KR20090100418A

KR20090100418A - 수신기에서의 신호 분리를 지원하기 위한 복수의 동시 전송기를 위한 기복형 전송 패턴

Info

Publication number: KR20090100418A
Application number: KR1020097015047A
Authority: KR
Inventors: 스티븐 제이 골드버그
Original assignee: 인터디지탈 테크날러지 코포레이션
Priority date: 2006-12-19
Filing date: 2007-12-19
Publication date: 2009-09-23
Also published as: TW200835198A; WO2008077102A1; RU2421853C2; BRPI0719403A2; CA2673362C; MY149818A; IL199352A; AU2007333666B2; JP5140090B2; CN101563812A; EP2118962A1; JP2010514382A; MX2009006431A; KR101011751B1; US7683834B2; EP2118962A4; AU2007333666A1; TWI351186B; RU2009127766A; US20070153744A1

Abstract

통신 시스템은 고정된 수신기 어셈블리에 동시에 전송하는 복수의 모바일 무선 통신 장치들을 포함한다. 각각의 모바일 무선 통신 장치는 복수의 심볼들을 포함하는 각각의 캐릭터 세트에 의해 정의된 소스 신호를 전송한다. 각각의 캐릭터 세트 내의 심볼들 중 적어도 하나는 상이한 전력 레벨에서 전송되어, 각각의 모바일 무선 통신 장치로부터 전송된 소스 신호는 선형적으로 독립된 전력 레벨 시구간과 함께 나타난다. 선형적으로 독립된 전력 레벨 시구간들은 신호 분리 처리를 위한 혼합 행렬을 채우기 위해 고정된 수신기 어셈블리에 의해 사용된다.

신호 분리, 기복형 전송 패턴, 혼합 행렬, 분리 행렬, 독립된 전력 레벨

Description

수신기에서의 신호 분리를 지원하기 위한 복수의 동시 전송기를 위한 기복형 전송 패턴{UNDULATING TRANSMIT PATTERNS FOR MULTIPLE SIMULTANEOUS TRANSMITTERS TO SUPPORT SIGNAL SEPARATION AT A RECEIVER}

본 발명은 신호 처리 분야에 관한 것으로, 더 구체적으로는, 신호 분리 기술을 이용한 소스 신호들의 혼합체로부터 원하는 소스 신호를 분리하는 것에 관한 것이다.

소스 신호 분리는 복합 신호로부터 소스 신호를 회복하는 것을 포함하며, 여기서, 복합 신호는 소스 신호의 혼합체를 포함한다. 소스 신호는 예를 들어 블라인드 신호 분리(BSS)를 포함한다. 분리는 "블라인드"인데, 이것은 신호, 신호의 소스, 및 전파 채널이 신호에 미치는 영향에 관한 제한된 정보와 함께 분리가 수행되기 때문이다.

한 예는, 파티장의 어떤 사람이 방안의 모든 음성들의 조합으로부터 하나의 음성을 분리할 수 있는 익숙한 "칵테일 파티" 효과이다. 블라인드 소스 분리는, 많은 주파수 대역들이 종종 동일한 스펙트럼에서 공존하는 수많은 무선 주파수 방출기들과 얽혀있는 셀룰러 및 개인 무선 통신 장치에 특히 적용가능하다. 동일채널 방출기들의 문제점은, Bluetooth 및 기타의 개인 영역 네트워크와 같은 저전력 의 무허가 무선 기술들의 개발에 부수하여 수년간 악화될 것으로 예상된다.

3개의 흔히 이용되는 블라인드 신호 분석 기술로는, 주성분 분석(PCA), 독립 성분 분석(ICA), 및 특이값 분해(SVD)가 있다. PCA는 소스 신호들의 제1 및 제2 순시 통계치를 포함하며, 소스 신호들의 신호-대-잡음비가 높을 때 이용된다. 그외에는, 후속하는 소스 신호들의 제3 및 제4 순시 통계치를 동반하는 PCA 처리를 포함하는 ICA가 이용된다. 대안으로서, 소스 신호들의 혼합체로부터 그들의 고유값에 기초하여 소스 신호를 분리하는 SVD가 이용될 수 있다.

적용되는 블라인드 신호 분리 기술에 관계없이, 다양한 신호 소스들로부터 소스 신호의 상이한 혼합체를 수신하기 위해 복수의 센서가 이용된다. 각각의 센서는 소스 신호들의 고유합인 소스 신호들의 혼합체를 출력한다. 일반적으로, 채널 계수 및 원래의 소스 신호들은 수신기에 알려져 있지 않다. 신호들의 고유합은 혼합 행렬(mixing matrix)을 채우는데 이용된다. 그 다음, 소스 신호들의 혼합체로부터 원하는 소스 신호를 분리하기 위해 적절한 블라인드 신호 분리 기술이 혼합 행렬에 적용된다.

예로서, 미국특허 제 6,779,170호는 ICA를 이용하여 소스 신호들의 혼합체로부터의 독립된 소스 신호의 분리를 공개하고 있다. 복수의 센서들은 소스 신호들의 혼합체를 수신하고, 프로세서는 시간에 걸쳐 소스 신호들의 혼합체의 샘플을 취하고, 데이터 세트를 생성하기 위해 각각의 샘플을 데이터 벡터로서 저장한다. 각각의 센서는 소스 신호들의 고유합인 소스 신호들의 혼합체를 출력한다. ICA 모듈은 소스 신호들의 혼합체 내의 다른 신호들로부터 독립된 소스 신호를 분리하기 위 해 데이터 벡터들의 독립 성분 분석을 수행한다.

센서들은 공간적으로 서로 분리되고, 프로세서는 데이터 세트를 생성하기 위해 각각의 센서에 대해 하나의 데이터 벡터만을 발생한다. '170 특허는 또한 센서들의 갯수 N이 소스들의 갯수 M과 같거나 큰 것, 즉 N ≥ M을 공개하고 있다. 이와 같은 구현에서의 문제점은 소스들의 갯수 M이 증가함에 따라, 센서들의 갯수 N도 역시 증가한다는 것이다. 소형의 휴대용 통신 장치들은 많은 수의 센서들 N개에 대하여 극히 적은 가용 체적을 가지며, 통신 장치들의 외부에 센서를 장착하는 것은 사용자들에 있어서는 문제가 된다.

미국특허 제6,931,362호는 블라인드 신호 분리를 이용하여 신호를 분리하기 위한 또 다른 방법을 공개한다. 공개된 블라인드 신호 분리 기술은, 간섭 방출기 및 가우시안 노이즈 양자 모두에 기인한 평균 제곱 에러를 최소화하는 하이브리드 행렬-펜슬 적응 어레이 가중치(matrix-pencil adaptive array weight)를 갖는 혼합 행렬을 형성한다. 이 하이브리드 가중치는 신호를 간섭에 노이즈를 합친 비율까지 최대화한다. '170 특허에서와 같이, 센서들은 또한 공간적으로 서로 분리되고, 센서들의 갯수 N은 혼합 행렬을 채우기 위해 소스들의 갯수 M과 같거나 크다. 게다가, 각각의 센서는 혼합 행렬에 하나의 입력을 제공하므로, 그 결과, 휴대용 통신 장치에 대한 더 큰 볼륨의 면적을 초래한다.

따라서, 혼합 행렬의 랭크(rank)는 얼마나 많은 신호들이 실제로 분리될 수 있는지를 결정한다. 랭크가 클수록, 더 많은 신호들이 분리될 수 있다. 다중경로 신호는, 다중경로 신호가 소정의 측정가능한 특성에 있어서 독립적인한 혼합 행렬 을 채우는데 사용될 수 있다는 점에서 유익하다. 다중경로는, 하나의 데이터 전송이 장애물을 만나 복수개 버전으로 분할되고, 그 각각이 의도한 수신기까지의 상이한 경로를 취할 때 발생한다.

그러나, 다중경로 신호 내의 심볼들은 시간 시프트되어, 그들이 의도한 수신기에 도달할 때, 다른 수신된 심볼들을 상쇄하거나 간섭할 수 있다. 대안으로서, 신호 소스와 의도한 수신기 사이에 다중경로가 존재하지 않을 수도 있다. 그 결과, 이들 케이스 양자 모두에 대해 의도된 수신기에 의해 수신된 선형적으로 독립된 신호합의 갯수는 신호 분리를 위해 혼합 행렬을 채우기에 충분하지 않을 수 있다.

따라서, 전술된 배경에 비추어, 본 발명의 목적은, 의도한 수신기가 신호 분리 처리에 충분한 랭크 크기로 혼합 행렬을 채울 수 있도록 선형적으로 독립된 신호합을 발생시키는 것이다.

본 발명에 따른 상기 및 기타 목적, 특징, 및 잇점들은, 동일한 시간에 전송하는 적어도 J(J ≥ 2)개의 모바일 무선 통신 장치를 포함하는 통신 시스템에 의해 제공된다. 각각의 모바일 무선 통신 장치는 복수의 심볼을 포함하는 각각의 캐릭터 세트에 의해 정의된 소스 신호를 전송한다. 각각의 캐릭터 세트 내의 심볼들 중 적어도 하나는 상이한 전력 레벨에서 전송되어, 적어도 J개의 모바일 무선 통신 장치들로부터 전송된 소스 신호들은 적어도 L₁ 내지 L_J개의 선형적으로 독립된 전력 레벨 시구간과 함께 나타난다. 여기서, L_j ≥ 1이고 적어도 하나의 L_j > 1이다.

따라서, 본 명세서에서, 용어, 기복(undulation)은 어느 정도의 대칭성을 나타내거나 나타내지 않을 수 있는 가변 이득을 갖는 전송 패턴 윤곽을 말한다. 이것은, 전송된 소스 신호가 L개의 선형적으로 독립된 전력 레벨 시구간과 함께 나타나도록 캐릭터 세트 내의 심볼들 중 적어도 하나를 상이한 전력 레벨에서 전송함으로써 달성된다.

고정된 통신 장치는 M개의 신호 소스에 의해 제공된 소스 신호들을 분리할 수 있다. 여기서, M ≥ 2이다. J개의 모바일 무선 통신 장치들은, (L₁ *...*L_J)까지의 선형적으로 독립된 전력 레벨 시구간들을 포함하는 M개의 소스 신호들 중 J개를 제공할 수 있다. 고정된 통신 장치는 M개의 소스 신호들 중 적어도 N개(N ≥ 1)의 상이한 합계를 수신하기 위해 N개의 안테나 요소를 포함하는 안테나 어레이를 포함할 수 있다. 수신기는, M개의 소스 신호들 중 적어도 N개의 상이한 합계를 수신하기 위해 안테나 어레이에 결합될 수 있다.

신호 분리 프로세서는 M개의 소스 신호들 중 적어도 N개의 상이한 합계를 포함하는 혼합 행렬을 형성하기 위해 수신기에 결합될 수 있다. 혼합 행렬은 적어도 (L₁*...*L_J)까지의 랭크를 가질 수 있다. 신호 분리 프로세서는 혼합 행렬로부터 원하는 소스 신호를 분리한다.

각각의 모바일 무선 통신 장치가 하나의 소스 신호로부터 L개의 선형적으로 독립된 전력 레벨 시구간을 발생시키는 결과, 신호의 복수개 전력 레벨 버전이 생성되어, 고정된 통신 장치에서 수신된 복수개의 신호합의 대응하는 갯수가 신호 분리를 위해 혼합 행렬을 채우는데 이용될 수 있다.

모바일 무선 통신 장치는 소스 신호를 전송하기 위해 시간 정렬된 슬롯들을 이용할 수 있다. 각각의 모바일 무선 통신 장치는, 시간 정렬된 슬롯들에 대응하는 그들 자신의 타이밍을 설정하기 위한 내부 클럭을 포함할 수 있다. 대안으로서, 고정된 통신 장치는, 모바일 무선 통신 장치들이 그들 자신의 타이밍을 시간 정렬된 슬롯들에 대응하게 설정할 수 있도록 동기 신호(synch signal)를 전송하기 위한 전송기를 포함할 수 있다.

선형적으로 독립된 전력 레벨 시구간을 생성하는데 있어서, 캐릭터 세트 내의 각각의 심볼의 진폭은 일정할 수 있으며, 심볼들 중 적어도 2개는 상이한 전력 레벨에서 전송된다.

고정된 통신 장치는, 통신 시스템이 셀룰러 네트워크로서 구성되도록 기지국의 일부일 수 있다.

통신 시스템은 적어도 하나의 고정된 전송기와 연관된 적어도 하나의 고정된 수신기를 더 포함할 수 있다. 여기서, 무선 통신 장치는, 상이한 전력 레벨에 설정된 캐릭터 세트 내의 적어도 하나의 심볼의 전송시에 적어도 하나의 고정된 수신기를 통해 적어도 하나의 고정된 전송기에 피드백을 제공하기 위한 모바일 전송기를 더 포함할 수 있다. 피드백은 전력 레벨의 조정을 포함할 수 있으며, 캐릭터 세트 내의 심볼들의 시퀀스는 상이한 전력 레벨에서 전송된다.

신호 분리 프로세서는 블라인드 신호 분리 프로세서를 포함할 수 있으며, 주 성분 분석(PCA), 독립 성분 분석(ICA), 및 특이값 분해(SVD) 중 적어도 하나에 기초하여 혼합 행렬로부터 원하는 소스 신호를 분리한다. 대안으로서, 신호 분리 프로세서는 지식 기반의 처리 신호 추출 프로세스에 기초하여 혼합 행렬로부터 원하는 소스 신호를 분리할 수 있다.

수신기의 안테나 어레이는 상이한 안테나 구성으로 구성될 수 있다. 안테나 요소는 상관된 및/또는 상관되지 않은 안테나 요소들을 포함할 수 있으며, 각각의 요소는 혼합 행렬에 대한 단일 입력을 제공한다. 대안으로서, 안테나 요소들의 일부는 혼합 행렬을 채우기 위해 상이한 안테나 편파를 가질 수 있다.

혼합 행렬을 더 채우기 위해 소스 신호들의 추가적 또는 대체 합계가 수집되도록 안테나 구성에 향상이 이루어질 수 있다. 소스 신호들의 추가적 합계를 수신하기 위해 안테나 패턴들의 앙각이 변경되는 어레이 편향이 이용될 수 있다.

혼합 행렬 A를 채우는데 이용되는 소스 신호들의 합계들 모두가 적절한 상관(제1 및 제2 순시) 및/또는 통계적으로(제3 및 제4 순시) 독립된 값을 갖도록 경로 선택이 수행될 수 있다. 즉, 상관되지 않거나 및/또는 통계적으로 독립되지 않은 합계를 적절한 방식으로 대체하기 위해 소스 신호들의 새로운 합계를 수신하도록 입사 신호들이 선택적으로 택해진다.

혼합 행렬을 추가로 채우기 위해 신호 분할이 수행될 수 있다. 확산 코드를 이용하여 상이한 합산 신호들이 분할될 수 있다. 만일 합산 신호가 k개의 확산 코드를 가진다면, 그 특정한 합산 신호는 그 연관된 k개의 합산 신호를 제공하도록 처리될 수 있다. 혼합 행렬을 추가로 채우기 위해 상이한 합산 신호들이 동상(I) 성분 및 직교위상(Q) 성분으로 분할될 수도 있다. 따라서 I 및 Q 성분들은 혼합 행렬에 대해 승수 2로서 행동한다.

