KR20080102973A

KR20080102973A - 일관되지 않은 유형의 ｍｉｍｏｕｗｂ 통신 시스템

Info

Publication number: KR20080102973A
Application number: KR1020080046055A
Authority: KR
Inventors: 르제일리 샤디 아부
Original assignee: 꼼미사리아 아 레네르지 아토미끄
Priority date: 2007-05-21
Filing date: 2008-05-19
Publication date: 2008-11-26
Also published as: EP1995883A1; FR2916590B1; FR2916590A1; KR101478323B1; JP5184965B2; US20090103589A1; JP2008289165A; CN101312392A; CN101312392B; US7974361B2

Abstract

본 발명은 PPM 변조 알파벳에 속하는 심볼들을 이용하는 펄스 유형의 MIMO-UWB 시스템에 대한 공간-시간 코드화 프로세스에 관련된 것이다. 상이한 안테나들에 의해 방출되는 신호들의 직교성은 PPM 심볼 변조 위치들의 순열에 대한 메카니즘을 제공하고 상기 심볼들의 위치들에 대해 제한을 부과함으로써 달성된다. 본 발명에 따른 공간-시간 부호화 프로세스는 일관되지 않은 유형의 수신을 가능하게 한다.

Description

일관되지 않은 유형의 ＭＩＭＯＵＷＢ 통신 시스템 {Incoherent type MIMO UWB communication system}

본 발명은 초광대역 (Ultra Wide Band, UWB) 및 다중 입력 다중 출력 (Multiple Input Multiple Output, MIMO) 원거리통신 시스템의 분야에 관한 것이다.

근래에 UWB 원거리통신에 대해 많은 연구가 수행되어 왔다. 이런 시스템들은 그 시스템들이 소위 초광대역 신호들 상에서 기저 대역 내에서 직접적으로 동작한다는 점에서 특별하다. UWB 신호는 2002년 2월 14일에 FCC 규정에서 규정되고 2005년 3월에 개정된 스펙트럼 마스크를 따르는 것이 보통이며, 즉, 이 신호는 본질적으로 -10dB에서 적어도 500 MHz의 대역폭을 가지는 3.1 내지 10.6 GHz 스펙트럼 대역 내의 신호이다.

UWB 신호들은 다중 대역 OFDM (multi-band OFDM, MB-OFDM) 신호들 및 UWB 펄스 유형 신호들의 두 개의 분류로 나누어질 수 있다. UWB 펄스 신호는 몇백 피코초부터 나노초까지의 차수 (order)의 매우 짧은 펄스들로 구성된다. 설명의 나머지 부분들은 펄스 UWB 시스템들로 한정될 것이다.

더 나아가, 다중-안테나 유형 시스템들은 본 발명의 기술 분야에서 잘 알려져 있다. 이 시스템들은 복수의 방출 및/또는 수신 안테나를 사용하며, 채택된 구성 유형에 따라서 MIMO (Multiple Input Multiple Output), MISO (Multiple Input Single Output) 또는 SIMO (Single Input Multiple Output)로 이름이 붙여진다. 이하에서, 우리는 상기에서 언급된 MIMO 및 MISO 변형들을 커버하기 위해 동일한 용어 MIMC 를 사용한다. 방출 및/또는 수신에서 공간 다이버시티 (diversity)를 사용하는 것은 이런 시스템들이 전통적인 단일 안테나 시스템들 (또는 SISO (Single Input Single Output)) 보다 막대하게 더 많은 채널 용량을 제공하는 것을 가능하게 한다. 이런 공간 다이버시티는 공간-시간 부호화 (space-time coding, STC)에 의한 시간 다이버시티에 의해 완성되는 것이 보통이다. 부호화의 이런 유형에서, 전송될 정보 심볼은 여러 안테나들 및 여러 전송 인스턴트들 (instants) 상에서 부호화된다.

