KR20090101190A

KR20090101190A - 펄스형 ｕｗｂ 유형의 다중 안테나 통신 시스템을 위한 시공간 코딩 방법

Info

Publication number: KR20090101190A
Application number: KR1020097012811A
Authority: KR
Inventors: 챠디 아보우 르제일리
Original assignee: 꼼미사리아 아 레네르지 아토미끄
Priority date: 2006-12-22
Filing date: 2007-12-21
Publication date: 2009-09-24
Also published as: WO2008087343A2; EP2122892B1; EP2122892A2; CN101569128B; FR2910752B1; CN101569128A; US20100014561A1; WO2008087343A3; US8194716B2; FR2910752A1; KR101433919B1; JP2010514308A; JP5009996B2

Abstract

본 발명은, 복수의 방사 요소를 포함하는 UWB 전송 시스템에 대한 시공간 코딩 방법에 관한 것으로, 상기 방법은, PPM 변조 알파벳에 속하는 정보 기호의 블록

을 벡터 시퀀스로 코딩하고, 상기 벡터의 컴포넌트는 상기 시스템의 방사 요소 및 주어진 전송 채널의 사용에 대해 펄스형 UWB 신호를 위치 변조하도록 의도되고, 각각의 컴포넌트는 PPM 변조 위치에 대응하며, 상기 벡터는 행렬:

의 원소로부터 얻어지고, 상기 행렬의 행은 전송 채널의 사용에 대응하고, 상기 행렬의 열은 방사 요소에 대응하며, 상기 행렬 C는 행렬의 행 및/또는 행렬의 열의 순열 내에서 한정되고, Ω는 상기 PPM 변조 위치에서 순열 작업을 실행한다.

MIMO, SIMO, 공간 다이버시티, 시공간 코딩, PPM 변조 위치.

Description

펄스형 ＵＷＢ 유형의 다중 안테나 통신 시스템을 위한 시공간 코딩 방법{METHOD OF SPATIO-TEMPORAL CODING FOR MULTI-ANTENNA COMMUNICATION SYSTEM OF PULSED UWB TYPE}

본 발명은, 초광대역(Ultra Wide Band: UWB) 원격 통신의 분야 및 시공간 코딩(Space Time Coding: STC)을 이용하는 다중 안테나 시스템의 분야 모두에 관한 것이다.

다중 안테나 유형의 무선 원격 통신 시스템들은 최신의 기술로서 충분히 공지되어 있다. 이 시스템들은 송출 및/또는 수신에 대해 복수의 안테나들을 사용하고 그리고 채택된 구성의 유형에 따라 MIMO(Multiple Input Multiple Output), MISO(Multiple Input Single Output) 또는 SIMO(Single Input Multiple Output)와 같이, 지정된다. 그 결과 상술한 대체물들 MIMO 및 MISO를 포괄하여 동일한 용어 MIMO를 사용할 수 있다. 송출에 대해 그리고/또는 수신에 대해 공간 다이버시티(diversity)를 사용함으로써, 이 시스템들은 종래의 단일-안테나(또는 Single Input Single Out에 대한 SISO) 시스템들의 용량보다 현저하게 큰 채널 용량들을 제공할 수 있다. 이 공간 다이버시티는 일반적으로 시간 다이버시티에 의해서 시공간 코딩을 통해 구현된다. 이와 같은 코딩에서, 전송되는 정보 기호(symbol)는 여 러 안테나들 및 여러 전송 인스턴트(instant)들을 통해 코딩된다. 2개의 큰 범주의 시공간 코딩 MIMO 시스템들: 시공간 트렐리스 코딩(Trellis Coding)(STTC) 시스템들 및 시공간 블록 코딩(Block Coding)(STBC) 시스템들: 이 공지되어 있다. 트렐리스 코딩 시스템에서, 시공간 코더(coder)는 현재 상태 및 코딩되는 정보 기호에 따라 P 안테나들에 P 전송 기호들을 제공하는 유한 상태 기계(finite state machine)로서 간주될 수 있다. 수신에 대한 디코딩(decoding)은 다차원 비터비 알고리즘(Viterbi algorithm)에 의해 수행되며, 이의 복잡도는 상태들의 수효에 따라 지수적으로 증가한다. 블록 코딩 시스템에서, 전송되는 정보 기호들의 블록은, 한 차원이 안테나들의 수에 대응하고 다른 차원이 연속 전송 인스턴트들에 대응하는, 전송 기호 행렬로 코딩된다.

