KR20090034775A - 마이크로 전기기계 시스템 기반 스위치 내 아크 형성을 억제하는 회로를 구비한 시스템 - Google Patents

마이크로 전기기계 시스템 기반 스위치 내 아크 형성을 억제하는 회로를 구비한 시스템 Download PDF

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카나카사바파시 서브라마니안
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존 노턴 박
오벤 제니스 체렌츠
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제너럴 일렉트릭 캄파니
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Abstract

마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로(206)를 포함하는 시스템이 제공된다. 이 시스템은 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로(206)와 병렬 회로로 접속되어, 턴온 사건과 같은 제 1 스위칭 사건 동안에 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로(206)의 접촉부 양단의 전압 레벨을 억제하는 제 1 과전류 보호 회로(2061)를 포함할 수 있다. 이 시스템은 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로(206)와 병렬 회로로 접속되어, 턴오프 사건과 같은 제 2 스위칭 사건 동안에 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로(206)의 접촉부를 통과하는 전류 (0) 흐름을 억제하는 제 2 과전류 보호 회로(2062)를 더 포함할 수 있다.

Description

마이크로 전기기계 시스템 기반 스위치 내 아크 형성을 억제하는 회로를 구비한 시스템{SYSTEM WITH CIRCUITRY FOR SUPPRESSING ARC FORMATION IN MICRO-ELECTROMECHANICAL SYSTEM BASED SWITCH}
관련 출원
본 출원은 2007년 1월 10일 출원된 "Micro-Electromechanical System Based Motor Starter"라는 명칭의 미국 특허 출원 번호 제 11/621,623 호(대리인 관리번호 207792-1)의 일부계속출원이며, 그 전체내용은 본 명세서에서 참조로써 인용된다.
본 발명의 실시예는 일반적으로 전기 회로에 관한 것으로, 보다 구체적으로는, 마이크로 전기기계 시스템(MEMS) 기반 스위칭 장치에 관한 것이며, 보다 더 구체적으로는, MEMS 스위칭 장치의 턴온 및/또는 턴오프와 같은 스위칭 사건 동안 아크 형성을 억제하는 회로를 구비한 시스템에 관한 것이다.
회로 차단기는 회로의 고장에 기인하는 손상으로부터 전기 장비를 보호하도록 설계된 전기 장치이다. 통상적으로, 대부분의 종래의 회로 차단기는 벌키 전기 기계 스위치를 포함한다. 불행히도, 이들 종래의 회로 차단기는 크기가 크므로, 스위칭 메커니즘을 활성화하는 데 큰 힘을 사용하는 것이 필요하다. 부가적으로, 이들 회로 차단기의 스위치는 일반적으로 비교적 느리게 동작한다. 또한, 이들 회로 차단기는 구성하기 복잡하므로 제조하는 데 많은 비용이 든다. 또한, 종래의 회로 차단기 내의 스위칭 메커니즘의 접촉부가 물리적으로 분리되는 경우에, 전형적으로 회로 내의 전류가 중지될 때까지 전류를 계속해서 전달하는 그들 사이에 아크가 형성된다. 또한, 아크와 관련된 에너지는 접촉부에 심하게 손상을 줄 수 있고/있거나 사람에게 화상 위험을 줄 수 있다.
느린 전기기계 스위치와 다른 것으로서, 고속 스위칭 애플리케이션에서 비교적 빠른 고체 상태 스위치를 사용하는 것이 알려져 있다. 알 수 있듯이, 이들 고체 상태 스위치는 전압 또는 바이어스의 제어형 인가를 통해 도전 상태와 비도전 상태 사이에서 스위칭한다. 예컨대, 고체 상태 스위치를 역바이어싱함으로써, 스위치는 비도전 상태로 변할 수 있다. 그러나, 고체 상태 스위치는 비도전 상태로 스위칭되는 경우에 접촉부들 사이에 물리적 갭을 생성하지 않으므로, 누설 전류를 격을 수 있다. 또한, 내부 저항 때문에, 고체 상태 스위치는 도전 상태에서 동작하는 경우에, 전압 강하를 격을 수 있다. 전압 강하와 누설 전류 양자 모두 정상 동작 환경하에서 스위칭 성능과 수명에 해로울 수 있는 과다 열 발생에 기여한다.
일반적으로, 본 발명의 측면은 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로를 포함하는 시스템을 제공한다. 1 과전류 보호 회로는 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로와 병렬 회로로 접속된다. 제 1 과전류 보호 회로는 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로의 제 1 스위칭 사건에 응답하여 전기적 도전 경로를 순간적으로 형성하도록 구성된다. 이 전기적 도전 경로는 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로와 병렬 회로를 형성하여 제 1 스위칭 사건 동안에 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로의 접촉부 양단의 전압 레벨을 억제한다. 제 2 과전류 보호 회로는 마 이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로 및 제 1 과전류 보호 회로와 병렬 회로로 접속된다. 제 2 과전류 보호 회로는 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로의 제 2 스위칭 사건에 응답하여 전기적 도전 경로를 순간적으로 형성하도록 구성된다. 전기적 도전 경로는 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로와 병렬 회로를 형성하여 제 2 스위칭 사건 동안에 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로의 접촉부를 통과하는 전류 흐름을 억제한다.
본 발명의 다른 측면은 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로를 포함하는 시스템을 제공한다. 적어도 하나의 제 1 과전류 보호 회로는 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로와 병렬 회로로 접속될 수 있다. 제 1 과전류 보호 회로는 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로의 제 1 스위칭 사건에 응답하여 전기적 도전 경로를 순간적으로 형성하도록 구성될 수 있다. 전기적 도전 경로는 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로와 병렬 회로를 형성하여 제 1 스위칭 사건 동안에 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로의 접촉부 양단의 전압을 억제한다.
도면 전체에서 동일한 기호가 동일한 부품을 나타내는 첨부 도면을 참조하여 후속하는 상세한 설명을 읽는 경우에 본 발명의 이들 및 다른 특징, 측면 및 장점은 잘 이해될 것이다.
본 발명에 따르면, 본 발명의 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로는 회로 차단기가 필요로 할 수 있는 각 소자 및/또는 기능을 신뢰할 수 있고 비용 효율적 인 방식으로 실현할 수 있다.
본 발명의 하나 이상의 실시예에 따르면, 본 명세서에 마이크로 전기기계 시스템(MEMS) 스위칭 회로를 포함하는 시스템이 설명될 것이다. 후속하는 상세한 설명에서, 본 발명의 다양한 실시예의 완전한 이해를 제공하기 위해 다수의 특정 세부사항이 설명된다. 그러나, 당업자는 본 발명의 실시예가 이들 특정 세부사항 없이 실시될 수 있고, 본 발명이 설명된 실시예로 제한되지 않으며, 본 발명이 다른 다양한 실시예로 실시될 수 있음을 알 것이다. 다른 경우에, 잘 알려져 있는 방법, 절차 및 부품은 상세히 설명되지 않았다.
또한, 다양한 동작은 본 발명의 실시예를 이해하는 데 도움이 되는 방식으로 수행되는 다수의 분리된 단계로서 설명될 수 있다. 그러나, 설명 순서는 이들 동작이 그들이 나타난 순서대로 수행되어야 한다는 것도 동일한 순서에 의존하는 것도 아님을 의미하도록 해석되어서는 안 된다. 또한, 구 "일 실시예"의 반복 사용이 반드시 동일한 실시예를 지칭하는 것은 아니지만, 그럴 수도 있다. 마지막으로, 본 출원에서 사용되는 용어 "포함하는", "구비하는", "가지는" 등은 이와 달리 나타내지 않는 한 동의어일 수 있다.
도 1은 본 발명의 측면에 따른 예시적인 마이크로 전기기계 시스템(MEMS) 기반 스위칭 시스템(10)의 블록도를 도시한다. 현재, MEMS는 일반적으로 예컨대, 기계적 소자, 전기기계적 소자, 센서, 액추에이터 및 전자기기와 같은 다수의 기능적 으로 별개의 소자를 마이크로제조 기술을 통해 공통 기판 상에 집적할 수 있는 마이크론-스케일 구조체를 지칭한다. 그러나, MEMS 장치로 현재 이용가능한 다수의 기술 및 구조체를 단 몇 년 안에 예컨대, 크기가 100 나노미터 미만일 수 있는 구조체와 같은 나노기술 기반 장치를 통해 이용할 수 있을 것으로 예상된다. 따라서, 이 문서의 도처에 설명된 예시적인 실시예가 MEMS 기반 스위칭 장치를 지칭할 수는 있지만, 본 발명의 발명 측면은 광범위하게 해석되어야 하며, 마이크론 크기 장치로 한정되어서는 안 된다.
도 1에 도시된 바와 같이, MEMS 기반 스위칭 시스템(10)은 MEMS 기반 스위칭 회로(12) 및 MEMS 기반 스위칭 회로(12)에 동작가능하게 결합되는 과전류 보호 회로(14)를 포함하는 것으로 도시된다. 어떤 경우에, 예컨대, MEMS 기반 스위칭 회로(12)는 과전류 보호 회로(14)와 함께 단일 패키지(16) 안에 완전히 집적될 수 있다. 다른 경우에, MEMS 기반 스위칭 회로(12)의 특정 부분 또는 부품만이 과전류 보호 회로(14)와 함께 집적될 수 있다.
현재 고려되는 구성에서, 도 2 내지 도 5를 참조하여 보다 상세히 설명되는 바와 같이, MEMS 기반 스위칭 회로(12)는 하나 이상의 MEMS 스위치를 포함한다. 부가적으로, 과전류 보호 회로(14)는 평형 다이오드 브릿지 및 펄스 회로를 포함할 수 있다. 또한, 과전류 보호 회로(14)는 하나 이상의 MEMS 스위치의 접촉부들 사이의 아크 형성 억제를 용이하게 하도록 구성될 수 있다. 과전류 보호 회로(14)가 교류 전류(AC) 또는 직류 전류(DC)에 응답하여 아크 형성의 억제를 용이하게 하도록 구성될 수 있음을 알 것이다.
아크 형성의 억제에 관한 배경 정보를 원하는 독자를 위해, 2005년 12월 20일에 출원된 미국 특허 출원 번호 제 11/314,336 호(대리인 관리번호 162711-1)를 참조하며, 그 전체내용은 본 명세서에 참조로써 포함된다. 전술한 출원은 마이크로 전기기계 시스템의 접촉부들 사이의 아크 형성을 억제하기에 적합한 회로 및 펄싱 기술을 포함하는 고속 마이크로 전기기계 시스템(MEMS) 기반 스위칭 장치를 설명한다. 이러한 출원에서, 아크 형성 억제는 이러한 접촉부를 통해 흐르는 전류를 효율적으로 분로함으로써 달성된다.
이제 도 2를 참조하면, 도 1에 도시된 예시적인 MEMS 기반 스위칭 시스템의 개략도(18)가 일 실시예에 따라 도시된다. 도 1을 참조하여 알 수 있듯이, MEMS 기반 스위칭 회로(12)는 하나 이상의 MEMS 스위치를 포함할 수 있다. 도시된 실시예에서, 제 1 MEMS 스위치(20)는 제 1 접촉부(22), 제 2 접촉부(24) 및 제 3 접촉부(26)를 가지는 것으로 도시된다. 일 실시예에서, 제 1 접촉부(22)는 드레인으로서 구성될 수 있고, 제 2 접촉부(24)는 소스로서 구성될 수 있으며, 제 3 접촉부(26)는 게이트로서 구성될 수 있다. 또한, 도 2에 도시된 바와 같이, 전압 스너버(snubber) 회로(33)가 MEMS 스위치(20)와 병렬로 결합될 수 있고, 빠른 접촉 분리 동안 전압 오버슈트(overshoot)를 제한하도록 구성될 수 있으며, 이는 이하에 보다 상세히 설명될 것이다. 특정 실시예에서, 스너버 회로(33)는 스너버 저항기(도시 생략)와 직렬로 결합된 스너버 캐패시터(도시 생략)를 포함할 수 있다. 스너버 캐패시터는 MEMS 스위치(20)의 개방의 연속 동안 과도 전압 분배의 개선을 용이하게 할 수 있다. 또한, 스너버 저항기는 MEMS 스위치(20)의 폐쇄 동작 동안 스 너버 캐패시터에 의해 생성된 임의의 전류 펄스를 억제할 수 있다. 일 예시적인 실시예에서, 스너버 회로(33)는 예컨대, R/C 스너버 및/또는 고체 상태 스너버(예컨대, 금속 산화물 바리스터(MOV))와 같은 하나 이상의 회로 유형 또는 예컨대, 캐패시터에 급전하도록 결합된 정류기와 같은 임의의 적합한 과전압 보호 회로를 포함할 수 있다. 바람직하게, 스너버 캐패시터는 인덕턴스 문제를 피하기 위해 각 다이 상에 구성되어야 한다.
본 기술의 다른 측면에 따르면, 전동 기계 또는 전기 모터와 같은 부하 회로(40)가 제 1 MEMS 스위치(20)와 직렬로 결합될 수 있다. 부하 회로(40)는 교류 전압(AC) 또는 직류 전압(DC)과 같은 적합한 전압 소스 VBUS(44)를 포함할 수 있다. 또한, 부하 회로(40)는 부하 인덕턴스 LLOAD(46)도 포함할 수 있는데, 여기서 부하 인덕턴스 LLOAD(46)는 부하 회로(40)에 의해 관찰되는 조합된 부하 인덕턴스 및 버스 인덕턴스를 나타낸다. 부하 회로(40)는 부하 회로(40)에 의해 관찰되는 조합된 부하 저항을 나타내는 부하 저항 RLOAD(48)도 포함할 수 있다. 참조 번호 50은 부하 회로(40) 및 제 1 MEMS 스위치(20)를 통해 흐를 수 있는 부하 회로 전류 ILOAD를 나타낸다.
또한, 도 1을 참조하여 알 수 있듯이, 과전류 보호 회로(14)는 평형 다이오드 브릿지를 포함할 수 있다. 도시된 실시예에서, 평형 다이오드 브릿지(28)는 제 1 분기(29) 및 제 2 분기(31)를 가지는 것으로 도시된다. 본 명세서에서 사용된, 용어 "평형 다이오드 브릿지"는 제 1 및 제 2 분기(29,31) 양자 모두를 통한 전압 강하가 실질적으로 동일하도록 구성되는 다이오드 브릿지를 나타내는 데 사용된다. 평형 다이오드 브릿지(28)의 제 1 분기(29)는 제 1 직렬 회로를 형성하도록 함께 결합된 제 1 다이오드 D1(30)와 제 2 다이오드 D2(32)를 포함할 수 있다. 유사한 방식으로, 평형 다이오드 브릿지(28)의 제 2 분기(31)는 제 2 직렬 회로를 형성하도록 함께 동작가능하게 결합된 제 3 다이오드 D3(34)와 제 4 다이오드 D4(36)를 포함할 수 있다.
