KR20090084382A - 광대역 무선접속 통신 시스템에서 주파수 동기를 위한 상관장치 및 방법 - Google Patents

광대역 무선접속 통신 시스템에서 주파수 동기를 위한 상관장치 및 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20090084382A
KR20090084382A KR1020080010538A KR20080010538A KR20090084382A KR 20090084382 A KR20090084382 A KR 20090084382A KR 1020080010538 A KR1020080010538 A KR 1020080010538A KR 20080010538 A KR20080010538 A KR 20080010538A KR 20090084382 A KR20090084382 A KR 20090084382A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
correlation
predetermined interval
reference signal
interval
Prior art date
Application number
KR1020080010538A
Other languages
English (en)
Other versions
KR101421406B1 (ko
Inventor
노희진
이정길
윤수진
강훈
백창현
강준규
최형진
임세빈
이대홍
Original Assignee
삼성전자주식회사
성균관대학교산학협력단
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 삼성전자주식회사, 성균관대학교산학협력단 filed Critical 삼성전자주식회사
Priority to KR1020080010538A priority Critical patent/KR101421406B1/ko
Priority to US12/363,484 priority patent/US8351550B2/en
Priority to EP09151724.3A priority patent/EP2086195B1/en
Publication of KR20090084382A publication Critical patent/KR20090084382A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101421406B1 publication Critical patent/KR101421406B1/ko

Links

Images

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00Modulated-carrier systems
    • H04L27/26Systems using multi-frequency codes
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00Modulated-carrier systems
    • H04L27/26Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668Details of algorithms
    • H04L27/2681Details of algorithms characterised by constraints
    • H04L27/2688Resistance to perturbation, e.g. noise, interference or fading
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00Modulated-carrier systems
    • H04L27/26Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655Synchronisation arrangements
    • H04L27/2657Carrier synchronisation
    • H04L27/2659Coarse or integer frequency offset determination and synchronisation
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00Modulated-carrier systems
    • H04L27/26Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668Details of algorithms
    • H04L27/2669Details of algorithms characterised by the domain of operation
    • H04L27/2672Frequency domain
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00Modulated-carrier systems
    • H04L27/26Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668Details of algorithms
    • H04L27/2673Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
    • H04L27/2675Pilot or known symbols
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00Arrangements for synchronising receiver with transmitter

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

본 발명은 주파수 동기를 위한 상관 방법에 관한 것으로, 광대역 무선접속 통신시스템에서 수신기의 주파수 동기 방법에 있어서 수신한 신호와 기준신호 사이에 가변 간격의 차동 상관을 수행하여 가장 상관도가 높은 값을 구하는 과정과 상기 가장 상관도가 높은 값에 따라 주파수 동기를 수행하는 과정을 포함하는 것으로 다중 경로 페이딩이 존재하는 직교 주파수 분할 다중 전송 시스템의 실제 수신환경에서 대략적 주파수 동기 성능을 크게 향상시킬 수 있는 이점이 있다.
OFDM, 주파수 동기, CAZAC, FFT

