KR101333828B1

KR101333828B1 - 발전 시스템 제어 방법 및 장치

Info

Publication number: KR101333828B1
Application number: KR1020120009664A
Authority: KR
Inventors: 이홍희; 전태원; 서영수
Original assignee: 울산대학교 산학협력단
Priority date: 2012-01-31
Filing date: 2012-01-31
Publication date: 2013-11-29
Also published as: KR20130088440A

Abstract

본 발명은 발전 시스템 제어 방법 및 장치를 개시한다. 본 발명에 따른 발전 시스템 제어 장치는, 전기에너지를 생성하는 발전부, 생성된 전기에너지를 공급받는 부하 및 부하 중 비선형 부하에 의해서 생성되는 전기에너지의 왜곡을 보상하는 보상부를 포함하고, 보상부는, 비선형 부하에 의해서 생성되는 고주파 성분들 중 일부 성분을 보상하는 것을 특징으로 한다.

Description

발전 시스템 제어 방법 및 장치{CONTROL APPARATUS AND METHOD FOR POWER GENERATOR SYSTEM}

본 발명은 발전 시스템 제어 방법 및 장치에 관한 것으로, 특히 비선형 부하를 갖는 독립형 DFIG의 PCC 출력 전압을 보상하기 위한 발전 시스템 제어 방법 및 장치에 관한 것이다.

풍력 에너지 변환 시스템에 대한 꾸준한 연구가 계속되고 있다. 가변 속도- 불변 주파수 풍력 터빈 중에서, 권선형 유도발전기(Doubly-fed induction generator, 이하에서 DFIG로 약칭하여 설명한다)는 그 이점에 의해서 풍력으로부터 전기를 생산하기 위한 중요한 전력원으로 알려져 있다. 이러한 이점은 전체 발전 전력의 대략 25%의 낮은 전환 비율이고, 유효 및 무효 전력 제어가 분리되며, ± 30%의 동기 속도(synchronous speed)의 제한 속도 범위를 갖는다는 것이다.

풍력 터빈에 대한 대부분의 연구는 모델링 및 제어, 직접 전력 제어, 라이드 쓰루 능력(ride-through capability) 및 불평형 그리드 네트워크를 고려한 그리드 연결 DFIG 시스템에 주로 집중되어 있다. 주요 제어 스킴(scheme) 및 DFIG의 동작은 회전자 측 컨버터 및 그리드 측 컨버터에서 개발된 제어 알고리즘에 기초한다. 이는 평형 그리드 또는 왜곡 없는 그리드와 같은 정상 상태하에서는 만족스러운 성능을 제공한다. 그러나, 전압이 약화되거나 불평형 네트워크가 발생할 때, DFIG의 제어 성능이 현저하게 약화될 수 있다.

따라서, 네거티브 시퀀스 성분에 의해서 초래되는 전력 및 토크 진동의 감소를 포함하여, DFIG의 제어 성능이 현저하게 약화되는 효과를 제거하거나 감소시키기 위한 적절한 방안에 대한 연구에 집중되고 있다. 포지티브 및 네거티브 시퀀스 성분은 실제 전력 네트워크에서 규칙적으로 발생하는 전압 감소 또는 불평형 그리드와 같은 예상치 못한 상태와 상관없이도 에너지 변환 효율뿐만 아니라 전력 품질 이슈를 개선하기 위한 연구가 활발하게 진행되고 있다.

그러나, DFIG의 충분한 잠재성을 활용하기 위해, 제어 방법 및 독립형 모드의 동작은 필수적으로 고려되어야 할 것이다. 아직은 독립형 DFIG 응용과 관련된 연구가 거의 이루어지고 있지 않다. 독립형 DFIG의 현저한 특징 중 하나는 그 시스템 자체가 가변하는 회전자(rotor) 속도 및 가변 부하 형태에 상관없이 고정자(stator) 측에서의 일정한 전압 및 주파수를 제공해야 한다는 것이다.

그리드 연결된 DFIG의 응용과 유사하게, 평형 부하 또는 선형 부하의 독립형 DFIG 시스템은 안정된 방식으로 매우 좋은 성능을 제공한다. 격리된 부하를 공급하는 독립형 DFIG의 분석, 제어 및 동작에 대한 연구는 진행 중에 있고, 그러한 연구에서 제어 스킴은 가변 속도하에서 만족스러운 정상 상태 제어 성능이 달성되도록 백-투-백 컨버터가 이를 수행한다. 독립형 DFIG에서 센서없이 동작하는 제어 알고리즘에 대한 연구가 진행된 바 있고, 이는 전체 제어 시스템에서 엔코더의 필요성이 없도록 한다. 직접 전압 제어 방법이 DFIG의 독립형 모드 및 그리드 연결형 모두의 동시 동작을 얻기 위해서 소개된 바 있으나, 캐스캐이드 모드의 DFIG에서도 동시 동작의 가능성이 있다. 이때 발전기 구조 및 제어 구조는 동적 등가 회로에 기반한 제안된 모델링 접근을 이용하여 전력 흐름을 제어하도록 개발되었다.

그러나, 독립형 DFIG 시스템의 불평형 또는 비선형 부하의 충격에 대한 연구가 진행되지 않고 있다.

실제적으로, 독립형 DFIG에서, 다이오드 또는 사이리스터 정류기와 같은 불평형 및 비선형 부하의 광범위한 사용은 불평형 또는 비선형 부하 전류를 초래하여 공통 연결점(point of common coupling, 이하에서 PCC로 약칭함)에서 불평형 또는 왜곡된 전압 파형을 생성하도록 한다. 따라서, 그러한 영향을 고려하거나 보상하지 않는다면, DFIG 발전 시스템의 전력 품질 및 에너지 변환 효율은 심각하게 감소되고, PCC에 연결된 그 밖의 부하의 성능에 영향을 미치게 된다. 부하 측 컨버터(Load side Converter)에서 실행되는 포지티브 및 네거티브 좌표계 모두에서 사용되는 제어 스킴은 DFIG의 PCC의 불평형 전압을 보상하기 위해서 제안된다.

그러나, 이러한 접근법의 문제점은 폐루프 전류 제어에서 불안정성을 초래하는 포지티브 및 네거티브 시퀀스 성분의 추출(extraction) 과정이 필요하다는 것이다. 이러한 문제점을 극복하기 위해서, 공진 레귤레이터의 이점을 갖는 개선된 제어 전략이 제안되었다. 이는 포지티브 및 네거티브 성분을 포함하는 순간 회전자 전류가 오직 포지티브 좌표계에서 직접 정류되는 점이다. 비선형 부하의 경우에, PCC에서 DFIG의 고정자 출력 전압은 동기 주파수(synchronous frequency)의 멀티풀 홀수 고조파 6n±1(n=1,2,…)를 포함한다. 그것들 중에서, 5번째 및 7번째 고조파 성분이 제거될 필요성이 있는 가장 심각한 것들이다.

