KR20220116980A - 고변압비 비절연형 반전 벅부스트 컨버터, 이를 수행하기 위한 기록 매체 및 장치 - Google Patents

고변압비 비절연형 반전 벅부스트 컨버터, 이를 수행하기 위한 기록 매체 및 장치 Download PDF

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Abstract

고변압비 비절연형 반전 벅부스트 컨버터는, 제1 다이오드, 상기 제1 다이오드와 직렬로 연결되는 제2 다이오드, 상기 제1 다이오드와 상기 제2 다이오드와 병렬로 연결되는 제1 커패시터 및 상기 제1 다이오드와 상기 제2 다이오드 사이에 직렬로 연결되는 제1 차단 커패시터를 포함하는 포지티브 전압 체배기(voltage multipliers); 제3 다이오드, 상기 제3 다이오드와 직렬로 연결되는 제4 다이오드, 상기 제3 다이오드와 상기 제4 다이오드와 병렬로 연결되는 제2 커패시터 및 상기 제3 다이오드와 상기 제4 다이오드 사이에 직렬로 연결되는 제2 차단 커패시터를 포함하고, 상기 포지티브 전압 체배기와 대칭으로 형성되는 네거티브 전압 체배기; 및 결합 인덕터를 메인 인덕터로 사용하고, 상기 제1 차단 커패시터 및 상기 제2 차단 커패시터의 공통 경로에 상기 결합 인덕터의 2차 권선이 위치하고, 출력 커패시터를 포함하는 동기식 반전 벅부스트(inverting buck-boost);를 포함한다. 이에 따라, 스위치의 전압 스트레스와 손실을 줄이면서도, 작은 듀티 사이클로 초고속 승압 전압 이득을 달성할 수 있다.

Description

고변압비 비절연형 반전 벅부스트 컨버터, 이를 수행하기 위한 기록 매체 및 장치{NON-ISOLATED ULTRA-HIGH STEP-UP DC-DC CONVERTER BASED INVERTING BUCK-BOOST}
본 발명은 고변압비 비절연형 반전 벅부스트 컨버터에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 인버팅 벅-부스트 컨버터(IBB) 기반의 결합 인덕터 및 전압 체배기(VM) 구조의 조합을 사용하는 비절연형 초 고전압 이득 토폴로지에 관한 것이다.
오늘날에는 연료 전지(FC) 및 태양 광(PV) 모듈과 같은 재생 가능 에너지가 화석 에너지원을 대체할 수 있는 중요한 에너지원이 되었다.　그러나, 일반적으로 24 V에서 48 V까지의 낮은 출력 전압 특성으로 인해 단상 DC 링크에 적합한 380 V까지 또는 3상 그리드 타이 인버터의 경우 700 V까지 전압을 높여야 한다.
높은 승압 전압 이득을 달성하는 가장 간단한 방법은 변압기의 권선비를 조절하여 절연 컨버터를 사용하는 것이다.　그러나, 변압기의 권선 수가 필요하기 때문에 손실과 부피가 크고 비용이 많이 든다는 단점이 있기 때문에, 입력과 출력 사이의 절연이 필요하지 않은 응용 분야에는 적합하지 않다.
기존의 비절연 부스트 컨버터가 후보가 될 수 있으나, 높은 승압 전압 이득을 얻으려면 높은 전압 스트레스로 인해 고전압 정격 구성 요소를 사용해야 하므로 효율을 감소시키고 시스템 비용을 증가시키는 극한의 듀티 사이클로 작동해야 하는 문제점이 있다.
최근에 높은 승압 전압 이득 토폴로지가 연구되고 있다. 이러한 연구는　비결합 인덕터 기반 컨버터와 결합 인덕터 기반 컨버터의 두 그룹으로 나눌 수 있다.　
비결합 인덕터 기반 컨버터에는 인터리브 부스트 또는 벅 부스트 컨버터, 스위치 인덕터 및 전압 리프트 기술, 스위치 커패시터, 전압 배율기 등이 포함된다.　이러한 종류의 컨버터는 고효율로 기존 컨버터보다 더 높은 승압 전압 이득을 달성할 수 있다.　그러나, 초고속 승압 전압비의 경우 더 많은 컨버터 단계를 계단식으로 연결해야 하므로, 더 많은 수의 부품이 사용되어 효율성이 감소하고 부피와 비용이 증가한다.
결합 인덕터 기반 토폴로지는 결합 인덕터의 권선비를 선택하여 높은 승압 전압 이득 요구 사항을 쉽게 충족할 수 있다.　그러나, 고효율, 고전력 밀도 및 저비용을 달성하기 위하여, 결합 인덕터의 높은 권선비 및 누설 인덕턴스, 스위칭 손실 및 부품의 전압 스트레스 등 여전히 해결해야 할 몇 가지 문제가 있다.