Description

광대역 무선접속 통신 시스템에서 주파수 동기를 위한 상관 장치 및 방법{CORRELATION APPARATUS AND METHOD FOR FREQUENCY SYNCHRONIZATION IN BROADBAND WIRELESS ACCESS COMMUNICAION SYSTEM}
본 발명은 광대역 무선접속 통신 시스템에서 사용되는 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템에서 주파수 동기를 위한 상관 장치 및 방법에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 ZC(Zadoff Chu) 시퀀스, CAZAC(Constant Amplitude Zero-Autocorrelation) 시퀀스 등을 기준 신호로 사용하는 시스템에서 주파수 동기 성능을 향상시키기 위한 상관 방식에 관한 장치 및 방법에 관한 것이다.
직교 주파수 분할 다중 전송 방식은 전송 대역에 비해 부 반송파 간의 주파수 간격이 상대적으로 작고, 각 부 반송파들은 서로 직교성을 유지하며 전송되어야 하기 때문에 단일 반송파 전송 방식에 비해 송수신기 간의 오실레이터 부정합에 의해 발생하는 주파수 옵셋에 민감한 특징이 있다.
직교 주파수 분할 다중 전송 수신기에서 상기 주파수 옵셋의 추정은 크게 두 단계로 구분되어 수행된다. 첫 번째는 부 반송파 간격보다 작은 미세한 주파수 오프셋을 추정하는 단계이고, 두 번째는 부 반송파 간격 단위로 주파수 오프셋을 추정하는 단계이다.
일반적으로 직교 주파수 분할 다중 전송 시스템에서는 수신신호의 주파수 옵셋을 정확히 검출하기 위해 프레임의 앞부분에 프리앰블과 같은 기준 신호를 삽입한다.
이러한 기준 신호는 송수신기 간에 약속된 형태로 전송되며, 수신기에서는 수신된 신호와 상기 기준 신호를 이용하여 주파수 동기를 수행한다.
ZC 시퀀스는 종래의 CAZAC 시퀀스의 한 종류로써 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio) 및 자기상관(auto-correlation) 특성이 우수한 특징을 가지고 있다.
따라서, ZC 시퀀스는 직교 주파수 분할 다중 전송뿐만 아니라 SC-FDE(Single Carrier-Frequency Domain Equalization), UWB(Ultra Wide Band) 등 다양한 시스템에서 동기용 기준 신호로 적용되고 있다.
그러나, 이러한 ZC 시퀀스를 적용할 경우 종래의 대략적 주파수 옵셋 검출 방법상에서는 상관 특성이 열화된다는 문제점이 있다.
즉, 상대적 주파수 옵셋을 이용하여 할 때 정수부에 해당하는 대략적 주파수 옵셋의 검출 성능이 열화되는 문제점이 있다.
본 발명의 목적은 광대역 무선접속 통신 시스템에서 주파수 동기를 위한 상관 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 광대역 무선접속 통신 시스템에서 대략적 주파수 옵셋 검출 방법의 상관 특성이 열화를 방지할 수 있는 주파수 동기를 위한 상관 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제 1 견지에 따르면 광대역 무선접속 통신시스템에서 수신기의 주파수 동기 방법에 있어서 수신한 신호와 기준신호 사이에 가변 간격의 차동 상관을 수행하여 가장 상관도가 높은 값을 구하는 과정과 상기 가장 상관도가 높은 값에 따라 주파수 동기를 수행하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 한다.
본 발명의 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제 2 견지에 따르면, 광대역 무선접속 통신시스템에서 주파수 동기를 수행하는 수신기의 장치에 있어서 수신한 신호와 기준신호 사이에 가변 간격의 차동 상관을 수행하여 가장 상관도가 높은 값을 구하는 주파수 동기부와 상기 가장 상관도가 높은 값에 따라 주파수 동기를 수행하는 주파수 제어부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 상관 방식의 대략적 주파수 옵셋 검출 방법은 다중 경로 페이딩이 존재하는 직교 주파수 분할 다중 전송 시스템의 실제 수신환경에서 대략적 주파수 동기 성능을 크게 향상시킬 수 있는 이점이 있다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다.
이하, 본 발명은 광대역 무선접속 통신 시스템에서 주파수 동기를 위한 상관 장치 및 방법에 대해 설명할 것이다.
직교 주파수 분할 다중 전송 수신기에서 상기 주파수 옵셋의 추정은 크게 두 단계로 구분되어 수행된다.
첫 번째는 부 반송파 간격보다 작은 미세한 주파수 오프셋을 추정하는 단계이고, 두 번째는 본 발명에 속하는 부 반송파 간격 단위로 주파수 오프셋을 추정하는 단계이다.
본 발명에 따른 상관 방식은 이러한 ZC 시퀀스에서의 성능 열화 특성을 보완하기 위하여 종래의 차동 검출(Differential Detection) 방법을 변형하여 사용한다.
그리고, 본 발명에 따른 상관 방식은 수신기에서 차동 검출 수행시 종래의 방식과 같이 인접한 부 반송파와의 상관을 취하는 것이 아니라 다양하게 차동 간격을 달리함으로써 상관 특성을 향상시킨다.
도 1은 본 발명에 따른 직교 주파수 분할 다중 전송 시스템의 송수신기 구조를 나타내는 예시도이다.
