KR20100078122A - 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ｄｃ­ｄｃ 컨버터 - Google Patents

고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ｄｃ­ｄｃ 컨버터 Download PDF

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Abstract

본 발명은 대전력에도 적합한 승압비를 가지며, 소자의 전압 정격 및 수동 소자들의 부피가 작고, 출력 전압이 커지더라도 스위치의 전압 및 전류 스트레스가 최소화되며, 다이오드의 역방향 회복에 의한 서지가 제거되어 실제 사용가능한 승압비를 최대로 올려 전력 효율 및 전력 밀도를 증가시킬 수 있는 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ＤＣ­ＤＣ 컨버터를 제공하기 위한 것이다.
그 기술적 구성은 소프트 스위칭으로 구동하는 비절연 DC-DC 컨버터에 있어서, 다수의 스위치가 구비되고, 필터 인덕터를 통해 입력되는 공급 전원 및 게이트로 입력되는 제어 신호에 의해 상보적으로 온/오프 되는 스위칭 수단; 상기 스위칭 수단의 상보적인 온/오프를 통해 출력된 공급 전원에 대한 전압 체배기 및 정류를 수행하는 보조 회로를 포함한다.
ZVS, 부스트 컨버터, 대전력, DC-DC 컨버터, 소프트 스위칭, 비절연, 역회복

Description

고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ＤＣ­ＤＣ 컨버터{A NON-ISOLATED SOFT SWITCHED DC-DC CONVERTER WITH HIGH VOLTAGE GAIN}
본 발명은 비절연 소프트 스위칭 컨버터에 관한 것으로, 특히 공진으로 인한 추가적인 회로가 요구되지 않고, 스위치 및 다이오드와 같은 스위칭 소자에서의 손실을 최소화시킴으로써 전력 효율 및 전력 밀도를 높일 수 있는 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ＤＣ­ＤＣ 컨버터에 관한 것이다.
일반적으로, DC-DC 컨버터(DC-DC Converter)는 어떤 전압의 직류전원에서 다른 전압의 직류전원으로 변환하는 전자회로 장치를 일컬으며, 연료 전지와 같은 전원을 공급받는 대전력 시스템에서는 출력 전압이 낮고, 부하에 따라 변동폭이 크기 때문에 이를 조정하는데 구성요소로 삽입된다.
최근, 전력변환기의 소형화, 경량화를 실현하기 위하여 PWM 방식의 DC-DC 컨버터를 고속의 스위칭 주파수로 동작시킬 때, 이로 인한 손실은 주파수에 비례하여 커지게 되지만 공진형 컨버터의 사용으로 현저하게 감소시킬 수 있다.
하지만, 상기한 공진형 컨버터는 정현파 전류, 전압에 의하여 스위치를 구동 하는 방식이므로 스위치의 전류, 전압 스트레스가 증가하고 결과적으로 전도손실의 증가를 초래하는 것은 피할 수 없다.
이러한 손실을 줄이기 위하여 기존의 영전압 천이(ZVT: Zero Voltage Transition) PWM 승압형(Boost) 컨버터는 공진형 컨버터의 영전류, 영전압 스위칭으로 인한 전도손실과 PWM 컨버터의 하드 스위칭으로 인한 스위칭 손실을 최소화할 수 있을 뿐만 아니라 종래의 PWM 컨버터와 마찬가지로 시비율(Duty ratio)에 의한 제어가 가능하다는 장점을 갖추고 있다.
도 1은 종래 기술에 따른 영전압 천이(ZVT) 컨버터의 개략적인 회로도이다. 도 1에 도시된 바와 같이, 공진형 컨버터는 전력을 전달하는 주 스위치(S) 이외에도, 보조 스위치(S1)가 추가되어 주 스위치(S)의 턴-온 보조 스위치(S1), 공진 인덕터(Lr), 공진 커패시터(Cr)로 구성된 공진 회로를 동작시킨다.
여기서, 부하측(Vo)에 에너지를 전달하기 위하여, 필터 인덕터(Lf) 및 필터 커패시터(Co)는 저주파 영역을 통과시키고 리플 등을 없애기 위해 구비되며, 주 다이오드(D)는 공진 인덕터(Lr)에 의해 영전류에서 턴-오프 되고 공진 커패시터(Cr)에 의해 영전압에서 턴-온 되게 된다.
이에 따라, 주 스위치(S1)의 소프트 스위칭을 가능케 하지만, 보조 스위치(S1)의 턴-오프 및 이와 동시에 동작하는 보조 다이오드(D1)의 턴-온은 하드 스위칭 조건에서 동작되기 때문에, 이로 인한 스위칭 손실이 계속적으로 발생될 수 있다.
도 2는 종래 기술에 따른 공진형 컨버터의 개략적인 회로도이다. 도 2에 도 시된 바와 같이, (가)는 도 1의 기본적인 공진 구조가 유사하며, (나)의 경우에는 주 다이오드(D)와 병렬로 공진 인덕터(Lr) 및 공진 커패시터(Cr)를 구비하였는데, 여기서는 점선으로 표시한 부분이 보조 회로이다.
(가)는 단상 공진형 영전압 스위칭 컨버터(ZVS-QRC)이며, (나)는 준구형 공진 영전압 스위칭 컨버터(ZVS-QSW)이고, 이에 대한 자료는 K. Liu, R. Oruganti, F.C. Lee, "Resonant switched-Topologies and characteristics", IEEE Trans. Power Electron. Vol. PE-2, pp. 62-74, Jan. 1987, V. Vorpe’rian, "Quasi square-wave converters: Topologies and analysis", IEEE Trans. Power Electron. Vol. 3, pp. 183-191, March 1998, T. Mizoguchi, T. Ohgai, T. Ninomiya, "A family of single-switch ZVS-CV DC-DC converters", in Proc.IEEE APEC, vol. 2, pp. 1392-1398, 1994, E. Ismail, A. Sebzali, "A new class of quasi-square wave resonant converters with ZCS", in Proc. IEEE APEC, pp. 1381-1387, 1997 등에 자세히 기재되어 있으므로 상세한 설명은 생략한다.
여기서, 도 1과 같은 종래 기술의 컨버터는 주 다이오드(D)와 주 스위치(S)에서 소프트 스위칭을 하므로 전압 서지 및 스위칭 손실이 줄어들고, 공진형 컨버터에 비해 각각의 스위치 및 다이오드의 전압, 전류의 정격이 낮으며, 전압 및 전류 스트레스 증가 없이 소프트 스위칭을 가능케 할 수 있다.
