KR20100019974A

KR20100019974A - 다중 안테나를 이용한 상향링크 신호 전송 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20100019974A
Application number: KR1020090073606A
Authority: KR
Inventors: 노유진; 김기준; 노동욱; 강병우; 이대원; 김봉회; 서동연
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2008-08-11
Filing date: 2009-08-11
Publication date: 2010-02-19
Also published as: JP5814394B2; CN105187107A; CN105141348A; KR20100019929A; CN102119494A; JP6196268B2; CN105141348B; JP2014132763A; CA2731210A1; JP2016028492A; JP2011530207A; CN102119494B; CN105187107B; KR101612103B1; JP5702282B2; ES2576728T3; MX2011000996A; CA2731210C

Abstract

본 발명은 단말이 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 방식을 사용하여 상향링크 신호를 전송하는 방법에 대한 것이다. 단말이 상향링크 신호를 MIMO 방식으로 전송할 때 PAPR (Peak power to Average Power Ratio) 또는 CM (cubic metric) 특성을 양호하게 유지하기 위해 특정 랭크(Rank) 전송에서 각 안테나당 하나의 레이어가 전송되도록 설정된 프리코딩 행렬을 이용한 프리코딩 방식을 소개한다.

SC-FDMA, 코드북, PAPR(Peak power to Average Power Ratio)

Description

다중 안테나를 이용한 상향링크 신호 전송 방법 및 장치{Method and Apparatus For Transmitting Uplink Signals Using Multi-Antenna}

본 발명은 무선 이동 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 MIMO 방식을 사용하는 시스템에 관한 것이다.

MIMO(Multi-Input Multi-Output)는 복수개의 송신안테나와 복수개의 수신안테나를 사용하는 방법으로서, 이 방법에 의해 데이터의 송수신 효율을 향상시킬 수 있다. 즉, 무선통신시스템의 송신단 혹은 수신단에서 복수개의 안테나를 사용함으로써 용량을 증대시키고 성능을 향상 시킬 수 있다. 이하 본 문헌에서 MIMO를 '다중 안테나'라고 지칭할 수 있다.

다중 안테나 기술에서는, 하나의 전체 메시지를 수신하기 위해 단일 안테나 경로에 의존하지 않는다. 그 대신 다중 안테나 기술에서는 여러 안테나에서 수신된 데이터 조각(fragment)을 한데 모아 병합함으로써 데이터를 완성한다. 다중 안테나 기술을 사용하면, 특정된 크기의 셀 영역 내에서 데이터 전송 속도를 향상시키거나, 또는 특정 데이터 전송 속도를 보장하면서 시스템 커버리지(coverage)를 증가시킬 수 있다. 또한, 이 기술은 이동통신 단말과 중계기 등에 폭넓게 사용할 수 있 다. 다중 안테나 기술에 의하면, 단일안테나를 사용하던 종래 기술에 의한 이동통신에서의 전송량 한계를 극복할 수 있다.

도 1은 일반적인 다중 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다.

송신단에는 송신 안테나가 N_T개 설치되어 있고, 수신단에서는 수신 안테나가 N_R개가 설치되어 있다. 이렇게 송신단 및 수신단에서 모두 복수개의 안테나를 사용하는 경우에는, 송신단 또는 수신단 중 어느 하나에만 복수개의 안테나를 사용하는 경우보다 이론적인 채널 전송 용량이 증가한다. 채널 전송 용량의 증가는 안테나의 수에 비례한다. 따라서, 전송 레이트가 향상되고, 주파수 효율이 향상된다. 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송 레이트를 R_o라고 한다면, 다중 안테나를 사용할 때의 전송 레이트는, 이론적으로, 위의 R_o에 다음과 같은 레이트 증가율 R_i를 곱한 만큼 증가할 수 있다.

예를 들어, 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는, 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다. 이와 같은 다중 안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90 년대 중반에 증명된 이후, 실질적으로 데이터 전송률을 향상시키기 위한 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있으며, 이들 중 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무 선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.

다중 안테나 기술은, 다양한 채널 경로를 통과한 심볼 들을 이용하여 전송 신뢰도를 높이는 공간 다이버시티(spatial diversity) 또는 전송 다이버시티(Transmit Diversity) 방식과, 다수의 송신 안테나를 이용하여 다수의 데이터 심볼을 동시에 송신하여 전송률을 향상시키는 공간 멀티플렉싱(spatial multiplexing) 방식으로 나눌 수 있다. 또한 이러한 두 가지 방식을 적절히 결합하여 각각의 장점을 적절히 얻을 수 있다.

다중 안테나 기술과 관련하여, 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중 안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론에 관한 연구, 다중 안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구, 및 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발한 연구가 진행되고 있다.

현재 3GPP LTE(3^rd Generation Partnership Project Long Term Evolution) 시스템에서는 하향링크 신호 전송에 한하여 상술한 MIMO 방식을 적용하고 있다. 상향링크 신호 전송에도 MIMO 방식을 사용할 수 있는데, 이 경우 MIMO 구현을 위해 송신단 구조가 변경됨으로 인하여 PAPR(Peak power to Average Power Ratio) 또는 CM(cubic metric) 특성이 나빠질 수 있다. 따라서, 상향링크 신호 전송에 MIMO 방식을 효율적으로 적용하기 위한 기술이 필요하다.

본 발명은 MIMO 방식을 사용하여 상향링크 신호 전송을 효율적으로 수행하기 위한 기술을 제공하기 위한 것이다.

상술한 바와 같은 과제를 해결하기 위한 본 발명의 일 양태에서는 단말이 상향링크 신호를 다중 안테나를 이용하여 전송하는 방법을 제공한다. 본 방법은 상향링크 신호를 소정 개수의 레이어(layer)에 맵핑하는 단계; 상기 소정 개수의 레이어 신호 각각에 DFT(Discrete Fourier Transform) 확산을 수행하는 단계; 미리 저장된 코드북으로부터 상기 다중 안테나 각각당 하나의 레이어 신호가 전송되도록 설정된 특정 프리코딩 행렬을 선택하여 각각 DFT 확산이 수행된 상기 레이어 신호를 프리코딩하는 단계; 및 상기 프리코딩된 신호에 SC-FDMA 심볼 구성을 위한 처리를 수행하여 상기 다중 안테나를 통해 기지국에 전송하는 단계를 포함한다.

이때, 상기 특정 프리코딩 행렬은 상기 다중 안테나 각각의 전송 전력이 균등하도록 설정되고/설정되거나 상기 소정 개수의 레이어 각각의 전송 전력이 균등하도록 설정된 프리코딩 행렬일 수 있다.

또한, 상기 코드북은, 상기 다중 안테나 개수가 4개이며, 상기 랭크가 2인 경우에 이용되는 랭크 2 프리코딩 행렬로서,

와 같은 형태를 가지며,

조건을 만족하는 제 1 타입 프리코딩 행렬을 포함할 수 있으며, 추가적으로 상기 랭크 2 프리코딩 행렬은 상기 제 1 타입 프리코딩 행렬의 각 행의 위치가 변경된 타입의 프리코딩 행렬, 구체적으로,

와 같은 형태를 가지는 제 2 타입 프리코딩 행렬, 및

와 같은 형태를 가지는 제 3 타입 프리코딩 행렬을 더 포함할 수 있다.

여기서, 프리코딩 행렬의 각 행은 상기 4개의 다중 안테나 각각에, 각 열은 각 레이어에 대응한다.

또한, 상기 랭크 2 프리코딩 행렬은 상기 제 1 타입 프리코딩 행렬의 각 열의 위치가 변경된 타입의 프리코딩 행렬을 더 포함할 수 있다.

또한, 상기 코드북은, 상기 다중 안테나 개수가 4개이며, 상기 랭크가 3인 경우에 이용되는 랭크 3 프리코딩 행렬로서,

와 같은 형태를 가지며,

조건을 만족하는 제 1 타입 프리코딩 행렬을 포함할 수 있으며, 추가적으로 상기 랭크 3 프리코딩 행렬은 상기 제 1 타입 프리코딩 행렬의 각 행의 위치가 변경된 타입의 프리코딩 행렬 및/또는 상기 제 1 타입 프리코딩 행렬의 각 열의 위치가 변경된 타입의 프리코딩 행렬을 더 포함할 수 있다. 즉, 상기 코드북은 상기 다중 안테나 개수가 4개이며, 상기 랭크가 3인 경우에 이용되는 랭크 3 프리코딩 행렬로서, 제 1 레이어가 제 1 안테나 및 제 2 안테나에 분산되어 맵핑되고, 제 2 레이어 및 제 3 레이어가 각각 제 3 안테나 및 제 4 안테나에 맵핑되어 전송되도록 설계된 프리코딩 행렬을 포함할 수 있다.

또한, 상기 코드북은 각 랭크별 서로 다른 개수의 프리코딩 행렬을 포함하는 것이 바람직하다.

아울러, 상기 상향링크 신호는 코드워드 단위로 입력되며, 상기 레이어 맵핑 단계는, 특정 코드워드가 맵핑되는 레이어를 주기적으로 변경하는 단계를 포함할 수 있다. 이때 주시는 1 SC-FDMA 심볼일 수 있다.

한편, 상술한 바와 같은 과제를 해결하기 위한 본 발명의 다른 일 측면에서는 다중 안테나를 통해 상향링크로 신호를 전송하는 단말을 제공한다. 본 단말은 신호 송수신용 다중 안테나; 상기 다중 안테나 각각당 하나의 레이어 신호가 전송되도록 설정된 프리코딩 행렬을 포함하는 코드북을 저장하는 메모리; 및 상기 다중 안테나 및 상기 메모리와 연결되어 상기 상향링크 신호 전송을 처리하는 프로세서를 포함하며, 여기서 프로세서는, 상기 상향링크 신호를 상기 특정 랭크에 대응하는 개수의 레이어에 맵핑하는 레이어 맵퍼; 상기 소정 개수의 레이어 신호 각각에 DFT(Discrete Fourier Transform) 확산을 수행하는 DFT 모듈; 상기 메모리에 저장된 코드북으로부터 상기 다중 안테나 각각당 하나의 레이어 신호가 전송되도록 설정된 특정 프리코딩 행렬을 선택하여 상기 DFT 모듈로부터 각각 DFT 확산이 수행되어 입력 받은 상기 레이어 신호를 프리코딩하는 프리코더; 및 상기 프리코딩된 신호에 SC-FDMA 심볼 구성을 위한 처리를 수행하여 상기 다중 안테나를 통해 기지국에 전송하는 전송 모듈을 포함한다.

이때, 메모리는 상술한 바와 같은 코드북을 저장하고 있으며, 프로세서는 안테나 이동(antenna shift) 및/또는 레이어 이동(layer shift)을 프리코더의 프리코딩과 별도로 또는 프리코딩 내 행렬의 행 및/또는 열 치환을 통해 수행하도록 구성될 수 있다.

상술한 기술에 따를 경우, MIMO 방식을 이용하여 상향링크 신호 전송 시 PAPR 또는 CM 특성을 양호하게 유지시킬 수 있다.

또한, 안테나/레이어 전송 전력을 균일하게 조정하고, 프리코딩 행렬 정보를 위해 필요한 시그널링의 오버헤드를 최소화하면서도 최대한의 다이버시티 이득을 획득할 수 있다.

이하 본 발명에 따른 바람직한 실시형태들을 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시되는 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 돕기 위해 구체적인 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 알 것이다. 예를 들어, 이하의 설명에서 일정 용어를 중심으로 설명하나, 이들 용어에 한정될 필요는 없으며 임의의 용어로서 지칭되는 경우에도 동일한 의미를 나타낼 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일하거나 유사한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.

PAPR(Peak power to Average Power Ratio)은 파형(waveform)의 특성을 나타내는 파라미터이다. 이 값은, 파형의 최대 진폭(peak amplitude)을 파형의 시간 평균된 RMS (Root Mean Square) 값으로 나눈 값으로서, 디멘젼이 존재하지(dimensionless) 않는 값이다. 일반적으로 단일 캐리어 신호의 PAPR이 멀티 캐리어 신호의 PAPR보다 좋다.

LTE-Advanced에서는 좋은 CM 특성(property)을 유지하기 위해서 SC-FDMA(single carrier-frequency division multiple access)를 사용하여 MIMO (multiple input multiple output)를 구현할 수 있다. 일반적인 프리코딩 (precoding)을 사용하면, 한 개의 안테나를 통해 여러 개의 레이어(layer)에 해당하는 정보를 실은 신호가 다중화(multiplexing)되어 전송되기 때문에, 이 안테나를 통해 전송되는 신호는 일종의 멀티 캐리어 신호로 간주할 수 있다. PAPR는 송신측에서 전력 증폭기(power amplifier)가 지원해야 하는 다이나믹 레인지(dynamic range)와 연관이 되어 있으며, CM(Cubic Metric)값은 PAPR가 나타내는 수치를 대변 가능한 또 다른 수치이다.