상기 도 1을 참조하면, 직교 주파수 분할 다중 전송 시스템은 멀티플렉서(Multiplexer)(110), IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)부(120), CP(Cyclic Prefix) 삽입부(30), 송신 안테나(140), 수신 안테나(150), CP 제거부(160), FFT부(170), 디멀티플렉서(Demultiplexer)(180)를 포함하여 구성된다.
상기 멀티플렉서(110)는 기준 신호(Reference Siganl)와 데이터 및 제어신호를 정해진 순서 및 위치에 배치하여 통합하는 기능을 수행하고, 상기 IFFT부(120)는 상기 멀티플렉서(110)이 출력한 주파수 영역 신호를 시간 영역 신호로 변환한 다, 상기 CP 삽입부(130)는 상기 IFFT(120)부가 출력한 신호에 CP를 삽입한다. 상기 CP 삽입부(130)에서 출력된 신호는 송신 안테나(140)를 통해 무선 채널 상에 전송된다.
상기 수신 안테나(150)에서 수신한 신호는 상기 CP 제거부(160)에서 CP 제거후에, 상기 FFT부(70)에서 시간 영역 신호가 주파수 영역으로 변환된 후, 디멀티플렉서(180)에서 전송된 신호의 데이터와 제어 신호로 구분된다.
상기 수신된 신호는 안정적인 복조를 위하여 시간 영역 및 주파수 영역에서 동기가 수행된다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 주파수 동기를 위한 프레임 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 2를 참조하면, 기준 신호(110)는 프레임의 가장 앞 부분에 전송되도록 배치되며, 데이터 & 제어신호(120)는 기준 신호 뒤에 전송되도록 설정된다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 ZC 시퀀스를 기준 신호로 이용하는 직교 주파수 분할 다중 전송 시스템에서 본 발명의 대략적 주파수 동기 구조를 나타낸 블록도이다.
상기 도 3을 참조하면, 수신부는 RF 처리부(410)와 아날로그 디지털(A/D)변환부(320), 주파수 동기부(300), FFT부(360)을 포함하여 구성된다. 그리고, 상기 주파수 동기부(300)는 지연 및 공액 복소수 처리부(350)와 상관부(340) 및 주파수 제어부(330)를 포함하여 구성된다.
안테나를 통해 수신한 신호는 상기 RF 처리부(410)에서 기저대역신호로 처리되고 상기 아날로그 디지털(A/D)변환부(320)에서 디지털 신호로 변환되고 상기 주파수 동기부(300)로 전달된다.
상기 FFT(460)부 이후의 수신 신호를 Y[k]이라 할 때, 차동 검출 기반의 대략적 주파수 동기 과정은 <수학식 1>과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008008527723-PAT00001
여기서, NFFT 는 FFT 크기를 나타태고, R''[k]는 수신신호와 동일한 패턴으로 기준 신호에 차동 상관이 수행된 신호를 나타낸다. 그리고, τk는 부 반송파 인덱스 k 에 따른 차동 상관 간격을 나타낸다. 그리고,
Figure 112008008527723-PAT00002
는 기준 신호 및 수신 산호 사이에서 가장 상관성이 높은 값을 나타낸다. 그리고, Y[]는 FFT 과정 이후의 수신 신호를 나타낸다.
채널 환경에 따른 코헤런스 대역폭(coherence bandwidth)를 고려하여 설정된 최대 상관 간격을 S라고 할 때 이는 하기 <수학식 2>와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008008527723-PAT00003
여기서, "mod"는 모듈로(modulo) 연산을 나타내고, 상관 간격은 최소 1에서 최대 S 까지 부 반송파 인덱스에 따라 반복되는 형태를 가진다. 그리고, τk는 부 반송파 인덱스 k 에 따른 차동 상관 간격을 나타낸다.
상기 <수학식 1>에서 R"[k]는 수신 신호와 동일한 패턴으로 기준 신호에 차동 상관이 수행된 신호로써 하기의 <수학식 3>과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008008527723-PAT00004
여기에서, R[k]는 송수신기 사이에서 약속된 기준 신호를 나타내고 하기 <수학식 4>와 같이 정의된다.
Figure 112008008527723-PAT00005
여기서, L은 ZC 시퀀스의 길이를 나타내고, m은 구분 인자를 나타낸다.
상기 <수학식 1>과 같이 다양한 간격의 차동 상관을 통하여 검출된 주파수 옵셋은 주파수 제어부(330)에 전달된다.
그리고, 상기 주파수 제어부(330)은 상기 주파수 옵셋을 이용하여 동기 과정을 수행한다.
상기의 과정을 다시 설명하면, 상기 지연 및 공액 복소수 처리부(350)는 상기 FFT(460)부 이후의 수신 신호를 τk 만큼 지연시키고, 공액 복소수 처리를 수행한다(공액 복소수를 구한다).
이후, 상기 지연 및 공액 복소수 처리부(350)의 출력 신호 및 상기 FFT(460)부 이후의 수신 신호는 곱해지고, 곱해진 신호((Y[k]Y*[k-τk ], A 신호라고 칭한 다)는 상기 상관부(340)로 입력된다.
상기 상관부(340)에서는 기준 신호에서 τk 만큼 지연된 신호와 기준 신호의 공액 복소수의 곱(<수학식 3>, B 신호라고 칭한다)과 상기 B 신호에서 τk 만큼 지연된 신호의 켤렉 복소수(C 신호라고 칭한다)와의 곱 신호(370, D 신호라고 칭한다, 즉 상기 D 신호는 상기 B 신호와 상기 C 신호의 곱이다)와 상기에서 곱해진 신호(A 신호)의 차동 상관 값을 구하는 과정을 정해진 수(NFFT) 대해 반복하고, 가장 상관도가 높은 값을 결정하여 주파수 제어부(330)로 전달한다. 여기서, 상기 C 신호는 하기 <수학식 6>과 같다.
