KR101015933B1

KR101015933B1 - 수신기에서의 신호 분리를 지원하기 위한 전송 패턴 파동

Info

Publication number: KR101015933B1
Application number: KR1020097014560A
Authority: KR
Inventors: 스티븐 제이 골드버그; 요겐드라 샤
Original assignee: 인터디지탈 테크날러지 코포레이션
Priority date: 2006-12-19
Filing date: 2007-12-19
Publication date: 2011-02-23
Also published as: WO2008077097A1; BRPI0719404A2; EP2127095A4; MX2009006280A; JP2010514381A; MY149669A; TWI364184B; JP5140089B2; EP2127095A1; CN101563849A; CA2673354A1; AU2007333661B2; KR20090089467A; US7362269B2; CN101563849B; TW200835197A; CA2673354C; AU2007333661A1; RU2408981C1; IL199328A

Abstract

통신 시스템은 고정 송신기 및 이동 무선 통신 디바이스를 포함한다. 고정 송신기는 심볼들로 구성된 문자 세트에 의해 정의되는 소스 신호를 전송한다. 문자 세트 내의 심볼들 중 적어도 하나는 전송된 소스 신호가 선형 독립적인 전력 레벨 시간 구간들을 가지고 나타나도록 상이한 전력 레벨에서 전송된다. 선형 독립적인 전력 레벨 시간 구간들은 신호 분리 처리를 위한 혼합 행렬을 채우도록 이동 무선 통신 디바이스에 의해 사용된다.

Description

수신기에서의 신호 분리를 지원하기 위한 전송 패턴 파동{UNDULATING TRANSMIT PATTERNS TO SUPPORT SIGNAL SEPARATION AT A RECEIVER}

본 발명은 신호 처리 분야에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 신호 분리 기술을 사용하여 소스 신호들의 혼합 신호(mixture)로부터 원하는 소스 신호들을 분리하는 것에 관한 것이다.

소스 신호 분리는 소스 신호들의 혼합 신호를 포함하는 복합 신호(composite signal)로부터 소스 신호들을 복구하는 것을 포함한다. 소스 신호 분리는 예를 들어 블라인드 신호 분리(BSS; blind signal separation)를 포함한다. 종종 신호들, 신호들의 소스, 및 전파 채널이 신호들에 미치는 영향에 관한 제한된 정보를 가지고 분리가 수행되기 때문에, 분리는 "블라인드(blind)"이다.

파티에서의 한 사람이 방 안에서의 모든 음성들의 조합으로부터 하나의 음성을 구별할 수 있을 때의 친숙한 "칵테일 파티" 효과를 일 예로 들 수 있다. 블라인드 소스 분리는 특히, 많은 주파수 대역들이, 종종 동일한 스펙트럼 내에서 공존하는 다수의 무선 주파수 이미터로 클러터링되어 있는(cluttered) 셀룰러 및 개인용 무선 통신 디바이스들에 적용 가능하다. 동일 채널(co-channel) 이미터의 문제는 블루투스(Bluetooth) 및 기타 개인 영역 네트워크(PAN; personal area networks)와 같은 저전력의 비허가(unlicensed) 무선 기술의 발전에 따라 앞으로도 몇 년간 악화되기만 할 것으로 예상된다.

3가지의 일반적으로 사용되는 블라인드 신호 분리 기술은 주성분 분석(PCA; principal component analysis), 독립 성분 분석(ICA; independent component analysis) 및 특이값 분해(SVD; singular value decomposition)이다. PCA는 소스 신호들의 제1 및 제2 모멘트 통계치들(moment statistics)을 수반하고, 소스 신호들의 신호 대 잡음 비(SNR; signal-to-noise ratio)가 높은 경우에 사용된다. 그렇지 않은 경우에는, PCA 처리에 이어서 소스 신호들의 제3 및 제4 모멘트 통계치들이 수반되는 ICA가 사용된다. 대안으로서, SVD가, 그들 고유값(eigenvalue)에 기초하여 소스 신호들의 혼합 신호로부터 소스 신호를 분리하는데 사용될 수 있다.

적용되는 블라인드 신호 분리 기술에 관계없이, 복수의 센서들은 다양한 신호 소스들로부터 소스 신호들의 상이한 혼합 신호들을 수신하는데 사용된다. 각각의 센서는, 소스 신호들의 고유의 합(sum)인 소스 신호들의 혼합 신호를 출력한다. 일반적으로, 채널 계수들과 원래의 소스 신호들은 둘 다 수신기에 알려지지 않는다. 신호들의 고유의 합들은 혼합 행렬(mixing matrix)을 채우는데(populate) 사용된다. 그 다음, 적합한 블라인드 신호 분리 기술이 소스 신호들의 혼합 신호로부터 원하는 소스 신호들을 분리하기 위해 혼합 행렬에 적용된다.

일 예로서, 미국 특허 제6,799,170호는, ICA를 사용하여 소스 신소들의 혼합 신호로부터 독립적인 소스 신호를 분리하는 것에 대해 개시한다. 복수의 센서들은 소스 신호들의 혼합 신호를 수신하고, 프로세서는 시간이 지남에 따라 소스 신호들 의 혼합 신호의 샘플들을 취하고 각각의 샘플을 데이터 벡터로서 저장하여 데이터 세트를 생성한다. 각각의 센서는, 소스 신호들의 고유의 합인 소스 신호들의 혼합 신호를 출력한다. ICA 모듈은 소스 신호들의 혼합 신호에서 다른 신호들로부터 독립적인 소스 신호를 분리하도록 데이터 벡터의 독립적인 성분 분석을 수행한다.

센서들은 공간적으로 서로 이격되어 있고, 프로세서는 각각의 센서에 대하여 하나의 데이터 벡터만 생성하여 데이터 세트를 생성한다. 상기 미국 특허 제6,799,170호는, 데이터 세트를 채우기 위해, 센서들의 수 N이 소스들의 수 M과 같거나 그보다 큰, 즉 N ≥ M 이라는 것도 또한 개시하고 있다. 이러한 구현을 이용하는 경우의 문제는, 소스들의 수 M이 증가함에 따라, 센서들의 수 N도 증가한다는 것이다. 소형 휴대용 통신 디바이스는 많은 수의 센서들 N을 위한 이용 가능한 부피가 거의 없으며, 통신 디바이스의 외부에 센서들을 장착하는 것은 사용자에 대하여 문제가 된다.

미국 특허 제6,931,362호는 블라인드 신호 분리를 사용하여 신호를 분리하기 위한 다른 방법에 대해 개시한다. 개시된 블라인드 신호 분리 기술은, 간섭 이미터들과 가우시안 잡음 둘 다로 인한 평균 제곱 오차들을 최소화하는 혼성 매트릭스 펜슬(hybrid matrix-pencil) 적응형 어레이 가중치를 갖는 혼합 행렬을 형성한다. 혼성 가중치들은 신호 대 간섭 잡음 비(SINR; signal to interference plus noise ratio)를 최대화한다. 상기 미국 특허 제6,799,170호에서와 같이, 센서들은 또한 공간적으로 서로 이격되어 있고, 센서들의 수 N은 혼합 행렬을 채우기 위해 소스들의 수 M과 같거나 이보다 더 크다. 게다가, 각각의 센서는 혼합 행렬에 단일 입력 을 제공하여 휴대용 통신 디바이스에 대해 보다 큰 부피 면적을 초래한다.

따라서, 혼합 행렬의 계수(rank)는 얼마나 많은 신호들이 실제로 분리될 수 있는지 결정한다. 계수가 더 클수록, 분리될 수 있는 신호들이 더 많아진다. 일부 측정 가능한 특성에 있어서 다중경로 신호가 독립적인 한, 다중경로 신호는 혼합 행렬을 채우는데 사용될 수 있다는 점에서 유리하다. 다중경로는 단일 데이터 전송이 그것을 다수 버전들로 분할시키는 장애물에 부닥치는 경우에 발생하며, 각각이 목적 수신기에의 상이한 경로를 취한다.

그러나, 다중경로 신호 내의 심볼들은 시간 이동(time-shift)될 수 있으며, 그리하여 심볼들이 목적 수신기에 도달할 때 상쇄되거나 다른 수신된 심볼들과 간섭을 일으킬 수 있다. 다른 경우에, 소스 신호와 목적 수신기 사이에 다중경로가 존재하지도 않을 수 있다. 그 결과, 이들 둘 다의 경우, 목적 수신기에 의해 수신되는 선형 독립적인(linearly independent) 신호 합들의 수가 신호 분리를 위한 혼합 행렬을 채우는데 충분하지 않을 수 있다.

전술한 배경기술을 고려하여, 따라서 목적 수신기가 신호 분리 처리에 충분한 계수 크기로 혼합 행렬을 채울 수 있도록 선형 독립적인 신호 합들을 생성하는 것이 본 발명의 목적이다.

본 발명에 따른 이들 및 기타 목적, 특징, 및 이점은 적어도 하나의 고정 송신기 및 이동 무선 통신 디바이스를 포함하는 통신 시스템에 의해 제공된다. 송신기는 복수의 심볼들을 포함하는 문자 세트에 의해 정의되는 소스 신호를 전송할 수 있으며, 문자 세트 내의 심볼들 중 적어도 하나는, 전송된 소스 신호가 L ≥ 2인 L 개의 선형 독립적인 전력 레벨 시간 구간들을 가지고 나타나도록, 상이한 전력 레벨에서 전송될 수 있다.

여기에서 사용된 용어 파동(undulation)은 따라서, 변하는 이득들을 갖는 전송 패턴 윤곽(transmit pattern contour)을 칭하며, 대칭 정도를 나타내거나 나타내지 않을 수 있다. 이는, 전송된 소스 신호가 L 개의 선형 독립적인 전력 레벨 시간 구간들을 가지고 나타나도록 상이한 전력 레벨에서 전송되고 있는 문자 세트 내의 심볼들 중 적어도 하나에 의해, 달성된다.

이동 무선 통신 디바이스는 M ≥ 2 인 M 개의 신호 소스들에 의해 제공되는 소스 신호들을 분리할 수 있으며, L 개의 선형 독립적인 전력 레벨 시간 구간들을 갖는 M 개의 소스 신호들 중 하나를 제공하는 송신기를 구비한다. 무선 통신 디바이스는 M 개의 소스 신호들의 N ≥ 1 인 적어도 N 개의 상이한 합산(summation)들을 수신하기 위한 N 개의 안테나 소자들을 포함하는 안테나 어레이를 포함할 수 있다. 수신기가 M 개의 소스 신호들의 적어도 N 개의 상이한 합산들을 수신하기 위해 안테나 어레이에 연결된다.

신호 분리 프로세서가 M 개의 소스 신호들의 적어도 N 개의 상이한 합산들을 포함하는 혼합 행렬을 형성하기 위해 수신기에 연결될 수 있다. 혼합 행렬은 최대한 적어도 L*N 과 동일한 계수를 가지며, 신호 분리 프로세서는 혼합 행렬로부터 원하는 소스 신호들을 분리할 수 있다.

송신기가 단일 소스 신호로부터 L 개의 선형 독립적인 전력 레벨 시간 구간들을 생성한 결과로서, 그 신호의 다수의 전력 레벨 버전들이 생성되며, 그리하여 수신기에서 수신되는 대응하는 수의 다수의 신호 합들이 신호 분리를 위한 혼합 행렬을 채우는데 사용될 수 있다.

선형 독립적인 전력 레벨 시간 구간들을 생성하는데 있어서, 문자 세트 내의 각각의 심볼의 진폭은 일정하며 심볼들 중 적어도 둘이 상이한 전력 레벨에서 전송될 수 있다.

적어도 하나의 고정 송신기는 통신 시스템이 셀룰러 네트워크로서 구성되도록 기지국의 일부일 수 있다. 다른 실시예에서, 적어도 하나의 고정 송신기는 복수의 고정 송신기들을 포함할 수 있으며, 기지국과 연관된 커버리지 영역이 섹터(sector)들로 나뉘어질 수 있다. 각각의 고정 송신기는 상이한 전력 레벨에서 각각의 문자 세트들 내의 심볼들 중 적어도 하나를 전송하기 위해 각각의 섹터와 연관될 수 있다.

통신 시스템은 적어도 하나의 고정 송신기와 연관되는 적어도 하나의 고정 수신기를 더 포함할 수 있으며, 무선 통신 디바이스는 상이한 전력 레벨에서 문자 세트 내의 적어도 하나의 심볼의 전송에 대해 적어도 하나의 고정 수신기를 통하여 적어도 하나의 고정 송신기에 피드백을 제공하기 위한 이동 송신기를 더 포함할 수 있다. 피드백은 상이한 전력 레벨에서 전송되고 있는 문자 세트들 내의 심볼들의 시퀀스, 및 전력 레벨의 조절을 포함할 수 있다.

신호 분리 프로세서는 블라인드 신호 분리 프로세서를 포함할 수 있고, 주성분 분석(PCA), 독립 성분 분석(ICA), 및 특이값 분해(SVD) 중 적어도 하나에 기초하여 혼합 행렬로부터 원하는 소스 신호들을 분리할 수 있다. 대안으로서, 신호 분리 프로세서는 지식 기반의(knowledge based) 처리 신호 추출 프로세스에 기초하여 혼합 행렬로부터 원하는 소스 신호들을 분리할 수 있다.

수신기에서의 안테나 어레이는 상이한 안테나 구성들로 구성될 수 있다. 안테나 소자들은 상관(correlated) 및/또는 비상관(uncorrelated) 안테나 소자들을 포함할 수 있으며, 각각의 소자는 혼합 행렬에의 단일 입력을 제공한다. 대안으로서, 안테나 소자들의 일부분은 혼합 행렬을 채우기 위해 상이한 편파(polarization)들을 가질 수 있다.

혼합 행렬을 더 채우기 위해 소스 신호들의 추가적 또는 교체 합산들이 수집되도록 안테나 구성들에 대한 개선이 이루어질 수 있다. 소스 신호들의 추가적인 합산들을 수신하기 위해 안테나 패턴들의 앙각(elevation)이 변하는 어레이 편향(deflection)이 사용될 수 있다.

혼합 행렬 A를 채우는데 사용되는 소스 신호들의 모든 합산들이 적합한 상관(제1 및 제2 모멘트) 및/또는 통계적으로 (제3 및 제4 모멘트) 독립적인 값을 갖도록 경로 선택이 수행될 수 있다. 즉, 입사(incident) 신호들은 적합한 방식으로 상관되어 있지 않고 그리고/또는 통계적으로 독립적이지 않은 합산들을 교체하도록 소스 신호들의 새로운 합산들을 수신하기 위해 선택적으로 선출된다.

혼합 행렬을 더 채우기 위해 신호 분할이 수행될 수 있다. 상이한 합산 신호들이 확산 코드(spreading codes)들을 사용하여 분할될 수 있다. 합산 신호가 k 개의 확산 코드들을 갖는 경우, 그 특정 합산 신호는 그와 연관된 k 개의 합산 신호들을 제공하도록 처리될 수 있다. 상이한 합산 신호들은 또한 혼합 행렬을 더 채우도록 동위상(I; in-phase) 및 직교(Q; quadrature) 성분들로 분할될 수 있다. 따라서, I 및 Q 성분들은 혼합 행렬에 대하여 2의 승수(multiplier)로서 작용한다.

본 발명의 다른 양상은 상기 기재한 전송 패턴 파동들의 개념을 확산 스펙트럼 신호들에 적용한 것이다. 확산 스펙트럼 소스 신호는 심볼들에 의해 정의되고, 각각의 심볼은 확산 코드에 기초한 복수의 칩들을 포함한다. 각각의 심볼 내의 칩들의 일부분은, 전송된 소스 신호가 L ≥ 2인 L 개의 선형 독립적인 전력 레벨 시간 구간들을 가지고 나타나도록, 상이한 전력 레벨에서 전송될 수 있다.