도 1은 STBC 코딩을 갖는 MIMO 전송 시스템(100)을 개략적으로 도시한다. 정보 기호들의 블록

은, 예를 들어 b 비트들 이상 또는 일반적으로 b M진 기호들의 이진 워드(word)는 시공간 행렬로 코딩된다:

(1)

여기서, 대체로 코드의 계수 c_t,p(t=1,...T; p=1,...,P)는 정보 기호들에 따른 복소 계수들이고, P는 송출시에 사용되는 안테나들의 수효이고, T는 코드의 시간 확장을 나타내는 정수, 즉 채널 또는 PCU(Per Channel Use)들의 사용들의 수효 이다.

정보 기호들의 임의의 벡터 S 및 시공간 코드 워드 C 사이의 대응을 설정하는 함수 f를 코딩 함수라 칭한다. 함수 f가 선형일 경우, 시공간 코드가 선형이라고 진술된다. 계수들 c_t,p가 실수일 때, 시공간 코드는 리얼(real)이라 한다.

도 1에서, 시공간 코더는 (110)에 의해 지정된다. 각각의 채널 사용의 인스턴트(t)에서, 코더는 멀티플렉서(multiplexer)(120)에 행렬 C의 제 t의 행벡터를 제공한다. 멀티플렉서는 변조기들(modulator)(130₁,...130_p)에 행벡터의 계수들을 전송하고 변조된 신호들은 안테나들(140₁,...,140_p)에 의해 전송된다.

시공간 코드는 자체의 비율, 즉, 채널 사용의 인스턴트당 전송되는 정보 기호들의 수효를 특징으로 한다. 상기 코드는 단일 안테나 사용(SISO)에 대한 비율보다 더 빠른 P회인 경우에 최대 전송률 코드라 한다.

시공간 코드는 부가적으로 행렬 C의 랭크(rank)로서 한정될 수 있는 자체의 다이버시티를 특징으로 한다. 최대 다이버시티는 2개의 벡터들(S ₁ 및 S ₂)에 대응하는 임의의 2개의 코드 워드들(C ₁ 및 C ₂)에 대해, 행렬 C ₁ - C ₂가 최대 랭크인 경우에 획득될 수 있다.

시공간 코드는 최종적으로 코드의 상이한 워드들 사이의 최소 거리를 표현하는 자체의 코딩 이득을 특징으로 한다. 이는:

(2)

또는, 선형 코드에 의해 등가적으로:

(3)

한정되며, 여기서 det(C)는 디터미넌트(determinant) C를 나타내고 C ^H는 C의 전치 켤레 행렬이다. 정보 기호당 전송 에너지로 인해, 코딩 이득은 제한된다.

시공간 코드는 자체의 코딩 이득이 매울 높을 것이기 때문에 페이딩(fading)하는데 더욱 어려울 것이다.

2개의 전송 안테나들을 구비한 MIMO 시스템에 대한 시공간 코딩의 예는, 1998년 10월 IEEE Journal에서 통신 선택 영역에서의 Vol.16, pp. 1451-1458에 공개된, <<A transmit diversity technique for wireless communications>>란 제목의 S. M. Alamouti의 논문에 제안되었다. Alamouti 코드는 시공간 2 × 2 행렬:

(4)

에 의해 한정되고, 여기서 σ₁ 및 σ₂는 전송되는 정보들이고 σ₁ ^*및 σ₂ ^*는 그들 각각의 켤레 복소수들이다. 이는 식 (4)에서 알 수 있는 바와 같이, 이 코드는 2개의 채널 사용들에 대해 2개의 정보 기호들을 전송하므로 자체의 비율은 일 기호/PCU이다.