Figure 112008008527723-PAT00006
여기서 상기 R''(k)는 상기 <수학식 3>에 정의 되어 있다.
상기 가장 상관도가 높은 값 계산 과정은 상기 <수학식 1>과 같다. 상기 주파수 제어부(330)는 상기 가장 상관도가 높은 값에 따라 동기 과정을 수행한다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 ZC 시퀀스를 기준 신호로 이용하는 직교 주파수 분할 다중 전송 시스템에서 본 발명의 대략적 주파수 동기 구조를 나타낸 흐름도이다.
상기 도 4를 참조하면, 지연 및 공액 복소수 처리부는 FFT부가 출력한 FFT 과정 이후의 신호를 전달받아(410 단계), τk 만큼 지연시키고 공액 복소수 처리를 수행한다(공액 복소수를 구한다)(420 단계).
이후, 상기 지연 및 공액 복소수 처리부 출력 신호 및 상기 FFT부 이후의 수신 신호는 곱해지고, 곱해진 신호(Y[k]Y*[k-τk ], A 신호)는 상관부에 입력된다.
상기 상관부에서는 상기 도 3의 B 신호(기준 신호에서 τk 만큼 지연된 신호와 기준 신호의 공액 복소수의 곱)와 상기 도 3의 C 신호(상기 B 신호에서 τk 만큼 지연된 신호의 공액 복소수)의 곱 신호(D 신호, 370)와 상기 A 신호와의 차동 상관 값을 구하는 과정을 정해진 수(NFFT) 대해 반복하고(430 단계), 가장 상관도가 높은 값을 결정하여(440 단계) 주파수 제어부(330)로 전달한다.
상기 가장 상관도가 높은 값 계산 과정은 상기 <수학식 1>과 같다. 상기 주파수 제어부는 상기 가장 상관도가 높은 값에 따라 동기 과정을 수행한다.
이후, 본 발명에 따른 알고리즘을 종료한다.
도 5는 기존의 차동 검출 방법에서 나타나는 상관 특성을 도시한 것으로, 최대 상관 지점을 이용하여 할 경우, 인접한 상관 값들의 크기가 크게 차이가 나지 결과를 도시하고 있다.
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 상관 방법의 상관 특성을 나타낸 그래프이 고, 상기 도 6에서는 종래의 차동 상관의 특성보다 최대 상관 지점에 인접한 상관 값들의 크기가 크게 줄어든 결과를 도시하고 있다.
본 발명에서 제시하는 상관 방식에 따른 대략적 주파수 옵셋 검출 방법의 성능 검증을 위한 모의실험은 다중 경로 페이딩 환경에서 충분히 많은 반복 과정을 거쳐 통계적인 성능 수치를 기록함으로써 수행되었으며, 결과는 도 7에 도시된다.
도 7은 본 발명에 따른 주파수 옵셋 검출 오류 확률을 종래 기술과 비교한 그래프이다.
상기 도 7을 참조하면, 성능 평가를 위해 최대 차동 상관 간격 S 는 6, 중심 주파수(Carrier Frequency)는 2.6GHz, 단말 속도(Mobile Speed)는 60km/h 그리고 주파수 옵셋 관찰 범위는
Figure 112008008527723-PAT00007
로 설정하였다.
상기 도 7은 대략적 주파수 옵셋의 DER(Detection Error Rate: 검출 오류 확률)을 SNR(부 반송파 신호 전력 대 잡음전력의 비율)에 따라 비교한 그래프이다.
Figure 112008008527723-PAT00008
여기서 주파수 옵셋
Figure 112008008527723-PAT00009
는 실제 주파수 옵셋
Figure 112008008527723-PAT00010
를 시퀀스 구간 T의 역수로 정규화한 값이다.
상기 도 7에서 SNR=10dB를 이용하여 일반 상관 방법은 검출 오류 확률이 0.075, 차동 검출 방법은 검출 오류 확률이 0.2 그리고 본 발명의 상관 방법의 대략적 주파수 옵셋 검출 방법은 검출 오류 확률이 1.5×10-4 정도의 성능을 가진다.
종래의 단순 상관 방법은 다중 경로 페이딩 채널로 인한 신호 왜곡 및 타이밍 오류로 인하여 SNR 증가에 따른 성능 향상이 거의 나타나지 않는다. 그리고 종래의 차동 검출 방법의 경우 ZC 시퀀스에서의 상관 특성이 열화되기 때문에 가장 성능이 우수하지 못함을 알 수 있다.
그리고 상기 도 7의 결과에서, 본 발명의 상관 방식의 주파수 옵셋 검출 방법은 실제 수신환경에서 종래의 대략적 주파수 옵셋 검출 방법들보다 우수한 성능을 가짐을 알 수 있다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
도 1은 본 발명에 따른 직교 주파수 분할 다중 전송 시스템의 송수신기 구조를 나타내는 예시도,
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 주파수 동기를 위한 프레임 구조를 도시한 도면,
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 ZC 시퀀스를 기준 신호로 이용하는 직교 주파수 분할 다중 전송 시스템에서 본 발명의 대략적 주파수 동기 구조를 나타낸 블록도,
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 ZC 시퀀스를 기준 신호로 이용하는 직교 주파수 분할 다중 전송 시스템에서 본 발명의 대략적 주파수 동기 구조를 나타낸 흐름도,
도 5는 기존의 차동 검출 방법에서 나타나는 상관 특성을 도시한 그래프.
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 상관 방법의 상관 특성을 나타낸 그래프, 및,
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 주파수 옵셋 검출 오류 확률을 종래 기술과 비교한 그래프.