분류 능동 LC 필터를 갖는 제어 스킴은 DFIG를 사용하는 비행기 응용에서 고조파를 최소화하는데 사용된다. 이러한 해결책은 설계가 단순하지만 성능은 동작 상태에 따라 주파수적으로 변하는 발전기 임피던스에 의존한다. 반면에, 독립형 DFIG 발전 시스템을 위한 신규하고 단순한 센서없는 제어 스킴은 고조파 성분을 줄이기 위해서 능동 전력 필터 이론이 부하측 컨버터(Load-side converter)에서 채용된다.

그러나 전형적인 비례 적분 제어기(proportional integral (PI) controller)가 AC 기준 선전류를 조정하기 위해 내부 전류 제어 루프에서 사용된다. 이는 제로의 정상 상태 전류 에러를 보장하지는 않는다. 따라서, AC 기준값 갖는 전류 제어에서, PI 제어기는 높은 제어 대역폭을 제공하는 공진 레귤레이터로 대체된다. 이는 펄스폭 변조(Pulse-Width Modulation) 인버터, PWM 정류기 및 능동 전력 필터와 같은 많은 전력 응용에서 개발되고 있다. 그러나, 비선형 부하를 갖는 독립형 DFIG에서 공진 레귤레이터를 채용하여 제어 방법은 아직 개발되지 않는 실정이다.

본 발명은 상술한 필요성에 따라 안출된 것으로, 본 발명의 목적은, 비선형 부하가 연결된 경우에도, PCC에서의 출력 전압이 정현파를 갖도록 회전자 측 컨버터를 사용하여 회전자측 전류를 고정 좌표계에서 제어하는 고조파 제어 방법 및 제어 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.

본 발명에 따른 고조파 성분 제어 방법 및 장치는 고정 좌표계에서 회전자측 전류를 제어하는 것에 기술적 특징이 있다. 이때 회전자측 전류는 기본 주파수, 5번째 고조파, 7번째 고조파의 동기 주파수에 맞춰진 3개의 분리된 비례 공진(proportional and three separate resonant ; P3R) 제어기는 PCC 전압의 5번째 및 7번째 고조파 크기를 제어하du 보상할 수 있다. P3R 제어기는 분해 과정없이도 회전자측 전류의 기본, 5번째, 7번째 성분을 동시에 조정할 수 있다.

이러한 본원 발명의 기술적 특징을 입증하기 위해서 비선형 부하를 공급하는 2.2 kW 정격 전력을 갖는 DFIG을 이용하여 시뮬레이션을 실행한다.

상술한 목적을 달성하기 위해서, 본 발명의 일 실시예에 따른 발전 시스템 제어 장치는, 풍력을 이용하여 전기에너지를 생성하는 발전부, 상기 생성된 전기에너지를 공급받는 부하 및 상기 부하 중 비선형 부하에 의해서 생성되는 상기 전기에너지의 왜곡을 보상하는 보상부를 포함하고, 상기 보상부는, 상기 비선형 부하에 의해서 생성되는 고조파 성분들 중 일부를 보상할 수 있다.

이 경우에, 상기 보상부는, 상기 발전부의 공통 연결점(PCC) 전압을 보상하는 PCC 전압 제어부, 상기 고조파 성분을 추출하여 이를 보상하는 고조파 전압 제어부 및 상기 PCC 전압 제어부의 출력에 기초하여 상기 발전부를 구성하는 회전자의 전류를 제어하는 회전자 전류 제어부를 포함할 수 있다.

한편, 상기 PCC 전압 제어부는, 상기 발전부를 구성하는 고정자(stator)의 전압을 비례 적분 제어기(Proportional Integral Controller)를 이용하여 조정함으로써 회전자 전류의 기본 성분으로 출력할 수 있다.

한편, 상기 고조파 전압 제어부는, 상기 PCC 전압에 포함된 5번째 및 7번째 고조파 성분을 추출하고, 상기 5번째 고조파 성분 및 상기 7번째 고조파 성분을 제로(zero)로 보상하여 회전자 전류의 고조파 성분으로 출력할 수 있다.

한편, 상기 회전자 전류 제어부는, 상기 회전자 전류를 각각의 3개의 비례 적분 제어기에 의해서 정류하여 기준 회전자 전압으로 출력할 수 있다.

본 발명의 다른 실시예에 따른 발전 시스템 제어 방법은, 상기 발전 시스템의 공통 연결점(PCC) 전압을 검출하는 PCC 전압 검출 단계 및 상기 검출된 PCC 전압에서 고조파 성분을 추출하고 보상하는 PCC 전압 보상 단계를 포함한다.

이 경우에, 상기 PCC 전압 보상 단계는, 상기 PCC 전압에 포함된 5번째 및 7번째 고조파 성분을 추출하는 고조파 추출 단계 및 상기 5번째 고조파 성분 및 상기 7번째 고조파 성분을 제로(zero)로 보상하는 고조파 보상 단계를 포함할 수 있다.

한편, 상기 PCC 전압 검출 단계 이전에, 상기 발전 시스템의 고정자(statro) 전압을 조정하여 회전자 전류의 기본 성분으로 출력하는 단계를 더 포함할 수 있다.

한편, 상기 고조파 보상 단계 이후에, 상기 5번째 고조파 성분 및 상기 7번째 고조파 성분을 제로(zero)로 보상하여 회전자 전류의 고조파 성분으로 출력하는 단계를 더 포함할 수 있다.

한편, 상기 기본 성분 출력 단계 이후에, 상기 회전자 전류를 정류하여 기준 회전자 전압으로 출력하는 회전자 전압 출력 단계를 더 포함할 수 있다.

본 발명에 따른 DFIG의 PCC 출력 전압 제어 방법 및 장치는, DFIG에 비선형 부하가 연결되더라도, PCC의 출력 전압이 정현파를 유지할 수 있는 효과를 제공한다.

