KR20090044935A - 인버터 - Google Patents

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KR20090044935A
KR20090044935A KR1020070111236A KR20070111236A KR20090044935A KR 20090044935 A KR20090044935 A KR 20090044935A KR 1020070111236 A KR1020070111236 A KR 1020070111236A KR 20070111236 A KR20070111236 A KR 20070111236A KR 20090044935 A KR20090044935 A KR 20090044935A
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igbt6
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오정훈
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엘에스산전 주식회사
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Abstract

본 발명은 인버터의 스위칭 소자가 턴 오프될 경우에 스위칭 소자의 게이트에 인가되는 게이트 전압을 빠른 속도로 제거하는 것으로서 스위칭 드라이버가 출력하는 스위칭 신호에 따라 스위칭부에 구비되어 있는 복수의 스위칭 소자들이 선택적으로 턴 온 및 턴 오프되면서 직류전압을 스위칭시켜 부하로 교류전압을 공급하고, 또한 복수의 스위칭 소자들이 턴 오프될 경우에 그 복수의 스위칭 소자들 각각에 공급되는 스위칭 신호를 이용하여 게이트 전압 강압부가 해당 스위칭 소자들의 게이트 및 에미터를 전기적으로 접속시키고, 이로 인하여 스위칭 소자의 게이트 전압을 강압시켜 스위칭 소자에서 암전류 현상이 발생되지 않게 한다.
인버터, IGBT, 암전류, 밀러 커패시터, 턴 오프,

Description

인버터{Inverter}
본 발명은 직류전압을 스위칭시켜 교류전압으로 변환하고, 그 변환한 교류전압을 부하로 출력하여 구동시키는 인버터에 관한 것으로 특히 직류전압을 스위칭시켜 교류전압으로 변환하는 스위칭 소자들이 턴 오프될 경우에 스위칭 소자들의 게이트에 인가되는 게이트 전압을 빠른 속도로 제거하는 인버터에 관한 것이다.
일반적으로 인버터는 모터 적용분야 및 각종 전기기기 분야 등을 비롯하여 산업 전반에 걸쳐 널리 사용되고 있다. 상기 인버터는 직류전압을 스위칭 소자로 스위칭시켜 교류전압을 생성하고, 생성한 교류전압을 부하로 출력하여 구동시키는 것으로서 사용자가 원하는 전압 및 주파수의 교류전압을 부하로 공급하여 부하의 구동을 정밀하게 제어할 수 있다.
상기 스위칭 소자로는 통상적으로 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)를 많이 사용하고 있다. 상기 IGBT는 게이트와 콜렉터의 사이에 기생하는 밀러 커패시터가 존재한다. 그러므로 IGBT가 턴 온 상태에서 턴 오프상태로 변환될 경우에 상기 밀러 커패시터에 의해 IGBT의 게이트 전압이 상승하게 된다.
상기 IGBT가 턴 온 상태에서 턴 오프상태로 변환되어 IGBT의 게이트 전압이 상승하고, 그 상승한 게이트 전압이 소정의 시간 이상 지속될 경우에 IGBT의 암단락을 유발하게 되어 IGBT가 손상되고, 스위칭 동작에 이상이 발생하게 된다.
도 1은 스위칭 소자로 IGBT를 사용하는 인버터의 구성을 예로 들어 보인 회로도이다. 여기서, 부호 100은 스위칭 드라이버이고, 부호 110은 상기 스위칭 드라이버(100)의 스위칭 신호에 따라 전원단자(HVDC)의 직류전압을 스위칭하여 교류전압을 생성하는 스위칭부이며, 부호 120은 상기 스위칭부(110)가 스위칭하여 생성한 교류전압에 따라 구동되는 전동기 등과 같은 부하이다.
상기 스위칭부(110)는, 전원단자(HVDC)와 접지의 사이에 각기 2개씩 스위칭 소자(IGBT1, IGBT2)(IGBT3, IGBT4)(IGBT5, IGBT6)가 직렬 접속되고, 스위칭 소자(IGBT1∼IGBT6)의 게이트에는 상기 스위칭 드라이버(100)의 출력단자가 저항(T1∼R6)을 각기 통해 접속된다.
그리고 상기 직렬 접속된 스위칭 소자(IGBT1, IGBT2)(IGBT3, IGBT4)(IGBT5, IGBT6)들 사이의 접속점은 부하(120)에 접속된다.