처음에 QAM 변조에 속하는 기호들에 대해 상술한 항목에서 존재할지라도, 그것은 또한 PPM(Pulse Position Modulation)이라 칭하는 위치 변조로 용이하게 확장 될 수 있는 건 아니다. 알파벳 M 위치들을 갖는 PPM 변조의 기호는 펄스가 송출되는 변조 위치에 해당하는 하나가 1인 것을 제외하고 모두 영(0)인 M 컴포넌트(component)들을 갖는 벡터로써 표현될 수 있다. 그리고 나서 식(4)에서 PPM 기호들의 사용은 크기 2M × 2인 시공간 행렬을 유도한다. 행렬 내에서 보이는 항 σ₂ ^*는 PPM 기호가 아니며 부호의 변화에 의해 변경된 펄스의 전송을 필요로 한다. 즉, 이는 부호화된 PPM 기호들을 사용하여 PPM 변조 알파벳의 확장에 속하도록 한다.

보다 일반적으로, 특히 1999년 7월 IEEE Trans. 에서 정보 이론에 대해서 Vol.45, No.5, pp.1456-1567에서 공개된, <<Space-time block codes from orthogonal designs>>란 제목의 V. Tarokh 등의 논문에서 한정된 시공간 코드들에서의 PPM의 사용은 PPM 변조 알파벳의 확장을 발생시킨다.

원격 통신의 다른 분야는 현재 중요한 연구 주제이다. 상기 주제는 특히 미래의 무선 개인 에어리어 네트워크(Wireless Personal Area Network: WPAN)들을 개발하는데 예상되는 UWB 원격 통신 시스템들이다. 이 시스템들은 넓은 광대역 폭 신호들을 갖는 기저 대역에서 특수하게 직접 동작한다. UWB 신호에 의해서 신호는 2002년 2월 14일자이며 2005년 3월에 개정된 FCC 한정에 명기된 바와 같은 스펙트럼 마스크(spectral mask)에 따른, 즉, 필수적으로, 신호는 3.1 내지 10.6 GHz의 스펙트럼 대역 및 -10dB에서 적어도 500MHz의 대역폭을 갖는다는 것을 의미한다. 실제로, 2가지 유형, 즉, 다중 대역 OFDM(MB_OFDM) 신호들 및 UWB 펄스 유형 신호 들의 UWB 신호들이 공지되어 있다. 다음에서는 후자에 대해서만 관심을 가질 것이다.

UWB 펄스 신호는 프레임 내에 분포된, 통상적으로 약 수백의 피코초(picosecond)의 매우 짧은 펄스들로 구성된다. 다중 액세스 간섭(Multiple Access Interference: MAI)를 감소시키기 위해서, 개별 타임 호핑(Time Hopping: TH) 코드가 모든 사용자에게 할당된다. 이후에 사용자로부터의 또는 사용자로의 신호 k는:

(5)

로서 기술될 수 있고, 여기서 w는 기본 펄스의 형상이고, T_c는 기호 프랙션(fraction) 시간(또는 칩(chip))이며, T_s는 N_c가 간격 내의 칩들의 수효일 때 N_s=N_cT_c를 갖는 기본 간격의 지속 기간이며, 전체 프레임은 N_s가 프레임에서의 간격들의 수효일 때 T_f=N_sT_s의 지속 기간을 갖는다. 기본 펄스 지속 기간은 칩 지속 시간보다 더 짧도록, 즉 T_w≤T_c가 되도록 선택된다. n=0,...,N_s-1에 대한 시퀀스(sequence) c_k(n)는 사용자 k의 시간 호핑 코드를 한정한다. 시간 호핑 시퀀스들은 상이한 사용자들의 시간 호핑 시퀀스들에 속하는 펄스들 사이의 충돌들의 수효를 최소화하기 위해 선택된다.

도 2a에서, 사용자 k와 관련된 TH-UWB 신호가 도시된다. 사용자 k로부터 또 는 사용자 k에 소정의 정보 기호를 전송하기 위해서, TH-UWB 신호는 일반적으로 위치 변조의 의해, 즉, 변조된 신호에 대해:

(6)

변조되며, 여기서 ε는 실질적으로 칩 지속 시간보다 작은 변조 지연 시간(디더(dither))이고 μ_k∈{0,...,M-1}는 기호의 PPM M진 위치이다.

