KR20080104375A

KR20080104375A - 무선 라디오 네트워크를 통한 다수의 기지국으로부터의 비동기 공간-시간 코딩 송신을 위한 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20080104375A
Application number: KR1020087025123A
Authority: KR
Inventors: 하랄라보스 파파도포울로스
Original assignee: 가부시키가이샤 엔티티 도코모
Priority date: 2006-11-06
Filing date: 2007-11-02
Publication date: 2008-12-02
Also published as: JP5097210B2; EP2080305A1; WO2008057452A1; US8027407B2; US20080123618A1; JP2010509805A

Abstract

다수의 기지국으로부터의 비동기 공간-시간 코딩 송신을 위한 방법 및 장치가 본 명세서에 개시되어 있다. 일 실시형태에 있어서, 이러한 비동기 공간-시간 코딩 송신을 위한 방법은, 하나 이상의 단말기, 및 직교 공간-시간 블록 코드를 이용하여 하나 이상의 단말기로 정보-포함 신호를 무선 통신하는 적어도 2 개의 기지국을 포함한다. 일 실시형태에 있어서, 제안된 코드는, 별개의 송신 기지국으로부터 송신된 신호들 사이에서 비동기 신호 수신의 존재 시에도 수신기에서 "직교성" 을 유지한다.

비동기 공간-시간 코딩, 베이스라인 코드, 직교 공간-시간 블록 코드, 순환 프리픽스, 유도 코드

Description

무선 라디오 네트워크를 통한 다수의 기지국으로부터의 비동기 공간-시간 코딩 송신을 위한 방법 및 장치{A METHOD AND APPARATUS FOR ASYNCHRONOUS SPACE-TIME CODED TRANSMISSION FROM MULTIPLE BASE STATIONS OVER WIRELESS RADIO NETWORKS}

우선권

본 특허출원은, 2006 년 11 월 6 일 출원되었으며, 발명의 명칭이 "A Method and Apparatus for Asynchronous Space-Time Coded Transmission from Multiple Base Stations Over Wireless Radio Networks" 인 대응하는 미국 가특허출원 제 60/857,265 호에 대해 우선권 주장하고, 이 대응하는 미국 가특허출원을 참조로서 포함하고 있다.

발명의 기술분야

본 발명은 무선 통신 분야에 관한 것으로, 보다 상세하게는 본 발명은 협동 시그널링 (cooperative signaling) 을 통해 다수의 기지국으로부터 하나 이상의 수신기로 동일한 정보를 송신하는 것에 관한 것이다.

발명의 배경기술

다수의 최근 개발된 기술 및 최근 생겨난 표준은, 무선 시스템의 유효 데이터 레이트를 손상시키지 않으면서 무선 매체를 통한 데이터 통신의 신뢰성을 향상시키기 위해서 기지국에서 다수의 안테나를 사용하는 것에 기초한다. 상세하게는, 무선 통신에서의 최근의 진보는, 기지국에서 시간 및 송신 안테나에 걸쳐 심볼을 공동으로 인코딩함으로써, 기지국으로부터 각 셀룰러 사용자로의 유효 데이터 레이트에서의 증가뿐만 아니라, 신뢰성 (다이버시티) 이점을 획득할 수 있다는 것을 증명하였다. 이들 다중화 (스루풋) 이득 및 다이버시티 이점은, 기지국에서 이용되는 공간-시간 코딩 기술에 종속한다. 또한, 이들 다중화 이득 및 다이버시티 이점은 본래, 이들이 시스템에서의 송신 안테나의 개수 및 수신 안테나의 개수에 의해 지시되는 다중화-다이버시티 트레이드오프 커브에 의해 기본적으로 제한된다는 점에서, 시스템에서 배치되는 송신 안테나 및 수신 안테나의 개수에 종속한다.

다수의 최근 생겨난 라디오 네트워크 및 미래 라디오 네트워크에 있어서, 임의의 특정 셀 사용자에 대한 데이터는 다수의 기지국에 대해 이용가능할 수도 있다. 가상 안테나 어레이의 엘리먼트로서 특정 사용자에 대한 데이터를 갖는 기지국 각각을 고려하는 것은, 이들 기지국에 걸쳐 협동 신호 인코딩 방식을 이용하여 원하는 사용자에 대해 다이버시티 이점을 제공하는 것을 제안한다. 따라서, 2 개의 활성 기지국으로부터 동일한 데이터를 송신하는 경우, 각 활성 기지국은 그 데이터를 독립적으로 인코딩해야만 한다. 그러나, 인코딩된 신호가 공간적으로 분산된 기지국에 의해 송신되기 때문에, 이들은 서로 별개의 상대 지연으로, 즉 비 동기적으로 수신기에 도달한다. 즉, 상이한 기지국으로부터 수신기로의 송신들 사이에 시간-동기화의 결여가 존재할 수 있다. 이 비동기성은, 개별 기지국이 독립적으로 동작하고 있을 수도 있다는 사실로 인해 일어날 수 있지만, 또한 공간적으로 분산된 기지국으로부터 수신기로 송신되는 신호가 동기하여 송신될 지라도, 이들이 비동기적으로 수신기에 도달할 수도 있다는 사실로 인해 일어날 수도 있다. 원칙적으로, 이들 상대 지연이 수신기에서 추정될 수 있지만, 수신기로부터 송신 기지국으로의 상대-지연 정보 피드백이 존재하지 않는 한, 이들은 송신 기지국에는 공지되지 않는다 (그에 따라, 송신 기지국에 대해 조정될 수 없다).

최근에, 셀룰러 시스템의 순방향 링크에서 다수의 송신 안테나를 사용함으로써 다이버시티 및/또는 다중화 이점을 제공하는 수단으로서, 공간 시간 블록 코드 (STBC) 의 광범위한 컬렉션이 제안되었다. n 개의 송신 안테나가 존재하는 경우, 통상적인 목적은, 이 시스템에서 차수-"n" 의 송신-안테나 다이버시티를 제공하는 STBC 를 디자인하는 것이다. 통상적인 STBC 디자인은, k 개의 정보 심볼의 각 블록에 대해 안테나당 t 개의 샘플의 안테나-특정 블록을 송신한다. 이러한 STBC 디자인은 t 개의 행 및 n 개의 열을 갖는 STBC 행렬로 표시되는데, 여기서 (i, j) 번째 엔트리는 시점 i 에서 안테나 j 에 의해 송신된 샘플을 나타낸다. k/t (즉, k 대 t 의 비율) 와 동등한 STBC 방식의 실제 심볼 레이트 R 이 관심 대상이다. 풀 레이트 STBC 는, 1 심볼/채널 이용과 동등한 레이트 R 을 갖는 STBC 이다. STBC 의 또다른 중요한 속성은 그 디코딩 복잡도이다.

일반적으로, 동기 설정을 위해 최적화 및 디자인된 기존의 직교 공간-시간 블록 코드는 비동기 비병치 (non-collocated) 안테나 설정에서 열등하게 수행한다. 예를 들어, Alamouti 코드가 2-송신 1-수신 안테나 시스템에 대해 최상의 공간-시간 블록 코드라는 것은 잘 알려져 있다. Alamouti 코드가 동기 설정에서 풀 레이트, 최대 다이버시티 (full diversity), 최대 코딩 이득, 및 심볼 기반 디코딩 (symbol-by-symbol decoding) 을 제공하지만, 2 개의 기지국에 의해 송신된 신호들 사이에 수신기에서 1-샘플 상대 지연 오프셋이 존재하는 경우에, Alamouti 코드는 공간 다이버시티를 제공하지 않는다. 상이한 기지국으로부터 송신된 신호의 도달 시간에서의 상대 지연 오프셋이 존재하는 경우, 동기 설정을 위해 최적화된 코드는 일반적으로 열등하게 수행한다는 것이 보다 일반적이라는 것에 주목하라. Alamouti 코드에 대한 추가 정보에 대해서는, S. M. Alamouti 의 "A simple transmitter diversity scheme for wireless communications" (IEEE Journal Selected Areas in Communications, pp. 1451-1458, 1998 년 10 월) 을 참조하라.

n 개의 잠재적 비동기 기지국으로부터 수신기로 송신하기 위한 하나의 디자인 클래스는, S. Wei, D. Goeckel 및 M. Valenti 의 "Asynchronous cooperative diversity" (Proceedings Conf. Information Sciences and Systems, Princeton University, 2004 년 3 월) 에서 제안되었다. 제안된 방법은 심볼 레이트를 감소시키지 않으면서 BPSK 변조를 이용한 공간-시간 블록 코딩을 이용한다. 그 결과로서 생기는 풀-레이트 방식은, 지연 오프셋에 관계없이, 그러나 지연 오프셋이 소정값 L 을 초과하지 않는 경우, 수신기에서 최대 다이버시티를 제공가능하기 위해서, 수신기에서의 비터비 디코더의 존재에 종속한다. 풀-레이트 최대-다이 버시티 방식이지만, 이 기술은 본래 다수의 중요한 제한을 갖는다. 첫번째로, 최대 공간 다이버시티를 획득하는데 필요한 제안된 알고리즘의 디코딩 복잡도 및 데이터 블록 크기 모두는 지연 파라미터 L 에 지수적이고; 그에 따라, 송신 기지국의 개수가 증가함에 따라, 디코딩 복잡도 및 지연은 급속도로 엄청나게 고비용으로 된다. 두번째로, 채널 이용당 1 심볼이 통신된다는 점에서 풀 레이트이지만, 이들 방식은 단지 (실수값 변조 방식이며, 이용가능한 자유도의 절반만을 이용한) BPSK 변조를 이용하여 동작하고; 그 결과, 이들 방식의 레이트는 (심볼을 변조하는데 복소 평면에서의 차원 모두를 이용하는) 하프-레이트 QPSK 방식의 레이트와 등가이다.