이와 같이 구성된 인버터는 전원단자(HVDC)에 직류전압이 공급된 상태에서 스위칭 드라이버(100)는 복수의 출력단자들로 선택적으로 논리 1인 고전위와 논리 0인 저전위의 스위칭 신호를 출력한다.
상기 스위칭 드라이버(100)가 출력하는 스위칭 신호는 스위칭부(110)의 저항(R1∼R6)을 통해 복수의 스위칭 소자(IGBT1∼IGBT6)의 게이트에 각기 인가된다.
그러면, 복수의 스위칭 소자(IGBT1∼IGBT6)들은 상기 스위칭 신호에 따라 선택적으로 턴 온 및 턴 오프된다. 상기 복수의 스위칭 소자(IGBT1∼IGBT6)의 턴 온 및 턴 오프에 따라 전원단자(HVDC)의 직류전압이 교류전압으로 변환되어 부하(120)로 공급된다.
이러한 인버터에 있어서, 상기 복수의 스위칭 소자(IGBT1∼IGBT6)들 각각의 콜렉터와 게이트의 사이에는 밀러 커패시터(Cc1∼Cc6)가 존재한다. 상기 밀러 커패시터(Cc1∼Cc6)는 스위칭 드라이버(100)가 논리 0인 저전위의 스위칭 신호를 출력하여 복수의 스위칭 소자(IGBT1∼IGBT6)들이 턴 오프 상태로 될 경우에 복수의 스위칭 소자(IGBT1∼IGBT6)들의 게이트 전압을 상승시키게 된다.
예를 들면, 스위칭 소자(IGBT1)가 턴 온되고, 스위칭 소자(IGBT2)가 턴 오프될 경우에 전원단자(HVDC)에서 스위칭 소자(IGBT1)를 통해 부하(120)로 전류가 흐르게 되어 스위칭 소자(IGBT1)의 에미터와 스위칭 소자(IGBT2)의 콜렉터의 접속점 전압이 급상승하게 된다.
상기 급상승한 전압은 스위칭 소자(IGBT2)의 콜렉터와 게이트의 사이에 존재하는 밀러 커패시터(Cc2) 및 저항(R2)을 통해 스위칭 드라이버(100)의 출력단자로 전류가 흐르게 된다.
상기 밀러 커패시터(Cc2) 및 저항(R2)을 통해 스위칭 드라이버(100)의 출력 단자로 흐르는 전류는 다음의 수학식 1과 같다.
Figure 112007078816865-PAT00001
여기서, I는 밀러 커패시터(Cc2) 및 저항(R2)으로 흐르는 전류이고, Cc는 밀러 커패시터(Cc2)의 커패시턴스이며, V는 스위칭 소자(IGBT1)의 에미터와 스위칭 소자(IGBT2)의 콜렉터의 접속점 전압이다.
그러므로 스위칭 소자(IGBT2)가 턴 오프되었을 경우에 스위칭 소자(IGBT2)의 게이트 전압이 상승하게 된다.
또한 스위칭 소자(IGBT3, IGBT5)가 턴 온되고, 스위칭 소자(IGBT4, IGBT6)가 턴 오프될 경우에도 상기와 마찬가지로 밀러 커패시터(Cc4, Cc6)에 의해 스위칭 소자(IGBT4, IGBT6)의 게이트 전압이 상승하게 된다.
상기 상승되는 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)의 게이트 전압이 소정의 시간 이상 지속될 경우에 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)의 콜렉터에서 에미터로 암전류가 흐르게 되고, 그 암전류에 의해 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)가 손상됨은 물론 스위칭 동작을 정상으로 수행하지 못하게 된다.
이러한 현상은 전원단자(HVDC)와 부하(120)의 사이에 연결되어 있는 스위칭소자(IGBT1, IGBT3, IGBT5)들 보다 부하(120)와 접지의 사이에 연결되어 있는 스위칭소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)들에 더욱 심하게 발생되고 있는 실정이다.
그러므로 부하(120)와 접지의 사이에 연결되어 있는 스위칭소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)들이 턴 오프될 경우에 스위칭소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)들의 게이트 전압을 빠른 속도로 제거할 필요가 있다.
도 2는 종래의 밀러 클램프 회로가 구비된 인버터의 일 예의 구성을 보인 회로도이다. 도 2를 참조하면, 스위칭소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)들이 턴 오프될 경우에 그 스위칭소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)들의 게이트 전압을 제거하기 위하여 각기 직렬 접속된 저항(R11, R12, R13) 및 다이오드(D11, D12, D13)를 상기 저항(R2, R4, R6)에 병렬로 접속하였다.