도 1은 본 발명에 따라 통신 디바이스가 희망(desired) 및 비희망(undesired) 신호들을 그들 각각의 신호 소스들로부터 수신하는 통상의 동작 시나리오의 블록도이다.

도 2는 도 1에 도시된 통신 디바이스의 보다 상세한 블록도이다.

도 3은 본 발명에 따라 혼합 행렬을 위한 소스 신호들의 선형 독립적인 합산들을 생성하기 위한 상이한 접근 방법들의 로드맵(roadmap)이다.

도 4는 본 발명에 따라 스위치드 빔 안테나(switched beam antenna)로서 구성되는 안테나 어레이의 블록도이다.

도 5는 본 발명에 따라 위상 어레이(phased array)로서 구성되는 안테나 어레이의 블록도이다.

도 6은 본 발명에 따라 편파 안테나 소자(polarized antenna element)들로 구성된 안테나 어레이의 블록도이다.

도 7은 본 발명에 따라 3-편파(tri-polarization)의 사용을 도시하는 3차원 플롯이다.

도 8은 본 발명에 따라 블라인드 신호 분리 처리를 위한 신호들의 상이한 합산들을 제공하기 위해 상관 및 비상관 안테나 소자들을 포함하는 안테나 어레이를 구비한 통신 디바이스의 블록도이다.

도 9는 본 발명에 따라 블라인드 신호 분리 처리를 위한 신호들의 상이한 합산들을 제공하기 위해 어레이 편향에 기초하여 동작하는 통신 디바이스의 블록도이다.

도 10은 본 발명에 따라 안테나 패턴의 앙각을 선택적으로 변경하기 위한 앙각 제어기를 구비한 스위치드 빔 안테나의 블록도이다.

도 11은 방위각(azimuth) 방향 그리고 도 9에 도시된 앙각 제어기에 응답하여 앙각 방향으로 회전된 안테나 패턴을 도시하는 안테나 플롯이다.

도 12는 본 발명에 따라 안테나 패턴을 앙각 방향으로 회전시키기 위해 그라운드 평면(ground plane)에 형성된 RF 초크(choke)를 갖춘 안테나 소자의 블록도이다.

도 13은 본 발명에 따라 블라인드 신호 분리 처리를 위한 신호들의 상이한 합산들을 제공하기 위해 경로 선택에 기초하여 동작하는 통신 디바이스의 블록도이다.

도 14는 본 발명에 따라 블라인드 신호 분리 처리를 위한 신호들의 추가적인 합산들을 제공하기 위해 확산 코드들에 기초하여 동작하는 통신 디바이스의 블록도이다.

도 15는 본 발명에 따라 블라인드 신호 분리 처리를 위한 신호들의 추가적인 합산들을 제공하기 위해 동위상 및 직교 신호 성분들에 기초하여 동작하는 통신 디바이스의 블록도이다.

도 16은 도 15에 도시된 바와 같이 안테나 소자에 접속되는 동위상 및 직교 모듈의 보다 상세한 블록도이다.

도 17은 본 발명에 따라 파동된(undulated) 전송 패턴들을 수신하는 수신기의 도면이다.

도 18은 본 발명에 따라 크기 조정되지만(scaled) 회전되지는 않은 파동된 전송 패턴들을 수신하는 수신기의 도면이다.

도 19는 본 발명에 따라 크기 조정 및 회전된 파동된 전송 패턴들 그리고 크기 조정되지 않고 회전된 파동된 전송 패턴들을 수신하는 수신기의 도면이다.

도 20은 본 발명에 따라 선형 독립적인 전력 레벨 시간 구간들이 기반구조 자리에서 고정 송신 지점으로부터 수신기에 의해 수신되는 통신 시스템의 도면이다.

도 21은 수신기에 알려진 타이밍 시퀀스로 파동되고 있는 도 20에 도시된 전송 패턴 윤곽들의 플롯이다.

도 22는 본 발명에 따라 파동 패턴들이 동일한 액세스 포인트에 전송하는 다수의 송신기들을 지원하는데 사용되는 통신 시스템의 블록도이다.

도 23은 본 발명에 따라 변화되는 파라미터가 4개의 순차적 칩들에 대하여 일정하게 유지되는 동안 심볼 주기가 12개의 변형들(즉, 12 칩들)을 갖는 시간 라인이다.

이제 본 발명의 바람직한 실시예가 도시되어 있는 첨부 도면들을 참조하여 본 발명이 아래에 보다 충실하게 기재될 것이다. 그러나, 본 발명은 수많은 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 여기에 상술된 실시예들에 한정되는 것으로서 해석되어서는 안 된다. 오히려, 이 실시예들이 제공됨으로써, 본 개시가 철저하고 완전해질 것이며 당해 기술 분야에서의 숙련자에게 본 발명의 범위를 충분히 전달할 것이다. 전반적으로, 같은 번호는 같은 구성요소를 칭하며, 프라임(') 표기는 대안의 실시예에서의 유사한 구성요소를 나타내는데 사용된다.

통신 네트워크에 있어서, 특정 통신 디바이스를 목적지로 하는 소스 신호들이 존재하고, 동일한 주파수 대역 내에서 동작하는 다른 통신 디바이스들을 목적지로 하는 소스 신호들이 존재한다. 소스 신호가 그것을 각각이 목적 수신기에의 상이한 경로를 취하는 다수의 버전들로 분할시키는 장애물에 부닥치는 경우, 다중경로가 발생한다. 통신에 사용되지 않지만 마찬가지로 통신 디바이스들에 의해 수신되는 신호들을 생성하는 잡음 소스들도 존재한다.

관심있는 소스 신호들의 디코딩을 용이하게 하기 위해, 블라인드 신호 분리가 통신 디바이스에 의해 수신되는 신호들을 분리하는데 사용된다. 상기 언급한 바와 같이, 용어 "블라인드"는, 이상적인 경우, 신호들의 속성 또는 신호들과 통신 채널 사이의 상호작용으로 인해 발생하는 변형(transformation)에 관한 임의의 지식 없이 신호들이 분리될 수 있다는 사실을 의미한다. 실제 구현에서는, 이용가능한 임의의 지식이 종종 활용된다. 이 경우에, 신호 분리는 세미 블라인드(semi-blind)이다.

블라인드 신호 분리에 속하는 3가지의 일반적으로 사용되는 기술들은, 주성분 분석(PCA), 독립 성분 분석(ICA), 및 특이값 분해(SVD)이다. 신호들이 일부 측정 가능한 특성에 있어서 독립적인 한, 그리고 그들 신호 합들이 서로에 대해 선형 독립적인 경우, 이들 블라인드 신호 분리 기술들 중 하나 이상이 소스 신호들의 혼합 신호로부터 독립적인 또는 원하는 소스 신호들을 분리하는데 사용될 수 있다. 측정 가능한 특성은 종종 신호들의 제1, 제2, 제3 또는 제4 모멘트들의 일부 조합이다.

PCA는 신호들을 백색화하고, 제1 및 제2 모멘트들을 사용하며, 상관 특성들에 기초하여 데이터 세트를 회전시킨다. 소스 신호들의 신호 대 잡음 비들이 높은 경우, 신호 분리 프로세스는 PCA로써 중지될 수 있다.

소스 신호들의 신호 대 잡음 비들이 낮은 경우에는, ICA가, 소스 신호들의 제3 및 제4 모멘트들을 수반하는 통계적 속성들에 기초하여, 소스 신호들을 분리한다. 소스 신호들이 가우시안(Gaussian)이면, 그들 제3 및 제4 모멘트들은 제1 및 제2 모멘트들에 따라 좌우되며, ICA는 하나의 가우시안 신호를 분리할 수 있다. ICA 및 PCA에 대한 대안으로서, SVD가 그들 고유값에 기초하여 소스 신호들의 혼합 신호로부터 소스 신호들을 분리한다.

블라인드 신호 분리 처리에 대한 대안으로서, 신호 분리 처리는 지식 기반의 처리 신호 추출 프로세스에 기초할 수 있다. 지식 기반의 신호 분리 프로세스는, 예를 들어 제로 포싱(ZF; zero forcing) 프로세스, 및 최소 평균 제곱 추정(MMSE; minimum mean squared estimation) 프로세스 중 적어도 하나에 기초하여 혼합 행렬로부터 원하는 소스 신호들을 분리한다.

통상의 시나리오가 도 1에 도시되어 있는데, 도 1에서는 복수의 신호 소스들(20)이 소스 신호들(22)을 전송한다. 소스 신호들(22)은 각자의 신호 소스(20)와 연관되어 생성된 안테나 빔들(24)에 기초하는 방향으로 전송된다. 복수의 신호 소스들(20)은 제1 신호 소스(20(1)) 내지 제M 신호 소스(20(M))를 포함한다. 마찬가지로, 각각의 소스 신호들은 22(1)-22(M)으로 참조되고, 대응하는 안테나 빔들은 24(1)-24(M)으로 참조된다. 전지향성(omni-directional) 안테나 패턴들 또는 지향성 안테나 패턴들의 형태로 통신 네트워크에서는 보다 직접적인 구현들이 종종 이용된다.

통신 디바이스(30)를 위한 안테나 어레이(32)는 신호 소스(20)로부터 소스 신호들(22)의 선형 조합(혼합 신호)을 수신한다. 소스 신호들(22)이 둘 이상의 경로들에 의해 안테나 어레이(32)에 도달하는 경우, 그것들은 다중경로 신호들로 알려지게 된다. 다중경로의 원인들은 공기 덕트, 전리층 반사 및 굴절, 그리고 산과 빌딩과 같은 지상 물체로부터의 반사 및 굴절을 포함한다.

안테나 어레이(32)는 복수의 안테나 소자들(34)을 포함하며, 각각의 안테나 소자는 신호 소스들(20)로부터의 소스 신호들(22)의 적어도 하나의 선형 조합(혼합 신호)을 제공한다. 안테나 소자들(34)은 제1 안테나 소자(34(1)) 내지 제N 안테나 소자(34(N))를 포함한다.

수신된 소스 신호들(22(1)-22(M))은 먼저 혼합 행렬(36)로 형성된다. 통신 디바이스(30)는 블라인드 신호 분리 기술을 사용하여 혼합 행렬에서의 소스 신호들을 분리하기 위한 분리 행렬(38)을 결정한다. 분리된 신호들은 참조번호 39로 표시된다.

통신 디바이스(30)는 그들 특성에 대한 지식 없이 수신된 소스 신호들의 집합체(aggregate) 또는 복합체를 샘플링함으로써 안테나 어레이(32)에 의해 수신되는 소스 신호들의 혼합 신호를 공동으로 추출한다. 각각의 안테나 소자(34)의 출력은, 채널의, 즉 신호 소스(20)의 출력과 안테나 소자(34)의 출력 사이의 전파 경로의 임펄스 응답으로 컨벌루션된 후의 소스 신호들(22)에, 추가적인 가우시안 잡음을 더한 합산으로서, 모델링된다.

이제 M 개의 신호 소스들(20(1)-20(M))에 의해 제공되는 소스 신호들을 분리하기 위한 통신 디바이스(30)가 도 2를 참조하여 보다 상세하게 설명될 것이다. 안테나 어레이(34)는 M 개의 소스 신호들의 최대한 적어도 N 개의 상이한 합산들을 수신하기 위한 안테나 소자들(34(1)-34(N))을 포함하며, N과 M은 1보다 크다. 안테나 어레이(32)는 임의의 특정 구성에 한정되지 않는다. 안테나 어레이(32)는 하나 이상의 안테나 소자들(34)을 포함할 수 있다. 안테나 소자들(34)은, 아래에 보다 상세하게 설명되는 바와 같이, 안테나 어레이(32)가 예를 들어 위상 어레이 또는 스위치드 빔 안테나를 형성하도록, 구성될 수 있다.

트랜시버(40)가, M 개의 소스 신호들(22)의 최대한 적어도 N 개의 상이한 합산들을 수신하기 위해 안테나 어레이(32)의 하류에 접속된다. 프로세서(42)는 트랜시버(40)의 하류측이다. 프로세서(42)가 트랜시버(40)와 별도인 것으로 도시되어 있지만, 프로세서는 트랜시버 내에 포함될 수도 있다. 트랜시버(40)에 의해 수신되는 M 개의 소스 신호들(22)의 상이한 합산들은 혼합 행렬(36)을 채우는데 사용된다. 그 다음, 혼합 행렬(36)은 프로세서(42) 내의 하나 이상의 블라인드 신호 분리 처리 모듈들(44, 46 및 48)에 의해 처리된다.

블라인드 신호 분리 처리 모듈은 PCA 모듈(44), ICA 모듈(46), 및 SVD 모듈(48)을 포함한다. 이들 모듈(44, 46 및 48)은 블라인드 신호 분리 프로세서(49)의 일부로서 구성될 수 있다. PCA 모듈(44)은 수신된 소스 신호들의 상이한 합산들의 제1 및 제2 모멘트들에 기초하여 동작하는 반면에, ICA 모듈(46)은 동일한 신호들의 제3 및 제4 모멘트들에 기초하여 동작한다. SVD 모듈(48)은 수신된 소스 신호들의 상이한 합산들의 고유값에 기초하여 신호 분리를 수행한다.

PCA 모듈(44)에 의해 처음에 수행되는 상관 처리는 소스 신호들의 상이한 합산들에 대하여 초기 분리 행렬(38(1))을 결정하고, 그 다음 ICA 모듈(46)이 혼합 행렬(36)에서 소스 신호들을 분리하기 위한 개선된 분리 행렬(38(2))을 결정한다. 신호들이 SVD 모듈(48)에 의해 분리되는 경우에, 혼합 행렬(36)에서 수신된 소스 신호들의 상이한 합산들을 분리하기 위해 분리 행렬(38(3))이 또한 결정된다.

각자의 분리 행렬(38(1)-38(3))로부터, 분리된 신호들은 참조 번호 39로 표시된다. 그 다음, 분리된 신호들(39)은 어느 신호들이 관심있는 신호인지 그리고 어느 신호들이 간섭자(interferer)인지 결정하도록 신호 분석 모듈(50)에 의해 신호 분석을 받게 된다. 애플리케이션 의존(application dependent) 처리 모듈(52)은 신호 분석 모듈(50)로부터 출력되는 신호들을 처리한다.

어느 신호들이 관심있는 신호인지에 대한 결정은, 디코딩될 최종 신호를 항상 수반하는 것은 아닐 수 있다. 예를 들어, 애플리케이션은, 간섭자들을 식별하고, 수신된 소스 신호들의 상이한 합산들로부터 간섭자들을 빼낸 다음, 감소된 신호를 파형 디코더에 공급할 것을 요구할 수 있다. 이 경우에, 관심있는 신호들은 궁극적으로 거부되는 것으로 종결되는 신호들이다.

PCA 모듈(44)에 공급되는 정보는 신호들의 고유의 합 x_j이다. M 개의 독립 성분들의 N 개의 선형 혼합 신호들 x₁, ..., x_N이 관찰된다고 가정한다:

일반적으로, 채널 계수들(

)과 원래의 신호들(

)은 전부 트랜시버(40)에 알려지지 않는다(unknown). 행렬 표기에 있어서, 상기 방정식들 세트는 x = As로서 컴팩트하게 쓰여질 수 있는데, 여기서 A는 혼합 행렬이다. 통계 모델 x = As는 또한 ICA 모델로도 공지되어 있다. 종래의 기술들은 채널의 역: s = A^-1x을 구하고자 한다.

ICA 모듈(46)은 분리 행렬 W을 결정하고, y = W(As) = Wx이다. 벡터 y는 크기 조정 변경을 갖춘 미지 차수(unknown order)의 s의 서브세트이다. 모든 신호들이 분리 가능한 것은 아닌 경우, 보다 일반적인 형태는 y = W(As) + Wn = Wx + Wn이 될 것이며, 여기서 추가의 n 항은 식별 불가능한 소스들로 인한 잔류 잡음이다.

