KR20100090031A - 스위치 제어 장치 및 스위치 제어 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 스위치 제어 장치 및 스위치 제어 방법에 관한 것이다.
본 발명은 SMPS(switch mode power supply)의 출력 전력을 제어하는 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어한다. 본 발명은 SMPS의 입력 전압에 대응하는 동작 전류를 생성하고, 동작 전류에 의해 생성되는 전원 전압이 소정의 카운터 저기준 전압부터 소정의 카운터 고기준 전압까지 증가하는 보상 기간을 카운터한다. 카운터 결과에 따라 보상 피드백 전류를 생성하고, 일정한 값을 가지는 주 피드백 전류와 보상 피드백 전류를 합해 총 피드백 전류를 생성하며, 총 피드백 전류에 따라 최고치가 증감하는 전력 제한 전류를 생성한다. 전력 제한 전류와 전력 스위치에 흐르는 전류를 비교하여 전력 스위치의 턴 오프를 결정한다.
Figure P1020090009276
SMPS(switch mode power supply), 카운터

Description

스위치 제어 장치 및 스위치 제어 방법{SWITCH CONTROL DEVICE AND SWITCH CONTROL METHOD}
본 발명은 스위치를 이용한 전력 공급 장치(switch mode power supply, 이하, 'SMPS'라 함.)의 최대 출력 전력을 일정하게 제어하기 위한 스위치 제어 장치에 관한 것이다.
SMPS는 입력 전압에 따라 그 출력 효율이 변화한다. SMPS가 동일한 출력 전력을 부하에 공급한다 가정할 때, SMPS의 입력 전압이 낮을수록, 더 큰 입력 전류가 필요하기 때문에 SMPS의 스위치의 듀티가 증가한다. 그 결과 스위치의 도통손실이 증가하여 SMPS의 출력 효율이 감소한다. 그리고 일반적으로 SMPS의 드레인 전류의 최고 값은 입력 전압에 관계없이 일정한 임계치 이하가 되도록 설정한다.
그러면 SMPS 최대 출력 전력이 입력 전압에 따라 변하게 된다. SMPS의 드레인 전류, 입력 전압 및 출력 효율에 따라 출력 전력이 결정되는데, 과부하시에는 스위치가 최대 듀티로 구동되어 드레인 전류의 최고 값이 임계치로 유지된다. 따라서 입력 전압이 높을수록 출력 전력이 증가한다. 즉, SMPS의 최대 출력 전력이 입력 전압에 따라 변하게 되어, 입력전압이 높고 과부하일 때 SMPS는 심각한 스트레 스를 받는다.
이와 같은 문제점을 해결하기 위해 본 발명은 SMPS의 입력 전압에 관계없이 최대 출력 전력을 일정하게 유지하는 SMPS의 스위치 제어 장치 및 스위치 제어 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 한 특징에 따른 스위치 제어 장치는 SMPS(switch mode power supply)의 출력 전력을 제어하는 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하고, 상기 SMPS의 입력 전압에 대응하는 동작 전류를 생성하는 동작 전류원, 및 상기 동작 전류에 의해 생성되는 전원 전압이 소정의 카운터 저기준 전압부터 소정의 카운터 고기준 전압까지 증가하는 보상 기간을 카운터하여, 카운터 결과에 따라 보상 피드백 전류를 생성하고, 일정한 값을 가지는 주 피드백 전류와 상기 보상 피드백 전류를 합해 총 피드백 전류를 생성하며, 상기 총 피드백 전류에 따라 최고치가 증감하는 전력 제한 전류를 생성하는 최대 출력 전력 제어부를 포함한다. 이 때, 상기 전력 제한 전류와 상기 전력 스위치에 흐르는 전류를 비교하여 상기 전력 스위치의 턴 오프를 결정한다. 상기 최대 출력 전력제어부는, 상기 보상 기간을 카운터하여, 카운터 결과에 따라 보상 피드백 전류를 생성하고 출력하는 전력 한계 보상부 및 상기 주 피드백 전류를 생성하는 피드백 전류원을 포함하고, 상기 총 피드백 전류 중 상기 SMPS의 출력 전압에 대응하는 피드백 신호에 따라 상기 전력 제한 전류가 결 정되며, 상기 SMPS의 과부하시 상기 전력 제한 전류는 상기 총 피드백 전류를 포함한다. 상기 전력 한계보상부는, 적어도 한 개의 보상 전류를 생성하는 적어도 하나의 보상 전류원 상기 적어도 하나의 보상 전류원 및 상기 피드백 전류원 사이에 연결되어 있는 적어도 하나의 스위치, 및 상기 보상 기간을 카운트하여, 카운트 결과에 따라 상기 적어도 하나의 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 카운터를 포함한다. 상기 카운터는, 상기 전원 전압과 상기 카운트 고기준 전압을 비교하는 제1 비교기, 상기 전원 전압과 상기 카운트 저기준 전압을 비교하는 제2 비교기, 상기 제1 비교기 및 상기 제2 비교기 각각의 비교 결과를 입력받아 논리 연산하고 상기 논리 연산 결과에 따라 인에이블 신호를 출력하는 논리 연산부, 및 상기 인에이블 신호에 따라 인에이블 되고 입력 신호의 한 주기마다 출력 신호 및 반전 출력 신호를 반전시켜 출력하는 적어도 하나의 카운터 플립플롭을 포함하며, 상기 인에이블 신호는 상기 보상 기간에 대응하고, 상기 적어도 하나의 카운터 플립플롭의 출력 신호는 상기 적어도 하나의 스위치의 스위칭 제어 신호이다. 상기 제1 비교기는, 상기 전원 전압이 입력되는 비반전단자 및 상기 카운트 고기준 전압이 입력되는 반전 단자를 포함하고, 상기 제2 비교기는, 상기 전원 전압이 입력되는 반전단자 및 상기 카운트 저기준 전압이 입력되는 비반전 단자를 포함하며, 상기 논리 연산부는 NOR 게이트이다. 상기 적어도 하나의 보상 전류원의 개수와 상기 적어도 하나의 스위치의 개수는 동일하고, 상기 적어도 하나의 스위치 개수에 따라 상기 적어도 하나의 카운터 플립플롭의 개수가 결정된다. 상기 적어도 하나의 보상 전류원 및 상기 적어도 하나의 스위치가 n 개이고, 상기 적어도 하나의 카운터 플립플롭은 상기 n 개의 스위치 각각에 대응하는 n 개의 카운터 플립플롭을 포함한다. 상기 n 개의 카운터 플립플롭 중 k(1부터 n-1까지의 자연수 중 하나)번째 카운터 플립플롭의 반전 출력 신호는 k+1번째 카운터 플립플롭의 입력 신호이고, k번째 카운터 플립플롭의 출력 신호는 상기 n 개의 스위치 중 k번째 스위치의 스위칭 제어 신호이다. k+1번째 카운터 플립플롭의 출력 신호는 상기 n 개의 스위치 중 k+1번째 스위치의 스위칭 제어 신호이다. 상기 적어도 하나의 카운터 플립플롭은, 소정의 주기를 가지는 카운터 클록 신호를 입력 신호로 받는 카운터 플립플롭을 포함하며, 상기 적어도 하나의 카운터 플립플롭의 출력 신호로 구현되는 디지털 데이터는 상기 카운터 클록 신호의 한 주기단위로 증가한다. 상기 최대 출력 전력 제어부는, 상기 피드백 신호가 캐소드 전극에 인가되고, 상기 피드백 전류원 및 상기 전력 한계 보상부의 출력단에 연결되어 있는 제1 다이오드, 상기 피드백 전류원 및 상기 전력 한계 보상부의 출력단에 애노드 전극이 연결되어 있는 제2 다이오드, 상기 제2 다이오드의 캐소드 전극에 일단이 연결되어 있는 제1저항, 및 상기 제1 저항의 타단에 일단이 연결되어 있고, 타단은 접지되어 있는 제2 저항을 더 포함하며, 상기 피드백 신호는 상기 SMPS의 출력 전압이 감소하면 증가하고, 상기 SMPS의 출력전압이 증가하면 감소하며, 상기 전력 제한 전류는 상기 제2 다이오드를 통해 흐르는 전류이다. 상기 스위치 제어 장치는 상기전력 제한 전류가 상기 제2 저항에 흘러 발생하는 드레인 전류 제어전압과 상기 전력 스위치에 흐르는 전류에 대응하는 감지전압을 비교하여 상기 전력 스위치의 턴 오프 시점을 결정하는 PWM 제어부를 더 포함한다. 상기 PWM 제어부는, 상기 감지 전압이 상기 드레인 전류 제어전압에 도달하면, 상 기 전력 스위치를 턴 오프 시킨다. 상기 스위치 제어 장치는 상기 동작 전류원을 이용해 커패시터를 충전시켜 상기 전원 전압을 생성하고, 상기 커패시터와 상기 동작 전류원 사이에 위치하는 스위치를 더 포함하며, 초기 동작시 상기 전원전압이 상기 스위치 제어 장치의 동작에 필요한 동작 임계 전압에 비해 소정의 마진을 가지는 고기준 전압 이상이 되면, 상기 스위치를 턴 오프 시킨다. 상기 스위치 제어 장치는 상기 전원 전압을 상기고기준 전압 및 상기 고기준 전압보다 낮은 저기준 전압과 비교하여 비교 결과에 따라상기 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 히스테리시스 비교기를 포함하고, 상기 히스테리시스 비교기는, 상기 전원 전압이 상기 저기준 전압보다 작으면, 상기 스위치를 턴 온 시키고, 상기 전원 전압이 상기 저기준 전압과 상기 고기준 전압 사이이면 현재 스위치 상태를 유지하도록 스위칭 동작을 제어한다.
