JP6009962B2 - 無線送信装置、無線受信装置、及び方法 - Google Patents

Description

本発明の実施の形態は、無線送信装置、無線受信装置、及び方法に関する。

従来、送信機は拡散符号を送信し、受信機は拡散符号の複素共役を係数とするマッチドフィルタへ受信信号を通し、そしてピークを検出することで、拡散符号が送信されたことと、そのタイミングを得る方法が知られている。本方法により拡散利得を得ることができ、より小さな信号でも受信が可能となり、長距離の通信が可能となる。また、変調信号に拡散符号を乗算し、受信側でタイミングをそろえて拡散符号の複素共役を乗じ、結果を加算することで変調信号を取り出すスペクトラム拡散通信が知られており、こちらも長距離伝送によって信号が弱くなっても、拡散利得を得ることで復調が可能となる。

しかし、大きな拡散利得を得るためには、拡散符号長を長くしなければならない。すると、送受信機間のキャリア周波数に差がある周波数オフセット環境、あるいは送信機または受信機の移動に伴うフェージング環境では、受信した拡散符号の冒頭と尾端では位相が回転してしまい、逆拡散の過程で信号を加算したときに大きな利得を得られなくなってしまう。

3GPP, "3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network; Spreading and modulation (FDD) (Release 1999)," TS25.213, v3.9.0 (2003-12)

このように従来の拡散符号を用いた通信においては、周波数オフセットやフェージングにより性能が劣化するという問題がある。

発明が解決しようとする課題は、周波数オフセットやフェージングの存在下でも長い拡散符号を用いて拡散利得を得る無線送信装置、無線受信装置、及び方法を提供することを目的とする。

実施の形態によれば、無線受信装置は、生成部と、乗算部と、差分検出部と、加算部と、信号検出部とを備えている。生成部は、送信機から送信される無線信号の変換前の信号である第１拡散符号と同様な第２拡散符号を生成する。乗算部は、前記無線信号を変換したディジタル受信信号と、前記第２拡散符号とを複素乗算して乗算信号を得る。差分検出部は、隣接するサンプルでの２つの乗算信号のうち、どちらか一方の乗算信号の複素共役と他方の乗算信号とを複素乗算して検出信号を得る。加算部は、全てのサンプルで得られる検出信号を加算して加算信号を得る。信号検出部は、前記加算信号のピークがある閾値以上になるかどうかを検出する。

第１の実施の形態における通信システムのブロック図。 第１の実施の形態における送信機のブロック図。 第１の実施の形態における受信機のブロック図。 第１の実施の形態における受信機の動作を示す図。 図３の無線受信部で得られるディジタル受信信号のコンスタレーションを示す図。 図３の無線受信部で得られるディジタル受信信号のスペクトラムを示す図。 図３の系列乗算部の出力信号の図５Ａに対応する図。 図３の低域通過フィルタの出力信号のスペクトラムを示す図。 図３の差分検出部の出力信号の図５Ａに対応する図。 図３の加算部の出力信号のスペクトラムを示す図。 第３の実施の形態における送信機のブロック図。 第３の実施の形態における受信機のブロック図。

以下、図面を参照しながら実施の形態に係る無線送信装置、無線受信装置、及び方法について詳細に説明する。特に、スペクトル拡散通信において拡散符号を検出することについて説明する。なお、以下の実施の形態では、同一の番号を付した部分については同様の動作を行うものとして、重ねての説明を省略する。
実施の形態では、送信機から送信した信号を受信機が受信し、信号の有無を検出することを説明する。さらに第３の実施の形態では、信号に乗った情報を得ることも可能にすることを説明する。

（第１の実施の形態）
本実施の形態における通信システムについて図１を参照して説明する。
本実施の形態の通信システムは、送信機１００から送信アンテナ１０１を介して信号を送信し、受信機１５０がアンテナ１５１を介して信号を受信する。受信機１５０が送信機１００からの信号の有無を検出する。さらに受信機１５０は信号に乗った情報を得ることも可能になる。

