KR20100095770A - 비선형 부하의 왜곡된 전압 보상기능을 갖는 무정전 전원공급장치 및 그 제어방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명에 따른 무정전 전원공급장치는 인버터 스위치부, 상기 인버터 스위치부에서 출력된 PWM 파형을 필터링 하기 위해 일정량의 리액턴스를 포함한 트랜스포머와 필터 커패시터로 구성된 LC 필터부 및 상기 인버터 스위치부의 동작을 제어하는 인버터 제어부를 구비한 무정전 전원공급장치에 있어서, 상기 인버터 제어부는 기준전압(Vref)과 무정전 전원공급장치 출력의 차이를 입력으로 하여 제1제어값을 출력하는 피드백 제어기와, 상기 제1제어값과 상기 무정전 전원공급장치 출력의 차이를 입력으로 하여 제2제어값을 출력하는 반복제어기, 및 상기 필터 커패시터에 흐르는 전류값(iC)을 이용하여 제3제어값을 출력하는 액티브 댐핑 제어기를 포함하되, 상기 제1제어값과 제2제어값의 합으로부터 제3제어값을 뺀 값을 상기 인버터 스위치부의 동작을 제어하는 제어값으로 이용하는 것을 특징으로 한다.
무정전 전원공급장치, UPS, 반복제어기, 액티브 댐핑

Description

비선형 부하의 왜곡된 전압 보상기능을 갖는 무정전 전원공급장치 및 그 제어방법{A Uninterruptible Power Supply System for Compensating Distorted Voltage of Non-Linear Load and Control Method thereof}
본 발명은 무정전 전원공급장치(Uninterruptible Power Supply System) 및 그 제어방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 반복제어기와 액티브 댐핑 제어기를 이용하여 비선형부하에 의해 발생되는 출력전압의 왜형율 증가를 최소화할 수 있는 무정전 전원공급장치 및 그 제어방법에 관한 것이다.
가정이나 공장 등과 같은 말단 수용가에서 컴퓨터를 조작할 때 데이터 등이 순간적으로 사라지거나 TV화면이 찌그러지고 오디오의 음질이 달라지는 경우가 있는데, 이러한 현상들은 기기자체의 문제에서 비롯될 수도 있지만 일반적으로 공급되는 전압이 안정되지 못하거나 주변의 기기에 의한 전원교란 때문에 발생된다.
이러한 문제점을 해결하기 위해 전압 자동 조절기(AVR; Automatic Voltage Regulator)를 사용하는데, 상기 전압 자동 조절기는 전압변동에 관계없이 연결된 컴퓨터, 오디오와 같은 기기에 안정된 전압을 공급해 준다는 장점은 있으나, 정전 시 충전기능이 없기 때문에 전원이 차단될 뿐만 아니라 외부에서 발생되는 노이즈를 그대로 기기에 전달해주는 단점이 있다.
따라서, 근래에는 중대형 정보처리장치 또는 중요한 전기전자장치의 경우 전원공급의 중단시 상기 장치들에 대한 전원공급이 연속되도록 유지하는 무정전 전원공급장치를 이용하여, 정전과 같은 비상시에 작업중인 데이터의 유실 등과 같은 중대한 사고가 발생하는 것을 방지하고 있다.
이러한 무정전 전원장치는 1970년대 대형 컴퓨터 시스템에 안정된 전력을 공급하기 위하여 처음 시장에 등장하여 1980년대 이후 디지털 시스템의 발달과 함께 그 중요성은 더욱 커지게 되었고, 최근에는 전력 공급이라는 본래의 기능 외에 공급자 및 수용가 양측에 영향을 주는 전력 품질 관리(Power Quality Conditioning) 기능을 가진 무정전 전원공급장치가 개발되고 있는 실정이다.
한편, 최근 들어 상업용 빌딩, 주거용 빌딩 및 공장 등에서 비선형부하의 사용이 급증함에 따라, 상기 무정전 전원공급장치에서 출력되는 전원에 고조파 성분이 많은 왜형파 형태의 전원이 포함됨으로써 제어계통과 통신계통 신호선에 전자유도 장해가 일으키거나 각종 계전기들의 오동작을 야기하게 되는 문제점이 발생되었다.