본 발명의 또 다른 양태는 앞서 정의된 바와 같은 통신 시스템을 운영하기 위한 방법에 관한 것이다.

도 1은, 본 발명에 따라 통신 장치가 그들 각각의 신호 소스로부터 원하는 신호와 원치않는 신호를 수신하는 전형적인 동작 시나리오의 블럭도이다.

도 2는, 도 1에 도시된 통신 장치의 더 상세한 블럭도이다.

도 3은 본 발명에 따라 혼합 행렬을 위해 소스 신호의 선형적 독립 합산을 생성하기 위한 상이한 접근법의 로드맵이다.

도 4는 본 발명에 따라 스위칭형 빔 안테나로서 구성된 안테나 어레이의 블럭도이다.

도 5는 본 발명에 따라 위상배열 어레이로서 구성된 안테나 어레이의 블럭도이다.

도 6은 본 발명에 따라 편파된 안테나 요소들로 구성된 안테나 어레이의 블럭도이다.

도 7은 본 발명에 따라 3-편파의 이용을 예시하는 3차원 도면이다.

도 8은 본 발명에 따라 블라인드 신호 분리 처리용 신호들의 상이한 합계를 제공하기 위해 상관된 및 상관되지 않은 안테나 요소들을 포함하는 안테나 어레이를 구비한 통신 장치의 블럭도이다.

도 9는 본 발명에 따라 블라인드 신호 분리 처리용 신호들의 상이한 합계를 제공하기 위해 어레이 편향에 기초하여 동작하는 통신 장치 동작의 블럭도이다.

도 10은 본 발명에 따라 안테나 패턴의 앙각을 선택적으로 변경하기 위한 앙각 제어기를 구비한 스위칭형 빔 안테나의 블럭도이다.

도 11은, 방위각 방향의 안테나 패턴과, 도 9에 예시된 앙각 제어기에 응답하여 앙각 방향으로 회전된 안테나 패턴을 예시하는 안테나 도면이다.

도 12는 본 발명에 따라 앙각 방향으로 안테나 패턴을 회전시키기 위해 접지면 내에 형성된 RF 초크를 구비한 안테나 요소의 블럭도이다.

도 13은 본 발명에 따라 블라인드 신호 분리 처리용 신호들의 상이한 합계를 제공하기 위해 경로 선택에 기초하여 동작하는 통신 장치 동작의 블럭도이다.

도 14는 본 발명에 따라 블라인드 신호 분리 처리용 신호들의 추가적인 합계를 제공하기 위해 확산 코드에 기초하여 동작하는 통신 장치 동작의 블럭도이다.

도 15는 본 발명에 따라 블라인드 신호 분리 처리용 신호들의 추가적인 합계를 제공하기 위해 동상 및 직교위상 신호 성분들에 기초하여 동작하는 통신 장치 동작의 블럭도이다.

도 16은 도 15에 도시된 안테나 요소에 접속된 동상 및 직교위상 모듈의 더 상세한 블럭도이다.

도 17은 본 발명에 따라 기복형 전송 패턴을 수신하는 수신기의 예이다.

도 18은 본 발명에 따라 스케일되지만 회전되지는 않은 기복형 전송 패턴을 수신하는 수신기의 예이다.

도 19는 본 발명에 따라 스케일되고 회전된 기복형 전송 패턴과, 스케일되지 않고 회전된 기복형 전송 패턴을 수신하는 수신기의 예이다.

도 20은 본 발명에 따라 선형적으로 독립된 전력 레벨 시구간들이 인프라구조 싸이트의 고정된 전송 포인트로부터 수신기에 의해 수신되는 통신 시스템의 예이다.

도 21은 도 20에 도시된 전송 패턴 윤곽이 수신기에게 알려진 타이밍 시퀀스에서 기복을 이루고 있는 도면이다.

도 22는 본 발명에 따라 동일한 액세스 포인트에 전송하는 복수의 전송기들을 지원하기 위해 기복형 패턴들이 사용되고 있는 통신 시스템의 블럭도이다.

도 23은 본 발명에 따라 심볼 주기가 12 변형(variation)(즉, 12칩)인 반면 변동하는 파라미터가 4개의 순차 칩에 대해서는 일정하게 유지되는 타임 라인이다.

본 발명이 이제, 본 발명의 양호한 실시예가 도시되어 있는 첨부된 도면을 참조하여 이하에서 더욱 상세히 기술될 것이다. 그러나, 본 발명은 많은 상이한 형태로 구현될 수 있으며, 여기서 공개된 실시예들만으로 제한되는 것으로 해석되어서는 안된다. 오히려, 이들 실시예들은, 본 공개가 철저하고 완전하게끔 하여 본 발명의 범위를 당업자에게 충분히 전달할 수 있도록 제공되는 것이다. 도면 전체를 통해 유사한 참조번호는 유사한 요소들을 가리키며, 프라임 기호는 대안적인 실시예들에서 유사한 요소들을 가리키기 위해 사용된다.

통신 네트워크에서, 특정한 통신 장치에 대해 의도된 소스 신호들도 있고, 동일한 주파수 대역 내에서 동작하는 다른 통신 장치들에 대해 의도된 소스 신호들도 있다. 소스 신호가 장애물을 만나 복수개 버전으로 분할되고, 그 각각이 의도한 수신기로의 상이한 경로를 취할 때, 다중경로가 발생한다. 통신용으로 사용되지 않지만 통신 장치에 의해 역시 수신되는 신호들을 생성하는 노이즈 소스도 역시 존재한다.

관심대상 소스 신호들의 디코딩을 용이하게 하기 위해, 통신 장치에 의해 수신된 신호들을 분리하는데에 블라인드 신호 분리가 이용된다. 앞서 언급된 바와 같이, 용어 "블라인드"는, 이상적인 경우 신호들은, 신호의 성질 또는 신호와 통신 채널간의 상호작용에 기인하여 발생시키는 변형에 대한 어떠한 지식도 없이 분리될 수 있다는 사실을 말한다. 실제적 구현에서, 이용가능한 임의의 지식이 종종 이용된다. 이 경우, 신호 분리는 반-블라인드이다.

블라인드 신호 분리에 해당하는 흔히 이용되는 3개의 기술은 주 성분 분석(PCA), 독립 성분 분석(ICA), 및 특이값 분해(SVD)이다. 신호들이 소정의 측정가능한 특성에 있어서 독립적인 한, 그리고, 만일 그들의 신호 합계가 선형적으로 서로 독립적이라면, 소스 신호들의 혼합체로부터 독립된 또는 원하는 소스 신호를 분리하기 위해 이들 블라인드 신호 분리 기술들 중 하나 이상이 이용될 수 있다. 측정가능한 특성은 종종 신호들의 제1, 제2, 제3 또는 제4 순시의 소정 조합이다.

PCA는 신호를 백화(whiten)시키며, 제1 및 제2 순시를 이용하고, 상관 속성에 기초하여 데이터 세트를 회전시킨다. 만일 소스 신호들의 신호-대-잡음비가 높다면, 신호 분리 프로세스는 PCA와 함께 정지할 수 있다.

만일 소스 신호들의 신호-대-잡음비가 낮다면, ICA는 소스 신호들의 제3 및 제4 순시를 포함한 통계적 속성들에 기초하여 소스 신호들을 분리한다. 만일 소스 신호들이 가우시안(Gaussian)이라면, 그들의 제3 및 제4 순시는 제1 및 제2 순시에 의존하고, ICA는 ICA 및 PCA에 대한 대안으로서 하나의 가우시안 신호를 분리할 수 있으며, SVD는 소스 신호들의 혼합체로부터 그들의 고유값에 기초하여 소스 신호를 분리한다.

블라인드 신호 분리 처리에 대한 대안으로서, 신호 분리 처리는, 지식 기반의 처리 신호 추출 프로세스에 기초할 수 있다. 지식 기반의 신호 분리 프로세스는, 예를 들어 제로 포싱(ZF) 프로세스 및 MMSE(minimum mean squared estimation) 중 적어도 하나에 기초하여 혼합 행렬로부터 원하는 소스 신호들을 분리한다.

복수의 신호 소스(20)가 소스 신호들(22)을 전송하는 전형적인 시나리오가 도 1에 도시되어 있다. 소스 신호들(22)은 각각의 신호 소스(20)와 연관된 발생된 안테나 빔(24)에 기초한 방향으로 전송된다. 복수의 신호 소스들(20)은 제1 신호 소스(20(1)) 내지 제M 신호 소스(20(M))를 포함한다. 마찬가지로, 각각의 소스 신호에는 22(1)-22(M)이라는 참조부호가 매겨져 있고, 대응하는 안테나 빔들에는 24(1)-24(M)이라는 참조부호가 매겨져 있다. 전방향 안테나 패턴 또는 지향성 안테나 패턴의 형태로 된 통신 네트워크에서 더 직접적인 구현이 종종 이용된다.

통신 장치(30)용의 안테나 어레이(32)는 신호 소스들(20)로부터 소스 신호들(22)의 선형 조합(혼합체)을 수신한다. 만일 소스 신호들(22)이 2개 이상의 경로에 의해 안테나 어레이(32)에 도달하면, 이들은 다중경로 신호가 된다. 다중경 로의 원인들로는, 대기 덕트, 전리층 반사와 굴절, 산 및 건물과 같은 지상물로부터의 반사와 굴절이 포함된다.

안테나 어레이(32)는 복수의 안테나 요소(34)를 포함하며, 각각의 안테나 요소는 신호 소스들(20)로부터의 소스 신호들(22)의 적어도 하나의 선형 조합(혼합체)을 제공한다. 안테나 요소(34)는 제1 안테나 요소(34(1)) 내지 제N 안테나 요소(34(N))를 포함한다.

수신된 소스 신호들(22(1)-22(M))은 초기에 혼합 행렬(36)로 형성된다. 통신 장치(30)는 혼합 행렬 내의 소스 신호들을 분리하기 위한 분리 행렬(38)을 결정하기 위해 블라인드 신호 분리 기술을 이용한다. 분리된 신호들은 참조번호(39)로 표시된다.

통신 장치(30)는, 안테나 어레이(32)에 의해 수신된 소스 신호들의 혼합체를, 그들의 특성에 대한 지식없이 수신된 소스 신호들의 집합 또는 복합물을 샘플링함으로써 공동으로 추출한다. 각각의 안테나 요소(34)의 출력은, 채널의 임펄스 응답, 즉, 신호 소스(20)의 출력과 신호 소스(20)의 출력 사이의 전파 경로에 추가적 가우시안 노이즈를 더한 것의 임펄스 응답과 컨벌브한 이후의 소스 신호들(22)의 합계로서 모델링된다.

M개의 신호 소스들(20(1) - 20(M))에 의해 제공되는 소스 신호들을 분리하기 위한 통신 장치(30)가 이제 도 2를 참조하여 더 상세히 기술될 것이다. 안테나 어레이(34)는, M개의 소스 신호들의 적어도 N개(M 및 N은 1보다 큼)까지의 상이한 합계를 수신하기 위한 안테나 요소들(34(1)-34(N))을 포함한다. 안테나 어레이(32) 는 임의의 특정한 구성으로 제한되는 것은 아니다. 안테나 어레이(32)는 하나 이상의 안테나 요소(34)를 포함할 수 있다. 안테나 요소(34)는, 이하에서 더 상세히 논의되는 바와 같이, 안테나 어레이(32)가, 예를 들어, 위상배열 어레이 또는 스위칭형 빔 안테나를 형성하도록 구성될 수 있다.

트랜시버(40)는 M개의 소스 신호들(22)의 적어도 N개까지의 상이한 합계를 수신하기 위해 하류쪽에서 안테나 어레이(32)에 접속된다. 프로세서(42)는 트랜시버(40)의 하류쪽에 있다. 프로세서(42)가 트랜시버(40)와는 별개인 것으로 도시되어 있지만, 프로세서는 트랜시버 내에 포함될 수도 있다. 트랜시버(40)에 의해 수신된 M개 소스 신호들(22)의 상이한 합계는 혼합 행렬(36)을 채우기 위해 이용된다. 그 다음 혼합 행렬(36)은 프로세서(42) 내의 하나 이상의 블라인드 신호 분리 처리 모듈(44, 46, 및 48)에 의해 처리된다.

블라인드 신호 분리 처리 모듈은 PCA 모듈(44), ICA 모듈(46) 및 SVD 모듈(48)을 포함한다. 이들 모듈들(44, 46, 및 48)은 블라인드 신호 분리 프로세서(49)의 일부로서 구성될 수 있다. PCA 모듈(44)은 수신된 소스 신호들의 상이한 합계들의 제1 및 제2 순시에 기초하여 동작하는 반면, ICA 모듈(46)은 동일한 신호들의 제3 및 제4 순시에 기초하여 동작한다. SVD 모듈(48)은 수신된 소스 신호들의 상이한 합계의 고유값들에 기초하여 신호 분리를 수행한다.

PCA 모듈(44)에 의해 초기에 수행된 상관 처리는 소스 신호들의 상이한 합계에 대한 초기 분리 행렬(38(1))을 결정하고, 그 다음, ICA 모듈(46)은 혼합 행렬(36) 내의 소스 신호들을 분리하기 위한 강화된 분리 행렬(38(2))을 결정한다. 만일 신호들이 SVD 모듈(48)에 의해 분리되면, 혼합 행렬(36) 내의 수신된 소스 신호들의 상이한 합계를 분리하기 위해 분리 행렬(38(3))이 또한 결정된다.

각각의 분리 행렬(38(1) - 38(3))로부터, 분리된 신호들은 참조부호(39)로 표시된다. 그 다음, 분리된 신호(39)는, 어떤 신호가 관심대상인지 및 어떤 신호가 간섭자인지를 판정하기 위해 신호 분석 모듈(50)에 의해 신호 분석된다. 애플리케이션 의존 처리 모듈(52)은, 신호 분석 모듈(50)로부터 출력된 신호들을 처리한다.

어떤 신호가 관심대상인지에 관한 결정은 디코딩될 최종 신호를 항상 포함하는 것은 아니다. 예를 들어, 애플리케이션은 간섭자를 식별하여 수신된 소스 신호들의 상이한 합계로부터 식별된 간섭자들을 감산하고, 감축된 신호를 파형 디코더에 공급할 것을 요청할 수 있다. 이 경우, 관심대상 신호는 궁극적으로 거부되는 것으로 종결되는 신호이다.

PCA 모듈(44)에 공급되는 정보는 신호의 고유 합계 x_j이다. M개의 독립 성분들의 N개의 선형 혼합체 x₁, ..., x_N은 하기와 같다고 가정된다:

일반적으로, 채널 계수들 a_jk 및 원래의 신호 s_k 양자 모두는 트랜시버(40)에 알려지지 않는다. 행렬 표기에서 상기 방정식 세트는 x=As로서 간결하게 씌어질 수 있다. 여기서, A는 혼합 행렬이다. 통계 모델 x=As는 ICA 모델이라고도 알려져 있다. 전통적인 기법은 채널의 역: s=A^-1X를 구하려고 시도한다.