일 실시예에서, 제 1 MEMS 스위치(20)는 평형 다이오드 브릿지(28)의 중심점을 통해 병렬로 결합될 수 있다. 평형 다이오드 브릿지의 중심점은 제 1 및 제 2 다이오드(30,32) 사이에 배치된 제 1 중심점 및 제 3 및 제 4 다이오드(34,36) 사이에 배치된 제 2 중심점을 포함할 수 있다. 또한, 제 1 MEMS 스위치(20) 및 평형 다이오드 브릿지(28)는 빽빽하게 패키징되어, 평형 다이오드 브릿지(28), 특히, MEMS 스위치(20)에 대한 접속부에 기인하는 기생 인덕턴스의 최소화를 용이하게 할 수 있다. 본 기술의 예시적인 측면에 따르면, 제 1 MEMS 스위치(20)와 평형 다이오드 브릿지(28)는 서로에 관하여 배치되어, 제 1 MEMS 스위치(20)와 평형 다이오드 브릿지(28) 사이의 고유 인덕턴스가 L*di/dt 전압을 산출하게 되는데, 여기서 L은 기생 인덕턴스를 나타낸다. 산출된 전압은 MEMS 스위치(20)가 턴오프하는 동안 다이오드 브릿지(28)로 부하 전류를 전달하는 경우에, MEMS 스위치(20)의 드레인(22)과 소스(24) 양단의 전압의 몇 퍼센트 미만일 수 있으며, 이는 이하에 보다 상세히 설명될 것이다. 일 실시예에서, 제 1 MEMS 스위치(20)는 평형 다이오드 브 릿지(28)와 함께 단일 패키지(38)에 또는 선택적으로, MEMS 스위치(20)와 다이오드 브릿지(28)를 상호접속하는 인덕턴스를 최소화할 의도로 동일한 다이 내에 집적될 수 있다.
부가적으로, 과전류 보호 회로(14)는 평형 다이오드 브릿지(28)와 동작 관련하여 결합된 펄스 회로(52)를 포함할 수 있다. 펄스 회로(52)는 스위치 상태를 검출하고 그 스위치 상태에 응답하여, MEMS 스위치(20)의 개방을 시작하도록 구성될 수 있다. 본 명세서에서 사용된 바와 같이, 용어 "스위치 상태"는 MEMS 스위치(20)의 현재 작동 상태 변경을 트리거하는 상태를 지칭한다. 예컨대, 스위치 상태는 MEMS 스위치(20)의 제 1 폐쇄 상태에서 제 2 개방 상태로의 변경 또는 MEMS 스위치(20)의 제 1 개방 상태에서 제 2 폐쇄 상태로의 변경을 초래할 수 있다. 스위치 상태는 회로 고장, 회로 과부하 또는 스위치 온/오프 요청을 포함하는 다수의 작용에 응답하여 발생할 수 있지만, 이것으로 한정되지 않는다.
펄스 회로(52)는 펄스 스위치(54) 및 펄스 스위치(54)와 직렬로 결합된 펄스 캐패시터 CPULSE(56)를 포함할 수 있다. 또한, 펄스 회로는 펄스 인덕턴스 LPULSE(58) 및 펄스 스위치(54)와 직렬로 결합된 제 1 다이오드 DP(60)도 포함할 수 있다. 펄스 인덕턴스 LPULSE(58), 다이오드 DP(60), 펄스 스위치(54) 및 펄스 캐패시터 CPULSE(56)는 직렬로 결합되어 펄스 회로(52)의 제 1 분기를 형성할 수 있는데, 여기서 제 1 분기의 부품은 펄스 전류 형성 및 타이밍을 용이하게 하도록 구성될 수 있다. 또한, 참조 번호 62는 펄스 회로(52)를 통해 흐를 수 있는 펄스 회로 전류 IPULSE를 나타낸다.
본 발명의 측면에 따르면, 보다 상세히 후술되는 바와 같이, MEMS 스위치(20)는 전류를 전달하지 않거나 거의 0인 전류를 전달하는 동안 제 1 폐쇄 상태에서 제 2 개방 상태로 (예컨대, 피코초 또는 나노초 정도로) 빠르게 스위칭될 수 있다. 이는 부하 회로(40) 및 MEMS 스위치(20)의 접촉부 양단에 병렬로 결합된 평형 다이오드 브릿지(28)를 포함하는 펄스 회로(52)의 결합된 동작을 통해 달성될 수 있다.
도 3 내지 도 5는 도 2에 도시된 MEMS 기반 스위칭 시스템(18)의 예시적인 동작을 도시하는 개략적인 흐름도로 사용된다. 도 2를 계속 참조하면, MEMS 기반 스위칭 시스템(18)의 예시적인 동작의 초기 상태가 도시된다. MEMS 스위치(20)는 제 1 폐쇄 상태로 시작하는 것으로 도시된다. 또한, 나타낸 바와 같이, 부하 전류 ILOAD(50)가 존재한다.
또한, 이러한 MEMS 기반 스위칭 시스템(18)의 예시적인 동작의 논의를 위해, MEMS 스위치(20)와 관련된 저항이 충분히 작아서, MEMS 스위치(20)의 저항을 통해 부하 전류에 의해 산출된 전압이, 펄싱되는 경우에 다이오드 브릿지(28)의 중심점들 사이의 거의 0인 전압차에 무시해도 좋은 영향만을 미칠 수 있다고 가정할 수 있다. 예컨대, 최대 예상 부하 전류에 기인하는 몇 ㎷ 미만의 전압 강하를 산출하도록 MEMS 스위치(20)와 관련된 저항이 충분히 작다고 가정할 수 있다.
MEMS 기반 스위칭 시스템(18)의 초기 상태에서, 펄스 스위치(54)가 제 1 개 방 상태에 있음을 알 수 있다. 부가적으로, 펄스 회로(52)에 펄스 회로 전류는 없다. 또한, 펄스 회로(52)에서, 캐패시터 CPULSE(56)는 전압 VPULSE까지 사전충전될 수 있는데, 여기서 전압 VPULSE는 부하 전류의 전달 구간 동안 예상된 부하 전류 ILOAD(50)보다 상당히 큰(예컨대, 10 배) 피크 크기를 가진 반사인곡선(half sinusoid)의 펄스 전류를 산출할 수 있는 전압이다. CPULSE(56)와 LPULSE(58)가 직렬 공진 회로를 포함함을 알 수 있다.
도 3은 펄스 회로(52)를 트리거하는 프로세스를 도시하는 개략도(64)를 도시한다. 검출 회로(도시 생략)가 펄스 회로(52)에 결합될 수 있음을 알 수 있다. 검출 회로는 예컨대, 부하 회로 전류 ILOAD(50)의 레벨 및/또는 전압 소스 VBUS(44)의 전압 레벨을 감지하도록 구성된 감지 회로를 포함할 수 있다. 또한, 검출 회로는 전술한 바와 같이 스위칭 상태를 검출하도록 구성될 수 있다. 일 실시예에서, 스위치 상태는 사전결정된 임계치를 초과하는 전류 레벨 및/또는 전압 레벨 때문에 발생할 수 있다.
펄스 회로(52)는 스위치 상태를 검출하여 MEMS 스위치(20)의 현재 폐쇄 상태를 제 2 개방 상태로 스위칭하는 것을 용이하게 하도록 구성될 수 있다. 일 실시예에서, 스위치 상태는 사전결정된 임계치 레벨을 초과하는 부하 회로(40) 내의 전압 레벨 또는 부하 전류 때문에 발생한 고장 상태일 수 있다. 그러나, 알 수 있듯이, 스위치 상태는 MEMS 스위치(20)에 대해 주어진 시스템 의존형 온 타임을 획득 하도록 램프 전압을 모니터하는 것도 포함할 수 있다.
일 실시예에서, 펄스 스위치(54)는 검출된 스위칭 상태의 결과로서 트리거 신호를 수신하는 것에 응답하여 사인곡선 펄스를 생성할 수 있다. 펄스 스위치(54)의 트리거는 펄스 회로(52)에서 공진 사인곡선 전류를 발생시킬 수 있다. 펄스 회로 전류의 전류 방향은 참조 번호 66과 68로 나타낼 수 있다. 또한, 평형 다이오드 브릿지(28)의 제 1 분기(29)의 제 1 다이오드(30)와 제 2 다이오드(32)를 통과한 펄스 회로 전류의 전류 방향과 상대 크기는 각각 전류 벡터(72,70)로 나타낼 수 있다. 이와 유사하게, 전류 벡터(76,74)는 제 3 다이오드(34)와 제 4 다이오드(36)를 통과한 펄스 회로 전류의 전류 방향 및 상태 크기를 각각 나타낸다.
피크 사인곡선 브릿지 펄스 전류의 값은 펄스 캐패시터 CPULSE(56)의 초기 전압, 펄스 캐패시터 CPULSE(56)의 값 및 펄스 인덕턴스 LPULSE(58)의 값에 의해 결정될 수 있다. 펄스 인덕턴스 LPULSE(58) 및 펄스 캐패시터 CPULSE(56)의 값은 반사인곡선의 펄스 전류의 펄스 폭도 결정할 수 있다. 브릿지 전류 펄스 폭은 부하 전류의 변화율(VBUS/VLOAD) 및 부하 고장 상태 동안 바람직한 피크 통과 전류에 입각한 시스템 부하 전류 턴오프 필요조건을 충족시키도록 조정될 수 있다. 본 발명의 측면에 따르면, 펄스 스위치(54)는 MEMS 스위치(20)를 개방하기 전에 도전 상태에 있도록 구성될 수 있다.
펄스 스위치(54)의 트리거가 평형 다이오드 브릿지(28)를 통해 펄스 회로 전 류 IPULSE(62)의 타이밍을 조절하여, 개방 구간 동안 MEMS 스위치(20)의 접촉부를 통과한 경로의 임피던스에 비해 낮은 임피던스 경로를 생성하는 것을 용이하게 하도록 하는 것을 포함할 수 있음을 알 수 있다. 또한, MEMS 스위치(20)의 접촉부 양단에 바람직한 전압 강하가 나타나도록 펄스 스위치(54)가 트리거될 수 있다.
일 실시예에서, 펄스 스위치(54)는 예컨대, 나노초 내지 마이크로초의 범위 내의 스위칭 속도를 가지도록 구성될 수 있는 고체 상태 스위치일 수 있다. 펄스 스위치(54)의 스위칭 속도는 고장 상태에서 부하 전류의 예측된 상승 시간에 비해 비교적 빨라야 한다. MEMS 스위치(20)에 필요한 정격 전류는 부하 전류의 상승률에 의존할 수 있는데, 이는 차례로, 전술한 바와 같이 부하 회로(40) 내의 인덕턴스 LLOAD(46) 및 버스 공급 전압 VBUS(44)에 의존한다. MEMS 스위치(20)는 적절히 등급화되어, 부하 전류 ILOAD(50)가 브릿지 펄스 회로의 속도 능력에 비해 빠르게 증가하면 더 큰 부하 전류 ILOAD(50)를 처리할 수 있다.
펄스 회로 전류 IPULSE(62)는 0의 값부터 증가하고, 평형 다이오드 브릿지(28)의 제 1 및 제 2 분기(29,31)에 동일하게 분배된다. 일 실시예에 따르면, 평형 다이오드 브릿지(28)의 분기(29,31) 양단의 전압 강하의 차이는 전술한 바와 같이 무시해도 좋은 것으로 설계될 수 있다. 또한, 전술한 바와 같이, 다이오드 브릿지(28)는 평형화되어, 다이오드 브릿지(28)의 제 1 및 제 2 분기 양단의 전압 강하가 실질적으로 같아진다. 또한, 현재 폐쇄 상태에 있는 MEMS 스위치(20)의 저항은 비교적 낮으므로, MEMS 스위치(20) 양단에 비교적 작은 전압 강하가 존재한다. 그러나, MEMS 스위치(20) 양단의 전압 강하가 더 크게 발생하였으면(예컨대, MEMS 스위치의 고유한 설계 때문에), 다이오드 브릿지(28)가 MEMS 스위치(20)와 병렬로 동작가능하게 결합되므로 다이오드 브릿지(28)의 평형화는 영향을 받을 수 있다. 본 발명의 측면에 따르면, 만일 MEMS 스위치(20)의 저항이 MEMS 스위치(20) 양단에 상당한 전압 강하를 일으킨다면, 다이오드 브릿지(28)는 피크 브릿지 펄스 전류의 크기를 증가시킴으로써 펄스 브릿지의 결과적인 불균형을 조정할 수 있다.
이제 도 4를 참조하면, MEMS 스위치(20)의 개방이 시작되는 개략도(78)가 도시된다. 전술한 바와 같이, 펄스 회로(52) 내의 펄스 스위치(54)는 MEMS 스위치(20)를 개방하기 전에 트리거된다. 펄스 전류 IPULSE(62)가 증가함에 따라, 펄스 회로(52)의 공진 작용 때문에 펄스 캐패시터 CPULSE(56) 양단의 전압은 감소한다. 스위치가 폐쇄되고 전도하는 온 상태에서, MEMS 스위치(20)는 부하 회로 전류 ILOAD(50)에 대해 비교적 낮은 임피던스의 경로를 나타낸다.
(예컨대, 펄스 회로(52)의 공진 작용 때문에) 펄스 회로 전류 IPULSE(62)의 진폭이 부하 회로 전류 ILOAD(50)의 진폭보다 커지면, MEMS 스위치(20)의 게이트 접촉부(26)에 인가된 전압은 적절히 바이어싱되어 MEMS 스위치(20)의 현재 동작 상태를 제 1 폐쇄 및 전도 상태에서 MEMS 스위치(20)가 턴오프(예컨대, 접촉부는 여전히 폐쇄되어 있지만, 스위치 개방 프로세스에 따라 접촉 압력이 감소하는 곳)를 시작 하는 증가하는 저항 상태로 스위칭할 수 있는데, 이는 스위치 저항이 증가하게 하고 차례로 부하 전류가 MEMS 스위치(20)에서 다이오드 브릿지(28)로 전환을 시작하게 한다.
현재 상태에서, 평형 다이오드 브릿지(28)는 현재 증가하는 접촉 저항을 나타내는 MEMS 스위치(20)를 통과한 경로와 비교하여 부하 회로 전류 ILOAD(50)에 비해 비교적 낮은 임피던스의 경로를 나타낸다. MEMS 스위치(20)를 통과한 부하 회로 전류 ILOAD(50)의 이러한 전환이 부하 회로 전류 ILOAD(50)의 변화 속도에 비해 매우 빠른 프로세스임을 알 수 있다. 전술한 바와 같이, MEMS 스위치(20)와 평형 다이오드 브릿지(28) 사이의 접속부와 관련된 인덕턴스 L1(84) 및 L2(88)의 값은 빠른 전류 전환의 금지를 방지하도록 상당히 작은 것이 바람직할 수 있다.
MEMS 스위치(20)로부터 펄스 브릿지로의 전류 전달 프로세스는 제 2 다이오드(32) 및 제 3 다이오드(34) 내의 전류가 동시에 감소하는 동안 계속해서 제 1 다이오드(30) 및 제 4 다이오드(36) 내의 전류를 증가시킨다. 전달 프로세스는 MEMS 스위치(20)의 기계적 접촉부(22,24)가 분리되어 물리적 갭을 형성하고 모든 부하 전류가 제 1 다이오드(30) 및 제 4 다이오드(36)에 의해 전달되면 완료된다.
부하 회로 전류 ILOAD가 MEMS 스위치(20)로부터 다이오드 브릿지(28)로 방향(86)으로 전환되는 것의 결과로서, 다이오드 브릿지(28)의 제 1 및 제 2 분기(29,31) 양단에 불균형이 형성된다. 또한, 펄스 회로 전류가 감쇠함에 따라, 펄 스 캐패시터 CPULSE(56) 양단의 전압은 계속해서 반전하는데(예컨대, "역기전력"으로서 작용함), 이는 부하 회로 전류 ILOAD의 0까지의 최후의 감소를 발생시킨다. 다이오드 브릿지(28) 내의 제 2 다이오드(32)와 제 3 다이오드(34)는 역바이어싱되어, 펄스 인덕터 LPULSE(58)와 브릿지 펄스 캐패시터 CPULSE(56)를 포함하는 부하 회로가 직렬 공진 회로가 되게 한다.