이와 같이 구성된 종래의 일 예는 스위칭 드라이버(100)가 논리 1의 고전위인 스위칭 전압을 출력할 경우에 그 스위칭 전압이 저항(R2, R4, R6)을 통해 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)들의 게이트에 인가되므로 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)들은 정상으로 턴 온되어 전원단자(HVDC)의 직류전압을 스위칭시키게 된다. 이때, 다이오드(D11, D12, D13)에는 역방향 전압이 걸려 모두 차단상태로 되고, 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)들의 턴 온 동작에 아무런 영향도 주지 않는다.
그리고 스위칭 드라이버(100)가 논리 0인 저전위를 출력하여 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)가 턴 오프될 경우에 밀러 커패시터(Cc4, Cc6)에 충전되어 있던 전류가 저항(R11, R12, R13) 및 다이오드(D11, D12, D13)를 통해 스위칭 드라이버(100)의 출력단자로 방전된다.
여기서, 상기 저항(R11, R12, R13)들의 값은 저항(R2, R4, R6)들의 값보다 매우 낮게 설정한다.
그러면, 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)들의 게이트와 에미터 사이의 전압은 약 다이오드(D11, D12, D13)의 순방향 전압 정도만 남게 된다.
도 3은 종래의 밀러 클램프 회로가 구비된 인버터의 다른 예의 구성을 보인 회로도이다. 도 3을 참조하면, 스위칭소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)들이 턴 오프될 경우에 그 스위칭소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)들의 게이트 전압을 제거하기 위하여 스위칭소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)들의 게이트와 접지의 사이에 커패시터(C11, C12, C13)를 접속하였다.
이와 같이 구성된 종래의 다른 예는 스위칭 드라이버(100)가 논리 0의 저전위를 출력하여 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)가 턴 오프될 경우에 밀러 커패시터(Cc2, Cc4, Cc6)로 흐르는 전류가 커패시터(C11, C12, C13)를 통해 접지로 흐르게 되어 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)들의 게이트와 에미터 사이의 전압을 낮추게 된다.
상기한 도 2의 일 예는 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)들이 턴 오프될 경 우에 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)들의 게이트 전압이 저항(R11, R12, R13) 및 다이오드(D11, D12, D13)를 통해 방전되므로 밀러 커패시터(Cc2, Cc4, Cc6)에 의한 영향을 줄일 수 있다. 그러나 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)들이 턴 오프될 경우에 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)들의 콜렉터와 에미터 사이의 전압이 높게 상승하게 되는 문제점이 있다.
그리고 상기한 도 3의 다른 예는 밀러 커패시터(Cc2, Cc4, Cc6)들 뿐만 아니라 또 하나의 커패시터(C11, C12, C13)들에 밀러 효과에 의한 전류가 충전되어야만 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)의 게이트 전압이 상승한다.
그러므로 드레시홀드 전압에 도달하기 위해서는 더욱 많은 전하를 필요로 하고, 이로 인하여 밀러 효과에 의해서 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)들이 턴 오프된 후 충전시키는 전압이 낮아지게 되나, 드라이버 전력을 증가시키게 되므로 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)들의 게이트에 접속되어 있는 동일한 게이트 저항(R2, R4, R6)을 사용하였을 경우에 높은 스위칭 손실을 가져오게 된다.
본 발명은 상기한 바와 같은 종래의 문제점들을 해소하기 위하여 창안한 것으로서 스위칭 소자들이 턴 오프될 경우에 스위칭 소자의 게이트 및 에미터를 트랜지스터로 스위칭시켜 스위칭 소자의 게이트 전압을 낮추고, 암전류 현상이 발생되지 않도록 하는 인버터를 제공한다.
본 발명의 인버터는, 스위칭 신호를 출력하는 스위칭 드라이버와, 상기 스위칭 드라이버의 출력신호에 따라 복수의 제 1 스위칭 소자들이 선택적으로 턴 온 및 턴 오프되면서 직류전압을 스위칭시켜 부하로 교류전압을 공급하는 스위칭부와, 상기 복수의 제 1 스위칭 소자들이 턴 오프될 경우에 그 복수의 제 1 스위칭 소자들의 게이트를 에미터에 전기적으로 접속시켜 복수의 제 1 스위칭 소자들의 게이트 전압을 강압하는 복수의 게이트 전압 강압부를 포함하여 구성됨을 특징으로 한다.