시간 호핑 코드들을 통해 상이한 사용자들을 분리하는 대신에, 직교 코드들, 예를 들면 하다마드(Hadamard) 코드들에 의해서 DS-CDMA에서와 같이 그들을 분리하는 것이 또한 가능하다. 그리고 나서 사용되는 항은 DS-UWB(Direct Spread UWB: 직접 확산 UWB)이다. 이 경우에, (5)에 대응하는 비 변조된 신호의 식은:

(7)

이며, b_n ^(k), n=0,..., N_s-1은 사용자 k의 확산 시퀀스이다. 식 (7)은 종래의 DS-CDMA의 식과 유사하지만, 그러나 칩들이 전체 프레임을 점유하지 않고 주기 T_s로서 분포된다는 사실에 인해 서로 상이하다. 사용자 k와 관련된 DS-UWB 신호는 도 2b에 도시된다.

이전에서처럼, 정보 기호는 PPM 변조를 통해 전송될 수 있다. TH-UWB에 대응하는 DS-UWB 위치 변조 신호는 동일한 표시를 유지하면서:

(8)

와 같이 표현될 수 있다.

최종적으로, 시간 호핑 코드들의 결합 및 스펙트럼 확산 코드들은 상이한 사용자들에게 다중 액세스들을 제공하기 위해서 공지되어 있다. 그러므로 TH-DS-UWB 펄스 UWB 신호는 일반적인 형식으로 획득된다:

(9)

자신의 사용자 k와 관련된 TH-DS-UWB 신호는 도 2c에 도시된다. 이 신호는 위치 변조에 의해 변조될 수 있다. 그래서 변조된 신호는:

(10)

로서 획득된다.

MIMO 시스템들에서 UWB 신호들을 사용하는 방법은 최신 기술에서 공지되어 있다. 이 경우에, 각각의 안테나는 정보 기호의 또는 이와 같은 신호의 블록의 함수로서 변조된 UWB 신호를 전송한다. 그러나 이전에 확인했던 것과 같이, 시공간에서의 PPM 정보 기호들의 사용은 부호화된 펄스들의 사용, 즉 확장된 2-PAM-M-PPM 변조를 필요로 한다. 위상 반전을 고려하여 종래의 펄스 시스템의 아키텍처(architecture)보다 송출 및 수신에 대해 더 복잡한 RF 아키텍처를 부가적으로 가정한다. 최종적으로, 어떤 UWB 시스템들은 부호화된 펄스 전송을 하지 않거나 또는 하더라도 단지 불량하다. 예를 들어 광학 UWB 시스템들은 광 명암 TH-UWB 신호들을 전송하기만 하여, 필연적으로 신호 정보가 부족하게 된다.

본 발명의 목적은 다중 안테나 UWB 시스템에 대한 특히 간소하고 강력한 코 딩 방법을 제안하는 것이다. 위치 변조를 사용할지라도, 본 발명에 따른 코딩 방법은 변조 알파벳의 확장을 요구하지 않는다. 특히 이 코딩 방법에 있어서, 변조 지원 신호가 TH-UWB 유형일 때 부호화된 펄스들의 전송을 이용하지 않는 것이 가능하다.

본 발명은, 복수의 방사 요소들을 포함하는 UWB 전송 시스템에 대한 시공간 코딩 방법에 의해 한정되며, 상기 방법은, PPM 변조 알파벳에 속하는 정보 기호들의 블록

을 벡터 시퀀스로 코딩하고, 벡터들의 컴포넌트들은 상기 시스템의 소정의 방사 요소 및 소정의 전송 채널 사용에 대해 UWB 펄스 신호를 위치 변조하도록 의도되며, 각각의 컴포넌트는 PPM 변위 위치에 대응한다. 이 방법에 따르면, 상기 벡터는 행렬:

의 원소로부터 얻어지고, 상기 행렬의 행은 전송 채널의 사용에 대응하고 상기 행렬의 열은 방사 요소에 대응하며, 상기 행렬 C는 자신의 행들 및/또는 자신의 열들의 순열 내에서 한정되며 Ω는 PPM 변조 위치의 순열이다.

순열 Ω는 상기 변조 위치의 원형 순열, 예를 들어 이 위치의 원형 시프트일 수 있다.

유용하게, 상기 방사 요소는 UWB 안테나들 또는 레이저 다이오드(laser diode)들 또는 심지어 발광 다이오드들이다.