次に、本実施の形態の送信機１００について図２を参照して説明する。図２は送信機１００の一例であるブロック図である。
送信機１００は、送信アンテナ１０１、拡散系列生成部２０１、及び無線送信部２０２を備えている。

拡散系列生成部２０１は、拡散系列を生成し、無線送信部２０２へと送る。以下では、系列のｋ番目の値がｃ（ｋ）であり長さがＮの、以下の実施の形態で示される式で表される系列を、拡散符号として用いるものとする。なお、拡散符号を構成する各要素をチップ、そしてチップの送信レートをチップレートと呼ぶ。拡散符号は、特に限定されないが例えば、Zaddof-Chu系列を使用する。

無線送信部２０２は、拡散系列生成部２０１で得られた拡散系列をアナログ信号へ変換し、さらに無線信号へと変換して、この無線信号を送信アンテナ１０１から送信する。言い換えれば、拡散符号で変調された無線周波数の信号が送信される。

次に、本実施の形態の受信機１５０について図３を参照して説明する。図３は、本実施の形態における受信機の構成を示す図である。
受信機１５０は、受信アンテナ１５１、無線受信部３０１、差分型マッチドフィルタ３００、及び信号検出部３０７を備えている。さらに、差分型マッチドフィルタ３００は、拡散系列生成部３０２、系列乗算部３０３、低域通過フィルタ３０４、差分検出部３０５、及び加算部３０６を備えている。

無線受信部３０１は、受信アンテナ１５１で受信した無線信号を、ベースバンド周波数へ周波数変換し、周波数変換された無線信号を内蔵するアナログ−ディジタル変換器によってディジタル受信信号へ変換する。以下、サンプル番号ｋにおいて得られたディジタル受信信号をｒ（ｋ）とする。得られたディジタル受信信号は差分型マッチドフィルタ３００へと送られる。

差分型マッチドフィルタ３００は、受信したディジタル受信信号と、送信時に用いた拡散系列との相関値を求めて出力する。一般的には差分型マッチドフィルタ３００は、新しいディジタル受信信号ｒ（ｋ）が入力される度に、新たな１つの結果ｈ（ｋ）を出力するものとする。詳細な原理は後述するが、差分型マッチドフィルタ３００は、従来型のマッチドフィルタと同様に、拡散符号が送られてきていて、ちょうど受信した拡散符号がすべてマッチドフィルタに入った時に、出力にピークが現れる。拡散符号が送られていない時や、送られていてもタイミングがずれた状態でマッチドフィルタに入力されている場合は、差分型マッチドフィルタ３００の出力は小さい。

信号検出部３０７は、差分型マッチドフィルタ３００の出力を常に監視し、得られた信号の中からピークを検出することによって、拡散符号が送られてきたことと、拡散符号が差分型マッチドフィルタ３００へ入力されるタイミングとを検出することができる。信号検出部３０７は、得られた信号の中のそれぞれの信号のピークがある閾値以上になるかどうかを検出する。

以下、差分型マッチドフィルタ３００の動作について詳細に説明する。
拡散系列生成部３０２は、拡散系列生成部２０１と同様の動作によって、拡散系列ｃ（ｋ）を生成する。

系列乗算部３０３は、ディジタル受信信号と拡散系列とを乗算して結果ｄ（ｋ）を得る。この乗算とは、以下の式のように差分型マッチドフィルタ３００に入力されたｋ_０から始まるｋ番目のディジタル受信信号と、拡散系列のｋ番目の要素の複素共役信号とを複素乗算する処理である。

送信機が送った拡散系列とタイミングが一致していれば、拡散符号の複素共役を乗算することで、系列に複素共役系列を掛けることになり、すべて位相が一致した信号が得られる。ただし実際は伝搬路においてフェージングを受けたり、送受信機間の周波数オフセットの影響により、タイミングが一致していても、系列乗算部３０３で得られる信号には比較的ゆっくりとした位相回転が現れる。乗算結果は、低域通過フィルタへと送られる。