ICA 모델은, 관찰된 데이터가 성분들(

)을 혼합하는 프로세스에 의해 어떻게 생성되는지 기술한다는 것을 의미하는 생성적 모델(generative model)이다. 독립 성분들은 잠재적(latent) 변수이며, 이는 직접적으로 관찰될 수 없다는 것을 의미한다. 또한, 혼합 행렬 A는 미지인(unknown) 것으로 가정된다. 랜덤(random) 벡터 x가, 관찰되는 전부이고, A 및 s는 x에 기초하여 추정되는 것이다.

ICA의 시작점은, 성분들(

)이 통계적으로 독립적이라는 가정이다. 더욱이, 독립 성분들(

)은 기껏해야 가우시안 분포를 갖는 하나를 갖는다고 가정한다. 가우시안 분포 제한을 갖는 하나의 신호는, 가우시안 신호의 제3 모멘트가 0이고, 제4 모멘트가 가우시안 신호들 사이에 구별이 불가능한 것이라는 사실에 기인하는 것이다.

단순화를 위해, 미지의 혼합 행렬 A는 정방 행렬(square)인 것으로 가정한다. 따라서, 독립 성분들의 수는 관찰된 혼합 신호들의 수와 동일하다. 그러나, 이 가정은 때때로 완화될 수 있다. 일부 측정 가능한 특성에 있어서 신호들(

)이 통계적으로 독립적이기만 하다면, 분리 행렬 W이 결정될 수 있다.

혼합 행렬 A의 계수는, 얼마나 많은 신호들이 실제로 분리될 수 있는지 결정한다. 예를 들어, 4의 계수를 갖는 혼합 행렬은, 4개의 소스 신호들이 분리될 수 있다는 것을 의미한다. 이상적으로, 혼합 행렬 A의 계수는 적어도 신호 소스들의 수 Ｍ과 동일하여야 한다. 계수가 커질수록, 분리될 수 있는 신호들이 더 많아진다. 소스들의 수 M이 증가함에 따라, 필요한 안테나 소자들의 수 N도 증가한다. 배경기술 부분에서 설명한 미국 특허 6,799,170호 및 미국 특허 제6,931,362호는 둘 다, 안테나 소자들의 수 N이 신호 소스들의 수 M과 같거나 그보다 크고, 즉 N ≥ M이고, 그렇지 않다면 신호들을 분리하는데 블라인드 신호 분리 외의 기술이 사용될 것을 개시하고 있다.

신호들의 선형 독립적 합들을 생성하기 위한 산업 표준은 N 개의 비상관 센서를 사용하는 것이며, 즉 센서들이 적어도 파장만큼 서로 이격되어 있는 것이다. 파장은 통신 디바이스(30)의 동작 주파수에 기초한다. N 개의 센서들이 공간에 있어서 상관되어 있지 않지만, 편파 및 각도에 있어서는 상관되어 있다. N 개의 비상관 센서들은 선형 독립적인 신호들의 N 개 합들을 제공하며, 여기서 각각의 센서는 혼합 행렬 A에의 단일 엔트리를 제공한다.

먼저 도 3을 참조하여, 혼합 행렬 A를 위한 소스 신호들의 선형 독립적인 합산들을 생성하기 위한 상이한 접근 방법들의 로드맵 또는 개요가 설명될 것이다. 간략한 소개 후에, 각각의 접근 방법이 아래에 보다 상세하게 설명될 것이다.

로드맵의 제1 섹션(section)은, 목적 수신기가 신호 분리 처리에 충분한 계수 크기로 그의 혼합 행렬을 채울 수 있도록 선형 독립적인 신호 합들을 생성하기 위해 통신 링크의 송신기 측에서 이루어질 수 있는 개선을 다룬다. 블록 90은 이동 통신 디바이스들을 나타내고, 블록 92는 기반구조 자리에서의 송신기들을 나타낸다. 이들 블록은 둘 다 RF 채널(블록 94)로 이어지고, RF 채널은 이어서 로드맵의 다음 섹션, 즉 안테나 수신기 구성들에 RF 신호들을 제공한다.

로드맵의 제2 섹션에서, 블록 100은 비상관 센서들을 나타내며, 각각의 센서는 혼합 행렬 A에의 단일 입력을 제공한다. 블록 102는 상관 안테나 어레이를 나타내며, 어레이는 혼합 행렬 A를 채우도록 다수의 입력들을 제공한다. 블록 104은 또한 안테나 어레이를 나타내며, 안테나 소자들의 일부분은 상관되어 있고 안테나 소자들은 혼합 행렬 A를 채우기 위한 상이한 편파들을 갖는다. 블록 100, 102 및 104에 의해 다루어진 센서들과 안테나 어레이들의 상이한 조합들이 블록 106에서 조합되어 블록 116에서의 혼합 행렬을 더 채울 수 있다.

로드맵의 제3 섹션은 제2 섹션에 제공된 안테나 수신기 구성들에 대한 개선을 다룬다. 혼합 행렬 A를 더 채우기 위해 소스 신호들의 추가적 또는 교체 합산들이 수집되도록 개선이 이루어진다. 블록 108은 소스 신호들의 추가적 합산들을 수신하기 위해 안테나 패턴들의 앙각이 변경되는 어레이 편향을 포함한다. 블록 106에서의 조합들 중 어느 것이든 어레이 편향 블록 108에서 사용될 수 있다.

블록 110에서, 혼합 행렬 A를 채우는데 사용되는 소스 신호들의 합산들 전부가 상관되도록(제1 및 제2 모멘트들) 그리고/또는 통계적으로 (제3 및 제4 모멘트들) 독립적이도록, 경로 선택이 수행된다. 즉, 입사 신호들은, 상관되어 있지 않고 그리고/또는 통계적으로 독립적이지 않은 합산들을 교체하도록 소스 신호들의 새로 운 합산들을 수신하기 위해, 선택적으로 선출된다. 블록 110은 블록 106 및 108의 조합들 중 어느 것이든 이어질 수 있다. 블록 108 및 110은 혼합 행렬 블록 116으로 바로 이어질 수 있다.

로드맵의 제4 섹션은 블록 116에서 혼합 행렬을 더 채우기 위한 신호 분할을 다룬다. 예를 들어, 블록 112는 확산 코드들을 사용하여 상이한 합산 신호들을 분할한다. 합산 신호가 k 개의 확산 코드들을 갖는 경우, 그 특정 합산 신호는 그와 연관된 k 개의 합산 신호들을 제공하도록 처리될 수 있다. 확산 코드들은 블록 106, 108 및 110의 출력과 조합하여 적용될 수 있다. 블록 114는 혼합 행렬을 더 채우기 위해 상이한 합산 신호들을 동위상(I) 및 직교(Q) 성분들로 분할한다. 따라서, I 및 Q 성분들은 혼합 행렬에 대한 2의 승수로서 작용하고, 블록들 106, 108, 110 및 112의 출력들과 조합하여 적용될 수 있다.

로드맵의 최종 섹션은 블록 116에서 형성되는 혼합 행렬 A이다. 로드맵에 도시된 바와 같이, 혼합 행렬 A는 상기 기재한 블록들의 어느 것이든 그에 기초하여 소스 신호들의 상이한 합산들로 채워질 수 있다. 제2 섹션에서의 안테나 어레이 구성들의 이점은, 혼합 행렬 A를 채우기 위한 컴팩트 안테나 어레이들이 형성될 수 있다는 것이다. 제3 및 제4 섹션에서의 안테나 어레이 구성들의 이점은, N 개의 안테나 소자들이(N은 소스 신호들의 수 M 보다 작음), 소스 신호들의 M 개 이상의 합산들로 혼합 행렬을 채우는데 사용될 수 있다는 것이다.

로드맵에서 설명된 안테나 구성들을 고려하여, M 개의 소스 신호들의 적어도 N 개의 상이한 합산들을 수신하기 위한 N 개의 상관 안테나 소자들(N과 M은 1보다 큼)을 포함하는 안테나 어레이가 설명될 것이다. 하나의 실시예에서, 도 4에 도시된 바와 같이 안테나 어레이는 스위치드 빔 안테나(140)이다.

스위치드 빔 안테나 어레이(140)는 지향성 안테나 패턴들과 전지향성 안테나 패턴들을 포함하는 복수의 안테나 패턴들을 생성한다. 스위치드 빔 안테나(140)는 능동 안테나 소자(142) 및 한 쌍의 수동 안테나 소자들(144)을 포함한다. 능동 및 수동 안테나 소자들(142, 144)의 실제 수는 목적으로 하는 애플리케이션에 따라 다양하다. 스위치드 빔 안테나 어레이에 대한 보다 상세한 설명을 위해서는 미국 특허 출원 제11/065,752호를 참조한다. 이 특허 출원은 본 발명의 현재 양수인에게 양도되어 있으며, 이의 내용은 그 전체가 참조에 의해 여기에 포함된다.

각각의 수동 안테나 소자(144)는 상부 절반(144a) 및 하부 절반(144b)을 포함한다. 수동 안테나 소자들(144)의 상부 절반들(144a)은 반응성 부하들(reactive loads)(148)을 통하여 그라운드 평면(146)에 접속된다. 반응성 부하들(148)은 버랙터들(varactors), 전송 라인들 또는 스위칭을 사용함으로써 커패시턴스 대 인덕턴스가 변할 수 있는 가변 리액턴스이다. 반응성 부하들(148)을 변경함으로써, 방사 패턴들이 변경될 수 있다. 2 개의 수동 안테나 소자들(144)이 있으므로, 4 개의 상이한 안테나 패턴들이 형성될 수 있다.

안테나 패턴들 중 3 개가 신호들의 고유의 합 x_j를 수신하는데 사용될 수 있다. 네 번째 패턴은 다른 3 개의 선형 조합이며, 그리하여 혼합 행렬 A의 엔트리로서 사용될 수 없다. 결과적으로, 3 개의 안테나 소자들이 이용되고 있다면, 신호들 의 3 개의 고유의 합 x_j가 혼합 행렬 A에 입력된다. 스위치드 빔 안테나의 이점은, 3 개의 소자들(142 및 144)을 사용함으로써, 계수 3의 혼합 행렬이 지원될 수 있다는 것이다.

다른 실시예에서, 안테나 어레이는 도 5에 도시된 바와 같이 안테나 어레이가 위상 어레이(160)를 형성하도록 N 개의 상관되어 있는 능동 안테나 소자들을 포함한다. 위상 어레이(160)는 복수의 능동 안테나 소자들(162), 및 능동 안테나 소자들에 연결된 복수의 가중 제어 컴포넌트들(164)을 포함한다. 가중 제어 컴포넌트들(164)은 수신된 신호들의 진폭 및/또는 위상을 조정하여 복합 빔을 형성한다.

분할기/조합기(166) 및 제어기(168)는 가중 제어 컴포넌트들(164)에 접속된다. 능동 어레이(160)에 대한 보다 상세한 설명을 위해서는 미국 특허 제6,473,036호를 참조한다. 이 특허는 본 발명의 현재 양수인에게 양도되어 있으며, 이의 내용은 그 전체가 참조에 의해 여기에 포함된다.

능동 소자들(162)의 수는 동일한 계수를 갖는 혼합 행렬 A를 지원한다. 소스들의 수 M이 능동 소자들의 수 N과 같더라도, 즉 M = N 이더라도, 한 파장 이상 이격되어 있는 비상관 안테나 소자들을 사용하는 종래의 접근 방법에 비교하여, 능동 어레이(100)는 컴팩트한데, 능동 소자들(162)이 공간 및 편파에 있어서 상관되어 있기 때문이다.

다른 실시예에서, 혼합 행렬의 계수는 K < N인 K 일 수 있으며, 그리하여 블라인드 신호 분리 프로세서(49)는 혼합 행렬로부터 M 개의 소스 신호들 중 K 개 를 분리한다. 아래에 보다 상세하게 설명되는 바와 같이, N 은 또한 M 보다 더 클 수도 있다.

스위치드 빔 안테나(140)와 위상 어레이(160) 둘 다에 있어서, 그들 각자의 안테나 소자들(142, 144 및 162) 사이의 간격은 유리한 전후방비(back to front ratio)를 허용하도록 설정된다. 이는, 이들 안테나 어레이들의 고전적인 용도가 원치않는 신호들은 거부하고(즉, 후방 접근(back approaching)) 원하는 신호들은 강화하는(즉, 전방 접근(front approaching)) 것이기 때문이다.

그러나, 혼합 행렬들을 구축한다는 목적을 위해, 목표는 신호들의 상이한 합들을 생성하는 것이다. 관심있는 신호들이 이 애플리케이션에서의 간섭자보다 실제로 항상 낮을 수 있지만 여전히 분리될 수 있다. 목적의 이러한 상당한 차이로 인해, 안테나 소자들 사이의 간격은 특정 간격으로 이루어질 필요는 없다.

안테나 소자들은, 서로 더 멀거나 더 가까이, 고전적으로 '불량한(bad)' 전후방비를 갖는 패턴들을 생성할 수 있지만, 여전히 혼합 행렬 사용에는 매우 적합할 수 있다. 사실, 이러한 패턴들이 블라인드 신호 소스 분리 애플리케이션에 있어서는 종종 우세할 것이다. 그 이유는, 양호한 전후방비의 사용시에는 원하는 신호에서는 계속해서 전방이 지시되도록 그리고/또는 간섭자들에서는 후방을 유지하기 위하여 신호 방향들을 추적해야 하기 때문이다. 다양한 방향들에서 차이를 갖지만 여전히 상당한 이득을 갖는 패턴들을 사용함으로써, 이러한 신호들의 추적은 불필요하다.

안테나 빔은 그의 최대 이득 포인트로부터 3 db 포인트 낮아 신호 접근의 적 어도 하나의 방향에서 신호 거부를 제공하는 것으로서 정의될 수 있다. 마찬가지로, 안테나 패턴은 그의 최대 이득 포인트로부터 실질적으로 3 db 포인트 낮지 않으며 신호 접근의 어느 방향에서든 신호 거부를 갖지 않는 것으로서 정의될 수 있다.

많은 애플리케이션에 있어서, 소자들 사이의 특정 간격으로부터의 이러한 편차는 전체 안테나 어레이의 크기를 크게 감소시킬 수 있다. 다른 애플리케이션에서는, 추적 문제점을 경감하기 위해 소자들 사이의 간격은 증가시키지만 어느 정도의 추가적인 신호 상관 해제(decorrelation)를 취하는 것이 실제로 바람직할 수 있다.

다른 실시예에서, 도 6에 도시된 바와 같이, 안테나 어레이(180)는 M 개의 소스 신호들의 적어도 N 개의 상이한 합산들을 수신하기 위한 N 개의 안테나 소자들을 포함한다. N 개의 안테나 소자들(182a, 182b) 중 적어도 둘은 상관되고 M 개의 소스 신호들의 N 개의 상이한 합산들 중 적어도 둘을 수신하기 위해 상이한 편파들을 가지며, N과 M은 1보다 크다.

어레이(180)에서의 다른 안테나 소자들(184a, 184b)은 안테나 소자들(182a, 182b)에 대하여 상관되거나 상관되지 않을 수 있다. 다른 쌍의 편파 안테나 소자들(184a, 184b)이 도시되어 있지만, 이들 소자들은 대신에 동일한 편파를 가질 수 있다. 더욱이, 이들 소자들은 또한 서로 상관되지 않을 수도 있다.

안테나 소자들(182a, 182b)에 대한 상이한 편파들은 서로에 대해 직교일 수 있다. 다른 구성에서, 안테나 소자들(182a, 182b)은 M 개의 소스 신호들의 3 개의 상이한 합산들을 수신하기 위해 3-편파가 지원되도록 제3 소자(182c)를 포함한다.