첫 번째 문제는 결합 인덕터의 높은 권선비로 인덕터 볼륨을 증가시키고 권선 저항을 유도하여 시스템의 전력 밀도와 효율을 감소시킨다.　또한, 누설 인덕턴스는 스위치에 매우 높은 전압 스파이크를 적용하여 높은 전력 손실과 높은 정격 전압 구성 요소를 사용하여 비용을 증가시킨다.　
누설 인덕턴스 문제는 패시브 스너버(snubber) 또는 액티브 스너버를 사용하여 해결할 수 있으므로, 저전압 정격 스위치를 낮은 내부 저항 Rds(on)로 사용하여 전반적으로 효율성이 좋다.　그러나 더 많은 수의 구성 요소가 필요하고 능동 스너버에 대한 제어가 복잡하며 결과적으로 변환기의 손실, 부피 및 비용이 증가하는 문제가 있다.
주로 컨버터의 효율에 영향을 미치는 두 번째 문제는 스위칭 손실이다.　누설 인덕턴스로 인해 스위치에 가해지는 전압 스파이크를 제거하더라도 하드 스위칭에 따른 스위칭 손실로 인해 컨버터 효율은 여전히 낮다.　또한, 이러한 손실은 스위칭 주파수의 증가에 비례한다.　
따라서, 효율을 유지하기 위해 컨버터는 필요한 커패시터 및 인덕터 값을 더 크게 유도한 다음 전력 밀도를 감소시키는 낮은 스위칭 주파수에서 작동해야 한다. 이러한 컨버터에서 스너버 또는 클램프 회로는 누설 인덕턴스의 에너지를 흡수하여 반도체 장치에 적용된 전압 스파이크를 제거 할뿐만 아니라 이 에너지를 사용하여 스위치 및 다이오드를 위한 ZVS(Zero-Voltage-Switching) 또는 ZCS(Zero-Current-Switching)를 제공한다.
컨버터의 볼륨과 비용이 증가하는 세 번째 문제는 부품의 전압 스트레스이다.　비대칭 구성으로 인해 컨버터의 부품에 대한 전압 스트레스는 균일하지 않다.　출력 측의 부품은 전압 스트레스가 더 높다.　따라서, 이들 모두는 시스템의 볼륨과 비용을 증가시키는 더 높은 정격 전압을 가져야 한다는 문제가 있다.
KR 10-1285295 B1 KR 10-2010-0078122 A
이에, 본 발명의 기술적 과제는 이러한 점에서 착안된 것으로 본 발명의 목적은 고변압비 비절연형 반전 벅부스트 컨버터를 제공하는 것이다.
상기한 본 발명의 목적을 실현하기 위한 일 실시예에 따른 고변압비 비절연형 반전 벅부스트 컨버터는, 제1 다이오드, 상기 제1 다이오드와 직렬로 연결되는 제2 다이오드, 상기 제1 다이오드와 상기 제2 다이오드와 병렬로 연결되는 제1 커패시터 및 상기 제1 다이오드와 상기 제2 다이오드 사이에 직렬로 연결되는 제1 차단 커패시터를 포함하는 포지티브 전압 체배기(voltage multipliers); 제3 다이오드, 상기 제3 다이오드와 직렬로 연결되는 제4 다이오드, 상기 제3 다이오드와 상기 제4 다이오드와 병렬로 연결되는 제2 커패시터 및 상기 제3 다이오드와 상기 제4 다이오드 사이에 직렬로 연결되는 제2 차단 커패시터를 포함하고, 상기 포지티브 전압 체배기와 대칭으로 형성되는 네거티브 전압 체배기; 및 결합 인덕터를 메인 인덕터로 사용하고, 상기 제1 차단 커패시터 및 상기 제2 차단 커패시터의 공통 경로에 상기 결합 인덕터의 2차 권선이 위치하고, 출력 커패시터를 포함하는 동기식 반전 벅부스트(inverting buck-boost);를 포함한다.