ICA 모듈(46)은 분리 행렬 W, 및 y = W(As) = Wx를 결정한다. 벡터 y는 스케일링 변화를 갖는 미지 순서의 s의 서브셋이다. 만일 모든 신호들이 분리가능한 것은 아니라면, 더 일반적인 형태는 y = W(As) + Wn = Wx + Wn일 것이다. 여기서, 추가의 n항은 식별불가능한 소스에 기인한 잔여 노이즈이다.

ICA 모델은 생성적 모델이다. 이것은, 관찰된 데이터가 성분들 s_k를 혼합하는 프로세스에 의해 어떻게 발생되는지를 기술한다는 것을 의미한다. 독립 성분들은 잠재성 변수들로서 직접 관찰될 수 없음을 의미한다. 또한, 혼합 행렬 A는 미지인 것으로 가정된다. 관찰되는 모든 것은 무작위 벡터 x이고, A 및 s는 x에 기초하여 추정될 수 있다.

ICA의 개시 포인트는, 성분들 s_k가 통계적으로 독립적이라는 가정이다. 게다가, 독립된 성분들 s_k는 기껏해야 한개만이 가우시안 분포를 갖는 것으로 가정된다. 가우시안 분포를 갖는 한개 신호 제한은, 가우시안 신호의 제3 순시는 0이며, 제4 순시는 가우시안 신호들 사이에서 구별불능이라는 사실 때문이다.

간략성을 위해, 미지의 혼합 행렬 A는 정사각형이라고 가정한다. 따라서, 독립 성분들의 갯수는 관찰된 혼합체의 갯수와 같다. 그러나, 이러한 가정은 때때 로 완화될 수 있다. 신호 s_k가 어떤 측정가능한 특성에 있어서 통계적으로 독립인 한, 분리 행렬 W가 결정될 수 있다.

혼합 행렬 A의 랭크는 얼마나 많은 신호들이 실제로 분리될 수 있는지를 결정한다. 예를 들어, 랭크 4를 갖는 혼합 행렬은 4개의 소스 신호들이 분리될 수 있다는 것을 의미한다. 이상적으로, 혼합 행렬 A의 랭크는 신호 소스의 갯수 M과 적어도 같아야 한다. 랭크가 클수록, 더 많은 신호들이 분리될 수 있다. 소스의 갯수 M이 증가함에 따라, 안테나 요소들의 필요한 갯수 N도 증가한다. 배경부에서 논의된 '170 및 '362 특허 모두는 안테나 요소들의 갯수 N이 신호 소스들의 갯수 M과 같거나 크다는 것, 즉, N≥M을 공개하고 있다. 그렇지 않은 경우, 신호들을 분리하기 위해 블라인드 신호 분리가 아닌 다른 기술이 이용될 것이다.

신호들의 선형적으로 독립된 합계를 생성하기 위한 산업 표준은 N개의 비상관된 센서들을 이용하는 것이다. 즉, 센서들은 적어도 파장만큼 서로 이격되어 있다. 파장은 통신 장치(30)의 동작 주파수에 기초한다. N개의 센서들은 공간적으로 비상관되어 있으나, 편파 및 각도에 있어서는 상관되어 있다. N개의 비상관된 센서들은 선형적으로 독립된 신호들의 N개 합계를 제공한다. 여기서, 각각의 센서는 혼합 행렬 A 내로의 단일 엔트리를 제공한다.

혼합 행렬 A를 위해 소스 신호들의 선형적 독립 합계를 생성하기 위한 상이한 접근법의 로드맵 또는 개요가 도 3을 참조하여 먼저 논의될 것이다. 간략한 소개후에, 각각의 접근법이 이하에서 더 상세히 논의될 것이다.

로드맵의 첫번째 섹션은, 의도한 수신기가 신호 분리 처리를 위해 충분한 랭크 크기까지 그 혼합 행렬을 채울 수 있도록 선형적으로 독립된 신호 합계를 발생시키기 위해 통신 링크의 전송기측 상에서 이루어질 수 있는 향상을 다룬다. 블럭(90)은, 인프라구조 싸이트에서, 모바일 통신 장치를 나타내며, 블럭(92)은 전송기들을 나타낸다. 이들 블럭들 모두는 RF 채널들(블럭 94)로 공급된다. 이어서, RF 채널들은 RF 신호들을 로드맵의 다음 섹션, 즉, 안테나 수신기 구성에 제공한다.

로드맵의 두번째 섹션에서, 블럭(100)은 비상관된 센서들을 나타낸다. 여기서, 각각의 센서는 혼합 행렬 A에 단일 입력을 제공한다. 블럭(102)은 상관된 안테나 어레이를 나타내며, 어레이는 혼합 행렬 A를 채우기 위해 복수의 입력을 제공한다. 블럭(104)은 안테나 어레이를 나타내며, 안테나 요소들의 일부는 상관되고, 안테나 요소들은 혼합 행렬 A를 채우기 위해 상이한 편파를 가진다. 블럭들(100, 102, 및 104)에 의해 달성되는 센서들과 안테나 어레이들의 상이한 조합은 블럭(106)에서 결합되어 블럭(116)의 혼합 행렬을 추가로 채울 수 있다.

로드맵의 세번째 섹션은 두번째 섹션에서 제공된 안테나 수신기 구성에 대한 향상을 다룬다. 혼합 행렬 A를 추가로 채우기 위해 소스 신호들의 추가 또는 대체 합계가 수집되도록 향상이 이루어진다. 블럭(108)은, 소스 신호들의 추가 합계를 수신하기 위해 안테나 패턴의 앙각이 변경되는 어레이 편향을 포함한다. 블럭(106)의 조합들 중 임의의 하나가 어레이 편향 블럭(108)에서 사용될 수 있다.

블럭(110)에서, 혼합 행렬 A를 채우는데 이용되는 소스 신호들의 합계 모두 가 상관되고(제1 및 제2 순시) 및/또는 통계적으로 (제3 및 제4 순시) 독립되도록, 경로 선택이 수행된다. 즉, 상관되지 않거나 및/또는 통계적으로 독립되지 않은 합계를 대체하기 위해 소스 신호들의 새로운 합계를 수신하도록 입사 신호들이 선택적으로 택해진다. 블럭(110)은 블럭들(106 및 108)의 조합들 중 임의의 하나에 의해 공급받을 수 있다. 블럭들(108 및 110)은 혼합 행렬 블럭(116)에 직접 공급될 수 있다.

로드맵의 네번째 섹션은, 블럭(116)의 혼합 행렬을 추가로 채우기 위한 신호 분할을 다룬다. 예를 들어, 블럭(112)는 확산 코드를 이용하여 상이한 합계 신호를 분할한다. 만일 합계 신호가 k개의 확산 코드를 갖는다면, 그 특정한 합계 신호는 그 연관된 k개 합계 신호들을 제공하도록 처리될 수 있다. 확산 코드들은 블럭들(106, 108, 및 110)의 출력들과 조합하여 적용될 수 있다. 블럭(114)은, 혼합 행렬을 추가로 채우기 위해 상이한 합계 신호들을 동상(I) 및 직교위상(Q) 성분들로 분할한다. 따라서 I 및 Q 신호들은 혼합 행렬에 대해 승수 2로서 행동하며 블럭들(106, 108, 110 및 112)의 출력들과 조합하여 적용될 수 있다.

로드맵의 마지막 섹션은 블럭(116)에 형성된 혼합 행렬 A이다. 로드맵에 예시된 바와 같이, 혼합 행렬 A는 전술된 블럭들 중 임의의 블럭에 기초하여 소스 신호들의 상이한 합계로 채워질 수 있다. 두번째 섹션의 안테나 어레이 구성의 잇점은, 혼합 행렬 A를 채우기 위해 컴팩트 안테나 어레이가 형성될 수 있다는 것이다. 세번째 및 네번째 섹션의 안테나 어레이 구성의 잇점은, 소스 신호들의 M 또는 그 이상의 합계로 혼합 행렬을 채우기 위해, 소스 신호들의 갯수 M보다 작은 N개의 안 테나 요소들이 사용될 수 있다는 것이다.

로드맵에서 논의된 안테나 구성에 비추어, M개의 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합계를 수신하기 위한 N개의 상관된 안테나 요소들을 포함하는 안테나 어레이가 논의될 것이다. 여기서, N과 M은 1보다 크다. 한 실시예에서, 안테나 어레이는 도 4에 예시된 바와 같은 스위칭형 빔 안테나(140)이다.

스위칭형 빔 안테나 어레이(140)는, 지향성 안테나 패턴 및 전방향 안테나 패턴을 포함한 복수의 안테나 패턴을 발생시킨다. 스위칭형 빔 안테나(140)는 능동 안테나 요소(142) 및 한쌍의 수동 안테나 요소(144)를 포함한다. 능동 및 수동 안테나 요소들(142, 144)의 실제 갯수는 의도한 응용에 따라 변동한다. 스위칭형 빔 안테나 어레이에 대한 보다 상세한 논의를 위해 미국특허 출원 번호 11/065,752호를 참조한다. 이 특허 출원은 본 발명의 현 양수인에 양도되었으며, 그 내용은 전체로서 참고용으로 본 명세서에서 인용한다.

각각의 수동 안테나 요소(144)는 상위 절반(144a)과 하위 절반(144b)을 포함한다. 수동 안테나 요소들(144)의 상위 절반들(144a)은 리액티브 부하(148)를 통해 접지면(146)에 접속된다. 리액티브 부하(148)는 가변 리액턴스로서, 버랙터, 전송선, 또는 스위칭에 의해 인덕턴스에 대비 커패시턴스를 변경시킬 수 있다. 리액티브 부하(148)를 변동시킴으로써, 복사 패턴이 변경될 수 있다. 2개의 수동 안테나 요소들(144)이 존재하기 때문에, 4개의 상이한 안테나 패턴이 형성될 수 있다.

신호들의 고유합 x_j를 수신하기 위해 안테나 패턴들 중 3개가 이용될 수 있다. 4번째 패턴은 나머지 3개의 선형 조합으로서, 혼합 행렬 A 내의 엔트리로서 사용할 수 없다. 결과적으로, 3개의 안테나 요소들이 이용되기 때문에, 신호들의 3개의 고유합 x_j가 혼합 행렬 A에 입력된다. 스위칭형 빔 안테나의 잇점은, 3개의 요소(142 및 144)를 이용함으로써, 랭크 3의 혼합 행렬이 지원될 수 있다는 것이다.

또 다른 실시예에서, 안테나 어레이는 N개의 상관된 능동 안테나 요소를 포함하며, 안테나 어레이가 도 5에 예시된 바와 같은 위상배열 어레이(160)를 형성하도록 한다. 위상배열 어레이(160)는 복수의 능동 안테나 요소(162), 및 능동 안테나 요소에 결합된 복수의 가중치 제어 컴포넌트(164)를 포함한다. 가중치 제어 컴포넌트(164)는 수신된 신호의 진폭 및/또는 위상을 조절하여 복합 빔을 형성한다.

분할기/결합기(166) 및 제어기(168)는 가중치 제어 컴포넌트(164)에 접속된다. 능동 어레이(160)에 관한 보다 상세한 논의를 위해 미국 특허 번호 제6,473,036호를 참조한다. 이 특허는 본 발명의 현 양수인에게 양도되었으며, 그 내용은 전체로서 참고용으로 본 명세서에서 인용된다.

능동 요소들(162)의 갯수는 동일한 랭크를 갖는 혼합 행렬 A를 지원한다. 소스의 갯수 M이 능동 요소들의 갯수 N과 동일, 즉 M = N이더라도, 능동 어레이(100)는 컴팩트한데, 이것은, 파장보다 멀리 이격되어 있는 비상관된 안테나 요소들을 이용하는 종래의 접근법들에 비해 능동 요소들(162)이 공간 및 편파에 있어 서 상관되어 있기 때문이다.

다른 실시예들에서, 혼합 행렬의 랭크는 K(K < N)가 되어, 블라인드 신호 분리 프로세서(49)는 혼합 행렬로부터의 M개의 소스 신호들 중 K개를 분리한다. 이하에서 더 상세히 논의되는 바와 같이, N은 M보다 클 수도 있다.

스위칭형 빔 안테나(140) 및 위상배열 어레이(160) 양자 모두에서, 그들 각각의 안테나 요소들(142, 144, 및 162) 사이의 거리는 우호적인 후방-대-전방 비율을 허용하도록 설정된다. 이것은, 이들 안테나 어레이들의 고전적 이용은 원치않는 신호를 거부(즉, 후방 접근)하고 원하는 신호를 강화(즉, 전방 접근)시킬 것이기 때문이다.

그러나, 혼합 행렬을 구축하기 위해, 목표는 신호들의 상이한 합계를 생성하는 것이다. 관심대상 신호들은 본 응용에서는 간섭자들보다 실제로 항상 낮을 수 있고 여전히 분리될 수 있다. 목적에서의 이러한 현저한 차이로 인해, 안테나 요소들간의 거리는 특정한 분리를 필요로 하지 않는다.

안테나 요소들은 서로 더 멀게 또는 더 가깝게 될 수 있으며, 전통적으로 '불량한' 전방 대 후방 비율을 갖는 패턴을 발생시키며, 행렬 혼합 용도에 여전히 꽤 적합할 수 있다. 사실상, 이와 같은 패턴들은 블라인드 신호 소스 분리 응용에서 종종 더 우월할 것이다. 그 이유는, 양호한 전방 대 후방 비율은, 전방이 원하는 신호를 가리키도록 유지하고 및/또는 후방이 간섭원을 가리키도록 유지하기 위해 신호 방향의 추적을 요구하기 때문이다. 다양한 방향에서 차이를 가지지만 여전히 상당한 이득을 갖는 패턴들을 이용함으로써, 이와 같은 신호들의 추적이 요구 되지 않는다.

안테나 빔은, 그 최대 이득 포인트로부터 3db 포인트 아래를 갖도록 정의되어, 신호 접근의 적어도 한 방향에서 신호 거부를 제공한다. 마찬가지로, 안테나 패턴은, 그 최대 이득 포인트로부터 실질적으로 전혀 3 db 포인트 아래를 갖지 않고 신호접근의 임의의 방향에서 어떠한 신호 거부도 갖지 않도록 정의될 수 있다.

많은 응용에서 요소들 사이의 특정한 거리로부터의 이러한 편차는 전체 안테나 어레이의 크기를 상당히 저감시킬 수 있다. 다른 응용에서, 이 추적 문제를 완화하되 어느 정도의 추가적인 신호 비상관을 얻기 위해 요소들간의 거리를 증가시키는 것이 실제로 바람직할 수 있다.