다음의 설명은 혼합 행렬 A를 채우기 위한 편파의 사용을 지원한다. 3 개의 상이하게 편파된 안테나 소자들(182a, 182b, 182c)은 3 개의 선형 및 독립적인 신호들의 합들을 수신한다. 도 7에 도시된 바와 같은 x, y, 및 z 축의 정의 및 관계가 사용될 것이다. 예를 들어, 다음과 같은 관계들이 존재한다:

가정을 단순화하면, 신호들이 선형 편파를 가지며, 신호들이 선형 독립적이고, 직교 축 상에 각각 하나씩 3 개의 선형 안테나 소자들이 있다는 것이다. 예를 들어, 안테나 소자(182a)는 x 축 상에 있고, 안테나 소자(182b)는 y 축 상에 있고, 안테나 소자(182c)는 z 축 상에 있다.

직교 축 상에 각각 3 개의 선형 안테나 소자들(182a, 182b, 182c)을 위치시킴으로써, 수학이 단순화된다. 실제 배치에 있어서는, 안테나 소자들(182a, 182b, 182c)이 엄격하게 직교이어야 하는 것은 아니고, 안테나 소자들이 공통점에서 만나야 하는 것도 아니다. 이러한 가정을 제거하면, 일반적인 결론을 무효화하는 것이 아니라, 오히려 계수 부족(rank deficiency)이 발생하는 경우들을 변경할 것이다.

다음의 정의들이 적용되며, 숫자 첨자는 신호들 1, 2, 3과의 연관들을 의미한다:

: 안테나 소자들에 입사되는 신호들;

: 신호의 X, Y 평면에 대한 E 필드 각도;

: 신호의 Z 평면에 대한 E 필드 각도;

: 안테나 소자에 입사되는 신호들의 합의 내적.

따라서, 벡터 성분들은 다음과 같이 된다:

각각의 안테나 소자와 신호의 내적을 취하면,

는 소자에서 합산된 상대적인 E 필드 성분을 결정한다. 이들 값은 혼합 행렬을 생성하는데 사용된다:

여기서,

이다.

이제, 계수 부족 상황들이 설명될 것이다. 행렬식(determinant)이 0과 일치하는 경우, 혼합 행렬은 계수 부족이다. 이는 다음의 경우들에서 발생한다:

1)

'x' 및 'y' 소자들은 모든 3 개 신호들로부터 동일한 기여(contribution)를 수신하고 있다.

2)

다른 계수 부족의 예를 위해, 테이블 엔트리들의 임의의 조합에 180 도를 가산하자. 이들은 신호들이 안테나 소자들의 충분한 조합에 의해 독립적으로 합산되지 않은 경우의 일이다.

3) 모든 개별 합들이 1) 또는 2)에 의해 0과 일치하지 않지만:

이는 신호들 사이의 분리의 작은 입체각, 신호들의 거의 동일한 편파, 정렬되지만 어레이의 반대측으로부터 오는 신호들, 또는 소자들 둘 다에 동일한 에너지 레벨을 초래하는 신호 입사의 거의 불가능한 다른 우연한 발생들을 내포한다.

상기 설명한 바와 같이, 로드맵의 제2 섹션은 안테나 구성들을 다룬다. 비상관 센서들을 포함하는 상기 기재한 안테나 구성들은 혼합 행렬에 M 개의 소스 신호들의 합산된 신호들을 제공하기 위한 다양한 상이한 구성들로 조합될 수 있다.

이제 도 8을 참조하면, M 개의 신호 소스들에 의해 제공되는 소스 신호들을 분리하기 위한 통신 디바이스(200)가 설명될 것이다. 안테나 어레이(202)는 M 개의 소스 신호들의 적어도 N 개의 상이한 합산들을 수신하기 위한 N 개의 안테나 소자들을 포함하며, N과 M은 1보다 크다.

N 개의 안테나 소자들은 M 개의 소스 신호들의 N 개의 상이한 합산들 중 적어도 하나를 수신하기 위한 적어도 하나의 안테나 소자(204), 및 M 개의 소스 신호들의 N 개의 상이한 합산들 중 적어도 둘을 수신하기 위한 적어도 2 개의 상관된 안테나 소자들(206)을 포함한다. 2 개의 상관 안테나 소자들(206)은 안테나 소자(204)와는 상관되지 않는다. 안테나 어레이는, 소자들이 상관, 비상관 그리고 편파인 다양한 조합들로 추가의 안테나 소자들을 포함할 수 있다.

수신기(210)는 M 개의 소스 신호들의 적어도 N 개의 상이한 합산들을 수신하기 위해 안테나 어레이(220)에 접속된다. 블라인드 신호 분리 프로세서(212)는 M 개의 소스 신호들의 적어도 N 개의 상이한 합산들을 포함하는 혼합 행렬(214)을 형성하기 위해 수신기에 접속된다. 혼합 행렬은 최대한 적어도 N 과 동일한 계수를 가지며, 블라인드 신호 분리 프로세서(212)는 혼합 행렬 A로부터 원하는 소스 신호들(216)을 분리한다.

로드맵의 제3 섹션은 제2 섹션에서 제공된 안테나 구성들에 대한 개선을 다룬다. 혼합 행렬 A를 더 채우기 위해 소스 신호들의 추가적 또는 교체 합산들이 수집되도록 개선이 이루어진다.

하나의 개선으로는, 추가의 안테나 소자들을 추가해야 할 필요 없이 혼합 행렬 A에 의한 사용을 위한 추가적인 신호들의 합들을 수신하기 위해 어레이 편향을 포함한다. 어레이 편향은 방위각 및/또는 앙각 방향에서 안테나 패턴들을 제어하는 것을 포함한다.

이제 도 9를 참조하여, 어레이 편향을 사용하여 M 개의 소스 신호들에 의해 제공된 소스 신호들을 분리하기 위한 통신 디바이스(240)가 설명될 것이다. 안테나 어레이(242)는 M 개의 소스 신호들의 N 개의 상이한 합산들을 수신하기 위해 N 개의 초기 안테나 패턴들을 생성하기 위한 N 개의 안테나 소자들(244)을 포함한다. 안테나 어레이(242)는 또한 M 개의 소스 신호들의 적어도 하나의 추가적인 상이한 합산이 그에 의해 수신되도록 적어도 하나의 추가적인 안테나 패턴을 생성하기 위해 N 개의 초기 안테나 패턴들 중 적어도 하나의 앙각을 선택적으로 변경하기 위한 앙각 제어기(246)를 포함한다.

수신기(248)는 안테나 어레이(242)에 접속되고 N 개의 초기 안테나 패턴들을 사용하여 M 개의 소스 신호들의 N 개의 상이한 합산들을 수신하고, 또한 적어도 하나의 추가적인 안테나 패턴을 사용하여 M 개의 소스 신호들의 적어도 하나의 추가적인 상이한 합산을 수신한다.

블라인드 신호 분리 프로세서(250)는 M 개의 소스 신호들의 N 개의 상이한 합산들 및 M 개의 소스 신호들의 적어도 하나의 추가적인 상이한 합산들을 포함하는 혼합 행렬(252)을 형성하기 위해 수신기(248)에 접속된다. 혼합 행렬은, N에, 추가적인 안테나 패턴들을 사용하여 수신된 M 개의 소스 신호들의 추가적인 상이한 합산들의 수를 더한 값과 동일한 계수를 갖는다. 프로세서(250)는 혼합 행렬로부터 원하는 신호들(254)을 분리한다.

일반적으로, 혼합 행렬의 계수를 증가시키기에 적합한 신호 합들을 제공하는 임의의 안테나 어레이 수단이 편향 메커니즘과 함께 이용될 수 있다. 편향은 안테나 어레이 수단 각각에 대하여 2개의 구별되는 그리고 혼합 행렬이 사용가능한 신호 합들을 생성할 것이다. 따라서, 이 기술의 이용에 의해 2 배의 승수 효과가 존재한다.

어레이 편향이 안테나와 연관되는 K 개의 구별된 영역들로 구분되면, K 개의 영역들 각각은 2 개의 독립적인 편향 영역들 및 혼합 행렬에의 엔트리들을 제공할 수 있다. 예를 들어, 안테나 어레이가 자체적으로 N 개의 합산들을 제공할 수 있고 K 개의 구별된 편향 영역들이 존재하는 경우에, 혼합 행렬에서의 신호 합들의 수는 2*K*N 이 될 수 있다.

예시 목적을 위해, 도 4에 도시된 스위치드 빔 안테나(100')가, 안테나 패턴들이 앙각에 따라 위로 또는 아래로 기울어질 수 있도록 변형된 도 10을 참조한다. 구체적으로, 수동 안테나 소자들(104')의 각각의 상부 절반(104a')은 반응성 부하(108')를 통하여 그라운드 평면(106')에 접속된다. 수동 안테나 소자들(104')의 각각의 하부 절반(104b')은 또한 반응성 부하(108')를 통하여 그라운드 평면(106')에 접속된다. 수동 안테나 소자들(104')에 대한 리액턴스는 수동 안테나 소자들을 늘리거나 줄이는 효과를 갖는다. 유도성 부하들은 수동 안테나 소자들(104')의 전기적 길이를 늘이고 용량성 부하들은 수동 안테나 소자들(104')의 전기적 길이를 줄인다.

상부 절반들(104a')의 반응성 부하들(108') 및 하부 절반들(104b')의 반응성 부하들(118')의 비율에 따라 안테나 빔은 앙각이 높아지거나 낮아진다. 비율을 조 정함으로써, 안테나 패턴은 도 11에 도시된 바와 같이 위로(97) 또는 아래를(99) 향할 수 있다. 혼합 신호를 수신하도록 안테나 패턴의 앙각이 조정되는 경우, 적어도 하나의 추가적인 계수가 혼합 행렬 A에 추가된다. 어레이 편향을 사용하여, 안테나 소자들의 수 N을 증가시킬 필요 없이 혼합 행렬 A를 위한 더 많은 신호가 수신될 수 있다.

이러한 특정 구현은 리액턴스들(118')에 의해 개별적으로 제어되는 2 개의 구별된 편향 영역들을 갖는다. 어레이의 패턴 생성 능력은 3 개의 독립적인 패턴들이며, 따라서 혼합 행렬을 생성하는데 사용될 수 있는 신호 합들의 수는 12(2*2*3) 개이다.

앙각에 있어서 안테나 빔을 어떻게 조정할지 보다 상세하게 개시하고 있는, 상기 인용한 미국 특허 출원 제11/065,752호를 참조한다. 어레이 편향 기술은 상기 설명한 안테나 어레이 실시예들 중 임의의 실시예 또는 그라운드 평면 상호작용에 민감한 임의의 기타 안테나 어레이에 적용될 수 있다.

앙각 제어기의 다른 실시예는, 도 12에 도시된 바와 같이, 안테나 소자(274)의 그라운드 평면(272)에 연결된 제어 가능한 RF 초크(270)에 기초한다. 안테나 소자(274)와 연관된 안테나 패턴은, 당해 기술 분야에서의 숙련자라면 용이하게 알 수 있듯이, RF 초크(270)를 제어함으로써 앙각에 대하여 이동된다.

도 13을 참조하여 경로 선택에 기초하여 M 개의 신호 소스들에 의해 제공되는 소스 신호들을 분리하기 위한 통신 디바이스(300)가 설명될 것이다. 이는, 로드맵의 제2 섹션에서 제공된 안테나 구성들에 대한 또 다른 개선일 뿐만 아니라 상기 설명한 어레이 편향에 대한 개선이다. 통신 디바이스(300)는 M 개의 소스 신호들의 적어도 N 개의 상이한 합산들을 수신하기 위한 적어도 N 개의 안테나 빔들을 형성하기 위해 N 개의 소자들(304)을 포함하는 안테나 어레이(302)를 포함하며, N과 M 은 2보다 크다.

제어기(306)는 적어도 N 개의 안테나 빔들을 선택적으로 형성하기 위해 안테나 어레이에 접속된다. 수신기 어셈블리(308)는 M 개의 소스 신호들의 적어도 N 개의 상이한 합산들을 수신하기 위해 안테나 어레이(302)에 접속된다. 블라인드 신호 분리 프로세서(310)는 M 개의 소스 신호들의 최대한 적어도 N 개의 상이한 합산들을 포함하는 혼합 행렬(312)을 형성하기 위해 수신기 어셈블리(308)에 접속된다.

블라인드 신호 분리 프로세서(310)는 또한, M 개의 소스 신호들의 상이한 합산들이 상관되어 있는지 또는 통계적으로 독립적인지 결정하고, 그렇지 않은 경우, 혼합 행렬(312)에서의 상관되어 있지 않거나 통계적으로 독립적이지 않은 M 개의 소스 신호들의 상이한 합산들을 교체할, M 개의 소스 신호들의 새로운 상이한 합산들을 수신하기 위한 상이한 빔들을 형성하기 위해 제어기(306)와 협동한다. 그 다음, 원하는 소스 신호들(314)이 혼합 행렬(312)로부터 분리된다.

레이크 수신기(rake receiver)는 다중경로 페이딩의 효과들을 보상하도록(counter) 설계된 무선 수신기이다. 레이크 수신기는 개별 다중경로 성분들로 튜닝(tune in)하기 위해 각각 약간씩 지연된 여러 독립적인 수신기들을 사용함으로써 이를 행한다. 이는 무선 액세스 네트워크들의 대부분의 유형에 의해 사용될 수 있다. 확산 코드 유형의 변조에 특히 유리한 것으로 밝혀졌다. 특정 입사 신호 경로 들을 선택할 수 있는 레이크 수신기의 능력으로 인해, 레이크 수신기는 블라인드 신호 분리 처리에 공급되는 경로들을 변경할 수단으로서 적합하다.

상기 설명한 대로 N 개의 안테나 빔들을 선택적으로 형성하는 것은, 당해 기술 분야에서의 숙련자라면 용이하게 이해할 수 있듯이, 모든 무선 액세스 네트워크들에 적용될 수 있다. CDMA 시스템의 경우, 수신기 어셈블리(308)는 N 개의 레이크 수신기들(316)을 포함한다. 각각의 레이크 수신기(316)는 그에 접속된 각각의 안테나 소자에 의해 수신되는 M 개의 소스 신호들의 N 개의 상이한 합산들 중 각각의 합계에 대하여 k 개의 상이한 다중경로 성분들을 선택하기 위한 k 개의 핑거(finger)를 포함한다. 이 구성에서, 블라인드 신호 분리 프로세서(310)는 혼합 행렬(312)을 형성하기 위해 N 개의 레이크 수신기들(316)에 접속된다. 혼합 행렬(312)은 M 개의 소스 신호들의 적어도 N 개의 상이한 합산들의 최대한 적어도 kN 개의 상이한 다중경로 성분들을 포함하고, 혼합 행렬은 최대 kN 과 동일한 계수를 갖는다.

특히, CDMA 파형들이 전파할 때, CDMA 파형들은 종종 소스로부터 목적지까지 다수의 경로들과 만난다. 레이크 수신기(316)는 구체적으로 다수의 이들 개별 인스턴스들(instances)을 캡쳐하고 보다 강건한(robust) 신호 디코딩을 위해 그것들을 조합하도록 설계된다. 원래의 신호가 각각의 경로를 따라 전파하는 동안, 그것의 특성들은 경로의 고유 특성들에 의해 변경된다. 일부 환경들에서, 수신된 신호의 상관 및/또는 통계적 특성에 대한 변경은, 그것들이 분리 가능한 신호 스트림들로서 취급될 수 있을 정도로 충분히 클 것이다. 변경된 레이크 수신기(316)는 각각의 변경된 스트림을 추출하고 그것을 혼합 행렬(312)로의 고유 엔트리로서 공급하는데 사용될 수 있다. 계수를 증가시키는 이러한 수단이 항상 이용 가능한 것은 아닐 것이지만, 이 수단이 가장 필요할 것 같은 상당한 다중경로 환경들에서 이 수단이 이용 가능할 수 있을 것이다.