본 발명의 실시예에서, 상기 동기식 반전 벅부스트는, 스위치용 ZVS 턴온 및 다이오드용 ZCS 턴오프로 동작할 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 상기 제1 커패시터와 상기 제2 커패시터 및 상기 출력 커패시터는 동일한 값을 가지며, 상기 제1 차단 커패시터와 상기 제2 차단 커패시터는 동일한 값을 가질 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 상기 동기식 반전 벅부스트는 메인 스위치와 상기 메인 스위치와 상보적으로 동작하는 동기식 정류 스위치를 포함하고, 상기 고변압비 비절연형 반전 벅부스트 컨버터는 연속 전도 모드(Continuous Conduction Mode, CCM)에서 상기 메인 스위치와 상기 동기식 정류 스위치의 동작 상태에 따라 스위칭 주기 동안 6가지 모드로 동작할 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 상기 고변압비 비절연형 반전 벅부스트 컨버터는, 상기 메인 스위치가 오프되고, 제1 다이오드　및 제4 다이오드가 역바이어스 되고,　상기 동기식 정류 스위치, 제2 다이오드　및 제3 다이오드가 도통하여, 상기 메인 스위치를 위한 ZVS 턴온이 생성되는 제1 모드로 동작할 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 상기 고변압비 비절연형 반전 벅부스트 컨버터는, 상기 동기식 정류 스위치가 오프되고, 상기 메인 스위치는 상기 제1 모드에서 생성된 ZVS 조건으로 턴온되고, 다이오드에 대한 ZCS 턴오프가 수행되는 제2 모드로 동작할 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 상기 고변압비 비절연형 반전 벅부스트 컨버터는, 상기 메인 스위치가 온되고, 상기 동기식 정류 스위치가 오프되고, 상기 결합 인덕터의 2차 권선의 누설 인덕터가 에너지를 저장하는 제3 모드로 동작할 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 상기 고변압비 비절연형 반전 벅부스트 컨버터는, 상기 메인 스위치가 오프되고, 상기 동기식 정류 스위치가 온되고, 상기 결합 인덕터의 2차 권선의 누설 인덕터가 방전되어 다이오드에 대한 ZCS 턴오프가 생성되는 제4 모드로 동작할 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 상기 고변압비 비절연형 반전 벅부스트 컨버터는, 상기 결합 인덕터의 코어 에너지는 상기 출력 커패시터로 방전되고, 상기 제2 차단 커패시터에 저장된 에너지는 상기 제2 커패시터로 방전되는 제5 모드로 동작할 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 상기 고변압비 비절연형 반전 벅부스트 컨버터는, 상기 출력 커패시터의　전압은 결합된 인덕터의 1차 권선 전압보다 높게 상승하고, 상기 결합 인덕터의 2차 권선의 누설 인덕터가 충전되어 다음 스위칭 주기에 대한 준비를 하는 제6 모드로 동작할 수 있다.
이와 같은 고변압비 비절연형 반전 벅부스트 컨버터에 따르면, 결합 인덕터 기반 인버팅 벅-부스트 컨버터(IBB)와 전압 체배기(VM) 구조의 조합을 사용하는 토폴로지를 제안한다. 본 발명에서 제안된 컨버터에서는 결합된 인덕터와 전압 체배기로 인해 작은 듀티 사이클로 초고속 승압 전압 이득을 달성할 수 있다.
또한, 본 발명에서 제안된 컨버터에서 스위치의 전압 스트레스와 손실은 기존 토폴로지에 비해 훨씬 적다. 나아가, 다른 결합 인덕터 토폴로지와 달리 결합 인덕터의 누설 인덕턴스로 인한 큰 전압 스파이크는 전압 체배기의 커패시터에 의해 평활화된다. 또한, 스위치의 ZVS 턴온과 다이오드의 ZCS 턴 오프는 누설 인덕턴스에 저장된 에너지로 달성할 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 고변압비 비절연형 반전 벅부스트 컨버터의 회로도이다.
도 2는 연속 전도 모드(Continuous Conduction Mode, CCM)에서의 본 발명에 따른 컨버터의 주요 파형을 도시한 도면이다.
도 3 내지 도 8은 연속 전도 모드(Continuous Conduction Mode, CCM)에서 본 발명에 따른 컨버터의 각 모드에 따른 등가회로를 도시한 도면들이다.
도 9는 본 발명에 따른 컨버터에서 측정된 효율 곡선을 보여주는 도면이다.
후술하는 본 발명에 대한 상세한 설명은, 본 발명이 실시될 수 있는 특정 실시예를 예시로서 도시하는 첨부 도면을 참조한다. 이들 실시예는 당업자가 본 발명을 실시할 수 있기에 충분하도록 상세히 설명된다. 본 발명의 다양한 실시예는 서로 다르지만 상호 배타적일 필요는 없음이 이해되어야 한다. 예를 들어, 여기에 기재되어 있는 특정 형상, 구조 및 특성은 일 실시예에 관련하여 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않으면서 다른 실시예로 구현될 수 있다. 또한, 각각의 개시된 실시예 내의 개별 구성요소의 위치 또는 배치는 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않으면서 변경될 수 있음이 이해되어야 한다. 따라서, 후술하는 상세한 설명은 한정적인 의미로서 취하려는 것이 아니며, 본 발명의 범위는, 적절하게 설명된다면, 그 청구항들이 주장하는 것과 균등한 모든 범위와 더불어 첨부된 청구항에 의해서만 한정된다. 도면에서 유사한 참조부호는 여러 측면에 걸쳐서 동일하거나 유사한 기능을 지칭한다.