도 1은 본 발명에 따른 비선형 부하를 제공하는 독립형 DFIG 기반 풍력 발전기를 설명하기 위한 도면,
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 발전 시스템 제어 장치를 설명하기 위한 블럭도,
도 3은 본 발명에 따른 DFIG와 다양한 형태의 부하 사이의 연결 인터페이스를 설명하기 위한 도면,
도 4는 본 발명에 따른 다양한 좌표계 사이의 공간적인 관계를 설명하기 위한 도면,
도 5는 본 발명에 따른 공통 연결점 전압의 고조파를 제거하기 위한 PI 제어기를 설명하기 위한 도면,
도 6은 본 발명에 따른 회전자 측 컨버터에서 실행되는 폐루프 P3R 회전자 전류 제어기를 설명하기 위한 도면,
도 7은 본 발명에 따른 PR 및 P3R 제어기의 폐루프 전달 함수의 크기 및 위상을 비교하기 위한 보드 선도,
도 8은 본 발명에 따른 비선형 부하를 갖는 독립형 DFIG의 회전자 측 컨버터 출력 전압 제어 장치를 설명하기 위한 블럭도,
도 9는 본 발명에 따른 비선형 부하를 갖는 독립형 DFIG의 회전자 측 컨버터의 전압 제어 방법을 설명하기 위한 흐름도,
도 10은 본 발명에 따른 비선형 부하를 갖는 독립형 2.2 kW의 DFIG의 실험적인 구성을 설명하기 위한 도면,
도 11은 본 발명에 따른 고조파 보상 방법이 없는 제어 스킴의 실험적인 결과를 설명하기 위한 도면,
도 12은 본 발명에 따른 고조파 보상 방법에 의한 제어 스킴의 실험적인 결과를 설명하기 위한 도면,
도 13은 본 발명에 따른 PR 제어기로 고정 좌표계에서, α-축 회전자 전류 추적 성능의 결과를 설명하기 위한 도면,
도 14는 본 발명에 따른 P3R 제어기로 고정 좌표계에서, α-축 회전자 전류 추적 성능의 결과를 설명하기 위한 도면,
도 15는 본 발명에 따른, PR 제어기로 고정 좌표계에서, β-축 회전자 전류 추적 성능의 결과를 설명하기 위한 도면,
도 16은 본 발명에 따른, P3R 제어기로 고정 좌표계에서, β-축 회전자 전류 추적 성능의 결과를 설명하기 위한 도면,
도 17은 본 발명에 따른, 하위 동기 속도에서 상위 동기 속도까지 회전자 속도 변화에서 회전자 전류의 과도 성능을 설명하기 위한 도면,
도 18은 본 발명에 따른 공통 연결점에서 전류 분포를 설명하기 위한 도면이다.

도 1은 본 발명에 따른 비선형 부하를 갖는 독립형 DFIG 기반의 풍력 발전기를 설명하기 위한 도면이다.

도 1을 참고하면, 도 1에 도시된 독립형 DFIG 기반 풍력 발전기의 회전자 전류를 제어하는 제어 시스템은 회전자 측 컨버터(Rotor-Side Converter ; RSC), 부하 측 컨버터 (Load-Side Converter ; LSC) 및 DSP 제어기를 포함할 수 있다.

부하 측 컨버터(LSC)는 PCC 및 직류 연결 전압 사이의 2개의 전압 레벨을 매칭하는 변압기(transfomer)를 통해서 고정자 측에 연결될 수 있다. 전형적인 벡터 제어 스킴을 적용한 부하 측 컨버터는 회전자 측 컨버터를 통과하는 전력의 흐름 방향과 상관없이 직류 연결된 전압을 제어하기 위해서만 사용된다. 즉, 부하 측 컨버터는 고조파 영향을 보상하기 위해서 특별한 제어 효과를 발휘하지는 못한다.

본 발명에 따르면, 회전자 전류를 제어함으로써 PCC의 전압을 보상할 수 있다. 즉, PCC 전압의 고조파 성분을 보상하는 것은 회전자 측 컨버터에서 수행될 수 있다. 이때, 회전자 전류에 포함되어 있는 5번째 고조파 성분과 7번째 고조파 성분은 분해되지 않고, P3R 제어기에 의해서 직접 정류될 수 있다.

필터링 커패시터(C)가 더 포함될 수 있다. 필터링 캐패시터는 회전자의 단자와 연결될 수 있고, 회전자 출력 전압 리플을 줄여준다. DFIG를 위해 여기 전류(excitation current)의 일부를 제공하며, 통신 노이즈에 의한 회전자 PWM 인버터에 의해서 생성되는 고주파 성분을 필터링하는 기능을 수행할 수 있다.

3개의 인덕터(L)는 각 상(phase)마다 설치되고, 각각의 인덕터는 예를 들어 2mH 인덕턴스를 갖는다. 각각의 인덕터는 부하 측 컨버터와 PCC 사이에 연결될 수 있다.

도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 발전 시스템 제어 장치를 설명하기 위한 블럭도이다.

본 발명의 일 실시예에 따른 발전 시스템 제어 장치는, 발전부(100), 부하(200) 및 보상부(300)를 포함한다.

발전부(100)는 풍력에너지를 이용하여 터빈을 회전시켜 전기에너지를 발생시키는 풍력 발전 시스템일 수 있다. 이러한 풍력 발전 시스템은 예시적인 것이고, 이외에도 기계적 에너지를 전기적 에너지로 변환하는 발전 시스템은 모두 발전부(100)로 구현될 수 있다. 특히, 본원 발명의 바람직한 실시예에 따르면, 발전부(100)는 풍력 발전 시스템에서 독립형 DFIG를 포함하는 발전 시스템으로 구현될 수도 있다.

부하(200)는 발전부(100)에서 발전된 전기에너지를 사용하는 복수의 부하(load)를 총칭한다. 발전부(100)에 의해서 발전된 전기에너지는 PCC를 통해서 서로 연결될 수 있다. 이렇게 PCC를 통해서 연결된 복수의 부하는 서로 전기적인 영향을 줄 수 있다.

보상부(300)는 발전부(100)에서 발전된 전기에너지가 발전부(100)의 출력단을 통해서 부하(200)에 전달되는 경우 PCC 전압을 검출할 수 있다. 또한, 부하(200) 중 비선형 부하에 의해서 발생되는 PCC 전압의 왜곡을 검출하여 이를 보상함으로써 PCC에서 정현파 전압을 출력할 수 있도록 한다.

이러한 보상부(300)는 발전부(100)의 공통 연결점(PCC) 전압을 보상하는 PCC 전압 제어부(310), PCC 전압의 고조파 성분을 추출하여 이를 보상하는 고조파 전압 제어부(320) 및 PCC 전압 제어부(310)의 출력에 기초하여 발전부(100)를 구성하는 회전자의 전류를 제어하는 회전자 전류 제어부(330)로 구성될 수 있다.

이때, PCC 전압 제어부(310)는, 발전부(100)를 구성하는 고정자(statro)의 전압을 비례 적분 제어기(Proportional Integral Controller)를 이용하여 조정함으로써 회전자 전류의 기본 성분으로 출력할 수 있다.

이때, 고조파 전압 제어부(320)는, PCC 전압에 포함된 5번째 및 7번째 고조파 성분을 추출할 수 있다. 이때 5번째 및 7번째 고조파 성분은 대역 통과 필터를 이용하여 추출할 수 있다. 고조파 전압 제어부(320)는 추출된 5번째 고조파 성분 및 상기 7번째 고조파 성분을 제로(zero)로 보상하여 회전자 전류의 고조파 성분으로 출력할 수 있다.