또 다른 실시예에서, 안테나 어레이(180)는, 도 6에 도시된 바와 같이, M개의 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합계를 수신하기 위한 N개의 안테나 요소들을 포함한다. N개의 안테나 요소들(182a, 182b) 중 적어도 2개가 상관되고 M개의 소스 신호들의 N개의 상이한 합계들 중 적어도 2개를 수신하기 위해 상이한 편파를 가진다. 여기서, N과 M은 1보다 크다.

어레이(180)의 다른 안테나 요소들(184a, 184b)은 안테나 요소들(182a, 182b)에 관하여 상관될 수도 있고 상관되지 않을 수도 있다. 편파된 안테나 요소들(184a, 184b)의 또 다른 쌍이 예시되어 있지만, 이들 요소들은 동일한 편파를 가질 수도 있다. 게다가, 이들 요소들은 서로 상관되지 않을 수도 있다.

안테나 요소들(182a, 182b)에 대한 상이한 편파는 서로 직교일 수도 있다. 또 다른 구성에서, 안테나 요소들(182a, 182b)은, M개의 소스 신호들의 3개의 상이 한 합계를 수신하기 위해 3-편파가 지원되도록, 제3 요소(182c)를 포함한다.

이하의 논의는, 혼합 행렬 A를 채우기 위해 편파의 이용을 지원한다. 3개의 상이하게 편파된 안테나 요소들(182a, 182b, 182c)이 3개의 선형 및 독립된 신호 합계를 수신한다. 도 7에 예시된 바와 같은 x, y, 및 z 축의 정의 및 관계가 이용될 것이다. 예를 들어, 이하의 관계가 존재한다:

신호들이 선형 편파를 가지며, 신호들은 선형적으로 독립이고, 직교 축 상에서 각각 하나씩 3개의 선형 안테나 요소를 가진다는 단순화 가정을 취한다. 예를 들어, 안테나 요소(182a)는 x 축상에 있고, 안테나 요소(182b)는 y 축상에 있으며, 안테나 요소(182c)는 z 축상에 있다.

직교 축 상에 3개의 선형 안테나 요소들(182a, 182b, 18c)을 각각 배치함으로써, 수학식이 단순화된다. 실제 배치에서는, 안테나 요소들(182a, 182b, 182c)은 엄격하게 직교할 필요는 없으며, 공통 지점에서 만날 필요도 없다. 이러한 가정의 제거는 일반적인 결론을 무효화하지는 않지만, 랭크 부족이 발생하는 경우를 변경시킨다.

이하의 정의가 적용된다. 여기서 숫자 첨자는 신호 1, 2, 3과의 연관을 가리킨다.

안테나 요소들에 입사하는 신호들;

신호의 X, Y 평면 E계 각도;

신호의 Z축 E계 각도

안테나 요소에 입사하는 신호들의 합의 내적

따라서, 벡터 성분들은 다음과 같다:

각각의 안테나 요소와 신호의 내적을 취하면,

는 요소 내에서 합산되는 상대적 E계 성분을 결정한다. 이들 값들은 혼합 행렬을 생성하는데 이용된다:

여기서,

이제 랭크 부족 상황이 논의될 것이다. 행렬식(determinant)이 0과 같을 때, 혼합 행렬은 랭크 부족이다. 이것은 다음과 같은 경우에 발생한다:

'x' 및 'y' 요소들은 3개 모두의 신호들로부터 동일한 기여분을 수신하고 있다.

또 다른 랭크 부족 경우에 대하여 테이블 엔트리들의 임의의 조합에 180도를 추가한다. 이것은, 신호들이 안테나 요소들의 충분한 조합에 의해 독립적으로 합산되고 있지 않을 때 발생한다.

3) 모든 개개의 합이 1 또는 2마다 0과 같지 않지만,

이것은, 신호들간의 분리의 작은 입체각, 신호들의 거의 동일한 편파, 정렬되어 있지만 어레이의 서로 반대편들로부터 오는 신호들, 또는 기타의 극히 드물게 발생하는 신호 입사 상황을 암시하며, 결과적으로 양쪽 요소들에 대한 에너지 레벨이 동일하다.

전술된 바와 같이, 로드맵의 이 섹션은 안테나 구성을 다룬다. 비상관된 센서를 포함하는 전술된 안테나 구성은, M개 소스 신호들의 합산된 신호를 혼합 행렬에 제공하기 위해 다양한 상이한 구성으로 결합될 수 있다.

이제 도 8을 참조하면, M개 신호 소스들에 의해 제공된 소스 신호들을 분리 하기 위한 통신 장치(200)가 논의될 것이다. 안테나 어레이(202)는, M개 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합계를 수신하기 위한 N개 안테나 요소를 포함한다. 여기서, N과 M은 1보다 크다.

N개의 안테나 요소들은, M개의 소스 신호들의 N개 상이한 합계중 적어도 하나를 수신하기 위한 적어도 하나의 안테나 요소(204)와, M개의 소스 신호들의 N개의 상이한 합계 중 적어도 2개를 수신하기 위한 적어도 2개의 상관된 안테나 요소(206)를 포함한다. 2개의 상관된 안테나 요소(206)는 안테나 요소(204)와 비상관된다. 안테나 어레이는, 다양한 조합의 추가적 안테나 요소들을 포함할 수 있다. 여기서, 안테나 요소들은 상관되거나 비상관되거나 편파된다.

수신기(210)는, M개의 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합계를 수신하기 위해 안테나 어레이(202)에 접속된다. 블라인드 신호 분리 프로세서(212)는, M개의 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합계를 포함하는 혼합 행렬(214)을 형성하기 위해 수신기에 접속된다. 혼합 행렬은 적어도 N까지의 랭크를 가지며, 블라인드 신호 분리 프로세서(212)는 혼합 행렬 A로부터 원하는 소스 신호(216)를 분리한다.

로드맵의 세번째 섹션은 두번째 섹션에서 제공된 안테나 구성에 대한 향상을 다룬다. 혼합 행렬 A를 추가로 채우기 위해 소스 신호들의 추가 또는 대체 합계가 수집되도록 향상이 이루어진다.

한 향상으로서, 추가 안테나 요소를 부가해야만 하지 않고서도 혼합 행렬 A가 사용할 신호들의 추가 합계를 수신하기 위한 어레이 편향이 포함된다. 어레이 편향은, 방위각 및/또는 앙각 방향으로 안테나 패턴을 제어하는 것을 포함한다.

어레이 편향을 이용하여 M개의 신호 소스들에 의해 제공된 소스 신호들을 분리하기 위한 통신 장치(240)가 이제 도 9를 참조하여 논의될 것이다. 안테나 어레이(242)는, M개 소스 신호들의 N개의 상이한 합계를 수신하기 위한 N개의 초기 안테나 패턴을 발생시키기 위해 N개의 안테나 요소(244)를 포함한다. 안테나 어레이(242)는 또한, 적어도 하나의 추가적인 안테나 패턴을 발생시켜 M개의 소스 신호들의 적어도 하나의 추가적인 상이한 합계가 수신되도록 하기 위해 N개의 초기 안테나 패턴들 중 적어도 하나의 앙각을 선택적으로 변경하기 위한 앙각 제어기(246)를 포함한다.

수신기(248)는 안테나 어레이(242)에 접속되어, N개의 초기 안테나 패턴을 이용하여 M개의 소스 신호들의 N개의 상이한 합계를 수신하며, 또한, 적어도 하나의 추가 안테나 패턴을 이용하여 M개의 소스 신호들의 적어도 하나의 추가적 상이한 합계를 수신한다.

블라인드 신호 분리 프로세서(250)는, M개의 소스 신호들의 N개의 상이한 합계와 M개 소스 신호들의 적어도 하나의 추가적 상이한 합계를 포함하는 혼합 행렬(252)을 형성하기 위해 수신기(248)에 접속된다. 혼합 행렬은, 추가적 안테나 패턴을 이용하여 수신된 M개 소스 신호들의 추가적인 상이한 합계의 갯수를 N에 더한 값과 동일한 값까지의 랭크를 가진다. 프로세서(250)는 혼합 행렬로부터 원하는 신호(254)를 분리한다.

일반적으로, 혼합 행렬의 랭크를 증가시키기에 적합한 신호합을 제공하는 임 의의 안테나 어레이 수단이 편향 메커니즘과 함께 이용될 수 있다. 편향은 안테나 어레이 수단들 각각에 대하여 2개의 구분되고 혼합 행렬 사용가능한 신호 합계를 발생시킬 것이다. 따라서, 이 기술의 이용에 의해 2배 승수 효과가 있게 된다.

만일 어레이 편향이 안테나와 연관된 K개의 구분된 영역들로 세그먼트화되면, K 영역들 각각은 2개의 독립된 편향 영역과 혼합 행렬 내로의 엔트리를 제공할 수 있다. 예를 들어, 만일 안테나 어레이가 혼자서 N개 합계를 제공할 수 있고 K개의 구분된 편향 영역이 존재한다면, 혼합 행렬 내의 신호 합계들의 갯수는 2*K*N일 것이다.

예시를 위해, 안테나 패턴들이 앙각에 있어서 상방 또는 하방으로 기울어질 수 있도록 도 4에 도시된 스위칭형 빔 안테나(100')가 수정되어 있는 도 10을 참조한다. 특히, 수동 안테나 요소(104')의 각각의 상위 절반(104a')은 리액티브 부하(108')를 통해 접지면(106')에 접속된다. 수동 안테나 요소(104')의 각각의 하위 절반(104b')도 역시 리액티브 부하(108')를 통해 접지면(106')에 접속된다. 수동 안테나 요소(104') 상의 리액턴스는 수동 안테나 요소를 길게하거나 짧게하는 효과를 가진다. 유도성 부하는 수동 안테나 요소(104')의 전기적 길이를 길게하고, 용량성 부하는 짧게한다.

안테나 빔은, 상위 절반(104a')의 리액티브 부하(108')와 하위 절반(104b')의 리액티브 부하(118')의 비율에 따라 앙각에 있어서 상방 또는 하방으로 기울어진다. 그 비율을 조절함으로써, 안테나 패턴은 도 11에 예시된 바와 같이 위쪽을 가리키거나(97) 또는 아래쪽을 가리킬(99) 수 있다. 혼합된 신호를 수신하도록 안 테나 패턴의 앙각이 조절될 때 혼합 행렬 A에는 적어도 하나의 추가적 랭크가 부가된다. 어레이 편향을 이용하면, 안테나 요소들의 갯수 N을 증가시키지 않고도 혼합 행렬 A를 위해 더 많은 신호들이 수신될 수 있다.

이 특정한 구현은 리액턴스(118')에 의해 개별적으로 제어되는 2개의 구분되는 편향 영역을 가진다. 어레이의 패턴 발생 능력은 3개의 독립된 패턴이고, 따라서, 혼합 행렬을 생성하는데 사용될 수 있는 신호합의 갯수는 12(2*2*3)이다.

앙각에 있어서 안테나 빔을 어떻게 조절하는지를 더 상세히 공개하는 상기 미국 특허 출원번호 제11/065,752호를 참조한다. 어레이 편향 기술은 앞서 논의된 안테나 어레이 구현예들 중 임의의 것, 또는 접지면 상호작용에 민감한 기타 임의의 안테나 어레이에 적용될 수 있다.

앙각 제어기의 또 다른 실시예는, 도 12에 예시된 바와 같은, 안테나 요소(274)의 접지면(272)에 결합된 제어가능한 RF 초크(270)에 기초하고 있다. 안테나 요소(274)와 연관된 안테나 패턴은, 당업자라면 용이하게 알 수 있는 바와 같이, RF 초크(270)를 제어함으로써 앙각에 있어서 이동된다.

경로 선택에 기초하여 M개의 신호 소스들에 의해 제공된 소스 신호들을 분리하기 위한 통신 장치(300)가 도 13을 참조하여 논의될 것이다. 이것은, 전술된 어레이 편향에 대한 향상일뿐만 아니라 로드맵의 두번째 섹션에서 제공된 안테나 구성에 대한 또 다른 향상이기도 하다. 통신 장치(300)는, M개의 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합계를 수신하기 위한 적어도 N개의 안테나 빔들을 형성하기 위해 N개의 요소(304)를 포함하는 안테나 어레이(302)를 포함한다. 여기서 N과 M은 2보다 크다.

제어기(306)는 적어도 N개의 안테나 빔들을 선택적으로 형성하기 위해 안테나 어레이에 접속된다. 수신기 어셈블리(308)는, M개의 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합계를 수신하기 위해 안테나 어레이(302)에 접속된다. 블라인드 신호 분리 프로세서(310)는, M개의 소스 신호들의 적어도 N개까지의 상이한 합계를 포함하는 혼합 행렬(312)을 형성하기 위해 수신기 어셈블리(308)에 접속된다.

블라인드 신호 분리 프로세서(310)는 또한, M개의 소스 신호들의 상이한 합계들이 상관 또는 통계적으로 독립인지를 판정한다. 만일 그렇지 않다면, 혼합 행렬(312)에서 상관되지 않거나 통계적으로 독립이지 않은 M개 소스 신호들의 상이한 합계를 대체하기 위해 M개 소스 신호들의 새로운 상이한 합계를 수신하기 위한 상이한 빔들을 형성하기 위해 제어기(306)와 협력한다. 그 다음, 원하는 소스 신호(314)가 혼합 행렬(312)로부터 분리된다.

레이크 수신기는 다중경로 페이딩의 효과를 상쇄하도록 설계된 무선 수신기이다. 레이크 수신기는, 개개의 다중경로 성분들에 동조하기 위하여 각각이 약간 지연된 수개의 독립 수신기들을 이용함으로써 이를 달성한다. 레이크 수신기는 대다수 유형의 무선 액세스 네트워크에 의해 사용될 수 있으며, 확산 코드 타입의 변조에 대해 특히 유익한 것으로 파악되었다. 특정한 입사 신호 경로를 선택하는 그 능력은, 블라인드 신호 분리 처리에 공급되는 경로들을 변경하는 수단으로서 적합하다.

앞서 논의된 바와 같은 N개 안테나 빔들을 선택적으로 형성하는 것은, 당업 자라면 용이하게 이해하겠지만 모든 무선 액세스 네트워크들에 적용될 수 있다. CDMA 시스템의 경우, 수신기 어셈블리(308)는 N개의 레이크 수신기(316)를 포함한다. 각각의 레이크 수신기(316)는, 접속된 각각의 안테나 요소에 의해 수신된 M개의 소스 신호들의 N개의 상이한 합계들의 각각에 대하여 k개의 상이한 다중경로 성분들을 선택하기 위해 k개의 핑거를 포함한다. 이 구성에서, 블라인드 신호 분리 프로세서(310)는 혼합 행렬(312)을 형성하기 위해 N개의 레이크 수신기(316)에 접속된다. 혼합 행렬(312)은 M개 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합계의 적어도 kN개까지의 상이한 다중경로 성분들을 포함하며, 혼합 행렬은 kN까지의 랭크를 가진다.