또다른 접근법 클래스는, 최대 허용가능한 상대 지연 오프셋 L 을 겪는 상대 지연에 관계없이 최대 다이버시티를 제공하도록 디자인되는 공간-시간 격자 코드 디자인을 이용한다. 이들 코드는, 행렬이 상대 지연 세트에 관계없이 최대 다이버시티를 제공한다는 것을 보증하는 시프트-풀 랭크 행렬 (shift-full rank matrix) 에 기초한 구성을 이용한다. 이들이 상대 지연 세트를 겪는 최대 다이버시티에 단지 데이터 레이트에서의 작은 오버헤드만을 제공하지만, 이들 디자인은 몇몇 중요한 제한을 갖는다. 첫번째로, 이들 디자인의 디코딩 복잡도는 안테나의 개수 및 파라미터 L 모두에 지수적이다. 두번째로, 이 디자인은 변조 방식에 특정된다. 최종적으로, 이들은 심볼 지속기간의 정수배인 상대 지연 오프셋을 겪는 최대 다이버시티를 제공한다고 보증된다. 그러나, 엄밀히 말하면, 심볼 지속기간의 일부인 상대 지연에 대한 보증은 없다.

임의의 STBC 에 대한 최적의 디코더의 디코딩 복잡도가 공동 인코딩되는 심볼의 개수 k 에 지수적이지만, 훨씬 더 낮은 복잡도를 갖는 디자인이 존재한다. 직교 공간-시간 블록 코드 (OSTBC) 로 언급되는 이러한 하나의 매력적인 디자인 클래스는, 그 최적의 디코딩이 (선형 처리 다음의) 심볼 기반 디코딩에 디커플링되는 동안에 최대 다이버시티를 제공할 수 있다. 풀 레이트 OSTBC 는 2 개의 송신 안테나 시스템에서만 존재한다. 3 개 이상의 안테나에 있어서, 레이트는 3/4 심볼/채널 이용을 초과할 수 없다. 이 레이트는 n=3 개 및 n=4 개의 안테나에 대해 달성가능하다. 5 이상의 안테나에 있어서, 일반적으로 최고 레이트 OSTBC 는 공지되어 있지 않다. 일반적으로, 1/2 심볼/채널 이용과 동등한 레이트가 항상 달성가능하지만, 종종 보다 높은 레이트가 특정값 n 에 대해 획득가능할 수도 있다.

몇몇 기지국으로부터의 공통 오디오/비디오 정보를 브로드캐스트하기 위해 유럽에서 채택된 시스템 클래스는 단일 주파수 네트워크 (SFN) 개념의 산하에서 코딩 OFDM 송신을 이용하고 있다 (예를 들어, J. H. STOTT, J. H. 의 1996 년의 "The DVB terrestrial (DVB-T) specification and its implementation in a practical modem" (Proceedings of the 1996 International Broadcasting Convention, IEE Conference Publication No. 428, pp. 255-260, 1996 년 9 월) 참조). 이들 시스템은 브로드캐스팅 기지국 각각으로부터의 공통 코딩 OFDM 기반 송신을 채택한다. OFDM 기반 송신은 다수의 신호의 비동기 수신을 허용하고, 증가된 커버리지를 제공한다. 그러나, 모든 기지국이 정보-포함 신호의 동일한 코딩 버전을 송신하기 때문에, SFN 시스템은 일반적으로 최대 송신 기지국 다이버시티 (그 일부 형태는 다중경로 다이버시티로서 이용가능하지만, 제한됨) 를 제공하지 않는다.

일 방식의 클래스는 OFDM 을 이용한 공간-시간 비트-인터리빙된 코딩 변조 시스템을 포함하지만, 공간 다이버시티를 제공할 수 있고, 또한 비동기 송신을 극복할 수 있다. 이들 방식이 최대 다이버시티 및 매우 양호한 데이터 레이트를 제공할 수 있지만, 이들은 불리한데, 그 이유는 이러한 방식의 디코더 복잡도가 모든 기지국에 걸쳐 이용된 송신 안테나의 개수 및 채택된 변조 방식에서의 심볼당 비트수에 따라 기하급수적으로 증가하기 때문이다.

발명의 개요

다수의 기지국으로부터의 비동기 공간-시간 코딩 송신을 위한 방법 및 장치가 본 명세서에 개시되어 있다. 일 실시형태에 있어서, 이러한 비동기 공간-시간 코딩 송신을 위한 방법은, 하나 이상의 단말기, 및 직교 공간-시간 블록 코드를 이용하여 하나 이상의 단말기로 정보-포함 신호를 무선 통신하는 적어도 2 개의 기지국을 포함한다. 일 실시형태에 있어서, 제안된 코드는, 별개의 송신 기지국으로부터 송신된 신호들 사이에서 비동기 신호 수신의 존재 시에도 수신기에서 "직교성 (orthogonality)" 을 유지한다.

도면의 간단한 설명

본 발명은, 이하에 제공되는 상세한 설명 및 본 발명의 각종 실시형태의 첨 부 도면으로부터 보다 완전히 이해될 것이지만, 이는 특정 실시형태로 본 발명을 제한하도록 취해져서는 안 되고, 단지 설명 및 이해를 위한 것이다.

도 1 은 베이스라인 직교 공간 시간 블록 코드 (OSTBC) 의 하이 레벨 인코더의 일 실시형태의 블록도이다.

도 2 는 유도 OSTBC 의 하이 레벨 인코더의 일 실시형태의 블록도이다.

도 3 은 표 1 에서의 행렬 V 의 일 실시형태의 구조를 도시한 도면이다.

도 4 는 단일 송신 안테나를 갖는 2 송신-기지국 시스템에 대한 코드 구성을 도시한 도면이다.

도 5 는 각 기지국이 단일 송신 안테나를 사용하는 4 송신-기지국 시스템에 대한 코드 구성을 도시한 도면이다.

도 6 은 유도 OSTBC 수신기에 대한 데이터 디코딩 구조의 블록도이다.

도 7 은 비동기 통신 시스템을 도시한 도면이다.

도 8 은 기지국에서의 샘플 안테나의 인코딩 및 송신 시스템의 블록도이다.

도 9(A) 및 도 9(B) 는 도 4 에 도시된 OSTBC 에 대한 2 개의 상이한 기지국 인코더의 실시형태를 도시한 도면이다.

도 10 은 OFDM 기반 유도 OSTBC 를 이용하는 수신기의 전단의 일 실시형태의 블록도이다.

본 발명의 상세한 설명

다수의 기지국으로부터 하나 이상의 지정된 모바일 수신기로 정보-포함 심볼 스트림을 송신하는 방법 및 장치가 개시되어 있다. 일 실시형태에 있어서, 이러한 송신은 모든 송신 기지국에 걸쳐 공간-시간 블록 코드를 이용함으로써 달성된다. 공간-시간 블록 코드는, 기지국에 의해 송신될 정보 심볼의 각 블록이 송신을 위해 기지국 특정 샘플 블록으로 인코딩되는 블록 기반 인코딩 및 송신 방법이다. 일 실시형태에 있어서, 별개의 기지국에 의해 송신된 신호가 비동기적으로, 즉 서로에 대해 상대적으로 지연되어 모바일에서 수신되는 경우에도, 공간-시간 블록 코드는 임의의 모바일에서 데이터 디코딩을 허용한다.

본 명세서에 개시된 코드는, 다른 이용가능한 형태의 다이버시티를 획득하도록 디자인된 보다 정교한 인코딩 시스템의 내부 코드 컴포넌트로서 손쉽게 이용될 수 있다.

본 명세서에 기재된 기술은: (ⅰ) (단일 기지국) 다수의 송신 안테나 시스템에 이용되는 기존의 공간-시간 블록 코드의 계통적 변환 세트를 통해 비동기 설정을 위한 공간-시간 블록 코드를 계통적으로 구성하는 것; (ⅱ) 입력 데이터 심볼의 각 블록이 송신을 위해 (기지국 특정) 데이터 샘플 블록으로 매핑되는 블록-심볼 인코딩; 및 (ⅲ) 전체 비동기 수신 신호, 채널 응답 계수의 추정치 및 상대 신호 송신 지연의 추정치에 기초한 각 모바일 수신기에서의 데이터 디코딩을 포함하지만, 이에 제한되지는 않는다.