따라서, 기존에는 비선형부하에 의한 이러한 출력전압의 왜형율 증가를 보상하기 위하여 복잡하고 대형인 수동필터를 사용하였으나 과도한 비용이 소요되어 경제적 측면에서 불리하다는 단점을 가지고 있고, 최근에는 멀티루프 컨트롤 등의 피드백 제어기를 사용한 개선된 무정전 전원공급장치가 개발되었으나 이 또한 제어기 구성이 복잡하고 구현이 어려운 단점이 있다.
본 발명은 상기와 같은 종래 기술의 문제점을 해결하기 위한 것으로, 본 발명의 목적은 기존의 PI제어기에 반복제어기와 액티브 댐핑 제어기를 추가함으로써 과도한 비용을 소요하지 않고도 비선형부하에 의하여 발생되는 주기적인 외란을 효과적으로 보상할 수 있을 뿐만 아니라, 상기 반복제어기의 사용에 의해 발생되는 LC 필터부의 공진 현상도 억제할 수 있는 무정전 전원공급장치 및 그 제어방법을 제공하기 위한 것이다.
상기 목적을 달성하기 위하여 본 발명에 따른 무정전 전원공급장치는, 인버터 스위치부, 상기 인버터 스위치부에서 출력된 PWM 파형을 필터링 하기 위해 일정량의 리액턴스를 포함한 트랜스포머와 필터 커패시터로 구성된 LC 필터부 및 상기 인버터 스위치부의 동작을 제어하는 인버터 제어부를 구비한 무정전 전원공급장치에 있어서, 상기 인버터 제어부는 기준전압(Vref)과 상기 무정전 전원공급장치 출력의 차이를 입력으로 하여 제1제어값을 출력하는 피드백 제어기와, 상기 제1제어값과 상기 무정전 전원공급장치 출력의 차이를 입력으로 하여 제2제어값을 출력하 는 반복제어기, 및 상기 필터 커패시터에 흐르는 전류값(iC)을 이용하여 제3제어값을 출력하는 액티브 댐핑 제어기를 포함하되,상기 제1제어값과 제2제어값의 합으로부터 제3제어값을 뺀 값을 상기 인버터 스위치부의 동작을 제어하는 제어값으로 이용하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 피드백 제어기는 PI 제어기인 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 반복제어기는 주기적인 외란에 의한 고조파 성분을 제거하기 위해 [수식 1]과 같은 형태의 전달함수(Gr(S))를 가지는 것을 특징으로 한다.
[수식 1] :
Figure 112009010950727-PAT00001
여기서, L = T(샘플링 시간) ·N(한 주기 동안의 샘플링 개수)임.
또한, 상기 액티브 댐핑 제어기는 상기 반복제어기에 의해 발생되는 상기 LC 필터부의 공진을 제거하기 위해, 상기 트랜스포머의 인덕터 전류(iL)와 부하전류(iLoad)의 차로부터 상기 필터 커패시터에 흐르는 전류값(iC)을 구한 후 액티브 댐핑 게인을 곱한 값을 제3제어값으로 출력하되, 상기 액티브 댐핑 게인(Ka)은 [수식 2]로 구해지는 것을 특징으로 한다.
[수식 2] :
Figure 112009010950727-PAT00002
여기서, V2 LL은 무정전 전원공급장치 출력의 선간전압, P는 정격파워,
Figure 112009010950727-PAT00003
는 액티브 댐핑계수임.
또한, 상기 액티브 댐핑계수의 값은 0~1의 범위인 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명에 따른 무정전 전원공급장치의 제어방법은 인버터 스위치부, 상기 인버터 스위치부에서 출력된 PWM 파형을 필터링 하기 위해 일정량의 리액턴스를 포함한 트랜스포머와 필터 커패시터로 구성된 LC 필터부 및 상기 인버터 스위치부의 동작을 제어하는 인버터 제어부를 구비한 무정전 전원공급장치의 제어방법에 있어서, 기준전압(Vref)과 상기 무정전 전원공급장치 출력의 차이를 입력으로 하여 제1제어값을 산출하고, 상기 제1제어값과 상기 무정전 전원공급장치 출력의 차이를 입력으로 하여 제2제어값을 산출하며,상기 필터 커패시터에 흐르는 전류값(iC)을 이용하여 제3제어값을 산출하는 제1단계와, 상기 제1단계에서 산출된 제1제어값과 제2제어값의 합으로부터 제3제어값을 뺀 값으로 상기 인버터 스위치부의 동작을 제어하는 제2단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 무정전 전원공급장치는, 기존의 PI 제어기에 단순히 반복제어기와 액티브 댐핑 제어기를 추가함으로써 과도한 비용을 들이지 않더라도 비선형부하에 의하여 발생되는 주기적인 외란을 효과적으로 보상할 수 있을 뿐만 아니라, 상기 반복제어기의 사용에 의해 발생되는 LC 필터부의 공진현상도 효과적으로 억제할 수 있다는 장점이 있다.