이제 도 5를 참조하면, 부하 전류를 감소시키는 프로세스를 위해 접속된 회로 소자의 개략도(94)가 도시된다. 전술한 바와 같이, MEMS 스위치(20)의 접촉부가 떨어지는 순간에, 무한 접촉 저항이 획득된다. 또한, 다이오드 브릿지(28)는 더 이상 MEMS 스위치(20)의 접촉부 양단에서 거의 0인 전압을 유지하지 않는다. 또한, 부하 회로 전류 ILOAD는 현재 제 1 다이오드(30)와 제 4 다이오드(36)를 통과한 전류와 같다. 전술한 바와 같이, 현재 다이오드 브릿지(28)의 제 2 다이오드(32)와 제 3 다이오드(34)를 통과한 전류는 없다.
부가적으로, MEMS 스위치(20)의 드레인(24)에서 소스(26)로의 상당한 스위치 접촉 전압차는 현재 펄스 인덕터 LPULSE(58), 펄스 캐패시터 CPULSE(56), 부하 회로 인덕터 LLOAD(46) 및 부하 저항기 RLOAD(48)와 회로 손실에 기인하는 댐핑을 포함하는 네트 공진 회로에 의해 결정된 속도로 VBUS 전압의 거의 2 배인 최대 전압까지 증가할 수 있다. 또한, 부하 회로 전류 ILOAD(50)와 동일하였던 몇몇 지점에서 펄스 회 로 전류 IPULSE(62)는 공진 때문에 0 값까지 감소할 수 있고, 이러한 0 값은 다이오드 브릿지(28)와 다이오드 DP(60)의 역차단 작용 때문에 유지될 수 있다. 공진 때문에 펄스 캐패시터 CPULSE(56) 양단의 전압은 극성을 음의 피크로 반전시킬 것이며, 이러한 음의 피크는 펄스 캐패시터 CPULSE(56)가 재충전될 때까지 유지될 것이다.
다이오드 브릿지(28)는 접촉부가 분리되어 MEMS 스위치(20)를 개방할 때까지 MEMS 스위치(20)의 접촉부 양단의 전압을 거의 0으로 유지하도록 구성될 수 있으며, 이로써 개방 동안에 MEMS 스위치(20)의 접촉부들 사이에 형성하기 쉬운 임의의 아크를 억제함으로써 손상이 방지된다. 부가적으로, MEMS 스위치(20)의 접촉부는 MEMS 스위치(20)를 통과한 상당히 감소한 접촉 전류로 개방 상태에 가까워진다. 또한, 회로 인덕턴스 내의 임의의 저장된 에너지, 부하 인덕턴스 및 소스는 펄스 회로 캐패시터 CPULSE(56)로 전달될 수 있고, 전압 손실 회로(도시 생략)를 통해 흡수될 수 있다. 전압 스너버 회로(33)는 브릿지와 MEMS 스위치 사이의 인터페이스 인덕턴스에 남아있는 유도성 에너지 때문에 빠른 접촉 분리 동안 전압 오버슈트를 제한하도록 구성될 수 있다. 또한, 개방 동안 MEMS 스위치(20)의 접촉부 양단에 재인가될 수 있는 전압의 증가율은 스너버 회로(도시 생략)의 사용을 통해 제어될 수 있다.
개방 상태에 있는 경우에 MEMS 스위치(20)의 접촉부들 사이에 갭이 생성되지만, MEMS 스위치(20) 주변에 부하 회로(40)와 다이오드 브릿지 회로(28) 사이에 누 설 전류가 존재할 수 있음도 알 수 있다. (경로는 MOV 및/또는 R/C 스너버 회로를 통해 형성될 수도 있다). 이 누설 전류는 물리적 갭을 생성하도록 부하 회로(40)에서 직렬 접속된 2 차 기계적 스위치(도시 생략)의 도입을 통해 억제될 수 있다. 특정 실시예에서, 기계적 스위치는 제 2 MEMS 스위치를 포함할 수 있다.
도 6a는 예시적인 실시예(96)를 도시하되, 스위칭 회로(12)(도 1 참조)는 예컨대, 직렬 또는 직렬-병렬 어레이로 배치된 다수의 MEMS 스위치를 포함할 수 있다. 부가적으로, 도 6에 도시된 바와 같이, MEMS 스위치(20)는 직렬 회로로 전기적으로 결합된 제 1 세트의 2 개 이상의 MEMS 스위치(98,100)로 대체될 수 있다. 일 실시예에서, 제 1 세트의 MEMS 스위치(98,100) 중 적어도 하나는 병렬 회로로 더 결합될 수 있는데, 여기서 병렬 회로는 제 2 세트의 2 개 이상의 MEMS 스위치(예컨대, 참조 번호 100, 102)를 포함할 수 있다. 본 발명의 측면에 따르면, 정적 등급화 저항기 및 동적 등급화 캐패시터는 제 1 세트 및 제 2 세트의 MEMS 스위치 중 적어도 하나와 병렬로 결합될 수 있다.
도 6b 및 도 6c는 각각 직렬로 접속된 MEMS 스위치의 드레인(D)과 소스(S) 양단에 접속된 각 캐패시터 C를 도시하는 직렬 회로인 2 개 이상의 MEMS 스위치를 접속하는 예시적인 실시예의 각각의 개략도를 도시한다. 실험 테스트 동안 일반적으로 게이트 드라이버 속도에 관하여 MEMS 스위치와 관련된 특정 제약이 기계적 이슈에 의해서가 아니라 전기적 이슈에 의해 더 많이 구동되었음을 알 수 있었다. 예컨대, 게이트에서 드레인까지의 바람직하지 않은 용량성 커플링은 게이트 드라이버 속도에 영향(예컨대, 감속)을 줄 수 있다. 도 6b 및 도 6c에 도시된 바와 같 이, 본 발명의 발명자는 각 MEMS 스위치 상의 소스에서 드레인까지 캐패시터 C를 접속함으로써 이러한 영향이 감소할 수 있음을 인지하였다. 동일한 캐패시터 C는 스너버 회로(33)(도 2)의 관점에서 논의된 바와 같이, 스너버 캐패시터 기능도 수행한다.
도 6b 및 도 6c는 각 스위치의 게이트(G)에 관하여 직렬 회로로 접속된 각각의 게이트 저항기 Rg를 도시한다. 이러한 게이트 저항기는 스위치의 게이트에서의 전기적 단락 발생이 게이트 드라이버를 디스에이블링하지 못하게 하고, 게이트 드라이버에 접속될 수 있는 스위칭 어레이의 다른 스위치의 동작을 디스에이블링할 가능성을 방지하는 데 유용하다. 바람직한 집적 기술은 스위치와 함께 게이트 저항기를 집적하여 게이팅 속도가 감속할 수 있는 캐패시턴스 값의 도입을 막는 것이다.
이제 도 7을 참조하면, 등급화 MEMS 스위치 회로의 예시적인 실시예(104)가 도시된다. 등급화 스위치 회로(104)는 적어도 하나의 MEMS 스위치(106), 등급화 저항기(108) 및 등급화 캐패시터(110)를 포함할 수 있다. 등급화 스위치 회로(104)는 예컨대, 도 6에 도시된 바와 같이 직렬 또는 직렬-병렬 어레이로 배치된 다수의 MEMS 스위치를 포함할 수 있다. 등급화 저항기(108)는 적어도 하나의 MEMS 스위치(106)와 병렬로 결합되어 스위치 어레이에 대한 전압 등급을 제공할 수 있다. 예시적인 실시예에서, 등급화 저항기(108)는 특정 애플리케이션에 대해 수용가능한 누설을 제공하면서 직렬 스위치에 적절한 정상 상태 전압 균형화(분배)를 제공하도록 크기가 정해질 수 있다. 또한, 등급화 캐패시터(110)와 등급화 저항 기(108) 양자 모두 어레이의 각 MEMS 스위치(106)와 병렬로 제공되어, 스위칭 동안 동적으로 오프 상태에서는 정적으로 분배를 제공할 수 있다. 스위치 어레이 내의 각 MEMS 스위치에 다른 등급화 저항기나 등급화 캐패시터 또는 양자 모두가 추가될 수 있음을 알 수 있다. 다른 특정 실시예에서, 등급화 회로(104)는 금속 산화물 바리스터(MOV)(도시 생략)를 포함할 수 있다.
도 8은 MEMS 기반 스위칭 시스템을 현재 동작 상태에서 제 2 상태로 스위칭하는 예시적인 로직(112)의 흐름도이다. 본 기술의 예시적인 측면에 따르면, 스위칭 방법이 개시된다. 전술한 바와 같이, 검출 회로가 과전류 보호 회로에 동작가능하게 결합되어 스위치 상태를 검출하도록 구성될 수 있다. 또한, 검출 회로는 전류 레벨 및/또는 전압 레벨을 감지하도록 구성된 감지 회로를 포함할 수 있다.
블록(114)에 나타낸 바와 같이, 부하 회로(40)(도 2 참조)와 같은 부하 회로 내의 전류 레벨 및/또는 전압 레벨이 예컨대, 감지 회로를 통해 감지될 수 있다. 또한, 블록(116)에 나타낸 바와 같이, 감지된 전류 레벨 또는 감지된 전압 레벨이 예측된 값으로부터 변하고 이를 초과하는지 여부를 판정한다. 일 실시예에서, (예컨대, 검출 회로를 통해) 감지된 전류 레벨 또는 감지된 전압 레벨이 각각의 사전결정된 임계치 레벨을 초과하는지 여부를 판정한다. 이와 달리, 실제로 고장이 발생하지 않은 스위치 상태를 검출하도록 전압 또는 전류 램프 속도가 모니터링될 수 있다.
만일 감지된 전류 레벨 또는 감지된 전압 레벨이 변하거나 예측된 값에서 벗어나면, 블록(118)에 나타낸 바와 같이 스위치 상태가 생성될 수 있다. 전술한 바 와 같이, 용어 "스위치 상태"는 MEMS 스위치의 현재 작동 상태 변경을 트리거하는 상태를 지칭한다. 특정 실시예에서, 스위치 상태는 고장 신호에 응답하여 생성될 수 있고 MEMS 스위치의 개방 시작을 용이하게 하도록 이용될 수 있다. 블록(114 내지 118)이 스위치 상태 생성의 일례를 나타냄을 알 수 있다. 그러나 알 수 있듯이, 본 발명의 측면에 따라 스위치 상태를 생성하는 다른 방법도 예상된다.
블록(120)에 나타낸 바와 같이, 펄스 회로는 스위치 상태에 응답하여 펄스 회로 전류를 시작하도록 트리거될 수 있다. 펄스 회로의 공진 작용 때문에, 펄스 회로 전류 레벨은 계속해서 증가할 수 있다. 적어도 일부분은 다이오드 브릿지(28) 때문에, 펄스 회로 전류의 순간 진폭이 부하 회로 전류의 순간 진폭보다 상당히 크다면 MEMS 스위치의 접촉부 양단에 거의 0인 전압 강하가 유지될 수 있다. 부가적으로, 블록(122)에 나타낸 바와 같이, MEMS 스위치를 통과한 부하 회로 전류는 MEMS 스위치에서 펄스 회로로 전환될 수 있다. 전술한 바와 같이, 다이오드 브릿지는 MEMS 스위치를 통과한 경로와 반대되는 비교적 낮은 임피던스의 경로를 나타내는데, 여기서 비교적 높은 임피던스는 MEMS 스위치의 접촉부가 분리되기 시작할 때 증가한다. 이어서 MEMS 스위치는 블록(124)에 나타낸 바와 같이 아크 방지 방식으로 개방될 수 있다.
전술한 바와 같이, 펄스 전류 회로의 순간 진폭이 부하 회로 전류의 순간 진폭보다 상당히 크기만 하면, MEMS 스위치의 접촉부 양단의 거의 0인 전압 강하가 유지될 수 있으며, 이로써 MEMS 스위치의 개방이 용이해지고 MEMS 스위치의 접촉부 양단의 임의의 아크 형성이 억제된다. 따라서, 전술한 바와 같이, MEMS 스위치는 MEMS 스위치의 접촉부 양단의 전압이 거의 0인 상태에서 개방될 수 있으며 MEMS 스위치를 통과한 전류가 상당히 감소한다.
도 9는 본 기술의 측면에 따라, MEMS 기반 스위칭 시스템의 MEMS 스위치와 관련된 턴오프 스위칭 사건을 나타내는 실험 결과의 그래프(130)이다. 도 9에 도시된 바와 같이, 시간(134) 변화에 대한 진폭(132)의 변화가 표시된다. 또한, 참조 번호 136, 138, 140은 그래프(130)의 제 1 섹션, 제 2 섹션 및 제 3 섹션을 나타낸다.
응답 곡선(142)은 부하 회로 전류의 진폭의 변화를 시간의 함수로서 나타낸다. 시간의 함수로서의 펄스 회로 전류의 진폭 변화는 응답 곡선(144)으로 나타난다. 이와 유사한 방식으로, 시간의 함수로서의 게이트 전압의 진폭 변화는 응답 곡선(146)으로 구현된다. 응답 곡선(146)은 0 게이트 전압 기준을 나타내지만, 응답 곡선(150)은 턴오프 이전의 부하 전류에 대한 기준 레벨이다.
부가적으로, 참조 번호 152는 스위치 개방 프로세스가 발생하는 응답 곡선(142) 상의 영역을 나타낸다. 이와 유사하게, 참조 번호 154는 MEMS 스위치의 접촉부가 떨어졌고 스위치가 개방 상태에 있는 응답 곡선(142) 상의 영역을 나타낸다. 또한, 그래프(130)의 제 2 섹션(138)으로부터 알 수 있듯이, 게이트 전압은 MEMS 스위치의 개방 시작을 용이하게 하도록 하강한다. 또한, 그래프(130)의 제 3 섹션(140)으로부터 알 수 있듯이, 평형 다이오드 브릿지 중 도전성인 절반 내의 부하 회로 전류(142) 및 펄스 회로 전류(144)는 감쇠한다.
도 17 및 도 18은 본 기술의 측면에 따라, MEMS 기반 스위칭 시스템의 MEMS 스위치와 관련된 턴온 사건을 나타내는 실험 결과의 그래프(400)를 도시한다. 도 17 및 도 18에 도시된 바와 같이, 진폭(402) 변화는 시간(404) 변화에 대하여 표시된다.
응답 곡선(406)은 부하 회로 전류의 진폭 변화를 시간의 함수로서 나타낸다. 시간의 함수로서의 펄스 회로 전류의 진폭 변화는 응답 곡선(408)으로 나타난다. 이와 유사한 방식으로, 시간의 함수로서의 게이트 전압의 진폭 변화는 응답 곡선(410)으로 구현된다. 독자는 각각의 플롯과 관련하여 진폭 스케일이 서로 다름에 주의해야 한다.