다음의 설명에 있어서, 본 발명의 보다 완전한 설명을 제공하도록 다수의 상세가 기재된다. 그러나, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게, 본 발명이 이들 특정 상세 없이 실시될 수도 있다는 것은 자명할 것이다. 다른 경우에, 본 발명의 모호함을 회피하기 위해서, 잘 알려진 구조 및 디바이스가 상세하게 보다는 블록도 형태로 도시된다.

다음의 상세한 설명의 일부는, 컴퓨터 메모리 내의 데이터 비트에 대한 동작의 심볼 표현 및 알고리즘에 관하여 제공된다. 이들 알고리즘 설명 및 표현은, 데이터 처리 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 그 작업의 실체를 보다 효과적으로 전달하는데 이용되는 수단이다. 알고리즘은 본 명세서에서 또한 일반적으로 원하는 결과를 야기하는 자기 모순 없는 단계의 시퀀스로 고려된다. 이들 단계는 물리적 양의 물리적 조작을 요구하는 단계이다. 일반적으로, 반드시 필요하지는 않지만, 이들 양은, 저장, 전달, 결합, 비교, 및 그렇지 않으면 조작될 수 있는 전기적 또는 자기적 신호의 형태를 취한다. 이들 신호를 비트, 값, 엘리먼트, 심볼, 문자, 용어, 숫자 등으로 언급하는 것이, 때때로, 주로 보통 용법 (common usage) 을 이유로 편리하다고 입증되었다.

그러나, 이들 용어 및 유사한 용어 모두가 적절한 물리적 양과 연관되고, 단지 이들 양에 적용되는 편리한 라벨이라는 것을 명심해야 한다. 다음의 설명으로부터 자명한 바와 같이 다른 방식으로 상세하게 기재되지 않는 한, 이 상세한 설명 전체에 걸쳐, "처리" 또는 "컴퓨팅" 또는 "계산" 또는 "결정" 또는 "디스플레이" 등과 같은 용어를 이용하는 설명은, 컴퓨터 시스템의 레지스터 및 메모리 내의 물리적 (전자적) 양으로서 표현된 데이터를 컴퓨터 시스템 메모리나 레지스터나 다른 이러한 정보 스토리지 내의 물리적 양으로서 유사하게 표현된 다른 데이터로 조 작 및 변환하는 컴퓨터 시스템 또는 유사한 전자 컴퓨팅 디바이스, 송신 디바이스 또는 디스플레이 디바이스의 동작 및 프로세스를 언급한다.

또한, 본 발명은 본 명세서에서의 동작을 수행하기 위한 장치에 관한 것이다. 이 장치는 필요한 목적을 위해 특별하게 구성될 수도 있고, 또는 이 장치는 컴퓨터에 저장된 컴퓨터 프로그램에 의해 선택적으로 활성화되거나 재구성되는 범용 컴퓨터를 포함할 수도 있다. 이러한 컴퓨터 프로그램은, 플로피 디스크, 광학 디스크, CD-ROM, 및 자기-광학 디스크를 포함한 임의의 타입의 디스크, ROM (Read Only Memory), RAM (Random Access Memory), EPROM, EEPROM, 자기 또는 광학 카드, 또는 전자 명령들을 저장하기에 적합한 임의의 타입의 매체와 같은 컴퓨터 판독가능 저장 매체에 저장될 수도 있지만, 이에 제한되지는 않고, 그 각각은 컴퓨터 시스템 버스에 연결되어 있다.

본 명세서에서 제공된 알고리즘 및 디스플레이는 본래 임의의 특정 컴퓨터 또는 다른 장치에 관련되지는 않는다. 각종 범용 시스템은 본 명세서에 기재된 교시에 따른 프로그램과 함께 사용될 수도 있고, 또는 필요한 방법 단계를 수행하도록 보다 전문화된 장치를 구성하는 것이 편리하다고 입증될 수도 있다. 각종 이들 시스템에 필요한 구조는 이하의 설명으로부터 나타날 것이다. 또한, 본 발명은 임의의 특정 프로그래밍 언어를 참조하여 설명되지는 않는다. 본 명세서에 기재된 바와 같은 본 발명의 교시를 구현하는데 각종 프로그래밍 언어가 이용될 수도 있다는 것이 인식될 것이다.

머신 판독가능 매체는, 머신 (예를 들어, 컴퓨터) 에 의해 판독가능한 형태 로 정보를 저장하거나 송신하기 위한 임의의 메커니즘을 포함한다. 예를 들어, 머신 판독가능 매체는, ROM (Read Only Memory); RAM (Random Access Memory); 자기 디스크 저장 매체; 광학 저장 매체; 플래시 메모리 디바이스; 전기, 광학, 음향 또는 다른 형태의 전파 신호 (예를 들어, 반송파, 적외선 신호, 디지털 신호 등) 등을 포함한다.

개략

상대 지연 오프셋을 갖는 수신을 위해 직교 공간-시간 블록 코드를 이용하여 별개의 기지국으로부터의 신호를 송신하기 위한 기술이 개시되어 있다. 일 실시형태에 있어서, 최대 상대 지연 오프셋이 소정의 파라미터 L 을 초과하지 않는다고 가정하여, 비동기 설정에 대해 최대 다이버시티, 심볼 기반 디코딩 및 양호한 코딩 이득을 제공하는 신규 공간 시간 코드가 구성된다. 일 실시형태에 있어서, 베이스라인 직교 코드의 메모리보다 큰 블록의 데이터는 보다 낮은 레이트로 인코딩되고, 그에 따라 신호 공간의 차원성 (dimensionality) 을 증가시키고, 다이버시티 이점이 임의의 세트의 쌍단위 (pairwise) 상대 지연 오프셋에 대해 실현되는 것을 허용하는데, 여기서 최대 상대 지연은 최대 L 샘플이다. 또한, 데이터 레이트 및 지연을 희생하여, 최대 허용가능한 L 까지의 모든 상대 지연 오프셋에 대해, 직교 공간-시간 코드 송신, 최대 다이버시티 및 심볼 기반 디코딩을 획득하도록 비동기 설정을 위한 직교 코드의 계통적 변환이 제공된다. 이러한 변환은, 베이스라인 직교 공간-시간 블록 코드 행렬에서의 엘리먼트 각각을 적합하게 디자인된 벡터로 계통적으로 대체함으로써 신규 공간-시간 블록 코드 행렬을 구성한다. 저속 시변 채널에 있어서, 그 결과로서 생기는 코드는 연관 동기 공간-시간 블록 코드에 대한 것과 비교하여 단지 레이트에서의 적은 손실만을 겪을 수도 있다. 또한, 신규 공간-시간 블록 코드를 핸들링하는 심볼 기반 디코더가 개시되어 있다.

비동기 직교 공간-시간 블록 코드

일 실시형태에 있어서, 비동기 직교 공간-시간 블록 코드는 인코딩 및 송신 방법에서 이용된다. 일 실시형태에 있어서, 입력은, 최대 상대 지연 (정수) 파라미터 L₀, 블로킹 (정수) 파라미터 N, 및 n 송신-안테나 시스템에 대한 직교 공간-시간 블록 코드를 포함하는데, 이 시스템은 k 개의 정보 포함 심볼의 블록을 송신을 위해 (송신 안테나당) t 개의 샘플의 블록으로 인코딩한다. 공간-시간 블록 코드의 일 클래스는 n 송신-기지국 시스템에 이용될 수도 있다. 일 실시형태에 있어서, 이러한 공간-시간 블록 코드 각각은 K 개의 심볼의 블록을 송신을 위해 (송신 기지국당) T 개의 샘플의 블록으로 인코딩하는데 이용되는데, 여기서 K 는 Nk (즉, N×k) 와 동등하고, T 는 t(N+L) (즉, t×(N 과 L 의 합)) 와 동등하고, L 의 값은 L₀ 의 값 및 다른 시스템 파라미터에 의해 결정된다. 별개의 기지국으로부터 도달하는 신호들 사이의 최대 상대 지연이 L₀×심볼 시그널링 주기를 초과하지 않는 경우, 이들 코드 각각은 저복잡도의 신뢰성있는 디코딩을 허용한다.

이들 시그널링 방법이, 상이한 기지국에 의해 송신된 신호의 도달의 상대 지연을 송신 기지국이 알고 있다는 것을 요구하지는 않는다는 것에 주목하라.