상기 복수의 게이트 전압 강압부들 각각은, 상기 스위칭 드라이버가 출력하는 스위칭 신호를 반전시키는 신호 반전기와, 상기 신호 반전기의 출력신호에 따라 스위칭되어 상기 제 1 스위칭 소자의 게이트를 에미터에 전기적으로 접속 또는 차단시키는 제 2 스위칭 소자를 포함하여 구성되고, 상기 제 2 스위칭 소자는 트랜지스터인 것을 특징으로 한다.
상기 스위칭부는, 전원단자와 상기 부하의 사이에서 전압을 스위칭하는 복수의 제 1 스위칭 소자와, 상기 부하와 접지의 사이에서 전압을 스위칭하는 복수의 제 1 스위칭 소자를 포함하고, 상기 복수의 게이트전압 강압부는 상기 부하와 접지의 사이에서 전압을 스위칭하는 복수의 제 1 스위칭 소자에 구비되는 것을 특징으로 한다.
또한 상기 스위칭부는 전원단자의 직류전압을 스위칭하여 부하에 3상 교류전압을 공급하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따르면 스위칭 소자의 게이트 및 에미터를 트랜지스터로 스위칭시킴으로써 스위칭 소자의 게이트 및 에미터 사이의 전압을 트랜지스터의 콜렉터와 에미터 사이의 전압으로 낮추고, 이로 인하여 스위칭소자에서의 암전류 현상이 발생하는 것을 방지할 수 있다.
이하의 상세한 설명은 예시에 지나지 않으며, 본 발명의 실시 예를 도시한 것에 불과하다. 또한 본 발명의 원리와 개념은 가장 유용하고, 쉽게 설명할 목적으로 제공된다. 따라서, 본 발명의 기본 이해를 위한 필요 이상의 자세한 구조를 제공하고자 하지 않았음은 물론 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 실체에서 실시될 수 있는 여러 가지의 형태들을 도면을 통해 예시한다.
도 4는 본 발명의 밀러 클램프 회로가 구비된 인버터의 바람직한 실시 예의 구성을 보인 회로도이다. 도 4를 참조하면, 본 발명은 스위칭 드라이버(100)가, 부하(120)와 접지의 사이에 연결되어 있는 복수의 제 1 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)를 턴 오프시키기 위한 스위칭 신호를 출력할 경우에 그 복수의 제 1 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)의 게이트를 접지로 스위칭시켜 게이트 전압을 감소시키는 게이트전압 강압부(400, 410, 420)를 구비한다.
상기 게이트전압 강압부(400, 410, 420)들 각각은, 상기 복수의 제 1 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)로 각기 스위칭 신호를 출력하는 스위칭 드라이버(100) 의 출력단자들이 신호 반전기(INV11, INV12, INV13)를 통해 제 2 스위칭 소자인 트랜지스터(TR11, TR12, TR13)의 베이스에 접속되어 트랜지스터(TR11, TR12, TR13)의 콜렉터가 상기 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)의 게이트에 접속되고, 트랜지스터(TR11, TR12, TR13)의 에미터는 접지에 접속된다.
이와 같이 구성된 본 발명은 전원단자(HVDC)에 직류전압이 공급된 상태에서 스위칭 드라이버(100)가 복수의 출력단자들로 선택적으로 논리 1인 고전위와 논리 0인 저전위의 스위칭 신호를 출력하고, 출력한 스위칭 신호는 스위칭부(110)의 저항(R1∼R6)을 통해 복수의 제 1 스위칭 소자(IGBT1∼IGBT6)들의 게이트에 각기 인가된다.
즉, 상기 스위칭 드라이버(100)는 스위칭 소자(IGBT1, IGBT3, IGBT5)의 게이트로 논리 1의 스위칭 신호를 출력하여 턴 온시킬 경우에 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)의 게이트로 논리 0의 스위칭 신호를 출력하여 턴 오프시키고, 스위칭 소자(IGBT1, IGBT3, IGBT5)의 게이트로 논리 0의 스위칭 신호를 출력하여 턴 오프시킬 경우에 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)의 게이트로 논리 1의 스위칭 신호를 출력하여 턴 온시킨다. 그리고 상기 스위칭 드라이버(100)는 상기 제 1 스위칭 소자(IGBT1, IGBT2)(IGBT3, IGBT4)(IGBT5, IGBT6)들이 상호간에 120°의 위상 차를 가지도록 스위칭 신호를 출력한다.