레이크 수신기(316)가 상이한 경로들을 활용할 수 있지만, 임의의 변조 기술에 적용할 수 있는 보다 일반적인 접근 방법은, 도 13을 참조하여 설명되는 바와 같은 빔 형성이다. 빔 형성은 원하는 신호 거부 뿐만 아니라 원하는 신호 개선에도 사용되므로, 레이크 수신기(316)와는 상이하다. 그러나, 그 차이는, 거부된 신호가 실제로는 수신기를 목적지로 하는 신호의 다른 버전일 수도 있다는 것이다. 그러나, 수신기 어셈블리(308)는 혼합 행렬(312)을 충분한 계수로 구축하기 위하여 동일한 신호의 다수의 이들 고유한 전파 경로 버전들을 검출하여야 한다.

로드맵의 제4 섹션은 혼합 행렬 A를 더 채우기 위한 신호 분할을 다룬다. 하나의 접근 방법에 있어서, 합산 신호들은 확산 코드들을 사용하여 분할된다. 다른 접근 방법에서는, 합산 신호들이 동위상(I) 및 직교(Q) 모듈을 사용하여 분할된다.

이제 도 14를 참조하여 확산 코드들을 사용한 신호 분할이 설명될 것이다. 도시된 통신 디바이스(400)는 M 개의 소스 신호들의 적어도 N 개의 상이한 합산들을 수신하기 위해 N 개의 안테나 소자들(404)을 포함하는 안테나 어레이(402)를 포함한다. 코드 역확산기(despreader)(406)가, M 개의 신호들의 적어도 N 개의 상이한 합산들을 디코딩하기 위해 N 개의 안테나 소자들(404)에 접속된다. N 개의 상이한 합산들의 각각의 합산은 그와 연관된 M 개의 소스 신호들의 k 개의 상이한 합산 들을 제공하기 위한 k 개의 코드를 포함한다.

수신기 어셈블리(408)는 M 개의 소스 신호들의 적어도 kN 개의 상이한 합산들을 수신하기 위해 코드 역확산기(406)에 접속된다. 블라인드 신호 분리 프로세서(410)는 M 개의 소스 신호들의 적어도 kN 개의 상이한 합산들을 포함하는 혼합 행렬(412)을 형성하기 위해 수신기 어셈블리(408)에 접속된다. 혼합 행렬(412)은 최대 kN 과 동일한 계수를 갖는다. 블라인드 신호 분리 프로세서(410)는 혼합 행렬(412)로부터 원하는 소스 신호들(414)을 분리한다.

수신된 신호들의 변조에 따라, 상기 기재한 신호 분할은 안테나 소자들의 수 N을 증가시키지 않고서 혼합 행렬 A의 계수를 증가시키기 위해 사용될 수 있다. CDMA IS-95, CDMA 2000 및 WCDMA는 확산 코드들이 사용되는 확산 스펙트럼 통신 시스템의 예이다. 공통적인 맥락은, 더 큰 주파수 대역을 통해 데이터를 확산시키도록 고유 코드가 각각의 신호로 처리된다는 것이다.

동일한 확산 코드는, 수신된 신호 합(원하는 신호, 원하지 않는 신호들 및 미지의 잡음 소스들)으로 처리된다. 이로 인해 원하는 신호는 그 원래의 주파수 대역폭으로 다시 재구성시키며, 간섭자는 넓은 주파수 대역에 걸쳐 확산된다.

상기에 열거한 CDMA 구현들은 실제로는 동시에 동일한 주파수 대역을 사용하는 수많은 신호 스트림들을 갖는다. 각각의 신호 스트림은 이상적으로 나머지 전부에 대해 직교인 코드를 사용한다. 이 조건이 디코더에서 충족되면, 이는 관심있는 신호만 역확산될 것이라는 것을 의미한다. 합의 K 번째 신호의 코드가 역확산에 사 용되는 경우, 결과적인 수신된 신호 합 x_k는 대체로, 증가된 진폭 s_k 항과 변하지 않거나 낮아진 값의 k-1 항으로 구성될 것이다.

CDMA 신호들 사이에는 종종 일부 상관이 존재하고, 그리하여 간섭 신호들은 원하는 신호와 함께 다소 재구성된다. 이는 종종 개별 신호들이 경험하는 지연으로 인한 것이며, 그리고 또한 신호들의 다중경로 발생으로 인한 것이기도 하다. 원하지 않는 신호들의 일부, 특히 CDMA 신호들은 값이 증가할 것이다. 이러한 증가가 원하는 신호의 경우 만큼은 상당하지 않을 것이지만, 여전히 전체 잡음 값을 증가시킬 것이며, 따라서 신호 대 잡음 비율을 감소시킬 것이다.

역확산 신호들의 방정식의 형태 및 신호들 자체는 블라인드 신호 분리 처리를 위한 기준을 충족시킨다. 사실상, 역확산 코드들 중 하나가 통신 디바이스(400)에 의해 수신된 각각의 기지(known) 신호에 대해 개별적으로 적용되는 경우, ICA 모델 요건들을 충족시키는 개별 합산들이 얻어진다.

따라서, 당연히 그것들이 각각 선형 독립적인 유효(significant) 값을 생성한다고 가정하면, 혼합 행렬에 대하여 기지 코드들 만큼 많은 수의 이용 가능한 많은 행 엔트리들이 존재한다. 적합한 환경 하에, 이는 코드들의 수보다 높은 값으로의 혼합 행렬의 증가를 허용할 것이다. 예를 들어, N 개의 안테나 소자들 및 M 개의 코드들은 NM 개의 행렬 행들을 제공할 수 있다.

예시 목적을 위해, 3 개 코드들이 기지인 것으로 가정하고, 3 개의 기지 코드 신호들은 그들 직교성을 보유한다. 코드 역확산기(406)에서, 혼합 행렬 A는 각 각의 스트림이 3 개의 기지 코드들에 의해 역확산된 후의 안테나 스트림으로 인해 상위 3개 열들과 하위 3개 열들을 각각 갖는다. 비 대각원소(off diagonal)의 0 값은 코드들의 직교성으로 인한 것이다. 열 엔트리 4, 5, 및 6은 동일한 인덱스의 미지 신호들의 일반적인 경우에 대한 것이다.

열 엔트리들 4, 5 및 6에 대응하는 신호들은 기지 코드들의 다른 경로 버전들이거나, 미지 코드들의 다른 셀 신호들일 수 있다. 또한, 하나의 신호가 가우시안(Gaussian)이고 다른 신호가 중심 극한 정리(central limit theorem)에 따르는 어느 하나의 CDMA 신호 그룹들일 수 있으며, 그리하여 그것들은 단일 가우시안 신호처럼 보일 수 있고, 예를 들어 4 개 채널들을 릴리스(release)한다. 즉, 충분한 양의 비랜덤(non-random) 신호들이 가우시안 신호에 가산될 것이다. 간섭자들은 비가우시안 신호 소스들 또는 네트워크에 알려지지 않은 기껏해야 하나의 가우시안 신호일 수 있다.

코드 역확산기(406)에서 기지 코드들을 역확산한 후에, 블라인드 신호 분리 프로세서(410)는 계수 6의 혼합 행렬(412)을 수신한다. 6의 계수는, 3 개의 코드들이 기지이므로, 2개의 안테나 소자들이 3 배 배율된 것에 기초하여 유도되는 것이 다.

6 개의 신호들이, 6의 계수를 갖는 혼합 행렬(412)이 형성되는 블라인드 신호 분리 프로세서(410)에 적용된다. 블라인드 신호 분리 프로세서(410)는 채널들에 의해 변경된 수신 신호들: x= As만으로부터 분리 행렬 W을 결정한다. 예시된 예에서는, 6 개의 신호들이 분리가능하다.

블라인드 신호 분리 프로세서(410)는 디코딩될 신호들을 선택한다. 예를 들어, 간섭자 신호들은 누락(drop)될 수 있고 원하는 신호들의 모든 버전들이 선택된다. 선택된 신호들은 복조를 위한 복조기 모듈에 적용된다. 복조기는 동일한 신호의 다중경로 버전들을 조합하는 잘 알려진 등화 기술을 사용한다.

보다 일반적인 경우에, 단순화를 위해 상기 0으로 나타낸 비 대각요소의 값이 실제로는 비제로일 수 있다. 이는, 코딩된 신호들 사이의 상관 특성들이 완전하지 않을 때의 보다 일반적인 경우일 것이다. 이는 각각의 분리된 신호에 대해 추가의 잡음을 나타낼 것이다. 그러나, 앞서 나타낸 바와 같이, 행렬의 계수는 이들 신호들을 분리하기에 충분하므로, 이들 값은 블라인드 신호 분리 처리 후에 상당히 감소될 것이다. 이는 잡음의 감소, 신호 대 잡음 비의 증가, 및 샤논(Shannon's law)의 법칙에 의해 나타나는 바와 같이 채널 용량의 증가를 초래한다.

이제 도 15를 참조하면, 안테나 소자들의 수 N을 증가시킬 필요 없이 혼합 행렬 A의 계수를 증가시키기 위한 다른 접근 방법은, 수신된 혼합 신호를 그의 동위상(I) 및 직교(Q) 성분들로 분리하는 것이다. 가간섭성(coherent) RF 신호의 I 및 Q 성분들은, 그 진폭들은 같지만 그 위상들은 90 도만큼 분리되어 있는 성분들 이다.

통신 디바이스(500)는 M 개의 소스 신호들의 적어도 N 개의 상이한 합산들을 수신하기 위한 N 개의 안테나 소자들(504)을 포함하는 안테나 어레이(502)를 포함한다. 각각의 동위상 및 직교 모듈(506)은 그에 의해 수신된 M 개의 소스 신호들의 N 개의 상이한 합산들의 각각의 합산을 동위상 및 직교 성분 세트로 분리하기 위해 각각의 안테나 소자(504)의 하향에 있다.

수신기 어셈블리(508)는 M 개의 소스 신호들의 적어도 N 개의 상이한 합산들에 대하여 적어도 N 개의 동위상 및 직교 성분 세트들을 수신하기 위해 각각의 동위상 및 직교 모듈(506)의 하향에 있다. 블라인드 신호 분리 프로세서(510)는 M 개의 소스 신호들의 적어도 2N 개의 상이한 합산들을 포함하는 혼합 행렬(512)을 형성하기 위해 수신기 어셈블리(508)의 하향에 있다. 각각의 동위상 및 직교 성분 세트는 혼합 행렬(512)에 2개 입력들을 제공한다. 혼합 행렬(512)은 최대 2N 과 동일한 계수를 가지며, 블라인드 신호 분리 프로세서(510)는 혼합 행렬(512)로부터 원하는 소스 신호들(514)을 분리한다.

안테나 소자(502)로부터 하향에 있는 각각의 I 및 Q 모듈들(506) 중 하나가 도 16에 도시되어 있다. 안테나 소자(502)에서 수신되는 혼합 신호는 한 쌍의 혼합기들(mixer)(520)에 의해 분할된다. I 및 Q 성분들은, 90° 위상차의 동일한 기준 신호들이 적용되는 2 개의 동기식 검출기들을 이용하여 중간 주파수(IF; intermediate frequency) 신호를 다른 주파수 범위로 번환함으로써, 공통적으로 생성된다. 다같이, I 및 Q 신호들은 IF 신호에 포함되어 있는 위상 정보를 보존하고, 그에 의해 양의 주파수를 갖는 신호가 음의 주파수를 갖는 신호와 구별될 수 있게 한다.

수신된 혼합 신호를 I 및 Q 성분들로 분리함으로써, 혼합 행렬의 크기는 2 배 증가한다. I 및 Q 성분들이 상이한 데이터 스트림들로 인코딩되기만 한다면, 임의의 안테나 소자에서 수신되는 혼합 신호가 2개의 상이한 혼합 신호들로 분할될 수 있다.

차분 인코딩(differential encoding)의 경우에, I 및 Q가 선형성 요건을 충족시키는지 판정하도록 변조의 속성이 분석되어야 한다. 예를 들어, GSM의 경우, GMSK 인코딩은, 적합한 필터링과 함께 사용되고 BPSK 인코딩인 것처럼 수신기에서 처리되면, 선형인 것으로 가정할 수 있다는 것을 보여주었다. BPSK는 블라인드 신호 분리 처리에 대한 요건들을 충족시키기 때문에, 설명한 I 및 Q 프로세스가 사용될 수 있다.

I 및 Q 성분들은 혼합 행렬 A를 채우기 위해 상기 기재한 안테나 어레이 실시예들 중 어느 것이든 함께 사용될 수 있다. I 및 Q가 사용되는 경우, 혼합 행렬 A는 안테나 소자들의 수의 2 배가 사용되는 것처럼 채워질 수 있다. 다른 예로는, 2개의 안테나 소자들(2 배)을 사용하되, 이들 안테나는 상관되어 있지 않고 동일하지 않은 편파를 가지며(2*2 배), I 및 Q 성분들을 조합함으로써(2*2*2 배), 8 개의 독립적인 혼합 신호 합들이 생성될 수 있는 것이 있다.

이 메커니즘은 또한 신호들의 보다 많은 합들을 생성하도록 안테나 어레이 편향 기술과 함께 사용될 수 있다. 이들 합의 각각은 이어서 또한 I 및 Q 성분들로 분리될 수 있다.

본 발명의 다른 양상은 효과적인 영역 커버리지를 지원하도록 전송 패턴들을 파동(undulating)하는 것에 관한 것이다. 도 3을 다시 참조하면, 본 발명의 이 양상은 도시된 로드맵의 송신기 처리 섹션에서의 블록 92에 대응한다. 외부 송신기들로부터의 신호들은 디바이스가 통신하려고 하는 자리들로부터의 신호들에 대한 간섭자들이다. 이 문제점은 주로 외부 신호들을 랜덤 잡음으로서 취급함으로써 다루어진다. 신호 대 잡음 비가 상기 특정 임계치를 유지하는 한, 원하는 신호가 디코딩될 수 있다. 문제는, 유효 통신 링크 및 시스템의 전체 용량을 최대화하도록 다수의 통신 경로들의 이점을 이용하면서 이들 문제점을 낮추는 통신 시스템을 설계해야 한다는 것이다.

여기에서 사용된 용어 파동은, 도 17에 도시된 바와 같이, 변하는 이득들을 갖는 패턴 윤곽들(600, 602, 604)을 칭하며, 대칭 정도를 나타내거나 나타내지 않을 수 있다. 수신기(610)는 3 개의 공간상 이격되어 있는 고정 송신기들(620, 630, 640)로 둘러싸인다. 주요 포인트는, 도 18에서의 패턴 윤곽들(650, 652, 654)에 의해 도시된 바와 같이, 패턴 윤곽들(600, 602, 604)이 서로의 크기 조정 버전들의 비회전 변경이어서는 안된다는 것이다.

서로의 회전들이기만 한다면, 기하학상 유사한 윤곽들이 사용 가능하다. 도 19에 도시된 3 개의 패턴 윤곽들(660, 662, 664)은 모두 기하학적으로 유사하고, 그것들은 각각의 방향에 있어서 상이한 이득들을 갖기 때문에 전부 사용 가능하다. 유사한 패턴의 사용이 설명되고 일부 구현에서 패턴을 구현하기에 가장 쉬운 방식 이겠지만, 패턴들 세트가 유사해야만 하는 것은 아니다. 필요한 전부는, 세트 구성원들이 통신 링크의 다른 단 또는 단들에의 채널 경로로서의 역할을 하는 신호의 전송 또는 수신의 각각의 방향에 있어서 이득이 달라야 한다는 것이다.

일반적으로, 신호 이득 윤곽의 하나의 평면이 시각화를 용이하게 하기 위하여 여기에 예시된다. 언급한 파동은 방위각, 앙각, 또는 둘 다의 배향에서 발생할 수 있으며, 즉 안테나를 둘러싸는 3 차원 형상의 표면에서 발생할 수 있다. 어느 것이 그리고 어느 정도, 각각의 차원 방향이 실제로 변형되고 그에 따라 사용되는지는, 예상되는 이점과 물리적 구현 제한들의 함수이다.