기지국 및 시스템 실시형태

일 실시형태에 있어서, 공간-시간 블록 코드의 일 클래스는 연관된 트랜시버와 함께 이용되어, 무선 채널을 통한 기지국 세트로부터 하나 이상의 수신기로의 공통 정보의 신뢰성있는 송신을 가능하게 한다. 일 실시형태에 있어서, 송신들 사이의 최대 상대 지연이 사전 결정된 값을 초과하지 않는 경우, 상이한 기지국으로부터 송신된 신호의 수신시 임의의 세트의 상대 지연을 가질 지라도, 트랜시버는, 송신을 동기화할 필요 없이 기지국 세트로부터의 별개의 인코딩을 송신함으로써 공통 정보 신호의 신뢰성있는 송신을 달성한다.

일 실시형태에 있어서, 트랜시버는 n 개의 송신 기지국으로부터 하나 이상의 수신기로의 심볼 스트림의 신뢰성있는 비동기 통신을 제공하도록 동작하는데, 여기서 각 송신 기지국은 수신기(들)로 통신되는 이용가능한 동일한 정보-포함 심볼 스트림을 갖는다. 일 실시형태에 있어서, 시스템에서의 다수의 기지국은 본 명세서에서 "유도 (induced)" 코드로 언급되는 직교 공간-시간 블록 코드를 이용한다. 일 실시형태에 있어서, 유도 OSTBC 는 본 명세서에서 "베이스라인" 코드로 언급되는 다수의 송신-안테나 직교 공간-시간 블록 코드의 계통적 변환 (systematic transformation) 을 통해 발생된다.

일 실시형태에 있어서, (유도) n 송신 기지국 공간-시간 블록 코드는 기존의 (베이스라인) n 송신-안테나 OSTBC 에 대해 계통적 변환을 적용함으로써 발생된다. 보다 상세하게는, 일 실시형태에 있어서, 각 기지국이 단일 송신 안테나를 갖는 n 송신 기지국 시스템용 공간-시간 블록 코드를 디자인하기 위해서, 베이스라인 k×t×n (k-by-t-by-n) 직교 공간 시간 블록 코드 (즉, n 개의 (병치된) 안테나에 걸쳐, 한번에 k 개의 정보 심볼을 t 시간 슬롯의 블록으로 인코딩하는 OSTBC) 가 이용된다. 이러한 베이스라인 코드, 다수의 기지국으로부터 수신된 신호에서의 최대 허용가능한 상대 지연, 및 블로킹 정수 파라미터 N 이 주어지는 경우, n 단일-안테나 송신 기지국에 걸쳐 T 시간 슬롯의 블록 동안 한번에 K 개의 정보 심볼을 인코딩하는 K×T×n (K-by-T-by-n) 유도 OSTBC 가 발생된다. 일 코드는, 데이터 심볼의 시퀀스가 주어지는 경우, (시간 및 각 안테나를 통해) 송신될 예정인 샘플을 지시하는 매핑이다. 블록 코드는 한번에 심볼 블록을 코딩하고, k 개의 심볼의 (임의의) 세트가 송신되는 경우, 코드는 어떤 것이 (시간 및 안테나를 통해) 송신되는지를 지시한다. 일 실시형태에 있어서, 블록 코드 (매핑) 의 선택은 신호 송신 이전에 한번 수행된다. 일례로서, 도 9 에서의 시스템을 고려하라. 베이스라인 코드로서 Alamouti 코드와 함께 이용하여, (사전에 한번) 신규 유도 코드가 디자인된다. 신규 유도 코드는 도 4 에 도시된 바와 같고, 여기서 또한 (단위 행렬이 되도록 정규화된) 역 DFT 행렬이 되도록 F 가 선택되고, 시간 반전 행렬 (time-reversal matrix) 이 되도록 U 가 선택된다. 송신 기지국 각각에서의 유도 OSTBC 의 결과적인 선택을 위한 인코더의 구현은 도 9 에 도시된 바와 같다. 일 실시형태에 있어서, 정수 K 및 T 의 값은 다음과 같이 결정된다. 정수 K 는, 베이스라인 코드에 의해 인코딩된 각 스칼라 심볼에 대해, 유도 코드가 N 개의 심볼의 벡터를 인코딩한다는 것을 나타내는 N×k 와 동등하다. 유도 코드는 한번에 K 개의 심볼을 송신 기지국당 T 개의 샘플의 블록으로 인코딩하는데, 여기서 T 는 t(N+L) (즉, t×(N 과 L 의 합)) 와 동등하고, L 은 최대 허용가능한 상대 지연 제약을 만족시키도록 선택된다. 상세하게는, 별개의 기지국으로부터 송신된 임의의 2 개의 신호들 사이의 상대 수신 지연이 L₀×심볼 시그널링 주기 (여기서, L₀ 은 소정의 디자인 파라미터를 나타냄) 를 초과하지 않을 때마다, 유도 코드가 신뢰성있는 비동기 통신을 허용하는 것이 기대된다고 가정하여, L 의 값은 L₀ + 소정의 모뎀-종속 상수 L_δ 와 동등하게 설정된다. 유도 코드를 이용하여, 인코더에 의해 수행된 인코딩 방식뿐만 아니라, 인코더에 의해 수행된 대응 디코딩 방식의 일 실시형태는, 송신 기지국으로부터 수신된 신호의 모든 쌍들 사이의 최대 상대 지연이 최대 L₀×심볼 시그널링 주기인 경우, n 개의 송신 기지국 세트에서 이용가능한 최대 송신 기지국 다이버시티를 제공한다.

수신기에서의 디코딩에 있어서, 수신기에서의 상대 샘플링 지연 세트의 정보, n 개의 페이딩 채널 계수의 정보 (실제, 추정치), 및 OSTBC 구조가 주어지는 경우, 수신기는 수신된 신호의 일차 변환 다음에 심볼 기반 디코딩을 수행한다. 유도 코드 기반 시스템 (관심 대상 시스템) 에 대한 디코딩 동작은 베이스라인 코드 시스템에 대한 디코딩 동작과 상이하다는 것에 주목하라. 각 경우에, 디코더는 채택된 특정 코드에 따라 동작하지만, 또한 채널 모델 (동기 대 비동기, 플랫 페이딩 대 주파수 선택성 페이딩 등) 및 수신기에서 채널에 대해 공지된 것에 종속한다. 실제 구현하기에 너무 복잡할 수도 있지만, 일반적인 공간-시간 코드에 대해, 원칙적으로 (신뢰성, 즉 에러 확률에 관하여) "최상" 의 검출기가 결정될 수 있다는 것에 주목하라. 직교 코드의 경우에, 이 검출기는 플랫 페이딩 동기 채널에 대해 단순하다: (ⅰ) 정보 벡터의 크기의 벡터를 산출하는 수신된 열의 선형 연산 (행렬에 의한 승산); (ⅱ) 심볼 기반 디코딩: 코드에 의해 송신된 정보 벡터에서의 i 번째 심볼은 (ⅰ) 에서의 선형 연산에 의해 발생된 벡터의 i 번째 샘플로부터 직접 디코딩된다. 또한, 유도 코드에 대한 최상의 검출기는 동기 채널에 대해 형태 (ⅰ)/(ⅱ) 의 검출기이지만, 또한 (최대 상대 지연까지의) 비동기 (플랫 페이딩) 채널에 대해서도 형태 (ⅰ)/(ⅱ) 의 검출기이다. (ⅰ) 에서의 선형 연산은 베이스라인 코드와 유도 코드에 대해 상이하다. 또한, 유도 코드의 경우에, 이는 코드뿐만 아니라, 실제 상대 지연 및 채널 특성에 종속한다 (도 10 참조).

전술한 유도 코드는 단일 안테나를 각각 갖는 n 개의 송신 기지국을 수반한 설정을 위한 것이지만, 각 기지국에서 임의의 개수의 송신 안테나가 존재하는 다른 설정에서 동일한 유도 코드가 적용될 수 있다. 이 경우, "n" 은 이 시스템에서의 안테나의 총 수를 나타낸다. 예를 들어, 정보 포함 신호가 3 개의 기지국으로부터 송신되는 경우 (여기서, 기지국 1 및 기지국 2 각각은 2 개의 송신 안테나를 갖고, 기지국 3 은 4 개의 송신 안테나를 가짐), "n" 은 8 과 동등하다.

도 1 및 도 2 는 각각 베이스라인 OSTBC 및 유도 OSTBC 의 통상적인 하이 레 벨 인코더 구현을 도시한 도면이다. 도 1 에 있어서, x(1), x(2), …, x(k) 는, 베이스라인 OSTBC 에 대한 입력인 k 개의 스칼라 복소값 정보-포함 심볼의 통상적인 블록을 나타내는데 이용된다. 인코더 (101) 는 정보-포함 심볼 x(k), …, x(2), x(1) 을 수신한다. 이러한 입력 세트가 주어지는 경우, 베이스라인 인코더 (101) 는 치수 t×n 의 행렬 B 로 표현되는 베이스라인 코드를 발생시키는데, 이는 아래와 같이 표현된다:

.