低域通過フィルタ３０４は、拡散符号が乗算された信号に対して、低域通過フィルタをかける。低域通過フィルタ３０４は、例えばＦＩＲフィルタ（非巡回型線形フィルタ）により実現できる。低域通過フィルタ３０４は、低域通過特性を持ったタップ係数ｔ（ｉ）（−Ｔ≦ｉ≦Ｔ）と、入力された信号とを、以下の式により畳み込んで出力ｆ（ｋ）を出力する。低域通過フィルタ３０４の出力ｆ（ｋ）は続いて差分検出部３０５へ送られる。

差分検出部３０５は、低域通過フィルタ３０４の出力に対して、隣接する出力の間の差異を検出する。ここで差異とは、２つの複素数の差ではなく、ある入力信号に対して一つ前の入力信号の複素共役を乗じることで得られる複素数を指す。すなわち、差分検出部３０５は、

を出力する。差分検出部３０５の出力は続いて加算部３０６へ送られる。

加算部３０６は、差分型マッチドフィルタ３００に入力されたディジタル受信信号から得られたすべてのｇ（ｋ）を加算する。すなわち、

なお参考までに、従来の受信機について説明する。従来の受信機では、拡散系列長を長くした場合、あるいは送信機または受信機が高速移動した場合に問題が生じる。いずれの場合も、拡散系列の周期に比べ、移動に伴うドップラ変動が相対的に大きくなり、受信した拡散系列の冒頭と末端では、伝送路が変動し位相回転が加わる。すると系列乗算部３０３の出力に位相回転が現れ、従来のマッチドフィルタではその出力が小さくなってしまう。位相回転が現れる信号を加算しても出力が小さくなってしまう。

次に、本実施の形態における受信機の動作原理について図４、図５Ａ、図５Ｂ、図６Ａ、及び図６Ｂを参照して説明する。
まず、無線受信部３０１で得られるディジタル受信信号ｒ（ｋ）は、図５Ａに示すようなコンスタレーション及び図５Ｂに示すようなスペクトラムを有している。ディジタル受信信号ｒ（ｋ）に含まれる送られた拡散符号には、フェージングや送受信機間の周波数オフセットによる位相回転が加わっている。また拡散符号はチップレートに相当する帯域幅を持っている。

系列乗算部３０３がディジタル受信信号に拡散系列の複素共役を乗じることで、拡散系列による変調が解かれる。系列乗算部３０３の出力信号を低域通過フィルタ３０４に通すことで、フィルタの通過帯域の外側にある雑音は切り落とされる。この様子を図６Ａ、及び図６Ｂに示す。雑音が落とされた後でも、依然としてフェージングや周波数オフセットに伴うスペクトラムのふくらみや周波数シフトは残っている。したがって、低域通過フィルタ３０４は通過帯域幅を狭くしすぎないほうがよい。通過帯域幅に想定されるドップラ周波数の最大値や周波数オフセットの最大値があっても、信号を通過させることができる帯域幅を低域通過フィルタ３０４に持たせる必要がある。

続いて、差分検出部３０５がサンプル間の信号どうしで複素乗算処理を行う。１つのサンプルでの信号に、ひとつ前のサンプルでの信号の複素共役を乗じることで、２サンプル間の信号の位相差に相当する位相を持つ複素数がえられる。送受信機間に固定的な周波数オフセットが生じている場合は、常に同じ位相を持ったベクトルが得られる。フェージングのように変動する伝搬路を通過した場合は、出力した複素数の位相はふらつくものの、角度はおおむね０度付近にある。この様子を示したのが図７Ａである。差分検出部３０５から出力された複素数は、先頭付近と尾端付近でもほぼ同様の位相を持っているため、図７Ｂに示すようにこれらを加算することで大きい出力信号を得ることができる。