기본 개념은 기반구조 자리들에서 섹터화된(sectored) 커버리지 패턴들을 사용하는 것이다. 이용되는 섹터들의 실제 수는 용량 수요 및 관련된 비용 요인들에 따라 다양하다. 예를 들어, 기지국은 각각의 섹터가 송신기에 의해 지원되고 있는 3 개의 섹터들로 나눠질 수 있다.

구현들은 단일 섹터로부터 임의의 다수까지 다양할 수 있다. 섹터들 자체는, 방위각 또는 앙각에 있어서, 또는 방위각 및 앙각 평면들에 있어서 세분화(subdivided)될 수 있다. 섹터화 사용의 주요 이점은, 빔 형성 방법의 경우와 같이 링크의 다른 단에서 디바이스를 추적해야 할 필요성을 완화한다는 것이다. 따라서, 하나의 섹터의 커버리지 영역에서 다른 섹터로 나가는 것이, 고전적인 핸드오프 상황에 비해, 감소된다.

수신기는 통상적으로 BSS 처리에 적합한 패턴 변경들을 생성한다. 대조적으로, 송신기는 적합한 BSS 디코더 환경이 적어도 부분적으로 존재할 수 있는 기술들 을 이용한다. 일부 구현에서, 이는 수신기가 임의의 파동 패턴들을 생성해야 하는 것은 아니라는 것을 의미할 것이다. 다른 구현에서, 이는 파동 패턴들의 수가 상당히 감소된다는 것을 의미한다.

도 20에 도시된 바와 같이, 하나의 실시예는 무선 이동 통신 디바이스(680)로 전송하고 있는 기반구조 자리에서의 하나의 고정된 전송 포인트(670)에 대한 것이다. 이 실시예는, 그 영역에서 다른 전송 소스들이 또한 동작하고 있는지 모르는 경우의 상황을 다룬다. 도 21에 도시된 바와 같이, 전송 패턴 윤곽들(682, 684, 686)이 수신기(680)에 알려진 타이밍 시퀀스로 파동될 수 있다.

전송 패턴의 변경들은 전송 심볼의 분배와 일치하도록 타이밍될 수 있다. 보어 사이트(bore sight) 이동 대신에, 패턴의 윤곽이 변경되고 각각의 시간 슬롯 동안 일정하게 유지된다. 따라서, 커버리지 영역은 크게 변하지 않고, 해결해야 할 추적 예견 문제도 없다.

수신기는 변하는 전송 윤곽들로 인해 파면 전력 레벨의 변화를 경험할 것이다. 따라서, BSS 행렬은 상이한 상대 이득 값들에서 다양한 신호 스트림들의 차이들로 채워질 것이다.

보다 구체적으로, 고정 송신기(670)는 복수의 심볼들을 포함하는 문자 세트에 의해 정의되는 소스 신호를 전송하고, 문자 세트 내의 심볼들 중 적어도 하나는 전송된 소스 신호가 L ≥ 2인 L 개의 선형 독립적인 전력 레벨 신호 기간들을 가지고 나타나도록 상이한 전력 레벨에서 전송된다. 예를 들어, 문자 세트 내의 각각의 심볼의 진폭은 일정하되, 심볼들 중 적어도 둘이 상이한 전력 레벨에 있을 수 있 다.

파동은 섹터의 전력 윤곽에 대한 모든 변형들을 포함하지만, 단순화된 구현은 섹터 변경의 전체 전력 레벨을 가질 것이다. 그러므로 방사된 패턴은 엄밀히 말하면 똑같이 유지될 것이다 .

특정 기지국의 모든 섹터들은 상기 설명한 바와 같이 송신기 파동들을 적용할 수 있지만, 일부 환경에서는, 일부 부분집합만 그리 하게 하거나, 또는 섹터들 사이에 파동 정도를 배분하는 것이 더 좋을 것이다. 예를 들어, 수신기가 섹터 A로부터는 강건한 신호를 수신하였지만 섹터 B로부터는 약한 신호를 수신한 경우에, 섹터 A로부터의 강건한 신호를 파동하고, B로부터의 약한 신호를 그의 더 높은 레벨에 두는 것이 바람직할 것이다. 이러한 구현은 실제로 어느 신호가 원하는 것이고 어느 것이 간섭자인지에 다소 독립적일 것이다. 예를 들어, 간섭자가 실제로 강건한 신호일 수 있지만, 어떤 다른 디바이스와 통신하기 위해 최소한의 레벨이 필요하다는 사실로 인해 그 레벨이 크게 감소될 수 없다.

수신된 주신호들이 전부 파동 시그널링을 사용하여 하나 이상의 송신기들로부터 오는 것인 경우, 수신기는 단지 각각의 패턴 변경 동안 샘플들을 취하고, 그 결과의 데이터를 사용하여 BSS 처리를 위한 행렬을 채운다.

파동 시그널링을 사용하는 송신기들과 파동 시그널링을 사용하지 않는 다른 송신기들이 혼합되어 있는 경우, 수신기는 그것들을 고려하여 고전적인 신호 분리 기술들을 사용할 수 있다. 예를 들어, 빔 형성 및 다중사용자 검출과 같은 방법들이 사용될 수 있다. 그러나, BSS 방법이 보통 더 강건할 것이다. 실제의 경우, 수 신기는 패턴 변형을 구현하고 충분한 추가적인 패턴들을 생성하여 분리될 신호들의 수 이상으로 BSS 행렬의 계수를 증가시킬 수 있다.

예를 들어 BSS 디코더 구현에 대하여, 3 개의 신호들을 갖는 3 개의 전송 패턴 윤곽들(682, 684, 686)이 송신기(670)에 의해 보내지고, 2 개의 다른 신호들이 수신되고 있는 경우, 수신기(680)는 서로에 대하여 간섭자들을 분리하도록 적어도 2 개의 윤곽들을 생성하여야 할 것이다. 이는 송신기(670)가 그 자신의 세트를 생성하지 않은 경우 필요하였던 것보다 3 개의 윤곽들이 적어진 것이며, 그리하여 수신기(680)에 대한 구현 부담이 항상 감소된다.

송신기(670)가 단일 경로를 따라 단일 스트림을 보내고 있는 경우에는, 패턴 윤곽 세트가 회전되거나 달라질 필요는 없다. 이는 수신기(680)에서 검출된 신호가 모든 다른 수신된 신호들에 대해 변경되어 있는 것이기 때문이다. 그러므로, 송신기(670)는 윤곽의 형상을 변경해야 하는 것이 아니라 전체 패턴에 대한 단순한 전력 변경을 사용할 수 있다. 수신기(680)에서 단 하나의 다른 스트림만 합산되는 경우, BSS 처리는 그것의 진폭이 일정하더라도 그것들을 분리할 수 있을 것이다. 이는 전력 디더링(dithering) 소스가 그의 동작에 필요한 변경들을 제공하기 때문이다. 하나보다 많은 수의 다른 스트림이 수신되는 경우, 수신기(680) 자체가 다른 분리 수단을 사용하지 않는다면 또는 그 자체의 파동 패턴 생성 능력을 갖지 않는다면, 그 스트림들은 BSS 처리에 대하여 단일 그룹화된 간섭자인 것처럼 보인다. 이러한 시나리오는 가끔 발생할 것이기는 하지만, 항상 실용적이거나 가장 신뢰성있는 것은 아니다.

수신 모드의 패턴 송신기가 사용될 수 있다. 다수의 패턴 윤곽들의 BSS 처리가 신호 분리를 위한 우수한 방법이기 때문에, 전송 패턴들을 생성하는데 사용되는 동일한 기술들이 다수의 수신기 값들을 생성하는 데에도 또한 사용될 수 있다. 그러므로, 전송이 이미 지원될 때 BSS 수신을 위한 단 하나의 비용 요인은 BSS 처리 오버헤드이다.

송신기(670)에의 사용자 기기 수신기(680)의 피드백(690)이 또한 사용될 수 있다. 엄격하게 필요한 것은 아니지만, 사용자 기기 수신기(680)로부터의 피드백 정보는 링크의 전체 동작을 개선하는데 사용될 수 있다. 예를 들어, 수신기(680)는 패턴 윤곽에 있어서의 각각의 변경에 대한 어느 정도가 유용한 데이터를 제공하는지 결정할 수 있다. 이 정보는 송신기(670)에 다시 공급된다. 그 다음, 송신기(670)는 자신의 동작을 조정함으로써, 링크를 개선하거나, 더 적은 전력을 이용하거나, 다른 통신 링크에 일으키는 간섭을 더 줄이도록 할 수 있다. 조정들 중 일부는, 각각의 패턴이 어느 것이 그리고 어떤 시퀀스로 사용되는지, 그리고 심볼 전송(즉, M 에서 N 까지 윤곽들의 변경) 중에 얼마나 많은 변경들이 이루어지는지, 일 수 있다. 심볼에 대한 윤곽 변경들의 조정은 최상의 성능을 위해 수신기에 전달되어야 할 것이다.

당해 기술 분야에서의 숙련자라면 용이하게 이해할 수 있듯이, 송신기(670)에 의해 전송되는 소스 신호는 복수의 심볼들을 포함하는 문자 세트에 의해 정의되고, 문자 세트 내의 심볼들 중 적어도 하나는 L ≥ 2인 L 개의 선형 독립적인 전력 레벨 시간 구간들을 가지고 나타나도록 상이한 전력 레벨에서 전송된다.

일부 애플리케이션에서는 심볼마다의 변경이 실용적일 것이겠지만, 종종 일 심볼 또는 다수의 심볼 기준으로 변경하는 것이 보다 강건할 것이다. 이는, 심볼 중에 전력 레벨을 변경하는 것은 심볼 자체의 수용 불가능한 변경들을 가질 수 있기 때문이다. 신호 분리 행렬들은 보통 다수의 심볼들로부터 유도되기 때문에, 이는 수신기 처리 관점에서 보면 받아들일 수 있는 구현이다.

다른 실시예는, 상기 기재한 접근 방법을 사용하는 것일, 공지되어 있는 다수의 전송 포인트들을 포함한다. 각각의 송신기는 상이한 전송 전력 레벨들이 가능하다. 일 예로서, 송신기 L₁ 및 송신기 L₂는 L = 3 개의 전력 레벨들이 가능하다. 전력 레벨들은 가능한 상대 전력 레벨 조합들이 전부 혼합 행렬에의 입력들로서 고유하도록 이루어진다. 따라서, 선형 독립적인 합들의 최대 수는 L₁*L₂ = 3*3 = 9 가 될 것이다. 이는 고유의 상대 전력 레벨들의 최대 수 = L₁*...L_J와 같이 J 개의 송신기들로 확장된다.

수신기가 염두하는 것보다 많은 합들 내의 소스들이 실제로 존재하는 경우, 혼합 행렬의 계수는 분리될 소스들의 수를 초과할 수 있다. 이러한 경우가 아니라면, 행렬은 퇴행성(degenerative)일 것이며, 계수는 실제 소스들의 수로 정리(collapse)될 것이다.

다중 송신기 자리 구현에 대한 수신기 동작은 기본적으로 단일 자리의 경우와 동일하다. 차이점은, 각각의 송신기에 의해 생성된 패턴들이 BSS 처리를 위해 수신기에서 카운트될 수 있다는 것이다.

그러나, 조정된 전송 파라미터들의 속성에 대하여 네트워크로부터 정보를 수신함으로써, 보다 강건한 동작이 얻어질 수 있다. 예를 들어, 이어서 필요한 패턴들의 수를 나타낼, 행렬의 계수가 조정될 수 있다. 따라서, 수신기의 패턴 생성은, 이용 가능하다면, 이 정보에 의해 조정된다. 네트워크 전체 범위에 걸친 무선 리소스 관리는 네트워크 범위의 패턴 사용, 배향, 전력 레벨 및 타이밍을 확립하도록 사용자 기기에 다시 공급되는 정보를 이용할 수 있다.

혼합 행렬을 구축하기 위해 상기 설명한 모든 방법들은 이 구현의 일부분으로서 사용될 수 있다.

본 발명의 다른 양상은 다수의 동시 송신기들을 지원하도록 전송 패턴들을 파동하는 것에 관한 것이다. 도 3을 다시 참조하면, 본 발명의 이 양상은 도시된 로드맵의 송신기 처리 섹션에서의 블록 90에 대응한다. 통신 용량은 RF 무선 네트워크에 있어서 진행 중인 문제점이다. 이 문제는 기본적으로 제한된 리소스인 RF 주파수 대역으로 인한 것이다. 이들 제한된 할당들을 활용하여 용량을 최대화하기 위한 다양한 기술들이 이용되고 있지만, 혼잡 영역들에서의 수요는 종종 가용 용량을 초과한다.

이제 도 22를 참조하면, 고정 액세스 포인트(740)에 전송하는 다수의 이동 무선 통신 디바이스들(710, 720, 730)이 그들 RF 패턴을 변조한다. 따라서, 목적지 액세스 포인트(740)와 목적지가 아닌 액세스 포인트들은 전송된 신호들의 상이한 전력 레벨 버전들을 수신할 것이다. 이는 목적지 액세스 포인트(740)가 신호 분리 기술을 위한 혼합 행렬을 채우는데 필요한 정보를 제공한다.

계속해서 도 22를 참조하면, 동시에 전송하고 있는 J ≥ 1인 적어도 J 개의 이동 무선 통신 디바이스들(710, 720, 730)가 있다. 각각의 이동 무선 통신 디바이스는 복수의 심볼들을 포함하는 각각의 문자 세트에 의해 정의되는 소스 신호를 전송한다. 각각의 문자 세트 내의 심볼들 중 적어도 하나는, 적어도 J 개의 이동 무선 통신 디바이스들로부터의 전송된 소스 신호들이 L_J ≥ 1 이며 적어도 하나는 L_J > 1인 적어도 L₁ 내지 L_J 개의 선형 독립적인 전력 레벨 시간 구간들을 가지고 나타나도록, 상이한 전력 레벨에서 전송된다.

고정 통신 디바이스일 수 있는 목적지 액세스 포인트(740)는 M ≥ 2인 M 개의 신호 소스들에 의해 제공되는 소스 신호들을 분리한다. J 개의 이동 무선 통신 디바이스들(710, 720, 730)은 최대 (L₁*...*L_J) 개의 선형 독립적인 전력 레벨 시간 구간들을 포함하는 M 개의 소스 신호들 중 J 개를 제공한다.

상기 언급한 바와 같이, (L₁*...L_J) 개의 선형 독립적인 전력 레벨 시간 구간들은, 전력 레벨들이 J 개의 이동 무선 통신 디바이스들(710, 720, 730)에 대하여 상이한 경우, 발생한다. 고유의 상대 전력 레벨들의 최대 수는 (L₁*...*L_J)이고, 따라서 이러한 수단에 의해 또는 다른 설명한 수단과 조합하여 생성되는 혼합 행렬의 계수는, 수신기가 염두하는 것보다 많은 합들 내의 소스들이 실제로 존재하는 경우에, 분리될 소스들의 수를 초과할 수 있다. 이러한 경우가 아니라면, 행렬은 퇴행성일 것이며, 계수는 실제 소스들의 수로 정리될 것이다.

변조는 전송된 전력을 변경하는 것만큼 단순할 수 있다. 이는 패턴의 윤곽에 관계없이 행해질 수 있고, 그리하여 전지향성이거나, 섹터화되거나, 또는 빔 형성된 패턴들까지도 사용될 수 있다. 전송 빔의 보어 사이트를 변경하는 것과 같은 다른 기술들도 또한 사용될 수 있다.