인코더 (101) 는 i 번째 송신 안테나와 연관된 (치수 "t" 의) 베이스라인 코드의 출력 벡터를 발생시킨다. 이는 아래와 같이 표현된다:

.

도 1 에 도시된 바와 같이, B 의 (j, i) 번째 엘리먼트는, n 송신-안테나 시스템이 베이스라인 코드를 이용하는 정황에 있어서, 시점 j 에서 안테나 i 에 의해 송신되는 샘플을 나타낸다. 따라서, 인코더 (101) 는, i 번째 송신 안테나를 통한 베이스라인 코드의 n 번째 출력 샘플을 나타내는 b_i(n) 을 출력한다. 예를 들어, 인코더 (101) 는, (모뎀 (102₁) 을 통해) b₁(t), …, b₁(2), b₁(1) 으로 표현되는 송신 안테나 (103₁) 에 대한 출력을 발생시킨다. 이는 제 2 내지 제 n 송신 안테나를 통한 송신을 위해 인코더 (101) 로부터의 베이스라인 코드의 다른 출력 샘플 각각에 대해서도 동일할 수 있다.

유사하게, 도 2 에 있어서, s(1), s(2), …, s(k) 는, 본 발명의 일 실시형 태에 따른 유도 OSTBC 에 대한 입력인 치수 N 의 k 개의 정보-포함 심볼 입력 벡터의 통상적인 블록을 나타낸다. i 번째 벡터 s(i) 는 유도 코드에서의 N 개의 스칼라 복소값 정보-포함 심볼의 벡터 (또는 블록) 이다 (여기서, N 은 이 구성에서의 블로킹 인수 (blocking factor) 를 나타냄). 이러한 입력 벡터 세트가 주어지는 경우, 유도 인코더 (201) 는, T 개의 행 및 n 개의 열을 갖는 행렬

로 표현되는 유도 코드를 발생시키는데, 여기서 T 는 t×(N+L) 과 동등하다. 치수 "T"×"n" 의 유도 코드의 출력 행렬

는 다음과 같이 표현될 수도 있다:

.

도 2 에 도시된 바와 같이,

의 (j, i) 번째 엘리먼트는, n 송신 기지국 시스템이 유도 코드를 이용하는 정황에 있어서, 시점 j 에서 i 번째 기지국에 의해 송신되는 샘플을 나타낸다. 따라서, i 번째 송신 기지국과 연관된 (치수 "T" 의) 유도 코드의 출력 벡터는 다음과 같다:

.

보다 상세하게는, 정보-포함 심볼 벡터 s(k), …, s(2), s(1) 에 응답하여, 인코더 (201) 는

을 출력한다. 인코더 (201) 의 출력은 모뎀 (202) 에 의해 수신되고, 모뎀 (202) 은 이 심볼로 하여금 i 번째 기지국에서 송신 안테나 (203) 를 통해 송신되도록 한다.

일 실시형태에 있어서, 유도 직교 공간-시간 블록 코드

은 연관된 베이스라인 코드 B 의 엘리먼트의 계통적 변환에 의해 발생된다. 보다 상세하게는, 일 실시형태에 있어서, 베이스라인 OSTBC 의 각 엔트리는 다음 중 하나와 같다: (ⅰ) 값 제로; (ⅱ) k 개의 입력 심볼 중 하나; (ⅲ) 네거티브화된 (negated) k 개의 입력 심볼 중 하나; (ⅳ) 입력 심볼의 복소 켤레; (ⅴ) 입력 심볼의 복소 켤레의 음수. 그러므로, 유도 OSTBC 를 발생시키기 위해서, 초기에

에 대한 m 번째 벡터 입력 s(m) 은 B 에 대한 m 번째 스칼라 입력 (즉, x(m)) 과 쌍을 이룬다. 그런 다음, 아래의 표 1 에 특정된 규칙에 따라 치수 N+L 의 벡터로 B 의 각 엔트리를 대체함으로써, B 로부터

이 발생된다.

전술한 표 1 을 참조하면, 베이스라인 OSTBC 로부터의 유도 OSTBC 의 계통적 구성이 도시되어 있다. 베이스라인 OSTBC 행렬 B 에서의 각 정보-포함 심볼 x(m) 은 유도 코드

에서의 치수 N 의 정보 포함 심볼 s(m) 의 벡터와 연관된다. 유도 행렬

을 구성하기 위해서, 오리지널 OSTBC 행렬 B 의 각 스칼라 엔트리는 전술한 표 1 에 따라 치수 N+L 의 벡터 엔트리로 대체된다. 행렬 F 는 N 개의 행 및 N 개의 열을 갖는 단위 행렬 (unitary matrix) 이다. 행렬 G 는 N+L 개의 행 및 N 개의 열을 갖는다. 변환 프로세스는 입력으로서 치수 N 의 벡터를 취하여, 치수 N+L 의 벡터를 생성하는데, 여기서 출력 벡터의 마지막 N 개의 엔트리는 (동일 순서의) 입력 벡터의 엔트리이고, 출력 벡터의 처음 L 개의 엔트리는 (동일 순서의) 입력 벡터의 마지막 L 개의 엔트리이다. 행렬 U 는

의 형태이고, 여기서

은 치수 N 의 DFT 행렬이고, V 는 도 3 에 도시된 형태를 갖는 N 개의 행 및 N 개의 열을 갖는 행렬이다. 최종적으로, 위첨자 "^*" 및 "^H" 는 각각 엘리먼트-단위 (element-wise) 켤레화 (conjugation) 연산 및 에르미트 (Hermitian) (켤레 전치 (conjugate transpose)) 연산을 나타낸다. 이들 연산에 대한 추가 정보에 대해서는, R. A. Horn 및 C. R. Johnson 의 Matrix Analysis. New York: Cambridge Univ. Press (1994 년) 을 참조하라.

표 1 에 나타낸 바와 같이,

을 발생시키기 위해서 B 의 엘리먼트를 대체하는 치수 N+L 의 모든 벡터는 켤레화 연산 또는 선형 연산을 통해 발생된다. 일 실시형태에 있어서, 이들 변환에서 채택되는 행렬 F 및 U 는, 그 결과로서 생기는 유도 OSTBC 가 원하는 특성을 갖는다고 보증하는 구조를 갖도록 제한된다. 상세하게는, F 는 N 개의 행 및 N 개의 열의 단위 행렬이다. 또한, 행렬 U 는 N 개의 행 및 N 개의 열을 갖고, 이 또한 단위 행렬이다. 또한, 행렬 U 는

의 형태를 갖는데, 여기서

은 N 개의 행 및 N 개의 열을 갖는 DFT 행렬이고, V 는 도 3 에 도시된 형태를 갖는 N 개의 행 및 N 개의 열을 갖는 행렬이고, 각 v_i 는 1 과 동등한 크기를 갖는 복소수이다.

이하, 표 1 에 따라 유도 OSTBC 를 구성하는 방법의 일 실시형태가 주어진다. 먼저, (일부 i 및 j 에 대해) B 의 (i, j) 번째 엔트리가 m 의 일부 값에 대해 x(m) 과 동등한 경우를 고려하라. 이 경우, 일 실시형태에 있어서, 이 엔트리는: 1) 행렬 F 와 벡터 s(m) 을 승산하여, 치수 N 의 중간 벡터 z(m) 을 발생시키고; 2) z(m) 에 대해 L-샘플 순환 프리픽스 (circular prefix) 를 부가하여, 벡터 v(m) 을 생성하고 (즉, 치수 N+L 의 벡터 v(m) 을 발생시키고 (여기서, v(m) 의 처음 L 개의 엔트리는 z(m) 의 마지막 L 개의 엔트리이고, v(m) 의 마지막 N 개의 엔트리는 (동일 순서의) z(m) 의 엔트리임)); 또한 3) (x(m) 과 동등하다고 가정하여) B 의 (i, j) 번째 엔트리를 v(m) 으로 대체함으로써 발생된 치수 N+L 의 벡터 v(m) 으로 대체된다.

다음에, (일부 i 및 j 에 대해) B 의 (i, j) 번째 엔트리가 m 의 일부 값에 대해 x(m) 의 켤레와 동등한 경우를 고려하라. 이 경우, 일 실시형태에 있어서, 이 엔트리는: 1) 행렬 F 의 엘리먼트-단위 복소 켤레인 행렬 F^* 와 벡터 s(m) 의 엘리먼트-단위 복소 켤레를 승산하여, 치수 N 의 중간 벡터 z(m) 을 발생시키고; 2) 행렬 U 의 엘리먼트-단위 복소 켤레인 행렬 U^* 와 중간 벡터 z(m) 을 승산하여, 치수 N 의 중간 벡터 d(m) 을 발생시키고; 3) d(m) 에 대해 L-샘플 순환 프리픽스를 부가하여, 벡터 u(m) 을 생성하고, 즉 치수 N+L 의 벡터 u(m) 을 발생시키고 (여기서, u(m) 의 처음 L 개의 엔트리는 d(m) 의 마지막 L 개의 엔트리이고, u(m) 의 마지막 N 개의 엔트리는 (동일 순서의) d(m) 의 엔트리임); 4) (x(m) 의 복소 켤레와 동등하다고 가정하여) B 의 (i, j) 번째 엔트리를 u(m) 으로 대체함으로써 발생된 치수 N+L 의 벡터 u(m) 으로 대체된다.