특히, CDMA 파형들이 전파할 때, 이들은 종종 소스로부터 목적지까지의 다중경로와 마주친다. 레이크 수신기(316)는, 복수의 이들 개개의 인스턴스들을 포착하여 보다 강건한 신호 디코딩을 위해 이들을 결합한다. 원래의 신호가 각각의 경로를 따라 전파하는 동안, 그 속성은 경로의 고유 특성에 의해 수정된다. 어떤 환경에서는, 수신된 신호의 상관 및/또는 통계적 속성에 대한 수정이 충분히 커서 별개의 신호 스트림으로서 다루어질 수 있다. 각각의 수정된 스트림을 추출하고 그것을 혼합 행렬(312) 내의 고유 엔트리로서 공급하기 위해 수정된 레이크 수신기(316)가 사용될 수 있다. 랭크를 증가시키는 이러한 수단이 항상 이용가능한 것은 아니지만, 가장 필요성이 대두되는 고도의 다중경로 환경에서는 이용가능해지는 경향이 있다.

레이크 수신기(316)는 상이한 경로들을 활용할 수 있지만, 임의의 변조 기술 에 적용될 수 있는 더 일반적인 접근법은, 도 13을 참조하여 논의된 바와 같은, 빔 형성이다. 빔형성은 원하는 신호 거부 뿐만 아니라 원하는 신호 강화를 위해 사용되기 때문에 이것은 레이크 수신기(316)와는 상이하다. 그러나 차이점은, 거부된 신호가 실제로는 그 수신기에 의도된 신호의 또 다른 버전일 수 있다는 점이다. 그러나, 수신기 어셈블리(308)는, 혼합 행렬(312)을 충분한 랭크까지 구축하기 위하여, 동일한 신호의 복수개의 이들 고유의 전파 경로 버전들을 검출할 필요가 있다.

로드맵의 네번째 섹션은 혼합 행렬 A를 더 채우기 위한 신호 분할을 다룬다. 한 접근법에서, 합산 신호는 확산 코드를 이용하여 분할된다. 또 다른 접근법에서, 합산 신호는 동상(I) 및 직교위상(Q) 모듈을 이용하여 분할된다.

이제 확산 코드를 이용한 신호 분할이 도 14를 참조하여 논의될 것이다. 예시된 통신 장치(400)는, M개의 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합산을 수신하기 위한 N개의 안테나 요소(404)를 포함하는 안테나 어레이(402)를 포함한다. 코드 역확산기(406)는 M개 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합계를 디코딩하기 위해 N개의 안테나 요소(404)에 접속된다. N개의 상이한 합산들의 각각의 합산은, 그 연관된 M개 소스 신호들의 k개 상이한 합산을 제공하기 위해 k개 코드를 포함한다.

수신기 어셈블리(408)는 M개 소스 신호들의 적어도 kN개의 상이한 합계를 수신하기 위해 코드 역확산기(406)에 접속된다. 블라인드 신호 분리 프로세서(410)는, M개의 소스 신호들의 적어도 kN개의 상이한 합계를 포함하는 혼합 행렬(412)을 형성하기 위해 수신기 어셈블리(408)에 접속된다. 혼합 행렬(412)은 kN까지의 랭크를 가진다. 블라인드 신호 분리 프로세서(410)는, 혼합 행렬(412)로부터 원하는 소스 신호(414)를 분리한다.

수신된 신호의 변조에 따라, 전술된 신호 분할은, 안테나 요소들의 갯수 N을 증가시키지 않고 혼합 행렬 A의 랭크를 증가시키기 위해 사용될 수 있다. CDMA IS-95, CDMA2000 및 WCDMA는, 확산 코드가 이용되는 확산 스펙트럼 통신 시스템의 예이다. 공통된 특징은 더 넓은 주파수 대역에 걸쳐 데이터를 확산하기 위해 각각의 신호와 함께 고유한 코드가 처리된다는 것이다.

수신된 신호합(원하는 신호, 원치 않는 신호 및 미지의 노이즈 소스)과 함께 동일한 확산 코드가 처리된다. 이것은 원하는 신호가 그 원래 주파수 대역폭으로 다시 재건되도록 하는 반면, 간섭원들은 넓은 주파수 대역에 걸쳐 확산된다.

앞서 열거된 CDMA 구현들은, 실제로는 동일한 주파수 대역을 동시에 이용하는 많은 신호 스트림들을 가진다. 각각의 신호 스트림은 이상적으로는 다른 모든 스트림들에 직교하는 코드를 이용한다. 만일 이러한 조건이 디코더에서 만족되면, 이것은, 관심대상의 신호만이 역확산됨을 의미한다. 만일 역확산에 대해 합의 k번째 신호의 코드가 이용된다면, 그 결과의 수신된 신호합 x_k는 대개, 증가된 진폭 s_k항과, 변경되지 않거나 더 낮은 값의 k-1항으로 구성될 것이다.

CDMA 신호들 사이에는 종종 어느 정도의 상관이 있어서, 간섭하는 신호들이 어느 정도는, 원하는 신호들과 함께 재건된다. 이것은 종종 개개 신호들이 겪는 지연과 신호들의 다중경로 발생에 기인한다. 원치않는 신호들의 일부, 특히 CDMA 신호는 값이 증가할 것이다. 이러한 증가는 원하는 신호에 관하여 그렇게 현저하지는 않지만, 전체 노이즈 값을 증가시켜, 신호-대-잡음비를 감소시킬 것이다.

역확산된 신호 방정식의 형태와 신호들 그 자체는 블라인드 신호 분리 처리를 위한 기준을 만족한다. 사실상, 만일 역확산 코드들 중 하나가 통신 장치(400)에 의해 수신된 각각의 알려진 신호에 대해 개별적으로 적용된다면, ICA 모델 요건을 충족하는 개개의 합계가 얻어진다.

따라서, 당연히, 알려진 코드들이 선형적으로 독립된 유의값(significant value)을 가진다고 가정하면, 혼합 행렬에 대해 이용가능한 행 엔트리들은 알려진 코드들만큼 존재한다. 적당한 상황하에서 이것은 혼합 행렬이 코드들의 갯수보다 큰 값으로 증가하게 허용할 것이다. 예를 들어, N개의 안테나 요소와 M개의 코드들은 NM개의 행렬 행들을 제공할 것이다.

예시를 위해, 3개의 코드들이 알려져 있고 3개의 알려진 코드 신호들은 그들 직교성을 유지한다고 가정하자. 코드 역확산기(406)에서, 혼합 행렬 A는, 각각의 스트림이 3개의 알려진 코드에 의해 역확산된 후의 안테나 스트림으로 인해 상위 3개 행과 하위 3개 행을 가진다. 오프 대각선 0(off diagonal 0)값들은 코드들의 직교성에 기인한 것이다. 컬럼 엔트리 4, 5, 및 6은 동일한 인덱스의 미지 신호들의 일반적 경우에 대한 것이다.

컬럼 엔트리 4, 5, 및 6에 대응하는 신호들은 알려진 코드들의 다른 경로 버전이거나, 미지 코드들의 다른 셀 신호들일 수 있다. 또한, 한 신호는 가우시안이고 다른 신호는 중심 극한 정리(central limit theorem)를 따르는 어느 한 CDMA 신호 그룹이어서, 이들은 하나의 가우시안 신호, 예를 들어, 릴리스 4 채널로서 나타난다. 즉, 충분한 양의 비무작위 신호들은 가우시안 신호에 추가될 것이다. 간섭자들은 비가우시안 신호 소스이거나, 네트워크에 알려지지 않은 고작 하나의 가우시안 신호일 수 있다.

코드 역확산기(406)에서 알려진 코드들을 역확산한 후에, 블라인드 신호 분리 프로세서(410)는 랭크 6의 혼합 행렬(412)을 수신한다. 랭크 6은, 3개의 코드들이 알려져 있기 때문에 인수 3으로 곱한 2개의 안테나 요소들에 기초하여 유도된다.

블라인드 신호 분리 프로세서(410)에 6개 신호들이 적용된다. 여기서, 랭크 6을 갖는 혼합 행렬(412)이 형성된다. 블라인드 신호 분리 프로세서(410)는, 채널 x = As에 의해 수정된 수신 신호들만으로부터 분리 행렬 W를 결정한다. 도시된 예에서, 6개의 신호들이 분리가능하다.

블라인드 신호 분리 프로세서(410)는 디코딩될 신호들을 선택한다. 예를 들어, 간섭자 신호들은 누락되고, 원하는 신호들의 모든 버전들은 선택된다. 선택된 신호들은 복조를 위해 복조기 모듈에 인가된다. 복조기는, 동일한 신호의 다중경로 버전들을 결합하는 널리 알려진 등화 기술을 이용한다.

더 일반적인 경우에서, 간략성을 위해 앞서 0으로 도시된 오프 대각선 값들은 실제로는 비제로일 수 있다. 이것은 코딩된 신호들간의 상관 속성들이 완벽하지 않을 때 더 일반적인 케이스이다. 이것은 각각의 분리된 신호에 대해 추가적 노이즈를 나타낼 것이다. 그러나, 앞서 보인 바와 같이, 행렬의 랭크는 이들 신호들을 분리하기에 충분하므로, 그들의 값은 블라인드 신호 분리 처리 이후에 상당히 저감될 것이다. 이것은, 노이즈에서의 감소, 신호-대-잡음비에서의 증가, 및 Shannon의 법칙에서 알려진 바와 같이 채널 용량에서의 증가로 이어진다.

이제 도 15를 참조하면, 안테나 요소들의 갯수 N을 증가시키지 않고 혼합 행렬 A의 랭크를 증가시키기 위한 다른 접근법은, 수신된 혼합된 신호를 그 동상(I) 성분 및 직교위상(Q) 성분으로 분리하는 것이다. 가간섭성(coherent) RF 신호들의 I 및 Q 성분들은, 그 진폭은 동일하나 위상이 90도 분리된 성분들이다.

통신 장치(500)는, M개 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합계를 수신하기 위한 N개의 안테나 요소(504)를 포함하는 안테나 어레이(502)를 포함한다. 각각의 동상 및 직교위상 모듈(506)은, 수신된 M개 소스 신호들의 N개의 상이한 합계들의 각각을 동상 및 직교위상 성분 세트로 분리하기 위해 각각의 안테나 요소(504)의 하류에 있다.

수신기 어셈블리(508)는, M개 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합계들에 대해 적어도 N개의 동상 및 직교위상 성분 세트를 수신하기 위해 각각의 동상 및 직교위상 모듈(506)의 하류에 있다. 블라인드 신호 분리 프로세서(510)는, M개 소스 신호들의 적어도 2N개의 상이한 합계를 포함하는 혼합 행렬(512)을 형성하기 위해 수신기 어셈블리(508)의 하류에 있다. 각각의 동상 및 직교위상 성분 세트는 혼합 행렬(512) 내로의 2개 입력을 제공한다. 혼합 행렬(512)은 2N까지의 랭크를 가지며, 블라인드 신호 분리 프로세서(510)는 혼합 행렬(512)로부터 원하는 소스 신호(514)를 분리한다.

안테나 요소(502)로부터 하류쪽의 각각의 I 및 Q 모듈(506) 중 하나가 도 16에 도시되어 있다. 안테나 요소(502)에서 수신된 혼합된 신호는 한쌍의 믹서(520)에 의해 분할된다. I 및 Q 성분들은 일반적으로, 위상이 90도 어긋난 동일한 기준 신호가 인가되는 2개의 동기 검출기로 중간 주파수(IF) 신호를 또 다른 주파수 범위로 변환함으로써 생성된다. 이와 함께, I 및 Q 신호들은 IF 신호 내에 포함된 위상 정보를 보존함으로써, 양의 주파수를 갖는 신호와 음의 주파수를 갖는 신호가 구분될 수 있도록 해준다.

수신된 혼합된 신호를 I 및 Q 성분으로 분리함으로써, 혼합 행렬의 크기는 인수 2만큼 증가한다. I 및 Q 성분들이 상이한 데이터 스트림들과 인코딩되는 한, 임의의 안테나 요소에서 수신된 혼합된 신호는 2개의 상이한 혼합된 신호로 분할될 수 있다.

차분 인코딩의 경우, I 및 Q가 선형 요건을 만족하는지의 여부를 판정하기 위해 변조의 성격이 분석될 필요가 있다. 예를 들어, GSM의 경우, GMSK 인코딩은 적절한 필터링과 함께 사용될 때 선형인 것으로 가정될 수 있고, BPSK 인코딩인 것처럼 수신기에서 처리될 수 있다. BPSK는 블라인드 신호 분리 처리에 대한 요건을 만족하므로, 전술된 I 및 Q 프로세스가 사용될 수 있다.

혼합 행렬 A를 채우기 위해 전술된 안테나 어레이 실시예들 중 임의의 것과 함께 I 및 Q 성분들이 사용될 수 있다. I 및 Q가 사용될 때, 혼합 행렬 A는 2배수의 안테나 요소들이 사용된 것처럼 채워질 수 있다. 또 다른 예는, 8개의 독립된 혼합된 신호 합계가 발생되도록, 동등하지 않은 편파로 비상관된 2개의 안테나 요소들(인수 2)을, I 및 Q 성분들과 조합(인수 2*2*2)하여 사용하는 것이다.

이러한 메커니즘은 더 많은 신호들의 합계를 생성하는 안테나 어레이 편향 기술과 함께 사용될 수 있다. 이어서, 이들 합계들 각각은 또한, I 및 Q 성분들로 분리될 수 있다.

본 발명의 또 다른 양태는 유효 영역 커버리지를 지원하는 기복형 전송 패턴(undulating transmit pattern)에 관한 것이다. 다시 도 3을 참조하면, 본 발명의 이러한 양태는 예시된 로드맵의 전송기 처리 섹션의 블럭(92)에 대응한다. 외부 전송기들로부터의 신호들은 장치가 통신하려는 싸이트로부터의 신호들에 대해 간섭자이다. 이 문제는 대개 외부 신호들을 무작위 노이즈로서 취급함으로써 해결된다. 신호-대-잡음비가 특정한 임계치 위에 머물러 있는 한, 원하는 신호는 디코딩될 수 있다. 문제는, 통신 링크의 효율성과 전반적 시스템 용량을 최대화하기 위해 복수의 통신 경로들의 혜택을 이용하면서 이들 문제들을 다운그레이드하는 통 신 시스템을 설계하는 것이다.

본 명세서에서 용어 "기복"은, 도 17에 도시된 바와 같은, 어느 정도의 대칭성을 보일 수도 있고 보이지 않을 수도 있는, 가변 이득을 갖는 패턴 윤곽(600, 602, 604)을 말한다. 수신기(610)는 3개의 이격된 고정된 전송기들(620, 630, 640)에 의해 포위된다. 핵심은, 패턴 윤곽(600, 602, 604)은, 도 18의 패턴 윤곽(650, 652, 654)에 의해 도시된 바와 같이, 서로의 스케일 버전에서 비회전된 변경이어서는 안된다는 것이다.