상기 펄스 신호는 TH-USB 신호, DS-UWB 또는 심지어 TH-DS-UWB 신호일 수 있다.

본 발명은 또한 복수의 방사 요소들을 포함하는 UWB 전송 시스템에 의해 한정되고, 그리고:

- PPM 변형 알파벳에 속하는 기호들의 블록

을 벡터 시퀀스로 코딩을 코딩하는 코딩 수단으로서, 각각의 벡터는 소정의 전송 채널의 사용 및 소정의 방사 요소에 관련되고, 벡터의 각각의 컴포넌트는 PPM 변조 위치에 대응하고, 상기 벡터는 행렬

의 원소로부터 얻어지고, 상기 행렬의 행은 전송 채널의 사용에 대응하고 상기 행렬의 열은 방사 요소에 대응하며, 상기 행렬 C는 자신의 행들 및/또는 자신의 열들의 순열 내에서 한정되며 Ω는 PPM 변조 위치의 순열인, 코딩 수단;

- UWB 펄스 신호를 위치 변조하기 위한 복수의 변조기로서, 각각의 변조기는 방사 요소와 관련되고, 상기 방사 요소 및 상기 채널의 사용과 관련된 벡터의 컴포넌트를 통해서, 상기 전송 채널의 사용 동안 상기 신호를 위치 변조하는, 변조기;

- 상기 관련된 변조기에 의해 변조된 상기 신호를 송출하기 위해 적응된 각각의 방사 요소를 포함한다.

본 발명의 다른 특징들 및 이점들은 첨부된 도면들을 참조하여 실행되는 본 발명의 바람직한 실시예를 판독함으로써 명확해질 것이다:

도 1은, 최신 기술로부터 공지되어 있는 STBS 코딩에 의한 MIMO 전송 시스템을 개략적으로 도시하는 도면.

도 2a 내지 2c는, TH-UWB, DS-UWB 및 TH-DS-UWB 신호들의 각각의 형상을 도시하는 도면.

도 3은, 본 발명에 따른 실시예에 따라 다중 안테나 UWB 전송 시스템을 개략적으로 도시하는 도면.

도 4는, 본 발명에 따른 코딩 방법에 대해서, 수신시에 이진(binary) 에러율 곡선들 대 신호-대-잡음 비율을 도시하는 도면.

본 발명에 기반한 아이디어는 정보 기호들의 변조 위치들에 작용하는 순열 연산자를 통해서 코딩 다이버시티를 도입하는 것이다.

P 전송 안테나들을 구비한 그리고 보다 일반적으로, 이후에 확인될 수 있는 바와 같이, P 방사 요소들을 구비한 UWB 전송 시스템은 다음에 고려될 것이다. 정보 기호들은 위치 변조 알파벳에 속한다. 이전에서처럼, M은 이 알파벳의 기수(cardinality)를 지정한다. 시스템들에 의해 사용되는 시공간 코드는 PM × P의 다음의 행렬:

(11)

에 의해 한정되고, 여기서 σ₁, σ₂,...,σ₃은 차원 M의 열 벡터들로서 도시된, 전송되는 정보 기호들이고, 이들의 컴포넌트들은 그들 중 변조 위치를 한정하는 값이 1인 하나를 제외하고 모두 영이다.

일반적으로, 행들에 대한(여기서 행은 벡터들의 행을 의미한다) 그리고/또는 C의 열들에 대한 어떤 순열은 본 발명에 따른 시공간 코드이고, 행들에 대한 순열은 채널의 사용의 인스턴트들의 순열과 등가이고 열들에 대한 순열은 전송 안테나의 순열과 등가이다.

행렬 Ω는 변도 위치들에 동작하는 M × M 크기의 순열 행렬이다. 항등원을 제외하고, 자신에 대한 변조 위치의 세트에 대해 임의의 일대일 대응은 Ω 순열이라 칭해진다. 순열 행렬은 특히 예를 들어 단순한 원형 시프트의 원형 순열 행렬일 수 있다:

(12)

여기서, I _M-1×M-1은 M-1의 크기의 항등 행렬이고, 0 _1×m-1은 M-1의 크기의 영 행벡터이며, 0 _M-1×1은 M-1의 크기의 영 열벡터이다.