도 18은 도 17에 도시된 삽입(inset)(412)에 대응하고, 턴온 스위칭 사건과 관련하여 제 1 수 마이크로초 동안의 시스템 초기 응답에 대응한다. 응답 곡선(414)은 MEMS 스위치 양단의 전압을 나타내고 부분적으로는 턴온 이전의 스위치 양단의 전압 레벨을 도시한다. 도 18에 도시된 시구간 동안, 게이트 전압 레벨이 스위치를 도전 상태로 작동시키도록 아직 설정되지 않았음을 알아야 한다. 동작시에, 펄스에 응답하여, (스위치가 도전 상태로 작동하기 전에) 부하 전류를 전환하는 전기적 도전 경로는 평형 다이오드 브릿지를 통하여 형성된다.
이하에는 스위칭 시스템이 예컨대, 정상 상태 동작용 및 발생할 수 있는 고장 상태를 해결하기 위한 MEMS 기반 스위칭 회로를 이용할 수 있으면서, (예컨대, 시작 사건 또는 과도 상태 동안에) 고체 상태(예컨대, 반도체 기반) 스위칭 회로를 이용하여 서지(surge) 전류에 쉽고 비용 효율적으로 저항하게 하는 회로 및/또는 기술이 설명된다.
모터 또는 몇몇 다른 유형의 전기적 장비와 같은 전기적 부하를 시동할 때 서지 전류가 발생하거나, 과도 상태 동안 발생할 수 있다. 시동 사건 동안 서지 전류의 값은 흔히 정상 상태 부하 전류의 값의 복수 배(예컨대, 6 배 이상)를 포함하며, 10 초 정도와 같은 몇 초 동안 지속할 수 있다.
도 10은 도 1 내지 도 9와 관련하여 도시 및/또는 설명된 바와 같이, 예컨대, 일 예시적인 실시예에서 펄스 회로(52) 및 평형 다이오드 브릿지(31)를 포함할 수 있는 MEMS 기반 스위칭 회로(202), 고체 상태 스위칭 회로(204) 및 과전류 보호 회로(206)를 병렬 회로로 접속하는 스위칭 시스템(200)의 블록도이다.
제어기(208)는 MEMS 기반 스위칭 회로(202), 고체 상태 스위칭 회로(204) 및 과전류 보호 회로(206)에 결합될 수 있다. 제어기(28)는, 예컨대, 스위칭 회로 각각의 전류 전달 능력에 적합한 부하 전류 상태에 응답하여 및/또는 스위칭 시스템에 영향을 줄 수 있는 고장 상태 동안 수행될 수 있는, 과전류 보호 회로(206)를 언제 작동시켜야 하는지 및 저마다의 스위칭 회로 각각을 언제 개방하고 폐쇄해야 하는지도 결정하도록 구성된 제어 방법을 수행함으로써, MEMS 기반 스위칭 회로와 고체 상태 스위칭 회로 사이에서 전류를 전후로 선택적으로 전달하도록 구성될 수 있다. 이러한 제어 방법에서 각각의 스위칭 회로(202,204) 사이에 전류를 전후로 전달할 뿐만 아니라, 부하 전류가 어느 하나의 스위칭 회로의 최대 전류 처리 용량에 가까워질 때마다 전류 제한 및 부하 역급전도 수행하면서 고장 전류 제한을 수행하도록 준비하는 것이 바람직함을 알 수 있다.
전술한 예시적인 회로를 구현하는 시스템은 서지 전류가 MEMS 기반 스위칭 회로(202)에 의해 전달되지 않고 그 대신에 이 전류가 고체 상태 스위칭 회로(204)에 의해 전달되도록 제어될 수 있다. 정상 상태 전류는 MEMS 기반 스위칭 회로(202)에 의해 전달될 것이고, 시스템 동작 동안에 과전류 보호 회로(206)를 통해 과전류 및/또는 고장 보호를 이용할 수 있을 것이다. 광범위한 측면에서 제안된 개념이 MEMS 기반 스위칭 회로로 제한될 필요가 없음을 알 것이다. 예컨대, 하나 이상의 고체 상태 스위치 및 적합한 제어기와 병렬로 연결된 하나 이상의 표준 전기기계 스위치(즉, MEMS 기반 전기기계 스위칭 회로가 아님)를 포함하는 시스템은 본 발명의 측면에 의해 제공되는 장점으로부터 유사하게 이로울 수 있다.
이하는 모터 시동 사건의 발생시에 스위칭 시스템에서 예시적인 스위칭 상태의 결과뿐만 아니라 예시적인 전류값이며, 시스템에 접속된 부하가 모터라고 가정한다. 숫자 옆의 문자 X는 정상 상태 조건 하에서 전형적인 전류값의 몇 배에 대응하는 예시적인 전류값을 나타낸다. 따라서, 6X는 정상 상태 조건 하에서 전형적인 전류값의 6 배에 대응하는 전류값을 의미한다.
1. 고체 상태 스위칭 회로--개방
MEMS 기반 스위칭 회로--개방
전류 0
2. 고체 상태 스위칭 회로--폐쇄
MEMS 기반 스위칭 회로--개방
전류--6X
3. 고체 상태 스위칭 회로--폐쇄
MEMS 기반 스위칭 회로--폐쇄
전류--1X
4. 고체 상태 스위칭 회로--개방
MEMS 기반 스위칭 회로--폐쇄
전류--1X
도 11은 스위칭 시스템(200) 내의 고체 상태 스위칭 회로(204)가 과전류 보호 회로(206) 및 MEMS 기반 스위칭 회로(202)와 병렬 회로로 접속된 2 개의 FET(전계 효과 트랜지스터) 스위치(210,212)(AC 전류의 전도를 인에이블링하는 다이오드(214,216)와 역병렬 구성으로 접속됨)를 포함하는 일 예시적인 실시예를 도시한다. 전기적 부하(도시 생략)는 FET 스위치(210,212)를 턴온하여 시동 전류("Istart"로 나타냄)가 부하로 흐르기 시작하게 하고, 차례로 부하의 시동 동안에 FET 스위치(210,212)가 이 전류를 전달하게 하게 함으로써 활성화될 수 있다. 고체 상태 스위칭 회로(204)가 도 11에 도시된 회로 장치로 제한되지도 FET 스위치로 제한되지도 않음을 알 것이다. 가령, 양방향 전류 도전 능력을 제공할 수 있는 임의의 고체 상태 또는 반도체 전력 스위칭 장치는 예컨대, TRIAC, RCT 내의 주어 진 AC 애플리케이션에 대해 동일하게 효율적으로 작동하거나, IGBT, FET, SCR, MOSFET 등과 같은 장치 중 적어도 2 개의 적합한 배치를 통해 획득될 수 있다.
도 16은 고체 상태 스위칭 회로(204)가 역직렬 회로 장치로 접속된 한 쌍의 MOSFET 스위치(240,242)를 포함하는 예시적인 실시예를 도시한다. 다이오드(244,246)가 바디 다이오드를 포함함을 알아야 한다. 즉, 이러한 다이오드는 그들 각각의 MOSFET 스위치의 집적부를 포함한다. 0 게이트 구동 전압을 사용하여, 각 스위치가 턴오프되므로, 다른 스위치의 각 대응 다이오드가 순방향 바이어스되는 동안 스위치는 반대 극성의 교류 전압을 각각 차단할 것이다. 게이트 구동 회로(222)로부터 적합한 게이트 구동 전압의 인가시에, 각 MOSFET은 스위칭 단자에 존재하는 AC 전압의 극성에 상관없이, 저 저항 상태로 되돌아갈 것이다.
역직렬 접속된 한 쌍의 MOSFET 양단의 전압 강하가, 역병렬 배치의 경우일 수 있는 다이오드의 비교적 큰 전압 강하를 더한 하나의 스위치에 대한 Rdson 값에 기초한 IR 강하 대신에, 단지 2 개의 스위치에 대한 Rdson(온 상태 저항) 값에 기초한 IR 강하임을 알아야 한다. 따라서, 일 예시적인 실시예에서, MOSFET의 역직렬 구성은 비교적 낮은 전압 강하를 제공하며 따라서 낮은 전력 손실, 열 및 에너지 손실을 제공하는 능력을 가지므로 바람직할 수 있다.
고체 상태 스위칭 회로(204)가 양방향 사이리스터(thyristor)(또는 한 쌍의 역병렬 사이리스터)를 포함하는 일 예시적인 실시예에서, 이러한 장치는 저 전류에서 비교적 큰 손실을 입을 수 있지만, 고 전류에서 비교적 낮은 전압 강하 및 과도 열 응답 특성 때문에 비교적 높은 단구간 전류 서지에 저항할 수 있다는 장점을 가 짐을 더 알 것이다.
일 예시적인 실시예에서, 전류 펄스를 제어함으로써 고체 상태 스위칭 회로(204)가 모터와 같은 부하의 소프트 시동(또는 정지)을 수행하는 데 사용될 수 있음이 예상된다. 교류 소스 전압 또는 교류 부하 전류의 가변 위상각에 따라 고체 상태 회로를 스위칭함으로써, 모터에 인가된 전류 펄스의 스트림을 형성하게 되는 전기적 에너지를 조정할 수 있다. 예컨대, 모터가 먼저 급전되면, 고체 상태 스위칭 회로(204)는 전압이 0에 근접함에 따라 거의 전압 0으로 턴온될 수 있다. 이는 작은 전류 펄스만을 산출할 것이다. 전류는 증가하고 대략 전압이 0에 도달하는 시간에 피크에 도달할 것이며, 이어서 전압이 반전될 때 0으로 떨어질 것이다. 점화(firing) (위상) 각은 점차 증가하여 전류가 3 배의 정격 부하와 같은 원하는 값에 도달할 때까지 더 큰 전류 펄스를 산출한다. 결국, 모터가 시동하고 전류 진폭이 계속해서 감쇠함에 따라, 마침내 풀라인 전압이 모터에 인가될 때까지 점화 각은 더 증가한다. 고체 상태 스위칭 회로를 사용하는 예시적인 소프트 시동 기술에 관한 일반적인 배경 정보를 원하는 독자를 위해, 본 발명의 동일 양수인에게 공동으로 양도된 "Apparatus and Three Phase Induction Motor Starting and Stopping Control Method"라는 명칭의 미국 특허 제 5,341,080 호를 참조한다.
초기 시동 전류가 적절한 레벨로 감소한 후에, MEMS 기반 스위칭 회로(202)는 적합한 MEMS 호환가능 스위칭 기술을 사용하거나, 이러한 전압 강하가 비교적 작은 전압을 포함한다면 고체 상태 스위칭 회로 양단에서 강하되는 전압으로 폐쇄함으로써 턴온될 수 있다. 이 시점에서, FET 스위치(210,219)는 턴오프될 수 있 다. 도 12는 정상 상태 전류("Iss"로 나타냄)가 MEMS 기반 스위칭 회로(202)에 의해 전달되는 스위칭 시스템(200)의 상태를 도시한다.
MEMS 기반 스위칭 회로가 스위칭 접촉부 양단의 전압의 존재시에 도전성 스위칭 상태로 폐쇄되어서도, 이러한 접촉부를 통해 전류를 전달하면서 비도전성 스위칭 상태로 개방되어서도 안 됨을 알아야 한다. MEMS 호환가능 스위칭 기술의 일례는 도 1 내지 도 9와 관련하여 설명 및/또는 도시된 펄스 형성 기술일 수 있다.
MEMS 호환가능 스위칭 기술의 다른 예는 스위칭 시스템이 소프트 또는 포인트 온 웨이브(point-on-wave) 스위칭을 수행하도록 구성함으로써 획득될 수 있으며, 이로써 스위칭 회로(202) 내의 하나 이상의 MEMS 스위치는 스위칭 회로(202) 양단의 전압이 0이거나 0에 상당히 가까우면 동시에 폐쇄될 수 있고, 스위칭 회로(202)를 통과한 전류가 0이거나 0에 가까우면 동시에 개방될 수 있다. 이러한 기술에 관한 배경 정보를 원하는 독자를 위해, 2005년 12월 20일에 출원된 "Micro-Electromechanical System Based Soft Switching" 라는 명칭의 미국 특허 출원 제 11/314,879 호(대리인 관리번호 162191-1)를 참조한다.
스위칭 회로(202) 양단의 전압이 0이거나 0에 상당히 가까우면 스위치를 동시에 폐쇄함으로써, 다수의 스위치가 동시에 전부 닫히지 않더라도, 하나 이상의 MEMS 스위치의 접촉부가 닫힘에 따라 이들 사이의 전기장을 약하게 유지함으로써 사전 스트라이크(pre-strike) 아크가 방지될 수 있다. 이상에 암시한 바와 같이, 제어 회로는 교류 소스 전압 또는 교류 부하 회로 전류의 제로 크로싱의 발생과 스위칭 회로(202)의 하나 이상의 MEMS 스위치의 개방 및 폐쇄를 동기화하도록 구성될 수 있다. 시동 사건 동안 고장이 발생하면, 다운 스트림 부하뿐만 아니라 각각의 스위칭 회로를 보호하도록 과전류 보호 회로(206)가 구성된다. 도 13에 도시된 바와 같이, 이 보호는 고장 전류(Ifault)를 과전류 보호 회로(206)로 전달함으로써 달성된다.
전기기계 및 고체 상태 스위칭 회로는 상위 레벨로 볼 때 개념상 서로 실질적으로 유사하게 작동하는 것처럼 보이지만, 실제로 이러한 스위칭 회로는 실질적으로 상이한 물리적 원리에 기초하여 동작하므로 저마다 별개의 동작 특성을 나타낼 수 있으며, 따라서 과전류 보호 회로는 이러한 특성에 대해 설명하고 스위칭 회로를 더 적절하게 작동시키도록 적합하게 구성되어야 한다. 가령, MEMS 스위치는 접촉을 깨도록 외팔보 빔(cantilever beam)의 기계적 이동을 수반할 수 있지만, 전계 효과 고체 상태 스위치는 일반적으로 전압 유도 채널 내의 전하 캐리어의 주입을 수반하며, 바이폴라 고체 상태 스위치는 역바이어싱 접합부 내의 전하 캐리어의 주입을 수반한다. 캐리어를 제거하는 데 걸리는 시간은 복구 시간으로 지칭되고, 이 복구 시간의 범위는 1 ㎲ 미만의 시간 내지 100 ㎲ 초과의 시간일 수 있다. 가령, 고체 상태 스위치가 고장으로 폐쇄되면, 과전류 보호 회로(206)는 고장 전류를 흡수하고 스위치의 채널이 완전히 제거되고 스위치가 완전히 개방될 때까지 고체 상태 스위치 및 다운 스트림 부하를 보호할 수 있어야 한다. 과전류 보호 회로(206)가 펄스 회로(52)와 평형 다이오드 브릿지(31)를 포함하는 경우에, 펄스 특성(예컨대, 펄스 회로에 의해 형성된 펄스의 폭 및/또는 높이)이 다운 스트림 보호의 품질에 영향을 줄 수 있음을 나타낼 수 있다. 예컨대, 과전류 보호 회로(206) 는 병렬 고체 상태 스위칭 회로의 복구 시간뿐만 아니라 MEMS 기반 스위칭 회로에 대한 고장 보호를 수용하기에 충분한 폭 및/또는 높이를 가진 펄스를 생성할 수 있어야 한다.