이하에서는, 첨부한 도면을 이용하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세하게 설명하기로 한다.
도1은 본 발명의 일실시예에 따른 무정전 전원공급장치에 구비된 인버터 시스템을 나타낸 회로도이고, 도2는 도1의 인버터 시스템의 한 상에 연결된 비선형부하의 일예를 나타낸 회로도이며, 도3은 도1의 인버터 시스템을 나타낸 제어 블록도이다.
도1의 인버터 시스템은 평활콘덴서에서 출력되는 직류전압을 펄스폭변조(PWM)를 통해 상용주파수를 가진 펄스 형태의 3상 교류(U, V, W)로 바꾸어 출력하는 인버터 스위치부(30), 상기 인버터 스위치부(30)에서 출력된 PWM 파형을 필터링하기 위해 일정량의 리액턴스를 포함한 트랜스포머와 필터 커패시터로 구성된 LC 필터부(20) 및 상기 인버터 스위치부(30)의 동작을 제어하는 인버터 제어부(10)를 포함하여 구성된다.
상기 인버터 스위치부(30)는 ６개의 스위칭소자(IGBT)와 다이오드(FRD)를 ３상 풀 브릿지(Full Bridge)로 결선하여 직류전압을 3상 교류로 변환하고 이 3상 교류를 출력하는 통상의 스위칭회로이다.
상기 인버터 제어부(10)는 무정전 전원공급장치의 동특성을 보장하기 위한 피드백 제어기(12), 비선형부하에 의한 주기적인 외란을 보상하기 위한 반복제어기(13) 및 상기 반복제어기(13)의 사용으로 인한 LC 필터부(20)의 공진을 억제하기 위한 액티브 댐핑 제어기(14)를 포함하여 구성된다.
도3에 도시한 바와 같이, 본 발명에 따른 피드백 제어기(12)는 기준전압(Vref)과 인버터 시스템의 출력 전압(즉, 커패시터 전압 Vc)의 차이를 입력으로 하는 통상의 PI 제어기이며, 상기 PI 제어기에 관한 기술은 공지된 기술이기 때문에 여기에서는 상세한 설명을 생략한다.
본 실시예에서 상기 반복제어기(13)의 입력은 피드백 제어기(12)의 출력에서 커패시터 전압(Vc)을 뺀 오차값이고, 반복제어기(13)의 출력값(즉, 반복제어기(13)에서 보상된 값)은 피드백 제어기(12)의 출력에 더해진다.
도4와 도5는 본 실시예에서 적용된 통상의 반복제어기(13) 모델을 각각 Z-도메인과 S-도메인에서 나타낸 블록도이고, 이때 반복제어기(13)의 전달함수(Gr(S))는 하기 [수식 1]과 같은 형태로 주어질 수 있다.
Figure 112009010950727-PAT00004
----------- [수식 1]
또한, 도6은 도4에 도시한 반복제어기(13)의 성능을 개선하기 위해 파라미터를 추가한 모델을 Z-도메인에서 나타낸 블록도이고, 도7은 도6의 모델을 프로그램으로 구현하기 용이하도록 변화시킨 모델이다.
이때, 도4와 도6에서 N은 한 주기 동안의 샘플링 개수를 의미하고, z-N은 제어동작이 한 주기 이전 값에서 이루어지도록 지연 기능을 한다. 또한, [수식 1] 및 도5에서 상기 L은 L = T·N으로 나타낼 수 있는데, 여기서 T는 샘플링 시간이고 N 은 전술한 바와 같이 한 주기 동안의 샘플링 개수이다.
또한, 도6에서 Kr_Q는 시스템의 안정도를 위해 1 또는 1보다 작은 값을 사용하여 주기적인 신호에 의한 정상상태 오차와 외란을 제거하고 제어시스템의 성능을 향상시키는 기능을 수행하고, Kr은 반복제어기의 비례게인으로써 반복제어시스템의 빠른 응답특성과 안정성을 조절하는 기능을 수행하며, z-k는 샘플링 지연과 PWM 지연 등과 같은 디지털 시스템의 전체 시지연을 보상하는 기능을 수행한다.
