1∼(k－1)번째까지의 스테이지에서 추정된 심볼과, 삼각 행렬 R의 k번째의 행이 사용된다. 이는, 생존 심볼 레프리카 후보의 추림(selection)이, k번째까지 순서지어진 송신심볼에 대해서, 각각 행렬 R의 제(N_TXN_SF－k＋1)열의 제(N_TXN_SF－k＋1)행으로부터 N_TXN_SF행까지의 요소의 2승합(sub of squares)(신호전력)를 이용하여 수행되는 것을 의미한다. 따라서, 처음 쪽의 스테이지일수록(특히, 첫 단계에서는) 추정처리는 간이하지만, 심볼 레프리카 후보의 선택을 잘못할 확률도 높다. 본 방법에서는, 각 송신 안테나로부터의 송신심볼의 수신신호전력을 측정하고, 수신신호전력이 큰 송신심볼일수록 상위의 우선순위로 추정된다. 수신전력이 높으면, 심볼 레프리카 후보의 선택은 잘못되기 어려워지기 때문이다. 이와 같은 우선순위가 실현되도록, 곱행렬 F의 열 및 송신심볼 x의 성분의 순서가 제어된다.

본 방법에 의한 주파수영역 확산을 적용한 DFT-MIMO 다중전송에서는, 부호다중 후에 송신된 송신심볼이, 송신 안테나 수 개 존재한다. 각 송신 안테나로부터 송신된 송신심볼의 각 성분은, 동일한 수신신호전력을 부여한다. 따라서 본 방법은, 보다 강한 수신전력을 가져오는 송신 안테나가 특정되고, 그 송신 안테나로부터 송신된 심볼이, 다른 송신 안테나의 심볼보다도 우선적으로(먼저) 추정된다. 각 송신 안테나로부터의 심볼에 대해서, 수신전력의 강약을 측정하는 방법은, 해당 기술분야에서 기지의 적절한 어떠한 방법이어도 좋다. 예를 들어, 채널 행렬의 행렬요소가 이용되어도 좋다. 상술한 바와 같이, i번째의 서브 캐리어에 관한 채널 행렬 Hi는, N_RX행×N_TX열의 차원을 갖는 행렬이며, N_RX는 수신 안테나 총수이며, N_TX는 송신 안테나 총수이다. 채널 행렬의 행렬요소 h_i _, _pq는, p번째의 수신 안테나와 q번째의 송신 안테나와의 사이의 채널상태(전달상태) 중, i번째의 서브 캐리어 성분에 관한 것을 나타낸다. 따라서,

를 모든 수신 안테나에 대해서(p＝1∼N_RX) 합계한 것은, q번째의 송신 안테나로부터의 심볼의 수신전력 추정에 사용가능하다. 예를 들어, N_TX＝N_RX＝2, N_DFT＝3이었다고 하자. 이 경우, i번째의 서브 캐리어(i＝1, 2, 3)에 관해서 다음 수학식이 성립한다.

제1 송신 안테나로부터의 심볼의 수신전력은,

에 의해 평가된다. 마찬가지로, 제2 송신 안테나로부터의 심볼의 수신전력은,

에 의해 평가할 수 있다. 제1 송신 안테나로부터의 심볼의 수신전력이, 제2 송신 안테나로부터의 심볼의 수신전력보다 컸다고 하자(P_Tx1＞P_Tx2). 본 방법의 경우, 제1 송신 안테나로부터의 심볼 x1＝(x₁₁ x₁₂ x₁₃)^T는, 제2 송신 안테나로부터의 심볼 x2＝(x₂₁ x₂₂ x₂₃)^T보다도 우선적으로 추정되어야 한다. 이를 실현하기 위해, 곱행렬 F'의 열의 재정렬 및 송신심볼 x의 성분의 재정렬이 수행된다. 구체적으로는, 재정렬된 후의 송신심볼 x'는, 다음과 같이 쓸 수 있다.

x'＝(x₂₁ x₂₂ x₂₃ x₁₁ x₁₂ x₁₃)^T

제1 송신 안테나의 심볼을 우선하는 관점에서, 심볼 x₁의 요소가, 열 벡터의 하위에 오도록, 재정렬이 수행된다. 또한, 심볼 x₁ 중의 각 서브 캐리어 성분 x₁₁, x₁₂, x₁₃이 어떤 순서로 추정되어야 하는지는, 이 단계에서는 일의적으로는 정해지지 않는다. 일 예로서, 서브 캐리어 번호의 적은 번호순으로 사용되어도 좋다. 이 경우, 재정렬된 후의 송신심볼 x'는, 다음과 같이 쓸 수 있다.

x'＝(x₂₃ x₂₂ x₂₁ x₁₃ x₁₂ x₁₁)^T

적은 번호순 뿐 아니라, 다른 순서가 사용되어도 좋다.