以上に示した第１の実施の形態によれば、ある入力信号に対して一つ前の入力信号の複素共役を乗じることで得られる、隣接する出力の間の差異を検出することにより、ほぼ同様の位相を持つ信号を得ることができ、これらの信号を加算することで大きな信号を得ることができるので、高速なフェージング環境であっても信号の検出が可能となる。さらに、低域通過フィルタ処理により、高雑音環境であっても信号の検出が可能となる。
また第１の実施の形態によれば、拡散符号を送信することによって、逆拡散の過程で差動検波を行う受信機において、逆拡散処理が容易となる。

（第２の実施の形態）
第１の実施の形態では拡散符号は特に限定されなかったが、本実施の形態では特殊な拡散符号を使用することが第１の実施の形態とは異なる。

本実施の形態では、系列のｎ番目の値がｃ（ｎ）であり長さがＮの、以下の（式５）で表される系列を、拡散符号として用いる。

ここでＣ_０、Ｃ_１、及びωは系列の特徴を示す定数である。また便宜上ｃ（Ｎ＋ｎ）＝ｃ（ｎ）とする。なおｊ^２＝−１、ω＝２π×（拡散符号の周波数）である。

また受信信号ｒ（ｋ）、拡散符号の複素共役の乗算後の信号ｄ（ｋ）（系列乗算部３０３の出力）、そして低域通過フィルタ３０４のタップ係数ｔ（ｉ）は第１の実施の形態と同一である。
さらにフィルタ重畳後の系列ｆ（ｋ）（低域通過フィルタ３０４の出力）、差分検出部３０５の出力ｇ（ｋ）、そしてｋ_０から始まるディジタル受信信号が差分型マッチドフィルタ３００に入っているときの演算の結果ｈ（ｋ_０）（差分型マッチドフィルタ３００の出力）は、以下のように展開することができる。

ここで、以下の置き換えを行った。

ここで、サンプルｋ_０の次のサンプルｋ_１＝ｋ_０＋１に対応する信号が差分型マッチドフィルタ３００に入ったときのこのフィルタの出力ｈ（ｋ_１）を考えるために、まずｋ_１におけるｓを以下のように求める。

この式は非常に重要な意味を持っている。すなわち、あるサンプルにおけるｓは、一つ前のサンプルのｓに、予め拡散系列の形状から求められる次の値を乗じることで得られる。

複雑な次の演算は不要である。

次に詳細に解くと、

となる。この式の性質も非常に重要であり、以下の値はｋに依存していないことがわかる。

そこで以下の（Ａ）を（Ｂ）に置きなおし、

そして、（式１０）と（式１１）を利用して、ｓのｋに関する総和である（式１２−１）の左辺及び（式１２−２）の左辺を以下のように表す。

となり、（式１２−２）の左辺を求める際には、僅かな演算で済むことが判る。なお、さらに以下も利用できる。

すなわち、ｋ_０サンプル目においてｋ＝Ｎについて求めたｓは、Ｎサンプル後のｋ_０＋Ｎサンプル目においてｋ＝０のｓとして利用できる。すなわち、（式１２−２）の大括弧の中の後者のｓは、Ｎサンプル前のｓ、すなわちｓ（ｋ_０−Ｎ，Ｎ，ｍ，ｎ）を流用できる。

またｓ（ｋ_０，Ｎ，ｍ，ｎ）は以下のように展開できる。

つまり、一つ前のサンプルにおけるＲ_ｒｒのうち、Ｒ_ｒｒ（ｋ_０−１，ｍ＋１，ｎ＋１）をＲ_ｒｒ（ｋ_０，ｍ，ｎ）に利用することができ、これにＲ_ｔｃ（ｍ，ｎ）を乗じることでｓ（ｋ_０，Ｎ，ｍ，ｎ）を得られる。なおｓ（ｋ_０，Ｎ，Ｔ，ｎ）及びｓ（ｋ_０，Ｎ，ｍ，Ｔ）は流用によって得られないため、計算する必要がある。