도 2은 MIMO를 사용하는 송신단의 일반적인 구조를 도시한 것이다.

1개 또는 여러 개의 코드워드는 여러 개의 레이어로 매핑된다. 매핑된 정보는 프리코딩에 의해 각 물리 안테나에 매핑되어 전송된다.

도 3은 도 2를 더 자세히 나타낸 것이다.

'코드워드'는, 데이터 정보에 CRC(Cyclic Redundancy Check) 비트들을 첨부한 후에, 특정 코딩 방식으로 부호화한 것을 말한다. 코딩 방식으로는 터보코드(turbo code), 테일 바이팅 콘볼루션 코드(tail biting convolutional code) 외 여러 가지의 코딩 방식이 존재한다. 각 코드워드는 하나 이상의 (가상(virtual)) 레이어에게 매핑되며, 이 때 매핑되는 전체 레이어의 개수는 랭크 값이 된다. 즉, 송신 랭크가 3이라면, 송신되는 레이어의 개수는 총 3개가 된다. 각 레이어에게 매핑된 정보는 프리코딩을 거친다. 여기서 레이어에게 매핑되어 있는 데이터 정보는 프리코딩을 통하여 물리 레이어(Physical Layer)으로 매핑된다(여기서 '레이어'는, 특별히 물리 레이어(Physical layer)라고 지칭되지 않는 한, 가상 레이어(virtual layer)을 지칭한다). 각 물리 레이어를 통해 각 안테나에게 정보가 전달된다. 도 3 에서 다른 언급을 하지 않는 한, 프리코딩은 주파수 영역에서 수행되며, 물리 레이어에 매핑된 정보에게는 OFDM 정보 전송방식이 사용된다. 물리 레이어에게 매핑된 정보는 특정 주파수 영역에게 매핑된 후 IFFT 연산이 수행되고, 그 후, 순환 전치(cyclic prefix)가 부착된다. 그 후, RF 체인(chain)을 통하여 각 안테나에게 정보가 전달된다.

프리코딩은 행렬을 곱하는 방식으로 수행될 수 있다. 이 행렬에서 행(row)의 개수는 물리 레이어(physical layer)의 개수 즉, 안테나의 개수와 동일하며, 열(column)의 개수는 랭크 값과 동일하다. 랭크 값은 레이어의 개수와 동일하므로, 열(column)의 개수는 레이어 개수와 동일하다. 수학식 2을 참조하면, (가상) 레이어에게 매핑된 정보는 x₁, x₂이고, 4x2 행렬의 각 요소 p_ij는 프리코딩에 사용되는 가중치이다. y₁, y₂, y₃, y₄는 물리 레이어에 매핑되는 정보로서 각 OFDM 전송방식을 사용하여 각 안테나 별로 전송된다.

이하에서는 혼동이 없는 한 가상 레이어를 '레이어' 로 지칭하고, 프리코딩에 의해 가상 레이어 신호가 물리 레이어에 맵핑되는 것은 바로 레이어를 안테나에 맵핑하는 것으로 표현하기로 한다.

프리코딩은 크게 2가지 방법으로 나뉠 수 있다. 광대역 프리코딩(Wideband precoding)과 서브밴드 프리코딩(subband precoding)이다.

광대역 프리코딩은 주파수 영역에서 프리코딩을 수행할 때에, 주파수 영역에 전송되는 모든 정보에 동일한 프리코딩 행렬을 사용하는 방법을 일컫는다.

도 4는 각 레이어의 정보가 프리코딩되어 안테나를 통해 전송되는 과정을 나타내 것이다.

도 4를 참조하면, 복수의 레이어에 해당하는 정보가 각 주파수 영역의 서브캐리어별로 프리코딩되어 각 안테나를 통해 전송되는 것을 알 수 있다. 이때, 광대역 프리코딩의 경우 사용하는 프리코딩 행렬 'P'가 모두 동일하다.

서브밴드 프리코딩은 광대역 프리코딩을 확장한 것으로써, 모든 서브캐리어에 대해 동일한 프리코딩 행렬을 사용하지 않고, 서브캐리어마다 여러 개의 프리코딩 행렬을 사용하는 방법을 지칭한다. 즉, 특정 서브캐리어에서는 프리코딩 행렬 'P'를 사용하고, 다른 서브캐리어에 대해서는 프리코딩 행렬 'M'을 사용하는 방법을 서브밴드 프리코딩이라고 일컫는다. 여기서 P와 M는 서로 다른 요소(element) 값을 가지고 있는 행렬이다.

상향링크 신호 전송의 경우, 하향링크 신호 전송에 비해 상대적으로 PAPR 또는 CM 특성에 민감하다. 이는 PAPR 또는 CM 증가에 따른 필터 가격 상승이 상대적으로 단말에 더 치명적일 수 있기 때문이다. 따라서, 상향링크 신호 전송에는 일반적으로 SC-FDMA 방식이 이용되고 있다.

도 5는 일반적인 SC-FDMA 방식을 설명하기 위한 도면이다.

OFDM 방식 및 SC-FDMA 방식 모두 도 5에 도시된 바와 같이 직렬 신호를 병렬로 변환하고, 이 병렬 신호를 서브캐리어에 맵핑하고, IDFT 또는 IFFT 처리 후, 다시 직렬 신호를 변환하여, CP 부착 후 RF 모듈을 통해 신호를 전송하는 측면에서 동일하다. 다만, SC-FDMA 방식의 경우 병렬 신호를 직렬 신호로 변환한 후 DFT 확산을 통해 이후 IDFT 또는 IFFT 처리의 영향을 감소시키며 단일 신호 특성을 일정 수준이상 유지하도록 하는 것을 특징으로 한다.

한편, 상향링크 신호 전송시 MIMO 방식을 적용하는 경우 CM 값이 나빠지는 이유에 대해서 생각해본다면, CM이 좋은 단일 캐리어 신호 여러 개가 동시에 중첩이 되는 경우, 중첩된 신호의 CM값은 좋지 않을 수 있다. 그러므로 SC-FDMA 시스템에서, 여러 레이어로부터 출력되는 정보를, 최대한 적은 개수의 단일 캐리어 신호 및 한 개의 물리적 안테나(Physical Antenna)를 통하여 다중화되어 송신하도록 하면, 좋은 CM을 갖는 송신 신호를 만들어 낼 수 있다.

송신하려고 하는 정보에 대해 프리코딩을 수행하기 이전에, 코드워드-레이어 매핑을 거칠 수 있다. SC-FDMA 방식은 일반적으로 1Tx에서 사용되었기 때문에 레이어 개수가 1개이다. 하지만 SC-FDMA에서 MIMO를 지원하는 경우에는, 레이어 개수가 여러 개가 되며, 한 개의 전송 블록(transport block)으로 이루어진 코드워드는 여러 개의 레이어에 매핑이 될 수 있다.

도 6은 코드워드가 여러 개의 레이어에 매핑되는 방법을 예시한 것이다.

도 6에 의하면, SC-FDMA를 위한 DFT가 수행된 이후에 코드워드-레이어 매핑이 수행된다면 CM값이 증가될 수 있다. 즉, DFT 블록으로부터 출력된 신호는 IFFT 처리되기 이전에 다른 처리과정을 거치기 때문에, 즉 2개의 레이어로 분리되는 과정을 거치기 때문에 CM값이 증가될 수 있다.

도 7은 본 발명의 일 실시예로서, 안테나 별로 CM 값을 증가 시키지 않기 위하여, 코드워드-레이어 매핑이 이루어진 후 레이어 별로 DFT를 수행하는 방법을 나타낸 것이다.

그러므로 랭크 값에 따라 레이어 개수 별로 DFT 블록의 개수가 가변 된다면 CM 값을 낮게 유지할 수 있다. 즉, DFT 블록으로부터 출력된 신호는 다른 처리과정을 거치지 않고 곧바로 IFFT 블록으로 입력되기 때문에 CM 값이 낮게 유지될 수 있다. 실제로 구현(implementation)할 때에는, 한 개의 DFT 블록을 여러 개의 레이어가 공유할 수도 있다.

또한, 상향링크 신호 전송에 MIMO 방식을 이용하여 하나의 안테나에 복수의 레이어 신호가 전송되는 경우 역시 PAPR 또는 CM 특성이 나빠질 수 있다. 따라서, 이하에서 설명할 본 발명의 실시형태들에서는 하나의 안테나에는 하나의 레이어만이 전송되도록 설정된 프리코딩 행렬을 이용하도록 코드북을 설계하는 것을 제안한다.

이하의 설명을 용이하게 하기 위해 송신 시스템에서 프리코딩 블록에 전달되는 신호의 세트를 x라 하고, 프리코딩 된 신호의 세트를 y라 하겠다. 이 때 프리코딩 행렬이 P일 때, 수학식 3이 성립한다.

여기서 P의 디멘젼(dimension)은 N_T × N_L 이며, x의 디메젼은 N_L × 1이고, y의 디멘젼은 N_T × 1이다. 여기서, N_T는 안테나의 개수이며, N_L은 레이어의 개수이다.

이하에서는,

Ⅰ. 단말이 MIMO 기법을 적용하여 상향링크 신호 전송시 이용할 수 있는 코드북 설계 원리에 대해 먼저 설명하고,

Ⅱ. Ⅰ 에서 설명한 원리를 만족하는 프리코딩 행렬들 중 코달 거리(Chordal distance)를 고려하여 선택된 코드북의 구체적인 형태를 설명한다.

Ⅰ. 코드북 설계 원리

＜2Tx 코드북＞

이하 2Tx 모드에서의 사용되는 코드북을 구성하는 프리코딩 행렬의 구조에 따른 본 발명의 실시예들에 대해 설명한다.

본 발명은 코드워드를 복수개의 레이어에 매핑하여 복수개의 스트림을 생성하는 단계, 및 위의 생성된 복수개의 스트림을 프리코딩하여 복수개의 안테나에 매핑하여 송신하는 단계들로 구성될 수 있으며, 이때 코드북은 아래와 같이 구성될 수 있다. 랭크 1일 때에 사용되는 프리코딩 행렬과 랭크 2일 때에 사용되는 프리코딩 행렬을 각각 별도로 설명한다.

2Tx-랭크 1의 프리코딩 행렬

2Tx-랭크 1의 경우에, 본 발명의 일 실시예에 의하면 수학식 3은 수학식 4와 같이 다시 쓰일 수 있다.

일반적으로 광대역 프리코딩(Wideband Precoding)을 사용한다고 가정하면, 랭크 1 프리코딩에서는 각 레이어의 신호에 특정 상수 값이 곱해지기 때문에, 2Tx에서 각 안테나를 통해 전송되는 신호의 PAPR이나 CM 값은 1 Tx 에서의 전송되는 신호의 PAPR과 CM값이 동일하다. 그러므로 광대역 프리코딩을 사용을 할 때에는, 2Tx-랭크 1 프리코딩 행렬의 값에 의해 PAPR과 CM이 영향을 받지는 않는다.

프리코딩은, 각 채널을 통해 전송되는 신호가 상호 보강(constructive)되도록 채널이 변경하는 방법이다. 이때 따라, 신호의 송신 성능이 향상된다. 그러므로 수학식 4에서 P의 첫 번째 요소(element)인 'a'를 1로 설정하고, 두 번째 요소인 'b'를 임의의 값으로 설정할 수 있다. 또한 각 안테나를 통해 전송되는 신호의 전력을 동일하게 함으로써, 각 안테나에 구비된 전력 앰프(Power Amplifier)를 모두 최대한 사용할 수 있다. 이를 위해, 위의 두 번째 요소는 절대값이 1인 복소수 값일 수 있다. 즉 수학식 4에서

일 수 있다.

프리코딩을 위해 사용되는 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬의 개수에는 한계가 있다. 왜냐하면, 송신단 및 수신단 모두 코드북을 가지고 있어야 하며, 때에 따라서는 어떤 프리코딩 행렬에 대한 정보를 교환하기 때문이다. 그러므로 제한된 개수의 프리코딩 행렬만을 사용해야 한다. 이를 위하여, 예를 들어, 프리코딩 행렬의 각 요소로서, 절대값이 1이며 위상(phase)이 +0˚, +45˚, +90˚, +135˚, +180˚, -135˚, -90˚, -45˚ 중 어느 하나에 대응되는 복소수를 사용할 수 있다. 즉,

에서

일 수 있다. 즉,

일 수 있다.