다음의 시스템들 간의 구별이 될 수 있다:

- 방출 단말에 의해 전송된 파일럿 심볼들로부터 만들어진 채널 추정에 의해 전형적으로 수신기가 전송 채널의 특성들을 아는 일관성 수신을 하는 시스템. 그러면 상기의 채널 추정은 정보 심볼들을 탐지하는데 사용된다. 일관성 시스템들은 고속 애플리케이션을 위한 것이 보통이다;

- 수신기가 블라인드 상태에서, 즉, 전송 채널의 특성들에 대해 미리 알지 못하고, 정보 심볼들을 탐지하는 일관되지 않은 수신 시스템.

UWB 신호 전송을 사용하는 공간-시간 부호화를 구비하는 MIMO 시스템들은 일 관된 그리고 일관되지 않은 수신 모두에 대해 문서로 제안되었다. 특히, 2004.3월에 발표된 IEEE Trans. on Comm., Vol. 52, No. 3, pages 507-517의 << Analog space-time coding for multi-antenna ultra-wideband transmissions >> 제목의 L. Yang의 논문은 각 안테나에서 전송 심볼들을 코드화하기 위해 PPM (Pulse Position Modulation) 변조를 사용하는 비일관성 수신을 구비한 MIMO UWB 시스템을 설명한다. 권고된 시스템에서, PPM 변조 알파벳에 속한 심볼 (s)을 전송하기 위한 P 개의 안테나들을 구비한 주어진 사용자 단말에 대해 한 안테나 p

{1, ..., P}에 의해 방출되는 신호는 심볼 시간

동안에 다음과 같이 쓰여질 수 있다.

이때에

는 기본 펄스의 모양이며,

는 유지시간

를 가진 N 개의 프레임들로 이루어진 심볼 시간이며,

는

가 기본 칩 (chip)의 유지 기간일 때에 시간 도약 (time hops)

에 대한 사용자 정의에 특정된 액세스 시퀀스이며, s 는 {0, ...,M-1}에 속한 PPM 위치이며,

는 두 개의 연속적인 PPM 위치들을 구별시키는 시간 차이이며,

, p = 1, ..., P 는 변조 시퀀스들이며, 예를 들면, 직교한 상이한 안테나들에 의해 방출된 신호들을 만들 수 있게 하는 BPSK 변조 시퀀스들이다. 상이한 사용자들이 시 간 도약들의 직교 시퀀스들에 의해 분리되기 때문에, 수학식 1에 의해 주어진 신호는 TH-UWB (Time Hopped UWB) 유형이라고 언급될 수 있다.

도 1a 및 도 1b는 동일한 PPM 심볼에 대해 한 사용자 단말의 두 안테나에 의해 방출되는 전송 신호들을 도시한 것이다. 이 경우에서의 사용자 시퀀스는 c_n = 7,1,4,7 이며, PPM 위치는 s = 0이다. a ₁ = (+1, +1, +1, +1) 및 a ₂ = (+1, -1, +1, -1)의 벡터 형식으로 표현된 이런 두 안테나들의 대응 BPSK 가중치 시퀀스들은 방출 상에서 서로 실제로 직교하며, 즉,

이다.

상기에서 설명된 시스템은 채널 추정을 위한 필요 없이도 최대 다이버시티를 달성할 수 있다. 그러므로, 일관적이지 않은 수신에 대해 이론적으로 적합하다.

그러나, 특정한 사용자 단말의 상이한 안테나로부터 신호들을 분리하기 위해 BPSK 변조 시퀀스들을 사용하는 것은 수신기에서 극성 (polarity) 정보를 회수하는 능력을 필요로 한다. 사용되는 펄스들의 아주 짧은 유지 시간을 고려하면, UWB 신호 내에 있는 위상 정보를 회수하는 것은 아주 어렵다.

더 나아가, 방출에서 사용되는 BPSK 변조는 도 1a 및 도 1b에서 볼 수 있는 것과 같이, 특정 펄스들의 극성의 반전 (inversion)의 결과를 초래한다. 실제로, 이는 고전적인 PPM 변조 알파벳이라기 보다는, 각 심볼이 변조기의 복잡도를 늘어나게 하는 펄스 위치 및 표시 (sign)에 의해 각 심볼이 정의되는 혼성 알파벳을 사용하는 것과 동등하다.