상기의 안테나수나 서브 캐리어수의 수치는 단순한 일 예에 지나지 않으며, 보다 많은 값이 사용되어도 좋다.

<8. 변형 예 2-방법 2>

상기의 방법 2(서브 캐리어 단위의 순서 제어법)를 설명한다. M 알고리즘에서 생존 심볼 레프리카 후보가 선택되는 경우, 페이딩 상관이 큰 심볼의 주합은, 큰 오차를 도입하는 경향이 있다. 페이딩 상관이 크다는 것은, 심볼이 동일한 페이딩을 받고 있는 것을 의미한다. 반대로, 페이딩 상관이 작다는 것은, 심볼이 다른 페이딩을 받고 있다는 것을 의미한다. 필수는 아니지만, 페이딩 상관의 값은 0 이상 1 이하의 값을 취하고, 페이딩 상관은, 1에 가까울 정도로 크고, 0에 가까울 정도로 작다.

도 7은, 심볼의 조합을 판정하는 난위도가, 페이딩 상관의 대소에 따라서 다른 모습을 나타낸다. 설명의 편의상, 송신 안테나수 N_TX 및 수신 안테나수 N_RX는 함께 2인 것으로 한다. 제1 송신 안테나로부터는 심볼 1(x₁)이 송신된다. 제2 송신 안테나로부터는 심볼 2(x₂)가 송신된다. 송신 안테나로부터 송신되는 심볼은, QPSK 방식으로 데이터 변조되는 것으로 한다. 이 경우, 심볼은, 신호점 배치도(콘스텔레이션)상의 소정의 4개의 신호점 중 어느 하나이다. 심볼 1 및 심볼 2 각각에 4가지의 가능성이 있기 때문에, 조합총수는, 16가지가 된다. 수신장치에서는 심볼 1, 2가, 합성된 상태(r_i1, r_i2)로 수신된다. 상술한 바와 같이, 송신신호 및 수신신호는 다음 수학식의 관계를 만족시키기 때문이다.

페이딩 상관이 작은 경우, 각 심볼은, 상당히 다른 페이딩을 받는다. 도 7의 오른쪽 위에 도시되는 바와 같이, 합성 후의 수신신호는, 16개의 심볼의 조합을 모두 구별할 수 있다. 따라서, 심볼의 조합의 선택 정밀도는 높다. 이에 대해서, 페이딩 상관이 큰 경우, 각 심볼은, 동일한 페이딩을 받는다. 도시의 예는, 극단의 예로서, 심볼 1, 2가 같은 페이딩 상관을 받은 경우를, 상정하고 있다. 도 7의 오른쪽 아래에 도시되는 바와 같이, 합성 후의 수신신호는, 16개의 심볼의 조합을 부분적으로밖에 구별할 수 없다. 심볼의 중복에 기인하여, 9개의 조합밖에 구별할 수 없다. 도면 중, '2 심볼 중복'이나 '4 심볼 중복'으로서 도시되고 있는 신호점의 경우, 2승 유클리드 거리나 위상을 비교하는 것 만으로는, 중복하고 있는 심볼의 어느 것이 확실한지를 구별할 수 없기 때문이다.

주파수영역 확산을 적용한 DFT-MIMO 다중전송에서는, 동일 안테나로부터 부호다중되어 송신된 심볼은, 동일한 페이딩을 받기 쉽다(페이딩 상관이 커지기 쉽다.).

본 변형 예에서는, 이와 같은 사정을 감안하여, 동일한 페이딩을 받고 있는 심볼이 연속하여 추정되지 않도록, 재정렬이 수행된다. 한 심볼을 추정한 후에, 그 심볼과는 다른 페이딩을 받고 있는 심볼이 추정되도록, 심볼 검출의 순서가 제어된다. 보다 구체적으로는, 한 송신 안테나로부터 송신된 송신심볼을 추정한 후에, 다른 송신 안테나로부터 송신된 송신심볼이 추정되도록, 순서가 제어된다.