2Tx-랭크 2의 프리코딩 행렬

2Tx-랭크 2의 경우에, 수학식 3은 수학식 5와 같이 다시 쓰일 수 있다.

수학식 5과 같이 안테나를 통해 전송되는 신호 y_k는 여러 개의 입력 신호 x_i의 조합으로 구성되며, 이로 인하여 CM값이 올라갈 수 있다.

여기서 p₁₂와 p₂₁ 또는 p₁₁과 p₂₂를 0으로 설정한다면, 각 안테나 별로는 한 개의 신호만이 송신되도록 할 수 있다. 따라서, 신호 x_i의 CM 값이 양호한 경우라면, 프리코딩된 신호의 CM 값도 양호하게 된다. 도 7과 관련하여 상술한 바와 같이 코드워드를 레이어에 맵핑한 후 각 레이어에 맵핑된 신호에 DFT 확산을 수행하며, 각 안테나별로 하나의 레이어 신호만을 전송하도록 프리코딩을 수행한다면 DFT 처 리 후 바로 IDFT 또는 IFFT 처리가 이루어지는 효과가 발생하여 PAPR 또는 CM 특성을 양호하게 유지할 수 있다. 이에 대해서는 이하에서 좀더 구체적으로 설명한다.

이 때 p₁₂ 와 p₂₁ 0이라면, 각 레이어에 대응하는 신호는 임의의 일정한 복소수 값(constant complex value)이 곱해진 후에 각 안테나에서 송신되기 때문에, 위의 곱해지는 복소수 값을 1로 설정하더라도 성능에는 지장을 주지 않는다.

따라서, 본 발명의 일 실시예에 의하면 수학식 5는 수학식 6과 같이 표현될 수 있다.

＜4Tx 코드북＞

이하 4Tx 모드에서의 사용되는 코드북을 구성하는 프리코딩 행렬의 구조에 따른 본 발명의 실시예들에 대해 설명한다.

본 발명은 코드워드를 복수개의 레이어에 매핑하여 복수개의 스트림을 생성하는 단계, 및 위의 생성된 복수개의 스트림을 프리코딩하여 복수개의 안테나에 매핑하여 송신하는 단계들로 구성될 수 있으며, 이때 코드북은 아래와 같이 구성될 수 있다. 랭크 1, 랭크 2, 랭크 3, 랭크 4일 때에 사용되는 프리코딩 행렬을 각각 별도로 설명한다.

4Tx-랭크 1의 프리코딩 행렬

4Tx-랭크 1의 경우에, 수학식 3은 수학식 7와 같이 다시 쓰일 수 있다.

2Tx-랭크 1 코드북의 경우와 마찬가지로, 광대역 프리코딩을 사용하는 경우에, 4Tx-랭크 1 프리코딩에 의해 각 안테나 별로 전송되는 신호의 CM은 1 Tx에서의 신호의 CM과 동일하다. 그러므로, CM에 관한 한, 어떠한 프리코딩 행렬을 사용해도 무방하다.

4Tx-랭크 2의 프리코딩 행렬

4Tx-랭크 2의 경우에, 수학식 3은 수학식 8과 같이 다시 쓰일 수 있다.

2Tx-랭크 2 코드북과 비슷하게 4Tx-랭크 2 코드북에서도, 프리코딩 행렬의 특정 요소를 0으로 설정함으로써 각 안테나 별로 전송되는 신호의 중첩을 최소화하고 따라서 CM을 낮게 유지할 수 있다.

수학식 8에서, 각 안테나 별로 전송되는 신호인 p_k1x₁+p_k2x₂에서 p_k1 또는 p_k2 값이 0으로 설정이 된다면, 각 안테나 별로 전송되는 신호는 한 개의 레이어로부터 전송되는 신호와 동일하게 되며, 따라서 안테나 별로 전송되는 신호의 CM은 낮은 값을 유지할 수 있다.

본 발명의 일 실시예에서는, 수학식 8에서

로 설정할 수 있다. 때, 수학식 8은 수학식 9와 같이 다시 쓰일 수 있다.

수학식 9를 살펴보면, 각 안테나 별로 전송되는 신호에는 각각 한 개의 레이어만이 매핑된다. 또한, 한 개의 레이어 입장에서는, 이 한 개의 레이어를 통해 전송되는 정보에 대해 2Tx-랭크 1 프리코딩을 사용한 것으로 볼 수 있다. 따라서, 4Tx-랭크 2 프리코딩 행렬은, 2Tx-랭크 1 프리코딩 행렬을 사용하여 만들 수 있다. 즉, 4Tx-랭크 2 프리코딩 행렬은 2Tx-랭크 1 프리코딩 행렬의 수퍼 행렬(super matrix)일 수 있다.

예를 들어, 본 발명의 일 실시예에 따른 P는 수학식 10과 같이 주어질 수 있다.

위에 제시한 프리코딩 행렬은, 한 개의 레이어의 신호에 대해 2개의 안테나를 사용하여 정보를 전송하는 방법을 위한 것이다. 그러나 4개의 물리 안테나(Physical Antenna)가 구비되었다고 가정하면, 2개의 안테나로 이루어지는 다양한 안테나 조합 중 어느 조합을 사용하여 전송하는지에 따라 통신 성능이 달라질 수 있다. 이때, 프리코딩 행렬 P의 값에 따라, 선택되는 안테나의 조합이 달라질 수 있다.

예를 들어, 본 발명의 일실시예에 따르면, 프리코딩 행렬 P는 수학식 11과 같이 다양한 형태를 가질 수 있고, 각각의 형태는 서로 다른 안테나 조합을 나타낸다.

수학식 11에서 프리코딩 행렬 P로서 적절한 값을 선택하면 프리코딩에 의한 성능을 향상시킬 수 있다. 위와 같이 프리코딩 행렬을 형성을 하면, 각 레이어에 해당하는 신호는 총 4개의 안테나 중에서 2개의 안테나를 사용하기 때문에, 각 레이어 간의 채널 추정(channel estimation) 성능을 유사하게 만들 수 있으며 각 안 테나 별로 CM값을 최소화 할 수 있는 장점이 있다.

일반적으로, 임의의 프리코딩 행렬의 특정 열 벡터(column vector)에 상수 값을 곱하더라도 그 프리코딩 행렬을 특성이 변경되지는 안는다. 따라서, 위에 언급한 프리코딩 행렬 특정 열(column)에 상수 값을 곱해도 프리코딩 행렬의 특성이 변경되는 것은 아니다. 따라서 본 발명의 실시예들에 따른 프리코딩 행렬의 특정 열 벡터에(column vector)에 상수 값을 곱하는 것은 본 발명의 범위를 벗어나지 않는다.

또한, 상기 수학식 11에 나타낸 형태의 프리코딩 행렬에 앞에 일정한 스케일링 계수가 곱해지는 형태로 다음과 같이 나타낼 수도 있다.

4Tx-랭크 3의 프리코딩 행렬(1)

4Tx-랭크 3의 경우에, 수학식 3은 수학식 13과 같이 다시 쓰일 수 있다.

4Tx-랭크 2 프리코딩 행렬과 비슷하게 4Tx-랭크 3 프리코딩 행렬에서도, 프 리코딩 행렬의 특정 요소를 0으로 설정함으로써 각 안테나 별로 전송되는 신호의 중첩을 최소화하고 따라서 CM을 낮게 유지할 수 있다.

수학식 13에서, 각 안테나 별로 전송되는 신호인 p_k1x₁+p_k2x₂+p_k3x₃에서 p_k1, p_k2, 또는 p_k3 값이 0으로 설정이 된다면 안테나 별로 전송되는 신호의 CM은 낮은 값을 유지할 수 있다.

본 발명의 일 실시예에서는, 수학식 12에서

로 설정할 수 있다. 이때, 수학식 13는 수학식 14와 같이 다시 쓰일 수 있다.

랭크 3에서는 전송되어야 하는 레이어의 개수는 3개이며, 물리 안테나의 개수는 4개이다. 이때, 3개의 안테나는 각각 1개의 레이어에 단독으로 매핑될 수 있다. 이때, 남아 있는 1개의 안테나에는 1개의 레이어의 신호만을 매핑시키거나 또는 2개 이상의 레이어의 신호를 함께 매필할 수도 있다. 만일 남아 있는 1개의 안테나에 특정 1개의 레이어의 신호만을 매핑하면, 이 안테나를 통해 송신되는 신호의 CM은 양호한 특성을 가질 수 있지만, 이 특정 1개의 레이어의 정보의 통신 성능 은 다른 레이어의 정보의 통신 성능과 다를 수 있다. 예를 들어, 안테나 1 및 안테나 4에는 레이어 1의 정보를 매핑하고, 안테나 2에는 레이어 2의 정보를 매핑하고, 안테나 3에는 레이어 3의 정보를 매핑하면, 레이어 1의 정보에 대한 통신 성능은 레이어 2 또는 레이어 3의 통신 성능과는 차이가 있을 수 있다.

본 발명의 일실시예에서는, 프리코딩에 있어서 각 안테나 별로 CM 값을 최대한 낮게 만들기 위해, 프리코딩 행렬 P는 수학식 15의 P₁, P₂, P₃의 어느 하나의 값을 가질 수 있다.

단,

위에 언급한 상술한 프리코딩 행렬 P₁, P₂, P₃을 사용할 때에는, 각 레이어를 위해 사용되는 안테나의 개수가 서로 같지 않다는 것이다. 그러나 만약에 어떤 정보를 전송할 때에 프리코딩 행렬 P₁, P₂, P₃ 중 어느 하나만을 사용하지 않고, P₁, P₂, P₃를 골고루 사용한다면, 각 레이어를 위해 사용되는 안테나의 개수가 평준화(normalize)될 수 있다. 주파수 영역에서 프리코딩 행렬 P₁, P₂, P₃을 번갈아 가며 사용할 수 있지만, 이 방식을 따르면, 이미 단일 캐리어로 구성된 신호의 단일 캐 리어 특성(single carrier property)이 훼손되게되고, 따라서 CM 값이 상승할 수 있다. 따라서, 그러므로 프리코딩 행렬 P₁, P₂, P₃를 각 SC-FDMA 심볼마다 번갈아 가면서 적용하면 CM의 증가를 막을 수 있다. 데이터를 전송할 때에, 한 개의 서브프레임 단위로 정보를 복호화(decoding)할 수 있다. 따라서, 매 SC-FDMA 심볼마다 프리코딩 행렬 P₁, P₂, P₃를 번갈아 가면서 적용을 한다면, 한 개의 서브프레임을 통해 전송되는 전체 정보에 대하여, 각 레이어의 정보는 평균적으로 동일한 개수의 안테나를 통해 전송될 수 있다.

본 발명의 다른 실시예에서는, 각 레이어가 사용하는 안테나의 위치를 변경함으로 인하여 성능을 향상할 수 있다. 안테나의 위치를 변경하는 것은 시간의 흐름에 따라 이루어질 수 있으며, 특히 SC-FDMA 심볼마다 변경할 수 있다. 안테나의 위치를 변경하는 구체적인 방법은 아래와 같다.

즉, 프리코딩 행렬의 0이 아닌 값의 위치를 하나의 행 벡터(row vector) 내에서 변경함으로써, 각 레이어의 신호가 전송되는 안테나의 위치를 변경할 수 있다. 다르게는, 이 방법은 주어진 프리코딩 행렬에서 행(row) 또는 열(column)끼리 위치를 치환 함으로써(row/column permutation) 구현할 수 있다.

도 8은 프리코딩 행렬의 열 또는 행의 위치를 퍼뮤테이션 하는 방법을 나타낸 것이다.

도 8의 (a)는 행(row)의 위치를 퍼뮤테이션하는 방법을 나타내고, 도 8의 (b)는 열(column)의 위치를 퍼뮤테이션하는 방법을 나타낸다.

수학식 15의 프리코딩 행렬에서, 프리코딩 행렬 P₁을 행 치환(row permutation) 및/또는 열 치환(column permutation)함으로써 프리코딩 행렬 P₂ 또는 P₃을 생성할 수 있다. 그러므로 프리코딩 행렬 P₁, P₂, P₃와 같은 구조에서는, 행 치환(row permutation)에 의해서만 유일한(unique) 새로운 프리코딩 행렬을 만들어 낼 수 있다.

4Tx에서 가능한 행 치환(row permutation)에 의해서 변경되는 행(row)의 순서는 다음과 같다.