Claims (12)

  1. 광대역 무선접속 통신시스템에서 수신기의 주파수 동기 방법에 있어서,
    수신한 신호와 기준신호 사이에 가변 간격의 차동 상관을 수행하여 가장 상관도가 높은 값을 구하는 과정과,
    상기 가장 상관도가 높은 값에 따라 주파수 동기를 수행하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 수신한 신호와 기준신호 사이에 가변 간격의 차동 상관을 수행하여 가장 상관도가 높은 값을 구하는 과정은,
    FFT 처리 후에 소정 간격 만큼 지연시키고 공액 복소수 처리한 수신신호와 상기 FFT 처리 후의 신호를 곱하는 1 과정과,
    기준 신호에서 상기 소정 간격만큼 지연된 신호와 상기 기준 신호의 공액 복소수를 곱하는 제 2 과정과,
    상기 제 2 과정의 출력 신호와 상기 제 2 과정의 출력 신호를 상기 소정 간격 만큼 지연시킨 신호의 공액 복소수를 곱하는 제 3 과정과,
    상기 제 1 과정의 출력 신호 및 상기 제 3 과정의 출력 신호에 대해 차동 상관 값을 구하여 가장 상관도가 높은 값을 구하는 제 4 과정을 포함하는 것을 특징 으로 하는 방법.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 제 2 과정은 하기 <수학식 7>을 이용하여 기준 신호에서 상기 소정 간격만큼 지연된 신호와 기준 신호의 공액 복소수를 곱하는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112008008527723-PAT00011
    여기에서, R[k]는 송수신기 사이에서 약속된 기준 신호를 나타내고, 하기 <수학식 8>과 같이 나타낸다. 그리고 τk 는 상기 소정 간격을 나타낸다.
    Figure 112008008527723-PAT00012
    여기서, L은 ZC 시퀀스의 길이를 나타내고, m은 구분 인자를 나타낸다.
  4. 제 2항에 있어서,
    상기 제 3 과정은 하기 <수학식 9>를 이용하여 상기 제 2 과정의 출력 신호와 상기 제 2 과정의 출력 신호를 상기 소정 간격 만큼 지연시킨 신호의 공액 복소수를 곱하는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112008008527723-PAT00013
    여기에서,
    Figure 112008008527723-PAT00014
    이고, τk는 상기 소정 간격을 나타낸다.
  5. 제 2항에 있어서,
    상기 제 4 과정은 하기 <수학식 10>을 이용하여 상기 제 1 과정의 출력 신호 및 상기 제 3 과정의 출력 신호에 대해 차동 상관 값을 구하여 가장 상관도가 높은 값을 구하는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112008008527723-PAT00015
    여기서, NFFT 는 FFT 크기를 나타태고, R''[k]는 수신신호와 동일한 패턴으로 기준 신호에 차동 상관이 수행된 신호를 나타낸다. 그리고, τk는 부 반송파 인덱스 k 에 따른 차동 상관 간격, 즉, 상기 소정 간격를 나타낸다. 그리고,
    Figure 112008008527723-PAT00016
    는 기준 신호 및 수신 산호 사이에서 가장 상관성이 높은 값을 나타낸다. 그리고, Y[]는 FFT 과정 이후의 수신 신호를 나타낸다.
  6. 제 2항에 있어서,
    상기 소정 간격은 하기 <수학식 11>을 이용하여 구하는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112008008527723-PAT00017
    여기서, "mod"는 모듈로(modulo) 연산을 나타내고, 상관 간격은 최소 1에서 최대 S 까지 부 반송파 인덱스에 따라 반복되는 형태를 가진다. 그리고, τk는 상기 소정 간격을 나타내고, 부 반송파 인덱스 k 에 따른 차동 상관 간격을 나타낸다. 그리고, S는 채널 환경에 따른 코헤런스 대역폭(coherence bandwidth)를 고려하여 설정된 최대 상관 간격을 나타낸다.
  7. 광대역 무선접속 통신시스템에서 주파수 동기를 수행하는 수신기의 장치에 있어서,
    수신한 신호와 기준신호 사이에 가변 간격의 차동 상관을 수행하여 가장 상관도가 높은 값을 구하는 주파수 동기부와,
    상기 가장 상관도가 높은 값에 따라 주파수 동기를 수행하는 주파수 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  8. 제 7항에 있어서,