이하, 도면들을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예들을 보다 상세하게 설명하기로 한다.
도 1은 본 발명에서 제안하는 고변압비 비절연형 반전 벅부스트 컨버터의 회로도이다.
도 1을 참조하면, 본 발명에 따른 고변압비 비절연형 반전 벅부스트 컨버터(10, 이하 컨버터)는 동기식 반전 벅부스트(inverting buck-boost, 이하 IBB)(500) 및 IBB(500)에 연결되고 대칭으로 형성된 두 개의 전압 체배기(voltage multipliers, 이하 VM)(100, 300)로 구성된다.
구체적으로, 포지티브 VM(100)은 다이오드 D1, 다이오드 D2, 커패시터 C1 및 커패시터 CS를 포함하고, 네거티브 VM(300)은 다이오드 D3, 다이오드 D4, 커패시터 C3 및 커패시터 CD를 포함한다.
IBB(500)의 메인 인덕터는 결합 인덕터로 대체되고, 결합 인덕터의 2차 측(L2)은 각각 포지티브 VM(100)와 네거티브 VM(300)의 두 차단 커패시터 CS와 CD 사이의 공통 경로에 배치된다. 스위치용 ZVS 턴온 및 다이오드용 ZCS 턴오프는 본 발명의 컨버터의 전체 전압 이득도 증가시킨다.
본 발명에서 제안된 토폴로지에서 2차 측에 도시된 누설 인덕턴스(LLK2)는 ZVS 조건에 사용되며, 그 에너지는 차단 커패시터 CS와 CD에 의해 흡수된다. 따라서, 본 발명에서 제안된 토폴로지에서 스너버를 사용할 필요가 없다. 또한, 대칭 구성은 전압 스트레스와 전류 스트레스가 모든 출력 부품에 대해 균등하게 공유되도록 한다. 결과적으로, 저비용 및 부피가 작은 부품으로 낮은 정격 전압을 사용할 수 있다.
도 2는 연속 전도 모드(Continuous Conduction Mode, CCM)에서의 본 발명에 따른 컨버터의 작동 원리를 설명하기 위한 도면이다.
도 2를 참조하면, 주요 파형에서 하나의 스위칭 사이클은 메인 스위치의 동작 상태에 따라 6 가지 모드로 나뉜다.　모드에 대한 등가 회로는 도 3 내지 도 8과 같다.
본 발명에 따른 2단 컨버터에서 메인 스위치(S1)와 동기식 정류 스위치(S2)는 작동 중에 동기화된다.　상기 메인 스위치(S1)와 상기 동기식 정류 스위치(S2)는 상보적으로 동작한다. 즉, 한 주기 동안 상기 메인 스위치(S1)가 온되면, 상기 동기식 정류 스위치(S2)는 오프되고, 상기 메인 스위치(S1)가 오프되면, 상기 동기식 정류 스위치(S2)는 온된다.
본 발명의 컨버터의 동작 원리를 설명하기 위해서는 다음과 같은 가정이 필요하다.
-　회로가 정상 상태에서 작동하고 자화 인덕터 전류가 연속적이다.
-　모든 구성 요소가 이상적이며, 기생 구성 요소는 무시된다.
-　모든 커패시터는 스위치 오프 기간 동안 전압을 일정하게 유지할 수 있을 만큼 충분히 크다.　
-　모든 출력 커패시터와 동일한 값을 가지며(C1　= C2　= C3　= CO), 모든 차단 커패시터는 동일한 값을 가진다(CS = CD).
-　스위칭 주기는 Ts이고,　스위치는 시간 DTs 동안 닫히고, 시간 (1-D)Ts 동안 열린다.
-　결합 인덕터의 권선비와 각 권선의 전압 관계는 아래의 수학식 1에 의해 정의된다.
[수학식 1]
Figure pat00001
Figure pat00002
여기서, N은 권선비, N1　및 N2는 각각 1차 및 2차 권선의 권선 수이다.　VL1　및 VL2는 결합된 인덕터의 1차 및 2차 권선의 전압이다. 이하에서는 본 발명의 컨버터의 6가지 모드에 대해 설명한다.