고장 전류 인터럽션에 관하여, 2 가지 일반적인 종류의 고체 상태 스위칭 회로가 존재함을 알아야 한다. 몇몇 고체 상태 스위치(예컨대, FET)는 턴오프될 때 0 전류 상태를 고유하게 포싱할 수 있다. 다른 스위치(예컨대, SCR)는 이러한 0 전류 상태를 포싱할 수 없다. 0 전류 상태를 포싱할 수 있는 고체 상태 스위칭 회로는 고장 동안 전류 제한을 수행하기 위해 과전류 보호 회로(206)의 도움을 필요로 하지 않을 수도 있다. 0 전류 상태를 포싱할 수 없는 고체 상태 스위칭 회로는 일반적으로 과전류 보호 회로(206)를 필요로 할 것이다.
전술한 바와 같이, MEMS 기반 스위칭 회로와 고체 상태 스위칭 회로 사이에서 전류를 전후로 선택적으로 전달하도록 적합한 제어 기술이 구현되어야 한다. 일 예시적인 실시예에서, 이러한 제어 기술은 스위칭 회로마다 저마다의 전기적 손실 모델에 기반할 수 있다. 가령, MEMS 기반 스위칭 회로 내의 전기적 손실(및 수반되는 온도 상승)은 일반적으로 부하 전류의 제곱에 비례하지만, 고체 상태 스위칭 회로 내의 손실(및 수반되는 온도 상승)은 일반적으로 부하 전류의 절댓값에 비례한다. 또한, 고체 상태 소자의 열 용량은 일반적으로 MEMS 기반 스위칭 회로의 열 용량보다 크다. 따라서, 부하 전류의 표준값에 있어서는, MEMS 스위칭 회로가 전류를 전달할 것으로 예상되지만, 임시 과부하 전류에 있어서는, 고체 상태 스위칭 회로가 전류를 전달할 것으로 예상된다. 따라서, 과도 과부하 상태 동안 전류 를 전후로 전달하는 것으로 예상된다.
이하에서는 MEMS 기반 스위칭 회로와 고체 상태 스위칭 회로 사이에서 부하 전류를 전후로 선택적으로 전달하는 3 가지 예시적인 기술을 논의할 것이다. 일 예시적인 기술은 도 14에 도시된 바와 같이 이중 과전류 보호 회로의 사용을 고려하는데, 여기서 제 1 과전류 보호 회로(2061) 및 제 2 과전류 보호 회로(2062)는 MEMS 기반 스위칭 회로 및 고체 상태 스위칭 회로와 병렬 회로로 접속되어 전달을 지원한다(이 제 2 과전류 보호 회로는 도 1 내지 도 9와 관련하여 도시 및/또는 설명된 바와 같이 일 예시적인 실시예로 펄스 회로(52) 및 평형 다이오드 브릿지(31)도 포함할 수 있다).
만일 스위칭 시스템이 단일 과전류 보호 회로(206)만을 사용하면, 이러한 단일 과전류 보호 회로가 MEMS 기반 스위칭 회로와 관련된 스위칭 사건에 따라 활성화될 것임을 알아야 한다. 그러나, 그 직후에 고장이 발생하였다면, 단일 과전류 보호 회로(206)는 스위칭 회로를 보호하기 위해 재활성화가 준비되지 않을 수도 있다. 전술한 바와 같이, 과전류 보호 회로(206)는 펄싱 기술에 기초하여 동작하므로, 이러한 회로는 펄스가 점화하자마자 동시에 동작할 준비가 되어있지 않을 것이다. 예컨대, 펄스 회로(52)의 펄스 캐패시터를 재충전하기 위해 소정의 시구간 동안 대기해야할 것이다.
리던던트 과전류 보호 회로를 포함하는 기술은, 다른 과전류 보호 회로(2061)만이 정규 스위칭 사건(무고장 구동 스위칭 사건)과 관련하여 펄스 지원형 스위칭를 수행하였을 때에도, 하나의 과전류 보호 회로(예컨대, 회로(2062))가 작동하지 않게 하며(free) 고장이 난 경우에 전류 제한을 도울 준비가 되어있게 함을 보장한다. 이 기술은 비교적 간단한 제어를 사용하는 상당한 설계 유동성을 제공하는 것으로 생각되지만, 단일 과전류 보호 회로 대신에 이중 과전류 보호 회로를 필요로 한다. 이 기술이 임의의 고체 상태 스위칭 회로 유형과 호환가능함을 알아야 한다.
리던던트 과전류 보호 회로를 포함하는 예시적인 실시예에서, 이러한 회로는 이중 펄스 회로(52)를 포함해야하지만 이중 평형 다이오드 브릿지(31)를 포함할 필요는 없음을 알 것이다. 예컨대, 만일 제 1 과전류 보호 회로가 각각의 펄스 회로(52)와 각각의 평형 다이오드 브릿지(31)를 포함하면, 제 2 과전류 보호 회로는 (필요한 경우에) 제 1 과전류 보호 회로의 평형 다이오드 브릿지(31)에 적절한 펄스 전류를 인가하도록 구성된 각각의 펄스 회로(52)만을 포함할 수 있다. 이와 반대로, 만일 제 2 과전류 보호 회로가 각각의 펄스 회로(52)와 각각의 평형 다이오드 브릿지(31)를 포함하면, 제 1 과전류 보호 회로는 (필요한 경우에) 제 2 과전류 보호 회로의 평형 다이오드 브릿지(31)에 적절한 펄스 전류를 인가하도록 구성된 각각의 펄스 회로(52)만을 포함할 수 있다.
제 2 예시적인 기술은 전류 0과 일치하도록 전달의 실행을 타이밍하는 것이다. 이것은 제 2 과전류 보호 회로를 필요 없게 하고, 임의의 고체 상태 스위칭 회로 유형과도 호환가능하다. 그러나, 이 기술은 비교적 더 많이 정교한 제어를 수반할 것이고, 어떤 경우에는 시스템의 완전한 정지를 필요로 할 수 있다. 제 3 예시적인 기술은 MEMS 스위칭 회로와 고체 상태 스위칭 회로의 개방 및 폐쇄를 조정함으로써 전류 전달을 수행하는 것이다. 알 수 있듯이, 이 기술은 고체 상태 스위칭 회로가 비교적 작은 전압 강하를 가지면 사용될 수 있다.
어떤 경우에, 과전류 보호 회로(단일 또는 이중 과전류 보호 회로)를 언제 작동시킬지 여부 및 예컨대, 스위칭 회로 각각의 전류 전달 능력에 적합한 부하 전류 상태에 응답하여, 각각의 스위칭 회로를 언제 개방 및 폐쇄할지 여부를 판정하도록 제어 방법이 구성될 수 있음을 알아야 한다. 일반적인 개념은 교류 전류 경로 사이에서 전류를 전후로 전달할 뿐만 아니라, 부하 전류가 어느 하나의 부하 전류 전달 경로의 최대 용량에 도달할 때 전류 제한 및 회로 역급전을 수행하면서, 고장 전류 제한을 수행하도록 준비되어야 한다는 것이다. 일 예시적인 제어 방법은 다음과 같다.
큰 초기 전류가 존재할 것이라는 예상 하에, 고체 상태 스위칭 회로를 사용하여 부하에 급전한다. 전류가 MEMS 기반 스위칭 회로의 정격 내로 떨어진 후에 MEMS 기반 스위칭 회로로 과부하를 전달한다.
정규 상태 하에서 부하에 역급전하는 것이 바람직하면, 스위칭 회로가 그 당시에 전류를 전달하고 있을 지라도 그렇게 한다. 만일 그 스위칭 회로가 MEMS 기반 스위칭 회로이면, 포인트 온 웨이브 스위칭을 사용하여 전류 0을 턴오프한다.
실험되거나 감지된 온도에 기초하여, MEMS 기반 스위칭 회로와 고체 상태 스위칭 회로 양자 모두의 각각의 온도가 결정된다. 만일 이러한 온도 중 임의의 온 도가 각각의 열 정격 제한에 도달한 것으로 판단되거나, 부하 전류가 각각의 최대 전류 전달 능력에 도달하고 있으면, (예컨대, 고장 상태 또는 심한 과부하 하에서) (과전류 보호 회로를 돕는) 순간 전류 인터럽션을 수행하고 MEMS 기반 스위칭 회로와 고체 상태 스위칭 회로 양자 모두를 개방한다. 이 동작은 임의의 다른 제어 동작을 선취할 것이다. 재폐쇄 스위칭 동작을 허용하기 전에 리셋을 대기한다.
정규 동작 하에서, MEMS 기반 스위칭 회로를 통해 전류를 전달할지 또는 고체 상태 스위칭 회로를 통해 전류를 전달할지를 판정하는 데 각각의 스위칭 회로의 저마다의 열 상태가 사용될 수 있다. 만일 다른 스위칭 회로는 여전히 열 마진을 가지지만 스위칭 회로가 열 또는 전류 제한에 도달하고 있으면, 전달이 자동으로 이루어질 수 있다. 정확한 타이밍은 스위칭 전달 기술에 의존할 것이다. 가령, 펄스 지원형 전달에서, 전달은 본질적으로 전달이 필요하자마다 즉시 발생할 수 있다. 포인트 온 웨이브 스위칭에 기반한 전달에서, 이러한 전달은 다음 이용가능한 전류의 제로 크로싱이 발생할 때까지 수행(예컨대, 지연)될 것이다. 지연된 전달에 있어서, 전달이 다음 전류 0까지 성공적으로 지연될 수 있음을 가능하게 하도록, 전달 결정시에 제공되는 소정이 마진이 존재해야 한다.
도 15는 스위칭 시스템의 일 예시적인 실시예에 대한 회로를 상세히 도시한다. 예컨대, 도 15는 MEMS 기반 스위칭 회로(206), 고체 상태 스위칭 회로(204), 제 1 펄스 스위치(54) 및 제 2 펄스 스위치(229)를 각각 구동하기 위해 제어기(208)로부터의 제어 신호에 응답하는 각각의 드라이버(220,222,224,228)를 도시한다. 일 예시적인 실시예에서, 제 1 펄스 스위치(54)는 동작시에 튜닝된 공진 회 로를 구성하는 각각의 펄스 캐패시터(56) 및 펄스 인덕터(58)에 결합되고, 도 1 내지 도 9에 관하여 설명된 바와 같이 MEMS 기반 스위칭 회로의 턴온 사건과 관련하여 브릿지 다이오드(28)에 펄스를 인가하도록 구성될 수 있다. 즉, MEMS 기반 스위칭 회로가 닫혀야 하는 경우에 MEMS 기반 스위칭 회로의 단자 양단의 전압이 0임을 보장하도록 적절히 선택된 시간에 펄스를 형성하는 것이다. 본질적으로, 펄스 신호는 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로의 도전 상태로의 턴온과 관련하여 생성된다.
이러한 예시적인 실시예에서, 제 2 펄스 스위치(229)는 동작시에 튜닝된 공진 회로를 구성하는 각각의 펄스 인덕터(230) 및 펄스 캐패시터(234)에 결합되고, MEMS 기반 스위칭 회로의 턴오프 사건과 관련하여 브릿지 다이오드(28)에 펄스를 인가하도록 구성될 수 있다. 즉, MEMS 기반 스위칭 회로가 열려야 하는 경우에 MEMS 기반 스위칭 회로를 통과한 전류가 0(실질적으로 0에 가까움)임을 보장하도록 적절히 선택된 시간에 펄스를 형성하는 것이다. 본질적으로, 펄스 신호는 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로의 비도전 상태로의 턴오프와 관련하여 생성된다. 이는 암시된 포인트 온 웨이브(POW) 기술과 관련하여 달성될 수 있으며, 이로써 스위칭 시스템 설계에 증가한 강건성 레벨을 제공하게 된다. 예컨대, 이 펄스 지원형 턴온 기술이, 본 발명의 측면을 구현하는 스위칭 시스템으로 하여금 공급 전압의 품질이 POW 스위칭만을 사용하여 일관되게 확실한 동작에 적합하지 않을 수도 있는 애플리케이션으로 전개되게 할 수 있음이 예상된다. 제 3 펄스 회로는 하나의 펄스 회로가 작동하지 않게 하며(free), 고장이 난 경우에, 즉, 제 1 및 제 2 펄스 회로 양자 모두가 정규 스위칭 사건(무고장 구동 스위칭 사건)과 관련하여 펄스 지원형 스위칭을 수행하였을 때에도, 전류 제한을 도울 준비가 되어있게 함을 보장할 것임을 알아야 한다. 이것은 도 14에 관하여 논의된 리던던트 과전류 보호 개념의 연장이다.
도 15는 스위칭 회로 각각의 전류 전달 능력에 적합한 부하 전류 상태뿐만 아니라 스위칭 시스템에 영향을 줄 수 있는 고장 상태도 결정하는 데 사용될 수 있는 전류를 감지하도록 제어기(208)에 접속된 전류 센서(226)를 더 도시한다.
일 예시적인 실시예에서, 모듈간 제어는 예컨대, 전압 스케일가능 MEMS 스위칭 회로 모듈 어레이에 갈바닉(galvanically) 절연된 제어 신호를 제공하는 주요 입력 명령을 중계할 수 있다.
MEMS 스위칭 회로와 병렬로 접속된 전압 등급화 네트워크 및 과전류 보호 회로를 사용하면, 오프 상태에서 소정의 누설 전류가 존재할 수 있다. 따라서, 트리핑 상태에서 0 누설을 필요로 하는 애플리케이션에 있어서, 절연 접촉부가 추가될 수 있다. 이러한 절연 접촉부는 큰 부하 전류 레벨을 인터럽트하도록 설계될 필요가 없으며, 따라서 단지 정격 전류를 전달하고 인가가능한 유전체 전압에 저항하도록 설계되어 그 크기가 상당히 감소할 수 있음을 알 것이다.
이제 이상의 설명에 개시된 본 발명의 측면을 구현하는 회로가 회로 차단기가 필요로 할 수 있는 각 소자 및/또는 기능을 신뢰할 수 있고 비용 효율적인 방식으로 실현할 수 있음을 알 것이다. 예컨대, (I^2*t = K, 허용가능한 과부하 지속기간은 전류(I)의 제곱과 시간(t)의 곱이 상수 K이도록 함)으로 정의된 과전류 곡 선과 같이 회로 차단기의 특징을 나타내는 데 유용한 역 시간 관계는 통상적으로 전류 크기에 기초하여 3 부분, 예컨대, 장시간(예를 들어, 큰 K), 단시간(예를 들어, 작은 K) 및 순시로 나뉠 수 있다. 장시간 및 단시간 부분 양자 모두가 일반적으로 반 사이클보다 훨씬 긴 시간을 수반하므로 포인트 온 웨이브 스위칭을 따를 수 있음을 알아야 한다. 그러나, 일반적으로 순시 부분이 폭발적인 결과와 함께 ㎳ 미만의 전위 전류(㎄)에 도달할 수 있는 분로 회로의 결과일 수 있으므로, MEMS 기반 스위칭 회로에 의해 제공될 수 있는 실질적으로 빠른 서브 반 사이클 스위칭을 필요로 할 것임도 알아야 한다. 따라서, 동작시에 본 발명의 측면을 구현하는 회로는 예컨대, 전술한 동작 부분 각각에 걸쳐 동작 필요조건을 충족시키기 위해 회로 차단기에 필요할 수 있는 각 소자 및/또는 동작 기능을 혁신적으로 만족시킨다.
부록 1 및 2는 본 발명의 측면을 구현하는 과전류 보호 회로와 관련하여 실제 고려사항에 관한 소정의 실험 결과 및 분석 기반을 설명한다.
본 명세서에는 본 발명의 특정 특징만이 예시되고 설명되었지만, 당업자에게 다수의 변경 및 수정이 발생할 것이다. 따라서, 첨부된 특허청구범위는 본 발명의 진정한 사상 내에 있는 변경 및 수정 모두를 포함한다.