最終的にｈ（ｋ_１）を求める式は、

となる。

以上の演算を実際に実現するためのフローは以下となる。
まず処理前の準備として、全ｍ及びｎにおける次の（Ｃ）と、全ｍ及びｎにおける次の（Ｄ）を求めておく。

後は逐次的に以下の処理を繰り返す。
（ステップＳ１）サンプル番号ｋ_０を１だけインクリメントする。
（ステップＳ２）ｓ（ｋ_０，Ｎ，ｍ，ｎ）（ｋ≠Ｎ）の更新。
（ステップＳ２−１）ｋ＝０の場合を除く全てのｋ、ｍ及びｎにおけるｓ（ｋ_０，ｋ−１，ｍ，ｎ）の値を、ｓ（ｋ_０−１，ｋ，ｍ，ｎ）から得る。なお、ｓ（ｋ_０−１，ｋ，ｍ，ｎ）はｋに関して０〜Ｎまでしか定義されていないので、ｓ（ｋ_０，Ｎ，ｍ，ｎ）は空けたままとなる。

（ステップＳ３）ｓ（ｋ_０，Ｎ，ｍ，ｎ）の更新。
（ステップＳ３−１）−Ｔ≦ｍ≦Ｔ−１及び−Ｔ≦ｎ≦Ｔ−１のＲ_ｒｒ（ｋ_０，ｍ，ｎ）の値を、Ｒ_ｒｒ（ｋ_０−１，ｍ＋１，ｎ＋１）から得る。そしてＲ_ｔｃ（ｍ，ｎ）を乗じてｓ（ｋ_０，Ｎ，ｍ，ｎ）を得る。
（ステップＳ３−２）Ｒ_ｒｒ（ｋ_０，Ｔ，ｎ）及びＲ_ｒｒ（ｋ_０，ｍ，Ｔ）を、（式１４）に基づいて得る。これにそれぞれＲ_ｔｃ（Ｔ，ｎ）及びＲ_ｔｃ（ｍ，Ｔ）を乗じて、残りのｓ（ｋ_０，Ｎ，ｍ，ｎ）を得る。

（ステップＳ４）σ_ｓ＿ｋ（ｋ_０，ｍ，ｎ）の更新。
（ステップＳ４−１）（式１２−１）及び（式１２−２）に基づき、σ_ｓ＿ｋ（ｋ_０−１，ｍ，ｎ）からσ_ｓ＿ｋ（ｋ_０，ｍ，ｎ）を求める。

（ステップＳ５）ｈ（ｋ_０）の算出。
（ステップＳ５−１）（式１７）に基づき、ｈ（ｋ_０）を求める。

（ステップＳ６）ステップＳ１に戻り、次のｈ（ｋ_０）を求める。

なお、低域通過フィルタを移動平均フィルタとすると、タップ係数ｔ（ｉ）が全て１となるため、演算がより容易になる。

以上に示した第２の実施の形態によれば、第１の実施の形態での効果に加え、送信機が上記の（式５）で示される拡散符号を使用することによって、受信機が信号の検出をするために少ない処理で済むことができる。すなわち、逆拡散の過程で差動検波を行う受信機において、逆拡散処理が容易となる。

（第３の実施の形態）
第３の実施の形態では、拡散符号を用いてデータを伝送する手段を考える。送信側がデータにあわせて複数の拡散符号を用いる。また受信側は単一の拡散符号を用いるが、その後の低域通過フィルタや差分検出部に工夫することで、送信側でいずれの拡散符号が用いられたかを判断する。

本実施の形態で用いる拡散符号は、これまでのｃ（ｎ）でなはく、Ｃ_１部分が異なる以下のｃ_１（ｎ）及びｃ_２（ｎ）であるものとする。

受信機は、これまでｃ（ｎ）を乗じていた処理において、代わりにｃ_１（ｎ）を乗じる。もし送信機が送信に利用していたものがｃ_１（ｎ）であれば、第１及び第２の実施の形態と同様にピークが得られる。一方、ｃ_２（ｎ）が送信されていた場合は、ｄ（ｋ）＝ｒ（ｋ_０＋ｋ）ｃ^＊（ｋ）の演算において以下の結果が得られる。