그러나, 종래 기술에 따른 컨버터는 보조 회로에서 원하지 않은 공진이 발생하여 공진을 완화시키는 추가 회로가 필요하므로, 회로가 복잡해지며 비용이 증가 하게 되며, 보조 스위치가 하드 스위칭을 실시하므로, 턴 온/오프에 모두 손실이 발생하여 컨버터 전체 효율을 감소시키며, 보조 스위치의 동작으로 인한 주 스위치의 듀티 제한이 발생하여 승압비가 낮아지고, 높은 전압 정격의 소자들은 소자 기생 성분의 특성이 떨어지게 되므로, 컨버터의 효율을 저감시킴과 동시에 소자의 가격이 비싸고 소자 선정시 선택가능한 스위치가 다양하지 못한 등의 문제점이 있었다.
본 발명은 상기한 문제점을 해결하기 위하여 안출한 것으로, 공진이 발생하지 않으므로, 공진을 제거하기 위한 추가 회로로 인한 회로의 복잡성 및 비용을 저감시킬 수 있는 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ＤＣ­ＤＣ 컨버터를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 다른 목적은 주 스위치 및 보조 스위치가 모두 영전압 스위칭이 가능하여 스위칭 손실을 최소화시킴으로써, 컨버터의 전체 전력 효율을 높일 수 있는 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ＤＣ­ＤＣ 컨버터를 제공하는 데 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 보조 스위치와 주 스위치에 데드 타임 및 상보적 스위칭을 적용하여 주 스위치의 듀티 제한을 제거하고, 보조 회로와 부스트 컨버터의 출력을 직렬로 연결하여 출력 전압을 양분함으로써 각 소자의 전압 정격을 낮출 수 있는 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ＤＣ­ＤＣ 컨버터를 제공하는 데 있다.
상기한 바와 같은 목적을 달성하기 위하여 본 발명은 소프트 스위칭으로 구동하는 비절연 DC-DC 컨버터에 있어서, 다수의 스위치가 구비되고, 필터 인덕터를 통해 입력되는 공급 전원 및 게이트로 입력되는 제어 신호에 의해 상보적으로 온/오프 되는 스위칭 수단; 상기 스위칭 수단의 상보적인 온/오프를 통해 출력된 공급 전원에 대한 전압 체배기 및 정류를 수행하는 보조 회로를 포함한다.
그리고, 상기 스위칭 수단은 상기 필터 인덕터를 통해 공급 전원과 병렬로 연결되는 제1 IGBT; 상기 필터 인덕터를 통해 공급 전원과 상기 보조 회로 사이에 연결되는 제2 IGBT를 포함하는 것을 특징으로 한다.
더불어, 상기 보조 회로는 상기 필터 인덕터의 - 측과 직렬로 - 측이 연결되는 보조 커패시터; 상기 보조 커패시터의 + 측과 직렬로 연결된 보조 인덕터; 상기 보조 인덕터와 직렬로 연결된 제1 다이오드; 상기 보조 인덕터와 + 측이 직렬로 연결되고, 그 - 측은 상기 제2 IGBT 과 연결되는 제2 다이오드; 상기 제1 다이오드 및 제2 다이오드와 병렬로 연결되는 제1 필터 커패시터; 상기 제1 IGBT 및 제2 IGBT의 출력의 그 - 측, + 측과 연결되는 제2 필터 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명은 소프트 스위칭으로 구동하는 비절연 DC-DC 컨버터에 있어서, 다수의 스위치가 구비되고, 병렬로 연결된 다수의 필터 인덕터를 통해 입력되는 공급 전원 및 게이트로 입력되는 제어 신호에 의해 상보적으로 온/오프 되는 스위칭 수단; 상기 스위칭 수단의 상보적인 온/오프를 통해 출력된 공급 전원에 대한 전압 체배기 및 정류를 수행하는 보조 회로를 포함한다.
여기서, 상기 스위칭 수단은 상기 다수의 필터 인덕터(L1, L2) 중 하나(L1)를 통해 출력된 공급 전원을 공급받는 한 쌍의 IGBT(S1, S4); 상기 다수의 필터 인덕터(L1, L2) 중 다른 하나(L2)를 통해 출력된 공급 전원을 공급받는 다른 한 쌍의 IGBT(S2, S3)을 포함하는 것을 특징으로 한다.
그리고, 상기 보조 회로는 상기 다수의 필터 인덕터(L1, L2)의 - 측과 직렬로 - 측이 연결된 다수의 보조 커패시터(C1, C2); 상기 다수의 보조 커패시터(C1, C2)와 직렬로 연결된 다수의 보조 인덕터(L3, L4); 직렬로 연결된 다수개의 다이오드(D1, D2, D3, D4); 상기 다수개의 다이오드(D1, D2, D3, D4)와 병렬로 연결되거나 그 사이에 연결된 다수의 커패시터(C3, C4, C5)를 포함하고, 상기 보조 인덕터(L3, L4)는 상기 다수개의 다이오드(D1, D2) 사이 또는 다수개의 다이오드(D3, D4) 사이의 공통 노드에 연결되는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 공급 전원이 다상으로 증가할수록 상기 상수에 비례하여 상기 필터 인덕터, 상기 필터 인덕터와 연결되는 스위칭 수단, 상기 필터 인덕터와 직렬로 연결된 보조 커패시터 및 보조 인덕터, 상기 보조 커패시터 및 보조 인덕터에 연결된 다이오드 및 필터 커패시터는 증가된 수로 연결되는 것을 특징으로 한다.
이상에서 설명한 바와 같이 상기와 같은 구성을 갖는 본 발명은 주 스위치에서 소프트 스위칭을 실시하므로 전압 서지 및 스위칭 손실을 줄임과 동시에, 보조 스위치에도 소프트 스위칭을 실시할 수 있으므로 전체 효율이 높아지며, 컨버터에서 공진이 발생하지 않기 때문에 공진 제거를 위한 추가 회로를 설치할 필요가 없고, 보조 스위치와 주 스위치를 상보적으로 구현함으로써 주 스위치의 듀티 제한이 없으며, 보조 회로의 부스트 컨버터의 출력을 직렬 연결하여 출력 전압을 양분함으로써 모든 소자의 전압 정격을 낮출 수 있고, 약 2 배 이상의 승압비를 가질 수 있 는 등의 효과를 거둘 수 있다.