한편, 상기 피드백 제어기(12)의 출력과 반복제어기(13)의 출력이 더해진 값은 후술하는 바와 같이 액티브 댐핑 제어기(14)에서 보상된 값을 뺀 후 상기 인버터 스위치부(30)의 동작을 제어하는 제어값으로 적용되고, 상기와 같은 제어에 의하여 출력된 인버터 스위치부(30)의 출력은 LC 필터부(20)에서 필터링 된 후 비선형부하(40)에 공급된다.
도8은 전술한 반복제어기(13)를 적용한 도3의 제어 블록도를 S-도메인에서 나타낸 블록도이다. 여기서, R(S)은 비선형부하로 인한 주기적인 외란이 포함된 도3의 피드백 제어기(12)의 출력이고, Gr(S)는 반복제어기(13)를 나타내며, LC 필터부(20)를 G(S)라 할 때 이들의 폐루프 전달함수는 아래의 [수식 2] 내지 [수식 4]와 같이 전개할 수 있다.
Figure 112009010950727-PAT00005
------------ [수식 2]
Figure 112009010950727-PAT00006
------------ [수식 3]
Figure 112009010950727-PAT00007
------------ [수식 4]
여기서, [수식 2]를 [수식 3]에 대입하면 아래의 수식 [수식 5]와 같다.
Figure 112009010950727-PAT00008
------- [수식 5]
다음으로, [수식 4]를 [수식 5]에 대입한 후 Y(S)에 관한 식으로 전개하면 아래와 같이 [수식 6]과 같은 폐루프 전달함수가 얻어지고, 이를 Y(S)로 나타내면 [수식 7]과 같다.
Figure 112009010950727-PAT00009
Figure 112009010950727-PAT00010
--------------------- [수식 6]
Figure 112009010950727-PAT00011
------------------- [수식 7]
다음으로, [수식 4]에 [수식 7]을 대입하여 통분한 후 전술한 Gr(S)를 대입하면 아래의 [수식 8]과 같이 전개된다.
Figure 112009010950727-PAT00012
Figure 112009010950727-PAT00013
--[수식 8]
여기서, e- sL항은 지연을 나타내므로 R(S)=e- sL·R(S), G(S)=e- sL·G(S)로 각각 표현될 수 있고, 그 결과 [수식 8]의 분자가 0이 되어 [수식 8] 전체가 0이 됨을 알 수 있다.
즉, 본 실시예에 따른 무정전 전원공급장치는 반복제어기(13)에 의한 제어가 이루어짐에 따라 피드백 제어기(12)의 출력과 커패시터 전압(Vc)의 오차가 0으로 수렴하게 되는데, 이는 비선형부하에 의한 주기적인 외란이 본 실시예에 따른 반복제어기(13)에 의하여 제거됨을 의미한다.
그러나, 본 실시예에서와 같이 주기적인 외란을 억제하기 위하여 반복제어기(13)를 사용할 경우, 상기 반복제어기(13) 역시 주기적인 제어를 수행하는 것이므로 LC 필터부(20)의 공진주파수에 인접한 고조파를 발생시키는데 이러한 고조파가 상기 LC 필터부(20)의 공진을 야기한다.
이때, LC 필터부(20)의 필터 커패시터단에 저항성분이 존재할 경우 상기 고조파에 의한 공진은 크게 감쇄될 수 있는데, 도9는 이를 설명하기 위한 S-도메인에서의 LC 필터부(20) 모델이다.
여기서, V는 무정전 전원공급장치의 출력전압, i는 LC 필터부(20)의 인덕터에 흐르는 전류, Vc는 LC 필터부(20)의 커패시터 양단전압, 그리고 Rd는 인덕터, 커패시터 또는 도선 등에 존재하는 기생저항 성분을 의미한다.
도9로부터 전압 방정식을 세우고 전개하면, 아래의 [수식 9]와 [수식 10]을 얻을 수 있고, 이들을 연립하여 전개하면 [수식 11]을 얻을 수 있다.
Figure 112009010950727-PAT00014
---------------- [수식 9]
Figure 112009010950727-PAT00015
,
Figure 112009010950727-PAT00016
-------- [수식 10]
Figure 112009010950727-PAT00017
-------- [수식 11]
이때, 상기 [수식 11]의 분모식과 2차 제어시스템의 일반식을 비교하면 아래 의 [수식 12]와 같은 관계를 얻을 수 있다. 이때, ωn은 공진 주파수이고
Figure 112009010950727-PAT00018
는 댐핑계수이다.