{ 1, 2, 3, 4 }, { 1, 2, 4, 3 }, { 1, 3, 2, 4 }, { 1, 3, 4, 2 },

{ 1, 4, 2, 3 }, { 1, 4, 3, 2 }, { 2, 1, 3, 4 }, { 2, 1, 4, 3 },

{ 2, 3, 1, 4 }, { 2, 3, 4, 1 }, { 2, 4, 1, 3 }, { 2, 4, 3, 1 },

{ 3, 2, 1, 4 }, { 3, 2, 4, 1 }, { 3, 1, 2, 4 }, { 3, 1, 4, 2 },

{ 3, 4, 2, 1 }, { 3, 4, 1, 2 }, { 4, 2, 3, 1 }, { 4, 2, 1, 3 },

{ 4, 3, 2, 1 }, { 4, 3, 1, 2 }, { 4, 1, 2, 3 }, { 4, 1, 3, 2 }

여기서, { w, x, y, z }의 뜻은, 주어진 프리코딩 행렬 P_k가 있을 때, 프리코딩 행렬의 행 벡터(row vector) 1, 2, 3, 4를 { } (괄호)안에 있는 순서로 재배열 한다는 뜻이다.

행 치환(row permutation)에 의하면 특정 레이어에 해당하는 신호는 서로 다른 안테나로 매핑되며, 열 치환(column permutation)에 의하면 서로 다른 레이어의 정보가 서로 스위칭(switching)되는 효과를 얻을 수 있다. 각 레이어 별로 특별히 성능을 구분을 할 필요가 없으며 각 레이어 별로 비슷한 성능을 요구하는 시스템에서는 열 치환 방식이 사용될 필요가 없다. 행 치환(row permutation)만으로 안테나 선택(antenna selection) 효과를 얻을 수 있다.

한편, 상기 수학식 15에 나타낸 4Tx-랭크 3 프리코딩 행렬 각각에 일정한 스케일링 계수(scaling factor)가 곱해진 형태로서 다음과 같이 나타낼 수 있다.

4Tx-랭크 3의 프리코딩 행렬(2)

4Tx-랭크 3의 경우에, 각 안테나가 오직 한 개의 레이어에 해당하는 정보를 송신하면 안테나를 통해 송신되는 신호의 CM 값을 작게 유지할 수 있지만, 한 개의 레이어의 정보는 한 개의 특정 안테나를 통해서만 송신되기 때문에 통신 성능이 떨어질 수 있다. 따라서, 4Tx-랭크 3인 경우에는 한 개의 안테나를 통해 최대 2개의 레이어의 신호가 다중화(multiplexing)되어 전송되도록 설계함으로써, CM 의 증가량을 최소화 하면서 동시에 통신 성능을 높일 수 있다.

본 발명의 일실시예에 의하면, 한 개의 안테나에서 2개의 레이어에 해당하는 정보를 송신할 때에, 수학식 13의 프리코딩 행렬 P은 수학식 17의 P₄ 또는 수학식 18의 P₅과 같이 나타낼 수 있다.

수학식 17에서, 랭크 3을 만족시키기 위해 프리코딩 행렬 P₄의 X의 값과 Z의 값은 서로 달라야 한다.

프리코딩 행렬 P₄ 또는 P₅을 사용하는 방법에는, 특정 안테나에는 2개의 레이어의 신호가 다중화되어 전송되지만, 다른 안테나에서는 1개의 레이어의 신호만이 전송되는 단점이 있다.

본 발명의 일실시예에서는, 위의 단점을 보완하기 위하여 프리코딩 행렬 P는 수학식 19의 P₆, P₇, P₈ 중 어느 하나의 값을 가질 수 있다.

단,

프리코딩 행렬 P₄, P₅, P₆, P₇, P₈에 대하여, 4Tx-랭크 3의 프리코딩 행렬에 대하여 상술한 바와 같이, 행 치환 및/또는 열 치환을 수행할 수 있다. 행 치환 및 열 치환(Row/column permutation)을 수행함으로써, 특정 레이어의 신호를 임의의 안테나를 통해 송신할 수 있도록 하는 안테나 선택 기능을 프리코딩에 의해 구현할 수 있다.

본 발명의 일실시예에서는, 프리코딩 행렬의 각 열 벡터(column vector)가 서로 직교성을 갖도록 구성할 수 있다.

프리코딩 행렬의 각 열 벡터(column vector)가 직교성을 갖도록 구성하면, 프리코딩 행렬은 단측 유니터리 행렬(one side unitary matrix)의 특성을 만족하게 된다. 즉, 프리코딩 행렬 P는 수학식 20과 같은 특성을 갖게 된다.

본 발명의 일 실시예에서는, 랭크 3의 프리코딩 행렬이 수학식 21와 같이 구성될 수 있다. 수학식 21을 만족시키는 프리코딩 행렬 P는 수학식 20의 관계를 만족하게 된다.

수학식 21에서

을 만족하기 때문에 프리코딩 행렬 P가 수학식 20을 만족한다는 것을 확인할 수 있다.

4Tx-랭크 4의 프리코딩 행렬(1)

4Tx-랭크 4의 경우에, 수학식 3은 수학식 22과 같이 다시 쓰일 수 있다.

4Tx-랭크 4인 경우에는 4개의 레이어에서 오는 신호가 각 안테나를 통해 다중화되어 전송된다.

본 발명의 일실시예서는, 프리코딩 행렬을 단위 행렬(identity matrix)으로 구성하면, 한 개의 안테나에서는 한 개의 레이어에 해당하는 신호만을 전송하게 된다. 이때, 수학식 22는 수학식 23과 같이 다시 쓰여질 수 있다.

4Tx-랭크 4의 프리코딩 행렬(2)

4Tx-랭크 4 코드북에서 랭크 4 프리코딩 행렬의 개수를 증가시키면 통신 성능을 향상시킬 수 있다. 코드북을 구성하는 프리코딩 행렬의 개수가 많을수록 실제 채널에 더 가까운 프리코딩 행렬을 선택할 수 있기 때문에, 프리코딩 행렬의 개수가 많을수록 성능을 향상 시킬 수 있다. 그러나, 코드북에서의 프리코딩 행렬의 선택이 복잡해지기 때문에, 코드북에는 적절한 수의 프리코딩 행렬을 포함시키는 것이 바람직하다. 그러나, 4Tx-랭크 4의 경우 각 안테나 별로 한 개의 레이어에 해당하는 신호만 전송하기 위해서는 프리코딩 행렬은 단위 행렬이어야만 하기 때문에, 여러 개의 랭크 4 프리코딩 행렬을 사용하면 1개의 안테나를 통해 2개 이상의 레이어에 해당하는 신호를 송신해야 하는 경우가 생긴다. 따라서, CM 값을 최소화 하면서, 코드북에서의 랭크 4 프리코딩 행렬의 개수를 증가시키기 위해 프리코딩 행렬의 특정 요소를 0으로 설정할 수 있다. 수학식 22에서 각 안테나 별로 전송되는 신호인 p_k1x₁+p_k2x₂+p_k3x₃+p_k4x₄에서 p_k1, p_k2, p_k3 및 p_k4 중 2개의 값이 0으로 설정이 된다면 안테나 별로 전송되는 신호의 CM은 낮은 값을 유지할 수 있다.

본 발명의 일 실시예에서는, 프리코딩 행렬을 수학식 24의 P₉, 수학식 25의 P₁₀, 및 수학식 26의 P₁₁과 같이 설정할 수 있다.

단,

,

프리코딩 행렬 P₉, P₁₀, 및 P₁₁은 1개의 안테나마다 최대 2개의 레이어의 신호를 전송하는 프리코딩 행렬의 한 예이다. 상술한 바와 같이 프리코딩 행렬 P₉, P₁₀, 또는 P₁₁에 대하여 행렬 치환(row/column permutation)을 수행함으로써 서로 다른 레이어의 신호가 서로 다른 안테나를 통해 전송되도록 할 수 있다.

프리코딩 행렬 P₁₁은 유니터리 행렬이기 때문에, 유니터리 프리코딩 행렬의 이점을 활용할 수 있다.

4Tx-랭크 4의 프리코딩 행렬(3)

4Tx-랭크 4의 경우에, 프리코딩 행렬의 각 행(row)의 요소 중 1개의 요소만을 0으로 설정할 수 있다. 이 방법을 사용하면, 1개의 안테나를 통해 3개의 레이어에 해당하는 신호를 다중화하여 송신할 수 있어서 통신 성능을 향상시킬 수 있다. 다만 이 방법을 사용하면 CM 값은 더 올라가지만, 프리코딩 행렬의 모든 요소(element)가 0이 아닌 값으로 설정되는 경우보다는 더 작은 CM 값을 갖는다. 따라서, 이 방법은, 송신 측에서 최대 전송전력으로 송신하지 않아도 되는 SNR이 좋은 상태에서 유효하게 사용 가능하다.

본 발명이 일실시예에서는, 프리코딩 행렬 P은 수학식 27의 P₁₂, 수학식 28의 P₁₃, 수학식 29의 P₁₄, 수학식 30의 P₁₅ 같이 표시될 수 있다.

수학식 30의 프리코딩 행렬 P₁₅는 유니터리 행렬이기 때문에, 유니터리 프리코딩 행렬의 이점을 활용할 수 있다.

상술한 프리코딩 행렬의 특정 열(column)에 상수를 곱하여 생성된 행렬 또는 상술한 프리코딩 행렬에 대해 행렬 치환(row column permutation)을 수행하여 얻은 행렬을 코드북의 일부로 사용할 수 있다.

상술한 모든 프리코딩 행렬의 요소는, 절대값이 1이고 그 위상값이 +0˚, +45˚, +90˚, +135˚, +180˚, -135˚, -90˚, -45˚ 중 어느 하나에 대응되는 복소수로부터 선택되었다. 즉, 프리코딩 행렬의 요소는

로부터 선택되었다. 그러나 이는 예시를 위한 것이고 절대값이 1이고 그 위상값이 서로 다른 복소수들로 구성된 집합으로부터 선택될 수 있다. 예를 들어, 프리코딩 행렬의 요소는

, (α는 임의의 상수)로부터 선택될 수도 있다.

전력 조정(power balancing)

한편, 상술한 바와 같은 코드북 설계에 있어서 각 안테나의 전송 전력 조정 및/또는 각 레이어의 전송 전력 조정 역시 중요한 요소일 수 있다. 만일 각 안테나당 전송 전력이 최대한 균일하도록 조정되지 않는 다면, 각 전송 안테나별 성능 차이를 가져올 수 있다. 동일하게 각 전송 레이어당 전력이 최대한 균일하도록 조정되지 않는다면 각 코드워드마다 성능 차이를 가져오게 될 수 있다.

따라서, 본 발명의 일 실시형태에서는 프리코딩 행렬에서 각 안테나에 대응하는 모든 요소(프리코딩 행렬의 특정 행의 모든 요소)의 놈(norm)을 이용하여 안테나 전력 조정을 고려하여 프리코딩 행렬을 설계하는 것을 제안한다. 구체적으로 수학식 31과 같이 나타낼 수 있는 프리코딩 행렬을 수학식 32와 같이 안테나 전력 조정을 수행한 형태로 이용하는 것을 제안한다.

또한, 본 발명의 일 실시형태에서는 각 레이어의 모든 요소(프리코딩 행렬의 특정 열의 모든 요소)의 놈(norm)을 이용하여 레이어 전력 조정을 고려하여 프리코딩 행렬을 설계하는 것을 제안한다. 구체적으로 수학식 33와 같이 나타낼 수 있는 프리코딩 행렬을 수학식 34와 같이 레이어 전력 조정을 수행한 형태로 이용하는 것을 제안한다.

여기서 4Tx-랭크 3 프리코딩 행렬의 경우 행의 개수 및 열의 개수가 랭크 2 프리코딩 행렬과 달리 상술한 안테나 전력 조정과 레이어 전력 조정이 동시에 수행하기에 적절치 않을 수 있음에 주목할 필요가 있다. 다만, 특정한 상황, 예를 들어 전송 시 특정 패턴에 따라 전송에 이용되는 레이어를 변경시키는 레이어 이동(layer shift) 방식을 이용하는 시스템의 경우, 상술한 레이어당 성능 차이가 분산되는 효과가 발생하여 상술한 바와 같은 레이어 전력 조정이 상대적으로 안테나 전력 조정에 비해 중요하지 않을 수도 있다. 따라서 본 발명의 일 실시형태에서는 안테나 전력 조정과 레이어 전력 조정을 동시에 수행할 수 없는 경우 안테나 전력 조정을 우선적으로 수행한 형태의 프리코딩 행렬을 이용하는 것을 제안한다.

한편, 상술한 4Tx- 랭크 3 프리코딩 행렬 중 다음 프리코딩 행렬은 각 레이어당 2개의 심볼이 전송됨에 따라 다음과 같이 안테나 전력 제어을 수행할 수 있음을 알 수 있다.