본 발명의 다른 특징에 따른 스위치 제어방법은 SMPS(switch mode power supply)의 출력 전력을 제어하는 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 방법으로서, 상기 SMPS의 입력 전압에 대응하는 동작 전류를 생성하는 단계; 상기 동작 전류에 의해 생성되는 전원 전압이 소정의 카운터 저기준 전압부터 소정의 카운터 고기준 전압까지 증가하는 보상 기간을 카운터하는 단계; 상기 카운터 단계의 카운터 결과에 따라 보상 피드백 전류를 생성하는 단계; 일정한 값을가지는 주 피드백 전류와 상기 보상 피드백 전류를 합하여 총 피드백 전류를 생성하는 단계; 및 상기 총 피드백 전류에 따라 최고치가 결정되는 전류 제한 전류와 상기 상기 전력 스위치에 흐르는 전류를 비교하여 상기 전력 스위치의 턴 오프를 결정하는 단계를 포함 한다. 상기 스위치 제어방법은 상기 총 피드백 전류 중 상기SMPS의 출력 전압에 대응하는 피드백 신호에 따라 상기 전력 제한 전류가 결정되는 단계를 더 포함하며, 상기 SMPS의 과부하시 상기전력 제한 전류는 상기 총 피드백 전류를 포함한다. 상기 전력 제한전류가 결정되는 단계는, 상기 피드백 신호가 증가하면, 상기 전력 제한 전류는 증가하고, 상기 피드백 신호가 감소하면, 상기 전력 제한 전류를 감소하며, 상기 피드백 신호는 상기 SMPS의 출력 전압이 감소하면(부하가 증가하면) 증가하고, 상기 SMPS의 출력 전압이 증가하면(부하가 감소하면) 감소한다. 상기 보상 피드백 전류를 생성하는 단계는, 상기 보상 기간을 카운트하여, 카운트 결과에 따라 상기 보상 피드백 전류를 증가시키는 단계를 포함한다. 상기 스위치 제어 방법은 상기 동작 전류원을 이용해 커패시터를 충전시켜 상기 전원 전압을 생성하는 단계 및 초기 동작시 상기 전원 전압이 상기 스위치 제어 장치의 동작에 필요한 동작 임계 전압에 비해 소정의 마진을 가지는 고기준 전압 이상이 되면, 상기 커패시터의 충전을 멈추게 하는 단계를 더 포함한다.
본 발명에 따르면, 입력 전압에 관계없이 일정한 최대 출력을 제공하는 SMPS의 스위치 제어 장치 및 스위치 제어 방법을 제공한다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기 에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. 또한 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
이하, 본 발명의 실시예에 따른 스위치 제어 장치 및 이를 포함하는 SMPS에대하여 도면을 참고로 하여 상세하게 설명한다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 스위치 제어 장치 및 이를 포함하는 SMPS를 나타낸 도면이다. 본 발명의 실시 예에따른 SMPS는 플라이백 컨버터(fly-back converter) 방식으로 구현된다. 그러나 본 발명은 이에 한정되지 않으며, 다른 방식의 컨버터를 사용할 수 있다.
도 1에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시 예에 따른 SMPS는 브릿지 다이오드(10), 트랜스포머(20), 피드백 회로부(110) 및 스위치 제어장치(100)를 포함한다.
본 발명의 실시 예에서는 스위치 제어 장치(100)가 전력 스위치(M)를 포함하고 있으나, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다. 전력 스위치(M)와 스위치 제어 장치(100)가 분리되어 별개의 칩으로 구현될 수 있다. 본 발명의 실시 예에 따른 전력 스위치(M)는 n 채널 타입의 트랜지스터로서, 전력 스위치(M)의 소스 전극은 연결단자(2)를 통해 접지되어 있다. 감지 저항(Rsense)은 전력 스위치(M)의 소스 전극과 접지 사이에 연결되어 있으며, 전력 스위치(M)에 흐르는 드레인 전류(Ids)의 소정 비율에 해당하는 전류가 감지 저항(Rsense)에 흐른다.
브릿지 다이오드(10)는 4 개의 다이오드(11-14)로 구성되며, 입력 교류 전원(AC)을 전파 정류하여, 입력 전압(Vin)을 생성한다. 커패시터(C1)는 입력 전압(Vin)을 평활화(smoothing)하여 트랜스포머(20)에 평활환된 입력 전압(Vin)을 공급한다. 이하, 평활화된 입력 전압(Vin)을 간단히 입력 전압(Vin)이라 칭한다. 입력 전압(Vin)은 저항(RS)을 통해 스위치 제어 장치(100)에 공급된다. 스위치 제어 장치의 연결단자(5)를 통해 공급되는 전압은 스타트 전압(Vstr)으로서, 스위치 제어 장치(100)의 동작에 필요한 전원 전압(Vcc)을 생성한다.
트랜스포머(20)는 1차측 코일(L1) 및 2차측 코일(L2)을 포함한다. 1차측 코일(L1)의 일단에 입력 전압(Vin)이 공급되고 1차측 코일(L1)의 타단은 연결단자(1)를 통해 전력 스위치(M)의 드레인 전극에 연결되어 있다. 2차측 코일(L2)의 일단은 다이오드(D1)의 애노드 전극에 연결되고, 타단은 커패시터(C2)의 일단에 연결되어 있으며, 커패시터(C2)의 타단 및 다이오드(D2)의 캐소드 전극이 연결되어 있다. 커패시터(C2)의 양단 전압이 출력전압(Vout)이 된다. 권선비(n)는 1차측 코일(L1)의 권선수를 2차측 코일(L2)의 권선수로 나눈 값이다. 전압(V2)은 전압(V1)을 권선비로 나눈 전압이고, 전압(V2)의 극성은 전압(V1)의 극성과 반대이다.
전력 스위치(M)가 턴 온 되면, 1차측 코일(L1)의 양단 전압(V1)은 입력 전 압(Vin)이 되고, 1차측 코일(L1)에 흐르는 전류(I1)는 증가한다. 전류(I1)는 입력 전압(Vin)에 비례하는 기울기로 증가한다. 드레인 전류(Ids)는 전력 스위치(M)가 턴 온 되어 있는 기간 동안, 전류(I1)와 동일하다.