이때, 회전자 전류 제어부(330)는, 회전자 전류를 분리된 3개의 비례 적분 제어기(P3R cotroller)에 의해서 정류하여 기준 회전자 전압으로 출력할 수 있다.

이하에서는 발전부(100)와 부하(200)사이의 인터페이스 관계와, 부하(200)의 가변에 따라 발전부(100)의 출력 전압이 어떠한 영향을 받는지에 대해서 상세하게 설명한다.

도 3은 본 발명에 따른 DFIG와 다양한 형태의 부하 사이의 연결 인터페이스를 설명하기 위한 도면이다. 도 3을 참고하면, PCC에 비선형 부하가 연결됨으로써, PCC의 출력 전압이 왜곡될 수 있음을 확인할 수 있다.

즉, 직류 연결 캐패시터로 구동하는 AC 머신과 전력 컨버터에서 광범위하게 사용되는 앞단의 다이오드, 후단의 정류기를 비선형 부하로써 고려한다. 상술한 바와 같이, 비선형 부하는 비선형 부하 전류에 의해서 PCC에서 왜곡된 전압 파형(v_p)을 초래한다. 이러한 전압은 기본 주파수의 6n±1차 홀수 고조파 성분을 포함하고, 이는 적절한 제어 알고리즘에 의해서 보상되지 않는다면, 다른 부하의 성능에 악영향을 준다. 즉, 홀수 고조파 중 5번째 및 7번째 고조파 성분은 제거될 필요성이 있는 가장 심각한 고조파 성분이다. 따라서, 본 발명에 따른 고조파 제어 방법은 독립형 DFIG의 PCC 전압에서 2개의 고조파 성분을 보상하는 알고리즘을 제공하는 것을 기술적 특징으로 한다.

도 3을 참고하면, DFIG의 고정자 측과 비선형 부하를 포함하는 다양한 부하 사이에는 연결 인터페이스가 구성될 수 있다. DFIG의 고정자 저항(R_s)과 고정자 인덕턴스(L_s)는 장치의 내부 고정자 임피던스로 고려할 수 있다. 비선형 부하 전류(i_N)는 내부 고정자 임피던스에서 비선형 전압 강하(V_NS)를 초래하게 된다. 도 3에 따르면, PCC에서 고정자의 출력 전압(V_p)은 다음의 수학식 1에 의해서 결정될 수 있다.

즉, 소스 전압(V_s)에서 비선형 전압 강하(V_NS)가 발생하므로 이를 제외하여 출력 전압(V_p)를 구할 수 있다. 이때, 고정자 전류(i_s)의 기본 성분 및 고조파 성분을 모두 고려하면, 수학식 1은 다음의 수학식 2와 같이 표현될 수 있다.

여기서 PCC 전압의 기본 성분은 다음의 수학식 3과 같이 표현될 수 있다.

이때, 비선형 전류에 의해서 초래되는 왜곡된 전압은 다음의 수학식 4에 의해서 표현될 수 있다.

즉, 유도된 고정자 전압(V_s)이 정현파이더라도, PCC 출력 전압(V_p)은 수학식 4에서 표시된 바와 같이 왜곡된 성분(V_ph)에 의해서 초래되는 비정현파의 형태가 된다. 이러한 왜곡된 성분으로 인한 효과를 제거하기 위해서, 본 발명에 따른 제어 방법은 비선형 전압 강하(V_NS)를 보상하도록 적절한 유도된 고정자 전압(V_s)을 생성할 수 있다.

본 발명에 따른 고조파 제어 방법은 회전자의 회로에서 적절한 필드 여기(excitation)를 생성하도록 회전자 측 컨버터에서 전류 제어 스킴을 적용한다. 이하에서 이러한 전류 제어 스킴에 대해서 보다 상세하게 설명한다.

도 4는 본 발명에 따른 다양한 좌표계 사이의 공간적인 관계를 설명하기 위한 도면이다.

도 4를 참고하면, 본 발명에 따른 고조파 제어 방법은 회전자 측 컨버터에 흐르는 회전자 전류를 정류하기 위해서 고정 좌표계(stationary reference frame)에서 수행될 수 있다. 따라서, 본 발명에 따른 DFIG의 동적 모델링은 다음과 같이 수학식 5 내지 8과 같은 고정 좌표계로 표현될 수 있다.

상술한 수학식 5 내지 8를 참고하여, 고정 좌표계에서 회전자의 전압은 다음의 수학식 9 및 10에 의해서 표현될 수 있다.

여기서,

은 전체 손실 인자(leakage factor)이다. 이러한 회전자 전압은 예를 들어 적당히 유도된 고정자 출력 전압(V_s)을 생산하는 제어 목표를 달성하기 위해서 고정 좌표계를 사용하는 회전자 전류를 정류하기 위해서 사용된다.

도 4는 고정자 좌표계(α_sβ_s), 회전자 좌표계(α_rβ_r), 양의 기본 좌표계(dq¹), 각속도(7ω_s)로 회전하는 양의 7번째 고조파 좌표(dq⁷), 각속도(-5ω_s)로 회전하는 음의 5번째 고조파 좌표(dq⁵)를 포함하는 가변 좌표계 사이의 관계를 설명하고 있다. 벡터(F)는 발전기의 전압, 전류 또는 플럭스(flux)를 나타낸다.

도 4의 다양한 좌표계에서 벡터(F) 사이의 관계는 다음의 수학식 11과 같이 표현될 수 있다.

벡터(F)는 각각의 기본, 5번째 및 7번째 시퀀스 성분을 사용하여 고정 좌표계에서 다음의 수학식 12와 같이 표현될 수 있다.

수학식 12를 참고하면, 비선형 부하에서는, 고정 좌표계에서 사용되는 모든 제어 변수가 주파수 차이를 갖는 3개의 가변 AC 성분을 구성하고 있음을 확인할 수 있다. 결과적으로, 적절한 제어 알고리즘이 왜곡 상태에서 제어 변수를 제어하기 위해서 요구된다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, P3R 제어기를 이용하여 제어 변수를 제어할 수 있다.

도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 PCC 전압의 고조파를 제거하기 위한 PI 제어기를 설명하기 위한 도면이다.

도 5를 참고하면, 본 발명에 따른 제어 알고리즘은 비선형 부하에도 불구하고 PCC 전압의 5번째 및 7번째 고조파를 보상할 수 있다. 따라서, PCC 전압의 양의 7번째 및 음의 5번째 고조파 성분, 예를 들어 (V⁷ _Pdq7) 및 (V⁵ _Pdq5)가 추출되고 제거된다.