부록 1
본 발명의 측면을 구현하는 과전류 보호 회로는 전력 스위칭 동작, 즉, 개방 및 폐쇄 양자 모두 동안에 관련된 MEMS 기반 스위칭 회로에 대한 보호를 제공한다. 다이오드 브릿지를 사용하지 않으면서, 마이크로스위치가 전압으로 폐쇄되었거나 부하 전류 미만으로 개방되었다면 MEMS 마이크로스위치 어레이와 같은 MEMS 기반 스위칭 회로는 손상을 입을 수 있었다.
개념상, 폐쇄 사건 동안 폐쇄되는 제 1 마이크로스위치 및 개방 사건 동안 개방되는 마지막 마이크로스위치는 스위칭 동작의 전체 부하를 전달해야 할 것인데, 이는 어떠한 개별 마이크로스위치도 유지할 수 없는 것이다. 다이오드 브릿지는 저 저항 병렬 경로를 제공하여 스위칭 사건 동안에 마이크로스위치를 보호한다. 폐쇄 동안, 제 1 과전류 보호 회로는 스위치 어레이가 폐쇄되기 전에 스위치 어레이 양단의 전압을 감쇠하도록 구성된다. 개방 동안, 제 2 과전류 보호 회로는 스위치 어레이의 개방 동안 그 스위치 어레이로부터 멀리 전류를 분로시킨다.
이상적인 상태 하에서, 스위치 어레이를 분로하는 다이오드 브릿지의 2 개의 분기는 얼마나 많은 전류가 전환되고 있는지와 상관 없이, 2 개의 분기 사이에 0 전압 강하를 설정하는 완전한 단락으로서 동작해야 한다. 이상적으로, 스위치는 개방일 때 그들을 통해 흐르는 전류가 없으면 콜드(cold) 스위칭할 것이다. 그러나, 실제 회로에서, 다이오드는 소정의 전압 강하를 가질 것이며, 다이오드가 반드시 정확하게 일치할 필요가 없을 수 있으므로 스위치가 개방될 때 스위치 양단에 소정의 잔여 전압이 존재할 수 있고 이로써 웜(warm) 스위칭을 구성하게 된다. 만일 전압이 충분히 크면, 핫(hot) 스위칭 상태 하에서 접촉 부식 및/또는 용접이 존재할 수 있다. 실제로, 다이오드 브릿지의 분기 양단의 잔여 전압의 레벨은 본질적으로 작동 제한을 규정할 것이다.
이와 유사하게, 어레이 내의 마지막 스위치가 개방되면, 이를 통해 비교적 적은 양의 전류가 흐를 수 있는데, 이는 제 2 다이오드 브릿지로 거의 동시에 전환되며, 대응하는 작은 유도성 전압 킥을 생성한다. 이 부록 1은 잔여 브릿지 전압의 영향을 논의하고 다이오드 브릿지와 스너버 회로의 분석 및 설계에 사용될 수 있는 식을 부여한다. 결과는 이 부록 1에 요약된다.
이 분석은 턴오프 동작에 집중하는데, 턴오프 동작이 일반적으로 스위치에 턴온 동작보다 많은 압력을 가하기 때문이다. 턴오프 동작 동안에, 관심을 가질 수 있는 사건의 예시적인 결과는 다음을 포함한다.
● 턴오프 펄스를 생성하기 전에, MEMS 마이크로스위치 병렬 어레이 내의 각 스위치가 폐쇄되어 전부하 전류를 전달한다고 가정한다. 어레이의 네트(net) 저항과 부하 전류를 곱한 값과 같은 어레이 양단의 전압, 전형적으로 십분의 수 V(a few tenths of a volt)가 존재할 수 있다. 어레이 전압 변화에 응답하여 어레이 내의 스위치의 핫스팟 온도의 상승 및 하강은 스위치의 적합한 열 모델로부터 획득될 수 있다. 스위치 어레이 양단의 전압의 rms 값에 의존하는 평균 온도 및 전압 변화와 열 모델에 의존하는 온도 변동이 존재할 것이다. 근본적인 문제는 턴오프 펄스를 트리거하기 전에 접촉부가 핫일 수 있다는 것이다.
● 일 예시적인 실시예에서, 턴오프 펄스 회로는 각각의 인덕터 및 캐패시터의 공진 주파수의 거의 반 주기 동안 지속되는 대체로 사인곡선 전류 펄스를 형성할 수 있다. 턴오프 전류가 부하 전류를 초과하는 시구간 동안, 다이오드 브릿지 내의 4 개의 다이오드 모두는 순방향으로 전류를 전도하며 이로써 MEMS 마이크로스위치 어레이 양단의 전압이 낮아지게 된다. 그 전압은 비교적 작은 값을 가질 수 있지만, 0은 아니며, 시간에 따라 변한다. 특정 성향은 브릿지가 얼마나 잘 균형화되는지와 같은 요인, 다이오드 특성, 부하 전류 및 턴오프 펄스의 특성에 좌우된다.
● 턴오프 동작 동안 MEMS 스위치 양단의 전압 파형의 특징은 다이오드 특성, 파라미터 변화, 순간 턴오프 전류 및 순간 부하 전류에 의존할 수 있다. 최악의 경우의 전압은 턴오프 펄스의 시작 및 마지막 또는 중간에 발생할 수 있다. 만일 브릿지가 잘 균형화되면, 최저 전압은 턴오프 펄스의 피크에 존재할 것이다. 이와 반대로, 만일 다이오드 브릿지가 불완전하게 균형화되면, 최고 전압은 턴오프 펄스의 피크에 존재할 것이다. 만일 다이오드 브릿지가 다이오드 저항에 의해 좌우되면, 잔여 전압은 주로 부하 전류에 의존할 것이고, 턴오프 펄스 구간을 통해 상당히 많이 변하지는 않을 것이다.
● 턴오프 펄스의 초기에 각 스위치가 여전히 폐쇄되어 있는 동안, 소정의 부하 전류는 스위치 어레이로부터 다이오드 브릿지로 전환하여, 어레이 양단의 전압을 낮춘다. 그러나, 전환된 전류량은 비교적 적다. 이는 스위치 어레이가 일반적으로 다이오드 브릿지를 통한 경로보다 훨씬 낮은 저항 경로를 제공하기 때문이 다.
● 프로세스의 어느 시점에, 스위치는 개방되기 시작한다. 실제 회로에서, 이러한 스위치 전부가 반드시 정확히 동시에 개방될 필요는 없다. 개방되는 제 1 스위치와 마지막 스위치 사이의 시간 간격이 대략 수백 나노초인, 기계적 변화에 주로 의존하는 시간 분포가 존재한다. 주어진 애플리케이션에 대해 이러한 분포를 결정하는 것이 바람직할 수 있다.
● 각 개별 스위치가 개방됨에 따라, 어레이 저항의 값이 점진적인 계단형으로 증가한다. 스위치가 개방되기 시작하면, 그 스위치가 시간 분포 내의 마지막 스위치가 아니며, 총 부하 전류의 분배가 초기에 어레이 내의 나머지 폐쇄된 스위치로 전환하여, 어레이 전압이 증가하고 어레이 전압과 다이오드 브릿지 전압 사이에 전압 불균형이 초래된다고 가정한다. 전압 불균형은 브릿지 루프 인덕턴스 양단에 나타나서 다음 스위치가 개방되기 전에 브릿지와 어레이 사이의 전류 분배를 재균형화하는 L-R 과도 전류를 구동하게 된다.
● 소수의 제 1 스위치가 개방되어 있는 동안, 부하 전류의 대부분은 어레이 내의 나머지 폐쇄된 스위치를 통해 흐른다. 더 많은 스위치가 개방되고 어레이 저항이 증가함에 따라, 부하 전류는 다이오드 브릿지로 전환한다. 소수의 마지막 스위치가 개방되어 있는 동안, 부하 전류의 대부분은 다이오드 브릿지를 통해 흐르며, 이로써 이 분석의 초점인 브릿지 전압이 생성된다. 소수의 마지막 스위치를 통과한 전류는 스위치 저항에 의해 분배된 브릿지 전압, 또는 도전 경로가 마지막으로 인터럽트될 때 전류를 전도하는 소수의 폐쇄된 스위치의 직렬-병렬 네트워크 가 존재하는 구성의 등가의 스위치 저항과 같다.
● MEMS 스위치(들)를 통과한 잔여 전류가 인터럽트되고 다이오드 브릿지로 전환되는 시간이 올 것이며, 이는 웜 스위칭을 구성할 것이다. 인터럽트된 전류량은 스위치(들)의 저항 및 다이오드 브릿지의 전기적 특성에 의존할 것이다. 전류는 턴오프 동작 이전에 스위치를 통해 흐르는 전류보다 상당히 작거나 클 수 있으며, 차례로 이 전류는 스위치의 웜 스위칭 능력보다 상당히 작거나 클 수 있다. 또한, 마지막 스위치의 접촉부가 저 저항에서 개방 회로로 이동하는 것으로 생각되는 시간 간격(예컨대, 비교적 작은 1 나노초의 몇 분의 1)에서 마지막 스위치 외부의 전류를 과전류 보호 회로(턴오프에 대해 구성됨)로 전환하는 데 필요한 작은 유도성 전압 킥이 존재할 것이다. 실제로, 실제 관점으로부터, 시간 간격은 0인 것이 나을 수 있다. 그 경우에, 비교적 작은 스너버 캐패시터가 유도성 킥을 제어하도록 제공될 수 있다.
이상에 제안된 바와 같이, 일련의 사건의 마지막 단계 동안에 웜 스위칭 및 유도성 전압 킥은 접촉 스트라이킹, 용접, 용융 및/또는 아크화를 초래할 수 있다. 심한 손상이 존재하지 않더라도, 결국 접촉부의 유용한 수명을 제한할 수 있는 미세한 접촉 부식이 존재할 수 있다.
턴온 동안에도 접촉부에 손상을 줄 수 있다. 턴온 동안 적용가능한 다수의 단계는 이러한 단계가 역순일 수 있다는 점을 제외하고는 턴오프 동안의 단계와 동일함을 알아야 한다. 따라서, 후속하는 분석의 대부분은 어느 하나의 상태로 적용한다. 몇몇 주목할 만한 차이는 다음과 같다.
● 턴온 시작시에, 부하 전류는 흐르지 않는다. 전류는 특히 고장이 나면 빠르게 증가할 수 있지만, 0부터 시작하고 있으므로 턴오프 동작 동안 흐를 수 있는 전류만큼 큰 것으로 예측되지는 않는다.
● 유도성 전압 킥은 턴오프 동작에 있는 것으로 예측되지 않는다. 이슈의 이면은 스위치 전압이 감쇠함에 따라 스너버 캐패시터가 전류를 전달할 것이라는 점이다. 그러나, 스너버 캐패시터 방전 전류는 MEMS 스위치가 아니라 다이오드 브릿지를 통해 흐른다.
턴오프 동작 동안에, 전류를 다이오드 브릿지로 전환하는 마지막 스위치는 수백 나노초 정도의 짧은 시구간 동안 여분의 전류를 전도시킬 수 있고, 그 전류의 웜 스위칭을 수행하도록 예측될 것이다. 전류량은 다이오드 브릿지에 의해 생성되고 스위치(들)의 저항에 의해 분할된 잔여 전압과 거의 같다. 스위칭 동안, 유도성 킥은 그 스위치에서 접촉부 갭의 전기적 항복 전압이 증가하는 속도보다 빠르게 증가하는 짧은 지속기간의 고전압 펄스를 생성할 수 있는데, 이는 상당히 짧은 시간 동안 아크를 발생시킬 수 있다.
이상적으로, 다이오드 브릿지가 전도하는 동안, MEMS 스위치 어레이 양단의 전압은 0일 수 있다. 그것은 MEMS 스위치에 대한 콜드 스위칭 상태를 생성할 것이다. 그러나, "웜 스위칭" 상태를 초래하며 "핫 스위칭" 상태도 초래할 가능성이 있는 잔여 전압이 존재할 것이다. 이 전압을 초래할 수 있는 2 가지 효과가 존재한다.
1. 브릿지 내의 각 다이오드 양단의 순방향 전압은 이상적인 값 0이 아니다. 오히려, 각 다이오드는 자신을 통과하는 전류에 의존하는 작은 전압을 생성한다. 어레이 내의 마지막 스위치가 개방되면, 그 시점에서 부하 전류의 대부분은 다이오드 브릿지를 통해 흐른다. 따라서, 각 다이오드는 정확히 동일한 전류를 전달하지 않는다. 브릿지 내의 4 개의 다이오드 전부가 정확히 동일하지 않았더라도, 브릿지는 부하 전류에 의해 불균형화될 수 있으며, 개방된 마지막 MEMS 스위치 양단의 전압이 산출된다.
2. 브릿지 내의 4 개의 다이오드는 동일한 전기적 특성을 갖지 않는다. 이는 추가적인 브릿지 불균형에 의해 산출될 수 있다.
이들 2 가지 효과의 이론적 기반은 첨부된 부록 2에 포함된 회로 분석에서 분석된다. 결과는 이하에 요약된다. 전류 전달의 말단 동안의 예시적인 등가 회로는 도 E1에 도시된다. 전압 ΔV은 공칭 다이오드 전압뿐만 아니라 불균형 변화에 기인하는 다이오드 브릿지의 분기 양단의 잔여 전압이다. ΔV는 스위치 저항으로 나뉜 전압에 기초하여 마지막 스위치를 통과한 전류를 설정하고, 스너버 캐패시터 상의 작은 전압도 설정한다. 펄스 형성 인덕터(LHALT) 및 스너버 인덕터(CSNUB)는 전달에 수반되는 각각의 인덕턴스를 나타낸다. 펄스 형성 인덕터의 인덕턴스는 스위치로부터 과전류 보호 회로까지의 전류 전달을 완료하는 데 필요한 루프 전류의 인덕턴스를 나타내며, 수십 나노헨리 정도일 수 있다. 스너버 인덕턴스는 스위치 어레이에 대한 스너버 캐패시터의 접속부의 표유(stray) 인덕턴스를 나타낸다. 접속부는 이 인덕턴스의 값을 감소시킬 수 있을 정도로 타이트할 수 있다. 스너버 접속부의 표유 인덕턴스를 수 나노헨리까지 제한할 수 있어야 한다. 스너버 저항은 스너버 캐패시터와 직렬로 접속될 수 있는 저항기이다.
개방된 마지막 스위치는 이상적인 스위치와 직렬인 접촉 저항으로서 모델링된다. 스위치가 실제로 얼마나 빨리 개방되는지에 따라, 이러한 스위치를 폐쇄된 접촉 저항으로부터 시작하는 시변 저항으로서 모델링하는 것이 적절하며, 접촉 압력이 0에 도달하는 데 걸리는 시간 간격, 예컨대, 0.01 ㎱ 내지 10 ㎱의 크기 정도의 기간 동안 무한대로 증가함을 알 것이다.
Figure 112008069420957-PAT00001
잔여 브릿지 전압의 효과
식 (1)에 따르면, 개방된 마지막 스위치 양단의 전압 ΔV은 2 가지 효과에 의해 산출된 전압의 합과 같으며, 전류는 그 전압을 접촉부 세트의 접촉 저항으로 나눈 값과 같다.