유사하게 상술한 4Tx- 랭크 3 프리코딩 행렬 중 다음 프리코딩 행렬은 하나의 안테나당 하나의 심볼만이 전송되기 때문에 레이어 전력 조정이 다음과 같이 수행될 수 있음을 알 수 있다.

한편 본 발명의 다른 일 실시형태에서는 안테나 전력 조정과 레이어 전력 조정을 동시에 수행하는 측면에서 다음과 같은 4Tx-랭크 3 프리코딩 행렬이 다음과 같은 프리코딩 행렬을 포함하는 것을 제안한다.

즉, 4Tx-랭크 3 프리코딩 행렬로서 특정한 하나의 안테나로는 신호가 전송되지 않도록 설정된 프리코딩 행렬을 이용하는 방식이다.

한편, 4Tx-랭크 4 프리코딩 행렬에 대해 레이어 전력 조정을 수행한 형태의 프리코딩 행렬의 일례를 다음과 같이 나타낼 수 있다.

＜코드북 프루닝(codebook pruning)＞

4Tx 시스템에서는 상술한 랭크 1, 랭크 2, 랭크 3, 랭크 4에 해당하는 프리코딩 행렬을 송/수신 측에서 사용하는 코드북의 요소로 사용할 수 있다. 그러나, 상술한 모든 프리코딩 행렬을 사용하면 코드북이 너무 커지기 때문에, 성능을 어느 정도 유지하면서 프리코딩 행렬의 개수를 줄일 필요가 있다. 이하, 프리코딩 행렬의 개수를 줄이는 실시예들에 대하여 설명한다. 후술하는 프리코딩 행렬을 제약하는 방법은 개별적으로 또는 함께 사용될 수 있다.

코드북 요소 알파벳 제한

상술한 모든 프리코딩 행렬의 요소는, 절대값이 1이고 그 위상값이 +0˚, +45˚, +90˚, +135˚, +180˚, -135˚, -90˚, -45˚ 중 어느 하나에 대응되는 복소수로부터 선택되었다.

본 발명의 일 실시예에서는, 프리코딩 행렬의 개수를 줄이기 위해 행렬의 요소가 절대값이 1이며 그 위상값이 +0˚, +90˚, +180˚, -90˚ 중 어느 하나에 대응되는 복소수로부터 선택될 수 있다. 즉, 프리코딩 행렬의 요소는 {1, j, -1, -j}로부터 선택될 수 있다.

또는 45˚도 각도로 떨어진 8개의 알파벳 중에서 임의로 N개로 이루어지는 서브셋으로부터 추출하여 사용할 수 있다.

유니터리 프리코딩 행렬로 제한

프리코딩 행렬내의 각각의 열 벡터(column vector)들이 서로 직교성을 갖는 경우에는, 그 프리코딩 행렬은 유니터리 행렬 또는 부분적 유니터리 행렬(partially unitary matrix)가 된다. 프리코딩 행렬이 이러한 특징을 가지는 경우 추가적인 이득을 얻을 수 있다.

따라서, 본 발명의 일실시예에서는, 상술한 모든 프리코딩 행렬 중 유니터리 행렬 또는 부분적 유니터리 행렬만을 모아서 코드북을 형성할 수 있다.

한가지 예로써 수학식 39에 나열된 프리코딩 행렬과, 수학식 40에 나열된 프리코딩 행렬들에 대하여 행렬 치환(row/column permutation)을 수행하여 얻을 수 있는 행렬들을 임의로 조합함으로써 코드북을 생성할 수 있다.

단,

네스티드 구조(nested structure)로 제한

랭크 1, 랭크 2, 랭크 3, 랭크 4의 프리코딩 행렬을 구성을 할 때, 랭크 4의 프리코딩 행렬의 열 벡터(column vector)를 가지고 랭크 2 또는 랭크 3의 프리코딩 행렬을 구성할 수 있을 때, 네스티드 구조(Nested Structure)로 이루어진 프리코딩 행렬이라고 한다. 특정한 랭크 4 프리코딩 행렬을 프리코딩 코드북의 일부로 사용을 할 때에는, 그 랭크 4 프리코딩 행렬의 열 벡터(column vector)들을 가지고 랭크 3 프리코딩 행렬을 구성할 수 있어야 하므로, 프리코딩 행렬의 구성에 제약이 생긴다. 따라서, 이 기준에 의해 코드북 크기를 제한할 수 있다.

본 발명의 일 실시예에서는, 랭크 1, 랭크 2, 랭크 3, 랭크 4의 프리코딩 행렬이 네스티드 구조를 가질 수 있다.

예를 들어, 수학식 40에 나열된 프리코딩 행렬에 대해 행렬 치환(row/column permutation)을 수행하여 얻을 수 있는 행렬들의 조합을 가지고 코드북을 구성할 수 있다.

단,

상술한 수학식들에 표현된 행렬 외에 다른 많은 형태의 적용 가능한 행렬이 존재할 수 있다. 이 행렬들은 상술한 행렬들에 대하여 행 퍼뮤테이션(row permutation) 및/또는 열 퍼뮤테이션(column permutation)을 수행하여 얻을 수 있다는 것을 쉽게 이해할 수 있다. 본 발명에서, 프리코딩 행렬에 0의 값을 갖는 요소들이 존재하기 때문에, 어떤 안테나는 특정 입력 스트림에게는 매핑되지 않을 수 있다. 이를 안테나 선택 기능으로 파악할 수도 있다.

Ⅱ. 코드북의 구체적 형태

이하에서는 상술한 코드북 설계 원칙을 만족하도록 코드북을 설계하되, 코달 거리를 고려하여 좀더 구체적으로 코드북 내 각 랭크당 프리코딩 행렬을 결정하는 방법에 대해 설명한다.

도 9는 코달 거리의 개념을 설명하기 위한 도면이다.

코달 거리(chordal distance)는 다양한 코드북 세트의 성능을 비교하는 기준 중 하나로서 잘 알려져 있다. 여기서 "코달(chordal)" 원주에 위치하는 2개 지점 사이의 직선을 나타낸다. 따라서, 2차원의 경우를 가정하면 코달 거리는 도 9에 도시된 바와 같이 (단위) 원의 원주 상의 2 지점 사이의 거리를 나타낸다.

4Tx 코드북의 경우, 4차원의 코달 거리를 고려해야 하기 때문에 다음과 같은 수학식이 코드북 세트를 선택하기 위한 코달 거리로서 이용될 수 있다.

상기 수학식 41에서 ,

,

(여기서, v _i , u _i ( i = 1,2,…N , 4Tx 안테나의 경우 N =4)는 행렬 P, Q의 기본 벡터(Principle Vector)이다. 그리고,

는 행렬의 프로베니어스 놈(Frobenius norm)이다. 상술한 코달 거리는 다음과 같은 수학식을 이용하여서도 측정될 수 있다.

상술한 코달 거리 개념을 이용하여 이하에서는 4개 전송 안테나를 이용하는 시스템(4Tx 시스템)에 대해 상술한 코드북 설계를 좀더 구체화해 보도록 한다. 이하의 설명에서는 설명을 간편하게 하기 위해 전력 조정과 관련된 계수를 생략하고 표현하기로 한다.

랭크 2

먼저, 4Tx 랭크 2 시스템에 대해 CM 성능을 양호하게 유지시키는 다음과 같은 3개 그룹의 코드북을 가정한다.

상술한 바와 같은 형태를 만족하는 프리코딩 행렬의 개수는 상당히 많을 수 있으나, 이를 합리적인 기준에 따라 소정 개수의 프리코딩 행렬만을 포함하는 코드북으로 설계하는 것이 바람직하다. 이하에서는 다음과 같은 기준을 이용하여 각 랭크당 프리코딩 행렬의 개수를 소정 개수 이하로 제한하는 것을 제안한다.

기준 1: 코달 거리

기준 2: 각 그룹으로부터 균일하게 선택되는지 여부 (만일 코드북 내 프리코딩 행렬/벡터의 개수가 그룹의 개수로 나누어지지 않는 경우, 상기 기준 1을 고려하여 최대한 균등하게 선택)

이와 같은 기준은 이하에서 설명할 랭크 3 및 랭크 4의 경우에도 동일하게 적용하는 것을 제안한다.

구체적으로 본 발명의 일 실시형태에서는 상기 기준 1을 이용하여 특정 랭크에 대한 코드북으로부터 프리코딩 행렬 세트를 선택하는 것을 제안한다. 1단계로 서, 하나의 코드북 내에서 모든 프리코딩 행렬 쌍에 대해 상기 수학식 42을 이용하여 코달 거리를 계산한다. 예를 들어, 4개의 코드북 세트가 있는 경우, 4개의 최소 코달 거리 값은 다음과 같이 계산될 수 있다.

,

및

이러한 경우

(i는 코드북 세트 번호)값이 클수록 시스템 성능이 향상되기 때문에 첫번째 그리고 네번째 코드북이 다음 선택 단계로 진행되는 것이 바람직하다.

2단계로서, 다양한 무선 채널 환경을 지원하기 위해 각 그룹당 최대한 균등하게 프리코딩 행렬을 선택하는 것을 제안한다. 예를 들어, 3개의 코드북 그룹이 있고, 랭크 2 코드북으로서 16개의 프리코딩 행렬이 필요한 경우, 5개의 프리코딩 행렬이 2개 그룹으로부터 선택되고, 6개의 프리코딩 행렬이 나머지 하나의 그룹으로부터 선택되는 것을 제안한다. 예를 들어 처음 2개의 그룹으로부터 5개의 프리코딩 행렬이 선택되고, 마지막 1개 그룹으로부터 6개 프리코딩 행렬이 선택되는 것을 제안한다. 본 발명의 일 실시형태에서는 상술한 바와 같이 각 프리코딩 행렬의 요소 값(alphabet)을 제한하는 것을 고려할 수 있다(예를 들어, X = 1, j, -1, -j)로 제한). 다음은 상술한 바와 같은 과정에 따라 구성될 수 있는 4Tx 랭크 2에 대한 코드북의 예들이다.

상기 표 1을 통해 나타낸 코드북들은 모두 일례를 나타낸 것이며, 행 치환 및/또는 열 치환이 모든 또는 일부 프리코딩 행렬에 적용될 수도 있다.

만일 4Tx 랭크 2 코드북이 15개의 프리코딩 행렬을 포함하는 경우, 각 프리코딩 행렬 그룹 중 가장 많은 프리코딩 행렬이 선택된 그룹으로부터 1개 프리코딩 행렬을 제거하여 구성할 수 있다. 다음은 상술한 방식으로 구성되는 4Tx 랭크 2 코드북의 예들을 나타낸다.

상기 표 2에 나타낸 코드북 역시 예시적인 것으로서 각 프리코딩 행렬 전체 또는 일부에 행 치환 및/또는 열 치환이 행해질 수 있다.

랭크 3 - 제 1 실시형태

CM특성을 양호하게 유지시키는 4Tx 랭크 3 코드북 설계를 위해 다음과 같이 3개의 프리코딩 행렬 그룹을 가정한다. 이하에서도 역시 전력 조정 관련 계수는 생략하고 표현한다.

랭크 3의 경우 역시 랭크 2와 마찬가지로 상술한 기준 1 및 기준 2에 따라 코드북을 구성하는 것을 제안한다. 구체적으로 상기 수학식 42를 이용하여 코드북 내 가능한 모든 프리코딩 행렬 조합에 대해 코달 거리를 산정한 후, 최대 코달 거리를 가지는 최소 개수의 세트를 선택할 수 있다. 또한, 각 그룹(Group 1, 2, 3)으로부터 프리코딩 행렬이 최대한 균등하게 선택하는 것을 제안한다. 만일 각 그룹 내 프리코딩 행렬 성분으로 표현된 알파벳을 (1, j, -1, -j)로 제한한다면, 최소 코달 거리 d _c _,= 0.707를 만족하는 다음과 같은 코드북을 획득할 수 있다.

상기 표 3에 나타낸 코드북들 역시 일부 또는 전체 프리코딩 행렬에 행 치환 및/또는 열 치환이 수행될 수 있다.

만일 랭크 3 코드북에 15개의 프리코딩 행렬만이 포함되는 경우, 상기 표 3의 코드북에서 각 그룹 중 가장 많은 프리코딩 행렬이 선택된 그룹의 프리코딩 행렬 하나를 제거하여 다음과 같이 구성할 수 있다.

상기 표 4 역시 전체 또는 일부 프리코딩 행렬에 행 치환 및/또는 열 치환이 수행될 수 있다.