외형에 있어서 유사한 윤곽들이 서로의 회전인 한, 이들 유사한 윤곽들은 사용가능하다. 도 19에 도시된 3개의 패턴 윤곽(660, 662, 664)은 그 외형에 있어서 모두 유사하며, 이들은 각각의 방향에서 상이한 이득을 갖기 때문에 모두 사용가능하다. 유사한 패턴의 사용이 설명되고, 일부 구현에서는, 패턴의 구현에 있어서 가장 용이한 방법이 될 것이지만, 패턴 세트가 유사할 필요성은 없다. 패턴 세트의 멤버들이, 통신 링크의 타단 또는 타단들로의 채널 경로로서 역할하는 신호의 전송이나 수신의 각 방향에서 이득이 상이할 것만이 요구조건의 전부이다.

일반적으로, 시각화의 용이성을 위하여 본 명세서에서는, 신호 이득 윤곽의 한 평면이 예시된다. 참조되는 기복은, 방위각, 앙각, 또는 양쪽 모두의 방향에서, 즉, 안테나를 포위하는 3차원 형상의 표면 상에서 발생할 수 있다. 각각의 차원의 방향 중 어느 것이 어느 정도로 실제로 변형되어 사용되는지는, 예상하는 혜택과 물리적 구현 한계의 함수이다.

기본적인 개념은 인프라구조 싸이트들에서 섹터화된 커버리지 패턴을 사용하 는 것이다. 이용되는 섹터들의 실제 갯수는 용량 요구도와 관련된 비용 인자들에 따라 변동한다. 예를 들어, 기지국이 3개 섹터로 분할되어, 각각의 섹터가 전송기에 의해 지원받을 수 있다.

한개 섹터로부터 임의의 큰 수의 섹터에 이르기까지 구현이 달라질 수 있다. 섹터들 자신은 방위각 또는 앙각, 또는 방위각 및 앙각 평면들에서 세분될 수 있다. 섹터화 이용의 주요 혜택은, 빔 형성 방법에 따라 링크의 타단의 장치를 추적할 필요성이 경감된다는 것이다. 따라서, 한 섹터의 커버리지 영역을 다른 섹터를 위해 남겨두는 것은 고전적인 핸드오프 상황으로 환원된다.

수신기는 전형적으로 BSS 처리에 적합한 패턴 변경을 발생한다. 대조적으로, 전송기는 적절한 BSS 디코더 환경이 적어도 부분적으로 존재하도록 하는 기술을 이용한다. 어떤 구현에서는, 이것은 수신기가 임의의 기복형 패턴을 발생할 필요가 없음을 의미할 것이다. 또 다른 구현에서는, 이것은, 기복형 패턴의 갯수가 상당히 저감됨을 의미한다.

한 실시예는, 도 20에 도시된 바와 같이, 무선 모바일 통신 장치(680)에 전송하는 인프라구조 싸이트의 한 고정된 전송 포인트(670)에 대한 것이다. 이 실시예는, 영역 내에서 다른 전송원도 역시 동작하고 있는지에 관해 알지 못하는 상황을 다룬다. 전송 패턴 윤곽(682, 684, 686)은, 도 21에 도시된 바와 같이, 수신기(680)에 알려진 타이밍 시퀀스에서 기복을 보이도록 될 수 있다.

전송 패턴에서의 변경은 전송 심볼의 경계와 일치하도록 시간조절될 수 있다. 기준선 움직임(bore sight movement) 대신에, 패턴의 윤곽이 변경되고 각각의 타임 슬롯에 대해 일정하게 유지된다. 따라서, 커버리지 영역은 현저하게 변동하지 않으며, 곤란한 전시 추적 문제(foresight tracking issue)도 없다.

수신기는 변동하는 전송 윤곽으로 인해 파면(wavefront) 전력 레벨에서의 변경을 겪을 것이다. 따라서, BSS 행렬은, 상이한 상대적 이득값에서의 다양한 신호 스트림들의 차이들로 채워질 것이다.

더 구체적으로는, 고정된 전송기(670)는 복수의 심볼을 포함하는 캐릭터 세트에 의해 정의된 소스 신호를 전송하며, 상기 캐릭터 세트 내의 심볼들 중 적어도 하나는 상이한 전력 레벨에서 전송되어, 전송된 소스 신호가 L개의 선형적으로 독립된 전력 레벨 시구간들과 함께 나타난다. 여기서, L ≥ 2이다. 캐릭터 세트 내의 각각의 심볼의 진폭은 일정할 수 있으며, 예를 들어, 심볼들 중 적어도 2개는 상이한 전력 레벨일 것이다.

기복은 섹터 내의 전력 윤곽에서의 모든 변동을 커버하지만, 간략화된 구현은 섹터의 전체 전력 레벨을 변경시킬 것이다. 따라서, 유사한 수학적 언어 감각에서, 방사된 패턴은 동일하게 머물 것이다.

특정한 기지국의 모든 섹터들이 전술된 바와 같은 전송기 기복을 적용할 수있지만, 어떤 환경에서는, 일부 서브셋만이 그렇게 하도록 하거나, 기복의 정도를 섹터들 사이에 배분하는 것이 더 나을 것이다. 예를 들어, 만일 수신기가 섹터 A로부터 강한 신호를 수신하지만, 섹터 B로부터는 약한 신호를 수신한다면, 섹터 A로부터의 강한 신호는 기복시키고, 섹터 B로부터의 약한 신호는 그 고수준 레벨로 내버려두는 것이 바람직할 것이다. 이러한 구현은 실제로, 어떤 신호가 원하는 신 호이고 어느 것이 간섭자인지와는 다소 독립적이다. 예를 들어, 간섭자가 실제로 강한 신호이지만, 그 레벨은, 어떤 다른 장치와의 통신을 위해 최소 레벨이 필요하다는 사실로 인해 현저하게 저감될 수 없다.

만일 수신된 주된 신호가 기복형 시그널링을 이용하는 하나 이상의 전송기들로부터 모두 나온 것이라면, 수신기는 단순히 각각의 패턴 변경 동안에 샘플들을 취하고, BSS 처리를 위한 행렬을 채우기 위해 그 결과의 데이터를 이용한다.

만일 기복형 시그널링을 이용하는 전송기와 이를 이용하지 않는 전송기가 혼재하여 있다면, 수신기는 이를 해명하기 위해 고전적인 신호 분리 기술을 이용할 수 있다. 예를 들어, 빔 형성 및 멀티 사용자 검출과 같은 방법들이 이용될 수 있다. 그러나, 대개는 BSS 방법이 더 견실할 것이다. 실용상, 수신기는 패턴 변형을 구현하고, BSS 행렬의 랭크를 분리될 신호들의 갯수보다 높게 증가시키기에 충분한 추가적인 패턴들을 발생할 수 있다.

예를 들어, BSS 디코더 구현의 경우, 만일 3개의 신호와 함께 3개의 전송 패턴 윤곽(682, 684, 686)이 전송기(670)에 의해 전송되고, 2개의 다른 신호들이 수신중에 있다면, 수신기(680)는, 간섭원들을 서로에 대하여 분리하기 위해 적어도 2개의 윤곽을 발생할 필요성이 있을 것이다. 만일 전송기(670)가 그 자신의 세트를 발생시키지 않는다면 이것은 필요한 윤곽의 갯수보다 3개 작은 것이어서, 수신기(680) 상에서의 구현 부담은 항상 저감된다.

만일 전송기(670)가 신호 경로를 따라 단일 스트림을 전송하고 있다면, 패턴 윤곽 세트는 회전되거나 상이할 필요가 없다. 이것은 수신기(680)에서 검출된 신 호는 다른 모든 수신된 신호에 상대적으로 변하고 있기 때문이다. 따라서, 전송기(670)는 윤곽의 형상을 바꿀 필요보다는 전체 패턴에 대한 단순 전력 변경을 이용할 것이다. 만일 수신기(680)에서 단 하나의 다른 스트림이 합산된다면, BSS 처리는, 진폭에 있어서 하나가 일정하더라도 이들을 분리할 수 있을 것이다. 이것은 전력 디더링 소스(power dithering source)가 그 동작에 대해 필요한 변경을 제공하기 때문이다. 만일 하나 보다 많은 다른 스트림이 수신된다면, 수신기(680)가 다른 분리 수단을 이용하거나 그 자신의 기복형 패턴 발생 능력을 갖고 있지 않는한, 이들은 BSS 처리에 대해 하나의 집단화된 간섭자로서 나타난다. 이 시나리오는 가끔 발생하지만, 항상 실용적이거나 가장 신뢰성있는 것은 아니다.

수신 모드의 패턴 전송기가 사용될 수도 있다. 복수 패턴 윤곽의 BSS 처리는 신호 분리에 대한 훌륭한 방법이기 때문에, 전송 패턴을 분리하는데 사용되는 동일한 기술이 역시 복수 수신기 값들을 발생시키는데 사용될 수 있다. 따라서, 전송이 이미 지원될 때 BSS 수신에 대한 유일한 비용 인자는 BSS 처리 오버헤드이다.

전송기(670)로의 사용자 장비 수신기(680) 피드백(690)이 역시 이용될 수 있다. 엄격하게 필요한 것은 아니지만, 사용자 장비 수신기(680)로부터의 피드백 정보는 링크의 전반적 동작을 개선시키는데 이용될 수 있다. 예를 들어, 수신기(680)는 패턴 윤곽에서의 각각의 변경이 어느 정도까지 유용한 데이터를 제공하는지를 판정할 수 있다. 이 정보는 전송기(670)에 피드백된다. 그 다음, 전송기(670)는 링크를 개선시키고, 더 적은 전력을 이용하거나, 다른 통신 링크들에 더 적은 간섭을 유발하도록 그 동작을 조절할 수 있다. 이러한 조절들 중 일부로서, 각각의 패턴 중 어느 것이 어떤 시퀀스로 사용되는지, 및 심볼 전송 동안에 얼마나 많은 변경이 이루어지는지(즉, M에서 N 윤곽으로의 변경)가 해당된다. 심볼 마다의 윤곽 변경에서의 조절은 최상의 성능을 위해 수신기에 전송될 필요가 있을 것이다.

당업자라면 용이하게 이해하겠지만, 전송기(670)에 의해 전송된 소스 신호는 복수의 심볼을 포함하는 캐릭터 세트에 의해 정의되며, 캐릭터 세트 내의 심볼들 중 적어도 하나는 상이한 전력 레벨에서 전송되어, 전송된 소스 신호는 L개의 선형적으로 독립된 전력 레벨 시구간과 함께 나타난다. 여기서, L ≥ 2이다.

심볼마다의 변경은 일부 응용에서는 실용적이겠지만, 심볼 또는 복수 심볼 기반으로 변경을 행하는 것이 종종 더 견실할 것이다. 이것은, 심볼 동안의 전력 레벨 변경은 심볼 그 자체에서 허용불가능한 변경을 가질 수 있기 때문이다. 신호 분리 메트릭은 통상 다수의 심볼들로부터 유도되기 때문에, 이것은 수신기 처리 관점에서는 허용가능한 구현이다.

또 다른 실시예는 전술된 접근법을 이용하는 것으로 알려진 복수 전송 포인트를 포함한다. 각각의 전송기는 상이한 전송 전력 레벨이 가능하다. 예로서, 전송기 L₁ 및 전송기 L₂는 L=3 전력 레벨이 가능하다. 전력 레벨들은, 모든 가능한 상대적 전력 레벨 조합이 혼합 행렬로의 입력으로서 고유하도록 하는 것이다. 따라서, 선형적으로 독립된 합계의 최대 갯수는 L₁ * L₂ = 3*3 = 9이다. 이것은 고유 한 상대적 전력 레벨 = L₁ *...*L_J의 최대 갯수로서의 J개 전송기까지 확장된다.

수신기가 관심갖는 것보다 합계에서의 사실상 더 많은 소스가 존재하는 경우 혼합 행렬의 랭크는 분리될 소스들의 갯수를 초과할 수 있다. 만일 이러한 경우가 아니라면, 행렬은 퇴행성(degenerative)이고, 랭크는 실제 소스들의 갯수로 축약될 것이다.

복수 전송기 싸이트 구현을 위한 수신기 동작은 기본적으로 단일 싸이트에 대한 경우와 동일하다. 차이점은, 각각의 전송기에 의해 발생되는 패턴들이 BSS 처리에 대해 수신기에서 카운트될 수 있다는 것이다.

그러나 더 견실한 동작은, 조율된 전송 파라미터들의 성격에 관하여 네트워크로부터 정보를 수신함으로써 얻어질 수 있다. 예를 들어, 요구되는 패턴들의 갯수를 지시하는 행렬의 랭크는 조절될 수 있다. 따라서, 이용가능한 경우, 수신기들의 패턴 발생은 이 정보에 따라 조절된다. 범네트워크 무선 자원 관리는 범네트워크 패턴 사용, 방위, 전력 레벨 및 타이밍을 확립하기 위해 사용자 장비에 피드백되는 정보를 이용할 수 있다.

혼합 행렬을 구축하기 위한 전술된 모든 방법들이 이 구현의 일부로서 이용될 수 있다.

본 발명의 또 다른 양태는 복수의 동시 전송기들을 지원하기 위한 기복형 전송 패턴에 관한 것이다. 도 3을 다시 참조하면, 본 발명의 이 양태는 예시된 로드맵의 전송기 처리 섹션의 블럭(90)에 대응한다. 통신 용량은 RF 무선 네트워크에 서의 진행중인 문제이다. 이 문제는 기본적으로 RF 주파수 대역이 제한된 자원이라는 것에 기인한다. 용량을 최대화하기 위해 이들 제한된 할당을 활용하는데 이용되는 다양한 기술들이 있으나, 혼잡 영역에서의 요구는 종종 가용 용량을 초과한다.

이제 도 22를 참조하면, 고정된 액세스 포인트(740)에 전송하는 복수의 모바일 무선 통신 장치(710, 720, 730)는 그들의 RF 패턴을 변조한다. 따라서 의도한 액세스 포인트(740) 및 의도하지 않은 액세스 포인트들은 전송된 신호의 상이한 전력 레벨 버전을 수신할 것이다. 이것은, 의도한 액세스 포인트(740)가 신호 분리 기술에 대한 혼합 행렬을 채우는데 필요한 정보를 제공한다.

여전히 도 22를 참조하면, 동시에 전송하는 적어도 J(J ≥1)개의 모바일 무선 통신 장치(710, 720, 730)가 있다. 각각의 모바일 무선 통신 장치는 복수의 심볼들을 포함하는 각각의 캐릭터 세트에 의해 정의된 소스 신호를 전송한다. 각각의 캐릭터 세트 내의 심볼들 중 적어도 하나는 상이한 전력 레벨에서 전송되어, J개의 모바일 무선 통신 장치들로부터 전송된 소스 신호들은 적어도 L₁ 내지 L_j의 선형적으로 독립된 전력 레벨 시구간과 함께 나타난다. 여기서, L_j ≥ 1이고, 적어도 하나의 L_j > 1이다.

고정된 통신 장치일 수 있는 의도한 액세스 포인트(740)는 M(M ≥2)개의 신호 소스들에 의해 제공된 소스 신호들을 분리한다. J개의 모바일 무선 통신 장치들(710, 720, 730)은 (L₁*...*L_j)까지의 선형적으로 독립된 전력 레벨 시구간을 포 함하는 M개의 소스 신호들 중 J개를 제공한다.