이하, 본 발명에 따른 실시예를 첨부된 도면을 참고로 하여 상세하게 설명한다.
도 3은 본 발명에 따른 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ＤＣ­ＤＣ 컨버터의 개략적인 회로도이다. 도 3에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 컨버터(1)는 필터 인덕터(L1), 스위칭 수단(20), 보조 회로(30)를 포함한다.
여기서, 필터 인덕터(L1)는 입력된 공급 전원(Vin)의 저주파 성분을 통과시키도록 필터링 하며, 이를 스위칭 수단(20)의 제1 IGBT(S1), 제2 IGBT(S2)으로 배분되도록 출력하는데, 여기서 상기 스위칭 수단(20)은 하기 도 11까지 개시된 응용에서는 IGBT를 이용하지만, 도 17에 개시된 응용에서는 MOSFET을 이용하는 것을 특징으로 하며, 상기 스위칭 수단(20)은 IGBT, MOSFET 등을 포함한 상위 개념으로 정의한다.
그리고, 스위칭 수단(20)의 제1 IGBT(S1)은 주 스위치이며, 제2 IGBT(S2)과 한 주기 내에 상보적인 동작을 실시하도록 하는데, 예를 들면 제1 IGBT(S1)이 턴 온되면 제2 IGBT(S2)은 턴 오프되고, 그 반대도 마찬가지로 동작한다.
따라서, 1 주기가 T 라고 하고, 제1 IGBT(S1)이 D 라는 듀티 시간을 가진다면, 제2 IGBT(S2)은 T - D 라는 듀티 시간을 가지게 되며, 두 IGBT(S1, S2) 간의 겹치는 동작 시간은 없다.
이에 따라, 필터 인덕터(L1), 보조 인덕터(L2), 제1 IGBT(S1) 및 제2 IGBT(S2) 내부의 커패시터를 이용하여 DCM(Discontinuous Current Mode)에서 뿐만 아니라, CCM(Continuous Current Mode)에서도 자연적으로 영전압 스위칭을 성취할 수 있다. 스위치 전류는 필터 인덕터 전류와 보조 인덕터 전류의 합·차에 의해 DCM 전류와 같이 전류 리플이 커지기 때문에 CCM에서도 영전압 스위칭이 가능하다.
그리고, 보조 회로(30)는 보조 커패시터(C1), 보조 인덕터(L2), 전압 더블러(체배기)를 구성하는 제1 다이오드(D1), 제2 다이오드(D2), 제1 필터 커패시터(C2), 제2 필터 커패시터(C2)를 포함한다.
여기서, 보조 인덕터(L2)를 기준으로 저전압 측과 고전압 측으로 나뉘는데, 그 이유는 보조 인덕터(L2)에서 출력된 전압은 제1 다이오드(D1) 및 제2 다이오드(D2)를 통해 직류의 (+), (-) 일 때 모두 제1 필터 커패시터(C2), 제2 필터 커패시터(C3)가 동시에 충전되어, 출력측(Vout)에 부하측으로 전달되기 때문이다.
따라서, 제1 필터 커패시터(C2), 제2 필터 커패시터(C3)는 2 개가 연결됨으로 인해 전압 더블러의 역할을 하게 되며, 상기 제1 필터 커패시터(C2), 제2 필터 커패시터(C3)에 걸리는 전압이 출력측 전압이 되므로 승압이 이루어지게 된다.
마지막으로, 각 소자의 연결은 입력 전원과 필터 인덕터(L1, 10)가 직렬로 연결되며, 상기 필터 인덕터(10)와 제1 IGBT(S1)은 병렬로 연결되어 있으며, 제2 IGBT(S2)은 상기 필터 인덕터(10)와 제2 다이오드(D2)의 - 측과 연결되어 있다.
그리고, 필터 인덕터(10)와 보조 커패시터(C1), 보조 인덕터(L2)는 직렬로 연결되어 있으며, 상기 필터 인덕터(10)와 보조 커패시터(C1) 사이에 상기 제1 IGBT(S1), 제2 IGBT(S2)이 병렬로 연결되어 있다.
그리고, 보조 인덕터(L2)는 제1 다이오드(D1)과 제2 다이오드(D2)의 직렬 연결 사이의 노드에 공통단으로 연결되어 있으며, 상기 제1 다이오드(D1)의 + 측과 제2 필터 커패시터(C3)의 + 단 사이에 제1 필터 커패시터(C2)가 구비되어 있다.
도 4는 도 3의 컨버터의 각 소자에 걸리는 전압을 도시한 도이다. 도 4에 도시된 바와 같이, 본 발명의 컨버터(1)의 승압비를 구하기 위해 각 소자에 걸리는 전압을 구해보면 하기와 같다.
우선, 컨버터(1)의 승압비는 하기 수학식 1과 같다.
Figure 112008090224807-PAT00001
여기서, Vo는 컨버터(1)를 통해 출력될 전압이고, Vin은 컨버터로 입력된 전압이며, Deff는 유효 듀티이며, 제어 회로에서 결정된 듀티(D)는 하기 수학식 2와 같다.
Figure 112008090224807-PAT00002
이때, D 는 듀티이며, △D는 보조 인덕터(L2)에 흐르는 전류(IL2)에 의해 발 생되는 듀티 손실이며, 하기 수학식 3과 같다.
Figure 112008090224807-PAT00003
여기서, 듀티 손실인 △D은 보조 인덕터(L2)의 인덕턴스가 작으면 감소하지만, 주 스위치인 제1 IGBT(S1)의 영전압 스위칭 영역도 함께 감소하게 되는 것을 알 수 있으며, 이에 따라 주 스위치인 제1 IGBT(S1)의 스위칭 손실과 듀티 손실에 의한 승압비를 고려하여 보조 인덕터(L2)의 인덕턴스를 조절하는 것이 바람직하다.
또한, 도 4에 도시된 바와 같이, 보조 커패시터(C1)에 걸리는 전압(Vc1), 제1 필터 커패시터(C2)에 걸리는 전압(Vc2), 제2 필터 커패시터(C3)에 걸리는 전압(Vc3)는 하기 수학식 4, 5, 6과 같다.
Figure 112008090224807-PAT00004
Figure 112008090224807-PAT00005
Figure 112008090224807-PAT00006
여기서, 전압 강하인 △V는 하기 수학식 7과 같다. 보조 인덕터에 전압이 인가되면서 보조 커패시터에 보조 인덕터 전압이 빼지거나 더해진다.