유사하게, 표 1 에 따르면, x(m) 의 음수와 동등한 B 의 엔트리는 전술한 구성의 벡터 v(m) 의 음수로 대체되는 한편, x(m) 의 복소 켤레의 음수와 동등한 B 의 엔트리는 전술한 구성의 벡터 u(m) 의 음수로 대체된다. 최종적으로, 제로와 동등한 B 의 각 엔트리는 치수 N+L 의 올제로 (all-zero) 벡터로 대체된다. 그 결과로서 생기는 OSTBC 는 (각 기지국에서) T 시간 슬롯 동안 K (N×k 와 동등함) 개의 스칼라 복소값 정보 포함 심볼을 인코딩하는데, 여기서 T 는 t×(N+L) 과 동등하다. 그 결과, (K/T 와 동등한) 유도 OSTBC 의 레이트는 베이스라인 OSTBC 의 분수 N/(N+L) (즉, N/(N 과 L 의 합)) 이다.

도 4 는 2-송신 기지국 시스템과 함께 이용되는 코드를 발생시키는 특별 경우를 나타내는데, 여기서 각 기지국은 Alamouti 코드를 이용하는 기지국당 단일 송신 안테나를 갖는다. 도 4 를 참조하면, 베이스라인 Alamouti 코드 (전술한 행렬 B 로 묘사됨) 는 2 시간 슬롯 및 2 개의 안테나에 걸쳐 2 개의 심볼 x(1) 및 x(2) 를 코딩한다. 특히, 제 1 시간 슬롯에 있어서, i 번째 안테나 (여기서, i = 1, 2) 는 심볼 x(i) 를 송신하는 한편, 제 2 시간 슬롯에 있어서, 제 1 안테나는 x(2) 의 복소 켤레를 송신하고, 제 2 안테나는 x(1) 의 복소 켤레의 음수를 송신한다. 유도 코드는 전술한 행렬

로 나타낸다. 일 실시형태에 있어서, 시간 슬롯 1 내지 L+N 에서 i 번째 기지국 (여기서, i = 1, 2) 에 의해 송신된 신호 샘플은 다음과 같이 심볼의 i 번째 블록 s(i) 로부터 구성된다: (ⅰ) 단위 변환 F 가 s(i) 에 적용된다; (ⅱ) 출력이 순환 프리픽스에 의해 프리펜딩 (prepending) 된다. 일 실시형태에 있어서, 시점 L+N+1 내지 2×(L+N) 에서 제 1 안테나에 의해 송신된 샘플은 다음과 같이 발생된다: (ⅰ) 벡터 s(2) 의 엘리먼트-단위 켤레에 대해 단위 변환 F 적용; (ⅱ) 그 결과로서 생기는 벡터에 대해 변환 U 적용; (ⅲ) 그 결과로서 생기는 치수 N 의 벡터를 그 L-샘플 순환 프리픽스로 프리펜딩. 시점 L+N+1 내지 2×(L+N) 에서 제 2 안테나에 의해 송신된 샘플은

에 따라 유사하게 구성된다. Alamouti 코드에 대한 추가 정보에 대해서는, S. M. Alamouti 의 "A Simple Transmitter Diversity Scheme for Wireless Communications" (IEEE Journal Selected Areas in Communications, pp. 1451-1458, 1998 년 10 월) 을 참조하라.

도 5 는 각 기지국이 단일 송신 안테나를 사용하는 4 송신 기지국 시스템에 대한 코드 구성을 도시한 도면이다. 베이스라인 코드는 행렬 B 로 도 5 에 도시되어 있고, 이는 최대 레이트의 4 송신 안테나 OSTBC 이다. 연관된 유도 공간-시간 블록 코드는 표 1 에 따라 구성되고, 행렬

로 묘사된다. 도 5 를 참조하면, 베이스라인 OSTBC 행렬 B 는 3/4 심볼/채널 이용의 레이트로 4 개의 샘플/안테나에 대해 3 개의 심볼을 인코딩하고, 연관된 유도 OSTBC

은 3/4 × N/(N+L) 심볼/채널 이용의 레이트로 4×(N+L) 개의 샘플/기지국에 대해 한번에 3×N 개의 심볼을 인코딩한다. 또한, 이 코드는 (예를 들어,

의 열 중 하나를 드롭함으로써) 3 송신-기지국 시스템에 대한 계통적 유도 OSTBC 를 제공한다. 일 실시형태에 있어서, 이 코드는, 각 기지국이 2 개의 송신 안테나를 갖는 2-기지국 시스템의 정황에서 이용된다. 이 경우,

의 열 1 내지 2 는 기지국 중 하나에서의 2 개의 송신 안테나와 연관되고, 열 3 내지 4 는 다른 기지국에서의 2 개의 송신 안테나와 연관된다.

일 실시형태에 있어서, i 번째 기지국에서의 인코딩은 다음과 같이 수행된다. 첫번째로, 인코더는 입력으로서 크기 K (여기서, K 는 N×k 와 동등함) 의 심볼 벡터 s 를 취하는데, 여기서 심볼 벡터는 송신될 정보를 나타내고, 초기 스테이지에서 발생된 것으로 가정된다. 일 실시형태에 있어서, 파일럿 (채널 추정) 단계에 있어서, 채택되는 벡터 s 는 수신기에 공지된 것으로 가정되는 한편, 데이터 송신 단계에 있어서, 벡터 s 는 수신기로 송신될 K 개의 심볼의 세트를 나타내고, 그에 따라 송신기에는 공지되지 않는다. 두번째로, 치수 K 의 벡터 s 는 각각 치수 N 의 k 개의 벡터 s(1), s(2), …, s(k) 로 파티셔닝된다. 세번째로, i 번째 기지국은, 유도 OSTBC

에 따라 발생된 치수 T (여기서, T 는 t×(N+L) 와 동등함) 의 벡터

을 송신하는데, 여기서

은 입력 s(1), s(2), …, s(k) 을 이용하여 발생되는 행렬

의 i 번째 열을 나타낸다.

일 실시형태에 있어서, 인코딩 프로세스는 정규화된 DFT 행렬인 단위 행렬 F 와 시간 반전 행렬 U (즉, Ux 가 x 의 순서-반전 버전을 생성하도록 하는 행렬) 를 이용하여 수행된다. 이 경우, 벡터 GFs(m) 의 송신은 입력 s(m) 에 대한 OFDM 송신에 등가이다. 보다 일반적으로, 송신된 벡터

은 각각 치수 N+L 의 (순차적으로 송신되는) t 개의 벡터의 컬렉션이고, 여기서 각 벡터는 전술한 표 1 에 따라 (치수 N 의) 특정 입력 벡터에 대한 OFDM-타입 동작을 통해 구성된다.

도 6 은 수신기에서 수행되는 심볼 검출 알고리즘의 일 실시형태를 도시한 도면이다. 이 알고리즘은, 저속 가변 플랫 페이딩 채널을 통한 데이터 송신의 경우에, 정보 포함 벡터 s(1), s(2), …, s(k) 의 검출에 손쉽게 적용될 수 있지만, 또한 저속 시변 주파수 선택성 채널을 통한 심볼 검출에도 적용될 수 있다. 일 실시형태에 있어서, 채널은, 채널 페이딩 계수의 정확한 추정치가 (파일럿 추정 단계를 통해) 획득될 수 있도록, 또한 선형 필터 (예를 들어, 송신기에 대해 정합된 SRRC (Square-Root Raised Cosine) 펄스의 펄스-정형 필터) 및 그 다음의 (샘플링 시간이 조정가능한) 보드 레이트 (baud-rate) 샘플러로 구성되는 표준 전단을 수신기가 사용하도록 충분히 저속으로 변하고 있다. 보드 샘플러의 출력에서, 수신기는, 배경 잡음에서 송신된 모든 OSTBC 시퀀스의 응답의 선형 중첩 (linear superposition) 인 이용가능한 샘플의 시퀀스를 갖는다.