랭크 3- 제 2 실시형태

본 실시형태에서는 CM 특성을 양호하게 유지하는 프리코딩 행렬 그룹 6개를 이용하여 코드북을 구성하는 방법을 설명한다. CM 특성을 양호하게 유지하는 6개의 4Tx- 랭크 3 프리코딩 행렬 그룹은 다음과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 45에 나타낸 6개의 그룹으로부터 24개의 프리코딩 행렬을 포함하는 랭크 3 코드북의 일례는 다음과 같다. 다음 예는 복잡도를 줄이기 위해 프리 코딩 행렬 성분으로 표현된 알파벳이 1, j, -1, -j만으로 제한된 경우에 해당한다.

다른 예로서 상기 수학식 45에 나타낸 그룹 중 그룹 1에 열 치환을 적용하여 생성 가능한 그룹 4를 제외하고 이용하는 방법을 제안한다. 일반적으로 3개의 열 벡터가 [c1, c2, c3]로 표현되는 경우 [ c1, c3, c2 ], [ c2, c1, c3 ], [ c2, c3, c1 ], [ c3, c2, c1 ], [ c3, c1, c2 ]와 같은 6개의 열 치환 행렬의 생성이 가능하다.

상술한 바와 같이 특정 벡터 치환 행렬을 사용하는 않는 동기는 인코딩된 시퀀스는 프리코딩 행렬의 특정 열 벡터(또는 특정 레이어)에 맵핑되기 때문이다. 상술한 프리코딩 행렬의 그룹에서 2개의 독립적으로 인코딩된 코드워드가 아래와 같이 상이한 레이어들에 맵핑되는 것을 가정한다.

(1) 첫번째 코드워드는 첫번째 레이어에 맵핑됨,

(2) 2번째 코드워드는 2번째 및 3번째 레이어에 균등하게 분산되어 맵핑됨.

이와 같은 코드워드-레이어 맵핑을 가정할 경우, 특정 열 치환은 서로 다른 코드워드들 사이에 평균 SINR 차이를 가져오지 않게 된다. 예를 들어, 열 벡터 [c1, c2, c3]가 [c1, c3, c2]로 치환된 것은 2번째 코드워드에 대한 레이어만이 스와핑(swapping)됨을 알 수 있다. 이와 같이 동일한 2번째 코드워드가 균등하게 분산되어 맵핑되는 2개의 레이어 사이의 스와핑은 성능 변화를 가져오지 않기 때문에 코드북에 상술한 바와 같은 열벡터 치환 프리코딩 행렬을 별도로 포함시킬 필요는 없다. 따라서, 상술한 바와 같은 논리로 2번째와 3번째 열벡터만을 치환하여 생성되는 그룹을 제외하고 다음과 같은 프리코딩 행렬 그룹만을 고려하는 것을 제안한다.

다음의 코드북들은 상기 프리코딩 행렬 그룹 내 알파벳을 1, j, -1, -j로 제한하고, 20개의 프리코딩 행렬을 포함하는 4Tx 랭크 3 코드북의 예들을 나타낸 것이다.

한편, 본 발명의 다른 일 실시형태에서는 높은 랭크에서 최적의 성능을 획득하기 위해 필요한 프리코딩 행렬의 개수가 낮은 랭크에서 최적의 성능을 획득하기 위해 필요한 프리코딩 행렬의 개수보다 작기 때문에, 랭크 3 코드북이 24개 미만의 프리코딩 행렬을 포함하도록 제한할 수 있다. 이때 상기 기준 2를 이용하여 6개의 프리코딩 행렬 그룹으로부터 다음과 같이 균등하게 프리코딩 행렬을 선택하여 구성할 수 있다.

상기 표 7은 단순히 e^- ^jθ 를 특정 열 벡터에 곱하거나, 프리코딩 행렬 내 열 치환이 성능 향상에 영향을 주지 않기 때문에 코드북 내 프리코딩 행렬의 개수를 12개로 제한한 예를 나타내고 있다. 한편, 본 발명의 일 실시형태에서는 안테나 선택 이득을 획득하기 위해 안테나 치환이 수행될 수 있다. 이는 상술한 코드북 내 프리코딩 행렬의 행 치환을 통해 구현할 수도 있다.

랭크 3- 제 3 실시형태

본 실시형태에서는 CM 성능을 양호하게 유지하는 프리코딩 행렬로서 다음과 같은 6개의 프리코딩 행렬 그룹을 고려하는 것을 가정한다.

상기 수학식 47에서 그룹 1을 살펴보면, 상술한 바와 같은 코드워드-레이어 맵핑 관계를 고려하여 [ c1, c3, c2 ], [ c2, c1, c3 ], [ c2, c3, c1 ], [ c3, c2, c1 ], [ c3, c1, c2 ]로부터 3개의 치환 행렬을 선택한 것을 할 수 있다. 그룹 4의 경우 하나의 구성 프리코딩 행렬이 제외되어 있는 것을 볼 수 있다. 이는 이미 그룹 1에 포함되어 있기 때문이다. 본 실시형태는 특히 레이어 이동 동작이 이루어지지 않는 경우에 활용하는 것이 바람직하다. 본 실시형태에서는 열 치환이 이루어진 프리코딩 행렬 세트를 포함하는 코드북을 이용함으로써 레이어 이동을 구현할 수 있다. 이에 따라 정보 시퀀스는 모든 레이어에 맵핑될 수 있으며, 따라서 레이어간 존재하는 SINR 차이가 평준화될 수 있다.

본 실시형태에서도 상기 기준 1 및 기준 2를 이용하여 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다.

랭크 3- 제 4 실시형태

본 실시형태에서 CM 특성을 양호하게 유지하는 프리코딩 행렬 그룹으로서 다음과 같은 3개 그룹을 고려한다.

상기 수학식 48에 나타낸 프리코딩 행렬 그룹 중 마지막 벡터들

은 DFT 기반 프리코딩 벡터/행렬 또는 하우스 홀드(House Hold) 등에 기반한 프리코딩 벡터/행렬과 같은 상이한 프리코딩 행렬일 수 있다. 예를 들어, 3GPP LTE 시스템(release 8 시스템)의 랭크 1 코드북이 그 예일 수 있다. 바람직하게,

의 직교성/부분 유니터리 특성을 유지하기 위해, 행렬

및

는 유니터리 특성을 만족하여야 한다. 유사하게, 행렬

의 행렬

및

, 그리고

의 행렬

및

는 유니터리 특성을 만족하여야 한다. 이는 파라미터들이 다음과 같은 관계를 만족하여야 함을 의미한다.

여기서, 특정 프리코딩 행렬의 열 벡터에 일정한 복소 상수를 곱하여도 동일한 프리코딩 행렬을 나타내는 것으로 볼 수 있기 때문에 a, a' , a'' 는 1로 가정한다.

바람직하게 본 실시형태는 레이어 치환이 동작하는 경우에 유용할 수 있다. 레이어 치환 동작은 특정 정보 시퀀스가 모든 레이어에 순환적으로 맵핑되어 전송되도록 설정함으로써 레이어에 따른 SINR 성능 차이를 균일화하는 것을 말한다. 만일 서로 다른 레이어들에 대해 동일한 전력이 이용되는 경우, 0을 성분으로 포함하지 않는 마지막 열에 대응하는 마지막 레이어의 데이터 시퀀스가 가장 높은 전력(프리코딩 출력 신호 관점에서)을 가지게 된다.

랭크 3- 제 5 실시형태

본 실시형태에서는 CM 성능을 양호하게 유지하는 프리코딩 행렬 그룹으로서 다음과 같은 그룹을 가정한다.

상기 수학식 50에 나타낸 프리코딩 행렬 그룹은 상기 제 4 실시형태로부터 행 또는 열 치환이 이루어진 버전의 프리코딩 행렬로 구성된다. 수학식 50의 프리코딩 행렬 그룹에서 열벡터

는 DFT 기반 프리코딩 벡터/행렬 또는 하우스 홀드(House Hold) 등에 기반한 프리코딩 벡터/행렬과 같은 상이한 프리코딩 행렬일 수 있다. 예를 들어, 3GPP LTE 시스템(release 8 시스템)의 랭크 1 코드북이 그 예일 수 있다.

상기 제 4 실시형태에서와 유사하게 프리코딩 행렬 벡터는 서로 직교하고, 프리코딩 행렬 그룹의 모든 열벡터의 첫번째 0이 아닌 요소가 1인 것이 바람직하다.

본 실시형태에 따른 코드북은 상기 제 4 실시형태의 프리코딩 행렬에 열 치환이 이루어진 프리코딩 행렬을 포함한다. 상술한 바와 같이 열벡터 [c1, c2, c3] 를 가지는 프리코딩 행렬은 [ c1, c3, c2 ], [ c2, c1, c3 ], [ c2, c3, c1 ], [ c3, c2, c1 ], [ c3, c1, c2 ]와 같은 5개의 열 치환 프리코딩 행렬을 포함하여 6개 프리코딩 행렬을 가질 수 있다.

특정 열 치환 프리코딩 행렬을 포함하지 않는 이유는 상술한 바와 같이 제 1 코드워드가 제 1 레이어가 맵핑되고, 제 2 코드워드가 제 2 레이어와 제 3 레이어에 분배되어 맵핑되는 시스템에서 프리코딩 행렬의 2번째 열과 3번째 열의 치환은 성능 차이를 가져오지 않게 때문이다.

랭크 3- 제 6 실시형태

본 실시형태에 따른 프리코딩 행렬은 상기 제 4 실시형태에 따른 코드북의 프리코딩 행렬에 행 치환이 이루어진 형태를 가진다. 이는 행 치환을 통해 안테나 스위칭을 통해 이득을 획득할 수 있기 때문이다.

본 실시형태에 따른 프리코딩 행렬 그룹은 다음과 같이 나타낼 수 있다.

열벡터

또는 이들의 행 치환 형태는 DFT 기반 프리코딩 벡터/행렬 또는 하우스 홀드(House Hold) 등에 기반한 프리코딩 벡터/행렬과 같은 상이한 프리코딩 행렬일 수 있다. 예를 들어, 3GPP LTE 시스템(release 8 시스템)의 랭크 1 코드북이 그 예일 수 있다.

상기 제 4 실시형태에서와 유사하게 프리코딩 행렬의 열 벡터는 서로 직교하고, 동시에 프리코딩 행렬의 a, a' , a'' 는 1이 되는 것이 바람직하다. 본 실시형태에 따른 코드북의 일례는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

랭크 3- 제 7 실시형태

본 실시형태에 따른 코드북은 제 5 실시형태에 따른 코드북의 행 치환 형태를 가진다. 본 실시형태에 따른 코드북의 일례는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

열벡터

상기 제 4 실시형태에서와 유사하게 프리코딩 행렬의 열 벡터는 서로 직교하고, 동시에 프리코딩 행렬의 a, a' , a'' 는 1이 되는 것이 바람직하다. 본 실시형태에 따른 코드북은 안테나 치환 동작이 이루어지지 않는 경우에 이용되는 것이 바람직하다. 본 실시형태에 따른 코드북을 이용함에 따라 행 치환이 이루어진 프리코딩 행렬을 통해 안테나 치환 효과를 구현할 수 있기 때문이다.

본 실시형태에 따른 코드북의 일례는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

추가적인 프리코딩 행렬 선택 기준

본 실시형태에서는 상기 기준 1 및 기준 2에 추가적으로 각 프리코딩 행렬 그룹 내 알파벳으로 표현된 성분이 8개의 값 중 선택되는 것이 아니라 1, j, -1, -j로 제한하여 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬의 개수를 감소시키는 방식을 고려한다.

이와 같은 실시형태에 따라 16개의 프리코딩 행렬을 포함하는 코드북 세트를 고려한다. 예를 들어, 4Tx 안테나에 대한 랭크 1 DFT 벡터들은 다음과 같이 나타낼 수 있다.

유니터리 행렬이 되도록

로 정규화된

와 같이 주어지는 성분을 이용한 N*N DFT 행렬(또는 Fourier Matrix) F _N 은 다음과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 55의 첫번째에서 4번째 행으로부터 16개 4x1 열벡터로 구성되는 4Tx 안테나에 대한 랭크 1 DFT 벡터들은 다음과 같이 나타낼 수 있다.

다음으로, 4Tx 랭크 1 하우스 홀드 벡터(HH vector)는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

코드북 크기 제한

상술한 바와 같이 코드북이 포함하는 프리코딩 행렬의 개수를 제한하기 위해 제 1 기준 내지 제 3 기준 중 어느 하나 이상이 이용될 수 있다. 본 실시형태에서는 상술한 설명 중 각 랭크당 코드북의 크기 제한, 특히 랭크 1 코드북에 대한 크기 제한의 관점에 대해 설명한다.