본 발명이 이루고자 하는 기술적인 과제는, 일관되지 않은 수신에서 간단하면서도 강건한 공간-시간 부호화를 하여, 수신 시에 위상 정보를 회수할 필요가 없이 상이한 안테나 신호들을 분리하는 것을 가능하게 하는, MIMO-UWB 시스템을 제안하는 것이다.

본 발명은 P 개의 복수의 방사 엘리먼트들을 구비하는 펄스 UWB (Ultra Wide Band) 원거리통신 시스템을 위한 공간-시간 코드화 (coding) 프로세스에 의해 정의된다. M > P + 1 인 경우, 상기 프로세스는 PPM (Pulse Position Modulation) 변조 알파벳에 속한 P 개의 심볼들

의 조합을 M 개의 변조 위치들과 연관시키며, 상기 공간-시간 코드는, 자체적인 행들 및/또는 열들의 가능한 순열을 가지는 행렬인

에 의해 정의되며, 상기 행렬의 각 열의 심볼들은 주어진 방사 엘리먼트에 의해 방출되도록 의도된 것이고, 상기 행렬의 각 행의 심볼들은 주어진 채널을 사용하는 동안에 방출되도록 의도된 것이며,

는 상기 변조 위치들의 순열이며, 상기

심볼들은 다음의 제한인

을 만족시킨다.

심볼들

의 대응 변조 위치들

은

의 제한을 유리하게 만족시키며, 그러면

는 각 변조 위치

를 위치

로 변형시키는 변조 위치들의 회전 순열이다.

상기 공간-시간 코드 행렬 내의 각 엘리먼트는 TH-UWB (Time Hopped UWB) 신호의 펄스들의 대응 위치들을 변조하기 위해 사용될 수 있다.

본 발명은 펄스 유형 UWB 신호들을 방출하도록 설계된 P 개의 복수의 방사 엘리먼트들을 구비하는 방출 (emission) 단말 (300)에도 관련된다. 이 방출 단말은,

개의 복수의 첫 번째 정보 심볼들

을 PPM 변조 알파벳에 속한 P 개의 복수의 두 번째 심볼들

로 부호화하는 트랜스코더 및 이 심볼들로부터 자체적인 행들 및/또는 열들의 가능한 순열을 가지는 행렬인

에 의해 정의된 공간-시간 코드를 생성하는 공간-시간 인코더를 포함하며, 상기 행렬의 각 열 (p)의 심볼들은 주어진 방사 엘리먼트 (340_p)에 의해 방출되도록 의도된 것이고, 상기 행렬의 각 행의 심볼들은 주어진 채널을 사용하는 동안에 방출되도록 의도된 것이며,

는 상기 변조 위치들의 순열이며, 상기

심볼들은 다음의 제한인

을 만족시킨다.

상기 트랜스코더에 의해 제공된 심볼들

의 대응 변조 위치들

은

의 제한을 유리하게 만족시키며, 그러면

는 각 변조 위치

를 위치

로 변형시키는 변조 위치들의 회전 순열이다.

상기 방출 단말은 복수의 TH-UWB 신호 변조기들을 포함하며, 각 변조기는 상기 행렬의 열의 연속된 엘리먼트들에 의해 TH-UWB 신호를 변조한다. 예를 들면, 상 기 변조기는 상기 TH-UWB 신호의 각 펄스의 위치를 변조한다.

상기 방사 엘리먼트들은 UWB 안테나들, 광 방출 다이오드들 (light emitting diodes) 또는 레이저 다이오드들이다.