도시된 것처럼, 시공간 행렬(11)의 형식은 행렬 Ω가 원형 시프트(12)의 행렬일 경우 양함수일 수 있다:

(13)

여기서, l=1,...,P이고, σ_l,m= δ(m-μ_l)로서,

이고, μ_l은 기호 σ_l에 대한 상대적인 변조 위치이고, δ는 디랙(Dirac)의 기호이다.

이제 시스템이 쌍 안테나(bi-antenna)(P=2)일 때 행렬 Ω가 임의의 순열일 때의 경우를 고려해보자. 시스템은 (5)에 한정된 바와 같이, TH-UWB 신호를 사용한다고 부가적으로 가정될 것이다. 시공간 코드는 이 신호를 변조하고 채널의 두 번의 연속 사용 중에 전송된다. 제 1 사용 중에, 안테나(1)는 제 1 프레임을, 즉, (6)의 표시를 사용하여 전송하고:

(14)

그리고 안테나(2)는 제 2 프레임을 동시에 전송한다:

(15)

채널의 제 2 사용 중에, 안테나(1)는 제 2 프레임을 전송한다:

(16)

여기서, ω=Ω^-1은 집합 {0,1,...,M-1}의 순열이고 안테나(2)는 제 2 프레임을 동시에 전송한다:

(17)

유사한 식들은 TH-UWB 신호 대신에 식 (7)에 따른 DS-UWB 신호 또는 심지어 식 (9)에 따른 DS-TH-UWB 신호를 사용하여 획득될 것임이 당업자에게는 명확하다.

이는 (11) 또는 (13)으로부터 확인될 수 있기 때문에, 행렬 C의 컴포넌트들은 단지 0과 1이고 부호화된 값은 아니다. 그러므로 이 컴포넌트들은 어떠한 위상 반전도 또는 통상적으로 어떠한 위상 지연도 유도되지 않는다. 이 시공간 코드는 초광대역 신호의 변조에 충분히 공헌한다.

더욱이, 행렬 C는 다양한 안테나들에 대해 이로운 동일 분포에 의해 표현되는 자체의 각각의 열에서 동일한 수효의 <<1s>>을 갖는다.

시공간 코드 C는 또한 P 정보 기호들이 채널의 P 사용 동안 전송되기 때문에 최대 전송률 코드이다. 그러므로 자체의 코딩 이득은 종래 기술에 공지된 코딩 이득보다 더 높다.

최종적으로, 제안된 시공간 코드는 최대 다이버시티에 의한 것이다. 이는 2개의 전송 안테나들(P=2)인 경우에 용이하게 확인될 수 있다. 실제로, 이 경우에, 시공간 코드 행렬은:

(18)

로서 기술된다.

한정의 의해, 코드의 개별 행렬들 C, C"의 어떤 쌍에 대해 △C = C - C"가 최대 랭크인 경우, 즉:

(19)

인 경우, 코드는 최대 다이버시티에 의한 것이며, 여기서 a ₁ = σ ₁ - σ' ₁ 및 a ₂ = σ ₂ - σ' ₂ 는 최대 랭크이다.

설계에 의해, 벡터들 a ₁ 및 a ₂ 는 모든 자신의 컴포넌트들이 영이거나 또는 반대 부호를 갖는 2개의 영이 아닌 컴포넌트를 갖거나 둘 중 하나다.

행렬 △C는 자체의 전개된 형태로 기술될 것이다:

(20)

여기서, ω = Ω^-1 및

.

행렬 △C는 이 열벡터들 모두가 공동 선형인 경우, 즉, 스칼라 λ가 존재하는 경우 최대 링크가 아니므로:

및

(21)

와 같이 되고, 여기서,

이어서 λ² = 1인 사실을 고려하면:

및

(22)

의 여부, 즉, 벡터들 a ₁ 및 a ₂ 가 반드시 영, 즉, C = C' 임이 증명된다.

도 3은 본 발명에 따른 시공간 코딩을 사용한 예시적인 전송 시스템을 도시한다.