Figure 112008090224807-PAT00007
도 5는 본 발명에 따른 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ＤＣ­ＤＣ 컨버터의 동작 및 파형을 도시한 도이다. 도 5에 도시된 바와 같이, 공급 전원(Vin)에서 전원이 공급되고, 제1 IGBT(S1)의 게이트로 구동 신호를 입력하게 되면, 제1 IGBT(S1)은 턴 온 되어 전류를 도통시키게 된다.
이와 같은 경우, 제1 IGBT(S1)만 턴 온된 상태이기 때문에, 공급 전원(Vin), 필터 인덕터(L1), 제1 IGBT(S1), 보조 커패시터(C1), 보조 인덕터(L2), 제2 다이오드(D2), 제1 필터 커패시터(C2), 제2 필터 커패시터(C3)에 전원이 공급되게 된다.
따라서, 저전압 측인 필터 인덕터(L1) 및 보조 인덕터(L2)에 모두 양(+)인 전원이 흐르게 되므로 전류는 증가하는 기울기를 가지게 되며, 고전압 측인 제2 다이오드(D2)를 따라 제1 필터 커패시터(C2), 제2 필터 커패시터(C2)에 걸린 전압이 출력측으로 출력되는 총 전압이므로, 제1 필터 커패시터(C2), 제2 필터 커패시터(C3)는 전압 더블러(체배기)의 역할을 수행하게 된다.
이와 같은 동작이 수행되는 구간을 MODE 1 이라 하고, 각각의 파형을 확인하면, 듀티 시간(DT: Duty Time)이 제1 IGBT(S1)이 온 상태인 시점으로 정의하며, 이 구간 동안의 각 소자의 파형을 살펴본다.
여기서, S1은 제1 IGBT(S1)의 게이트로 입력된 구동 신호를 의미하며, VL1은 필터 인덕터(L1)의 전압을, IL1은 필터 인덕터(L1)의 전류를, IS1은 제1 IGBT(S1)에 흐르는 전류를, VS2는 제2 IGBT(S2)에 걸린 전압을, VL2는 보조 인덕터(L2)에 걸린 전압을, IL2는 보조 인덕터(L2)를 흐르는 전류를, VD1은 제1 다이오드(D1)에 걸린 전압을, ID2는 제2 다이오드(D2)에 흐르는 전류를 의미한다.
여기서, 제1 IGBT(S1)을 흐르는 전류(IS1)를 보면, 필터 인덕터(L1)의 전류(IS1) + 보조 인덕터(L2)의 전류(IL2)가 흐르게 되며, 제1 IGBT(S1)이 턴 오프될 때, MODE 1이 종료된다.
즉, 제1 IGBT(S1)으로는 필터 인덕터(L1)의 전류(IS1)와 보조 인덕터(L2)의 전류(IL2)가 흐르게 되는 것이다.
도 6는 본 발명에 따른 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ＤＣ­ＤＣ 컨버터의 동작 및 파형을 도시한 도이다. 도 6에 도시된 바와 같이, 제1 IGBT(S1)의 게이트로 구동 신호가 제거되면, 제1 IGBT(S1)은 턴 오프되어 전류가 도통되지 않는다.
어떠한 IGBT도 턴 온되지 않은 상태를 데드 타임(Dead Time)이라 하며, 이 구간에서는 제1 IGBT(S1)의 내부 커패시터가 전류의 흐름이 정방향이므로 충전을 실시하게 되며, 제2 IGBT(S2)의 내부 커패시터는 전류의 흐름이 역방향이므로 방전을 실시하게 된다.
이와 같은 동작이 수행되는 시간을 MODE 2 이라 하고, 각각의 파형을 확인하면, 제1 IGBT(S1)가 오프 되는 시점으로 정의하며, 이 구간 동안의 각 소자의 파형을 살펴본다.
이때, 저전압 측 필터 인덕터(L1)와 보조 인덕터(L2)에 모두 (-) 전압이 인가되어 필터 인덕터(L1)에 흐르는 전류(IL1)과 보조 인덕터(L2)에 흐르는 전류(IL2)는 모두 감소하게 되고, 고전압 측의 제2 다이오드(D2)의 전류(ID2)도 감소하게 된다.
이에 따라, 제2 다이오드(D2)는 영전류 스위칭(Zero Current Switching)으로 턴 오프되며, 제1 IGBT(S1)의 충전 및 제2 IGBT(S2)의 방전이 완료되고 나면, 제2 IGBT(S2)의 내부 다이오드로 전류가 흐르게 되며, 상기 보조 인덕터(L2)에 흐르는 전류(IL2)의 전류가 0 이 될 때 MODE 2 가 종료된다.
다시 말하면, 제2 IGBT(S2)의 내부 커패시터가 IL1+ IL2의 전류로 방전하게 되며, 제2 IGBT(S2)는 전부하에서 영전압 스위칭 턴 온이 가능한 것이며, 제2 다이오드(D2)가 영전류 스위칭 턴 오프가 이루어지기 때문에 역방향 회복에 의한 서지 현상이 발생하지 않는다.
도 7은 본 발명에 따른 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ＤＣ­ＤＣ 컨버터의 동작 및 파형을 도시한 도이다. 도 7에 도시된 바와 같이, 공급 전원(Vin)에서 전원이 공급되고, 제2 IGBT(S2)의 채널 역방향으로 흐르던 전류가 0 이 된 후, 자연적으로 채널의 정방향으로 전원이 인가되게 되고 영전압 스위칭에 의한 제2 IGBT(S2)이 턴 온(Turn on) 된다.
이와 같은 경우, 제2 IGBT(S2)만 턴 온된 상태이기 때문에, 제1 IGBT(S1), 제2 다이오드(D2)로는 전류가 인가되지 않으며, 상기 제1 IGBT(S1) 및 제2 다이오드(D2)를 제외한 나머지 소자들로는 전류가 흐르고 있다.
따라서, 제1 다이오드(D1)를 통해 제1 필터 커패시터(C2), 제2 필터 커패시터(C3)가 충전되게 되며, 상기 제1 필터 커패시터(C2), 제2 필터 커패시터(C3)에 걸린 전압이 출력측으로 출력되는 총 전압이므로, 제1 필터 커패시터(C2), 제2 필터 커패시터(C3)는 전압 더블러(체배기)의 역할을 수행하게 된다.