    상기 주파수 동기부는,
    FFT 처리 후에 소정 간격 만큼 지연시키고 공액 복소수 처리한 수신신호와 상기 FFT 처리 후의 신호를 곱하여 제 1 신호를 생성하는 지연 및 공액 복소수 처리부와,
    기준 신호에서 상기 소정 간격만큼 지연된 신호와 상기 기준 신호의 공액 복소수를 곱하여 생성된 제 2 신호와, 상기 제 2 신호를 상기 소정 간격 만큼 지연시킨 신호의 공액 복소수 신호를 곱하여 생성된 제 3 신호와 상기 제 1 신호를 입력받고, 상기 제 1 신호 및 상기 제 3 신호에 대해 차동 상관 값을 구하여 가장 상관도가 높은 값을 구하는 상관부를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  9. 제 8항에 있어서,
    상기 상관부는 하기 <수학식 12>를 이용하여 상기 제 2 신호를 구하는 것을 특징으로 하는 장치.
    Figure 112008008527723-PAT00018
    여기에서, R[k]는 송수신기 사이에서 약속된 기준 신호를 나타내고, 하기 <수학식 13>과 같이 나타낸다. 그리고 τk 는 상기 소정 간격을 나타낸다.
    Figure 112008008527723-PAT00019
    여기서, L은 ZC 시퀀스의 길이를 나타내고, m은 구분 인자를 나타낸다.
  10. 제 8항에 있어서,
    상기 상관부는 하기 <수학식 14>를 이용하여 상기 제 3 신호를 구하는 것을 특징으로 하는 장치.
    Figure 112008008527723-PAT00020
    여기에서,
    Figure 112008008527723-PAT00021
    이고, τk는 상기 소정 간격을 나타낸다.
  11. 제 8항에 있어서,
    상기 상관부는 하기 <수학식 15>를 이용하여 상기 제 1 신호 및 상기 제 3 신호에 대해 차동 상관 값을 구하여 가장 상관도가 높은 값을 구하는 것을 특징으로 하는 장치.
    Figure 112008008527723-PAT00022
    여기서, NFFT 는 FFT 크기를 나타태고, R''[k]는 수신신호와 동일한 패턴으로 기준 신호에 차동 상관이 수행된 신호를 나타낸다. 그리고, τk는 부 반송파 인덱스 k 에 따른 차동 상관 간격, 즉, 상기 소정 간격를 나타낸다. 그리고,
    Figure 112008008527723-PAT00023
    는 기준 신호 및 수신 산호 사이에서 가장 상관성이 높은 값을 나타낸다. 그리고, Y[]는 FFT 과정 이후의 수신 신호를 나타낸다.
  12. 제 8항에 있어서,
    상기 소정 간격은 하기 <수학식 16>을 이용하여 구하는 것을 특징으로 하는 장치.
    Figure 112008008527723-PAT00024
    여기서, "mod"는 모듈로(modulo) 연산을 나타내고, 상관 간격은 최소 1에서 최대 S 까지 부 반송파 인덱스에 따라 반복되는 형태를 가진다. 그리고, τk는 상기 소정 간격을 나타내고, 부 반송파 인덱스 k 에 따른 차동 상관 간격을 나타낸다. 그리고, S는 채널 환경에 따른 코헤런스 대역폭(coherence bandwidth)를 고려하여 설정된 최대 상관 간격을 나타낸다.
KR1020080010538A 2008-02-01 2008-02-01 광대역 무선접속 통신 시스템에서 주파수 동기를 위한 상관장치 및 방법 KR101421406B1 (ko)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020080010538A KR101421406B1 (ko) 2008-02-01 2008-02-01 광대역 무선접속 통신 시스템에서 주파수 동기를 위한 상관장치 및 방법
US12/363,484 US8351550B2 (en) 2008-02-01 2009-01-30 Correlation apparatus and method for frequency synchronization in broadband wireless access communication system
EP09151724.3A EP2086195B1 (en) 2008-02-01 2009-01-30 Correlation apparatus and method for frequency synchronization in broadband wireless access communication system