1) 모드 1 (t1-t2)
도 3을 참조하면, t1　이전에는 S1이 오프되고, D1　및 D4가 역바이어스 되고,　S2, D2　및 D3가 도통한다.　t=t1　에서 S2가 오프되고,　S1의 기생 커패시터 COSS_1이 방전된다.　결합된 인덕터가 충전되기 시작한다.　S2의 기생 커패시터 COSS_2의 충전 및　누설 인덕터 LLK2의 방전에 따라, S2 사이의 전압이 상승하고, S1의 바디 다이오드가 전방 바이어스 되어, S1을 위한 ZVS 턴온이 생성된다.
2) 모드 2 (t2-t3)
t=t2에서, S2는 오프되고,　S2의 기생 커패시터 완전히 충전되어 S2는 완전히 방전된다. S1은 모드 1에서 생성된 ZVS 조건으로 턴온된다. S1이 완전히 온되어 있으므로, 바디 다이오드가 역 바이어스되므로, 전류가　바디 다이오드 대신　S1을　통해 흐른다.　이 모드가 끝나면, LLK2가 완전히 방전되고 D2　및 D3을　통과하는 전류가 0으로 감소하고, 이러한 다이오드에 대한 ZCS 턴오프가 수행된다.
3) 모드 3 (t3-t4)
t=t3에서 S1은 온되고, S2는 오프된다.　결합된 인덕터는 충전되고, 결합된 인덕터의 2차 권선의 전압이 충전됨에 따라 D1과 D4는 순방향 바이어스되고, D2과 D3는 역방향 바이어스된다. CD 및 C1이 방전됨에 따라 CS는 충전된다. 모드에서 누설 인덕터 LLK2는 에너지를 저장한다.
Kirchhoff의 전압 법칙(KVL)을 사용하여 이 모드의 방정식 표현은 다음의 수학식 2와 같이 표현할 수 있다.
[수학식 2]
Figure pat00003
Figure pat00004
Figure pat00005
Figure pat00006
Kirchhoff의 전류 법칙(KCL)을 사용하여 누설 인덕터 LLK2를　통해 흐르는　전류 ILK2는 다음의 수학식 3과 같이 계산할 수 있다.
[수학식 3]
Figure pat00007
출력 전류의 리플이 매우 작고 무시될 수 있기 때문에, C3의 전압은　상수로 간주될 수 있다.　그러면 출력 전압의 총 리플은 커패시터 C1　및 C2의 전압 리플에 의해서만 발생한다.　또한, 초기 가정에서 커패시터 C1, C2, C3는 동일한 값을 갖는다.　그러면 누설 인덕터 전류를 다음의 수학식 4와 같이 다시 정의할 수 있다.
[수학식 4]
Figure pat00008
이 모드에서 누설 인덕터의 전압은 다음의 수학식 5와 같이 계산할 수 있다.
[수학식 5]
Figure pat00009
4) 모드 4 (t4-t5)
t=t3에서 S1이 오프되고, S2가 온된다.　다이오드 D2　및 D3는 역방향으로 바이어스되고, D1　및 D4는 순방향으로 바이어스 된다.　S2의 바디 다이오드는　순방향 바이어스 및 도통되고, S2의 기생 커패시터 COSS2는　방전되고 S1이　충전된다.　결합 인덕터가 방전되기 시작하고,　2차 측의 누설 인덕터 LLK2도 역시　방전된다.　누설 인덕터 LLK2의 방전으로 인해,　다이오드 D1　및 D4를　통과하는 전류가　감소하고, 이러한 다이오드에 대해 ZCS 턴오프가 생성된다.　이 모드가 끝나면, 누설 인덕터 LLK2가 완전히 방전된다.
5) 모드 5 (t5-t6)
이 모드에서, 결합 인덕터의 코어에 저장된 에너지는 출력 커패시터 C2로 방전되고, 네거티브 VM(300)의 차단 커패시터 CD는 출력 커패시터 C3로 방전된다.　2차 측의 누설 인덕터 LLK2는 모드 3에서 완전히 방전된 이후에 충전된다.　포지티브 VM(100)의 차단 커패시터 CS는 다음 방전 사이클 동안 충전된다.　차단 커패시터 CS에 인가되는 전압은 입력 전압뿐만 아니라 결합된 인덕터의 1차 및 2차 권선 전압에서 충전 중 누설 인덕터 LLK2의 전압 강하를 뺀 값이다.