이와 같은 동작이 수행되는 시간을 MODE 3 이라 하고, 각각의 파형을 확인하면, 듀티 시간(DT: Duty Time)과 제2 IGBT(S2)의 듀티 시간을 합치게 되면 1 주기(T)가 되며, 본 발명에서는 제1 IGBT(S1)의 듀티 시간을 D 라 하면, 제2 IGBT(S2)의 듀티 시간을 T-D 로 정의하며, 이 구간 동안의 각 소자의 파형을 살펴 본다.
여기서, S2는 제2 IGBT(S2)의 게이트로 입력된 구동 신호를 의미하며, VS1은 제1 IGBT(S1)에 걸린 전압이며, IS2는 제2 IGBT(S2)으로 흐르는 전류를 의미하며, ID1은 제1 다이오드(D1)의 전류를, VD2는 제2 다이오드(D2)의 전압을 의미한다.
상기 제2 IGBT(S2)의 내부 다이오드로 흐르던 전류가 채널의 역방향으로 흐르는 동기정류방식으로 동작하며 영전압 스위칭이 되면, 보조 인덕터(L2)의 전류 방향은 변환되면서 (-) 방향으로 증가하게 된다.
이때, 제2 IGBT(S2)에는 상기 보조 인덕터(L2)의 전류(IL2)와 동일한 전류가 역전된 것을 파형으로 확인할 수 있으며, 제1 다이오드(D1)도 도통되어 상기 전류(ID1)도 점점 증가되는 것을 할 수 있다.
그리고,제2 IGBT(S2)의 전류(IS2)는 필터 인덕터(L1)의 전류(IL1) - 보조 인덕터(L2)의 전류(IL2)가 0 이 될 때 상기 MODE 3 가 종료되게 된다.
도 8은 본 발명에 따른 본 발명에 따른 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ＤＣ­ＤＣ 컨버터의 동작 및 파형을 도시한 도이다. 도 8에 도시된 바와 같이, 제2 IGBT(S2) 채널의 역방향으로 흐르던 전류가 0 이 된 후, 자연적으로 제2 IGBT(S2) 채널의 정방향으로 흐르게 되며, 제2 IGBT(S2)가 턴 오프 될 때, 모드 4는 종료된다.
도 9는 본 발명에 따른 본 발명에 따른 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ＤＣ­ＤＣ 컨버터의 동작 및 파형을 도시한 도이다. 도 9에 도시된 바와 같이, 제2 IGBT(S2)가 턴 오프되면, 이 구간에서는 제1 IGBT(S1)의 내부 커패시터가 전류의 흐름이 역방향이므로 방전을 실시하게 되며, 제2 IGBT(S2)의 내부 커패시터는 전류의 흐름이 정방향이므로 충전을 실시하게 된다.
이와 같은 동작이 수행되는 시간을 MODE 5 라 하고, 각각의 파형을 확인하면, 제2 IGBT(S2) 가 오프 되는 시점으로 정의하며, 이 구간 동안의 각 소자의 파형을 살펴본다.
이때, 필터 인덕터(L1)의 전류(IL1)는 증가하고, 보조 인덕터(L2)의 전류(IL2)는 감소하면서 고전압 측의 제1 다이오드(D1)의 전류(ID1)는 서서히 감소하게 되며, 이에 따라 제1 다이오드(D1)는 영전류 스위칭(ZCS)이 가능케 된다.
그리고, 제1 IGBT(S1)는 방전을 완료하게 되고, 제2 IGBT(S2)은 충전을 완료하면, 제1 IGBT(S1)는 내부 다이오드를 통해 전류를 인가받게 되고, 상기 전류는 계속적으로 감소하여 0 이 되며, 이에 따라 제1 다이오드(D1)은 영전압 스위칭 턴 오프(turn off) 되므로, 역회복에 의한 전압 서지가 발생되지 않는다.
또한, 보조 인덕터(L2)로 흐르는 전류(IL2)가 0 이 될 때 MODE 5 는 종료된다.
다시 말하면, MODE 5 가 시작될 때, 제2 IGBT(S2)는 턴 오프되고, 제1 IGBT(S1)의 내부 커패시터는 방전하게 되므로, 제1 IGBT(S1)의 영전압 스위칭 턴 온은 필터 인덕터(L1)의 인덕턴스가 작거나 보조 인덕터(L2)의 전류 리플이 커질 때 쉽게 성취될 수 있다.
도 10은 본 발명에 따른 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ＤＣ­ＤＣ 컨버터와 종래 기술에 따른 승압형(Boost) 컨버터의 파형을 비교한 도이다. 도 10에 도시한 바와 같이, (가)는 승압형 컨버터이고 (나)는 본 발명의 컨버터이다.
(가)를 보면, 스위치(S1,S2)에 영전압 스위칭을 성취하기 위해 필터 인덕터 전류가 음의 전류 영역까지 내려가는 것을 볼 수 있다. 필터 인덕터의 전류가 스위치로 도통하기 때문에 필터 인덕터의 전류 리플이 클 수 록 스위치의 영전압 스위칭 영역은 증가한다. 하지만 필터 인덕터의 큰 전류리플은 인덕터의 철손을 증가시켜 컨버터의 효율이 감소하고 컨버터 입력단에 추가적인 필터가 필요하다.
(나)를 보면, 본 발명의 컨버터는 필터 인덕터의 전류가 음의 전류 영역까지 내려가지 않아도 스위치(S1,S2)에서 영전압 스위칭이 성취되는 것을 볼 수 있다. 스위치(S1) 전류는 보조 인덕터 전류에서 필터 인덕터 전류를 뺀 전류가 도통하기 때문에 필터 인덕터 전류 리플이 작아도 영전압 스위칭이 성취되고 스위치(S2)전류는 필터 인덕터와 보조 인덕터의 전류의 합이 도통하기 때문에 필터 인덕터 전류리플이 작아도 영전압 스위칭이 성취된다. 따라서 필터 인덕터의 작은 전류 리플은 인덕터 철손을 감소시켜 컨버터의 효율이 증가하며 컨버터 입력단에 추가적인 필터가 필요 없다.
특히, 연료전지에서 컨버터의 작은 입력전류 리플은 연료전지의 수명을 늘려주기 때문에 연료전지 시스템에서 본 발명에 따른 컨버터는 효율과 부피 연료전지 수명에서 종래 기술의 승압형 컨버터 보다 적합하다.
그리고, 종래 기술에 따른 승압형 컨버터와 본 발명에 따른 컨버터를 다음의 동일한 사양으로 설계한 후, 특징 및 정격을 표 1에서 비교하였다.