전술된 바와 같이, (L₁*...*L_j)개의 선형적으로 독립된 전력 레벨 시구간은, J개의 모바일 통신 장치들(710, 720, 730)에 대해 전력 레벨들이 상이할 때 발생한다. 고유한 상대적 전력 레벨들의 최대 갯수는 (L₁ *...*L_J)이다. 따라서, 수신기가 관심갖는 것보다 합계에서 사실상 더 많은 소스들이 존재하는 경우 혼합 행렬의 랭크는 분리될 소스들의 갯수를 초과할 수 있다. 만일 이러한 경우가 아니라면, 행렬은 퇴행성이고, 랭크는 실제 소스들의 갯수로 축약될 것이다.

변조는 전송된 전력을 변경하는 것과 같이 단순한 것일 수 있다. 이것은 패턴의 윤곽과는 독립적일 수 있고, 따라서, 전방향성의, 섹터화된, 또는 심지어 빔 형성된 패턴들이 이용될 수 있다. 전송 빔의 기준선을 변경하는 것과 같은 다른 기술도 역시 사용될 수 있다.

특별히 효과적인 접근법은 전송기가 전술된 정렬된 타임 슬롯들을 이용하도록 하는 것이다. 타이밍은 장치들 내의 내부 클럭을 이용하거나, 의도한 액세스 포인트(740)에 의해 전술된 공통 시간 마크에 동기화함으로써 설정될 수 있다. 만일 신호가 수신기에 도달한 때에 관하여 오정렬이 있다면, 신호들을 분리하기 위한 BSS 처리 능력에 있어서 저하가 있는 것이다. 정렬은, 장치들까지의 거리를 판정하거나 시간 지연을 측정함으로써 조절될 수 있다. 그 다음, 액세스하는 장치에 의해 타이밍 선행(timing advance) 또는 지연(retardation) 기술이 이용될 수 있다.

신호 수신된 이득 변경들이, 이들을 타겟으로 간주하고 다른 경우는 간섭자로서 간주하는 BSS 처리 장착된 액세스 포인트에 의해 사용된다고 가정하면, 정렬할 적절한 수신기가 변할 수 있다. 만일 전반적 네트워크 조율이 없다면, 의도한 수신기는 정렬될 것이다. 만일 전반적 네트워크 조율이 있다면, 측정치는, 최상의 접근법은, 의도한 수신기에서의 분리를 위한 충분한 정렬을 여전히 제공하는 한편 신호를 간섭자로서 제거되기 더 쉽게 만드는 것임을 보일 수 있다.

RF 전력 레벨 변조 기술을 이용하지 않는 다른 신호 소스들이 있다면, 고전적인 신호 거부 기술들이 사용될 수 있다. 대안으로서, 수신기는 BSS 적합 행렬의 랭크를 증가시키는 패턴이나 기타의 수단을 이용할 수 있다. 후자의 수단이 이용되더라도, 유도된 행렬 정보의 등급은 액세스 포인트 수신기에서의 구현에 대한 오버헤드를 상당히 저감시킬 것이다.

의도한 액세스 포인트(740)에서 혼합 행렬을 구축하기 위한 전술된 모든 방법들은 이 구현의 일부로서 사용될 수 있다.

본 발명의 또 다른 양태는, CDMA 신호 분리를 보조하는 BSS 처리 및 패턴 기복에 관한 것이다. 전송기 처리에서의 이러한 강화는 도 3에 도시된 로드맵의 블럭(90 및 92) 양자 모두에 적용가능하다. 코드 분할 다중 액세스 시스템(예를 들어, CDMA IS-95, CDMA2000, WCDMA)은 동일하게 할당된 RF 스펙트럼을 복수의 사용자들 사이에서 공유한다. 이것은, 각각의 칩(즉, 사용의 시구간) 발생시에서 다양한 전송 신호들을 선택하기 위해 의사 난수 코드들을 이용함으로써 이루어진다. 이상적인 상황에서 각각의 링크에 의해 사용되는 코드는 다른 모든 코드들에 직교 하며, 이것은 동일한 주파수를 이용하는 복수의 링크들을 용이하게 해준다. 그 다음, 이들 개개의 신호들은, 수신 신호에서 직교성이 유지된다는 가정하에 개개의 링크에 할당된 직교 코드를 앎으로써 수신기에서 복구된다.

전송기에 의해 전송되는 신호는 심볼들에 의해 정의된 확산 스펙트럼 소스 신호이다. 여기서, 각각의 심볼은 확산 코드에 기초한 복수의 칩들을 포함한다. 각각의 심볼 내의 칩들의 일부는 상이한 전력 레벨에서 전송되어 전송된 소스 신호는 L(L ≥ 2)개의 선형적으로 독립된 전력 레벨 시구간과 함께 나타난다. 모바일 무선 통신 장치는 M(M ≥ 2)개의 신호 소스들에 의해 제공된 소스 신호들을 분리하는데 이용되며, 전송기는, 전술된 바와 같이, L개의 선형적으로 독립된 전력 레벨 시구간을 M개의 소스 신호들 중 하나에 제공한다.

신호 분리 프로세서에 의해 형성된 혼합 행렬은, M개의 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합계를 포함하는 혼합 행렬을 형성한다. 혼합 행렬은 적어도 L*N까지의 랭크를 가진다. 각각의 심볼 내에서 상이한 전력 레벨로 전송되는 칩들의 부분들의 갯수는 혼합 행렬의 랭크와 동일할 수 있다. 각각의 심볼 내의 상이한 전력 레벨에서 전송되는 칩들의 각 부분은 한 세트의 연속된 칩들을 포함할 수 있다.

그러나, 이상적인 상황은 3가지 시나리오에서 깨진다. 그 하나는, 수신기에 의해 수신된 개개의 레이(ray)에 대한 상이한 경로 지연에 기인하여, 직교성이 소실되거나 감소되는 때이다. 두번째는, 사용자 장비가 인접한 2개의 셀 또는 섹터들 사이의 소프트 핸드오프 영역 내에 있는 때이다. 세번째는, 타임 슬롯화된 링 크들이 FDD HSDPA 및 CDMA2000 1xEV-DV에서와 같이 다른 사용자 데이터 채널들과 자원을 공유하는 때이다. 이들 상황 동안에, 종종 코드들의 직교성이 불충분하게 되고 감소된다. 그 결과, 데이터 레이트가 대단히 저감되거나, 링크가 끊어질 수도 있다.

신호들을 효과적으로 분리하기 위한 BSS 알고리즘의 경우,

수신 신호는 분명히 각각의 개개 신호와 연관된 비교적 상이한 가중치 인자로 안테나에서 수신되는 신호들의 집합체이다. 이것은 전송기, 수신기, 또는 양쪽 모두의 위치에서 이루어질 수 있다. 가중치 인자가 전송단에서 변경되든지 또는 수신단에서 변경되든지, 이들은 칩 또는 한 세트의 칩마다 변경될 수 있다. 기본 요건은, 집합된 신호는 적어도 분리될 신호수만큼의 횟수로 심볼마다 조절되어야 한다는 것이다.

도 23은 주파수에서 심볼이 12회 변동되는 경우(12 칩)를 도시한다. 변동되는 파라미터는 4개 칩에 대해 일정하게 유지된다. 심볼당 3 변동은, 집합적 수신 신호로부터 3개의 구분되는 신호가 분리될 수 있다는 것을 암시한다.

만일 전송기가 신호 경로를 따라 단일 스트림을 전송하고 있다면, 패턴 윤곽 세트는 회전성이거나 상이할 필요가 없다. 이것은 수신기에서의 검출시 신호는, 다른 모든 수신 신호들에 상대적으로 변하고 있기 때문이다. 따라서, 전송기는 윤곽의 형상을 변경할 필요성보다는 전체 패턴에 대한 단순 전력 변경을 이용할 수 있다. 만일 수신기에서 단 하나의 다른 스트림이 합산되고 있다면, BSS 처리는, 진폭에 있어서 하나가 일정하더라도 이들을 분리할 수 있을 것이다. 이것은 전력 디더링 소스가 그 동작에 대해 필요한 변경을 제공하기 때문이다. 만일 하나 보다 많은 다른 스트림이 수신된다면, 이들은, 수신기(680)가 다른 분리 수단을 이용하거나 그 자신의 기복형 패턴 발생 능력을 갖고 있지 않는 한, BSS 프로세서에 대해 하나의 집단화된 간섭자로서 나타난다.

엄격하게 필요한 것은 아니지만, 사용자 장비 수신기로부터의 피드백 정보는 링크의 전반적 동작을 개선시키는데 이용될 수 있다. 예를 들어, 수신기는 패턴 윤곽에서의 각각의 변경이 어느 정도까지 유용한 데이터를 제공하는지를 판정할 수 있다. 이 정보는 전송기에 피드백된다. 그 다음, 전송기는 링크를 개선시키고, 더 적은 전력을 이용하거나, 다른 통신 링크들에 더 적은 간섭을 유발하도록 그 동작을 조절할 수 있다. 전력 프로파일을 변경하는 많은 방법들이 있지만, 이러한 조절들 중 일부로서, 각각의 패턴 중 어느 것이 어떤 시퀀스로 사용되는지, 심볼 전송 동안에 얼마나 많은 변경이 이루어지는지, 및 개개의 링크에 전력을 어떻게 변조 또는 디더링할 것인지가 해당된다. 심볼마다의 윤곽 변경에서의 조절은, 최상의 성능을 위해 수신기에 전송될 필요가 있을 것이다.

실용적인 전력 증폭기들은 그들의 선형 동작 범위에서 최상으로 활용된다. 큰 피크-대-평균 전력 비율에서, 선형 동작을 위한 동작 범위가 감소되어, PA에 대한 선형 동적 제어 범위가 저감되고, 그에 따라 전송기와 수신기 사이의 동작 거리가 저감된다. 이용되고 있는 전송 파라미터가 전력인 경우, 이러한 사안은 몇가지 접근법에 의해 경감될 수 있다.

이들 접근법들로서, 하나보다 많은 싱크(sink)가 동일한 증폭기에 의해 전력공급받고 있을 때, 모든 신호들의 전력의 합이 일정하게 유지되는 식으로 BSS 처리 변경이 동기화될 수 있다는 것이 포함된다. 즉, 일부 전송의 증가는 다른 전송의 감소에 의해 상쇄된다. 만일 전력이 칩 레이트에 근접한 값에서 변조된다면, 종종 과도 전력은, 사소한 리플의 유도를 동반한 채 스토리지 요소들을 디커플링함으로써 흡수될 수 있다. 과도 전력은 소산성 부하(dissipation load)로 전향될 수 있다.

위상배열 어레이 안테나의 지연 및 전력 레벨의 조절; 스위칭가능한 부하를 갖는 기생 안테나 요소; 편파에서의 변경; 패턴의 편향을 유발하는 전력 평면 로딩에서의 변경; 요소들 또는 반사기들의 기계적 움직임; 및 이들의 임의의 조합을 포함한, 전송 및 수신 안테나 모두를 위한 다수의 수단에 의해 2 또는 3차원의 패턴이 생성될 수 있다.

혼합 행렬을 구축하기 위한 전술된 모든 방법들이 이 구현의 일부로서 사용될 수 있다.

전술된 상세한 설명 및 연관된 도면에서 제시된 본 명세서의 교시의 혜택을 입는 당업자에게는, 본 발명의 많은 수정 및 기타의 구현예들이 명백할 것이다. 따라서, 본 발명은 공개된 특정한 실시예들만으로 제한되는 것은 아니며, 그러한 수정 및 구현예들은 첨부된 특허청구범위 내에 포함되도록 의도되었음을 이해하여야 한다.

Claims

통신 시스템에 있어서,

동시에 전송하는 적어도 J(J ≥ 2)개의 모바일 무선 통신 장치로서, 각각의 모바일 무선 통신 장치는 복수의 심볼을 포함하는 각각의 캐릭터 세트에 의해 정의된 소스 신호를 전송하고, 상기 각각의 캐릭터 세트 내의 심볼들 중 적어도 하나는 상이한 전력 레벨에서 전송되어, 상기 적어도 J개의 모바일 무선 통신 장치로부터 전송된 소스 신호들은 적어도 L₁ 내지 L_J의 선형적으로 독립된 전력 레벨 시구간들을 가지고 나타나며, L_j ≥ 1이고, 적어도 하나의 L_j > 1 인 것인, 상기 적어도 J개의 모바일 무선 통신 장치와;

M개의 신호 소스들에 의해 제공된 소스 신호들을 분리하기 위한 고정된 통신 장치로서, M ≥ 2이고, 상기 J개의 모바일 무선 통신 장치는 (L₁*...*L_j)까지의 선형적으로 독립된 전력 레벨 시구간을 포함하는 M개 소스 신호들 중 J개를 제공하는 것인, 상기 고정된 통신 장치를 포함하고,

상기 고정된 통신 장치는,

M개의 소스 신호들의 적어도 N(N ≥ 1)개의 상이한 합계를 수신하기 위한 N개의 안테나 요소를 포함하는 안테나 어레이와;

상기 안테나 어레이에 결합되어, 상기 M개의 소스 신호들의 상기 적어도 N개의 상이한 합계를 수신하기 위한 수신기와;

상기 수신기에 결합되어, 상기 M개 소스 신호들의 상기 적어도 N개의 상이한 합계를 포함하는 혼합 행렬을 형성하고, 상기 혼합 행렬로부터 원하는 소스 신호들을 분리하기 위한 신호 분리 프로세서로서, 상기 혼합 행렬은 적어도 (L₁*...*L_j)*N까지의 랭크(rank)를 갖는 것인, 상기 신호 분리 프로세서