그러면, 복수의 제 1 스위칭 소자(IGBT1∼IGBT6)들은 상기 스위칭 드라이버(100)가 출력하는 스위칭 신호에 따라 선택적으로 턴 온 및 턴 오프된다. 상기 복수의 제 1 스위칭 소자(IGBT1∼IGBT6)의 선택적으로 턴 온 및 턴 오프에 따라 전원단자(HVDC)의 직류전압이 교류전압으로 변환되어 부하(120)로 공급된다.
이와 같이 동작함에 있어서, 스위칭 드라이버(100)가 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)의 게이트로 도 5a에 도시된 바와 같이 논리 1인 고전위의 스위칭 신호를 출력하여 턴 온시킬 경우에 그 논리 1인 고전위의 스위칭 신호가 게이트전압 강압부(400, 410, 420)들의 신호 반전기(INV11, INV12, INV13)를 통해 도 5b에 도시된 바와 같이 논리 0의 저전위 신호로 변환된다. 상기 변환된 논리 0의 저전위 신호는 제 2 스위칭 소자인 트랜지스터(TR11, TR12, TR13)의 베이스에 인가되므로 트랜지스터(TR11, TR12, TR13)가 턴 오프된다. 그러므로 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)는 스위칭 드라이버(100)가 출력하는 논리 1의 스위칭 신호가 도 5c에 도시된 바와 같이 저항(R2, R4, R6)을 통해 정상으로 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)의 게이트에 인가되어 턴 온되고, 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)의 콜렉터와 에미터 사이의 전압은 도 5d에 도시된 바와 같이 저전위 상태로 된다.
그리고 스위칭 드라이버(100)가 도 5a에 도시된 바와 같이 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)의 게이트로 논리 0인 저전위의 스위칭 신호를 출력하여 턴 오프시킬 경우에 그 논리 0인 저전위의 스위칭 신호가 게이트전압 강압부(400, 410, 420)들의 신호 반전기(INV11, INV12, INV13)를 통해 도 5b에 도시된 바와 같이 논리 1의 고전위 신호로 변환된다. 상기 변환된 논리 1의 고전위 신호는 제 2 스위칭 소자인 트랜지스터(TR11, TR12, TR13)의 베이스에 인가되므로 트랜지스터(TR11, TR12, TR13)가 턴 온되고, 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)의 게이트가 트랜지스터(TR11, TR12, TR13)를 통해 접지에 전기적으로 접속되어 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)의 게이트 전압은 도 5c에 도시된 바와 같이 저전위 상태로 되고, 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)의 콜렉터와 에미터 사이의 전압은 도 5d에 도시된 바와 같이 고전위 상태로 된다.
즉, 본 발명의 인버터는 부하(120)와 접지의 사이에 위치하는 제 1 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)들이 턴 오프상태로 될 경우에 제 1 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)들의 게이트와 접지의 사이에 연결되어 있는 제 2 스위칭 소자인 트랜지스터(TR11, TR12, TR13)가 턴 온됨으로써 제 1 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)의 게이트 전압은 트랜지스터(TR11, TR12, TR13)의 콜렉터와 에미터 사이의 전압인 낮은 전압으로 되고, 이로 인하여 제 1 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)들에 암전류 현상이 발생하지 않게 된다.
한편 상기에서는 부하(120)와 접지의 사이에 위치하는 제 1 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)들에 게이트전압 강압부(400, 410, 420)들을 각기 구비하여 제 1 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)들이 턴 오프상태로 될 경우에 제 1 스위칭 소자(IGBT2, IGBT4, IGBT6)들의 게이트 전압을 강압시키는 것을 예로 들어 설명하였다. 본 발명을 실시함에 있어서는 이에 한정되지 않고, 전원단자(HVDC)와 부하(120)의 사이에 위치하는 복수의 제 1 스위칭 소자(IGBT1, IGBT3, IGBT5)의 게이트와 에미터의 사이에도 게이트전압 강압부를 구비하여 복수의 제 1 스위칭 소 자(IGBT1, IGBT3, IGBT5)들이 턴 오프상태로 될 경우에도 복수의 제 1 스위칭 소자(IGBT1, IGBT3, IGBT5)들의 게이트 전압을 강압하게 구성할 수도 있다.