마지막으로, 본 발명은 하나 또는 복수 (Q)의 수신 안테나를 포함하는 수신 단말에도 관련되며, 각 안테나 (410_q)에 의해 수신되는 신호는 곱셈 인자 (factor)에 의해 가능한 곱셈을 하며,

( = 0, ... , P-1) 개의 채널의 복수의 P 회 사용에 대해

과 같이 정의되는 복수 (KP)의 TH-UWB 신호들에 매치되는 필터들의 열 (bank) (420_q,1,…420_q, _KP)에 의해 필터되며, 이때에

는 행렬

의

번째 행 및

번째 열 내의 PPM 심볼의 변조 위치로서 정의되며,

상기 행렬은

들이

심볼들의 대응 위치들일 때에

의 제한을 만족시키며;

상기 매치된 필터들로부터의 신호들 출력의 에너지들은 상기 채널의 상기 P 회 사용 및 상기 제한을 만족하는 심볼들

의 각 조합에 대해 적분기 (430_1,1,..,430_1,PK) 내로 집적되며;

상기 각 조합에 대해, 상이한 안테나들에 대해 집적된 에너지들은 가산기들 (440₁,..,440_K) 내에서 가산되며;

상기 조합들 각각에 대해 가산된 집적된 에너지들은 최대값을 가지는 조합을 선택하는 비교기 (450) 내에서 비교된다.

본 발명에 의하면, 신호 대 잡음 비율의 높은 값들에 대해서, 본 발명에 따른 공간-시간 부호화는 전통적인 단일 안테나보다 훨씬 더 양호한 결과를 제공한다.

이하에서 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 일 실시예를 상세히 설명한다.

본 발명의 기반으로 하는 아이디어는 펄스 유형의 MIMO-UWB 시스템, 엘리먼트들이 그 MIMO-UWB 시스템을 위해 PPM 변조 알파벳의 부분 집합에 속하는 그 시스템 내에서 공간-시간 코드를 사용하며, 방출된 신호들 사이에 변조 위치 순열 메카니즘을 채택함으로써 직교성을 달성한다는 것이다.

우리는 MIMO UWB 펄스 시스템을 다시 고려할 것이며 P 개의 방출 안테나들을 가지는 사용자 단말을 특히 다시 고려할 것이다.

이하에서, 공간-시간 코드를 다음과 같은 행렬의 형식으로 전통적으로 나타낼 것이다:

이때에, 엘리먼트들

(p = 1, ..., P, n=0,...,P-1)은 상이한 안테나들의 신호들을 변조하는 전송 심볼들이다. 더 자세하게는, 행렬 내의 각 열은 하나의 안테나에 대응하며 행렬 내의 각 행은 채널이 사용되는 (채널당 사용 (Per Channel Use), PCU) 순간(instant)에 대응한다. 그러므로,

심볼은 (n+1)번째 PCU 동안에 안테나 (p)에 의해 방출될 것이다.

하나의 일반적인 실시예에 따르면, 제안된 공간-시간 코드는 다음의 행렬에 의해 정의된다:

이때에 엘리먼트들

은 카디날 (cardinal) M을 가진 PPM 변조 알파벳의 심볼들이며, 아래에서 주어지는 제한을 만족하며,

는 변조 위치들의 순열이다. 변조 위치들의 순열은, 항등 함수라기보다는, 변조 위치들의 집합의 그 자체로의 어떤 전반사에 대한 것이다.

상기에 언급된 제한은 심볼들

이 다음의 수학식과 같이 표현되도록 영향을 끼친다:

상기

심볼들이 수학식 4의 제한을 만족시키면, 수학식 3에서 정의된 행렬 C 의 각 행의 심볼들은 별개의 것이라는 것을 이해하는 것은 본질적이다. 즉, 채널의 각 사용에 대해서, 상이한 안테나들에 의해 전송된 심볼들의 대응 변조 위치들이 별개의 것이며, 이는 상기 방출된 신호들의 직교성 및 공간-시간 코드의 최대 다이버시티의 결과로 귀결된다.

행렬 C의 행 및/또는 열이 순열로 배치되면 이런 성질이 유지된다는 것을 유의한다. 두 행들의 순열은 두 개의 전송 순간들 (instants)의 순열 배치와 동등하고 두 열들의 순열은 두 안테나들의 순열 배치와 동등하다. 명백하게, 이런 두 동작들은 상기 방출된 신호들의 직교성 성질을 유지시킨다.