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020080010538A KR101421406B1 (ko) 2008-02-01 2008-02-01 광대역 무선접속 통신 시스템에서 주파수 동기를 위한 상관장치 및 방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20090084382A true KR20090084382A (ko) 2009-08-05
KR101421406B1 KR101421406B1 (ko) 2014-07-23

Family

ID=40651811

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020080010538A KR101421406B1 (ko) 2008-02-01 2008-02-01 광대역 무선접속 통신 시스템에서 주파수 동기를 위한 상관장치 및 방법

Country Status (3)

Country Link
US (1) US8351550B2 (ko)
EP (1) EP2086195B1 (ko)
KR (1) KR101421406B1 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112630761A (zh) * 2020-11-06 2021-04-09 北京遥测技术研究所 一种无人机蜂群组网中sc-fde信号联合测距方法

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20120069174A (ko) * 2010-12-20 2012-06-28 삼성전자주식회사 무선통신시스템에서 임의 접근 신호 수신 장치 및 방법
RU2450452C1 (ru) * 2011-04-13 2012-05-10 Открытое акционерное общество "Концерн "Созвездие" Система радиосвязи с множественным доступом
JP6009962B2 (ja) * 2013-02-12 2016-10-19 株式会社東芝 無線送信装置、無線受信装置、及び方法
CN104022995B (zh) * 2014-06-23 2017-03-29 重庆大学 一种基于Zadoff‑Chu序列的OFDM精确定时同步方法
CN106789811B (zh) * 2016-12-12 2019-11-05 哈尔滨工业大学 基于共轭序列的抗大频偏同步方法
CN111212009B (zh) * 2018-11-21 2022-05-13 中国移动通信集团山东有限公司 一种频谱效率增强方法及系统
EP3675444A1 (en) 2018-12-28 2020-07-01 INTEL Corporation Methods and devices for communications in device-to-device networks

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1124716C (zh) * 1993-09-10 2003-10-15 德国汤姆逊-布朗特公司 在ofdm系统中传输参考信号的方法
JP2988398B2 (ja) * 1996-11-27 1999-12-13 日本電気株式会社 ユニークワード遅延検波方式および復調装置
IL120210A (en) * 1997-02-13 1999-12-31 Dspc Tech Ltd Synchronization system and method for digital communication systems
US6134286A (en) * 1997-10-14 2000-10-17 Ericsson Inc. Synchronization techniques and systems for radiocommunication
US20030043947A1 (en) * 2001-05-17 2003-03-06 Ephi Zehavi GFSK receiver
US6959050B2 (en) 2001-06-15 2005-10-25 Motorola, Inc. Method and apparatus for synchronizing an OFDM signal
US6973142B2 (en) * 2003-03-19 2005-12-06 Freescale Semiconductor, Inc. Timing synchronization for M-DPSK channels
KR100585173B1 (ko) * 2005-01-26 2006-06-02 삼성전자주식회사 반복적 프리앰블 신호를 갖는 ofdm 신호 수신 방법
US8175197B2 (en) * 2006-03-17 2012-05-08 Marvell World Trade Ltd. Preamble detection with unknown channel
KR100891267B1 (ko) * 2007-01-11 2009-03-30 성균관대학교산학협력단 무선통신시스템을 위한 훈련 시퀀스
US8144819B2 (en) * 2007-04-30 2012-03-27 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Synchronization for chirp sequences