Figure 112009010950727-PAT00019
------- [수식12]
상기 [수식 12]를 살펴보면, 댐핑계수(
Figure 112009010950727-PAT00020
)가 기생저항값(Rd)에 비례하는 것을 알 수 있는데, 이는 전술한 바와 같이 Rd가 상기 LC 필터부(20)의 공진을 억제하는 댐퍼로 작용할 수 있음을 의미한다.
도10a와 도10b는 각각 도9의 LC 필터부(20) 모델에서 Rd가 없는 경우와 있는 경우에 있어서의 보드(Bode) 선도를 나타낸 것이다. 도10a 및 도10b에서 알 수 있는 바와 같이, Rd가 없는 경우 공진 주파수에서 게인이 크게 나타나는 반면에 Rd가 존재하는 경우에는 공진이 크게 감쇄된다.
본 실시예에 따른 액티브 댐핑 제어기(14)는 이러한 효과를 이용하여 전술한 반복제어기(13)의 사용에 의한 LC 필터부(20)의 공진을 감쇄시키는 것으로, 도11은 본 실시예에서 적용한 액티브 댐핑 제어기(14)의 작용을 설명하기 위한 블록도이다.
도9의 필터 커패시터단에 기생저항이 존재하는 것과 같은 가상효과를 얻기 위해서 LC 필터부(20)의 인덕터 전류(iL)와 부하전류(iLoad)의 차로부터 LC 필터 부(20)의 커패시터에 흐르는 전류값(iC)을 구한 후 액티브 댐핑 게인 Ka 를 곱한 값을 피드백 제어기(12)와 반복제어기(13)로 보상되어진 값에서 빼준다. 이때, 액티브 댐핑 게인(Ka)은 아래의 [수식 13]으로부터 구할 수 있다.
Figure 112009010950727-PAT00021
------------ [수식 13]
여기서, V2 LL은 무정전 전원공급장치 출력의 선간전압, P는 정격파워,
Figure 112009010950727-PAT00022
는 액티브 댐핑계수이며, 상기 액티브 댐핑계수는 무정전 전원공급장치의 동작환경에 따라 0~1의 범위값으로 적절히 제어될 수 있다.
본 실시예에서는 상기에서 설명한 반복제어기(13)와 액티브 댐핑 제어기(14)가 각 상에 별도로 구비되도록 구성하였는데, 이러한 구성에 의하여 본 실시예에 따른 무정전 전원공급장치는 비선형부하에 의하여 발생되는 고조파 성분은 물론 불평형부하에 의하여 발생되는 고조파 성분도 용이하게 억제할 수 있다.
이하에서는 상술한 본 발명에 따른 인버터 제어기를 적용한 무정전 전원공급장치에 있어서, 비선형부하에 공급되는 전원의 전압파형을 개선하기 위한 동작 성능을 시험한 결과를 설명하기로 한다.
[시험예 1]
본 시험은 매트랩(MATLAB)을 이용한 시뮬레이션을 통해 수행되었으며, 무정전 전원공급장치에 적용되는 30[kVA] 용량의 인버터를 두 개의 DSP(TMS320VC33, TMS320LF2407A)를 사용하여 완전 디지털 제어 방법의 3상 인버터 프로토타입(Prototype)을 만들고 제어알고리즘을 실현하였다. 이 무정전 전원공급장치에 사용된 주요 파라미터는 다음과 같다.
정격 용량 : 30[kVA]
기본 주파수 : 60[Hz]
정격 전압 : 380[V]
인버터 스위칭 주파수 : 6[kHz]
도12a 내지 도12c는 비선형부하를 보상하지 못하는 종래의 제어시스템의 특성을 보여주고 있다. 도12a는 비선형부하에서 출력 전압과 전류파형을 나타낸 것이고, 도12b는 기준 전압과 부하 전압차의 파형을 나타낸 것이며, 도12c는 비선형부하에서 출력전압의 전고조파 왜형율(THD)를 나타낸 것으로 이 경우 THD는 16.5%의 특성을 나타내었다.