다음에서, PPM 심볼에 심볼의 변조 위치

를 제공함으로써 또는 그의 벡터 표현

을 제공함으로써 그 PPM 심볼을 차별없이 언급할 것이며, 이때에

과

은 디랙 (Dirac) 분포이다. 이 벡터의 모든 성분들은, 문제의 심볼의 변조 위치를 가리키는, 하나가 1과 같은 것을 제외하면 , 0과 동일하다.

본 발명의 유리한 실시예에 따르면,

는 변조 위치들의 회전 순열 (circular permutation) 이다.

이 벡터 표현을 사용할 때에,

는 다음과 같은 M x M 크기의 행렬로서 쓰여질 수 있을 것이다:

이때에,

은 크기 M-1 x M-1 크기의 항등 행렬이며,

은 크기 M-1 의 널 (null) 행 벡터이며,

은 크기 M-1 의 널 열 벡터이다.

공간-시간 코드의 행렬 C 는, "0" 과 "1" 값들로만 구성되며, PPM 심볼들을 전개시킨 (developing), 크기 PM x M 크기의 행렬로서 또한 수학식 6과 같이 쓰여질 수 있다.

본 발명의 이와 같은 유리한 실시예에 따르면, 수학식 4의 제한은 다음의 조건을 부과하여 만들어진다.

이 경우에, 상이한 심볼들의 대응 변조 위치들은 증가하는 순서의 시퀀스를 형성하고, 첫 번째 변조 위치는 금지된다. 수학식 7의 조건은 {1, 2, ... ,M-1} 집합에 속한 P 개의 개별 값들이 선택될 수 있다는 것을 가정한다는 것을 유의해야 한다. 결국 우리는 다음 수학식의 조건을 얻는다.

P < M -1

도 2는 P=3, M=5일 때의 본 발명의 일 실시예에 따른 공간-시간 코드의 예를 보여준다. 각 PPM 심볼에 대하여, 변조 위치는 세 개의 안테나들에 대해서 그리고 채널의 세 개의 연속적인 사용에 대해서 수직선에 의해 표시된다.

첫 번째 변조 위치를 남겨두었다는 사실이 채널을 두 번째로 사용하는 동안의 변조 위치들

과 s ₁ 사이의 충돌을 방지한다는 것을 알 수 있다. 유사하게, 위치들 s ₁ , s ₂ , ... , s _P 가 수학식 7에서 지시된 것과 같은 순서라는 사실은 어떤 채널의 사용에 대한 PPM 심볼들의 변조 위치들이 구별된 채로 남아 있으며 그리고, 상기에서 언급된 것과 같이, 상이한 안테나들에 의해 방출된 신호들이 명백하게 직교한다는 것을 보장한다.

더 나아가, 수학식 7의 조건을 만족하는 PPM 심볼들의 개수는 M-1 개 중에서 P 개의 엘리먼트의 조합들의 수 K, 즉,

와 동일하다.

그러므로, 채널의 사용에 의해 전송된 심볼들의 개수는 P 를 연속적으로 사용한 것의 평균으로서 다음의 수학식과 같이 표현될 수 있다:

각 항들의 곱이 1보다 크기 때문에 이 식은 1 보다 더 크다. M 과 P 사이의 차이가 증가함에 따라 이 개수는 증가하며, 이는 PPM 심볼들을 선택할 때에 더 큰 허용 범위가 있다는 점에서 논리적이다.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 공간-시간 코드를 사용하는 MIMO-UWB의 방출기 (emitter)를 개략적으로 보여준다.

방출기 (300)는

로 표시된 정보 심볼 프레임들을 수신하며, 이 심볼들이 이진 (binary)이라면

이며, 그 심볼들이

-진수라면 더 일반적으로

이다. 정보 심볼들은 모듈 310 내에서 트랜스코드화 되어 PPM 전송 심볼들

을 공급할 것이다. 그 트랜스코드화 함수는 그것이 일대일 대응 (biunivocal)이면 임의적으로 제공될 수 있을 것이다.