특히 효과적인 접근 방법은, 송신기들이 상기 설명한 바와 같이 정렬된 시간 슬롯들을 사용하게 하는 것이다. 타이밍은, 디바이스들 내의 내부 클록들을 사용함으로써, 또는 목적지 액세스 포인트(740)에 의해 보내지는 공통 시간 마크로 동기함으로써, 설정될 수 있다. 신호가 수신기에 도달할 때에 대하여 부정렬(misalignment)이 존재하는 경우, 신호들을 분리할 BSS 처리 능력이 저하된다. 정렬은 디바이스들에 대한 간격들을 결정하거나 시간 지연을 측정함으로써 조정될 수 있다. 그 다음, 액세스하는 디바이스들에 의해 타이밍 어드밴스(timing advance) 또는 지연 기술들이 사용될 수 있다.

신호 수신된 이득 변경들이 전부 그것들을 타겟으로 그리고 다른 경우에는 간섭자로 간주하는 BSS 처리 구비된 액세스 포인트들에 의해 사용되고 있다면, 그와 정렬할 적합한 수신기는 다양할 수 있다. 전반적인 네트워크 조정이 없는 경우, 목적 수신기가 정렬되어야 한다. 전반적인 네트워크 조정이 있는 경우에는, 최상의 접근 방법은, 목적 수신기에서 분리를 위한 충분한 정렬을 여전히 제공하면서 신호를 간섭자로서 제거하는 것을 보다 용이하게 하는 것이라는 것을, 측정으로부터 볼 수 있다.

RF 전력 레벨 변조 기술을 사용하지 않는 다른 신호 소스들이 있는 경우, 고 전적인 신호 거부 기술들이 사용될 수 있다. 대안으로서, 수신기는 패턴들 또는 BSS 적합한 행렬의 계수를 증가시킬 다른 수단을 사용할 수 있다. 후자의 수단이 이용되더라도, 유도되는 행렬 정보의 정도는 액세스 포인트 수신기에서 구현해야 할 오버헤드를 상당히 감소시킬 것이다.

목적지 액세스 포인트(740)에서 혼합 행렬을 구축하기 위해 상기 설명한 모든 방법들은 이 구현의 일부로서 사용될 수 있다.

본 발명의 다른 양상은 CDMA 신호 분리를 돕기 위한 BSS 처리 및 패턴 파동에 관한 것이다. 송신기 처리에 대한 이러한 개선은 도 3에 도시된 로드맵에서의 블록 90 및 블록 92 둘 다에 적용 가능하다 .코드 분할 다중 액세스 시스템(예를 들어, CDMA IS-95, CDMA 2000, WCDMA)은 다수의 사용자들 사이에 동일 할당된 RF 스펙트럼을 공유한다. 이는 각각의 칩(즉, 사용의 시간 구간) 발생에서 다양한 전송 신호들을 선택하는데 의사 랜덤 코드들을 사용함으로써 행해진다. 이상적인 상황에서, 각각의 링크에 의해 사용된 코드는 모든 다른 코드들에 대해 직교이며, 이는 동일한 주파수를 사용하는 다수의 링크들을 용이하게 한다. 그 다음, 이들 개별 신호들은, 수신 신호에서 직교성이 유지된다고 가정하여, 개별 링크에 할당된 직교 코드를 아는 것을 통해, 수신기에서 복구된다.

송신기에 의해 전송될 신호는 심볼들에 의해 정의되는 확산 스펙트럼 소스 신호이며, 각각의 심볼은 확산 코드에 기초한 복수의 칩들을 포함한다. 각각의 심볼 내의 칩들의 일부분은, 전송된 소스 신호가 L ≥ 2인 L 개의 선형 독립적인 전력 레벨 시간 구간들을 가지고 나타나도록, 상이한 전력 레벨에서 전송된다. 이동 무선 통신 디바이스는 M ≥ 2인 M 개의 신호 소스들에 의해 제공되는 소스 신호들을 분리하는데 사용되며, 상기 설명한 바와 같이 송신기는 L 개의 선형 독립적인 전력 레벨 시간 구간들을 갖는 M 개의 소스 신호들 중 하나를 제공한다.

신호 분리 프로세서에 의해 형성된 혼합 행렬은 M 개의 소스 신호들의 적어도 N 개의 상이한 합산들을 포함하는 혼합 행렬을 형성한다. 혼합 행렬은 최대한 적어도 L*N 과 동일한 계수를 갖는다. 각각의 심볼 내의 상이한 전력 레벨들에서 전송될 칩들의 일부분들의 수는 혼합 행렬의 계수와 동일할 수 있다. 각각의 심볼 내의 상이한 전력 레벨들에서 전송될 칩들의 각각의 일부분은 인접한(contiguou) 칩들의 세트를 포함할 수 있다.

그러나, 이상적인 상황은 3 가지 시나리오에서 깨지게 된다. 하나는, 수신기에 의해 수신된 개별 방사선들에 대한 다른 경로 지연들로 인해 직교성이 손실되거나 줄어든 경우이다. 두 번째는, 사용자 기기가 2 개의 인접한 셀들 또는 섹터들 사이의 소프트 핸드오프 영역에 있는 경우이다. 세 번째는, 시간 슬롯 링크들이 FDD HSDPA 및 CDMA2000 1xEV-DV에서와 같이 다른 사용자 데이터 채널들과 리소스를 공유하고 있는 경우이다. 이들 상황 동안에는, 코드들의 직교성이 종종 불충분하거나 줄어든다. 이로 인해 상당히 감소된 데이터 레이트를 초래하고, 끊어진 링크를 초래할 수도 있다.

신호들을 효과적으로 분리하기 위한 BSS 알고리즘에 대하여,

수신 신호는, 상대적으로 상이한 가중 요인들이 각각의 개별 신호와 연관되어 있는, 안테나에서 수신된 신호들의 집합체이어야 한다. 이는 송신기나 수신기, 또는 둘 다의 위 치에서 행해질 수 있다. 가중 요인들이 송신단에서 변경되든지 아니면 수신단에서 변경되든지 간에, 가중 요인들은 칩 또는 인접한 칩들 세트 마다 변경될 수 있다. 기본적인 요건은, 집합체 신호가 적어도 분리할 신호들이 있는 만큼 심볼에 대하여 조정되어야 한다는 것이다.

도 23은 주파수에 있어서 심볼이 12번 변하는 경우(12 칩들)를 나타낸다. 변하게 될 파라미터는 4 개 칩들에 대하여 일정한 것으로 고정된다. 심볼에 대한 3 개 변형들은, 3 개의 구별되는 신호들이 집합체 수신된 신호로부터 분리될 수 있다는 것을 의미한다.

송신기가 단일 경로를 따라 단일 스트림을 보내고 있는 경우에는, 패턴 윤곽 세트가 회전되거나 달라질 필요는 없다. 이는 수신기에서 검출된 신호가 모든 다른 수신된 신호들에 대해 변경되어 있는 것이기 때문이다. 그러므로, 송신기는 윤곽의 형상을 변경해야 하는 것이 아니라 전체 패턴에 대한 단순한 전력 변경을 사용할 수 있다. 수신기에서 단 하나의 다른 스트림만 합산되는 경우, BSS 처리는 그것의 진폭이 일정하더라도 그것들을 분리할 수 있을 것이다. 이는 전력 디더링 소스가 그의 동작에 필요한 변경들을 제공하기 때문이다. 하나보다 많은 수의 다른 스트림이 수신되는 경우, 수신기 자체가 다른 분리 수단을 사용하지 않는다면 또는 그 자체의 파동 패턴 생성 능력을 갖지 않는다면, 그 스트림들은 BSS 프로세서에 대하여 단일 그룹화된 간섭자인 것처럼 보인다.

엄격하게 필요한 것은 아니지만, 사용자 기기 수신기로부터의 피드백 정보가 링크의 전체 동작을 개선하는데 사용될 수 있다. 예를 들어, 수신기는 패턴 윤곽에 있어서의 각각의 변경에 대한 어느 정도가 유용한 데이터를 제공하는지 결정할 수 있다. 이 정보는 송신기에 다시 공급된다. 그 다음, 송신기는 자신의 동작을 조정함으로써, 링크를 개선하거나, 더 적은 전력을 이용하거나, 다른 통신 링크에 일으키는 간섭을 더 줄이도록 할 수 있다. 전력 프로파일들을 변경하는 많은 방식들이 있지만, 조정들 중 일부는, 각각의 패턴이 어느 것이 그리고 어떤 시퀀스로 사용되는지, 심볼 전송 중에 얼마나 많은 변경들이 이루어지는지, 그리고 개별 링크에 전력을 어떻게 변조하거나 디더링할지, 일 수 있다. 심볼에 대한 윤곽 변경들의 조정은 최상의 성능을 위해 수신기에 전달되어야 할 것이다.

실용적인 전력 증폭기들은 그들 선형 동작 범위에서 가장 잘 이용된다. 큰 피크 대 평균 전력 비를 가지면, 선형 동작에 대한 동작 범위가 감소됨으로써 PA에 대한 선형 동적 제어 범위가 감소되며, 따라서 송신기와 수신기 사이의 동작적 간격이 감소된다. 이용될 전송 파라미터가 전력인 경우, 이러한 관심은 여러 접근 방법들에 의해 완화될 수 있다.

이들 접근 방법은, 하나보다 많은 수의 싱크가 동일한 증폭기에 의해 전력 제공되고 있는 경우, BSS 처리 변경들이 모든 신호들의 전력들의 합이 일정하게 유지되는 방식으로 동기화될 수 있는 것을 포함한다. 즉, 일부 전송의 증가는 다른 것의 감소에 의해 상쇄된다. 전력이 칩 레이트에 가까운 값에서 변조되는 경우, 초과 전력은 종종 디커플링 저장 소자에 의해 흡수되며 작은 리플이 유도될 수 있다. 초과 전력은 방산 부하로 전환될 수 있다.

2차원 또는 3차원에서의 패턴들은, 위상 어레이 안테나들의 지연 및 전력 레 벨의 조정, 스위칭 가능한 부하들을 구비한 기생 안테나 소자들, 편파의 변경, 패턴들의 편향을 일으키는 전력 플레인 로딩의 변경, 소자들 또는 반사기들의 기계적 이동, 및 상기 중 임의의 것의 조합을 포함하는, 송신 및 수신 안테나들 둘 다에 대한 다수의 수단에 의해, 생성될 수 있다.

혼합 행렬을 구축하기 위해 상기 설명한 모든 방법들은 이 구현의 일부로서 사용될 수 있다.

전술한 설명 및 관련 도면에서 제시된 교시의 이점을 갖는 본 발명의 많은 변경 및 기타 실시예가 당해 기술 분야에서의 숙련자에 의해 떠오를 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명은 개시된 특정 실시예에 한정되어서는 안되며, 변경 및 실시예가 첨부된 청구항의 범위 내에 포함되는 것으로 의도된다는 것을 이해하여야 한다.

Claims

통신 시스템에 있어서,

복수의 심볼들을 포함하는 문자 세트에 의해 정의되는 소스 신호를 전송하기 위한 적어도 하나의 고정 송신기로서, 상기 문자 세트 내의 심볼들 중 적어도 하나는 전송된 소스 신호가 L ≥ 2 인 L 개의 선형 독립적인 전력 레벨 시간 구간들을 가지고 나타나도록 상이한 전력 레벨에서 전송되는 것인, 적어도 하나의 고정 송신기; 및

M ≥ 2 인 M 개의 신호 소스들에 의해 제공되는 소스 신호들을 분리하기 위한 이동 무선 통신 디바이스를 포함하고,

상기 적어도 하나의 송신기는 상기 L 개의 선형 독립적인 전력 레벨 시간 구간들을 갖는 상기 M 개의 소스 신호들 중 하나를 제공하며,

상기 무선 통신 디바이스는,

상기 M 개의 소스 신호들의 N ≥ 1인 적어도 N 개의 상이한 합산들을 수신하기 위한 N 개의 안테나 소자들을 포함하는 안테나 어레이,

상기 M 개의 소스 신호들의 적어도 N 개의 상이한 합산들을 수신하기 위해 상기 안테나 어레이에 연결되는 수신기, 및

상기 M 개의 소스 신호들의 적어도 N 개의 상이한 합산들을 포함하는 혼합 행렬(mixing matrix)을 형성하기 위해 상기 수신기에 연결되는 신호 분리 프로세서로서, 상기 혼합 행렬은 최대한 적어도 L*N 과 동일한 계수(rank)를 가지며, 상기 신호 분리 프로세서는 상기 혼합 행렬로부터 원하는 소스 신호들을 분리하기 위한 것인, 신호 분리 프로세서

를 포함하는 것인, 통신 시스템.
청구항 1에 있어서,

상기 문자 세트 내의 각각의 심볼의 진폭은 일정하며, 상기 심볼들 중 적어도 둘이 상이한 전력 레벨에 있는 것인, 통신 시스템.
청구항 1에 있어서,

상기 적어도 하나의 고정 송신기는 상기 통신 시스템이 셀룰러 네트워크로서 구성되도록 기지국의 일부인 것인, 통신 시스템.
청구항 3에 있어서,

상기 적어도 하나의 고정 송신기는 복수의 고정 송신기들을 포함하고, 상기 기지국과 연관된 커버리지 영역은 섹터(sector)들로 나뉘며, 각각의 고정 송신기가 각각의 섹터와 연관되고 상이한 전력 레벨에서 각각의 문자 세트들 내의 심볼들 중 적어도 하나를 전송하는 것인, 통신 시스템.
청구항 1에 있어서,

상기 적어도 하나의 고정 송신기와 연관되는 적어도 하나의 고정 수신기를 더 포함하고, 상기 무선 통신 디바이스는 상이한 전력 레벨에서 상기 문자 세트 내의 적어도 하나의 심볼의 전송에 대해 상기 적어도 하나의 고정 수신기를 통하여 상기 적어도 하나의 고정 송신기에 피드백을 제공하기 위한 이동 송신기를 더 포함하는 것인, 통신 시스템.
청구항 5에 있어서,

상기 피드백은 상이한 전력 레벨에서 전송되고 있는 문자 세트들 내의 심볼들의 시퀀스, 및 상기 전력 레벨의 조절 중 적어도 하나를 포함하는 것인, 통신 시스템.
청구항 1에 있어서,

상기 N 개의 안테나 소자들은 N 개의 상관(correlated) 안테나 소자들을 포함하는 것인, 통신 시스템.
청구항 7에 있어서,

상기 N 개의 상관 안테나 소자들은 상기 안테나 어레이가 위상 어레이(phased array)를 형성하도록 N 개의 능동 안테나 소자들을 포함하는 것인, 통신 시스템.
청구항 7에 있어서,

상기 N 개의 상관 안테나 소자들은 상기 안테나 어레이가 입사 신호들의 독립적인 합들을 형성하도록 적어도 하나의 능동 안테나 소자 및 최대 N-1 개의 수동 안테나 소자들을 포함하는 것인, 통신 시스템.
청구항 1에 있어서,

상기 M 개의 소스 신호들의 N 개의 상이한 합산들 중 적어도 둘을 수신하기 위해 상기 N 개의 안테나 소자들 중 적어도 둘은 상관되고 상이한 편파(polarization)들을 갖는 것인, 통신 시스템.
청구항 1에 있어서,

상기 무선 통신 디바이스는 그에 의해 수신된 상기 M 개의 소스 신호들의 N 개의 상이한 합산들의 각각의 합산을 동위상(I; in-phase) 및 직교(Q; quadrature) 성분 세트로 분리하기 위해 각각의 안테나 소자와 상기 수신기 사이에 연결되는 각각의 동위상 및 직교 모듈을 더 포함하고,

상기 수신기는 상기 M 개의 소스 신호들의 적어도 N 개의 상이한 합산들에 대하여 적어도 N 개의 동위상 및 직교 성분 세트를 수신하고,

상기 신호 분리 프로세서는 상기 M 개의 소스 신호들의 적어도 2*L*N 개의 상이한 합산들을 포함하는 혼합 행렬을 형성하며, 각각의 동위상 및 직교 성분 세트가 상기 L 개의 선형 독립적인 전력 레벨 시간 구간들 각각에 대하여 상기 혼합 행렬로 2개 입력들을 제공하고, 상기 혼합 행렬이 최대한 적어도 2*L*N 과 동일한 계수를 갖는 것인, 통신 시스템.
청구항 1에 있어서,