이 구성에 의해, (보드-레이트 샘플러의 출력에서 관측되는) 송신 기지국으로부터 수신기로의 채널의 유효 임펄스 응답은 최대 L_δ 샘플 길이와 동등하다. 일 실시형태에 있어서, 상수 L_δ 은, 수신기 전단 필터를 통한 (각 인코더에서 이용된) 펄스-정형 파형의 응답의 (심볼 주기 단위의) "유효" 지속기간에 의해 결정된다. SRRC 펄스-정형 필터 및 수신기 전단 필터가 채택되는 경우, L_δ 의 값은 채택된 롤오프 인자 (roll-off factor) 에 종속하고, 통상적으로 4 와 6 사이에 있다. 또한, 임의의 2 개의 이러한 채널 응답의 임펄스 응답에서의 첫번째 넌제로 샘플은 (가정된 L₀ 의 최대 상대 지연 제약으로 인해) 최대 L₀ 샘플 떨어져 있다. 일 실시형태에 있어서, 채널 추정 단계에 있어서, 채널 페이딩 계수의 추정치와 함께, 송신에서의 상대 지연의 추정치가 먼저 획득된다.

이들 추정치에 기초하여, 도 6 의 수신기는 다음의 동작을 수행한다:

상대 지연 추정치가 주어지는 경우, 블록-심볼 타이밍 기준을 결정하고, 수신된 샘플링 시퀀스를 길이 T 의 블록으로 파티셔닝하라. 일 실시형태에 있어서, 이들 동작은 수신기에서 수행된다: 이들은 타이밍-복구 및 동기화 동작의 일부이다. 개념적으로, 상대 지연이 먼저 추정된다. 이를 위해, 송신 안테나는 수신기에 공지된 파일럿 신호를 통해 발생된 공간-시간 코딩 시퀀스를 송신한다. 수신기는 아날로그 선형 전단 (전단 필터링, 복조 및 샘플링) 을 갖고, 송신된 신호의 정보를 이용하여, 그 샘플링 시간을 추정 및 재조정하는데, 이는 타이밍-복구의 일부인 동작이다. 비동기의 경우에, 각 송신 안테나에 대해 하나씩, 다수의 상대 지연이 추정된다. 그런 다음, 첫번째로 도달하는 송신 신호의 시작으로서 임의의 블록의 시작을 결정함으로써, r 개의 벡터로의 블로킹이 지시된다 (도 6 및 도 10 참조). 이들 상대 타이밍 지연은 시간에 따라 저속으로 변하므로, 이들은 채널 페이딩 계수를 추정하는데 이용되는 표준 파일럿-지원 채널 추정 단계를 통해 추정될 수 있다 (예를 들어, 도 10 에서의 τ(1) 및 τ(2) 는 h(1) 및 h(2) 보다 훨씬 느린 레이트로 변함). 이 처리는 블록 기반으로 수행된다. 변수 r 은, 현재 데이터 블록과 연관되는 치수 T 의 동심 샘플 (concentric sample) 의 수신 벡터를 나타낸다.

분할기 (601) 는, r 을 각각 치수 N+L 의 t 개의 벡터 r(1), r(2), …, r(t) 로 파티셔닝한다, 즉

. 세트 {1, 2, …, t} 에서의 각 정수 m 에 대해, 프리픽스 제거 유닛 (602) 은, 프리픽스 데이터를 제거함으로써, 벡터 r(m) 의 마지막 N 개의 엔트리로서 치수 N 의 벡터 y(m) 를 구성한다. 결합기 (603) 는 치수 Nt (즉, N×t) 의 (복소값) 벡터 y 를 구성한다. 일 실시형태에 있어서, 결합기 (603) 는 모든 y(i) 의 세트, 즉

을 첨부함으로써 이 벡터를 구성한다. 결합기 (604) 는 결합기 (603) 의 출력을 이용하여 치수 2Nt (즉, 2×N×t) 의 실수값 벡터 Y 를 구성한다. 일 실시형태에 있어서, 결합기 (604) 는 y 의 (엘리먼트-단위) 실수부와 y 의 (엘리먼트-단위) 허수부를 연쇄시킨다.

유도 코드 구조, 상대 지연, 및 페이딩 계수의 정보가 주어지는 경우, 수신기는, 실수값 벡터 Y 가 Y = HS + W 의 형태로 표현될 수 있다는 것을 알고 있는데, 여기서 S 는 s 의 (엘리먼트-단위) 실수부 및 s 의 (엘리먼트-단위) 허수부의 연쇄와 동등한 치수 2K (즉, 2×K) 의 실수값 벡터를 나타내고, H 는 2Nt (즉, 2×N×t) 개의 행 및 2K (즉, 2×K) 개의 열을 갖는 실수값 행렬을 나타내는데, 이는 유도 코드 구조, 상대 지연, 및 페이딩 채널 계수의 정보가 주어지는 경우에 수신기에서 손쉽게 구성될 수도 있고, W 는 배경 잡음 및 다른 형태의 간섭을 나타내는 치수 2Nt (즉, 2×N×t) 의 벡터이다. 수신된 신호를 이 형태 (및 그에 따른 행렬 H 의 생성을 포함하여, 결합된 표현) 로 기록하는 것은, 본 발명이 속하는 기술분야에서 잘 알려진 간단한 연산이다.

이 정보를 이용하여, 계산 유닛 (606) 은

을 계산하는데, 여기서 X 는 치수 2K (즉, 2×K) 의 실수값 벡터이다. 파티셔닝 유닛 (607) 은

와 같이 X 를 2 개의 K 치수의 벡터 x_r 및 x_i 로 파티셔닝한다. 그런 다음, 가산기 (608) 는,

와 같이 복소값의 K-치수 벡터 x 를 구성하는데, 여기서 j 는 그 넘버-1 의 제곱근 (square root of the number -1) 을 나타낸다. 변환 유닛 (609) 은 x 를 K 개의 스칼라의 시퀀스로 변환한다. 이는, (치수 K 를 갖는) 벡터 x 로부터 K 개의 스칼라 컴포넌트를 추출함으로써 달성된다. 슬라이서 (610) 는 벡터 x 로부터 추출된 스칼라 각각에 대해 심볼 단위 (엘리먼트-단위) 검출을 수행하여, 통신된 심볼 벡터 s 의 (엘리먼트-단위) 추정치를 결정함으로써, 심볼 추정치 (611) 를 입력한다.

수신기의 일 실시형태에 있어서, (채널 추정 단계를 통해 입수가능한) 수신기에서의 상대 지연의 추정치는 수신기 전단에서의 보드-레이트 샘플러의 샘플링 타이밍을 조정하는데 이용된다. 이러한 조정은 수신기 성능 관점에서 현저한 이점을 가질 수 있다. 예를 들어, 2 기지국 시스템이 이용되고, 수신된 신호들 사이의 상대 지연이 심볼 주기의 "절반" 과 동등한 경우를 고려하라. 보드-레이트 샘플러가 하나의 송신 "후방의" 1/4 샘플이고, 다른 송신 "전방의" 1/4 샘플인 경우에는, 수신기 성능은 개선되며, 잠재적으로 최적화되고, 또한 보드-레이트 샘플러가 하나의 송신과 동기하고, 다른 송신과 동기하지 않는 1/2 샘플인 경우에는, 수신기 성능은 열악한 값을 취한다는 것을 나타낼 수 있다.

또다른 실시형태에 있어서, (도 6 에 도시된 형태의 r-타입 벡터로 파티셔닝되는) 샘플의 보드-레이트 시퀀스는, 수신된 신호를, 선형 전단 필터 (예를 들어, SRRC 필터); M 만큼의 오버샘플 (oversample-by-M) 시스템 (여기서, M 은 1 보다 큰 정수이고, 이 시스템은 심볼 주기당 M 개의 샘플을 유지함); n₀ 샘플만큼의 이산 시간 지연 (discrete-time delay-by-n₀-samples) 시스템 (이 시스템의 출력은 n₀ 샘플만큼 지연된 입력임); M 에 의한 데시메이션 (decimate-by-M) 시스템 (이 시스템은 입력 시퀀스의 모든 M 번째 샘플마다 모두 폐기함으로써 출력을 발생시킴) 을 포함하는 시스템의 캐스캐이드를 통과시킴으로써 발생된다. 이 경우, (파일럿 단계를 통해 수신기에서 입수가능한) 상대 샘플링 시간의 추정치는, 디코더 성능을 최적화하기 위해서 데시메이터 이전에 n₀ 만큼의 지연 시스템에서 (정수) 지연 파라미터 n₀ 을 조정하는데 이용될 수 있다.

2-기지국 실시형태의 일례

도 7 은 다수의 기지국으로부터 모바일 수신기로의 비동기 무선 송신을 도시한 도면이다. 도 7 을 참조하면, 다수의 기지국 (702_1-n) 이 도시되어 있고, 이들 기지국 각각은 모바일 수신기 (703) 와 같은 모바일 수신기와 통신하기 위한 다수의 안테나를 갖는다. 중앙 제어 유닛 (701) 은 기지국 (702_1-n) 에 통신가능하게 연결되어, 기지국 (702_1-n) 을 제어한다.