PPM 심볼들

은 모듈 320 내에서 공간-시간 코드화된다. 이 모듈 은 행렬 C 의 P 행들에 대응하는 PPM 심볼들의 시퀀스들을 UWB 변조기들 330₁, 330₂, .., 330_P 각각으로 전송하여, 즉,

시퀀스를 변조기 330₁ 로,

를 변조기 330₂,… 로,

를 변조기 330_P 로 전송한다.

일 실시예에 따르면, 변조기들 330₁,..,330_P은 TH-UWB 유형이다. 이 경우에, 예를 들면, 변조기 330₁에 의해 생성된 신호는, 동일한 표시 관습을 사용하면, 다음과 같이 수학식 1에서와 같은 모습을 가진다:

- 첫 번째의 채널 사용 (PCU)에 대해:

- 두 번째의 채널 사용에 대해:

이때에

이며,

는 모듈로 (modulo) 연산이다.

그리고 P 번째의 채널 사용에 대해:

다른 변조기들로부터 유래된 신호들이 행렬 C 의 다른 열들로부터의 시작에 필요한 변경을 가하여 얻어진다. 그러면 다른 변조기들 내의 신호들은 광 방출 다이오드들 (light emitting diodes) 또는 레이저 다이오드들의, 예를 들면 UWB 안테나들인, 방사 엘리먼트들 (340₁,…,340_P)을 통해서 전송된다.

그러므로, 전송된 신호들은, 도 4에서 도시된 것과 같은, 본 발명의 일 실시예에 따른 공간-시간 디코딩 기기에 의해 디코드될 수 있을 것이다. 그 기기는 방출된 신호들의 속성에 따라서 복수의 Q 개의 수신 안테나들 또는 광검출기들을 포함한다.

번째의 채널 사용에 대응하는 안테나 (410_q)에 의해 수신된 신호는 다음의 모습으로 쓰여질 수 있을 것이다:

이때에

는 컨벌루션 (convolution) 표시이고,

는, 수학식 2 및 3 에서 정의된 것과 같이, 행렬 C 의 심볼

의 PPM 위치이며,

는 방출 안테나 p 그리고 수신 안테나 q 사이의 채널의 펄스 응답이며,

는 안테나 410_q에서의 수신 잡음이다.

각 안테나 410_{q (}q = 1, ... , Q)에 의해 수신된 신호는, 채널의

회 사용들 각각에 대해, 대응하는 다음 수학식의 신호들

에 매치되는 KP 개의 필터들의 열 (420_q,1 내지 420_q, _KP)에 의해 필터되며,

는, 수학식 7의 제한, 즉

의 제한을 가지며, 수학식 3에 정의된 것과 같은 행렬 C 의

번째 행 및 p 번째 열 내의 심볼의 PPM 위치이다. 상기의 KP 개의 매치된 필터들은 상기 제한을 만족하는 s ₁ , s ₂ , ... , s _P 의 K 개의 가능한 조합들에 대한 P 개의 안테나에 의해 방출된 신호들에 대응한다.

그러면 매치된 필터들로부터의 출력들은 2차 탐지기들 430_k,q(k =1, ... ,K 그리고 q =1, ..., Q) 에 의해 탐지된다. 각 2차 탐지기는 P 개의 연속적인 채널 사용들 동안에 수신된 신호의 에너지를 집적한다 (integrate).

특정 조합에 대해 탐지된 신호들은 가산기들 440_k (k=1,...,K) 내에서 가산된다. 마지막으로, 비교기 (450)가 가장 높은 가산된 값을 선택한다.

실제로 방출된 심볼들

에 대응하는 가산된 값은 다음의 식과 같다고 설명될 수 있다:

이때에

는 방출 안테나 (p)와 수신 안테나 (q) 사이의 채널 전송의 계수이다. 수학식 16에서의 인자 P는 집적 (integration)이 P 회의 채널 사용 상에서 실행되었다는 사실에 기인한다.