전력 스위치(M)가 턴 오프 되면, 1차측 코일(L1)의 전압(V1)은 출력 전압(Vout)을 권선비(n)로 곱한 전압이고, 음의 전압 이 되며, 전압(V2)은 양의 전압이 된다. 전류(I1)는 출력 전압(Vout)에 비례하는 기울기로 감소한다. 이 때, 드레인 전류(Ids)는 0이다. 다이오드(D1)는 2차측 코일(L2)에 흐르는 전류를 정류하여 전류(ID)를 생성한다. 전류(ID)는 커패시터(C2)를 충전시키거나, SMPS에 연결된 부하로 흐른다. 커패시터(C2)는 전류(ID)에 의해 충전되고, 다이오드(D1)가 턴 오프되면 부하에 필요한 전력을 공급한다.
피드백 회로부(110)는 제너 다이오드(ZD), 저항(Ro), 옵토 다이오드(opto diode)(PD), 옵토 트랜지스터(opto-transistor)(PT) 및 피드백 커패시터(Cfb)를 포함한다. 피드백 회로부(110)는 출력 전압(Vout)에 대응하는 피드백 정보(FB)를 생성하여, 스위치 제어장치(100)로 전달한다. 제너 다이오드(ZD)의 캐소드 전극에는 출력전압(Vout)이 인가되고, 애노드 전극은 저항(Ro)의 일단에 연결되어 있다. 저항(Ro)의 타단은 옵토 다이오드(PD)의 일단에 연결되어 있다. 제너 다이오드(ZD)는 캐소드 전극 전압이 애노드 전극 전압보다 항복 전압(break voltage) 이상 높으면, 도통되어 전류가 흐르고, 제너 다이오드(ZD)의 캐소드 전극 및 애노드 전극간의 전압 차는 항복전압으로 유지된다. 출력 전압(Vout)에 의해 제너 다이오드(ZD)가 도통되면, 제너 다이오드(ZD), 저항(Ro) 및 옵토 다이오드(PD)를 통해 출력전 압(Vout)에 대응하는 크기의 전류가 흐른다. 옵토 다이오드(PD)는 흐르는 전류에 따라 발광한다. 옵토 다이오드(PD)와 옵토 커플러(opto coupler)를 형성하는 옵토 트랜지스터(PT)에는 옵토 다이오드(PD)에 밝기에 대응하는 전류가 포토 트랜지스터(PD)에 흐른다. 옵토 트랜지스터(PD)에 전류가 증가할수록, 피드백 커패시터(Cfb)는 방전되고, 피드백 신호(FB)의 전압은 감소한다. 반면, 옵토 트랜지스터(PD)의 전류가 감소할수록, 피드백 커패시터(Cfb)에 공급되는 전류가 증가하여 피드백 신호(FB)의 전압이 증가한다. 따라서 부하가 증가할수록, 출력 전압(Vout)은 감소하여, 옵토 트랜지스터(PT)의 전류가 감소하며, 피드백 신호(FB)의 전압은 증가한다.
스위치 제어 장치(100)는 피드백 정보(FB)와 전력 스위치(M)에 흐르는 드레인 전류(Ids)를 비교하여 전력 스위치(M)의 턴 오프 타임을 제어한다. 본 발명의 실시예에 따른 스위치 제어 장치(100)는 피드백 정보뿐만 아니라 입력 전압에 따라 변하는 전류 한계치(Ilim)를 이용하여 스위칭 동작을 제어함으로서 SMPS의 최대 출력 전력을 입력 전압에 영향을 받지 않고 일정하게 유지할 수 있다.
먼저 스위치 제어 장치(100)의 구성에 대해서 설명한다.
스위치 제어 장치(100)는 PWM 제어부(130), 게이트 구동부(140), 기준 전압 생성부(150), 히스테리시스 비교기(160), 보호 비교기(170), 동작 전류원(175) 및 최대 출력 전력 제어부(190)를 포함한다.
동작 전류원(175)은 연결단자(5)를 통해 저항(RS)에 연결되어 있으며, 입력 전압(Vin)에서 따라 변하는 스타트 전압(Vstr)을 이용하여 동작 전류(IP)를 생성한 다. 동작 전류(IP)는 커패시터(CVcc)를 충전하여 전원 전압(Vcc)을 생성한다. 전원 전압(Vcc)은 스위치 제어장치(100)의 동작에 필요한 전압이다. 동작 전류원(175)은 JFET(junctionfield effect transistor)을 포함하고, JFET에는 스타트 전압(Vstr)이 인가되어 스타트 전압(Vstr)에 대응하는 동작전류(IP)가 발생한다. 동작 전류(IP)의 크기는 스타트 전압(Vstr)에 따라 변하므로, 결과적으로 입력 전압(Vin)에 따라 변하게 된다. 동작 전류원(175)의 일단에는 스위치(176)가 연결되고, 스위치(176)는 전원 전압 감지 신호(VCCG)에 의해 스위칭 동작이 제어된다. 스위치(176)가 턴 오프되면 동작 전류(IP)를 차단한다. 스위치(176)가 턴 온 상태이면, 동작 전류(IP)에 의해 전원 커패시터(CVcc)가 충전되어 전원 전압(Vcc)이 증가한다. 스위치(176)는 전원 전압(Vcc)이 소정 동작 임계 전압 이상이면 턴 오프되고, 동작 임계 전압보다 작아지면 턴 온된다. 동작 임계 전압이란 스위치 제어 장치(100)가 정상적으로 동작하기 위해 필요한 최소전압이다. 스위치(176)는 하이 레벨의 전원 전압 감지 신호(VCCG)에 의해 턴 오프되고, 로우 레벨의 전원 전압 감지신호(VCCG)에 의해 턴 온된다. 히스테리시스 비교기(160)는 전원 전압(Vcc)과 저기준 전압(VR1) 및 고기준 전압(VR2)을 비교하여 비교결과에 따라 전원 전압 감지 신호(VCCG)를 생성한다. 히스테리시스 비교기(160)는 전원 전압(Vcc)이 고기준 전압(VR2) 이상이면 하이 레벨의 전원 전압 감지 신호(VCCG)를 생성한다. 히스테리시스 비교기(160)는 전원 전압(Vcc)이 저기준 전압(VR1) 이하로 감소하면 로우 레벨의 전원전압 감지 신호를 생성한다. 히스테리시스 비교기(160)는 전원전압(Vcc)이 고기준 전압(VR2) 및 저기준 전압(VR1) 사이의 전압이면 현재 출력 중인전원 전압 감지 신호(VCCG)를 그대로 유지한다. 저기준 전압(VR1)은 동작 임계 전압으로 설정될 수 있고, 고기준 전압(VR2)은 동작 임계 전압에 비해 소정의 마진을 가지는 높은 전압으로 설정될 수 있다.
기준 전압 생성부(150)는 전원 전압(Vcc)을 이용해 기준 전압(Vref)을 생성한다. 기준 전압(Vref)은 최대 출력 전력 제어부(190)에 공급된다.
PWM 제어부(130)는 비교기(131), 오실레이터(132), 보호 플립플롭(132), PWM 플립플롭(133) 및 PWM 논리 연산부(134)를 포함한다. PWM 제어부(130)는 감지 전압(Vsense)과 드레인 전류 제어 전압(VA)을 비교하여 전력 스위치(M)의 드레인 전류를 제어한다. 오실레이터(132)는 소정 주기의 클록 신호(CLK)를 생성하고, 클록 신호(CLK)의 하강 시점(falling edge time)에 동기되어 전력 스위치(M)가 턴 온된다. 따라서 클록 신호(CLK)의 주파수는 전력 스위치(M)의 스위칭 주파수와 동일하다.