현재 3GPP LTE 시스템의 하향링크 4Tx 코드북은 각 랭크에 대해 동일하게 16개의 벡터/행렬을 가지도록 규정하고 있다. 하지만 다양한 연구를 통해 높은 랭크에서 최적의 성능을 획득하기 위해 필요한 프리코딩 행렬의 개수는 낮은 랭크에서 필요한 프리코딩 행렬의 개수에 비해 작은 것이 알려져 있다. 이러한 취지에서, 본 실시형태에서는 낮은 랭크에 대한 프리코딩 행렬의 개수가 높은 랭크에 대한 프리코딩 행렬의 개수보다 많게 설계하여 각 랭크당 프리코딩 행렬의 개수가 서로 다르게 설계되는 코드북 형태를 제안한다.

한편, 이동 통신 시스템에서는 다양한 전송 모드가 지원될 수 있다. 셀 경계에 위치한 사용자 기기(UE)가 랭크 1 PMI(Precoding Matrix Indicator)를 이용하여 폐 루프(closed loop) 동작을 지원하기 위해 X번째 전송 모드가 유용하게 이용되는 경우를 가정한다. 이러한 경우, 랭크 1 PMI 벡터는 간단히 개 루트 MIMO(Open loop MIMO)/폐루프 MIMO(closed loop MIMO)와 같은 Y번째 전송 모드를 지원하기 위한 전체 랭크에 대한 프리코딩 행렬들로 구성되는 전체 코드북 내 랭크 1 프리코딩 행렬들로부터 선택되어 이용될 수 있다. 여기서 X번째 전송 모드와 Y번째 전송 모드는 서로 다른 것을 가정한다. Y 번째 전송 모드의 경우 랭크 1에 대한 코드북 크기는 2의 제곱 형태가 아니도록 설정할 수 있다. 또한, 랭크 1 코드북 크기가 2의 제곱 형태의 크기를 가지더라도 큰 성능 향상 없이 코드북의 크기만을 증가시킬 수도 있다. 따라서 본 실시형태에서는 적절한 성능을 가지면서 적은 피드백 정보로 표현 가능하도록 코드북 크기를 합리적으로 제한할 것을 제안한다.

먼저, Y번째 전송 모드를 지원하기 위한 각 랭크당 프리코딩 행렬의 개수를 A- 랭크 1, B- 랭크 2, C- 랭크 3, D- 랭크 4로 가정한다(단, D≤C≤B≤A). 이러한 경우 전체 코드북 크기는 A, B, C 및 D의 합이 된다. 이러한 코드북 크기를 지원하기 위해서는 다음 조건을 만족하는 m 비트 시그널링이 필요할 수 있다.

만약, UE가 X번째 전송 모드를 이용하도록 구성되는 경우, UE는 랭크 1 PMI 정보를 이용하게 된다. 바람직하게, 시그널링에 필요한 비트 수를 감소시키기 위해 2ⁿ개(n＜m)의 랭크 1 PMI를 새롭게 규정하는 것이 바람직하다. 이와 같이 시그널링 비트 수를 감소시키기 위해 이용할 수 있는 방법들로는 다음과 같은 방법들이 있 다.

(1) 가능한 경우 짝수번째 인덱스를 선택

(2) 가능한 경우 홀수번째 인덱스를 선택

(3) 최초 2ⁿ개의 인덱스를 선택

(4) 최후 2ⁿ개의 인덱스를 선택

(5) 임의로 인덱스를 선택

(6) 시그널링에 의해 구성

예를 들어, Y번째 전송 모드를 위해 랭크 1용으로 33개, 랭크 2용으로 15개, 랭크 3용으로 15개, 랭크 4용으로 4개의 프리코딩 행렬이 주어질 수 있다.

이러한 경우 16개의 프리코딩 행렬만을 나타내기 위한 랭크 1 코드북을 구성하는 방법은 다음과 같다.

(1) 짝수번째 인덱스를 선택

(2) 홀수번째 인덱스를 선택

(3) 최초 16개의 인덱스를 선택

(4) 최후 16개의 인덱스를 선택

(5) 임의로 인덱스를 선택

(6) 시그널링에 의해 구성

한편, 32개의 프리코딩 행렬만을 나타내기 위한 랭크 1 코드북을 구성하는 방법은 다음과 같다.

(1) 최초 32개의 인덱스를 선택

(2) 최후 32개의 인덱스를 선택

(3) 임의로 인덱스를 선택

(4) 시그널링에 의해 구성

만일, 16개의 하향링크 랭크 1 벡터들이 32개의 프리코딩 행렬을 포함하는 랭크 1용 코드북에 포함되는 경우, 다음과 같은 제한 방식이 이용될 수 있다.

먼저, 16 크기의 랭크 1 코드북을 구성하는 경우,

(A) 16개의 하향링크 랭크 1 벡터들을 선택

(B) 하향링크 랭크 1 벡터들과 관계 없이 16 크기의 랭크 1 코드북 선택

(1) 최초 16개의 인덱스를 선택

(2) 최후 16개의 인덱스를 선택

(3) 임의로 인덱스를 선택

(4) 시그널링에 의해 구성

다음으로, 32 크기의 랭크 1 코드북을 구성하는 경우,

(A) 16개의 하향링크 랭크 1 벡터들+ 추가 벡터 선택

(1) 최초 16개의 인덱스를 선택

(2) 최후 16개의 인덱스를 선택

(3) 임의로 인덱스를 선택

(4) 시그널링에 의해 구성

(B) 하향링크 랭크 1 벡터들과 관계 없이 32 크기의 랭크 1 코드북 선택

(1) 최초 32개의 인덱스를 선택

(2) 최후 32개의 인덱스를 선택

(3) 임의로 인덱스를 선택

(4) 시그널링에 의해 구성

상술한 바와 같은 다양한 방식에 따라 각 랭크별 코드북 개수를 효율적으로 구성할 수 있다.

Ⅲ. 장치 구성

본 절에서는 상술한 바와 같이 단말이 PAPR 또는 CM 특성을 양호하게 유지하면서 상향링크 신호 전송에 MIMO 방식을 적용하기 위해 가져야 할 구성에 대해 설명한다.

도 10은 일반적인 기지국과 단말의 구성을 설명하기 위한 도면이다.

일반적으로 기지국(10)은 프로세서(11), 메모리(12) 및 상향링크 신호의 수신 및 하향링크 신호의 전송을 수행하는 송수신 모듈로서 RF 모듈(13)을 포함한다. 프로세서(11)는 하향링크 신호 전송을 위해 메모리(12)에 저장된 정보, 예를 들어 하향링크 신호 전송을 위한 코드북 내 특정 프리코딩 행렬을 이용하여 하향링크 신호 전송을 제어하며, 또한 상향링크 신호 수신을 위해 메모리(12)에 저장된 정보, 예를 들어 상향링크 신호에 프리코딩의 역과정으로서 단말(20)이 이용한 프리코딩 행렬과 동일한 프리코딩 행렬의 허미션(Hermitian) 행렬을 곱하는 등의 신호 수신 과정을 제어할 수 있다.

단말(20) 역시 프로세서(21), 메모리(22) 및 상향링크 신호의 전송 및 하향 링크 신호의 수신을 위한 송수신 모듈로서의 RF 모듈(23)을 포함할 수 있다. 프로세서(21)는 상향링크 신호 전송을 위해 메모리(22)에 저장된 정보, 예를 들어 상향링크 신호 전송을 위한 상술한 실시형태에서 설명한 바와 같은 코드북 내 특정 프리코딩 행렬을 이용하여 상향링크 신호 전송을 제어하며, 또한 하향링크 신호 수신을 위해 메모리(22)에 저장된 정보, 예를 들어 하향링크 신호에 프리코딩의 역과정으로서 단말(10)이 이용한 프리코딩 행렬과 동일한 프리코딩 행렬의 허미션(Hermitian) 행렬을 곱하는 등의 신호 수신 과정을 제어할 수 있다.

한편, 상술한 구성 중 단말(20) (또는 기지국(10))의 프로세서 구성, 특히 SC-FDMA 방식으로 신호를 전송하기 위한 구성에 대해 좀더 자세히 설명한다. 먼저 3GPP LTE 시스템에서 SC-FDMA 방식 신호 전송을 위한 프로세서 구성과 일반적인 OFDM 방식 신호 전송을 위한 프로세서 구성을 설명하고, 본 발명의 일 실시형태에 따라 단말이 MIMO 방식을 접목하여 상향링크 신호를 SC-FDMA 방식으로 전송하기 위한 프로세서 구성에 대해 설명한다.

도 11 및 도 12는 3GPP LTE 시스템에서 상향링크 신호 전송을 위한 SC-FDMA 방식과 하향링크 신호 전송을 위한 OFDMA 방식을 설명하기 위한 도면이다.

먼저 도 11을 참조하면, 상향링크 신호 전송을 위한 사용자 기기 및 하향링크 신호 전송을 위한 기지국 모두 직렬-병렬 변환기(Serial-to-Parallel Converter; 401), 서브캐리어 맵퍼(403), M-포인트 IDFT 모듈(404) 및 병렬-직렬 변환기(Parallel-to-Serial Converter; 405) 등을 포함하는 점에 있어서는 동일하다. 다만, SC-FDMA 방식으로 신호를 전송하기 위한 사용자 기기는 N-포인트 DFT 모 듈(402)을 추가적으로 포함하여, M-포인트 IDFT 모듈(404)의 IDFT 처리 영향을 일정 부분 상쇄함으로써 전송 신호가 단일 반송파 특성을 가지도록 하는 것을 특징으로 한다.

도 12에서는 3GPP LTE 시스템 규격을 규정하고 있는 TS 36.211에 도시된 상향링크 신호 처리 과정을 위한 블록도와 도 11에 도시된 SC-FDMA 방식으로 신호를 전송하기 위한 프로세서 구성과의 관계를 도시하고 있다. TS 36.211에 따르면 상향링크 신호 전송을 위해 사용자 기기마다 특정 스크램블링 시퀀스를 이용하여 전송 신호에 스크램블링을 수행하고, 이 스크램블링된 신호를 변조하여 복소 심볼을 생성하게 된다. 그 후, 복소 심볼들에 DFT 확산 처리를 수행하는 변환 프리코딩(Transform precoding)을 수행하게 된다. 즉, TS 36.211에서 규정하는 변환 프리코더는 N 포인트 DFT 모듈에 대응할 수 있다. 그 후, 이와 같이 DFT 확산이 수행된 신호는 자원 요소 맵퍼(resource element mapper)에 의해 자원 블록(resource block) 단위의 맵핑 규칙에 따라 특정 자원 요소(resource element)에 맵핑되며, 이는 도 11에서 서브캐리어 맵퍼에 대응됨을 알 수 있다. 이와 같이 자원 요소에 맵핑된 신호는 SC-FDMA 신호 생성 모듈에 의해 M 포인트 IDFT 또는 IFFT 처리가 되고, 병렬-직렬 변환이 수행된 후 CP가 추가되는 과정이 수행되게 된다.

한편, 도 12에서는 이와 같은 과정을 거쳐 기지국에 전송된 신호를 수신하기 위한 기지국의 프로세서 구성에 대해서도 도시하고 있다.

이와 같이 3GPP LTE 시스템에서 SC-FDMA 전송을 위한 프로세서 구성은 MIMO 방식을 적용하기 위한 구성을 포함하고 있지 않다. 따라서, 우선 3GPP LTE 시스템 에서 MIMO 전송을 위한 기지국의 프로세서 구성에 대해 먼저 살펴보고, 이를 이용하여 단말이 SC-FDMA 방식과 MIMO 방식을 결합하여 상향링크 신호를 전송하기 위한 프로세서 구성에 대해서는 후술하기로 한다.

도 13은 3GPP LTE 시스템에서 MIMO 방식으로 기지국이 하향링크 신호를 전송하기 위한 프로세서 구성을 도시하고 있다.

3GPP LTE 시스템에서 기지국은 하향링크로 하나 이상의 코드워드(Code Word)를 전송할 수 있다. 따라서 하나 이상의 코드워드는 각각 도 12의 상향링크에서와 마찬가지로 스크램블링 모듈(301) 및 변조 맵퍼(302)를 통해 복소 심볼로서 처리될 수 있다, 그 후, 복소 심볼은 레이어 맵퍼(303)에 의해 복수의 레이어(Layer)에 맵핑되며, 각 레이어는 프리코딩 모듈(304)에 의해 채널 상태에 따라 선택된 소정 프리코딩 행렬과 곱해져 각 전송 안테나에 할당될 수 있다. 이와 같이 처리된 각 안테나별 전송 신호는 각각 자원 요소 맵퍼(305)에 의해 전송에 이용될 시간-주파수 자원 요소에 맵핑되며, 이후 OFDM 신호 생성기(306)를 거쳐 각 안테나를 통해 전송될 수 있다.