를 포함하는 것인, 통신 시스템.
제1항에 있어서, 상기 적어도 J개의 모바일 무선 통신 장치들은, 상기 소스 신호들을 전송하기 위해 시간 정렬된 슬롯들을 이용하는 것인, 통신 시스템.
제2항에 있어서, 상기 적어도 J개의 모바일 무선 통신 장치들 각각은, 그들 자신의 타이밍을 상기 시간 정렬된 슬롯들에 대응하도록 설정하기 위한 내부 클럭을 포함하는 것인, 통신 시스템.
제2항에 있어서, 상기 고정된 통신 장치는, 상기 적어도 J개의 모바일 무선 통신 장치가 그들 자신의 타이밍을 상기 시간 정렬된 슬롯들에 대응하게 설정할 수 있도록 동기화 신호를 전송하기 위한 전송기를 포함하는 것인, 통신 시스템.
제1항에 있어서, 각각의 모바일 무선 통신 장치에 대하여, 상기 캐릭터 세트 내의 각각의 심볼의 진폭은 일정하고, 상기 심볼들 중 적어도 2개는 상이한 전력 레벨인 것인, 통신 시스템.
제1항에 있어서, 상기 고정된 통신 장치는, 상기 통신 시스템이 셀룰러 네트워크로서 구성되도록 기지국의 일부인 것인, 통신 시스템.
제1항에 있어서, 각각의 모바일 무선 통신 장치는 수신기를 포함하고, 상기 고정된 통신 장치는, 상이한 전력 레벨에서 상기 각각의 캐릭터 세트 내의 적어도 하나의 심볼의 전송시에 상기 수신기들을 통해 각각의 모바일 무선 통신 장치로의 피드백을 제공하기 위한 고정된 전송기를 더 포함하는 것인, 통신 시스템.
제7항에 있어서, 상기 피드백은, 전력 레벨의 조정, 및 상이한 전력 레벨에서 전송되고 있는 캐릭터 세트 내의 심볼들의 시퀀스 중 적어도 하나를 포함하는 것인, 통신 시스템.
제1항에 있어서, 상기 N개의 안테나 요소들은 N개의 상관된 안테나 요소들을 포함하는 것인, 통신 시스템.
제9항에 있어서, 상기 N개의 상관된 안테나 요소들은 상기 안테나 어레이가 위상배열 어레이를 형성하도록 N개의 능동 안테나 요소들을 포함하는 것인, 통신 시스템.
제9항에 있어서, 상기 N개의 상관된 안테나 요소들은, 상기 안테나 어레이가 입사 신호들의 독립된 합계를 형성하도록 적어도 하나의 능동 안테나 요소와, N-1개까지의 수동 안테나 요소들을 포함하는 것인, 통신 시스템.
제1항에 있어서, 상기 N개의 안테나 요소들 중 적어도 2개는 상관되고, 상기 M개의 소스 신호들의 N개의 상이한 합계들 중 적어도 2개를 수신하기 위해 상이한 편파(polarizations)를 갖는 것인, 통신 시스템.
제1항에 있어서, 상기 고정된 통신 장치는, 각각의 안테나 요소와 상기 수신기 사이에 결합되어, 수신된 상기 M개의 소스 신호들의 N개의 상이한 합계들 중 각각을 동상 및 직교위상 성분 세트로 분리하기 위한 각각의 동상 및 직교위상 모듈을 더 포함하고,

상기 수신기는 상기 M개의 소스 신호들의 상기 적어도 N개의 상이한 합계에 대하여 상기 적어도 N개의 동상 및 직교위상 성분 세트를 수신하며;

상기 신호 분리 프로세서는 상기 M개의 소스 신호들의 적어도 2*L*N개의 상이한 합계들을 포함하는 혼합 행렬을 형성하며, 각각의 동상 및 직교위상 성분 세트는 L개의 선형적으로 독립된 전력 레벨 시구간들 각각에 대하여 상기 혼합 행렬 내에 2개 입력을 제공하며, 상기 혼합 행렬은 적어도 2*L*N까지의 랭크를 갖는 것인, 통신 시스템.
제1항에 있어서, 상기 무선 통신 장치는, 상기 N개의 안테나 요소와 상기 수신기 사이에 결합되어 상기 M개의 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합계를 디코딩하기 위한 코드 역확산기를 더 포함하고, 상기 N개의 상이한 합계들 각각은 상기 M개의 소스 신호들의 k개의 상이한 합계들에 그 연관된 L개의 선형적으로 독립된 전력 레벨 시구간들을 제공하며;

상기 수신기는 상기 M개의 소스 신호들의 적어도 k*L*N개의 상이한 합계를 수신하고;

상기 신호 분리 프로세서는 상기 M개의 소스 신호들의 상기 적어도 k*L*N개의 상이한 합계들을 포함하는 혼합 행렬을 형성하며, 상기 혼합 행렬은 적어도 k*L*N까지의 랭크를 갖는 것인, 통신 시스템.
제1항에 있어서, 상기 안테나 어레이는 N개의 초기 안테나 패턴을 발생시키며, 상기 안테나 어레이는, 상기 M개의 소스 신호들의 적어도 하나의 추가적 상이한 합계가 수신되도록 적어도 하나의 추가적 안테나 패턴을 발생시키기 위해 상기 N개의 초기 안테나 패턴들 중 적어도 하나의 앙각을 선택적으로 변경하기 위한 앙각 제어기를 포함하며,

상기 수신기는 상기 N개의 초기 안테나 패턴을 이용하여 상기 M개 소스 신호들의 N개의 상이한 합계를 수신하고, 상기 적어도 하나의 추가적 안테나 패턴을 이용하여 상기 M개 소스 신호들의 적어도 하나의 추가적 상이한 합계를 수신하며;

상기 신호 분리 프로세서는, L개의 선형적으로 독립된 전력 레벨 시구간들의 각각에 대해, 상기 M개 소스 신호들의 N개 상이한 합계와 상기 M개 소스 신호들의 적어도 하나의 추가적 상이한 합계를 포함하는 혼합 행렬을 형성하며, 상기 혼합 행렬은, 상기 추가적 안테나 패턴을 이용한 상기 L개의 선형적으로 독립된 전력 레벨 시구간에 상기 M개의 소스 신호들의 추가적 상이한 합계의 갯수를 곱한 값을 L*N에 더한 값까지의 랭크를 갖는 것인, 통신 시스템.
제1항에 있어서, 상기 신호 분리 프로세서는, 블라인드 신호 분리 프로세서를 포함하고, 주성분 분석(PCA; Principal Component Analysis), 독립 성분 분석(ICA; Independent Component Analysis), 및 특이값 분해(SVD; Singular Value Decomposition) 중 적어도 하나에 기초하여 상기 혼합 행렬로부터 원하는 소스 신호를 분리하는 것인, 통신 시스템.
제1항에 있어서, 상기 신호 분리 프로세서는, 지식 기반의 처리 신호 추출 프로세스에 기초하여 상기 혼합 행렬로부터 원하는 소스 신호를 분리하는 것인, 통신 시스템.
제1항에 있어서, 상기 신호 분리 프로세서는, 지식 기반의 신호 추출 프로세스와 블라인드 신호 분리 프로세스의 조합에 기초하여 상기 혼합 행렬로부터 원하는 소스 신호를 분리하는 것인, 통신 시스템.
통신 시스템을 동작시키기 위한 방법에 있어서,

적어도 J(J ≥ 2)개의 모바일 무선 통신 장치로부터의 적어도 J개의 소스 신호들을 동시에 전송하고, 여기서, 각각의 모바일 무선 통신 장치는 복수의 심볼을 포함하는 각각의 캐릭터 세트에 의해 정의된 소스 신호를 전송하고, 상기 각각의 캐릭터 세트 내의 심볼들 중 적어도 하나는 상이한 전력 레벨에서 전송되어, 상기 적어도 J개의 모바일 무선 통신 장치로부터 전송된 소스 신호들은 적어도 L₁ 내지 L_J의 선형적으로 독립된 전력 레벨 시구간들을 가지고 나타나며, L_j ≥ 1이고, 적어도 하나의 L_j > 1 임;

M개의 신호 소스들에 의해 제공된 소스 신호들을 고정된 통신 장치에서 분리하는 것 ―여기서 M ≥ 2이고, 상기 J개의 모바일 무선 통신 장치는 (L₁*...*L_j)까지의 선형적으로 독립된 전력 레벨 시구간을 포함하는 M개 소스 신호들 중 J개를 제공함― 을 포함하고,

상기 분리하는 것은,

M개의 소스 신호들의 적어도 N(N ≥ 1)개의 상이한 합계를 안테나 어레이에서 수신하고;

상기 M개의 소스 신호들의 상기 적어도 N개의 상이한 합계를 상기 안테나 어레이에 결합된 수신기에 제공하며;

상기 M개 소스 신호들의 상기 적어도 N개의 상이한 합계를 포함하는 혼합 행 렬―상기 혼합 행렬은, 적어도 (L₁*...*L_j)*N까지의 랭크를 가지며, 상기 혼합 행렬로부터 원하는 소스 신호를 분리하기 위해 신호 분리 프로세서를 이용함―을 형성하는 것

을 포함하는 것인, 통신 시스템 동작 방법.
제19항에 있어서, 상기 적어도 J개의 모바일 무선 통신 장치들은, 상기 소스 신호들을 전송하기 위해 시간 정렬된 슬롯들을 이용하는 것인, 통신 시스템 동작 방법.
제20항에 있어서, 상기 적어도 J개의 모바일 무선 통신 장치들 각각은, 그들 자신의 타이밍을 상기 시간 정렬된 슬롯들에 대응하도록 설정하기 위한 내부 클럭을 포함하는 것인, 통신 시스템 동작 방법.
제20항에 있어서, 상기 고정된 통신 장치는, 상기 적어도 J개의 모바일 무선 통신 장치가 그들 자신의 타이밍을 상기 시간 정렬된 슬롯들에 대응하게 설정할 수 있도록 동기화 신호를 전송하기 위한 전송기를 포함하는 것인, 통신 시스템 동작 방법.
제19항에 있어서, 각각의 모바일 무선 통신 장치에 대하여, 상기 캐릭터 세 트 내의 각각의 심볼의 진폭은 일정하고, 상기 심볼들 중 적어도 2개는 상이한 전력 레벨인 것인, 통신 시스템 동작 방법.
제19항에 있어서, 상기 고정된 통신 장치는, 상기 통신 시스템이 셀룰러 네트워크로서 구성되도록 기지국의 일부인 것인, 통신 시스템 동작 방법.
제19항에 있어서, 각각의 모바일 무선 통신 장치는 수신기를 포함하고, 상기 고정된 통신 장치는, 상이한 전력 레벨에서 상기 각각의 캐릭터 세트 내의 적어도 하나의 심볼의 전송시에 상기 수신기들을 통해 각각의 모바일 무선 통신 장치로의 피드백을 제공하기 위한 고정된 전송기를 더 포함하는 것인, 통신 시스템 동작 방법.
제25항에 있어서, 상기 피드백은, 전력 레벨의 조정, 및 상이한 전력 레벨에서 전송되고 있는 캐릭터 세트 내의 심볼들의 시퀀스 중 적어도 하나를 포함하는 것인, 통신 시스템 동작 방법.
제19항에 있어서, 상기 N개의 안테나 요소들은 N개의 상관된 안테나 요소들을 포함하는 것인, 통신 시스템 동작 방법.
제27항에 있어서, 상기 N개의 상관된 안테나 요소들은 상기 안테나 어레이가 위상배열 어레이를 형성하도록 N개의 능동 안테나 요소들을 포함하는 것인, 통신 시스템 동작 방법.
제27항에 있어서, 상기 N개의 상관된 안테나 요소들은, 상기 안테나 어레이가 입사 신호들의 독립된 합계를 형성하도록 적어도 하나의 능동 안테나 요소와, N-1개까지의 수동 안테나 요소들을 포함하는 것인, 통신 시스템 동작 방법.
제19항에 있어서, 상기 N개의 안테나 요소들 중 적어도 2개는 상관되고, 상기 M개의 소스 신호들의 N개의 상이한 합계들 중 적어도 2개를 수신하기 위해 상이한 편파를 갖는 것인, 통신 시스템 동작 방법.
제19항에 있어서, 상기 고정된 통신 장치는, 각각의 안테나 요소와 상기 수신기 사이에 결합되어, 수신된 상기 M개의 소스 신호들의 N개의 상이한 합계들 중 각각을 동상 및 직교위상 성분 세트로 분리하기 위한 각각의 동상 및 직교위상 모듈을 더 포함하고,

상기 수신기는 상기 M개의 소스 신호들의 상기 적어도 N개의 상이한 합계에 대하여 상기 적어도 N개의 동상 및 직교위상 성분 세트를 수신하며;

상기 신호 분리 프로세서는 상기 M개의 소스 신호들의 적어도 2*L*N개의 상이한 합계들을 포함하는 혼합 행렬을 형성하며, 각각의 동상 및 직교위상 성분 세트는 L개의 선형적으로 독립된 전력 레벨 시구간들 각각에 대하여 상기 혼합 행렬 내에 2개 입력을 제공하며, 상기 혼합 행렬은 적어도 2*L*N까지의 랭크를 갖는 것인, 통신 시스템 동작 방법.
제19항에 있어서, 상기 무선 통신 장치는, 상기 N개의 안테나 요소와 상기 수신기 사이에 결합되어 상기 M개의 소스 신호들의 적어도 N개의 상이한 합계를 디코딩하기 위한 코드 역확산기를 더 포함하고, 상기 N개의 상이한 합계들 각각은 상기 M개의 소스 신호들의 k개의 상이한 합계들에 그 연관된 L개의 선형적으로 독립된 전력 레벨 시구간들을 제공하며;

상기 수신기는 상기 M개의 소스 신호들의 적어도 k*L*N개의 상이한 합계를 수신하고;

상기 신호 분리 프로세서는 상기 M개의 소스 신호들의 적어도 k*L*N개의 상이한 합계들을 포함하는 혼합 행렬을 형성하며, 상기 혼합 행렬은 적어도 k*L*N까지의 랭크를 갖는 것인, 통신 시스템 동작 방법.
제19항에 있어서, 상기 안테나 어레이는 N개의 초기 안테나 패턴을 발생시키며, 상기 안테나 어레이는, 상기 M개의 소스 신호들의 적어도 하나의 추가적 상이한 합계가 수신되도록 적어도 하나의 추가적 안테나 패턴을 발생시키기 위해 상기 N개의 초기 안테나 패턴들 중 적어도 하나의 앙각을 선택적으로 변경하기 위한 앙각 제어기를 포함하며,

상기 수신기는 상기 N개의 초기 안테나 패턴을 이용하여 상기 M개 소스 신호 들의 N개의 상이한 합계를 수신하고, 상기 적어도 하나의 추가적 안테나 패턴을 이용하여 상기 M개 소스 신호들의 적어도 하나의 추가적 상이한 합계를 수신하며;

상기 신호 분리 프로세서는, L개의 선형적으로 독립된 전력 레벨 시구간들의 각각에 대해, 상기 M개 소스 신호들의 N개 상이한 합계와 상기 M개 소스 신호들의 적어도 하나의 추가적 상이한 합계를 포함하는 혼합 행렬을 형성하며, 상기 혼합 행렬은, 상기 추가적 안테나 패턴을 이용한 상기 L개의 선형적으로 독립된 전력 레벨 시구간에 상기 M개의 소스 신호들의 추가적 상이한 합계의 갯수를 곱한 값을 L*N에 더한 값까지의 랭크를 갖는 것인, 통신 시스템 동작 방법.
제19항에 있어서, 상기 신호 분리 프로세서는, 블라인드 신호 분리 프로세서를 포함하고, 주성분 분석(PCA), 독립 성분 분석(ICA), 및 특이값 분해(SVD) 중 적어도 하나에 기초하여 상기 혼합 행렬로부터 원하는 소스 신호를 분리하는 것인, 통신 시스템 동작 방법.
제19항에 있어서, 상기 신호 분리 프로세서는, 지식 기반의 처리 신호 추출 프로세스에 기초하여 상기 혼합 행렬로부터 원하는 소스 신호를 분리하는 것인, 통신 시스템 동작 방법.
제19항에 있어서, 상기 신호 분리 프로세서는 지식 기반의 신호 추출 프로세스와 블라인드 신호 분리 프로세스의 조합에 기초하여 상기 혼합 행렬로부터 원하 는 소스 신호를 분리하는 것인, 통신 시스템 동작 방법.