여기서, 출력 전력은 50kW, 입력 전압은 250~450V, 출력 전압은 600V, △Iin(입력전류 리플)는 10%, △Vout(출력전압 리플)은 3%, 공급 전원의 주파수는 15kHz로 한다.
종래 기술 본 발명
스위치

 Vpk 610V 413V
Ipk 696A 552A
Po/(Vpk*Ipk*q) 0.05 0.11
다이오드

 Vpk 610V 196V
Ipk 200A, 690A 265A, 344A
Po/(Vpk*Ipk*q) 0.09 0.42
출력 커패시터
 커패시턴스 200uF 400uF * 2EA
Vpk 610V 196V, 413V
CV2(PU) 1 1.12
필터 인덕터

 인덕턴스 500uH 350uH
Irms 200A 200A
LI2(PU) 1 0.7
보조 커패시터
 커패시턴스 7uF 50uF
Vpk 310V 196V
CV2(PU) 1 0.74
보조 인덕터
 인덕턴스 10uH 10uH
Irms 296A 190A
LI2(PU) 1 0.41
표 1을 보면, 종래 기술에 따른 컨버터의 소자 전압 정격은 출력 전압과 같지만, 본 발명에 따른 컨버터는 보조 회로에 의해 전압이 양분되므로 소자의 전압 정격이 매우 낮게 나타난다.
따라서, 본 발명에 따른 컨버터는 IGBT으로 구성된 스위치와 다이오드의 역방향 회복 시간이 작은 소자를 선정할 수 있으므로 손실을 저감시킬 수 있다.
또한, 본 발명의 컨버터는 출력측 커패시터가 2 개이므로, 출력 커패시터의 에너지량이 종래 기술에 따른 컨버터보다 약간 크지만, 다른 수동 소자의 에너지량은 종래 기술의 컨버터보다 매우 작다.
더불어, 본 발명의 컨버터의 필터 인덕터는 작은 전압이 인가되므로, 작은 인덕턴스로 입력 리플을 만족할 수 있으며, 소프트 스위칭을 위해 부분 공진을 사용하는 종래 기술에 따른 컨버터는 보조 인턱터의 전류 정격이 본 발명의 컨버터보다 매우 크다.
도 11은 본 발명에 따른 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ＤＣ­ＤＣ 컨버터의 실험 결과를 도시한 파형이다. 도 11에 도시된 바와 같이, 출력측 전력을 1kW, 입력 전압을 100V, 출력 전압을 400V, 공급 전원의 주파수는 50kHz로 하면, (a)와 (b)에 도시된 바와 같이, 필터 인덕터의 전류가 CCM(Continuous Current Mode)일 때, 제1, 2 IGBT(S1, S2)가 영전압 스위칭 턴 온이 성취되는 것을 확인할 수 있다.
(c)는 출력측 커패시터(C2, C3)의 충, 방전에 의한 다이오드 영전류 스위칭 턴 오프가 도시되며, (d)는 보조 인덕터(L2)의 전압과 전류를 나타낸다.
본 발명은 대전력 응용에도 적합한 새로운 ZVSCS CCM(Continuous Current Mode)를 구성하였으며, 이는 CCM에서도 스위치의 영전압 스위칭이 가능하며 다이오드도 영전류 턴 오프 동작으로 역방향 회복에 의한 서지 발생이 없고, 모든 소자들의 전압 정격과 수동 소자들의 부피가 작고 종래 기술의 부스트 컨버터 승압비의 2 배의 승압비를 가질 수 있으며, 이에 따라 대전류 응용에서도 고효율 및 고전력 밀도를 달성할 수 있다.
도 12는 본 발명에 따른 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ＤＣ­ＤＣ 컨버터의 고승압 응용을 위한 실시예이고, 도 13은 도 12의 출력 파형을 도시한 도이며, 도 14는 도 13의 구간에 따라 전류의 흐름을 도시한 회로도이다.
도 12에 도시된 바와 같이, 저전압 측에 2 개의 필터 인덕터(L1, L2), 4 개의 스위치인 제1 ~ 4 MOSFET(S1, S2, S3, S4), 2 개의 보조 커패시터(C1, C2), 2 개의 보조 인덕터(L3, L4), 전압 더블러인 제1~제4 다이오드(D1, D2, D3, D4), 3 개의 필터 커패시터(C3, C4, C5)를 포함한다.
여기서, 제1 MOSFET(S1), 제4 MOSFET(S4)와 제2 MOSFET(S2), 제3 MOSFET(S4)는 서로 180 도의 위상차를 가지고 필터 인덕터(L1, L2)의 전류를 인터리빙하기 때문에, 전류 리플을 감소시킨다.
그리고, 제1 MOSFET(S1), 제4 MOSFET(S4)와 제2 MOSFET(S2), 제3 MOSFET(S4)는 비대칭으로 출력 전압이 제어되고, 상보적(Complementary) 스위칭에 의해 필터인덕터(L1, L2)와 보조 인덕터(L3, L4), 스위치의 내부 커패시터를 이용하여 DCM(Discontinuous Current Mode)에서 뿐만 아니라 CCM(Continuous Current Mode)에서도 자연적으로 영전압 스위칭을 성취할 수 있다.
한편, 고전압 측은 전압 더블러를 직렬로 구성하여 승압비를 상승시키고 소자의 전압 정격을 낮추는 역할을 하며, 보조 인덕터(L3, L4)에 흐르는 전류도 인터리빙하여 출력 커패시터(C3, C4, C5)로 흐르기 때문에 출력 리플을 감소시켜 출력 커패시터(C3, C4, C5)의 값이 작아지게 된다.
여기서, 도 13을 보면, 다이오드에 흐르는 전류는 출력 커패시터의 충, 방전에 의해, 영전류 스위칭 턴 오프가 이루어지기 때문에, 역방향 회복에 의한 서지 현상이 거의 발생하지 않는다.
또, 도 14를 보면, t1~t2 구간에서 제3 MOSFET(S3)으로 흐르는 큰 전류가 제4 MOSFET(S4)의 내부 커패시터를 방전시키기 때문에 제1 MOSFET(S2)와 제4 MOSFET(S4)는 전부하에서 영전압 턴 온이 가능하다.
그리고, t4~t5 구간에서 제4 MOSFET(S4)에 흐르는 전류가 제3 MOSFET(S3)의 내부 커패시터를 방전하기 때문에 제1 MOSFET(S1)과 제1 MOSFET(S3)는 보조 인덕턴스의 크기에 의해 영전압 스위칭 턴온 영역을 조정할 수 있다.