시스템(300)은 P > 1이며 l=1,...,P인 σ_l이 기수 M > 1의 PPM 배열의 기호일 때 블록 양식의

인 정보 기호들을 수신한다. 대안적으로, 정보 기호들은 자신들이 상기 PPM 배열에서 미리 트랜스코딩(transcoding)(매핑(mapping))하게 되면 다른 M진 배열로부터 도출될 수 있다. 정보 기호들은 소스 코딩(source coding), 종래 유형의 채널 코딩, 블록 양식, 또는 다른 부가적인 직 렬 또는 병렬의 터보코딩(turbocoding), 인터레이싱(interlacing) 등과 같이 당업자에게 충분히 공지되어 있는 하나 또는 다수의 동작들로부터 도출될 수 있다.

정보 기호 블록

는 시공간 코더(310)에서 코딩 동작을 받는다. 특히, 모듈(310)은 식 (11) 또는 초기에 나타낸 바와 같이 자체의 행들 및/또는 자체의 열들의 순열에 의해 획득되는 대체 식에 따라 행렬 C의 계수를 계산한다. P PPM 기호를 나타내는, C의 제 1 행의 P 열벡터(M 컴포넌트를 갖는 벡터들)는 각각의 변조기 UWB(310₁,..., 320_P)로 전송되어 제 1 프레임을 생성한 후, C의 제 2 행의 P 열벡터가 제 2 프레임 등을 생성하고, 최종 행의 열벡터까지 바로 최종 프레임을 생성한다. 도 4에서, 상부 인덱스(index)는 제 1 프레임을 표시하고, 하부 인덱스는 방사 요소(330₁,...330_P)를 나타낸다. 변조기 UWB(320₁)는 열벡터

로부터 대응하는 변조된 UWB 펄스 신호를 생성한다. 또한, 변조기 UWB(320₂)는 벡터

으로부터 대응하는 변조된 UWB 펄스 신호를 생성하고. 변조기 UWB(320_P)까지 벡터 σ _P , σ _P-1 ,..., σ ₁ 로부터 대응하는 변조된 펄스 신호를 생성한다. 예를 들어, 쌍 안테나 시스템(P = 2)에 대해, 시공간 코딩 행렬(18) 및 TH-UWB 유형의 변조 지원 신호가 사용되는 경우, 변조기(320₁)는 계속해서 신호(14,16)를 제공하는 반면, 변조기 UWB(320₂)는 계속해서 신호(15, 17)를 제공한다. 본 발명의 범위 내에서 이점이 더 적더라도, 변조하는데 지원으로 사용되는 UWB 펄스 신호는 대안적으로 DS-UWB 또는 TH-DS-UWB일 수 있다. 모든 경우, 이 에 의한 변조된 UWB 펄스 신호는 이후 방사 요소(330₁ 내지 330_P)로 전송된다. 이 방사 요소는 UWB 안테나 또는 예를 들어 전기 광학적 변조기와 관련된 적외선 영역에서 동작하는 레이저 다이오드 또는 LED일 수 있다. 이후 제안된 전송 시스템은 무선 광학 통신 분야에 사용될 수 있다.

도 3에 도시된 시스템에 의해 전송되는 USB 신호들은 종래의 방식으로 다중 안테나 수신기에 의해 처리될 수 있다. 수신기는 예를 들어 결정 국면 이전에, 예를 들어 당업자에 공지된 구체 디코더를 사용하는 레이크(Rake) 유형의 상관 국면을 포함할 수 있다.

도 4는 수신시에 이진 에러율 곡선들 대 비트당 신호-대-잡음 비율을 도시한다. 곡선들은 하나 또는 두 개의 전송 안테나들 및 하나의 수신 안테나를 갖는, 시스템들의 상이한 구조들을 위해 그리고 상이한 PPM 변조 순서들: 2, 4 및 8 위치들을 위해 제공된다.

수신시의 프로세싱은 2006년 9월에 개인, 실내 및 이동 무선 통신에 관한 제 17차 EE 연래 국제 심포지엄에서 공개된 <<MIMO UWB communication systems using modified Hermite pulses>>라는 제목의 C. Abou-Rjeily 등의 논문에 기술된 바와 같이, PPM 변조들에 적응된 구체 디코딩 기술에 기반한다. P = 2 전송 안테나들에 대해, 본 발명에 따른 시공간 코딩 및 Alamouti 코드는 동일한 성능을 갖는다는 것이 주목된다. 그러나 이것이 진술되었던 바와 같이, 본 발명에 따른 코딩은 PPM 배열의 확장을 필요로 하지 않는다.