PWM 논리 연산부(134)는 클록신호(CLK) 및 두 개의 게이트 제어 신호(VC1, VC2)를 입력받고, 입력된 신호 중 적어도 하나가 하이 레벨이면 로우 레벨의 신호를 출력하고, 입력된 신호 모두가 로우레벨이면 하이 레벨의 신호를 출력한다.
보호 플립플롭(132)은 보호 신호(PS)를 입력받고, 보호 신호(PS)에 따라 전력 스위치(M)를 턴 오프시키도록 게이트 구동부(140)를 제어한다. 보호 신호(PS)는 피드백 신호(FB)의 전압이 보호 기준 전압(VDS)보다 높은 경우에 하이 레벨을 가지는 신호로서, 과부하 상태가 소정 기간 유지된 경우 발생한다. 소정 기간은 다이오드(D11)가 차단된 후, 지연 전류(Idelay)에 의해 피드백 신호(FB)의 전압이 보호기 준 전압(VSD)까지 도달하는 기간과 동일하다. 하이 레벨의 보호 신호(PS)가 보호 플립플롭(132)의 셋단에 입력되면, 보호 플립플롭(132)은 하이 레벨의 게이트 제어 신호(VC1)를 생성하여 PWM 논리 연산부(134)로 전달한다. 그러면, PWM 논리 연산부(134)는 다른입력 신호에 관계없이 로우레벨의 신호를 생성하여, 게이트 구동부(140)로 전달한다.
PWM 플립플롭(133)은 셋단(S) 및 리셋단(R)에 입력되는 신호에 따라 게이트 제어 신호(VC2)를 결정한다. PWM 플립플롭(133)은 셋단(S)에 하이 레벨의 신호가 입력되고, 리셋단(R)에 로우 레벨의 신호가 입력되면, 로우 레벨의 게이트 제어 신호(VC2)를 출력한다. PWM 플립플롭(133)은 셋단(S)에 로우 레벨의 신호가 입력되고, 리셋단(R)에 하이 레벨의 신호가 입력되면, 하이 레벨의 게이트 제어 신호(VC2)를 출력한다. PWM 플립플롭(133)은 셋단(S) 및 리셋단(R)에 로우 레벨의 신호가 입력되면 현재 게이트 제어 신호(VC2)를 그대로 유지한다.
게이트 구동부(140)는 PWM 논리 연산부(134)의 로우 레벨 출력 신호에 대응하여 전력 스위치(M)를 턴 오프 시킬 수 있는 로우 레벨의 게이트 신호(VG)를 출력하고, PWM 논리 연산부(134)의 하이 레벨 출력 신호에 대응하여 전력 스위치(M)를 턴 온 시킬 수 있는 하이 레벨의 게이트 신호(VG)를 출력한다.
PWM 비교기(131)는 감지 전압(Vsense)이 드레인 전류 제어 전압(VA)에 도달하면, 하이 레벨의 신호를 PWM 플립플롭(133)의 리셋단(R)으로 출력한다. 그러면 PWM 플립플롭(133)은 하이 레벨의 게이트 제어 신호(VC2)를 생성하여, PWM 논리 연산부(134)로 전달한다. 그러면, PWM 논리 연산부(134)는 다른입력 신호에 관계없이 로우레벨의 신호를 생성하여, 게이트 구동부(140)로 전달한다. 드레인 전류 제어 전압(VA)에 대해서는 후술한다.
오실레이터(132)의 클록 신호(CLK)는 PWM 플립플롭(133)의 셋단(S) 및 PWM 논리 연산부(134)에 입력된다. PWM 플립플롭(133)은 클록 신호(CLK)의 상승 시점에 로우 레벨의 게이트 제어 신호(VC2)를 생성하고, 클록 신호(CLK)가 로우 레벨인 기간 동안, 감지 전압(Vsense)이 상승하여 드레인 전류 제어 전압(VA)에 도달한 시점에 비교기(131)의 출력 신호가 하이 레벨이 되면 하이 레벨의 게이트 제어 신호(VC2)를 생성한다. 그 후, 클록 신호(CLK)의 상승 시점에 다시 로우레벨의 게이트 제어 신호(VC2)를 출력한다.
최대 출력 전력 제어부(190)는 전력 한계 보상부(power limit compensator)(120), 피드백 전류원(191), 지연 전류원(192), 다이오드(D11, D12) 및 저항(R11, R12)를 포함한다. 피드백 전류원(191)은 기준전압(Vref)에 의해 바이어스 되고, 지연 전류원(192)은 전원 전압(Vcc)에 의해 바이어스 된다. 다이오드(D11) 및 다이오드(D12) 각각의 애노드 전극은 피드백 전류원(191) 및 전력 한계 보상부(120)의 출력단에 연결되어 있다. 다이오드(D11)의 캐소드 전극은 연결단자(4)를 통해 피드백 회로부(110) 및 지연 전류원(192)에 연결되어 있고, 다이오드(D12)의 캐소드 전극은 저항(R1)의 일단에 연결되어 있다. 저항(R1)의 타단은 저항(R2)의 일단 및 PWM 제어부(130)의 PWM 비교기(131)의 반전 단자(-)에 연결되어 있고, 저항(R2)의 타단은 접지되어 있다. 저항(R1) 및 저항(R2)가 만나는 접점의 드레인 전류 제어 전압(VA)은 전력 제한 전류(Ilim)에 의해 결정된다. 피드백 전류 원(191)은 주피드백 전류(main feedback current)(IF0)를 공급하고, 및 지연 전류원(192)은 지연 전류(Idelay)를 공급한다. 총 피드백 전류(total feedback current)(IFB)는 주 피드백 전류(IF0)와 보상 피드백 전류(IFC)가 합해진 전류이다. 지연 전류(Idelay)는 모두 피드백 커패시터(Cfb)에 공급되나, SMPS가 정상 동작시에 옵토 트랜지스터(PT)에 흐르는 전류에 비해 매우 작아, 피드백 커패시터(Cfb)를 충전 시키는 정도가 미비하다. 지연 전류(Idelay)는 SMPS의 과부하시 총 피드백 전류(IFB)가 모두 다이오드(D12)를 통해 흐르는 경우, 피드백 신호(FB)를 증가시키기 위한 전류이다. 피드백 신호(FB)가 지연 전류(Idelay)에 의해 증가하여 보호 기준 전압(VSD)에 도달하면, 스위치 제어장치(100)는 SMPS의 보호를 위해 전력 스위치(M)의 스위칭 동작을 강제로 멈추게 한다. 총 피드백 전류(IFB) 중 다이오드(D11)를 통해 흐르는 전류의 양은 피드백 신호(FB)에 따라 변동한다. 따라서 다이오드(D12)를 통해 흐르는 전력 제한 전류(Ilim) 역시 피드백 신호(FB)에 따라 변동한다. 그런데 과부하시 전력 제한 전류(Ilim)는 최고치인 총 피드백 전류(IFB)가 된다. 최대 출력 전력은 전력 스위치(M)에 흐를 수 있는 최대 전류에 따라 결정되며, 전력 스위치(M)에 흐를 수 있는 최대 전류는 드레인 전류 제어 전압(VA)에 따라 결정되므로, 최대 출력 전력은 드레인 전류 제어전압(VA)에 의해 결정된다. 드레인 전류 제어 전압(VA)는 전력 제한 전류(Ilim)에 의해 결정되므로, 최대 출력 전력은 전력 제한전류(Ilim)에 의해 결정됨을 알 수 있다.