페이딩 상관의 유사여부(degree) 판정은, 적절한 어떠한 방법으로 이루어져도 좋다. 일 예로서, 채널 행렬의 행렬요소 h_i _, _pq의 진폭 및 위상의 유사(similarity) 여부에 의해, 페이딩 상관의 유사여부가 판정되어도 좋다. 예를 들어, i번째의 서브 캐리어에 관해, a번째 및 b번째의 송신 안테나로부터, 크기 1의 파일럿신호가 각각 송신되고, p번째의 수신 안테나에서 수신되었다고 하자. 이 경우, 2개의 수신신호의 상관은, h_i _, _pa*h_i _, _pb에서 평가되어도 좋다(*는 복소공역(complex conjugate)이다). 페이딩 상관의 유사여부 판정법은, 이에 한정되지 않고, 다른 방법이 사용되어도 좋다.

페이딩 상관에 기초하여 재정렬한 심볼 검출순서는, 서브 캐리어 성분마다 전 송신 안테나의 심볼을 추정하는 순서가 될지도 모른다. 상술한 바와 같이, 같은 안테나로부터 송신된 신호는, 동일한 페이딩을 받기 때문에, 그들은 동일한 페이딩 상관을 가질 가능성이 높다. 반대로, 다른 안테나로부터 송신된 신호는, 다른 페이딩을 받기 쉽기 때문에, 그들은 다른 페이딩 상관을 가질 가능성이 높다. 따라서, 예를 들어 i번째의 서브 캐리어 성분에 착목하여, 그 서브 캐리어에서 송신된 N_TX개의 송신심볼이, 추정된다. 그 후, 예를 들어 i＋1번째의 서브 캐리어 성분에 착목하고, 그 서브 캐리어에서 송신된 N_TX개의 송신심볼이, 추정된다. 이하 마찬가지로, 처리가 수행된다. 이와 같이 함으로써, 페이딩 상관이 다른 경향이 강한 심볼을 순서대로 추정할 수 있다. 본 방법에서는, 일 예로서, 추정하는 심볼의 서브 캐리어 성분은 적은 번호순이며, 그 서브 캐리어 성분의 각각에 있어서, 전 송신 안테나 성분의 심볼이 추정된다.

예를 들어, 상기와 마찬가지로, N_TX＝N_RX＝2, N_DFT＝3이었다고 하자. 이 경우, 재정렬된 후의 송신심볼 x'는, 다음과 같이 쓸 수 있다.

x'＝(x₂₃ x₁₃ x₂₂ x₁₂ x₂₁ x₁₁)^T

이 예에서는, 서브 캐리어 성분에 관한 추정의 순서는, 적은 번호순이다. 이것은 필수가 아니다. 적은 번호순 이외의 순서가 사용되어도 좋다. 예를 들어, 서브 캐리어 성분끼리의 수신전력이 비교되고, 전력이 높은 순번이 병용되어도 좋다. 예를 들어, 제2, 제3 및 제1의 서브 캐리어 성분의 순번으로, 수신전력이 높았다고 하자. 변형 예 2의 방법 1에서 설명한 바와 같이, 추정 정밀도를 향상시키는 관점에서는, 수신전력이 높은 순으로, 재정렬을 수행하는 것이 바람직하다. 따라서, 이 경우에 바람직한 재정렬 후의 송신심볼 x'는, 다음과 같이 쓸 수 있다.