먼저, 대역 통과 필터(band pass filter)가 측정된 PCC 전압으로부터 5번째 및 7번째 고조파 성분을 추출한다. 이러한 필터는 5번째 및 7번째 고조파를 제외하고는 전압 성분의 모든 주파수를 제거할 수 있다. 그 다음으로, 이러한 전압 고조파는 5번째 및 7번째 고조파 좌표로 각각 변환되고, 이는 그들의 직류 량을 얻기 위해서 각각 -5ω_s 와 7ω_s로 회전된다. 마지막으로, 4개의 PI 전압 제어기는 0으로 설정된 기준값에 의해서 이렇게 선택된 고조파를 완전하게 제거한다.

도 5를 참고하면, PI 제어기의 출력은 예를 들어 i⁵ _rdq5 및 i⁷ _rdq7 인 회전자 전류의 기준 고조파 시퀀스이다. 이러한 2개의 기준 성분은 기본 성분에 주입되고, 이는 고정자 출력 전압의 크기를 조정하기 위해서 사용되고, 다음의 수학식 13에 의해서 연산되는 전체의 기준 회전자 전류를 얻기 위해서 사용될 수 있다.

수학식 13을 참고하면, 즉각적인 회전자 전류는 즉, ω_s속도로 회전하는 기준 전류, -5ω_s 속도로 회전하는 음의 5번째 고조파 전류, 7ω_s 속도로 회전하는 양의 7번째 고조파 전류인 3개의 교류 성분으로 구성되어 있음을 확인할 수 있다.

상술한 수학식 13에서 회전자 전류가 정확하게 제어된다면, 앞서 분석된 것처럼 비선형 전압 강하를 보상하기 위해서 DFIG의 적절한 고정자 전압을 유도하는 회전자 회로에서 적당한 필드 여자가 생성될 수 있다.

도 6은 본 발명에 따른 회전자 측 컨버터에서 실행되는 폐루프 P3R 회전자 전류 제어기를 설명하기 위한 도면이다.

도 6을 참고하면, 본 발명에 따른 P3R 제어기는 수학식 13에서 결정된 3개 특정 주파수를 갖는 교류 성분에 대한 제로 정상 상태 회전자 전류 에러를 얻기 위해서 사용된다. 따라서, 제어기는 예를 들어, 기본 주파수(ω_s)와 동기 주파수의 음의 5번째 고조파 주파수(-5ω_s), 및 양의 7번째 고조파 주파수(7ω_s)로 선택된 주파수에 맞춰진 3개 공진 레귤레이터(resonant regulator)를 포함한다. 고정 좌표계에서 실시된 것처럼, P3R 제어기는 선택된 주파수 ω_s , -5ω_s,7ω_s에서 회전자 전류에 대해 제로의 정상 상태 에러를 확보할 수 있다.

P3R 제어기는 양의 시퀀스 성분 및 음의 시퀀스 성분을 분해하지 않고 회전자 전류를 동시에 조정할 수 있다. 각각의 공진 레귤레이터는 공진 필터로 알려진 것으로 구현될 수 있고, 이는 PCC에서 고정자 출력 전압의 각각의 고조파를 보상하기 위해서 사용될 수 있다.

도 6에 도시된 본 발명의 일 실시예에 따른 P3R 회전자 전류 제어기는, 다음의 수학식 14으로 표현될 수 있는 개방루프 전달 함수를 갖는다.

여기서, K_p는 PI 제어기와 동일한 함수를 갖는 비례 이득이고, K_r1 _,2,3 는 선택된 (공진) 주파수에서 무한 이득을 제공하는 공진 이득이며, 동기 주파수(ω_s)는 2π60(rad/s)이다. 이러한 제어기 이득은 Naslin polynomial technique를 사용하여 설계될 수 있다.

그러나, 본 발명의 일 실시예에 따르면, 공진 주파수에서 제어 불안정성을 회피하기 위해서 컷오프 주파수(ω_c)를 갖는 댐핑 항(damping term)이 수학식 14의 전달 함수의 분모에 추가될 수 있다.

본 발명에 따른 P3R 제어기가 제로의 정상 상태 에러를 효과적으로 보장하는지를 확인하기 위해서, 폐루프 시스템에서 그것의 주파수 응답에 관한 분석적인 조사가 수행된다. 도 6에서 도시된 시스템의 제어 스킴의 폐루프 전달 함수는 다음의 수학식 15와 같이 표현될 수 있다.

여기서,

이고, M(S)는 다음의 수학식 16과 같이 표현될 수 있다.

여기서,

를 수학식 15에 대입하면, 폐루프 전달함수는 다음의 수학식 17 및 18으로 표현될 수 있다.

수학식 17 및 18항에 의해서 얻어지는 결과는 기계 파라미터에 상관없이 선택된 (공진) 주파수에서 단위 이득 및 제로 위상 에러를 항상 얻게 된다. 결과적으로, 본 발명에 따른 P3R 제어기는 PR 제어기와 전달함수 특성을 비교하기 위하여 이하에서 설명하는 보드 선도(bode plot)를 시뮬레이션하여 비교함으로써 파악할 수 있다.

도 7은 본 발명에 따른 PR 및 P3R 제어기의 폐루프 전달 함수의 크기 및 위상을 비교하기 위한 보드 선도를 도시한다.

이때, PR 제어기는 -5ω_s 및 7ω_s로 맞춰진 P3R 제어기에서 2개의 공진 레귤레이터를 제거함으로써 얻어질 수 있다. 즉, PR 제어기가 고조파 보상 이슈를 고려하지 않고 회전자 전류의 기본 성분을 단독으로 정류하도록 사용되고 있음을 의미한다.

도 7에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 P3R 제어기는 선택된 주파수 -5ω_s 및 7ω_s에서 단위 이득(0dB)과 제로 위상 에러를 갖는 보다 정확하고 적당한 제어를 제공할 수 있다. 대조적으로, 동일한 주파수에서 PR 제어기의 대역폭은 불충분하게 제어되기 때문에, 정확한 제어가 이루어지지 않는다. 도 7에 도시된 것을 참고하여 P3R 제어기가 적용된 전달함수의 보드 선도를 분석해보면, 5ω_s 와 7ω_s에서의 크기는 단위 이득을 갖고, 위상은 제로임을 확인할 수 있다. 반면에, PR 제어기가 적용된 전달함수의 보드 선도를 분석해보면, 5ω_s 와 7ω_s에서의 크기는 단위 이득을 갖지 않고, 위상은 -90°를 초과하고 있음을 확인할 수 있다. 즉, 비선형 부하를 갖는 독립형 DFIG 시스템을 위한 고조파 보상 방법을 위해서 P3R 제어기를 적용한 경우에 고조파 보상 방법으로 더 효과적임을 확인할 수 있다.

본 발명의 일 실시예를 실제적으로 시뮬레이션 결과를 이하에서 살펴보겠지만, 실험적인 결과는 고조파 보상 능력 관점에서 P3R 제어기가 더 만족스러운 성능을 보장한다는 사실을 확인할 수 있다.