더불어, 고전압 측 커패시터(C3, C4, C5)의 전압(VC3, VC4, VC5)는 각각 하기 수학식 8 내지 수학식 12 과 같다.
Figure 112008090224807-PAT00008
Figure 112008090224807-PAT00009
Figure 112008090224807-PAT00010
Figure 112008090224807-PAT00011
Figure 112008090224807-PAT00012
여기서, △V 는 보조 인덕터(L3, L4)에 의한 전압 강하이다. 따라서, 보조 인덕턴스를 작게 하면 듀티 손실은 감소하지만 하측 스위치인 제1 MOSFET(S1)과 제3 MOSFET(S3)의 영전압 스위칭 턴 온 영역이 작아진다.
그리고, 상기 수학식 10, 11, 12로부터 산출된 본 발명의 실시예에 따른 컨버터 승압비는 하기 수학식 13과 같다.
Figure 112008090224807-PAT00013
종래 기술 본 발명
스위치 정격 Vout Vout/3
다이오드 정격 Vout Vout/3
커패시터 정격 Vout Vout/3
표 2에 도시된 바와 같이, 종래 기술의 컨버터는 출력전압에 의해 소자의 전압 정격이 결정되는데 비해, 본 발명의 컨버터는 직렬 연결된 커패시터로 출력전압이 나누어지므로 소자의 전압정격이 1/3로 되므로, 다이오드의 역방향 회복 시간이 작은 소자를 선정할 수 있다.
도 15는 본 발명의 실시예에 따른 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ＤＣ­ＤＣ 컨버터의 실험 출력 파형을 도시한 그래프이고, 도 16은 본 발명의 실시예에 따른 컨버터의 계산 효율 및 측정 효율을 도시한 도이다.
도 15에 도시된 바와 같이, 전력을 1kW, 입력 전압을 50V, 출력 전압을 400V, ΔIin(입력전류 리플)를 5%, ΔVout(출력전압 리플)을 5%, 교류 전원의 주파수를 70 kHz로 한다.
여기서, (a)는 입, 출력 전압을 보여주며, 입력 전압은 50V, 출력전압은 400V이므로 이론적인 듀티비는 D=0.625 지만 △V에 의한 듀티 손실을 고려하여 D=0.634를 사용하였다.
또한, 일반적인 부스트 컨버터의 경우 스위치 양단에 출력 전압 400V 가 걸리게 되지만 본 발명의 실시예에 따른 컨버터는 (b)를 보면, 출력 전압의 1/3의 전압 정격인 133V가 인가된다.
그리고, (c)는 인덕터 전류의 인터리빙이 되고 있는 것을 보여주며, 4(d)는 스위치 전압과 스위치 전류의 보여주고, 영전압 스위칭 턴 온이 성취되는 것을 확인할 수 있다.
도 16을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 계산 효율과 측정 효율을 나타내는데, 600W에서 최고 효율인 97.3%가 측정되고, 본 발명의 이론적 효율치도 97.1%이므로 실험적인 효율과 일치함을 확인할 수 있다.
본 발명은 대전력 응용에서도 적합한 새로운 비절연 DC-DC 컨버터를 구성하였으며, 이는 종래 기술에 따른 부스트 컨버터 승압비의 약 3배를 가지며 CCM(Continuous Current Mode)에서도 영전압 스위칭이 가능하다.
또한 소자의 전압 정격이 출력전압의 1/3이 되고 인터리빙이 가능하여 입, 출력 수동소자의 정격도 작고, 다이오드도 영전류 스위칭 동작으로 역방향 회복에 의한 서지 현상도 제거되기 때문에, 고승압 비절연 응용에서도 고효율 및 고전력 밀도를 달성할 수 있다.
도 17은 본 발명의 실시예에 따른 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 DC-DC 컨버터의 개략적인 회로 구성을 도시한 도이다. 도 17에 도시된 바와 같이, (가)는 본 발명의 컨버터를 전원과 부하 간의 접지가 같고, 고승압과 대전류 응용을 위해 변형한 예이다.
여기서, 본 발명의 컨버터와 본 실시예에서의 컨버터는 기본적인 구조는 같으나, 더 높은 승압을 위해 보조 회로(보조 인덕터, 보조 커패시터, 다이오드, 커패시터)를 직렬로 연결하였고, 대전류 응용을 위해 입력단을 전원과 병렬로 연결하여 각 필터 인덕터와 스위치의 전류 부담을 줄였다.
따라서, (가)와 같은 본 발명의 실시예에 따른 컨버터는 사용자가 원하는 승압비와 컨버터의 용량에 따라 원하는 병렬 상수와 직렬 상수를 설계할 수 있기 때문에, 응용에 따른 컨버터의 최고 효율을 얻을 수 있다.
한편, (나)는 본 발명의 컨버터를 전원과 부하간 접지가 다르고 고승압 대전류 응용을 위해 변형한 예이며, (나)는 본 발명과 기본적인 구조는 같으나, 더 높은 승압을 위해 보조 회로(보조 인덕터, 보조 커패시터, 다이오드, 커패시터)를 위·아래로 직렬로 연결하였다.
또한, 대전류 응용을 위해 입력단을 전원과 병렬 연결하여 각 필터 인덕터와 스위치의 전류 부담을 줄였으므로, 본 발명에 따른 컨버터의 실시예는 사용자가 원하는 승압비와 컨버터의 용량에 따라 원하는 병렬 상수와 직렬 상수를 설계할 수 있기 때문에 응용에 따른 컨버터의 최고 효율을 얻을 수 있다.
이상에서는 본 발명의 바람직한 실시예를 예시적으로 설명하였으나, 본 발명의 범위는 이 같은 특정 실시예에만 한정되지 않으며 해당 분야에서 통상의 지식을 가진자라면 본 발명의 특허청구범위 내에 기재된 범주 내에서 적절하게 변경이 가능할 것이다.
도 1 및 도 2는 종래 기술에 따른 부스트 컨버터를 도시한 회로도.
도 3은 본 발명에 따른 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ＤＣ­ＤＣ 컨버터를 도시한 회로도.
도 4는 도 3의 컨버터의 각 소자에 걸리는 전압을 도시한 도.
도 5 내지 도 9는 본 발명에 따른 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ＤＣ­ＤＣ 컨버터의 동작 및 파형을 도시한 도.