この結果は角周波数ω（Ｃ_１１−Ｃ_１２）の正弦波が得られることを意味している。これをこのまま後段の低域通過フィルタに通してしまうと信号が抑圧されてしまう可能性がある。そこで角周波数−ω（Ｃ_１１−Ｃ_１２）の正弦波を乗じて中心周波数をＤＣ近辺に戻してから、後続の低域通過フィルタ以降の処理を行う。
受信機はｃ_１（ｎ）とｃ_２（ｎ）のいずれが送られているかを知らないので、上記の周波数変換を含む場合と含まない場合の双方を試し、ピークが得られた方、もしくは高い出力が得られた方を採用する。

次に、本実施の形態の送信機について図８を参照して説明する。この構成は、第１の実施の形態の送信機１００に、さらに送信データ生成部８０１及び系列選択部８０２が付与された構成である。
送信データ生成部８０１は、受信機１５０に伝送したい送信データを生成する。そしてこのデータに基づき、系列選択部８０２は拡散符号のＣ_１部分の値を決める。すなわち、系列選択部８０２はＣ_１１であるかＣ_１２であるかを決定する。このＣ_１部分に従い、拡散系列生成部８０３は拡散系列を生成する。以降は第１の実施の形態と同様である。

次に、本実施の形態の受信機について図９を参照して説明する。この構成は、第１の実施の形態の受信機にさらに、周波数変換部９０１が加わった構成である。
周波数変換部９０１は、系列乗算部３０３の出力に対しωとＣ_１１とＣ_１２で決まる正弦波を乗じて、周波数変換を施してから低域通過フィルタ３０４へと出力する。この周波数変換を実施する場合と、周波数変換部９０１が何もしない場合の２種類の差分型マッチドフィルタ９００の出力を求め、信号検出部３０８でピークが得られた方に応じて送信したデータを判定する。

ここでは２種類の拡散符号が使用される場合について説明したが、３種類以上の拡散符号が使用される場合についても上記の説明を素直に拡張すれば可能である。

以上に説明した第３の実施の形態によれば、第２の実施の形態での効果に加え、上記の（式１８）及び（式１９）を使用することによって、送信側でいずれの拡散符号が用いられたかを受信機で判定することができる。すなわち、逆拡散の過程で差動検波を行う受信機において、容易な処理により拡散符号を見分けることができる。周波数変換を行う場合と行わない場合によって差分型マッチドフィルタから得られる出力に応じて、送信されたデータを判定することができる。換言すれば、位相に含まれる異なる定数を用いた複数の拡散符号を用いて送られた信号を逆拡散して、どちらの定数を使用した拡散符号で送信されたかを判定することができる。

本発明のいくつかの実施の形態を説明したが、これらの実施の形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施の形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施の形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

１００・・・送信機、１０１・・・送信アンテナ、１５０・・・受信機、１５１・・・受信アンテナ、２０１・・・拡散系列生成部、２０２・・・無線送信部、３００・・・差分型マッチドフィルタ、３０１・・・無線受信部、３０２・・・拡散系列生成部、３０３・・・系列乗算部、３０４・・・低域通過フィルタ、３０５・・・差分検出部、３０６・・・加算部、３０７・・・信号検出部、８０１・・・送信データ生成部、８０２・・・系列選択部、８０３・・・拡散系列生成部。

Claims (11)