마찬가지로, 출력 커패시터 C3에 인가되는 전압은 차단 커패시터 CD의 전압뿐만 아니라 결합된 인덕터의 2차 권선 전압으로 구성 요소에 대한 전압 스트레스를 증가시키지 않고, 본 발명에서 제안된 컨버터의 전체 전압 이득을 증가시킨다.
Kirchhoff의 전압 법칙(KVL)을 사용하여 이 모드의 방정식을 다음의 수학식 6과 같이 표현할 수 있다.
[수학식 6]
Figure pat00010
Figure pat00011
Figure pat00012
Figure pat00013
6) 모드 6 (t6-t7)
t=t6에서 커패시터 C2의　전압은 결합된 인덕터의 1차 권선 전압보다 높게 상승하고, S2의 바디 다이오드는　역 바이어스 된다.　따라서, 전류는 바디 다이오드 대신 S2를 통해 흐른다. 이 모드 t=t7의 끝에서, 하나의 스위칭 주기가 완료되어, 다음 주기에 대한 준비가 된다.
누설　인덕터 LLK2는　모드 6의 전체 시간 동안 충전된다. 모드 3과 유사하게, 누설 인덕터 LLK2에 흐르는 전류 ILK2는　KCL을 사용하여 다음의 수학식 7과 같이 계산할 수 있다.
[수학식 7]
Figure pat00014
따라서, 이　모드에서　누설 인덕터 LLK2의 전압은　다음의 수학식 8과 같이 계산할 수 있다.
[수학식 8]
Figure pat00015
이하에서는, 본 발명에서 제안된 컨버터의 정상 상태를 분석한다.
먼저, 부품의 전압 이득 및 전압 스트레스를 설명하면, 모드 1, 모드 2 및 모드 4는 매우 짧은 시간에 발생하므로 정상 상태 분석에서 이 세 가지 모드를 무시할 수 있다.　따라서, 기간 (t4-t4)은 DTS가　되고 기간 (t7-t5)은 (1-D)TS가　된다.　전압-초(second) 균형을 적용하면, 다음의 수학식 9의 방정식을 얻을 수 있다.
[수학식 9]
Figure pat00016
Figure pat00017
Figure pat00018
Figure pat00019
따라서, 커패시터의 전압은 다음의 수학식 10을 사용하여 계산할 수 있다.
[수학식 10]
Figure pat00020
Figure pat00021
Figure pat00022
Figure pat00023
그리고 출력 전압 방정식은 다음의 수학식 11에서와 같이 유도할 수 있다.
[수학식 11]
Figure pat00024
반도체의 전압 스트레스는 다음의 수학식 12와 같이 계산할 수 있다.
[수학식 12]
Figure pat00025
Figure pat00026
수학식 11에서 전압 이득은 VM 스테이지뿐만 아니라 결합된 인덕터의 권선비에 의해서도 영향을 받는다는 것을 알 수 있다.　이는 더 많은 VM 스테이지를 계단식으로 연결하거나 결합된 인덕터의 권선비를 증가 시키거나 또는 둘 모두를 통해 초 고전압 이득을 유연하게 달성할 수 있음을 의미한다.　
또한, 수학식 12는 전압 스트레스가 부품에 대해 균등하게 공유됨을 보여준다.　따라서, 출력 구성 요소는 낮은 전압 스트레스로 작동한다.　본 발명은 이미 언급한 바와 같이 대칭 구성을 사용하는 이점이 있다.
이하에서는 ZVS 조건에 대해 설명한다.
모드 1에서 S1에 대해 ZVS 턴온을 달성하려면, 아래의 수학식 13과 같이　방전　중 누설 인덕터 LLK2의 전압이 차단 커패시터　CS와 2차 권선 전압의 합보다 커야 함을 알 수 있다.
[수학식 13]
Figure pat00027
누설 인덕터의 전압은 전류의 변화에서 찾을 수 있다.　모드 1에서 언급했듯이 이 모드가 끝나면 누설 인덕터가 완전히 방전된다.　따라서, 모드 1의 전류 변화는 아래의 수학식 14와 같이 계산할 수 있다.
[수학식 14]
Figure pat00028
t=t1에서의 누설 인덕턴스 전류는 실제로 이전 스위칭 기간의　t=t7에서의 누설 인덕턴스 전류이며, 아래의 수학식 15와 같이 유도 할 수 있다.
[수학식 15]
Figure pat00029
그러면 ZVS 조건 방정식은 아래의 수학식 16과 같이 표현할 수 있다.
[수학식 16]
Figure pat00030
수학식 5와 수학식 13에서 2차측 누설 인덕터의 값은 다음의 수학식 17과 같이 계산할 수 있다.