도13a 내지 도13c는 본 발명에 따른 반복제어기(13)만을 적용한 비선형부하 보상 제어시스템의 특성을 보여주고 있다. 도13a는 비선형부하에서 출력 전압과 전류파형을 나타낸 것이고, 도13b는 기준 전압과 부하 전압차의 파형을 나타낸 것이며, 도13c는 비선형부하에서 출력전압의 THD를 나타낸 것으로 이 경우 THD는 25.55%로 종래 보다 높은 특성을 나타내었는데 이는 반복제어기(13)의 사용에 의한 LC 필터부(20)의 공진 현상에 의한 결과로 볼 수 있다.
도14a 내지 도14c는 본 발명에 따른 반복제어기(13)와 액티브 댐핑 제어기(14)를 적용한 비선형부하 제어시스템의 특성을 보여주고 있다. 도14a는 비선형부하에서 출력 전압과 전류파형을 나타낸 것이고, 도14b는 기준 전압과 부하 전압차의 파형을 나타낸 것이며, 도14c는 비선형부하에서 출력전압의 THD를 나타낸 것으로 이 경우 1.5%의 특성을 나타내어 고조파 성분들이 현저히 줄어들었음을 알 수 있다.
[시험예 2]
본 시험은 실제 운전중인 무정전 전원공급장치의 출력을 검출하여 수행된 것으로, 시험조건은 상기 [시험예1]과 동일하다.
도15a는 비선형부하를 보상하지 못하는 무정전 전원장치의 출력전압과 출력전류 파형을 나타낸 것으로, 각 출력전압의 THD는 R상 4.2%, S상 4%, T상 4.1%로 확인되었다.
도15b는 본 발명에 따른 반복제어기(13)와 액티브 댐핑 제어기(14)를 적용한 무정전 전원장치의 비선형부하에서의 출력전압과 출력전류 파형을 나타낸 것으로, 각 출력전압의 THD는 R상 0.7%, S상 0.7%, T상 0.7%로써 1% 미만인 것을 확인되었다.
이는 본 발명이 무정전 전원장치의 비선형부하에서 THD를 현저히 개선할 수 있다는 것을 보여주는 것이다.
도1은 본 발명의 일실시예에 따른 무정전 전원공급장치에 구비된 인버터 시스템을 나타낸 회로도,
도2는 도1의 인버터 시스템의 한 상에 연결된 비선형부하의 일예를 나타낸 회로도,
도3은 도1의 인버터 시스템을 나타낸 제어블록도,
도4와 도5는 각각 도3의 반복제어기를 Z-도메인과 S-도메인에서 나타낸 블록도,
도6과 도7은 각각 도4에 도시한 반복제어기의 개선된 모델을 나타낸 블록도,
도8은 도3의 제어블록도를 S-도메인에서 나타낸 제어블록도,
도9는 도1의 LC 필터부를 S-도메인에서 나타낸 회로도,
도10a와 도10b는 각각 도9의 LC 필터부에서 Rd가 없는 경우와 있는 경우에 대한 보드 선도를 나타낸 도면,
도11은 도3의 액티브 댐핑 제어기의 동작을 설명하기 위한 블록도,
도12a 내지 도12c는 각각 종래 기술에 따른 무정전 전원공급장치에 대한 시험예1의 결과를 나타낸 도면,
도13a 내지 도13c는 각각 본 발명에 따른 반복제어기를 적용한 무정전 전원공급장치에 대한 시험예1의 결과를 나타낸 도면,
도14a 내지 도14c는 각각 본 발명에 따른 반복제어기와 액티브 댐핑 제어기를 적용한 무정전 전원공급장치에 대한 시험예1의 결과를 나타낸 도면, 및
도15a와 도15b는 각각 종래 기술에 따른 무정전 전원공급장치와 본 발명에 따른 전원공급장치에 대한 시험예2의 결과를 나타낸 도면이다.