반면에, 심볼들 s ₁ , s ₂ , ... , s _P 의 임의 조합에 관련된 가산된 값에 대한 가산된 값의 일반적인 모습은 다음의 식과 같다:

의 등식은

일 때에만 성립한다. 결국,

은 최대의 가산된 값인 수학식 16에 실제로 대응한다.

도 5는, 단일 안테나 (1x1)에 대해 그리고 본 발명에 따른 공간-시간 부호화를 사용하는 MIMO-UMB 시스템에 대해, 신호의 함수로서의 심볼마다의 오류 비율을 잡음 비율에 비교한다. MIMO 시스템 내에서 사용된 안테나 구성들은 2x1, 3x1 및 4x1이다. 낮은 신호 대 잡음 비율에 대한 단일 안테나 시스템은 MIMO 시스템들에 비해 약간 너 낫다고 보여질 수 있다. 이는 본 발명에 따른 공간-시간 코드들이 단일 안테나 시스템 내의 단순한 PPM 코드보다 더 낮은 속도를 가진다는 사실에서 기인한다. PPM 단순 코드화에 대한 속도는 PCU 당 log₂(M)인 반면에, 수학식 3의 공간-시간 코드의 속도가 PCU 당

인 것을 기억하라. 변조 정도 (modulation degree) M 이 높다면 낮은 신호 대 잡음 비율에서 관찰되는 열화가 덜 민감하다는 것을 유의해야 한다.

반면에, 신호 대 잡음 비율의 높은 값들에 대해서, 도 5에서 볼 수 있는 것과 같이, 본 발명에 따른 공간-시간 부호화는 전통적인 단일 안테나보다 훨씬 더 양호하다.

본 발명의 바람직한 실시예를 첨부된 다음과 같은 도면들을 참조하여 읽은 후에는 본 발명의 다른 특성들 및 이점들이 명확해질 것이다.

도 1a 및 도 1b는 본 발명이 속한 기술 분야를 따른 알려진 MIMO-UWB 시스템 내의 두 안테나들에 의해 전송되는 신호들을 보여준다.

도 2는 본 발명에 따른 공간-시간 코드의 예를 보여준다.

도 3은 본 발명에 따른 공간-시간 부호화를 사용한 MIMO 시스템의 방출기 (emitter)를 보여준다.

도 4는 본 발명에 따른 공간-시간 코드를 디코드하는데 사용되는 MIMO 시스템의 수신기를 보여준다.

도 5는 심볼 오류 비율을 단일 안테나 시스템과 본 발명에 따른 공간-시간 코드화를 사용하는 다중 안테나 시스템에 대한 신호-잡음 비율의 함수로서 도시한 것이다.

Claims

P 개의 복수의 방사 엘리먼트들을 구비하는 펄스 UWB (Ultra Wide Band) 원거리통신 시스템을 위한 공간-시간 코드화 (coding) 프로세스로서,

M > P + 1 인 경우, 상기 프로세스는 PPM (Pulse Position Modulation) 변조 알파벳에 속한 P 개의 심볼들
의 조합을 M 개의 변조 위치들과 연관시키며,

상기 공간-시간 코드는, 자체적인 행들 및/또는 열들의 가능한 순열을 가지는 행렬인

에 의해 정의되며,

상기 행렬의 각 열의 심볼들은 주어진 방사 엘리먼트에 의해 방출되도록 의도된 것이고, 상기 행렬의 각 행의 심볼들은 주어진 채널을 사용하는 동안에 방출되도록 의도된 것이며,

는 상기 변조 위치들의 순열이며, 상기
심볼들은 다음의 제한인

을 만족시키는 것을 특징으로 하는 공간-시간 코드화 프로세스.
제1항에 있어서,

심볼들
의 대응 변조 위치들
은
의 제한을 만족시키며,
는 각 변조 위치
를 위치
로 변형시키는 변조 위치들의 회전 순열인 것을 특징으로 하는 공간-시간 코드화 프로세스.
제1항 또는 제2항에 있어서,