전력 한계 보상부(120)는 전원 전압(Vcc)이 동작 전류(IP)에 의해 증가하는기간 동안의 시간의 경과에 따라 보상 피드백 전류(IFC)를 생성한다. 구체적으로 전원 전압(Vcc)이 소정 전압(이하, 카운터 저기준 전압)부터 소정 전압(이하, 카운터 고기준 전압)까지 증가하는 보상 기간 동안 시간의 경과에 따라 보상 피드백 전류(IFC)를 증가시킨다. 동작 전류(IP)가 작을 수록, 커패시터(CVcc)를 충전시켜 전원 전압(Vcc)을 증가시키는 속도가 느리다. 따라서 전원 전압(Vcc)이 동작 전류(IP)에 의해 카운터 고기준 전압까지 증가하는 기간이 길다. 따라서 동작 전류(IP)가 작을수록 보상 피드백 전류(IFC)는 증가한다. 이 때, 동작 전류(IP)의 크기는 입력 전압(Vin)에 따라 결정되므로, 입력 전압(Vin)이 작을수록, 보상 피드백 전류(IFC)가 증가하고, 입력 전압(Vin)이 클수록, 보상 피드백 전류(IFC)가 감소한다.
전력 한계 보상부(120)는 복수의 보상 전류원(121-123), 복수의 보상 전류원(121-123) 각각에 연결되어 있는 스위치(Q1-Q3) 및 카운터(180)를 포함한다. 본 발명의 실시 예에 따른 전력 한계 보상부(120)는 3 개의 보상 전류원(121-123)을 포함하는 것으로 도시하였으나, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다. 보상 피드백 전류(IFC)의 크기에 따라 보상 전류원의 개수 및 각 보상 전류원의 전류 크기등을 변경할 수 있다. 카운터(180)는 전원 전압(Vcc)을 입력받고, 보상 기간 이내에 보상 피드백 전류(IFC)의 최종 크기를 결정한다. 보상 기간은 입력 전압(Vin)에 따라 보상 기간이 달라진다. 구체적으로 입력 전압(Vin)이 클수록 보상 기간이 감소하고, 입력 전압(Vin)이 작을수록, 보상 기간이 증가한다. 카운터(180)는 보상 기간을 카운터 하여, 카운터 결과에 따라 복수의 스위칭 제어 신호(A1-A3)를 생성하고, 복수의 스위칭 제어 신호(A1-A3) 각각은 복수의 스위치(Q1-Q3) 각각의 스위칭 동작을 제어한다. 복수의 스위치(Q1-Q3)가 턴 온되면, 복수의 보상 전류원(121-123) 각각의 보상 전류(IF1-IF3)가 턴 온된 스위치를 통해 흐른다. 본 발명의 실시 예에서, 복수의 보상 전류원(121-123) 각각의 보상 전류(IF1-IF3)의 크기는 IF1<IF2<IF3 순으로 설정되어 있다. 본 발명은 이에 한정되는 것은 아니고, 스위치(Q1-Q3)의 켜지는 순서에 따라 결정된다. 즉, 가장 먼저 켜지는 스위치에 연결되어 있는 보상 전류원의 보상 전류가 가장 작고, 스위치의 턴 온 순서가 늦을 수로, 해당 스위치에 연결되어 있는 보상 전류원의 보상 전류가 크다. 보상 피드백 전류(IFC)는 보상 전류(IF1-IF3)의 합으로 결정된다. 카운터(180)는 SMPS의 초기 기동시 전원 전압(Vcc)의 증가 기울기에 따라 보상 피드백 전류(IFC)를 결정한다. 전원 전압(Vcc)의 증가 기울기는 동작전류(IP)에 따라 결정되고, 동작전류(IP)는 입력 전압(Vin)에 따라 결정된다. 따라서 본 발명의 실시예에 따른 스위치 제어 장치(100)는 입력 전압(Vin)에 따라 보상 피드백 전류(IFC)를 결정한다.
이하, 도 2 및 도 3을 참조하여 카운터(180)의 구성 및 동작을 설명한다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른카운터(180)의 구성을 나타낸 도면이다. 도 2에 도시된 바와 같이, 카운터(180)는 제1 비교기(181), 제2 비교기(182), 논리 연산부(183) 및 복수의 카운터 플립플롭(184-187)을 포함한다. 본 발명의 실시 예에서는 4 개의 카운터 플립플롭(184-187)을 포함하는 것으로 도시하였으나, 본 발명은 이에 한정되는 것은 아니고, 보상 전류원(121-123)의 개수 및 복수의 보상 전류(IF1-IF3) 각각이 흐르기 시작하는 시점등에 따라 다르게 설정할 수 있다. 제1 비교기(181)의 반전 단자(-)에는 기준 전압(VR3)이 입력되고, 비반전 단자(+)에는 전원전압(Vcc)이 입력된다. 제2 비교기(182)의 비반전 단자(+)에는 기준 전압(VR4)이 입력되고, 반전 단자(-)에는 전원 전압(Vcc)이 입력된다.
논리 연산부(183)의 두 입력단은 제1 및 제2 비교기(181, 182)의 출력단과 연결되어 있으며, 논리 연상부(183)의 출력단은 4 개의 플립플롭(184-187) 각각의 인에이블단(EN) 각각에 연결되어, 4 개의 플립플롭(184-187)을 인에이블 시킨다. 본 발명의 실시 예에 따른 논리 연산부(183)는 입력 신호가 모두 로우 레벨인 경우 하이 레벨을 출력하는 NOR 게이트이다. 그러나 본 발명은 이에 한정되는 것은 아니고 전원 전압(Vcc)이 기준 전압(VR4) 이상 기준 전압(VR3) 이하인 기간 동안4 개의 카운터 플립플롭(184-187)을인에이블(enable)시키는 레벨을 출력할 수 있도록 제1 비교기(181), 제2 비교기(182) 및 논리 연산부(183)을 설계할 수 있다.
4 개의 카운터 플립플롭(184-187) 각각은 입력단(T), 출력단(Q), 반전 출력단(/Q) 및 인에이블단(EN)을 포함한다. 본 발명의 실시 예에 따른 카운터 플립플롭은 인에이블되면, 출력단(Q) 및 반전 출력단(/Q)을 통해 출력되는 신호를 각각 출력 신호 및 반전 출력 신호라 칭한다. 입력단(T)에 들어오는 입력 신호의 상승시점에 동기되어 출력 신호 및 반전 출력 신호를 반전시킨다. 4 개의 카운터 플립플롭(184-187) 각각의 인에이블단(EN)에는 논리 연산부(183)의 출력 신호가 입력된다. 카운터 플립플롭(184)의 입력단(T)에는 카운터 클록(CCLK)이 입력되고, 출력단(Q)를 통해 신호(A0)가 출력된다. 여기서 카운터 클록(CCLK)는 PWM 제어부(130)의 오실레이터(132)가 될 수 있다. 본 발명의 실시 예에서, 카운터 플립플롭(184)은 스위칭 제어 신호(A1-A3)를 발생시키기 전에 소정의 지연을 발생시키기 위한 것 으로서, 신호(A0)는 스위칭 제어 신호로 사용되지 않는다. 본 발명은 이에 한정되지 않으며, 카운터 플립플롭(184) 및 카운터 플립플롭(185)사이에 하나 이상의 카운터 플립플롭을 추가하여 지연을 증가시킬 수 있다. 카운터 플립플롭(184)의 반전 출력단(/Q)은 카운터 플립플롭(185)의 입력단(T)에 연결되어 있다. 따라서 카운터 플립플롭(185)은 카운터 플립플롭(184)의 반전 출력 신호의 상승시점에 동기되어, 그 시점의 출력 신호 및 반전 출력 신호를 반전시킨다. 카운터 플립플롭(185)의 출력 신호는 스위치(Q1)의 스위칭 제어 신호(A1)이다. 카운터 플립플롭(185)의 반전 출력단(/Q)는 카운터 플립플롭(186)의 입력단(T)에 연결되어 있다. 따라서 카운터 플립플롭(186)은 카운터 플립플롭(185)의 반전 출력 신호의 상승 시점에 동기되어, 그 시점의 출력 신호 및 반전 출력신호를 반전 시킨다. 카운터 플립플롭(186)의 출력 신호는 스위치(Q2)의 스위칭 제어 신호(A2)이다. 카운터 플립플롭(186)의 반전 출력단(/Q)는 카운터 플립플롭(187)의 입력단(T)에 연결되어 있다. 따라서 카운터 플립플롭(187)은 카운터 플립플롭(186)의 반전 출력 신호의 상승시점에 동기되어, 그 시점의 출력 신호 및 반전 출력 신호를 반전시킨다. 카운터 플립플롭(187)의 출력 신호는 스위치(Q3)의 스위칭 제어 신호(A3)이다.