도 6에 도시된 본 발명에 따른 회전자 전류 제어 방법에서, P3R 제어기의 입력은 추가된 고조파 보상 성분을 포함하는 회전자 전류 에러(△i^s _rαβ)이다. 각각의 고조파 성분은 공진 주파수 ω_s , -5ω_s , 7ω_s 에 각각으로 맞춰진 단일 공진 레귤레이터에 의해서 보상될 수 있다. 각각의 공진 제어기의 출력은 기준 회전자 전압(V^s' _rαβ)를 얻기 위해서 모두 더해질 수 있다.

상술한 수학식 9 및 수학식 10를 이용하여, 전제 기준 회전자 전압은 다음의 수학식 19와 같이 식별될 수 있다.

여기서, E^s _r _αβ 는 P3R 제어기에 외란(disturbance)이고, 이는 회전자 백-전자기 힘(EMF)에 의해서 초래되는 알려지지 않은 크기이다. 그리고, V^s' _r _αβ는 다음의 수학식 20에 의해서 연산될 수 있는 P3R 제어기의 출력이다.

최종적으로, 다음의 수학식 21과 22에 의해서 기준 회전자 전압이 연산될 수 있다.

이때 회전자 전류 제어 스킴의 변조 인덱스는 회전자-기준 좌표에서 수행되어야 하므로, 이러한 기준 회전자 전압은 다음의 수학식 23에 의해서 고정자 고정 좌표계에서 회전자 기준 좌표계로 회전자 각속도를 사용하여 변환해야 한다.

도 8은 본 발명에 따른 비선형 부하를 갖는 독립형 DFIG의 회전자 측 컨버터 출력 전압의 고조파 제어 장치를 설명하기 전체 시스템 블럭도이다.

도 8을 참고하면, 회전자 측 컨버터에 적용된 본 발명에 따른 제어 장치의 블럭도를 도시한다. 본 발명에 따른 제어 스킴은 3개의 폐루프 제어 블럭을 포함한다.

PCC 전압 제어 루프

PCC 전압 제어 루프는 PCC 전압 크기(V_p ^*)를 조정하기 위해서 PI 제어기에 의해서 실행될 수 있다. 즉, PCC 전압 제어 루프의 출력은 회전자 전류의 기준 기본 성분(i_rd ¹ ^*)이고, 그 다음에 P3R 전류 제어기에 의해서 제어될 수 있도록 고정 좌표계(i^s* _rαβ)로 변환된다. 반면에 q-축 커맨드 회전자 전류(i¹ ^* _rq)는 DFIG의 고정자 전류에 기초한다.

이러한 PCC 전압 제어 루프는 주로 DFIG의 전기적 부하 또는 속도 변화의 효과로 인하여 발생되는 전압 변화를 제거하기 위해서 수행된다. 도 7에서는 PCC 전압 제어 루프의 블럭도가 도시되어 있다. PCC 전압 제어 루프 블럭 이외에 구성된 저역 통과 필터(Low Pass Filter ; LPF)는 PCC 전압의 기본 성분을 추출한다. 저역 통과 필터에 의해서 추출된 PCC 전압의 기본 주파수 성분에 대해서 다음의 수학식 24에 의해서 그 전압 크기가 연산될 수 있다.

수학식 24에 의해서 연산된 PCC 전압(V_p)의 크기는 PCC 전압 제어 루프에 입력으로 들어간다.

고조파 전압 제어 루프

고조파 전압 제어 루프는 PCC 전압에 포함된 5번째 및 7번째 고조파 성분을 0으로 유도하여 PCC 전압을 보상한다. 도 7에 도시된 바와 같이 고조파 전압 제어 루프 블럭은 PI 제어기를 포함한다. 고조파 전압 제어 루프의 출력은 회전자 전류의 기준 고조파 성분(i⁵ ^* _rdq 및 i⁷ ^* _rdq)이다. 이러한 dq 기준 값들은 고정 좌표계(i^s ^* _rαβ5 및 i^s ^* _rαβ7)로 변환된다. 이는 수학식 13에서 연산되는 전체 기준 회전자 전류를 얻기 위해서, 기 연산된 기준 성분에 더해진다.

P3R 회전자 전류 제어 루프

기준 회전자 전류가 2개의 고조파 전압 제어 루프에서 얻어지고, 이렇게 얻어진 기준 회전자 전루는 고정 좌표계에서 실행되는 P3R 제어기를 사용하여 정류된다. 이렇게 P3R 전류 제어 루프의 대역폭은 상술한 전압 제어 루프보다 더 빠르다. 이러한 P3R 전류 제어 루프의 출력은 기준 회전자 전압(V^s ^* _rαβ)이 된다. 이는 상술하였으므로 상세한 설명은 생략한다. 이렇게 요구된 회전자 전압이 회전자 좌표계(V^r ^* _rabc)의 3상 값으로 변환되고, 변환된 값은 회전자 측 컨버터의 스위치인 IGBT를 위한 제어 신호를 생성하기 위해서 PWM 블럭에 적용된다.

도 9는 본 발명의 다른 실시예에 따른 발전 시스템 제어 방법의 흐름도를 도시한다.

도 9를 참고하면, 본 발명에 따른 발전 시스템 제어 방법은, PCC 전압 검출 단계(S910), 고조파 성분 추출 단계(S930) 및 5번째와 7번째 고조파 성분 보상 단계(S950)를 포함할 수 있다.

PCC 전압 검출 단계(S910)는 발전부(100)의 공통 연결점에서의 전압을 검출한다.

고조파 성분 추출 단계(S930)는 검출된 PCC 전압에 포함된 고조파 성분에 대해서 공진 정류기를 통해서 해당 고조파 성분을 추출하게 된다. 이때 고조파 성분 중 5번째 및 7번째 고조파에 대해서만 추출한다.

고조파 성분 보상 단계(S950)는 추출된 5번째 고조파 성분 및 7번째 고조파 성분을 제로(zero)로 보상한다.

PCC 전압 검출 단계(S910) 이전에는, 발전 시스템의 고정자(stator) 전압을 조정하여 회전자(rotor) 전류 기본 성분을 출력할 수 있다.

또한, PCC 전압 보상 단계(S910) 이후에는, 5번째 고조파 성분 및 상기 7번째 고조파 성분을 제로(zero)로 보상하여 회전자 전류의 고조파 성분을 출력할 수 있다.

또한, 회전자 전류의 고조파 성분을 출력한 이후에, 회전자 전류를 정류하여 기준 회전자 전압을 출력할 수 있다.

도 10은 본 발명에 따른 비선형 부하를 갖는 독립형 2.2 kW의 DFIG의 실험적인 구성을 설명하기 위한 도면이다.