상기 공간-시간 코드 행렬 내의 각 엘리먼트가 TH-UWB (Time Hopped UWB) 신호의 펄스들의 대응 위치들을 변조하는 것을 특징으로 하는 공간-시간 코드화 프로세스.
펄스 유형 UWB 신호들을 방출하도록 설계된 P 개의 복수의 방사 엘리먼트들을 구비하는 방출 (emission) 단말 (300)로서,

상기 방출 단말은,

개의 복수의 첫 번째 정보 심볼들
을 PPM 변조 알파벳에 속한 P 개의 복수의 두 번째 심볼들
로 부호화하는 트랜스코더 (310); 및

이 심볼들로부터 자체적인 행들 및/또는 열들의 가능한 순열을 가지는 행렬인

에 의해 정의된 공간-시간 코드를 생성하는 공간-시간 인코더 (320);를 포함하며,

상기 행렬의 각 열 (p)의 심볼들은 주어진 방사 엘리먼트 (340_p)에 의해 방출되도록 의도된 것이고, 상기 행렬의 각 행의 심볼들은 주어진 채널을 사용하는 동안에 방출되도록 의도된 것이며,

는 상기 변조 위치들의 순열이며, 상기
심볼들은 다음의 제한인

을 만족시키는 것을 특징으로 하는 방출 단말.
제4항에 있어서,

상기 트랜스코더에 의해 제공된 심볼들
의 대응 변조 위치들
은
의 제한을 만족시키며,
는 각 변조 위치
를 위치
로 변형시키는 변조 위치들의 회전 순열인 것을 특징으로 하는 방출 단말.
제4항 또는 제5항에 있어서,

상기 방출 단말은 복수의 TH-UWB 신호 변조기들 (330₁,330₂,…,330_P)을 포함하며, 각 변조기는 상기 행렬의 열의 연속된 엘리먼트들에 의해 TH-UWB 신호를 변조하는 것을 특징으로 하는 방출 단말.
제6항에 있어서,

상기 변조기는 상기 TH-UWB 신호의 각 펄스의 위치를 변조하는 것을 특징으로 하는 방출 단말.
제4항 내지 제7항 중의 어느 한 항에 있어서,

상기 방사 엘리먼트들은 UWB 안테나들인 것을 특징으로 하는 방출 단말.
제4항 내지 제7항 중의 어느 한 항에 있어서,

상기 방사 엘리먼트들은 광 방출 다이오드들 (light emitting diodes) 또는 레이저 다이오드들인 것을 특징으로 하는 방출 단말.
하나 또는 복수 (Q)의 수신 안테나를 포함하는 수신 단말로서,

각 안테나 (410_q)에 의해 수신되는 신호는 곱셈 인자 (factor)에 의해 가능한 곱셈을 하며,
( = 0, ... , P-1) 개의 채널의 복수의 P 회 사용에 대해

과 같이 정의되는 복수 (KP)의 TH-UWB 신호들에 매치되는 필터들의 열 (bank) (420_q,1,…420_q, _KP)에 의해 필터되며,

이때에
는 행렬

의
번째 행 및
번째 열 내의 PPM 심볼의 변조 위치로서 정의되며,

상기 행렬은
들이
심볼들의 대응 위치들일 때에
의 제한을 만족시키며;

상기 매치된 필터들로부터의 신호들 출력의 에너지들은 상기 채널의 상기 P 회 사용 및 상기 제한을 만족하는 심볼들
의 각 조합에 대해 적분기 (430_1,1,..,430_1,PK) 내로 집적되며;

상기 각 조합에 대해, 상이한 안테나들에 대해 집적된 에너지들은 가산기들 (440₁,..,440_K) 내에서 가산되며;

상기 조합들 각각에 대해 가산된 집적된 에너지들은 최대값을 가지는 조합을 선택하는 비교기 (450) 내에서 비교되는 것을 특징으로 하는 수신 단말.