x'＝(x₂₁ x₁₁ x₂₃ x₁₃ x₂₂ x₁₂)^T

이상 본 발명은 특정의 실시 예를 참조하면서 설명되어 왔으나, 실시 예는 단순한 예시에 지나지 않으며, 당업자는 다양한 변형 예, 수정 예, 대체 예, 치환 예 등을 이해할 것이다. 발명의 이해를 돕기 위해서 구체적인 수치 예를 이용하여 설명이 이루어졌으나, 특별한 단서가 없는 한, 이들의 수치는 단순한 일 예에 지나지 않으며 적절한 어떠한 값이 사용되어도 좋다. 실시 예 또는 항목의 구분은 본 발명에 본질적이 아니며, 2 이상의 실시 예 또는 항목에 기재된 사항이 필요에 의해 조합하여 사용되어도 좋으며, 어느 실시 예 또는 항목에 기재된 사항이, 다른 실시 예 또는 항목에 기재된 사항에(모순되지 않는 한) 적용되어도 좋다. 설명의 편의상, 본 발명의 실시 예에 따른 장치는 기능적인 블록도를 이용하여 설명되었으나, 그와 같은 장치는 하드웨어로, 소프트웨어로 또는 그들의 조합으로 실현되어도 좋다. 본 발명은 상기 실시 예에 한정되지 않으며, 본 발명의 정신으로부터 일탈하지 않고, 다양한 변형 예, 수정 예, 대체 예, 치환 예 등이 본 발명에 포함된다.

본 국제출원은 2008년 2월 4일에 출원한 일본국 특허출원 제2008-24355호에 기초하는 우선권을 주장하는 것이며, 그 전 내용을 본 국제출원에 원용한다.

본 국제출원은 2008년 12월 10일에 출원한 일본국 특허출원 제2008-315035호에 기초하는 우선권을 주장하는 것이며, 그 전 내용을 본 국제출원에 원용한다.

50 셀
100 유저장치(UE)
200 기지국(eNB)
300 액세스 게이트웨이
400 코어 네트워크
21 이산 푸리에 변환부(DFT)
22 주파수영역 맵퍼
23 역고속 푸리에 변환부(IFFT)
24 가드 인터벌 부여부
41 가드 인터벌 제거부(－CP)
42 고속 푸리에 변환부(FFT)
43 주파수영역 디맵퍼
44 신호 검출부
62 채널 추정부
64 재정렬 제어부
210 QR 분해부
212 신호 변환부
214 최우 판정부
215 우도 출력부
216-1∼4 판정부