도 1에서 도시된 시스템에 기반한 실험적인 플랫폼이 도 10에 도시된다. 도 10에 도시된 실험 플랫폼은 비선형 부하를 갖는 2.2kW 독립형 DFIG이다. DFIG의 전격 전력은 2.2kW이고, 극점의 개수는 6개이며, 고정자 전압은 440V/6.5A 60Hz이다. 회전자 전압은 40V/34A이다. 회전자 저항(R_r)은 0.56 Ω이고, 고정자의 저항(R_s)는 2.14Ω이다. 또한 회전자 인덕턴스(L_r)는 0.052953 H이며, 고정자 인덕턴스(L_s)는 0.052953 H이고, 상호 인덕턴스(L_m)은 0.04847 H이다.

본 발명의 일 실시예에 따르면, 부하 측 컨버터는 PCC 전압의 고조파 성분을 보상하는 방법에 참여하지 않는다. 이때 부하측 컨버터는 60V의 직류 연결 전압을 유지하도록 제어된다. 반면에, 본 발명에 따른 PCC 전압의 고조파 성분 보상 방법은 스위칭 주파수가 10KHz에서부터 회전자 측 컨버터에서 수행될 수 있다.

2개의 DSP 제어기 보드는 회전자 측 컨버터(RSC) 및 부하 측 컨버터(LSC)를 개별적으로 제어할 수 있다. 속도 제어가 가능한 프라임 무버로 에뮬레이트된 2.2kW 직류 모터에 의해서 DFIG가 회전할 수 있다. 고정자 출력 전압은 정격 전력 1.5kW를 저항 부하에 공급하도록 3상 다이오드 정류기에 연결되고, 125V를 유지하도록 제어될 수 있다.

도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 비선형 부하를 갖는 독립형 DFIG의 회전자 측 컨버터의 전압 제어 방법을 설명하기 위한 흐름도이다.

도 11을 참고하면, 고조파 전압 제어 루프가 동작하지 않고, PR 제어기가 전류 제어 스킴에 사용되는 경우의 회전자 전류와 PCC 전압의 특성을 도시하고 있다.

즉, 비선형 부하의 효과에 의한 PCC 전압의 영향을 조사하기 위해서 고조파 보상 방법을 사용하지 않는 제어 스킴을 시뮬레이션 하였다. 이 경우에 고조파 전압 제어 루프와 P3R 제어기 제어 루프가 채택되지 않았고, 오직 PCC 전압 제어 루프와 PR 제어기에 의한 전류 제어가 수행되었다.

이러한 시뮬레이션에서는 고조파 보상 이슈를 고려하지 않고, 고정 좌표계에서의 기준 회전자 전류(i^s _r _αβ )가 오직 동기 주파수에 맞춰진 기본 성분을 갖는 경우에 대한 결과만을 도 11에서 도시하고 있다.

따라서, 이러한 회전자 전류는 고정 좌표계에서는 정현파 특성을 보인다는 것을 확인할 수 있다. 더욱이, 도 11에는 비선형 전류(i_Na)가 도시되고 있다. 본 발명에 따른 고조파 전압 제어 알고리즘이 적용되지 않는 경우, PCC 전압(V_pa)은 5번째 및 7번째 고조파 성분을 포함하는 왜곡된 파형이 된다. 이러한 고조파는 PCC에 연결된 다른 부하의 성능에 악영향을 미친다.

고조파 전압 제어 루프는 PCC 전압의 5번째 및 7번째 고조파를 제거할 수 있다. 수학식 13에 의해서 연산된 기준 회전자 전류가, 3개의 주파수 ω_s, -5ω_s, 7ω_s를 갖는 3개의 교류 성분을 포함한다. 따라서, P3R 제어기는 어떤 연속적인 분해 없이 회전자 전류를 직접 정류할 수 있다.

도 12는 본 발명에 따른 고조파 보상 방법에 의한 제어 스킴의 실험적인 결과를 설명하기 위한 도면이다.

도 12에서는, 고정 좌표계(i^s _r _αβ)에서 측정된 회전자 전류의 실험적인 결과를 도시한다. 본 발명에 따른 고조파 전압 제어 적용 후에는, PCC 전압(V_pa)은 비선형 부하 전류(i_Na)의 영향에도 불구하고 순수 정현파로 출력되는 것을 확인할 수 있다.

도 13은 본 발명에 따른 PR 제어기로 고정 좌표계에서, α-축 회전자 전류 추적 성능의 결과를 설명하기 위한 도면이다.

도 13을 참고하면, 기준 회전자 전류는 i^s ^* _rα 이고, 측정된 회전자 전류는 i^s _rα이다. 공통 전압 위상은 v_pa이고, 회전자 좌표의 회전자 전류 위상은 i^r _ra이다. 고정 좌표계에서 α-축 회전자 전류(i^s _r _α)를 조정하는 PR 제어기의 정상 상태 동작 특성이 도 13에 도시되고 있다. 5번째 및 7번째 고조파 주파수에서 PR의 불충분한 대역폭에 의하여, 측정된 회전자 전류(i^s _r _α)가 적절하지 않고, 요구되는 회전자 전류(i^s _rα)가 올바르게 조정되지 않고 있음을 확인할 수 있다. 이는 PCC 전압에 불충분한 보상 결과를 초래하게 된다. 도 12에서 도시되고 있는 바와 같이 고조파 전압 제어 루프가 적용되었음에 불구하고, 비정현파 전압 파형(v_pa)이 초래되고, 회전자 좌표(i^r _ra)에서 적당하지 않은 회전자 전류가 도 13에 동시에 도시되고 있음을 확인할 수 있다. 반면에, P3R 제어기의 정상 상태 성능의 실험적인 결과는 도 14에서 도시되고 있다. 이하에서 이를 검토한다.

도 14는 본 발명에 따른 P3R 제어기로 고정 좌표계에서, α-축 회전자 전류 추적 성능의 결과를 설명하기 위한 도면이다.

도 14에서는 도 13에서 도시되고 있는 것과 동일한 가변적인 파형을 도시하고 있다. 실제 회전자 전류는 기준 값에 따라 보다 정확하게 제어되는 것을 확인할 수 있다. 결과적으로, PCC 전압은 고조파가 없는 완전한 정현파로 표현되고 있다. 그러나, PR 제어기 또는 P3R 제어기를 개별적으로 사용함으로써 얻어지는 요구되는 회전자 전류(i^s ^* _rα)는 비슷하지 않음을 확인할 수 있다.

이는 전압 제어 루프 및 전류 제어 루프 사이의 상호 영향에 그 원인이 있다. 이를 구체적으로 살펴보면, 기준 회전자 전류는 PCC 전압 제어 루프 및 고조파 전압 제어 루프 모두로부터 출력된다. 전류 조정 과정에서 전류 제어기(PR 또는 P3R)의 정확성 차이가 요구되는 회전자 전류의 그러한 차이를 현저하게 초래할 수 있다.