이하 도 3을 참조하여 카운터의 동작을 구체적으로 설명한다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른카운터에 입력되는 전원 전압(Vcc) 및 내부 발생 신호들을 나타낸 도면이다.
시점 T1에 전원 전압(Vcc)이 기준 전압(VR4)에 도달하면, 제2 비교기(182)의 출력 신호가 로우 레벨이 된다. 제1 비교기(181)과 제2 비교기(182)의 모든 출력 신호가 로우 레벨이므로 논리 연산부(183)는 하이레벨의 인에이블 신호(EN)를 출력한다. 하이 레벨의 인에이블 신호(EN)에 의해 모든 카운터 플립플롭(184-187)은 인에이블 된다. 카운터 플립플롭(184)은 인에이블 된 후, 카운터 클록 신호(CCLK)의 첫 번째 상승 시점(T2)에 동기되어 출력신호(A0)를 반전시킨다. 그러면 출력 신호(A0)가 시점 T2에 상승한다. 카운터 플립플롭(184)은 시점(T2)에 동기되어 반전 출력 신호(/A0)를 반전시키므로, 반전 출력 신호(/A0)는 시점 T2에 하강한다. 카운터 플립플롭(185)은 반전 출력 신호(/A0)의 상승 시점(T3)에 동기되어 스위칭 제어 신호(A1)를 반전 시킨다. 그러면 스위칭 제어 신호(A1)가 시점 T3에 상승한다. 카운터 플립플롭(185)은 시점(T3)에 동기되어 반전스위칭 제어 신호(/A1)를 반전시키므로, 반전 스위칭 제어 신호(/A1)는 시점 T3에 하강한다.
시점 T4에 반전 출력 신호(/A0)가 상승하면, 반전 스위칭 제어 신호(/A1)가 상승한다. 카운터 플립플롭(186)은 시점 T4에 동기되어 스위칭 제어 신호(A2)를 반전 시킨다. 그러면 스위칭 제어 신호(A2)가 시점 T4에 상승한다. 카운터 플립플롭(186)은 시점(T4)에 동기되어 반전스위칭 제어 신호(/A2)를 반전시키므로, 반전 스위칭 제어 신호(/A2)는 시점 T4에 하강한다.
시점 T5에 반전 출력 신호(/A0)가 상승하면, 반전 스위칭 제어 신호(/A1)가 상승하여, 반전 스위칭 제어 신호(/A2)가 상승한다. 그러면 카운터 플립플롭(187)은 시점 T5에 동기되어 스위칭 제어 신호(A3)를 반전 시킨다. 그러면 스위칭 제어 신호(A3)가 시점 T5에 상승한다.
시점 T6에 전원 전압(Vcc)가 기준 전압(VR3)에 도달하면, 제1 비교기(181)는 하이 레벨의 신호를 출력하고, 논리 연산부(183)는 로우 레벨의 인에이블 신호(EN)를 생성한다. 그러면 모든 카운터 플립플롭(184-187)은 입력단(T)으로 입력되는 신호에 관계없이 현재 출력 상태를 유지한다. 시점 T6에 스위칭 제어 신호(A2, A3)가 하이 레벨이므로, 보상 전류원(122, 123)의 보상 전류(IF2, IF3)가 스위치(Q2, Q3)를 통해 흐른다. 그러면 보상 피드백 전류(IFC)는 보상 전류(IF2, IF3)의 합으로 결정된다. 전원 전압(Vcc)이 기준 전압(VR4)부터 기준 전압(VR3)까지 증가하는데 걸리는 보상 기간에따라 스위칭 제어 신호(A1-A3)의 레벨이 달라진다. 이에 따라 보상 피드백 전류(IFC)도 달라지는데, 입력 전압이 증가할수록 전원 전압(Vcc)의 상승 기울기가 증가하므로, 보상 기간이 짧아진다. 반대로 입력 전압이 감소할수록 전원 전압(Vcc)의 상승 기울기가 감소하므로, 보상 기간이 증가한다. 보상 기간이 증가할수록 카운터(180)는 보상 피드백 전류(IFC)가 더 크도록 스위칭 제어 신호(A1-A3)를 생성한다. 스위칭 제어 신호(A1-A3)의 하이 레벨이 '1'을 나타내고, 로우 레벨이 '0'을 나타낸다고 설정하고, 스위칭 제어 신호 A3, A2 및 A1 순서로 배열된 디지털 데이터라고 설정하면, 시간의 경과에 따라 카운터 클록(CCLK)의 한 주기 단위로 디지털 데이터가 증가하는 것을 알 수 있다. 앞서 이야기한 바와 같이, IF1<IF2<IF3이므로, 스위칭 제어 신호(A3)가 최상위 비트를 나타내고, 그 다음 비트를 스위칭 제어 신호(A2)가 나타내며, 최하위 비트는 스위칭 제어 신호(A1)이 나타낸다.
따라서 디지털 데이터(A3A2A1) 000, 001, 010, 011, 100, 101, 110, 111 순으로 증가할수록 보상 피드백 전류(IFC)가 증가한다.
인에이블 신호(EN)가 하이 레벨인 기간은 보상 기간과 동일하고, 보상 기간이 끝나는 시점에 스위칭 제어 신호(A1-A3)가 결정되고, 그 시점 이후로 일정하게 유지된다. 보상 기간이 길수록, 보상 피드백 전류(IFC)가 증가하고, 보상 기간이 짧을수록, 보상 피드백 전류(IFC)가 감소한다. 보상 기간은 입력 전압에 의해 결정되므로, 입력 전압이 증가할 수록, 보상 피드백 전류(IFC)가 감소하고, 입력 전압이 감소할 수록, 보상 피드백 전류(IFC)가 증가한다.
본 발명의 실시 예에서 기준 전압 VR4와 VR3은 각각 보상기간(T11)을 결정하는 전원전압의 시작전압과 끝전압이다.
또한 복수의 보상 전류원의 개수 및 복수의 보상 전류원 각각의 보상 전류 크기가 달라질 수 있고, 보상 전류원의 개수가 달라짐에 따라 복수의 카운터 플립플롭의 개수가 달라질 수 있다. 또한, 복수의 카운터 플립플롭의 출력 신호중 어떤 신호를 스위치의 스위칭 제어 신호로 설정할지도 달라 질 수 있다.
예를 들어, 기준 전압(VR4)이 도 3에 도시된 것보다 더 낮은 전압이라면, 보상 기간은 더 일찍 시작하게 되어, 복수의 카운터 플립플롭은 보다 일찍 인에이블 된다. 즉, 보상 기간이 증가한다. 그러면, 보상 전류원을 적어도 하나 더 포함할 수 있고, 따라서 복수의 보상 전류원 각각의 보상 전류 크기도 달라질 수 있다. 기준 전압(VR4)을 낮추더라도, 3 개의 보상 전류원만 사용하고 싶다면, 카운터 플립플롭의 개수를 더 늘려, 보상 기간의 초기에 하이 레벨 펄스를 가지는 카운터 플립플롭의 출력 신호를 무시하여, 지연 시간을 더 늘릴 수도 있다.
기준 전압(VR4)을 도 3에 도시된 것보다 더 높은 전압으로 설정하면, 복수의 카운터 플립플롭의 인에이블 시점은 늦어지고, 보상 기간은 감소한다. 그러면, 첫번째 카운터 플립플롭(184)의 출력 신호를 스위치(Q1)의 스위칭 제어 신호로 사용하여, 3 개의 플립플롭만 사용할 수 도 있다.