상술한 바와 같이, 본 발명은, 초광대역(Ultra Wide Band: UWB) 원격 통신의 분야 및 시공간 코딩(Space Time Coding: STC)을 이용하는 다중 안테나 시스템들의 분야에 사용된다.

Claims

복수의 방사 요소들을 포함하는 UWB 전송 시스템에 대한 시공간 코딩 방법으로서,

상기 방법은, PPM 변조 알파벳에 속하는 정보 기호의 블록
을 벡터 시퀀스로 코딩하고, 벡터의 컴포넌트들은 상기 시스템의 소정의 방사 요소 및 전송 채널의 소정의 사용에 대해 UWB 펄스 신호를 위치 변조하도록 의도되며, 각각의 컴포넌트는 PPM 변위 위치에 대응하는, 시공간 코딩 방법에 있어서,

상기 벡터는 다음 행렬:

의 원소로부터 얻어지고, 상기 행렬의 행은 상기 전송 채널의 사용에 대응하고, 상기 행렬의 열은 방사 요소에 대응하며, 상기 행렬 C는 상기 행렬의 행 및/또는 상기 행렬의 열의 순열 내에서 한정되고, Ω는 상기 PPM 변조 위치의 순열인 것을 특징으로 하는, UWB 전송 시스템에 대한 시공간 코딩 방법.
제 1항에 있어서, Ω는 상기 변조 위치의 원형 순열인 것을 특징으로 하는, UWB 전송 시스템에 대한 시공간 코딩 방법.
제 2항에 있어서, Ω는 상기 모듈레이션 위치의 원형 시프트인 것을 특징으로 하는, UWB 전송 시스템에 대한 시공간 코딩 방법.
제 1항 내지 제 3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 방사 요소는 UWB 안테나인 것을 특징으로 하는, UWB 전송 시스템에 대한 시공간 코딩 방법.
제 1항 내지 제 3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 방사 요소는 레이저 다이오드 또는 발광 다이오드인 것을 특징으로 하는, UWB 전송 시스템에 대한 시공간 코딩 방법.
제 4항 또는 제 5항에 있어서, 상기 펄스 신호는 TH-USB 신호인 것을 특징으로 하는, UWB 전송 시스템에 대한 시공간 코딩 방법.
제 4항 또는 제 5항에 있어서, 상기 펄스 신호는 DS-UWB 신호인 것을 특징으로 하는, UWB 전송 시스템에 대한 시공간 코딩 방법.
제 4항 또는 제 5항에 있어서, 상기 펄스 신호는 TH-DS-UWB 신호인 것을 특징으로 하는, UWB 전송 시스템에 대한 시공간 코딩 방법.
복수의 방사 요소를 포함하는 UWB 전송 시스템에 있어서,

- PPM 변형 알파벳에 속하는 정보 기호의 블록
을 벡터 시퀀스로 코딩하기 위한 코딩 수단으로서, 각각의 벡터는 전송 채널의 소정의 사용 및 소정의 방사 요소와 관련되어 있고, 벡터의 각각의 컴포넌트는 PPM 변조 위치에 대응하며, 상기 벡터는 행렬

의 원소로부터 얻어지고, 상기 행렬의 행은 전송 채널의 사용에 대응하고, 상기 행렬의 열은 방사 요소에 대응하며, 상기 행렬 C는 행렬의 행 및/또는 행렬의 열의 순열 내에서 한정되고, Ω는 PPM 변조 위치의 순열인, 코딩 수단과,

- UWB 펄스 신호를 위치 변조하기 위한 복수의 변조기(320₁, 320₂,...,320_P)로서, 각각의 변조기는 방사 요소와 관련되고, 상기 전송 채널을 사용하는 동안, 상기 방사 요소 및 상기 채널의 사용과 관련된 벡터의 컴포넌트를 통해서, 상기 신호를 위치 변조하는, 복수의 변조기와,

- 상기 관련 변조기에 의해 변조된 상기 신호를 송출하기 위해 적응된 각각의 방사 요소를

포함하는 것을 특징으로 하는, UWB 전송 시스템.