도 15는 본 발명에 따른, PR 제어기로 고정 좌표계에서, β-축 회전자 전류 추적 성능의 결과를 설명하기 위한 도면이다.

도 15를 참고하면, 기준 회전자 전류는 i^s ^* _rβ 이고, 측정된 회전자 전류는 i^s _rβ이다. PCC 전압의 위상은 v_pa 이고, 회전자 좌표계의 회전자 전류 위상은 i^r _ra 이다. 고정 좌표계(i^s _r _β)에서 β-축 회전자 전류에 대한 PR 제어기의 실험적인 결과를 도시한다.

도 16은 본 발명에 따른, P3R 제어기로 고정 좌표계에서, β-축 회전자 전류 추적 성능의 결과를 설명하기 위한 도면이다.

기준 회전자 전류는 i^s ^* _rβ 이고, 측정된 회전자 전류는 i^s _r _β이다. PCC 전압의 위상은 v_pa이고, 회전자 좌표계의 회전자 전류 위상은 i^r _ra이다. 고정 좌표계(i^s _r _β)에서 β-축 회전자 전류에 대한 P3R 제어기의 실험적인 결과를 도시한다.

도 15 및 도 16에 도시된 기준 회전자 전류와 측정된 회전자 전류를 비교하고, PCC 전압을 서로 비교하면 앞서 살펴본 바와 같이, P3R 제어기를 이용한 경우에 요구되는 회전자 전류의 차이점이 발생한다는 것을 확인할 수 있다.

도 17은 본 발명에 따른, 하위 동기 속도에서 상위 동기 속도까지 회전자 속도 변화에서 회전자 전류의 과도 상태 성능을 설명하기 위한 도면이다.

도 17을 참고하면, P3R의 정상 상태 동작 특성이 우수함을 확인할 수 있고, 과도 상태의 동작 특성도 충분히 우수함을 확인할 수도 있다. 도 17은 하위 동기 속도에서 최상의 동기 속도까지 변화하는 가변 회전자 속도하에서, 회전자 좌표계(i^r _rabc)에서 3상 회전자 전류의 동적 응답을 도시하고 있다. 회전자 전류는 동기 속도 지점을 통해서 잘 제어되고 있음을 확인할 수 있다. P3R 제어기를 이용한 본 발명에 따른 고조파 보상 방법은 가변 속도 DFIG 응용에 완전하게 적용가능하다는 것을 입증할 수 있다.

도 18은 본 발명에 따른 공통 연결점에서 전류 분포를 설명하기 위한 도면이다.

도 18을 참고하면, PCC의 전류 분포, 예를 들어 고정자 전류(i_sa), 비선형 부하 전류(i_Na) 및 부하측 컨버터의 선전류(i_La)의 실험적인 결과를 도시하고 있다. 도 18에 도시된 바와 같이, 고정자 전류는 비선형 부하 전류에 의해서 왜곡된다. 반면에, 부하측 컨버터의 선전류는 정현파이다. 왜곡된 고정자 전류는 LSC에서 개발된 적절한 제어 알고리즘에 의해서 보상될 수 있다.

비록 본 발명의 예시적인 실시예 및 적용예가 도시되고 설명되었더라도, 본 발명의 기술적 사상의 범위를 벗어나지 않는 범위에서 많은 변화 및 수정이 가능하고, 이러한 변형은 본 발명이 속하는 기술 분야의 통상의 기술자에게 명확하게 이해될 수 있습니다. 따라서, 설명된 실시예는 예시적이지 제한적인 것이 아니며, 본 발명은 첨부된 상세한 설명에 의해서 제한되는 것이 아니지만 청구항의 기술적 범위 내에서 수정가능하다.

100 : 발전부 200 : 부하
300 : 보상부 310 : PCC 전압 제어부
320 : 고조파 전압 제어부 330 : 회전자 전류 제어부

Claims

풍력을 이용하여 전기에너지를 생성하는 발전부;
상기 생성된 전기에너지를 공급받는 부하; 및
상기 부하 중 비선형 부하에 의해서 생성되는 상기 전기에너지의 왜곡을 보상하는 보상부;를 포함하고,
상기 보상부는, 상기 비선형 부하에 의해서 생성되는 고조파 성분들 중 일부를 보상하고,
상기 보상부는,
상기 발전부의 공통 연결점(PCC) 전압을 보상하는 PCC 전압 제어부;
상기 고조파 성분을 추출하여 이를 보상하는 고조파 전압 제어부; 및
상기 PCC 전압 제어부의 출력에 기초하여 상기 발전부를 구성하는 회전자의 전류를 제어하는 회전자 전류 제어부;를 포함하는 것을 특징으로 하는 발전 시스템 제어 장치.
삭제
제 1항에 있어서,
상기 PCC 전압 제어부는,
상기 발전부를 구성하는 고정자(stator)의 전압을 비례 적분 제어기(Proportional Integral Controller)를 이용하여 조정함으로써 회전자 전류의 기본 성분으로 출력하는 것을 특징으로 하는 발전 시스템 제어 장치.
제1항에 있어서,
상기 고조파 전압 제어부는,
상기 PCC 전압에 포함된 5번째 및 7번째 고조파 성분을 추출하고, 상기 5번째 고조파 성분 및 상기 7번째 고조파 성분을 제로(zero)로 보상하여 회전자 전류의 고조파 성분으로 출력하는 것을 특징으로 하는 발전 시스템 제어 장치.
제3항에 있어서,
상기 회전자 전류 제어부는,
상기 회전자 전류를 각각의 3개의 비례 적분 제어기에 의해서 정류하여 기준 회전자 전압으로 출력하는 것을 특징으로 하는 발전 시스템 제어 장치.
발전 시스템 제어 방법에 있어서,
상기 발전 시스템의 공통 연결점(PCC) 전압을 검출하는 PCC 전압 검출 단계;
상기 검출된 PCC 전압에 포함된 5번째 및 7번째 고조파 성분을 추출하는 고조파 추출 단계;
상기 5번째 고조파 성분 및 상기 7번째 고조파 성분을 제로(zero)로 보상하는 고조파 보상 단계; 및
상기 5번째 고조파 성분 및 상기 7번째 고조파 성분을 제로(zero)로 보상하여 회전자 전류의 고조파 성분을 출력하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 발전 시스템 제어 방법.
삭제
제6항에 있어서,
상기 PCC 전압 검출 단계 이전에,
상기 발전 시스템의 고정자(stator) 전압을 조정하여 회전자(rotor) 전류 기본 성분을 출력하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 발전 시스템 제어 방법.
삭제
제6항에 있어서,
상기 회전자 전류의 고조파 성분을 출력하는 단계 이후에,
상기 회전자 전류를 정류하여 기준 회전자 전압을 출력하는 회전자 전압 출력 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 발전 시스템 제어 방법.