Claims

싱글 캐리어 방식의 MIMO 전송방식이 사용되는 이동통신시스템에서 사용되는 수신장치에 있어서,
송신되는 심볼 계열 중 일군의 심볼은, 푸리에 변환에 의해 소정의 웨이트와 함께 복수의 서브 캐리어로 맵핑된 후에 역 푸리에 변환되고, 복수의 송신 안테나로부터 송신되고, 해당 수신장치는,
복수의 수신 안테나에서 수신한 신호를 푸리에 변환하고, 각 서브 캐리어의 신호성분을 추출하는 수단;
추출된 신호성분에 QR 분해 알고리즘을 적용하고, 각 서브 캐리어의 심볼을 추정하는 신호 검출수단;을 갖고,
상기 신호 검출수단은,
상기 송신하는 심볼 계열과 서브 캐리어와의 대응관계를 정하는 웨이트 행렬과, 상기 송신 및 수신 안테나간의 무선채널상태를 나타내는 채널 행렬과, 한 유니타리 행렬과의 곱이 삼각 행렬이 되도록 상기 유니타리 행렬을 구하는 분해수단;
각 수신 안테나에서 수신한 신호성분을 포함하는 수신 벡터에 상기 유니타리 행렬을 승산한 벡터와, 상기 삼각 행렬을 이용하여, 각 송신 안테나로부터 송신된 심볼의 후보를 추정하는 추정수단;을 갖는 수신장치.
제 1항에 있어서,
상기 신호 검출수단이, 메트릭을 상기 심볼의 후보마다 마련하고, 상기 메트릭에 따라서 후보를 추리는 수단을 더 갖고, 상기 메트릭은, 심볼 콘스텔레이션에 있어서의 수신심볼 및 심볼의 후보간의 2승 유크리드 거리를 나타내도록 한 수신장치.
제 1항에 있어서,
상기 채널 행렬 및 상기 웨이트 행렬의 행렬곱의 행 또는 열을 재정렬하기 위한 지시신호를, 상기 분해수단에 부여하는 재정렬 제어수단이, 해당 수신장치에 마련되고,
상기 분해수단은, 상기 지시신호에 따라서, 행 또는 열의 재정렬된 상기 행렬곱이, 삼각 행렬 및 유니타리 행렬의 곱과 동일해지도록, 상기 삼각 행렬 및 상기 유니타리 행렬을 구하도록 한 수신장치.
제 3항에 있어서,
상기 추정수단이, M 알고리즘에 따라서 심볼을 추정할 때, 보다 강한 수신전력에 대응하는 송신 안테나의 심볼이, 보다 약한 수신전력에 대응하는 송신 안테나의 심볼보다도 먼저 추정되도록, 상기 재정렬 제어수단은 상기 지시신호를 마련하도록 한 수신장치.
제1 송신 안테나로부터 송신된 심볼의 제1 서브 캐리어의 서브 캐리어 성분이 상기 추정수단으로 추정된 후에,
상기 제1 서브 캐리어에서 제2 송신 안테나로부터 송신된 심볼의 서브 캐리어 성분이, 상기 추정수단으로 추정되도록, 상기 재정렬 제어수단은 상기 지시신호를 마련하도록 한 수신장치.
싱글 캐리어 방식의 MIMO 전송방식이 사용되고, 송신장치 및 수신장치를 포함하는 이동통신시스템에 있어서, 상기 송신장치는,
송신하는 심볼 계열 중 일군의 심볼을, 푸리에 변환에 의해, 소정의 웨이트와 함께 복수의 서브 캐리어로 맵핑하는 수단;
맵핑된 일군의 심볼을 역 푸리에 변환하는 수단;
역 푸리에 변환 후의 심볼을 포함하는 신호를 복수의 송신 안테나로부터 송신하는 수단;을 갖고,
상기 수신장치는,
복수의 수신 안테나에서 수신한 신호를 푸리에 변환하고, 각 서브 캐리어로 맵핑되고 있는 신호성분을 추출하는 수단;
추출된 신호성분에 QR 분해 알고리즘을 적용하고, 각 서브 캐리어에서 전송된 심볼을 추정하는 신호 검출수단;을 갖고,
상기 신호 검출수단은,
상기 송신하는 심볼 계열과 서브 캐리어와의 대응관계를 정하는 행렬과, 상기 송신 및 수신 안테나간의 무선채널상태를 나타내는 채널 행렬과, 한 유니타리 행렬과의 곱이 삼각 행렬이 되도록 상기 유니타리 행렬을 도출하는 분해수단;
각 수신 안테나에서 수신한 신호성분을 포함하는 수신 벡터에 상기 유니타리 행렬을 승산한 벡터와, 상기 삼각 행렬을 이용하여, 각 송신 안테나로부터 송신된 심볼의 후보를 추정하는 추정수단;을 갖는 이동통신시스템.
제 6항에 있어서,
상기 송신장치가 유저장치에 구비되고, 상기 수신장치가 기지국장치에 구비되도록 한 이동통신시스템.
싱글 캐리어 방식의 MIMO 전송방식이 사용되고, 송신장치 및 수신장치를 포함하는 이동통신시스템에서 사용되는 방법에 있어서,
송신하는 심볼 계열 중 일군의 심볼을, 푸리에 변환에 의해, 소정의 웨이트와 함께 복수의 서브 캐리어로 맵핑하는 단계;
맵핑된 일군의 심볼을 역 푸리에 변환하는 단계;
역 푸리에 변환 후의 심볼을 포함하는 신호를 복수의 송신 안테나로부터 송신하는 단계;가 상기 송신장치에서 수행되고,
복수의 수신 안테나에서 수신한 신호를 푸리에 변환하고, 각 서브 캐리어의 신호성분을 추출하는 단계;
추출된 신호성분에 QR 분해 알고리즘을 적용하고, 각 서브 캐리어의 심볼을 추정하는 신호 검출 단계;가 상기 수신장치에서 수행되며,
상기 신호 검출단계에서는,
상기 송신하는 심볼 계열과 서브 캐리어와의 대응관계를 정하는 행렬과, 상기 송신 및 수신 안테나간의 무선채널상태를 나타내는 채널 행렬과, 한 유니타리 행렬과의 곱이 삼각 행렬이 되도록 상기 유니타리 행렬이 도출되고,
각 수신 안테나에서 수신한 신호성분을 포함하는 수신 벡터에 상기 유니타리 행렬을 승산한 벡터와, 상기 삼각 행렬을 이용하여, 각 송신 안테나로부터 송신된 심볼의 후보가 추정되도록 한 방법.