[수학식 17]
Figure pat00031
주기(t7-t5)는 (1-D)Ts로 나타내면 수학식 17은 아래의 수학식 18이 된다.
[수학식 18]
Figure pat00032
여기서, Tr은 2차측 누설　인덕터의 방전 시간이다.
출력 커패시터는　아래의 수학식 19에서와 같이　최대 허용　출력 리플 전압 △VO에서 계산할 수 있다.
[수학식 19]
Figure pat00033
여기서,　Fs는　스위칭 주파수이며,　IO는 출력 전류이다.
COeq는 등가 출력 커패시터이며, 아래의 수학식 20에서와 같이 계산할 수 있다.
[수학식 20]
Figure pat00034
대칭 구성을 유지하려면　모든 출력 커패시터가 동일한 값을 가져야하며, 아래의 수학식 21에서와 같이 계산할 수 있다.
[수학식 21]
Figure pat00035
최소 듀티 사이클 Dmin은 누설 인덕터 LLK2가 제로가 되는 경우에 요구 전압 이득을 아래의 수학식 22와 같이 계산할 수 있다.
[수학식 22]
Figure pat00036
최소 듀티 사이클 Dmin인 경우, 차단 커패시터 Cs의 전압은 아래의 수학식 23과 같이 계산될 수 있다.
[수학식 23]
Figure pat00037
수학식 18과 수학식 23을 사용하면, 방전 시간 Tr이　스위치의 데드　타임　Td와　같다는　가정하에　누설 인덕터 LLK2의 최소 요구 값을　계산할 수 있다.
누설 인덕터 LLK2의 값을 선택한 후　듀티 사이클에 대한 올바른 값은 수학식 11에 표시된 출력 전압 방정식에서 찾을 수 있다. 누설 인덕터의 값이 너무 크면 전압 이득이 크게 감소하기 때문이다.
또한,　누설 인덕터 LLK2가 완전히 방전　되기 전에　S1을　켜야　하며, ZVS 상태를 유지　하려면 스위치의 데드 타임 Td가　누설 인덕터 LLK2의 방전 시간 Tr보다 작아야 한다.
이하에서는 차단 커패시터 CS　및 CD에 대해 설명한다.
모드 1에서,　S1 및 D2의 바디 다이오드가 순방향 바이어스되기 때문에, 누설 인덕터 LLK2는　커패시터 CS와 공진한다.　ZVS 상태를 유지하려면 공진 주파수가 스위칭 주파수보다 훨씬 작아야 한다.　또한, 앞서 가정에 따라, 차단 커패시터 CS　및 CD가　대칭 구성을 유지하기 위해 동일한 값을 갖고, 그 값은 아래의 수학식 24에 의해 계산될 수 있다.
[수학식 24]
Figure pat00038
결합 인덕터의 자화 인덕턴스는 본 발명에서 제안된 컨버터를 CCM 모드에서 작동하도록 설계된다.　그런 다음 그 값은 다음의 수학식 25에 의해 계산 될 수 있다.
[수학식 25]
Figure pat00039
여기서,　△ILm은　자화 인덕터 Lm의 전류 리플이다.
그리고,　아래의 수학식 26을 이용하여　1차 권선 인덕턴스 L1　및 2차 인덕턴스 L2를 계산한다.
　[수학식 26]
Figure pat00040
Figure pat00041
도 9는　VS　= 40V,　VO　= 380V 및　fsw　= 100 kHz일　때 본 발명에서 제안된 컨버터에서 측정된 효율 플롯을 보여준다.　도 9를 참조하면, 효율은 경부하(20% 부하)에서 97%, 고부하(100% 부하)에서 96%를 달성한다.　98.4%의 최대 효율은 150W에서 얻을 수 있다.
본 발명에서는 높은 승압 전압 이득 특성을 얻으면서 부품에 대한 낮은 전압 스트레스와 고효율을 갖는 결합 인덕터를 사용하는 초고속 승압 컨버터를 제안한다.　
본 발명에서 제안된 토폴로지는 다음 기능 측면에서 유리하다. 추가 스너버 없이 반도체 장치에 스파이크 전압이 적용되지 않는다. 또한, 최대 효율 98.4%의 MOSFET용 ZVS 턴온, 다이오드용 ZVZCS로 매우 높은 효율을 갖는다.
나아가, 부품에 인가되는 전압이 균등하게 공유되어 부품에 대한 전압 스트레스를 크게 줄인다. 또한, 결합 인덕터의 권선비, 듀티 사이클을 선택하거나 더 많은 VM 스테이지를 계단식으로 연결하여 더 높은 전압 이득을 쉽게 얻을 수 있다.