Claims (9)

  1. 인버터 스위치부, 상기 인버터 스위치부에서 출력된 PWM 파형을 필터링 하기 위해 일정량의 리액턴스를 포함한 트랜스포머와 필터 커패시터로 구성된 LC 필터부 및 상기 인버터 스위치부의 동작을 제어하는 인버터 제어부를 구비한 무정전 전원공급장치에 있어서,
    상기 인버터 제어부는, 기준전압(Vref)과 상기 무정전 전원공급장치 출력의 차이를 입력으로 하여 제1제어값을 출력하는 피드백 제어기와, 상기 제1제어값과 상기 무정전 전원공급장치 출력의 차이를 입력으로 하여 제2제어값을 출력하는 반복제어기, 및 상기 필터 커패시터에 흐르는 전류값(iC)을 이용하여 제3제어값을 출력하는 액티브 댐핑 제어기를 포함하되,
    상기 제1제어값과 제2제어값의 합으로부터 제3제어값을 뺀 값을 상기 인버터 스위치부의 동작을 제어하는 제어값으로 이용하는 것을 특징으로 하는 무정전 전원공급장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 피드백 제어기는 PI 제어기인 것을 특징으로 하는 무정전 전원공급장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 반복제어기는 주기적인 외란에 의한 고조파 성분을 제거하기 위해 [수식 1]과 같은 형태의 전달함수(Gr(S))를 가지는 것을 특징으로 하는 무정전 전원공급장치.
    [수식 1] :
    Figure 112009010950727-PAT00023
    여기서, L = T(샘플링 시간) ·N(한 주기 동안의 샘플링 개수)임.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 액티브 댐핑 제어기는 상기 반복제어기에 의해 발생되는 상기 LC 필터부의 공진을 제거하기 위해, 상기 트랜스포머의 인덕터 전류(iL)와 부하전류(iLoad)의 차로부터 상기 필터 커패시터에 흐르는 전류값(iC)을 구한 후 액티브 댐핑 게인을 곱한 값을 제3제어값으로 출력하되,
    상기 액티브 댐핑 게인(Ka)은 [수식 2]로 구해지는 것을 특징으로 하는 무정전 전원공급장치.
    [수식 2] :
    Figure 112009010950727-PAT00024
    여기서, V2 LL은 무정전 전원공급장치 출력의 선간전압, P는 정격파워,
    Figure 112009010950727-PAT00025
    는 액티브 댐핑계수임.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 액티브 댐핑계수의 값은 0~1의 범위인 것을 특징으로 하는 무정전 전원공급장치.
  6. 인버터 스위치부, 상기 인버터 스위치부에서 출력된 PWM 파형을 필터링 하기 위해 일정량의 리액턴스를 포함한 트랜스포머와 필터 커패시터로 구성된 LC 필터부 및 상기 인버터 스위치부의 동작을 제어하는 인버터 제어부를 구비한 무정전 전원공급장치의 제어방법에 있어서,
    기준전압(Vref)과 상기 무정전 전원공급장치 출력의 차이를 입력으로 하여 제1제어값을 산출하고, 상기 제1제어값과 상기 무정전 전원공급장치 출력의 차이를 입력으로 하여 제2제어값을 산출하며,상기 필터 커패시터에 흐르는 전류값(iC)을 이용하여 제3제어값을 산출하는 제1단계;와
    상기 제1단계에서 산출된 제1제어값과 제2제어값의 합으로부터 제3제어값을 뺀 값으로 상기 인버터 스위치부의 동작을 제어하는 제2단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무정전 전원공급장치의 제어방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 제1제어값은 PI 제어기를 이용하여 산출하는 것을 특징으로 하는 무정 전 전원공급장치의 제어방법.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 제2제어값은 주기적인 외란에 의한 고조파 성분을 제거하기 위해 [수식 3]과 같은 형태의 전달함수(Gr(S))를 가지는 반복제어기를 이용하여 산출하는 것을 특징으로 하는 무정전 전원공급장치의 제어방법.
    [수식 3] :
    Figure 112009010950727-PAT00026
    여기서, L = T(샘플링 시간) ·N(한 주기 동안의 샘플링 개수)임.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 제3제어값은 상기 반복제어기에 의해 발생되는 상기 LC 필터부의 공진을 제거하기 위해, 상기 트랜스포머의 인덕터 전류(iL)와 부하전류(iLoad)의 차로부터 상기 필터 커패시터에 흐르는 전류값(iC)을 구한 후 액티브 댐핑 게인을 곱하여 산출하되,
    상기 액티브 댐핑 게인(Ka)은 [수식 4]로 구해지는 것을 특징으로 하는 무정전 전원공급장치의 제어방법.
    [수식 4] :
    Figure 112009010950727-PAT00027
    여기서, V2 LL은 무정전 전원공급장치 출력의 선간전압, P는 정격파워,
    Figure 112009010950727-PAT00028
    는 액티브 댐핑계수이고, 상기 액티브 댐핑계수는 0~1의 범위인 것.
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