만약 기준 전압(VR3)을 도 3에 도시된 것보다 더 낮추면, 기준 전압(VR4)을더 높은 전압으로 설정한 것과 동일하게 설명할 수 있고, 기준 전압(VR3)을 더 높이면, 기준 전압(VR4)을 낮은 전압으로 설정한 것과 동일하게 설명할 수 있다. 본 발명의 실시 예에서는 기준 전압(VR3)은 고기준 전압(VR2)보다 작도록 설정한다. 이는 초기 동작시 전원 전압(Vcc)을 고기준 전압(VR2)까지 증가시키는데 소요되는 기간안에 보상 기간이 포함되도록 설정하기 위해서이다.
다시 도 1을 참조하면, 총 피드백 전류(IFB)는 다이오드(D11) 및 다이오드(D12)를 통해 피드백 회로부(110) 및 저항(R1, R2)으로 나뉘어 흐른다. 피드백 신호(FB)의 전압이 증가하다가 소정치 이상이 되면 다이오드(D11)가 차단되어, 총 피드백 전류(IFB)는 다이오드(D12)를 통해 저항(R1, R2)에만 흐른다. 피드백 신호(FB)가 소정치 이하라면, 다이오드(D11)는 도통된 상태이고, 피드백 신호(FB)의 전압이 낮을 수록, 총 피드백 전류(IFB) 중 더 많은전류가 커패시터(Cfb)를 충전시킨다. 그러면 피드백 신호(FB)의 전압이 증가한다. 이와 같이, 피드백 신호(FB)의 전압은 총 피드백 전류(IFB)에 의해 제어된다. 다이오드(D11)가 차단된 상태에서, 커패시터(Cfb)는 지연 전류(Idelay)에 의해 충전되는데, 과부하시 커패시터(Cfb)의 전압이 상승하여, 피드백 신호(FB)의 전압이 보호 기준 전압(VSD)까지 상승할 수 있다. 그러면, 비교기(170)는 전력 스위치(M)를 턴 오프시기키 위한 보호 신호(PS) 를 생성한다. 보호 신호(PS)는 피드백 신호(FB)의 전압이 보호 기준 전압(VSD)이상인 기간 동안 하이 레벨을 가지는 신호이다.
보상 기간(T11) 동안, 보상 피드백 전류(IFC)가 결정되면, 총 피드백 전류(IFB)가 결정된다. 즉, 보상 기간(T11) 이후에는 총 피드백 전류(IFB)가 일정하게 유지되는데, 전력 제한 전류(Ilim)의 최고치는 총 피드백 전류(IFB)이다. 따라서 전력 제한 전류(Ilim)의 최고치는 보상 기간(T11)에 따라 결정된다. 보상 기간(T11)이후, 전력 제한 전류(Ilim)는 피드백 신호(FB)에 따라 변동한다. 부하가 감소할 수록, 피드백 신호(FB)의 전압이 낮아지고, 부하가 증가할수록, 피드백 신호(FB)의 전압이 증가한다. 피드백 신호(FB)가 낮아지면 총 피드백 전류(IFB) 중 다이오드(D11)를 통해 흐르는 전류가 증가하므로, 전력 제한 전류(Ilim)가 감소하고, 피드백 신호(FB)가 증가하면, 총 피드백 전류(IFB) 중 다이오드(D11)로 흐르는 전류가 감소하므로, 전력 제한 전류(Ilim)가 증가한다. 따라서 부하가 감소할수록, 전력 제한 전류(Ilim)가 감소하고, 부하가 증가할수록, 전력 제한 전류(Ilim)가 증가한다. 과부하시 피드백 신호(FB)가 증가하여, 다이오드(D11)가 차단되면, 전력 제한 전류(Ilim)는 최고치인 총 피드백 전류(IFB)가 된다. 이때 드레인 전류 제어 전압(VA)은 전력 제한 전류(Ilim)와 저항(R2)의 곱이므로, 드레인 전류 제어 전압(VA)은 전력 제한전류(Ilim)에 비례한다. 또한, 총 피드백 전류(IFB)는 입력 전압(Vin)이 증가할수록 감소하고, 입력 전압(Vin)이 감소할수록 증가한다. 이하, 총 피드백 전류(IFB)와 입력 전압(Vin)의 관계를 역관계(inverse relation)라 칭한다. 따라서 과부하시 다이오드(D11)가 차단되면, 전력 제한 전류(Ilim)의 값은 입력 전 압에 역관계이다. 따라서 드레인 전류 제어 전압(VA) 역시 입력 전압(Vin)에 역관계이다. 그러면, 최대 출력전력은 드레인 전류 제어 전압(VA)에 비례하므로 입력 전압(Vin)이 낮을수록 드레인 전류 제어 전압(VA)이 증가하여 최대 출력전력(P1)이 증가되고, 입력 전압(Vin)이 높을수록 드레인 전류 제어 전압(VA)이 감소하여 최대 출력전력(P2)이 감소한다. 따라서 입력 전압이 낮을 때 최대 출력전력(P1)과 입력전압이 높을 때 최대 출력전력(P2)을 같게 할 수 있다. 만약전력한계보상부(120)가 없다면 최대 출력 전력(P2)가 최대 출력 전력(P1)보다 크다.
앞서 설명한 바와 같이, 종래 SMPS는 전력 제한 전류의 최대값이 일정하여, 과부하시 전력 스위치(M)에 흐르는 드레인 전류(Ids)의 최고치가 일정하다. 그러면 입력 전압에 따라 최대 출력 전력이 변동한다. 본 발명의 실시예에서는 입력 전압에 전력 제한 전류의 최대 값이 역관계가 되도록 제어하여, 드레인 전류 제어전압의 최대 값을 제어한다. 결과적으로 본 발명의 실시 예는 최대 출력 전력을 입력 전압에 관계없이 일정하게 제어한다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 스위치 제어장치 및 이를 포함하는 SMPS를 나타낸 도면이다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른카운터(180)의 구성을 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 카운터에 입력되는 전원 전압(Vcc) 및 내부 발생 신호들을 나타낸 도면이다.

Claims (20)

  1. SMPS(switch mode power supply)의 출력 전력을 제어하는 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 제어 장치에 있어서,
    상기 SMPS의 입력 전압에 대응하는 동작 전류를 생성하는 동작 전류원, 및
    상기 동작 전류에 의해 생성되는 전원 전압이 소정의 카운터 저기준 전압부터 소정의 카운터 고기준 전압까지 증가하는 보상 기간을 카운터하여, 카운터 결과에 따라 보상 피드백 전류를 생성하고, 일정한 값을 가지는 주 피드백 전류와 상기 보상 피드백 전류를 합해 총 피드백 전류를 생성하며, 상기 총 피드백 전류에 따라 최고치가 증감하는 전력 제한 전류를 생성하는 최대 출력 전력 제어부를 포함하고,
    상기 전력 제한 전류와 상기 전력 스위치에 흐르는 전류를 비교하여 상기 전력 스위치의 턴 오프를 결정하는 스위치 제어 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 최대 출력 전력 제어부는,
    상기 보상 기간을 카운터하여, 카운터 결과에 따라 보상피드백 전류를 생성하고 출력하는 전력 한계 보상부, 및
    상기 주 피드백 전류를 생성하는 피드백 전류원을 포함하고,
    상기 총 피드백 전류 중 상기 SMPS의 출력 전압에 대응하는 피드백 신호에 따라 상기 전력 제한 전류가 결정되며, 상기 SMPS의 과부하시 상기 전력 제한 전류 는 상기총 피드백 전류를 포함하는 스위치 제어 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 전력 한계 보상부는,
    적어도 한 개의 보상 전류를 생성하는 적어도 하나의 보상 전류원,
    상기 적어도 하나의 보상 전류원 및 상기 피드백 전류원 사이에 연결되어 있는 적어도 하나의 스위치, 및
    상기 보상 기간을 카운트하여, 카운트 결과에 따라 상기적어도 하나의 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 카운터를 포함하는 스위치 제어 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 카운터는,
    상기 전원 전압과 상기 카운트 고기준 전압을 비교하는 제1 비교기,
    상기 전원 전압과 상기 카운트 저기준 전압을 비교하는 제2 비교기,
    상기 제1 비교기 및 상기 제2 비교기 각각의 비교 결과를 입력받아 논리 연산하고, 상기 논리 연산 결과에 따라 인에이블 신호를 출력하는 논리 연산부,
    상기 인에이블 신호에 따라 인에이블 되고, 입력신호의 한 주기마다 출력 신호 및 반전 출력 신호를 반전시켜 출력하는 적어도 하나의 카운터 플립플롭을 포함하며,
    상기 인에이블 신호는 상기 보상 기간에 대응하고, 상기 적어도 하나의 카우 터 플립플롭의 출력 신호는 상기 적어도 하나의 스위치의 스위칭 제어 신호인 스위치 제어 장치.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 제1 비교기는,
    상기 전원 전압이 입력되는 비반전단자 및 상기 카운트 고기준 전압이 입력되는 반전 단자를 포함하고,
    상기 제2 비교기는,
    상기 전원 전압이 입력되는 반전단자 및 상기 카운트 저기준 전압이 입력되는 비반전 단자를 포함하며,
    상기 논리 연산부는 NOR 게이트인 스위치 제어 장치.