Figure 112008069420957-PAT00002
절대 연산자의 사용은 전압의 부호에 대해 상관하지 않음을 강조하는 것이며, 반대 부호를 가진 전압을 산출하는 2 가지 효과를 셀 수 없음을 알 것이다. 단지 효과의 크기 및 총수의 크기에만 관련된다.
순방형 전도 동안에, 다이오드 브릿지 회로에서 사용할 수 있는 반도체 다이오드 유형의 전압 전류 특성의 예시적인 모델은 식 (2)로 주어진다.
Figure 112008069420957-PAT00003
식 (2)의 모델에서 시작하면, 제 1 효과에 기인하여, 턴오프 펄스 전류, 부하 전류 및 다이오드 모델 파라미터의 항으로 개방된 마지막 스위치 양단의 전압에 대한 폐쇄 형태 식을 얻을 수 있다. 부록 2를 보다 상세히 참조한다. 공칭 다이오드 전압에 기인하는 잔여 전압에 대한 정확한 근사값은 식 (3)으로 주어지는데, 여기서 다이오드 파라미터는 식 (2)으로부터 알 수 있다.
Figure 112008069420957-PAT00004
그것이 식 (3)에 들어가는 턴오프 펄스 전류의 피크가 아니며, 오히려 마지 막 스위치가 개방되는 순간에 흐르고 있는 펄스 전류의 피크임을 알아야 한다. 식 (3)은 시간의 함수로서의 턴오프 펄스 전류 및 부하 전류의 항으로 가능한 공칭 잔여 전압을 시간의 함수로서 표현하는 것처럼 보일 수도 있다.
전형적인 경우를 고찰하는 것이 유익하다. 우선, 예시적인 다이오드 파라미터를 사용한다. 부록 2에 설명된 바와 같이, 실험 테스트에서 사용된 다이오드 유형들 중 하나, 예컨대, 다이오드 유형 PDU540에 대한 전압 전류 특성은 식 (4)에 주어진 섭씨 25 °에서 모델 파라미터를 갖는다.
Figure 112008069420957-PAT00005
테스트들 중 하나에서, 4 개의 PDU540 다이오드로 구성된 다이오드 브릿지를 통해 10 A 부하 전류를 40 A 펄스 전류로 전환하려고 하였다. 이들 값 및 다이오드 파라미터를 식(3)에 대입하면, 개방되는 마지막 스위치 양단의 전압 및 핫 스위칭되는 전류 -접촉 저항은 1 Ω임- 가 다음과 같이 주어짐을 알 수 있다.
Figure 112008069420957-PAT00006
식 (3)은 단일 어레이의 병렬 스위치, 4 개의 다이오드를 포함하는 단일 다이오드 브릿지 및 단일 턴오프 펄스 회로에 유효하다. 이 식은 다른 구성으로 쉽게 확대될 수 있다. 예컨대, 브릿지의 4 측면 각각에서, N 개의 다이오드가 병렬 식으로 존재한다는 점을 제외하고, 모든 것이 동일하게 있다고 가정한다. 이 경우에, 잔여 전압은 다음과 같이 주어진다.
Figure 112008069420957-PAT00007
식 (6)은 예상한 대로, 다이오드를 병렬로 배치하는 것이 다이오드 저항의 효과를 감소시킴을 나타낸다. 덜 직관적이지만 분석에 의해 지지되는 가정은 다이오드 반도체 접합부 때문에 잔여 전압에 대한 기여가 변하지 않는다는 결과이다. 병렬식 다이오드가 각 다이오드를 통과한 전류도 감소시킬 것임을 알아야 한다.
다이오드를 직렬로 배치하는 것은 식 (3)의 항 양자 모두를 증가시키며, 추천되지는 않는다. 브릿지의 각 측면에서 직렬식 N 개의 다이오드를 가진 배치의 전압은 다음과 같이 주어진다.
Figure 112008069420957-PAT00008
다른 예시적인 구성은 단일 다이오드 브릿지에 의해 보호되는 직렬-병렬 스위치 어레이이다. 식 (3)은 공칭 잔여 턴오프 전압을 결정하는 데 여전히 유효하지만, 식 (1)은 "핫 스위칭" 전류의 최대량을 결정하기 위해 변경되어야 한다. 직렬-병렬 어레이의 스위치의 개방 동안 병렬 모듈들 중 하나의 마지막 스위치가 개방되는 시간이 올 것이다. 이 스위치는 최고 "핫 스위칭" 압력을 수용하는데, 이는 스위치가 개방될 때, 직렬-병렬 어레이를 통과한 나머지 전류 전부를 어레이 외부에서 다이오드 브릿지로 전환하기 때문이다. 이때 다른 모듈에서는 소수의 스위 치가 여전히 폐쇄되어 있을 것이며, 이로써 최악의 압력을 받은 스위치를 통과한 전류는 다이오드 브릿지의 잔여 전압을 여전히 폐쇄되어 있는 나머지 스위치의 직렬-병렬 접속부의 등가 저항으로 나눈 값과 같아질 것이다. 최악의 경우의 시나리오에서, 어떤 모듈은 다른 직렬 모듈 전부보다 실질적으로 빨리 개방될 수 있다. 이 경우에, 마지막 스위치에 대한 핫 스위칭 전류는 잔여 전압을 하나의 스위치의 저항으로 나눈 값과 같을 것이다. 최상의 경우에, 모든 모듈은 다른 직렬 모듈 각각에서 정확히 하나의 스위치가 여전히 폐쇄되어있는 방식으로 거의 동시에 개방된다. 이 경우에, 개방되는 마지막 스위치에 대한 핫 스위칭 전류는 잔여 전압을 직렬식의 몇몇 스위치의 저항으로 나눈 값과 같다.
다른 예시적인 구성은 직렬 모듈마다 개별 턴오프 회로 및 브릿지를 제공하는 것이다. 이 경우에 직렬 모듈은 디커플링되고, 식 (1) 및 식 (3)은 여전히 직접 적용될 수 있다.
식 (1) 및 식 (3)은 턴오프용으로 구성된 과전류 보호 회로 및 MEMS 스위치 어레이가 전류 및 전압에 대해 스케일링될 수 있는 방법을 제안한다. 일반적으로, 아무리 다수의 스위치가 병렬식이더라도, 마지막 스위치는 항상 개방일 것이다. 마지막 스위치가 개방일 때, 핫 스위치일 전류량은 잔여 전압을 하나의 접촉부의 저항으로 나눈 값과 같다. 따라서, 스케일링화를 달성하기 위해, 일단 부하 전류의 특정 레벨에서 동작하는 구성을 전개하면, 더 높은 부하 전류 레벨을 얻기 위해 식 (3)에 주어진 것과 동일한 공칭 잔여 전압을 산출해야 한다. 이는 본질적으로 부하 전류와 동일한 인수에 의해 턴오프 펄스 전류를 스케일링해야 하며, 그 인수 의 역수에 의해 다이오드 저항을 감소시켜야 함을 의미한다. 주어진 다이오드 유형으로 이를 수행하는 방법은 스케일 인수만큼의 병렬식 다이오드를 사용하는 것이다. 예컨대, 턴오프 펄스 전류가 40 A이고 브릿지의 각 측면에 특정 유형의 단일 다이오드가 있는, 10 A 부하를 스위칭하는 데 적용가능한 제 1 설계에서 100 A 부하를 스위칭하는 데 적용가능한 제 2 설계로 가기 위해, 400 A의 턴오프 펄스 및 10 개의 병렬식 다이오드를 필요로 할 수 있다. 식 (2) 및 식 (3)의 저항 파라미터는 다이오드 저항뿐만 아니라, 실제로 트레이스의 두께도 부하 전류와 동일한 인수에 의해 스케일링업되어야 하도록 회로 기판 내의 턴오프 및 부하 전류를 전달하는 전기적 도전 트레이스의 저항도 포함함을 알아야 한다.
식 (3)은 또한 전압을 스케일링하는 일 예시적인 방법이 직렬 모듈마다 저마다의 다이오드 브릿지를 포함하는 개별 과전류 보호 회로(턴오프용으로 구성됨)를 제공하는 것임을 제안한다. 즉, 각 모듈은 모든 부품 및 회로에 대하여 자급되어야 한다. 게다가, 이러한 자급형 모듈을 적층함으로써 높은 전압이 달성될 수 있다. 전체 시스템에 있어서 단일 다이오드 브릿지 내에 다이오드를 직렬로 배치하는 것은 스케일링화를 곤란하게 할 것으로 생각된다.
이제 제 2 효과를 분석하는 것으로 진행한다. 즉, 다이오드 파라미터의 변화에 기인하는 잔여 전압 기여이다. 식 (3)을 유도하는 데 사용되는 가정들 중 하나는 다이오드가 동일하다는 것이다. 사실상, 실제 회로에서 다이오드는 동일하지 않다. 예컨대, PD540 다이오드의 경우에, 전압-전류 특성은 온도의 강력(strong) 함수이다. 다이오드가 서로 다른 온도에 존재하는 몇몇 예시적인 방법이 존재한 다. 예컨대, 다이오드는 스위치 자체와 같은 열원에 가까울 수 있다. 턴오프 회로의 동작 동안에 다이오드는 고르지 않게 가열될 수 있다. 따라서, 브릿지 내의 4 개의 다이오드가 동일한 온도에 존재하지 않을 수도 있으며, 추가적인 잔여 전압을 발생시킬 것임을 고려해야 한다. 식 (3)에 의해 주어진 전압 외에, 작은 시프트의 다이오드 파라미터 항으로 주어지는, 다이오드 브릿지에 내부적인 불균형에 기인하는 추가적인 전압 기여가 존재할 수 있다. 후속하는 식은 다이오드 파라미터의 변화에 기인하는 추가적인 잔여 전압에 관한 최악의 경우의 시나리오를 계산한다. 그 전압은 공칭 값으로부터 파라미터의 변화량의 표현으로 나타낸다.
Figure 112008069420957-PAT00009
수적인 예의 경우에, 이전 단락의 예인 PDU540 다이오드의 공칭 값으로부터 다이오드 파라미터의 변화량이 5 % 존재한다고 가정한다. 이 경우에, 여분의 잔여 전압은 다음과 같이 계산된다.
Figure 112008069420957-PAT00010
다이오드 파라미터의 변화량이 5 %일 것이라고 제안하고 있지 않으며, 단지 효과가 무엇을 하는지를 보여주고 있음을 알아야 한다. 최대 감도, 백분율 방법은 온도의 강력 함수인 다이오드 전압 파라미터의 변화량에 기인한다. 온도 효과의 정밀 조사를 이용하여, 실제 파라미터 변화량이 예측될 수 있는 정확한 추정을 획득하고 이어서 식 (8)을 이용하여 잔여 전압을 추정하는 것이 유용할 것으로 제안된다. 이 예에서, 총 잔여 전압은 다이오드 공칭 전압에 기인하는 0.38 V에, 다이오드 불균형 전압에 기인하는 0.156 V를 더한 0.37 V이며, 이는 아마도 단일 세트의 접촉부의 능력을 초과한다.
식 (3)과 식 (8)의 조합은 다이오드 브릿지로 전류를 최종 전달하는 순간의 총 잔여 전압에 대한 식을 산출하는데, 여기서 IH 및 IL은 전달시의 턴오프 펄스 전류 및 부하 전류의 값이다.
Figure 112008069420957-PAT00011
식 (10)은 다이오드 브릿지로 전류를 전달하는 마지막 스위치 양단의 총 잔여 전압을 추정하는 데 사용될 수 있다. 식 (10)은 일부 예시적인 설계 트레이드오프를 명백히 도시한다. 예컨대, 턴오프 펄스 전류가 잔여 전압에 영향을 주는 방법을 알아야 한다. 턴오프 펄스 전류가 증가함에 따라 식 (10)의 첫 번째 항은 계속해서 감소하지만, 식의 마지막 항은 턴오프 전류에 비례한다. 턴오프 전류에 대한 식 (10)의 플롯은 위치가 부하 전류를 포함하는 다른 파라미터 전부에 의존하는 광범위한 최대값을 나타낼 것이다. 식 (10)은 주어진 애플리케이션, MEMS 스위치 특성, MEMS 어레이 구성 및 다른 턴오프 파라미터의 필요조건을 충족하는 다이 오드 브릿지를 설계하는 원리로서 사용될 수 있다.
부록 2
도 A1의 회로도는 공칭 다이오드 전압과 파라미터 변화량을 더한 값에 기인하는 잔여 브릿지 전압을 결정하도록 분석될 수 있다.
Figure 112008069420957-PAT00012
분석의 초점은 ΔV, 다이오드의 전압-전류 특성에 기인하는 잔여 브릿지 전압의 결정에 있다. 전류 IL는 MEMS 스위치 어레이로부터 멀리 분로되고 있는 부하 전류이다. 전류 IH는 모든 다이오드 상의 순방향 바이어스를 유지하는 데 사용되고 있는 턴오프 펄스 전류이다.
음성 이론 원리를 가지며 다이오드의 순방향 바이어싱된 전압-전류 특성에 꼭 맞는 3 파라미터 다이오드 모델은 식 (A1)에 주어진다.
Figure 112008069420957-PAT00013
식 (A1)에서 모델에 대한 파라미터는 일반적으로 다양한 온도에서의 전류 대 전압의 로그로서 플롯되는 공개된 전압-전류 곡선으로부터 추정될 수 있다. 전류와 전압의 값이 작은 경우에, 식 (A1)의 첫 번째 항은, VD가 플롯의 기울기로부터 추정되고, 이어서 ID가 직선 상의 점들 증 하나에 일치하게 함으로써 결정될 수 있도록 지배한다. 이어서 RD는 더 높은 전류에서의 직선 근사치와 플롯된 전압 간의 차이에 의해 추정될 수 있다. PDU540 다이오드의 경우에, 후속하는 표는 다양한 온도에서의 파라미터 값을 제공한다.
Figure 112008069420957-PAT00014
도 A1 내의 모든 4 개의 다이오드가 식 A1에 의해 주어진 동일한 모델을 가진다고 가정함으로써 분석을 시작할 것이다. 다이오드 각각의 양단의 순방향 전압을 V1, V2, V3 및 V4로 나타낸다. 다이오드를 통과한 순방향 전류를 I1, I2, I3 및 I4로 나타낸다. 식 (A2)에 의해 주어진 전기적 네트워크의 제약을 받기 쉬운 ΔV를 결정하기를 원한다.
Figure 112008069420957-PAT00015
식 (A2)에 식 (A1)을 대입하고 비선형 방정식의 결과 시스템을 풂으로써 전류를 구할 수 있다. 이 결과는 직접 대입에 의해 증명될 수 있는 식 (3) 및 식 (4)에 의해 주어진다.
Figure 112008069420957-PAT00016
Figure 112008069420957-PAT00017
(A2)의 전압 식에 식 (A4)을 대입함으로써 식 (A5)을 산출한다.
Figure 112008069420957-PAT00018
실제로, ID는 IH와 IL에 비해 비교적 작다. 예컨대, PDU540 다이오드의 경우에, ID는 다이오드의 전체 정격 온도 범위 이상으로 1 ㎂의 몇 분의 1을 결코 초과하지 않지만, IH와 IL은 10 A이다. 따라서, 식 (A5)에서 ID를 무시하여, 식 (A6)에 의해 주어진 근사값을 산출할 수 있다.