이상에서는 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
본 발명에서 제안된 컨버터는 변압기를 사용하지 않고 높은 전압 이득을 필요로 하는 재생 가능 에너지원이 있는 분산 발전 시스템과 같은 초고압 승압 애플리케이션에 매우 적합하다.
10: 고변압비 비절연형 반전 벅부스트 컨버터
100: 포지티브 전압 체배기
300: 네거티브 전압 체배기
500: 동기식 반전 벅부스트

Claims (10)

  1. 제1 다이오드, 상기 제1 다이오드와 직렬로 연결되는 제2 다이오드, 상기 제1 다이오드와 상기 제2 다이오드와 병렬로 연결되는 제1 커패시터 및 상기 제1 다이오드와 상기 제2 다이오드 사이에 직렬로 연결되는 제1 차단 커패시터를 포함하는 포지티브 전압 체배기(voltage multipliers);
    제3 다이오드, 상기 제3 다이오드와 직렬로 연결되는 제4 다이오드, 상기 제3 다이오드와 상기 제4 다이오드와 병렬로 연결되는 제2 커패시터 및 상기 제3 다이오드와 상기 제4 다이오드 사이에 직렬로 연결되는 제2 차단 커패시터를 포함하고, 상기 포지티브 전압 체배기와 대칭으로 형성되는 네거티브 전압 체배기; 및
    결합 인덕터를 메인 인덕터로 사용하고, 상기 제1 차단 커패시터 및 상기 제2 차단 커패시터의 공통 경로에 상기 결합 인덕터의 2차 권선이 위치하고, 출력 커패시터를 포함하는 동기식 반전 벅부스트(inverting buck-boost);를 포함하는, 고변압비 비절연형 반전 벅부스트 컨버터.
  2. 제1항에 있어서, 상기 동기식 반전 벅부스트는,
    스위치용 ZVS 턴온 및 다이오드용 ZCS 턴오프로 동작하는, 고변압비 비절연형 반전 벅부스트 컨버터.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제1 커패시터와 상기 제2 커패시터 및 상기 출력 커패시터는 동일한 값을 가지며, 상기 제1 차단 커패시터와 상기 제2 차단 커패시터는 동일한 값을 가지는, 고변압비 비절연형 반전 벅부스트 컨버터.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 동기식 반전 벅부스트는 메인 스위치와 상기 메인 스위치와 상보적으로 동작하는 동기식 정류 스위치를 포함하고, 연속 전도 모드(Continuous Conduction Mode, CCM)에서 상기 메인 스위치와 상기 동기식 정류 스위치의 동작 상태에 따라 스위칭 주기 동안 6가지 모드로 동작하는, 고변압비 비절연형 반전 벅부스트 컨버터.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 메인 스위치가 오프되고, 제1 다이오드　및 제4 다이오드가 역바이어스 되고,　상기 동기식 정류 스위치, 제2 다이오드　및 제3 다이오드가 도통하여, 상기 메인 스위치를 위한 ZVS 턴온이 생성되는 제1 모드로 동작하는, 고변압비 비절연형 반전 벅부스트 컨버터.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 동기식 정류 스위치가 오프되고, 상기 메인 스위치는 상기 제1 모드에서 생성된 ZVS 조건으로 턴온되고, 다이오드에 대한 ZCS 턴오프가 수행되는 제2 모드로 동작하는, 고변압비 비절연형 반전 벅부스트 컨버터.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 메인 스위치가 온되고, 상기 동기식 정류 스위치가 오프되고, 상기 결합 인덕터의 2차 권선의 누설 인덕터가 에너지를 저장하는 제3 모드로 동작하는, 고변압비 비절연형 반전 벅부스트 컨버터.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 메인 스위치가 오프되고, 상기 동기식 정류 스위치가 온되고, 상기 결합 인덕터의 2차 권선의 누설 인덕터가 방전되어 다이오드에 대한 ZCS 턴오프가 생성되는 제4 모드로 동작하는, 고변압비 비절연형 반전 벅부스트 컨버터.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 결합 인덕터의 코어 에너지는 상기 출력 커패시터로 방전되고, 상기 제2 차단 커패시터에 저장된 에너지는 상기 제2 커패시터로 방전되는 제5 모드로 동작하는, 고변압비 비절연형 반전 벅부스트 컨버터.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 출력 커패시터의　전압은 결합된 인덕터의 1차 권선 전압보다 높게 상승하고, 상기 결합 인덕터의 2차 권선의 누설 인덕터가 충전되어 다음 스위칭 주기에 대한 준비를 하는 제6 모드로 동작하는, 고변압비 비절연형 반전 벅부스트 컨버터.
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