  6. 제4항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 보상 전류원의 개수와 상기 적어도 하나의 스위치의 개수는 동일하고, 상기 적어도 하나의 스위치 개수에 따라 상기 적어도 하나의 카운터 플립플롭의 개수가 결정되는 스위치 제어 장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 보상 전류원 및 상기 적어도 하나의 스위치가 n 개이고,
    상기 적어도 하나의 카운터 플립플롭은 상기 n 개의 스위치 각각에 대응하는 n 개의 카운터 플립플롭을 포함하는 스위치 제어 장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 n 개의 카운터 플립플롭 중 k(1부터 n-1까지의 자연수 중 하나)번째 카운터 플립플롭의 반전 출력 신호는 k+1번째 카운터 플립플롭의 입력 신호이고, 상기 k번째 카운터 플립플롭의 출력 신호는 상기 n 개의 스위치 중 k번째 스위치의 스위칭 제어 신호인 스위치 제어 장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 k+1번째 카운터 플립플롭의 출력 신호는 상기 n 개의 스위치 중 k+1번째 스위치의 스위칭 제어 신호인 스위치 제어 장치.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 카운터 플립플롭은,
    소정의 주기를 가지는 카운터 클록 신호를 입력 신호로 받는카운터 플립플롭을 포함하며,
    상기 적어도 하나의 카운터 플립플롭의 출력 신호로 구현되는 디지털 데이터는 상기 카운터 클록 신호의 한 주기 단위로 증가하는 스위치 제어 장치.
  11. 제2항에 있어서,
    상기 최대 출력 전력 제어부는,
    상기 피드백 신호가 캐소드 전극에 인가되고, 상기 피드백 전류원 및 상기 전력 한계 보상부의 출력단에 연결되어 있는제1 다이오드,
    상기 피드백 전류원 및 상기 전력 한계 보상부의 출력단에 애노드 전극이 연결되어 있는 제2 다이오드,
    상기 제2 다이오드의 캐소드 전극에 일단이 연결되어 있는 제1저항, 및
    상기 제1 저항의 타단에 일단이 연결되어 있고, 타단은 접지되어 있는 제2 저항을 더 포함하며,
    상기 피드백 신호는 상기 SMPS의 출력 전압이 감소하면 증가하고, 상기 SMPS의 출력 전압이 증가하면 감소하며, 상기 전력 제한 전류는 상기 제2 다이오드를 통해 흐르는 전류인 스위치 제어 장치.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 전력 제한 전류가 상기 제2 저항에 흘러발생하는 드레인 전류 제어 전압과 상기 전력 스위치에 흐르는 전류에 대응하는 감지 전압을 비교하여 상기 전력 스위치의 턴 오프시점을 결정하는 PWM 제어부를 더 포함하는 스위치 제어 장치.
  13. 제12항에 있어서,
    상기PWM 제어부는,
    상기 감지 전압이 상기 드레인 전류 제어전압에 도달하면, 상기 전력 스위치 를 턴 오프 시키는 스위치 제어 장치.
  14. 제1항에 있어서,
    상기 동작 전류원을 이용해 커패시터를 충전시켜 상기 전원 전압을 생성하고,
    상기 커패시터와 상기 동작전류원 사이에 위치하는 스위치를 더 포함하며,
    초기 동작시 상기 전원 전압이 상기 스위치 제어 장치의 동작에 필요한 동작 임계 전압에 비해소정의 마진을 가지는 고기준 전압 이상이 되면, 상기 스위치를 턴 오프시키는 스위치 제어 장치.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 전원 전압을 상기 고기준 전압 및 상기 고기준 전압보다 낮은 저기준 전압과 비교하여 비교 결과에 따라 상기 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 히스테리시스 비교기를 포함하고,
    상기 히스테리시스 비교기는,
    상기 전원 전압이 상기 저기준 전압보다 작으면, 상기 스위치를 턴 온 시키고, 상기 전원 전압이 상기 저기준 전압과 상기 고기준 전압 사이이면 현재 스위치 상태를 유지하도록 스위칭 동작을 제어하는 스위치 제어 장치.
  16. SMPS(switch mode power supply)의 출력 전력을 제어하는 전력 스위치의 스 위칭 동작을 제어하는 스위치 제어 방법에 있어서,
    상기 SMPS의 입력 전압에 대응하는 동작 전류를 생성하는 단계;
    상기 동작 전류에 의해 생성되는 전원 전압이 소정의 카운터 저기준 전압부터 소정의 카운터 고기준 전압까지 증가하는 보상 기간을 카운터하는 단계;
    상기 카운터 단계의 카운터 결과에 따라 보상 피드백 전류를 생성하는 단계
    일정한 값을 가지는 주 피드백 전류와 상기 보상 피드백 전류를 합하여 총 피드백 전류를 생성하는 단계; 및
    상기 총 피드백 전류에 따라 최고치가 결정되는 전류 제한 전류와 상기 상기전력 스위치에 흐르는 전류를 비교하여 상기 전력 스위치의 턴 오프를 결정하는 단계를 포함하는 스위치 제어 방법.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 총 피드백 전류 중 상기 SMPS의 출력 전압에 대응하는 피드백 신호에 따라 상기 전력 제한 전류가 결정되는 단계를 더 포함하며,
    상기 SMPS의 과부하시 상기 전력 제한 전류는 상기총 피드백 전류를 포함하는 스위치 제어 방법.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 전력 제한 전류가 결정되는 단계는,
    상기 피드백 신호가 증가하면, 상기 전력 제한 전류는 증가하고, 상기 피드 백 신호가 감소하면, 상기 전력 제한 전류를 감소하며, 상기 피드백 신호는 상기 SMPS의 출력 전압이 감소하면 증가하고, 상기 SMPS의 출력 전압이 증가하면 감소하는 스위치 제어 방법.
  19. 제16항에 있어서,
    상기 보상 피드백 전류를 생성하는 단계는,
    상기 보상 기간을 카운트하여, 카운트 결과에 따라 상기 보상 피드백 전류를증가시키는 단계를 포함하는 스위치 제어 방법.
  20. 제16항에 있어서,
    상기 동작 전류원을 이용해 커패시터를 충전시켜 상기 전원 전압을 생성하는 단계를 더 포함하고,
    초기 동작시 상기 전원 전압이 상기 스위치 제어 장치의 동작에 필요한 동작 임계 전압에 비해소정의 마진을 가지는 고기준 전압 이상이 되면, 상기 커패시터의 충전을 멈추게 하는 스위치 제어 방법.
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