상기 무선 통신 디바이스는 상기 M 개의 소스 신호들의 적어도 N 개의 상이한 합산들을 디코딩하기 위해 상기 N 개의 안테나 소자들과 상기 수신기 사이에 연결되는 코드 역확산기(code despreader)를 더 포함하고, 상기 N 개의 상이한 합산들의 각각의 합산은 그와 연관된 L 개의 선형 독립적인 전력 레벨 시간 구간들을 갖는 상기 M 개의 소스 신호들의 k 개의 상이한 합산들을 제공하기 위해 k 개의 코드들을 포함하고;

상기 수신기는 상기 M 개의 소스 신호들의 적어도 k*L*N 개의 상이한 합산들을 수신하고;

상기 신호 분리 프로세서는 상기 M 개의 소스 신호들의 적어도 k*L*N 개의 상이한 합산들을 포함하는 혼합 행렬을 형성하며, 상기 혼합 행렬이 최대한 적어도 k*L*N 과 동일한 계수를 갖는 것인, 통신 시스템.
청구항 1에 있어서,

상기 안테나 어레이는 N 개의 초기 안테나 패턴들을 생성하며, 상기 안테나 어레이는 상기 M 개의 소스 신호들의 적어도 하나의 추가적인 상이한 합산이 그에 의해 수신되도록 적어도 하나의 추가적인 안테나 패턴을 생성하기 위해 상기 N 개의 초기 안테나 패턴들 중 적어도 하나의 앙각(elevation)을 선택적으로 변경하기 위한 앙각 제어기를 포함하고;

상기 수신기는 상기 N 개의 초기 안테나 패턴들을 사용하여 상기 M 개의 소스 신호들의 N 개의 상이한 합산들을 수신하고, 상기 적어도 하나의 추가적인 안테나 패턴을 사용하여 상기 M 개의 소스 신호들의 적어도 하나의 추가적인 상이한 합산을 수신하고;

상기 신호 분리 프로세서는 상기 L 개의 선형 독립적인 전력 레벨 시간 구간들 각각에 대하여 상기 M 개의 소스 신호들의 N 개의 상이한 합산들 및 상기 M 개의 소스 신호들의 적어도 하나의 추가적인 상이한 합산을 포함하는 혼합 행렬을 형성하며, 상기 혼합 행렬이 최대한 적어도 L*N에, 상기 추가적인 안테나 패턴들을 사용하는 상기 M 개의 소스 신호들의 추가적인 상이한 합산들의 수와 상기 L 개의 선형 독립적인 전력 레벨 시간 구간들을 곱한 값을 더한 값과 동일한 계수를 갖는 것인, 통신 시스템.
청구항 1에 있어서,

상기 적어도 하나의 고정 송신기는 J ≥ 2인 J 개의 이격되어 있는 고정 송신기들을 포함하고, 각각의 고정 송신기는 복수의 심볼들을 포함하는 문자 세트에 의해 정의되는 적어도 하나의 소스 신호를 전송하기 위한 것이며, 상기 문자 세트 내의 심볼들 중 적어도 하나는 상기 J 개의 송신기들로부터의 J 개의 소스 신호들이 L_J ≥ 1이며 적어도 하나는 L_J > 1인 적어도 L₁ 내지 L_J 개의 선형 독립적인 전력 레벨 시간 구간들을 가지고 나타나도록 상이한 전력 레벨에서 전송되며, 각각의 고정 송신기에서의 전력 레벨은 상기 J 개의 고정 송신기들로부터 상이한 상대적인 선형 독립적인 전력 레벨 시간 구간들을 최대화하도록 조정(coordinate)되고, 상기 신호 분리 프로세서는 상기 M 개의 소스 신호들의 적어도 N 개의 상이한 합산들을 포함하는 혼합 행렬을 형성하며, 상기 혼합 행렬이 최대한 적어도 (L₁*...*L_J)*N 과 동일한 계수를 갖는 것인, 통신 시스템.
청구항 14에 있어서,

상기 J 개의 이격되어 있는 고정 송신기들의 조정은 상기 J 개의 송신기들의 패턴 사용, 배향, 전력 레벨, 및 타이밍 중 적어도 하나에 기초하는 것인, 통신 시스템.
청구항 14에 있어서,

상기 혼합 행렬을 채우기 위한 조합들 수는 사용되고 있는 상이한 전력 레벨의 수, 사용되고 있는 시간 구간, 및 상기 J 개의 송신기들 사이의 조정에 기초하는 것인, 통신 시스템.
청구항 1에 있어서,

상기 신호 분리 프로세서는 블라인드(blind) 신호 분리 프로세서를 포함하 고, 주성분 분석(PCA; principal component analysis), 독립 성분 분석(ICA; independent component analysis), 및 특이값 분해(SVD; single value decomposition) 중 적어도 하나에 기초하여 상기 혼합 행렬로부터 원하는 소스 신호들을 분리하는 것인, 통신 시스템.
청구항 1에 있어서,

상기 신호 분리 프로세서는 지식 기반의(knowledge based) 처리 신호 추출 프로세스에 기초하여 상기 혼합 행렬로부터 원하는 소스 신호들을 분리하는 것인, 통신 시스템.
청구항 1에 있어서,

상기 신호 분리 프로세서는 지식 기반의 신호 추출 프로세스 및 블라인드 신호 분리 프로세스의 조합에 기초하여 상기 혼합 행렬로부터 원하는 소스 신호들을 분리하는 것인, 통신 시스템.
통신 시스템에 있어서,

심볼들에 의해 정의되는 확산 스펙트럼 소스 신호를 전송하기 위한 적어도 하나의 송신기로서, 각각의 심볼은 확산 코드에 기초한 복수의 칩들을 포함하고, 각각의 심볼 내의 칩들의 일부분은 전송된 소스 신호가 L ≥ 2인 L 개의 선형 독립적인 전력 레벨 시간 구간들을 가지고 나타나도록 상이한 전력 레벨에서 전송되는 것인, 적어도 하나의 송신기; 및

M ≥ 2인 M 개의 신호 소스들에 의해 제공되는 소스 신호들을 분리하기 위한 이동 무선 통신 디바이스를 포함하고,

상기 적어도 하나의 송신기는 상기 L 개의 선형 독립적인 전력 레벨 시간 구간들을 갖는 M 개의 소스 신호들 중 하나를 제공하며,

상기 무선 통신 디바이스는,

상기 M 개의 소스 신호들의 N ≥ 1인 적어도 N 개의 상이한 합산들을 수신하기 위한 N 개의 안테나 소자들을 포함하는 안테나 어레이,

상기 M 개의 소스 신호들의 적어도 N 개의 상이한 합산들을 수신하기 위해 상기 안테나 어레이에 연결되는 수신기, 및

상기 M 개의 소스 신호들의 적어도 N 개의 상이한 합산들을 포함하는 혼합 행렬을 형성하기 위해 상기 수신기에 연결되는 신호 분리 프로세서로서, 상기 혼합 행렬은 최대한 적어도 L*N 과 동일한 계수를 가지며, 상기 신호 분리 프로세서는 상기 혼합 행렬로부터 원하는 소스 신호들을 분리하기 위한 것인, 신호 분리 프로세서

를 포함하는 것인, 통신 시스템.
청구항 20에 있어서,

각각의 심볼 내의 상이한 전력 레벨에서 전송되고 있는 칩들의 일부분들 수는 상기 혼합 행렬의 계수와 동일한 것인, 통신 시스템.
청구항 20에 있어서,

각각의 심볼 내의 상이한 전력 레벨에서 전송되고 있는 칩들의 각각의 일부분에서의 칩들은 인접한 칩들의 세트를 포함하는 것인, 통신 시스템.
청구항 20에 있어서,

심볼 내의 각각의 칩의 진폭은 일정한 것인, 통신 시스템.
청구항 20에 있어서,

상기 적어도 하나의 송신기는 상기 통신 시스템이 셀룰러 네트워크로서 구성되도록 기지국의 일부인 것인, 통신 시스템.
청구항 20에 있어서,

상기 적어도 하나의 송신기와 연관되는 적어도 하나의 수신기를 더 포함하고, 상기 무선 통신 디바이스는 상이한 전력 레벨에서 각각의 심볼 내의 칩들의 일부분의 전송에 대해 상기 적어도 하나의 수신기를 통하여 상기 적어도 하나의 송신기에 피드백을 제공하기 위한 이동 송신기를 더 포함하는 것인, 통신 시스템.
청구항 25에 있어서,

상기 피드백은 상이한 전력 레벨에서 전송되고 있는 칩들의 시퀀스, 및 상기 전력 레벨의 조절 중 적어도 하나를 포함하는 것인, 통신 시스템.
청구항 20에 있어서,

상기 N 개의 안테나 소자들은 N 개의 상관 안테나 소자들을 포함하는 것인, 통신 시스템.
청구항 27에 있어서,

상기 N 개의 상관 안테나 소자들은 상기 안테나 어레이가 위상 어레이를 형성하도록 N 개의 능동 안테나 소자들을 포함하는 것인, 통신 시스템.
청구항 27에 있어서,

상기 N 개의 상관 안테나 소자들은 상기 안테나 어레이가 입사 신호들의 독립적인 합들을 형성하도록 적어도 하나의 능동 안테나 소자 및 최대 N-1 개의 수동 안테나 소자들을 포함하는 것인, 통신 시스템.
청구항 20에 있어서,

상기 M 개의 소스 신호들의 N 개의 상이한 합산들 중 적어도 둘을 수신하기 위해 상기 N 개의 안테나 소자들 중 적어도 둘은 상관되고 상이한 편파들을 갖는 것인, 통신 시스템.
청구항 20에 있어서,

상기 무선 통신 디바이스는 그에 의해 수신된 상기 M 개의 소스 신호들의 N 개의 상이한 합산들의 각각의 합산을 동위상 및 직교 성분 세트로 분리하기 위해 각각의 안테나 소자와 상기 수신기 사이에 연결되는 각각의 동위상 및 직교 모듈을 더 포함하고;

상기 수신기는 상기 M 개의 소스 신호들의 적어도 N 개의 상이한 합산들에 대하여 적어도 N 개의 동위상 및 직교 성분 세트를 수신하고;

상기 신호 분리 프로세서는 상기 M 개의 소스 신호들의 적어도 2*L*N 개의 상이한 합산들을 포함하는 혼합 행렬을 형성하며, 각각의 동위상 및 직교 성분 세트가 L 개의 선형 독립적인 전력 레벨 시간 구간들 각각에 대하여 상기 혼합 행렬로 2개 입력들을 제공하고, 상기 혼합 행렬이 최대한 적어도 2*L*N 과 동일한 계수를 갖는 것인, 통신 시스템.
청구항 20에 있어서,

상기 무선 통신 디바이스는 상기 M 개의 소스 신호들의 적어도 N 개의 상이한 합산들을 디코딩하기 위해 상기 N 개의 안테나 소자들과 상기 수신기 사이에 연결되는 코드 역확산기를 더 포함하고, 상기 N 개의 상이한 합산들의 각각의 합산은 그와 연관된 L 개의 선형 독립적인 전력 레벨 시간 구간들을 갖는 M 개의 소스 신호들의 k 개의 상이한 합산들을 제공하기 위해 k 개의 코드들를 포함하고;

상기 수신기는 상기 M 개의 소스 신호들의 적어도 k*L*N 개의 상이한 합산들 을 수신하고;

상기 신호 분리 프로세서는 상기 M 개의 소스 신호들의 적어도 k*L*N 개의 상이한 합산들을 포함하는 혼합 행렬을 형성하며, 상기 혼합 행렬이 최대한 적어도 k*L*N 과 동일한 계수를 갖는 것인, 통신 시스템.
청구항 20에 있어서,

상기 안테나 어레이는 N 개의 초기 안테나 패턴들을 생성하며, 상기 안테나 어레이는 상기 M 개의 소스 신호들의 적어도 하나의 추가적인 상이한 합산이 그에 의해 수신되도록 적어도 하나의 추가적인 안테나 패턴을 생성하기 위해 상기 N 개의 초기 안테나 패턴들 중 적어도 하나의 앙각을 선택적으로 변경하기 위한 앙각 제어기를 포함하고;

상기 수신기는 상기 N 개의 초기 안테나 패턴들을 사용하여 상기 M 개의 소스 신호들의 N 개의 상이한 합산들을 수신하고, 상기 적어도 하나의 추가적인 안테나 패턴을 사용하여 상기 M 개의 소스 신호들의 적어도 하나의 추가적인 상이한 합산을 수신하고;

상기 신호 분리 프로세서는 L 개의 선형 독립적인 전력 레벨 시간 구간들 각각에 대하여 상기 M 개의 소스 신호들의 N 개의 상이한 합산들 및 상기 M 개의 소스 신호들의 적어도 하나의 추가적인 상이한 합산을 포함하는 혼합 행렬을 형성하며, 상기 혼합 행렬이 최대한 적어도 L*N에, 상기 추가적인 안테나 패턴들을 사용하는 상기 M 개의 소스 신호들의 추가적인 상이한 합산들의 수와 상기 L 개의 선형 독립적인 전력 레벨 시간 구간들을 곱한 값을 더한 값과 동일한 계수를 갖는 것인, 통신 시스템.
청구항 20에 있어서,

상기 적어도 하나의 고정 송신기는 J ≥ 2인 J 개의 이격되어 있는 고정 송신기들을 포함하고, 각각의 고정 송신기는 복수의 심볼들을 포함하는 문자 세트에 의해 정의되는 적어도 하나의 소스 신호를 전송하기 위한 것이며, 상기 문자 세트 내의 심볼들 중 적어도 하나는 상기 J 개의 송신기들로부터의 J 개의 전송된 소스 신호들이 L_J ≥ 1이며 적어도 하나는 L_J > 1인 적어도 L₁ 내지 L_J 개의 선형 독립적인 전력 레벨 시간 구간들을 가지고 나타나도록 상이한 전력 레벨에서 전송되며, 각각의 고정 송신기에서의 전력 레벨은 상기 J 개의 고정 송신기들로부터 상이한 상대적인 선형 독립적인 전력 레벨 시간 구간들을 최대화하도록 조정되고, 상기 신호 분리 프로세서는 상기 M 개의 소스 신호들의 적어도 N 개의 상이한 합산들을 포함하는 혼합 행렬을 형성하며, 상기 혼합 행렬이 최대한 적어도 (L₁*...*L_J)*N 과 동일한 계수를 갖는 것인, 통신 시스템.
청구항 33에 있어서,

상기 J 개의 이격되어 있는 고정 송신기들의 조정은 상기 J 개의 송신기들의 패턴 사용, 배향, 전력 레벨, 및 타이밍 중 적어도 하나에 기초하는 것인, 통신 시 스템.
청구항 33에 있어서,

상기 혼합 행렬을 채우기 위한 조합들 수는 사용되고 있는 상이한 전력 레벨의 수, 사용되고 있는 시간 구간, 및 상기 J 개의 송신기들 사이의 조정에 기초하는 것인, 통신 시스템.
청구항 20에 있어서,

상기 신호 분리 프로세서는 블라인드 신호 분리 프로세서를 포함하고, 주성분 분석(PCA), 독립 성분 분석(ICA), 및 특이값 분해(SVD) 중 적어도 하나에 기초하여 상기 혼합 행렬로부터 원하는 소스 신호들을 분리하는 것인, 통신 시스템.
청구항 20에 있어서,

상기 신호 분리 프로세서는 지식 기반의 처리 신호 추출 프로세스에 기초하여 상기 혼합 행렬로부터 원하는 소스 신호들을 분리하는 것인, 통신 시스템.