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112630761A (zh) * 2020-11-06 2021-04-09 北京遥测技术研究所 一种无人机蜂群组网中sc-fde信号联合测距方法
CN112630761B (zh) * 2020-11-06 2023-11-21 北京遥测技术研究所 一种无人机蜂群组网中sc-fde信号联合测距方法

Also Published As

Publication number Publication date
US20090196383A1 (en) 2009-08-06
EP2086195A2 (en) 2009-08-05
EP2086195B1 (en) 2017-05-24
KR101421406B1 (ko) 2014-07-23
EP2086195A3 (en) 2012-10-24
US8351550B2 (en) 2013-01-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2338325C1 (ru) Устройство и способ для синхронизации частоты в системе ofdm
US7613104B2 (en) Method, apparatus and computer program product providing synchronization for OFDMA downlink signal
EP1313283B1 (en) Timing synchronization for OFDM-based wireless networks
KR101421406B1 (ko) 광대역 무선접속 통신 시스템에서 주파수 동기를 위한 상관장치 및 방법
US7324432B1 (en) Apparatus of compensating for frequency offset using pilot symbol in an orthogonal frequency division multiplexing system
RU2335091C2 (ru) Способ и устройство для обнаружения соты в системе множественного доступа с ортогональным частотным разделением
KR100799539B1 (ko) Ofdm 통신망에 있어 이웃 시퀀스간 곱의 자기 상관성이좋은 프리앰블을 이용한 시간 동기 방법 및 이를 이용한주파수 옵셋 추정 방법
EP1424821A2 (en) Symbol timing for MIMO OFDM and other wireless communication systems
KR101485785B1 (ko) 무선 통신 시스템에서 주파수 추정 방법 및 장치
JP3437528B2 (ja) 対称構造のプリアンブルを適用したofdm信号のシンボル/周波数同期方法
KR100575959B1 (ko) 다중 반송파 변조 방식을 사용하는 통신 시스템에서파일럿 송수신 장치 및 방법
KR100376804B1 (ko) 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상장치 및 방법
KR100798968B1 (ko) 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 송수신 방법 및 장치
CN104836770B (zh) 一种基于相关平均与加窗的定时估计方法
CN101001232A (zh) 一种同步信号的发射方法及系统
KR101067558B1 (ko) 주파수 옵셋 추정 장치 및 주파수 옵셋 추정 방법
KR100723634B1 (ko) Ofdm 시스템에서 pn 수열을 이용한 프리엠블 수열생성 방법과, 시간 동기 및 주파수옵셋 추정 방법
KR20010001707A (ko) 직교주파수 분할 다중 방식/코드 분할 다중 접속 시스템의 대략적 주파수 동기 획득 장치 및 방법
US10212679B1 (en) Method and apparatus for delay spread estimation
KR101421305B1 (ko) 소수 배 주파수 동기 방법 및 이를 이용한 수신기
KR101128287B1 (ko) 다중경로 페이딩 채널에서 타이밍 오차 추정이 가능한 ofdm 수신기, 이를 포함하는 ofdm 시스템 및 이들의 타이밍 오차 추정방법
KR101040465B1 (ko) Cazac 코드 기반 이동통신 시스템에서의 채널 추정방법
KR101342801B1 (ko) 이동통신 시스템에서 코드 확장을 이용한 채널 추정 장치 및 방법
Xu et al. An efficient timing synchronization scheme for OFDM systems in IEEE 802.16 d
KR20100065077A (ko) 무선 통신 시스템에서 하향 링크 신호에 대한 타이밍 오프셋을 추정하는 방법 및 그 장치

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E601 Decision to refuse application
J201 Request for trial against refusal decision
AMND Amendment
B701 Decision to grant
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20170629

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20180628

Year of fee payment: 5