1. 送信機から送信される無線信号の変換前の信号である第１拡散符号と同様な第２拡散符号を生成する生成部と、
   前記無線信号を変換したディジタル受信信号と、前記第２拡散符号とを複素乗算して乗算信号を得る乗算部と、
   隣接するサンプルでの２つの乗算信号のうち、どちらか一方の乗算信号の複素共役と他方の乗算信号とを複素乗算して検出信号を得る差分検出部と、
   全てのサンプルで得られる検出信号を加算して加算信号を得る加算部と、
   前記加算信号のピークがある閾値以上になるかどうかを検出する信号検出部と、を具備する無線受信装置。
2. サンプルがｋ番目の前記第１拡散符号及び前記第２拡散符号は、ｅｘｐ［ｊωｋ（ｋ＋Ｃ）］で表され、ここでｊ^２＝−１、ω＝２π×（拡散符号の周波数）、Ｃは定数である請求項１に記載の無線受信装置。
3. 前記第１拡散符号は、送信される情報に応じて異なる定数Ｃが使用される請求項２に記載の無線受信装置。
4. 前記乗算信号の周波数を、２つの異なる定数Ｃとωで決まる角周波数で決まる周波数へ変換して変換済み乗算信号を得る変換部をさらに具備し、
   前記差分検出部は、隣接するサンプルでの２つの前記変換済み乗算信号のうち、どちらか一方の乗算信号の複素共役と他方の乗算信号とを複素乗算して検出信号を得る請求項３に記載の無線受信装置。
5. 前記乗算信号の周波数を、２つの異なる定数Ｃとωで決まる角周波数で決まる周波数へ変換して変換済み乗算信号を得る変換部と、
   前記変換済み乗算信号に低域通過フィルタをかけフィルタ済み乗算信号を得るフィルタと、をさらに具備し、
   前記差分検出部は、隣接するサンプルでの２つの前記フィルタ済み乗算信号のうち、どちらか一方の乗算信号の複素共役と他方の乗算信号とを複素乗算して検出信号を得る請求項３に記載の無線受信装置。
6. 前記信号検出部は、前記変換部が複数の周波数への複数の変換済み乗算信号を得ている場合に、前記加算信号のピークがある閾値以上になった際の周波数に前記第１拡散符号が対応すると判定する請求項３から請求項５のいずれか１項に記載の無線受信装置。
7. 前記乗算信号に低域通過フィルタをかけフィルタ済み乗算信号を得るフィルタをさらに具備し、
   前記差分検出部は、隣接するサンプルでの２つの前記フィルタ済み乗算信号のうち、どちらか一方の乗算信号の複素共役と他方の乗算信号とを複素乗算して検出信号を得る請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の無線受信装置。
8. 拡散符号を生成する生成部と、
   前記拡散符号を無線信号へ変換し、アンテナから送信する送信部と、を具備し、
   サンプルｋ番目の前記拡散符号は、ｅｘｐ［ｊωｋ（ｋ＋Ｃ）］で表され、ここでｊ^２＝−１、ω＝２π×（拡散符号の周波数）、Ｃは定数である無線送信装置。
9. 前記拡散符号は、送信される情報に応じて異なる定数Ｃが使用される請求項８に記載の無線送信装置。
10. 送信機から送信される無線信号の変換前の信号である第１拡散符号と同様な第２拡散符号を生成し、
    前記無線信号を変換したディジタル受信信号と、前記第２拡散符号とを複素乗算して乗算信号を得、
    隣接するサンプルでの２つの乗算信号のうち、どちらか一方の乗算信号の複素共役と他方の乗算信号とを複素乗算して検出信号を得、
    全てのサンプルで得られる検出信号を加算して加算信号を得、
    前記加算信号のピークがある閾値以上になるかどうかを検出すること、を具備する無線受信方法。
11. 拡散符号を生成し、
    前記拡散符号を無線信号へ変換し、アンテナから送信すること、を具備し、
    サンプルがｋ番目の前記拡散符号は、ｅｘｐ［ｊωｋ（ｋ＋Ｃ）］で表され、ここでｊ^２＝−１、ω＝２π×（拡散符号の周波数）、Ｃは定数である無線送信方法。

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