도 10은 본 발명에 따른 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ＤＣ­ＤＣ 컨버터와 종래 기술에 따른 승압형(Boost) 컨버터의 파형을 비교한 도.
도 11은 본 발명에 따른 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ＤＣ­ＤＣ 컨버터의 실험 결과를 도시한 도.
도 12는 본 발명에 따른 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ＤＣ­ＤＣ 컨버터의 고승압 응용을 위한 실시예.
도 13은 도 12의 출력 파형을 도시한 도.
도 14는 도 13의 구간에 따라 전류의 흐름을 도시한 회로도.
도 15는 본 발명의 실시예에 따른 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ＤＣ­ＤＣ 컨버터의 실험 출력 파형을 도시한 그래프.
도 16은 본 발명의 실시예에 따른 컨버터의 계산 효율 및 측정 효율을 도시한 도.
도 17은 본 발명의 실시예에 따른 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 DC-DC 컨버터의 개략적인 회로 구성을 도시한 도.
<도면의 주요 부분에 대한 도면 부호의 간단한 설명>
1: 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ＤＣ­ＤＣ 컨버터
10: 필터 인덕터 20: 스위칭 수단
30: 보조 회로

Claims (8)

  1. 소프트 스위칭으로 구동하는 비절연 DC-DC 컨버터에 있어서,
    다수의 스위치가 구비되고, 필터 인덕터를 통해 입력되는 공급 전원 및 게이트로 입력되는 제어 신호에 의해 상보적으로 온/오프 되는 스위칭 수단;
    상기 스위칭 수단의 상보적인 온/오프를 통해 출력된 공급 전원에 대한 전압 체배기 및 정류를 수행하는 보조 회로
    를 포함하는 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ＤＣ­ＤＣ 컨버터.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 스위칭 수단은
    상기 필터 인덕터를 통해 공급 전원과 병렬로 연결되는 제1 IGBT;
    상기 필터 인덕터를 통해 공급 전원과 상기 보조 회로 사이에 연결되는 제2 IGBT;
    을 포함하는 것을 특징으로 하는 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ＤＣ­ＤＣ 컨버터.
  3. 청구항 2에 있어서,
    상기 보조 회로는
    상기 필터 인덕터의 - 측과 직렬로 - 측이 연결되는 보조 커패시터;
    상기 보조 커패시터의 + 측과 직렬로 연결된 보조 인덕터;
    상기 보조 인덕터와 직렬로 연결된 제1 다이오드; 상기 보조 인덕터와 + 측이 직렬로 연결되고, 그 - 측은 상기 제2 IGBT 과 연결되는 제2 다이오드;
    상기 제1 다이오드 및 제2 다이오드와 병렬로 연결되는 제1 필터 커패시터;
    상기 제1 IGBT 및 제2 IGBT의 출력의 그 - 측, + 측과 연결되는 제2 필터 커패시터
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ＤＣ­ＤＣ 컨버터.
  4. 소프트 스위칭으로 구동하는 비절연 DC-DC 컨버터에 있어서,
    다수의 스위치가 구비되고, 병렬로 연결된 다수의 필터 인덕터를 통해 입력되는 공급 전원 및 게이트로 입력되는 제어 신호에 의해 상보적으로 온/오프 되는 스위칭 수단;
    상기 스위칭 수단의 상보적인 온/오프를 통해 출력된 공급 전원에 대한 전압 체배기 및 정류를 수행하는 보조 회로
    를 포함하는 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ＤＣ­ＤＣ 컨버터.
  5. 청구항 4에 있어서,
    상기 스위칭 수단은
    상기 다수의 필터 인덕터(L1, L2) 중 하나(L1)를 통해 출력된 공급 전원을 공급받는 한 쌍의 MOSFET(S1, S4);
    상기 다수의 필터 인덕터(L1, L2) 중 다른 하나(L2)를 통해 출력된 공급 전원을 공급받는 다른 한 쌍의 MOSFET(S2, S3)
    을 포함하는 것을 특징으로 하는 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ＤＣ­ＤＣ 컨버터.
  6. 청구항 5에 있어서,
    상기 보조 회로는
    상기 다수의 필터 인덕터(L1, L2)의 - 측과 직렬로 - 측이 연결된 다수의 보조 커패시터(C1, C2);
    상기 다수의 보조 커패시터(C1, C2)와 직렬로 연결된 다수의 보조 인덕터(L3, L4);
    직렬로 연결된 다수개의 다이오드(D1, D2, D3, D4);
    상기 다수개의 다이오드(D1, D2, D3, D4)와 병렬로 연결되거나 그 사이에 연결된 다수의 커패시터(C3, C4, C5)
    를 포함하고, 상기 보조 인덕터(L3, L4)는 상기 다수개의 다이오드(D1, D2) 사이 또는 다수개의 다이오드(D3, D4) 사이의 공통 노드에 연결되는 것을 특징으로 하는 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ＤＣ­ＤＣ 컨버터.
  7. 청구항 5에 있어서,
    상기 보조 회로는
    상기 다수의 필터 인덕터(L1, L2)의 - 측과 직렬로 - 측이 연결된 다수의 보조 커패시터(C1, C2);
    상기 다수의 보조 커패시터(C1, C2)와 직렬로 연결된 다수의 보조 인덕터(L3, L4);
    직렬 또는 병렬로 연결된 다수개의 다이오드(D1, D2, D3, D4);
    상기 다수개의 다이오드(D1, D2, D3, D4)와 병렬로 연결되거나 그 사이에 연결된 다수의 커패시터(C3, C4, C5)
    를 포함하고, 상기 보조 인덕터(L3, L4)는 상기 다수개의 다이오드(D1, D2) 사이 또는 다수개의 다이오드(D3, D4) 사이의 공통 노드에 연결되는 것을 특징으로 하는 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ＤＣ­ＤＣ 컨버터.
  8. 청구항 5 또는 청구항 6에 있어서,
    상기 공급 전원이 다상으로 증가할수록 상기 상수에 비례하여 상기 필터 인덕터, 상기 필터 인덕터와 연결되는 스위칭 수단, 상기 필터 인덕터와 직렬로 연결된 보조 커패시터 및 보조 인덕터, 상기 보조 커패시터 및 보조 인덕터에 연결된 다이오드 및 필터 커패시터는 증가된 수로 연결되는 것을 특징으로 하는 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ＤＣ­ＤＣ 컨버터.
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