Figure 112008069420957-PAT00019
식 (A6)은 4 개의 다이오드 전부가 동일한 전류-전압 특성을 가지고 보다 복잡한 분석에 대한 기점을 간단히 한다는 이상적인 가정에 기초한다. 다이오드 브릿지에 약한 불균형을 산출할 다이오드의 전기적 모델 파라미터의 작은 변화가 존재하여 추가적인 잔여 브릿지 전압을 산출할 가능성이 있으며, 이는 다음과 같이 분석될 수 있다.
● 추가적인 잔여 전압은 0.1 V 정도로 작을 것이다. 따라서, 다이오드 파라미터의 변화도 작을 것이며, 식 (A3)과 식 (A4)의 작은 편차로서 실제 경우를 표현하는 데 테일러 전개(Taylor's expansion)가 사용될 수 있다.
● 각 다이오드 양단의 전압은 다이오드 모델 파라미터의 변화 및 결과적인 다이오드 전류 변화 때문에 테일러 전개에서 1차 항을 포함하여, 식 (A4)에 주어진 베이스 전압으로 표현될 것이다.
● 다이오드 전류 자체는 루프 불균형 전류를 포함하여, 식 (A3)에 주어진 베이스 전류 항으로 표현될 수 있다.
● 네트워크의 제약을 적용하면, 루프 불균형 전류 및 다이오드 전압 시프트를 해결할 수 있는 선형 방정식의 시스템을 초래한다.
● 추가적인 잔여 전압은 다이오드 전압 시프트 항으로 표현된다.
우선, 식 (A7)에 주어진 근사치 다이오드 모델을 사용함으로써 분석을 간단히 할 수 있다. 이 근사치는 다이오드 전류가 ID보다 큰 다수의 크기 자리수일 것이라는 사실에 의해 정당화된다.
Figure 112008069420957-PAT00020
모델 파라미터의 작은 시프트, 모델 파라미터 및 다이오드 전류의 항으로 다이오드 전압의 변화를 나타내는 테일러 전개는 다음과 같이 주어진다.
Figure 112008069420957-PAT00021
식 (A8)은 각 다이오드에 개별적으로 적용되어야 한다. 이것은 두 부분으로 나뉠 수 있는데, 한 부분은 파라미터 시프트에 기인하는 전압 시프트를 나타내고, 다른 항은 전류 시프트에 기인하는 전압 시프트를 나타낸다.
Figure 112008069420957-PAT00022
파라미터 시프트는 업 또는 다운될 수 있으므로, 식 (A9)에서 제 2 항 앞의 음의 부호는 정말로 부적절함을 알아야 한다. 파라미터 시프트가 최악의 경우를 생성하는 방향에 있는 경우에 관심 분야는 전압 시프트의 크기이다.
Figure 112008069420957-PAT00023
다이오드들에 대한 전류 시프트들은 관련이 있는데, 이는 도 A1에서 전류 시프트들이 더해져서 네트워크의 각 노드에서 0이 되어야하기 때문이다. 각 다이오드의 총 전류는 식 (A11)에 따라 전류 시프트, HALT 및 부하 전류 항으로 표현될 수 있다.
Figure 112008069420957-PAT00024
각 다이오드에서 전압 시프트는 식 (A12)로 표현된다.
Figure 112008069420957-PAT00025
다이오드 루프 주변의 전압 시프트의 합은 0이어야 한다.
Figure 112008069420957-PAT00026
식 (A12)와 식 (A13)을 조합하면 다음 식이 산출된다.
Figure 112008069420957-PAT00027
식 (A14)에 식 (A3)을 대입하고 풀면 후속하는 루프 전류 시프트에 대한 식이 된다.
Figure 112008069420957-PAT00028
스위치에서의 잔여 전압에 관심을 가지는 한, 식 (A16)에 표현된 바와 같이 다이오드 쌍들 사이의 변화 차이에 관심이 있다.
Figure 112008069420957-PAT00029
식 (A15)과 식 (A3)을 식 (A16)에 대입하면, 흥미 있고, 직관적이며, 간단한 결과가 산출된다.
Figure 112008069420957-PAT00030
식 (A17)에 대한 직관적인 설명이 존재한다. 분자의 항들은 다이오드 브릿지가 폐쇄 루프에 있지 않으면 발생하는 파라미터 시프트에 기인하는 다이오드 전압 시프트이다. 각 항의 절반만이 잔여 전압으로서 나타나는데, 이는 루프 내의 4 개의 다이오드가 사실상 브릿지의 분기에서 각 기여를 반으로 분할하는 전압 분할기를 형성하기 때문이다. 대칭 증명으로부터, 다이오드 D1 및 D2의 직렬 접속부의 증가한 저항은 다이오드 D3 및 D4의 직렬 접속부의 증가한 저항과 정확히 같다. 다이오드 D1 또는 D4의 순방향 강하의 증가는 잔여 전압을 양의 방향으로 증가시키지만, 다이오드 D2 또는 D3의 순방향 강하는 잔여 전압을 음의 방향으로 증가시킨다.
식 (A10) 및 식 (A17)은 다이오드 파라미터 시프트의 임의의 특정 기여에 기인하는 여분의 잔여 전압을 추정하는 데 함께 사용될 수 있다. 식 (A10)은 각 다이오드에 적용되어, 공칭 값으로부터 멀리 떨어져 있는 파라미터 시트프에 따라 그 기여를 계산한다. 이어서 식 (A17)을 사용하여 스위치에서의 전체 효과를 계산한다.
식 (A10)과 식 (A17)은 최악의 경우의 시나리오에 기인하는 효과를 추정하는 데에도 사용될 수 있다. 최악의 경우에 개별 항의 부호가 모두 서로 강화되어, 다 이오드 변화에 기인하는 최악의 경우의 추가 잔여 전압에 대한 후속하는 근사식을 야기할 수 있다.
Figure 112008069420957-PAT00031
도 1은 본 기술의 측면에 따른 예시적인 MEMS 기반 스위칭 시스템의 블록도이다.
도 2는 도 1에 도시된 예시적인 MEMS 기반 스위칭 시스템을 도시하는 개략도이다.
도 3 내지 도 5는 도 2에 도시된 MEMS 기반 스위칭 시스템의 예시적인 동작을 도시하는 개략적인 흐름도이다.
도 6a는 직렬-병렬 MEMS 스위치 어레이를 도시하는 개략도이고, 도 6b 및 도 6c는 2 개 이상의 MEMS 스위치를 직렬 회로로 접속하는 예시적인 실시예의 각각의 개략도를 도시한다.
도 7은 등급화 MEMS 스위치를 도시하는 개략도이다.
도 8은 도 1에 도시된 MEMS 기반 스위칭 시스템을 가진 시스템의 동작 흐름을 도시하는 흐름도이다.
도 9는 스위칭 시스템의 턴 오프를 나타내는 실험 결과의 그래프이다.
도 10은 본 발명의 측면에 따른 예시적인 스위칭 시스템을 도시하는 블록도이다.
도 11, 도 12 및 도 13은 각각 도 10의 스위칭 시스템의 일 예시적인 실시예에 대한 회로를 상세하게 도시하는데, 도 11은 예컨대, 부하 시작 사건 동안 각각의 고체 상태 스위칭 회로를 통과한 전류 경로를 도시하고, 도 12는 예컨대, 정상 상태 동작 동안 각각의 MEMS 기반 스위칭 회로를 통과한 전류 경로를 도시하며, 도 13은 예컨대, 고정 상태 동안 과전류 보호 회로를 통과한 전류 경로를 도시한다.
도 14는 이중 과전류 보호 회로를 구비한 스위칭 시스템의 일 예시적인 실시예의 개략도를 도시한다.
도 15는 도 10의 스위칭 시스템의 일 예시적인 실시예에 대한 회로를 상세히 도시한다.
도 16은 고체 상태 스위칭 회로가 역 직렬 회로 배치로 접속된 한 쌍의 고체 상태 스위치를 포함하는 예시적인 실시예를 도시한다.
도 17 및 도 18은 스위칭 시스템의 턴온을 나타내는 실험 결과의 그래프이다.
도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
10 MEMS 기반 스위칭 시스템
12 MEMS 기반 스위칭 회로
14 전류 보호 회로
16 단일 패키지
18 MEMS 기반 스위칭 시스템의 개략도
20 제 1 MEMS 스위치
22 제 1 접촉부(드레인)
24 제 2 접촉부(소스)
26 제 3 접촉부(게이트)
28 평형 다이오드 브릿지
29 평형 다이오드 브릿지의 제 1 분기
30 제 1 다이오드 d1
31 브릿지의 제 2 분기
32 제 2 다이오드 d2
34 제 3 다이오드 d3
36 제 4 다이오드 d4
38 단일 패키지
40 부하 회로
44 전압 소스
46 부하 인덕턴스
48 부하 저항
50 부하 전류
52 펄스 회로
54 펄스 스위치
56 펄스 캐패시터
58 펄스 인덕턴스
60 제 1 다이오드
62 펄스 회로 전류
64 개략도
66 참조 번호
68 참조 번호
70 전류 벡터
72 전류 벡터
74 전류 벡터
76 전류 벡터
78 개략도
84 인덕턴스
86 방향
88 인덕턴스
94 개략도
96 MEMS 스위칭 회로의 예시적인 실시예
98 제 1 세트의 MEMS 스위치
100 제 2 세트의 MEMS 스위치
102 제 3 세트의 MEMS 스위치
104 등급화 스위치 회로의 예시적인 실시예
106 MEMS 스위치
108 등급화 저항
110 등급화 캐패시터
112 예시적인 로직
114 감지 전류
116 결정 블록
118 고장 신호 생성
120 고장 신호 검출
122 부하 전류 전환
124 MEMS 스위치 개방
130 턴오프 그래프
132 진폭
134 시간
136 제 1 섹션
138 제 2 섹션
140 제 3 섹션
142 응답 곡선
142 부하 회로 전류
144 응답 곡선
144 펄스 회로 전류
146 응답 곡선
148 응답 곡선
150 응답 곡선
152 스위치 개방 액세스
154 개방 상태
200 스위칭 시스템
202 MEMS 기반 스위칭 회로
204 스위칭 회로
206 MEMS 기반 스위칭 회로
208 제어기
210 스위치
212 스위치
214 다이오드
216 다이오드
219 FET 스위치
220 드라이버
222 게이트 구동 회로
224 드라이버
226 전류 센서
228 드라이버
229 제 2 펄스 스위치(2)
230 펄스 인덕터
234 펄스 캐패시터
240 MOSFET 스위치 쌍
242 MOSFET 스위치 쌍
244 다이오드
246 다이오드
400 그래프
402 진폭
404 시간
406 응답 곡선
408 응답 곡선
410 응답 곡선
412 삽입
414 응답 곡선
2061 제 1 과전류 보호 회로
2062 제 2 과전류 보호 회로

Claims (10)

  1. 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로(206)와,
    상기 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로(206)와 병렬 회로로 접속된 제 1 과전류 보호 회로(54,56,58) -상기 제 1 과전류 보호 회로는 상기 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로(206)의 제 1 스위칭 사건에 응답하여 전기적 도전 경로를 순간적으로(momentarily) 형성하도록 구성되고, 상기 전기적 도전 경로는 상기 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로(206)와 병렬 회로로 접속되어 상기 제 1 스위칭 사건 동안에 상기 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로(206)의 접촉부 양단의 전압 레벨을 억제함- 와,
    상기 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로(206) 및 상기 제 1 과전류 보호 회로(2061)와 병렬 회로로 접속된 제 2 과전류 보호 회로(229,230,234) -상기 제 2 과전류 보호 회로(2062)는 상기 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로(206)의 제 2 스위칭 사건에 응답하여 전기적 도전 경로를 순간적으로 형성하도록 구성되고, 상기 전기적 도전 경로는 상기 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로(206)와 병렬 회로로 접속되어 상기 제 2 스위칭 사건 동안에 상기 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로(206)의 접촉부를 통과하는 전류 (0) 흐름을 억제함- 를 포함하는
    시스템.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 전기적 도전 경로는 평형 다이오드 브릿지(28)를 통해 형성되는
    시스템.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 평형 다이오드 브릿지(28)에 결합된 제 1 펄스 회로(54)를 더 포함하되, 상기 제 1 펄스 회로는 캐패시터(56)와 인덕터(58) 사이에 튜닝된 공진 회로를 포함하고, 상기 공진 회로는 상기 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로(206)의 접촉부 양단의 전압 레벨을 억제하는 펄스 신호를 형성하며, 상기 펄스 신호는 상기 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로(206)의 도전 상태로의 턴온과 관련하여 생성되고, 상기 턴온은 상기 제 1 스위칭 사건을 구성하는
    시스템.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 평형 다이오드 브릿지(28)에 결합된 제 2 펄스 회로(229)를 더 포함하되, 상기 제 2 펄스 회로는 캐패시터(234)와 인덕터(236) 사이에 튜닝된 공진 회로를 포함하고, 상기 공진 회로는 상기 마이크로 전기기계 시스템의 접촉부를 통과하 는 전류 흐름을 억제하는 펄스 신호를 형성하며, 상기 펄스 신호는 상기 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로(206)의 비도전 상태로의 턴오프와 관련하여 생성되고, 상기 턴오프는 상기 제 2 스위칭 사건을 구성하는
    시스템.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로(206) 및 상기 제 1 과전류 보호 회로와 병렬 회로로 결합된 고체 상태 스위칭 회로(204)를 더 포함하는
    시스템.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로(206) 및 상기 고체 상태 스위칭 회로(204)에 결합된 제어기(208)를 더 포함하되, 상기 제어기(208)는 상기 스위칭 시스템에 접속된 부하로부터 부하 전류(50)의 선택적 스위칭을 수행하도록 구성되고, 상기 선택적 스위칭은 상기 스위칭 회로 각각의 동작 능력에 적합한 부하 전류(50) 상태에 응답하여 상기 전기기계 스위칭 회로(206)와 상기 고체 상태 스위칭 회로(204) 사이에서 수행되는
    시스템.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 제어기(208)는 교류 소스 전압 또는 교류 부하 전류의 검출된 제로 크로싱(zero crossing)에 응답하는 상기 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로(206)의 아크 방지형(arc-less) 스위칭을 수행하도록 구성되는
    시스템.
  8. 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로(206)와,
    상기 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로(206)와 병렬 회로로 접속된 적어도 하나의 제 1 과전류 보호 회로(2061) -상기 제 1 과전류 보호 회로(2061)는 상기 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로(206)의 제 1 스위칭 사건에 응답하여 전기적 도전 경로를 순간적으로 형성하도록 구성되고, 상기 전기적 도전 경로는 상기 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로(206)와 병렬 회로로 접속되어 상기 제 1 스위칭 사건 동안에 상기 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로(206)의 접촉부 양단의 전압을 억제함- 를 포함하는
    시스템.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로(206) 및 상기 제 1 과전류 보호 회로(2061)와 병렬 회로로 접속된 제 2 과전류 보호 회로(2062) -상기 제 2 과전류 보호 회로(2062)는 상기 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로(206)의 제 2 스위칭 사건에 응답하여 전기적 도전 경로를 순간적으로 형성하도록 구성되고, 상기 전기적 도전 경로는 상기 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로(206)와 병렬 회로로 접속되어 상기 제 2 스위칭 사건 동안에 상기 마이크로 전기기계 시스템 스위칭 회로(206)의 접촉부를 통과하는 전류 흐름을 억제함- 를 더 포함하는
    시스템.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 전기적 도전 경로는 평형 다이오드 브릿지(28)를 통해 형성되는
    시스템.
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