다만, 도 13과 같은 3GPP LTE 시스템에서의 하향링크 신호 방식에 따를 경우 PAPR 또는 CM 특성이 열화되는 문제가 발생할 수 있다. 따라서, 단말이 도 11 및 도 12와 관련하여 상술한 바와 같이 양호한 PAPR, CM 특성을 유지하기 위한 SC-FDMA 방식과 도 13의 MIMO 방식을 효율적으로 결합하고, 상술한 실시형태에서 설명한 바와 같이 양호한 PAPR, CM 특성을 유지할 수 있는 프리코딩 행렬을 이용하여 프리코딩을 수행하기 위한 단말 구성이 필요하다.

먼저 본 발명의 바람직한 일 실시형태에 따라 다중 안테나를 통해 상향링크로 신호를 전송하기 위한 단말은 신호 송수신용 다중 안테나(미도시)를 포함하는 것을 가정한다. 또한, 도 10을 참조하면 단말(20)은 다중 안테나 각각당 하나의 레이어 신호가 전송되도록 설정된 프리코딩 행렬을 포함하는 코드북을 저장하는 메모리(22), 및 다중 안테나(미도시) 및 메모리(22)와 연결되어 상향링크 신호 전송을 처리하는 프로세서(21)를 포함한다. 이와 같은 구성을 가지는 단말의 프로세서(21) 구성에 대해 좀더 구체적으로 살펴본다.

도 14는 본 발명의 바람직한 일 실시형태에 따른 단말의 프로세서 구성을 구체적으로 도시한 도면이다.

도 14에 도시된 바와 같이 본 발명의 바람직한 일 실시형태에 따른 단말(20)의 프로세서는 상향링크 신호를 특정 랭크에 대응하는 개수의 레이어에 맵핑하는 레이어 맵퍼(1401), 소정 개수의 레이어 신호 각각에 DFT(Discrete Fourier Transform) 확산을 수행하는 소정 개수의 DFT 모듈(1402), 및 메모리(22)에 저장된 코드북으로부터 다중 안테나(1405) 각각당 하나의 레이어 신호가 전송되도록 설정된 특정 프리코딩 행렬을 선택하여 상기 DFT 모듈(1402)로부터 각각 DFT 확산이 수행되어 입력 받은 레이어 신호를 프리코딩하는 프리코더(1403)를 포함하는 것을 제안한다. 특히 본 실시형태에서는 DFT 모듈(1402)이 각 레이어 신호를 각각 확산하고, 레이어 신호 각각을 확산하는 DFT 모듈(1402)을 프리코더(1403) 바로 전 단계에 위치시키면서, 프리코더(1403)가 프리코딩시 각 레이어 신호가 하나의 안테나에 맵핑되어 전송되도록 구성함으로써 각 레이어 신호의 단일 반송파 특성을 유지하 고, 양호한 PAPR/CM 특성을 유지하도록 하는 것을 특징으로 한다. 한편, 단말(20)은 이와 같이 프리코딩된 신호에 SC-FDMA 심볼 구성을 위한 처리(예를 들어, IFFF 모듈(1404)에 의한 시간 영역 신호 생성 및 CP 부착 등)를 수행하여 다중 안테나(1405)를 통해 기지국에 전송하는 전송 모듈을 더 포함한다.

한편, 프리코더(1403)는 메모리(22)에 저장된 코드북으로부터 신호 전송에 이용할 프리코딩 행렬을 선택하여 프리코딩을 수행하게 되며, 이 프리코딩 행렬들은 다중 안테나 각각의 전송 전력 및/또는 레이어 각각의 전송 전력이 균등하도록 설정된 프리코딩 행렬인 것이 바람직하다.

다중 안테나(1405) 개수는 2개 또는 4개일 수 있다. 또한, 본 발명의 일 실시형태에 따른 단말의 프로세서는 특정 코드워드가 맵핑되는 레이어를 주기적 또는 비주기적으로 변경하는 레이어 이동(Layer shift) 기능 및 또는 특정 레이어 신호가 전송되는 안테나를 주기적 또는 비주기적으로 변경하는 안테나 이동(antenna shift) 기능을 추가적으로 수행할 수 있다. 레이어 이동 기능은 레이어 맵퍼(1401)에 의해 프리코더(1403)의 프리코딩과 별도로 수행될 수도, 프리코더(1403)가 프리코딩 시 프리코딩 행렬의 열 치환을 통해 수행할 수 있다. 또한, 안테나 이동 기능 역시 프리코딩과 별도로 또는 프리코딩 행렬의 행 치환을 통해 수행할 수 있다.

이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결 합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.

본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.

본 발명은 광대역 무선 이동 통신 시스템에서 사용될 수 있다.

도 2 및 3은 MIMO를 사용하는 송신단의 일반적인 구조를 도시한 것이다.

도 5는 일반적인 SC-FDMA 방식을 설명하기 위한 도면이다.

도 9는 코달 거리의 개념을 설명하기 위한 도면이다.

Claims

단말이 상향링크 신호를 다중 안테나를 이용하여 전송하는 방법에 있어서,

상기 상향링크 신호를 소정 개수의 레이어(layer)에 맵핑하는 단계;

상기 소정 개수의 레이어 신호 각각에 DFT(Discrete Fourier Transform) 확산을 수행하는 단계;

미리 저장된 코드북으로부터 상기 다중 안테나 각각당 하나의 레이어 신호가 전송되도록 설정된 특정 프리코딩 행렬을 선택하여 각각 DFT 확산이 수행된 상기 레이어 신호를 프리코딩하는 단계; 및

상기 프리코딩된 신호에 SC-FDMA 심볼 구성을 위한 처리를 수행하여 상기 다중 안테나를 통해 기지국에 전송하는 단계를 포함하는, 상향링크 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 특정 프리코딩 행렬은 상기 다중 안테나 각각의 전송 전력이 균등하도록 설정된 프리코딩 행렬인, 상향링크 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 특정 프리코딩 행렬은 상기 소정 개수의 레이어 각각의 전송 전력이 균등하도록 설정된 프리코딩 행렬인, 상향링크 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 코드북은, 상기 다중 안테나 개수가 4개이며, 상기 랭크가 2인 경우에 이용되는 랭크 2 프리코딩 행렬로서,

와 같은 형태를 가지며,

조건을 만족하는 제 1 타입 프리코딩 행렬을 포함하는, 상향링크 신호 전송 방법.

(프리코딩 행렬의 각 행은 상기 4개의 다중 안테나 각각에, 각 열은 각 레이어에 대응함)
제 4 항에 있어서,

상기 랭크 2 프리코딩 행렬은

와 같은 형태를 가지는 제 2 타입 프리코딩 행렬, 및

와 같은 형태를 가지는 제 3 타입 프리코딩 행렬을 더 포함하며,

상기 제 2 타입 프리코딩 행렬 및 제 3 타입 프리코딩 행렬은 각각
조건을 만족하는, 상향링크 신호 전송 방법.
제 5 항에 있어서,

상기 랭크 2 프리코딩 행렬은 상기 제 1 내지 3 타입 프리코딩 행렬의 각 행의 위치가 변경된 타입의 프리코딩 행렬, 각 열의 위치가 변경된 타입의 프리코딩 행렬, 및 각 행의 위치와 각 열의 위치가 변경된 타입의 프리코딩 행렬 중 하나 이상을 더 포함하는, 상향링크 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 코드북은, 상기 다중 안테나 개수가 4개이며, 상기 랭크가 3인 경우에 이용되는 랭크 3 프리코딩 행렬로서,

와 같은 형태를 가지며,

조건을 만족하는 제 1 타입 프리코딩 행렬을 포함하는, 상향링크 신호 전송 방법.

(프리코딩 행렬의 각 행은 상기 4개의 다중 안테나 각각에, 각 열은 각 레이어에 대응함)
제 7 항에 있어서,

상기 랭크 3 프리코딩 행렬은

와 같은 형태를 가지는 제 2 타입 프리코딩 행렬, 및

와 같은 형태를 가지는 제 3 타입 프리코딩 행렬을 더 포함하며,

상기 제 2 타입 프리코딩 행렬 및 제 3 타입 프리코딩 행렬은 각각,
조건을 만족하는, 상향링크 신호 전송 방법.
제 8 항에 있어서,

상기 랭크 3 프리코딩 행렬은 상기 제 1 내지 3 타입 프리코딩 행렬의 각 행의 위치가 변경된 타입의 프리코딩 행렬, 각 열의 위치가 변경된 타입의 프리코딩 행렬 및 각 행의 위치와 각 열의 위치가 변경된 타입의 프리코딩 행렬을 더 포함하는, 상향링크 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 코드북은, 상기 다중 안테나 개수가 4개이며, 상기 랭크가 3인 경우에 이용되는 랭크 3 프리코딩 행렬로서,

제 1 레이어가 제 1 안테나 및 제 2 안테나에 분산되어 맵핑되고, 제 2 레이어 및 제 3 레이어가 각각 제 3 안테나 및 제 4 안테나에 맵핑되어 전송되도록 설계된 프리코딩 행렬을 포함하는, 상향링크 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 코드북은 각 랭크별 서로 다른 개수의 프리코딩 행렬을 포함하는, 상향링크 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 상향링크 신호는 코드워드 단위로 입력되며,

상기 레이어 맵핑 단계는, 특정 코드워드가 맵핑되는 레이어를 주기적으로 변경하는 단계를 포함하는, 상향링크 신호 전송 방법.
제 12 항에 있어서,

상기 레이어 맵핑 단계는, 상기 특정 코드워드가 맵핑되는 레이어를 매 SC-FDMA 심볼마다 변경하는 단계를 포함하는, 상향링크 신호 전송 방법.
다중 안테나를 통해 상향링크로 신호를 전송하는 단말에 있어서,

신호 송수신용 다중 안테나;

상기 다중 안테나 각각당 하나의 레이어 신호가 전송되도록 설정된 프리코딩 행렬을 포함하는 코드북을 저장하는 메모리; 및

상기 다중 안테나 및 상기 메모리와 연결되어 상기 상향링크 신호 전송을 처리하는 프로세서를 포함하며,

상기 프로세서는,

상기 상향링크 신호를 상기 특정 랭크에 대응하는 개수의 레이어에 맵핑하는 레이어 맵퍼;

상기 소정 개수의 레이어 신호 각각에 DFT(Discrete Fourier Transform) 확산을 수행하는 DFT 모듈;

상기 메모리에 저장된 코드북으로부터 상기 다중 안테나 각각당 하나의 레이어 신호가 전송되도록 설정된 특정 프리코딩 행렬을 선택하여 상기 DFT 모듈로부터 각각 DFT 확산이 수행되어 입력 받은 상기 레이어 신호를 프리코딩하는 프리코더; 및

상기 프리코딩된 신호에 SC-FDMA 심볼 구성을 위한 처리를 수행하여 상기 다중 안테나를 통해 기지국에 전송하는 전송 모듈을 포함하는, 단말.
제 14 항에 있어서,

상기 메모리가 저장하는 코드북은 상기 다중 안테나 개수가 4개이며, 상기 랭크가 2인 경우에 이용되는 랭크 2 프리코딩 행렬로서,

와 같은 형태를 가지며,

조건을 만족하는 제 1 타입 프리코딩 행렬을 포함하는, 단말.

(프리코딩 행렬의 각 행은 상기 4개의 다중 안테나 각각에, 각 열은 각 레이어에 대응함)
제 15 항에 있어서,

상기 랭크 2 프리코딩 행렬은

와 같은 형태를 가지는 제 2 타입 프리코딩 행렬, 및

와 같은 형태를 가지는 제 3 타입 프리코딩 행렬을 더 포함하며,

상기 제 2 타입 프리코딩 행렬 및 제 3 타입 프리코딩 행렬은 각각
조건을 만족하는, 단말.
제 14 항에 있어서,

상기 메모리가 저장하는 코드북은, 상기 다중 안테나 개수가 4개이며, 상기 랭크가 3인 경우에 이용되는 랭크 3 프리코딩 행렬로서,

와 같은 형태를 가지며,

조건을 만족하는 제 1 타입 프리코딩 행렬을 포함하는, 단말.

(프리코딩 행렬의 각 행은 상기 4개의 다중 안테나 각각에, 각 열은 각 레이어에 대응함)
제 17 항에 있어서,

상기 랭크 3 프리코딩 행렬은

와 같은 형태를 가지는 제 2 타입 프리코딩 행렬, 및

와 같은 형태를 가지는 제 3 타입 프리코딩 행렬을 더 포함하며,

상기 제 2 타입 프리코딩 행렬 및 제 3 타입 프리코딩 행렬은 각각,
조건을 만족하는, 단말.