또한 상기에서는 스위칭부(110)가 전원단자(HVDC)의 직류전압을 스위칭하여 부하(120)로 3상 교류전압을 공급하는 것을 예로 들어 설명한 것으로서 스위칭부(110)가 전원단자(HVDC)의 직류전압을 스위칭하여 부하(120)로 단상 교류전압을 공급하게 구성할 수도 있는 등 여러 가지로 변형하여 실시할 수 있다.
이상에서는 대표적인 실시 예를 통하여 본 발명에 대하여 상세하게 설명하였으나, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 상술한 실시 예에 대하여 본 발명의 범주에서 벗어나지 않는 한도 내에서 다양한 변형이 가능함을 이해할 것이다.
그러므로 본 발명의 권리범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 안 되며, 후술하는 특허청구범위뿐만 아니라 이 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
본 발명은 모터 적용분야 및 각종 전기기기 분야 등에서 직류전압을 스위칭시켜 부하에 공급하는 인버터에서 직류전압을 스위칭하는 스위칭 소자들이 턴 오프상태로 될 경우에 그 스위칭 소자들의 게이트 전압을 강압시킴으로써 스위칭 소자로 암전류가 흐르는 것을 방지하여 스위칭 소자가 손상되지 않도록 한다.
도 1은 스위칭 소자로 IGBT를 사용하는 인버터의 구성을 예로 들어 보인 회로도,
도 2는 종래의 밀러 클램프 회로가 구비된 인버터의 일 예의 구성을 보인 회로도,
도 3은 종래의 밀러 클램프 회로가 구비된 인버터의 다른 예의 구성을 보인 회로도,
도 4는 본 발명의 밀러 클램프 회로가 구비된 인버터의 바람직한 실시 예의 구성을 보인 회로도, 및
도 5a 내지 도 5d는 도 4의 각 부의 동작 파형도이다.

Claims (5)

  1. 스위칭 신호를 출력하는 스위칭 드라이버;
    상기 스위칭 드라이버의 출력신호에 따라 복수의 제 1 스위칭 소자들이 선택적으로 턴 온 및 턴 오프되면서 직류전압을 스위칭시켜 부하로 교류전압을 공급하는 스위칭부; 및
    상기 복수의 제 1 스위칭 소자들이 턴 오프될 경우에 그 복수의 제 1 스위칭 소자들의 게이트를 에미터에 전기적으로 접속시켜 복수의 제 1 스위칭 소자들의 게이트 전압을 강압하는 복수의 게이트 전압 강압부를 포함하여 구성된 인버터.
  2. 청구항 1에 있어서, 상기 복수의 게이트 전압 강압부들 각각은;
    상기 스위칭 드라이버가 출력하는 스위칭 신호를 반전시키는 신호 반전기; 및
    상기 신호 반전기의 출력신호에 따라 스위칭되어 상기 제 1 스위칭 소자의 게이트를 에미터에 전기적으로 접속 또는 차단시키는 제 2 스위칭 소자를 포함하여 구성됨을 특징으로 하는 인버터.
  3. 청구항 2에 있어서, 상기 제 2 스위칭 소자는;
    트랜지스터인 것을 특징으로 하는 인버터.
  4. 청구항 1에 있어서, 상기 스위칭부는;
    전원단자와 상기 부하의 사이에서 전압을 스위칭하는 복수의 제 1 스위칭 소자; 및
    상기 부하와 접지의 사이에서 전압을 스위칭하는 복수의 제 1 스위칭 소자를 포함하고,
    상기 복수의 게이트전압 강압부는;
    상기 부하와 접지의 사이에서 전압을 스위칭하는 복수의 제 1 스위칭 소자에 구비되는 것을 특징으로 하는 인버터.
  5. 청구항 1에 있어서, 상기 스위칭부는;
    전원단자의 직류전압을 스위칭하여 부하에 3상 교류전압을 공급하는 것을 특징으로 하는 인버터.
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
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DE102014108576A1 (de) 2014-06-18 2015-12-24 Sma Solar Technology Ag Treiberschaltung mit Miller-Clamping-Funktionalität für Leistungshalbleiterschalter, Leistungshalbleiterschalter und Wechselrichterbrücke
KR20210116015A (ko) * 2020-03-17 2021-09-27 공주대학교 산학협력단 벅 소자를 이용한 인버터
KR20210116016A (ko) * 2020-03-17 2021-09-27 공주대학교 산학협력단 마이크로컨트롤러를 이용한 인버터

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