도 8 은 통상적인 안테나 엘리먼트를 통한 송신을 위해 기지국 (702_1-n) 중 하나가 인코딩하는데 사용하는 OFDM-기반 OSTBC 인코더의 일 실시형태의 블록도이다. 이 실시형태에 있어서, 단위 행렬 F 는 (정규화된) 역 DFT 행렬이다. 도 8 을 참조하면, 인코더는 입력으로서 이 시스템에서 외부 코드에 의해 발생된 샘플, 또는 정보-포함 심볼을 취한다. 인코딩은 크기 K 의 블록으로 수행되는데, 여기서 K 는 k×N 과 동등하다. 직/병렬 변환기 (801) 는 K 개의 심볼의 각 블록을 k 개의 서브블록인 정보 심볼 벡터 s(1), s(2), …, s(k) 로 분할하는데, 그 각각은 N 개의 심볼을 갖는다. 그런 다음, 각 블록은 도 8 에 도시된 바와 같이 주어진 안테나 엘리먼트와 연관된 OSTBC 열에 따라 설정된 스위치 (820_1-k, 821_1-k, 822_1-k 및 823_1-k) 를 사용하여 개별 처리된다. 상세하게는, 스위치 (820₁) 의 설정에 관계없이, 인코더는 N-포인트 IDFT 를 k 서브블록 s(1) 에 적용한다. 스위치 (820₁) 가 하위 경로에 설정되는 경우, 인코더는 행렬 U (803₁) 를 변환된 데이터 상으로 투영한다. 일 실시형태에 있어서, 행렬 U (803₁) 는 시간 반전 행렬이다. 인코더는, 변환된 데이터를 행렬 U (803₁) 상으로 투영한 결과에 대해 엘리먼트-단위 복소 켤레화 (804₁) 를 수행한다. 스위치 (821₁) 는 스위치 (820₁) 와 동일한 경로 (하위 또는 상위) 에 설정된다. 그런 다음, 선택된 (상위 또는 하위) 경로로부터의 결과는, 스위치 (822₁) (및 항상 스위치 (822₁) 와 동일한 경로에 설정되는 스위치 (823₁) 의 상위 경로) 내지 순환 프리픽스 유닛 (806₁) 의 상위 경로, 또는 스위치 (822₁) ~ "네거티브화" 블록 (805₁) 의 하위 경로, 및 스위치 (823₁) 내지 순환 프리픽스 유닛 (806₁) 의 하위 경로 중 어느 하나를 통해 전달된다. "네거티브화" 블록 (805_1-k) 각각은 그 출력에서 치수 N 의 벡터를 생성하는데, 그 i 번째 엔트리 (여기서, i = 1, 2, 3, …, N) 는 입력 벡터의 i 번째 엔트리의 음수와 동등하다. 나머지 정보 심볼 벡터 s(2), …, s(k) 도 유사한 방식으로 처리된다.

순환 프리픽스 유닛 (806_1-k) 은 L-샘플 순환 프리픽스를 삽입하여, N+L 크기의 처리 블록을 생성한다. 처리 이후에, 재순서화 유닛 (807) 은 처리 블록을 재순서화하고, 적절하게 또한 주어진 안테나와 연관되는 유도 공간-시간 블록 코드의 열에 의해 특정된 바와 같이 제로 벡터의 블록을 삽입한다 (그 각각은 치수 N+L 임). 예를 들어, 구현되는 코드가 도 5 에 도시된 유도 코드인 경우 (이 경우, k=3 이고, n=4 임), 행렬의 제 2 열과 연관된 안테나에 대한 재순서화 동작은, 먼저 순환 프리픽스 유닛 (806₂) 의 출력을, 그 다음에 순환 프리픽스 유닛 (806₁) 의 출력을, 그 다음에 N+L 개의 제로 벡터를, 그 다음에 순환 프리픽스 유닛 (806₃) 의 출력을 배치한다. 일 실시형태에 있어서, 도 8 에 도시된 스위치의 위치 및 재순서화 동작은, 주어진 안테나 엘리먼트와 연관되는 OFDM-기반 OSTBC 의 열에 의해 지시된다.

최종적으로, 재순서화/제로 삽입 동작에 의해 발생된 T-샘플 벡터는 병/직렬 변환기 (808) 를 통해 모뎀 (809) 으로 전달되는데, 이 모뎀 (809) 은 본 발명이 속하는 기술분야에서 잘 알려진 방식으로 펄스-정형, 증폭, 및 무선 주파수 (RF) 로의 변조를 수행한다. 그 후에, 모뎀 (809) 은 송신을 위한 데이터를 안테나 엘리먼트 (810) 를 통해 송신한다.

도 9(A) 및 도 9(B) 는 2 개의 기지국에서의 인코더를 도시한 도면이다. 도 9(A) 및 도 9(B) 는, 각각 송신을 위한 단일 안테나 엘리먼트를 갖는 2 개의 기지국으로부터의 송신을 수반하는 방식에서 각 기지국에서의 OFDM-기반 OSTBC 구현을 지원한다. 이 시스템은 입력으로서 한번에 N 개의 (복소값 스칼라) 심볼의 2 개의 블록을 취한다.

도 9(A) 를 참조하면, 인코더는, 치수 "N" 의 정보 심볼 벡터 s(1) 및 s(2) 의 세트를 수신하여 이들을 병렬 형태로 변환하는 직/병렬 변환기 (901) 를 포함한다. N-포인트 IDFT (902) 는 정보 심볼 벡터 s(1) 을 N 개의 심볼로 변환한다. 순환 프리픽스 유닛 (903) 은 N 개의 심볼에 대해 L 비트의 프리픽스를 부가함으로써, 병/직렬 변환기 (908) 로 송신되는 N+L 데이터 세트를 생성하는데, 병/직렬 변환기 (908) 에서 이는 직렬 형태로 변환된다.

N-포인트 IDFT (904) 는 정보 심볼 벡터 s(2) 를 N 개의 심볼로 변환한다. 그런 다음, 투영 유닛 (905) 은 N-포인트 IDFT (904) 변환으로부터 출력된 행렬을 행렬 U 상으로 투영한다. 일 실시형태에 있어서, 행렬 U 는 시간-반전 행렬이다. 켤레화 유닛 (906) 은 투영 유닛 (905) 의 출력에 대해 켤레화 연산을 수행한다. 순환 프리픽스 유닛 (907) 은 켤레화 유닛 (906) 의 켤레화된 출력에 대해 L 개의 심볼의 프리픽스를 부가한다. 순환 프리픽스 유닛 (907) 의 출력은 병/직렬 변환기 (908) 로 입력되는데, 이 병/직렬 변환기 (908) 는 병렬 입력인 데이터를 직렬 형태로 변환한다. 병/직렬 변환기 (908) 의 출력은 모뎀 (909) 으로 송신되고, 이 모뎀 (909) 은 데이터로 하여금 안테나 (910) 를 통해 송신되도록 한다.

도 9(B) 에, 제 2 기지국에서의 인코더가 도시되어 있다. 도 9(B) 를 참조하면, 인코더는, 치수 "N" 의 정보 심볼 벡터 세트를 수신하여 이들을 병렬 형태로 변환하는 직/병렬 변환기 (911) 를 포함한다. N-포인트 IDFT (912) 는 정보 심볼 벡터 s(2) 를 N 개의 심볼로 변환한다. 순환 프리픽스 유닛 (913) 은 N 개의 심볼에 대해 L 비트의 프리픽스를 부가함으로써, 병/직렬 변환기 (918) 로 송신되는 N+L 데이터 세트를 생성하는데, 병/직렬 변환기 (918) 에서 이는 직렬 형태로 변환된다.

N-포인트 IDFT (914) 는 정보 심볼 벡터 s(1) 을 N 개의 심볼로 변환한다. 그런 다음, 투영 유닛 (915) 은 N-포인트 IDFT (914) 로부터 출력된 행렬을 행렬 U 상으로 투영한다. 일 실시형태에 있어서, 행렬 U 는 시간-반전 행렬이다. 켤레화 유닛 (916) 은 투영 유닛 (915) 의 출력에 대해 켤레화 연산을 수행한다. 순환 프리픽스 유닛 (917) 은 켤레화 유닛 (916) 의 켤레화된 출력에 대해 L 개의 심볼의 프리픽스를 부가한다. 순환 프리픽스 유닛 (917) 의 출력은 병/직렬 변환기 (918) 로 입력되는데, 이 병/직렬 변환기 (918) 는 병렬 입력인 데이터를 직렬 형태로 변환한다. 병/직렬 변환기 (918) 의 출력은 모뎀 (919) 으로 송신되고, 이 모뎀 (919) 은 데이터로 하여금 안테나 (920) 를 통해 송신되도록 한다.

도 10 은 OFDM-기반 유도 OSTBC 를 이용하는 수신기의 전단의 일 실시형태의 블록도이다. 수신기의 동작은 간단하다 (즉, 타이밍/동기화 이슈가 존재하지 않는다).

도 10 을 참조하면, 스플리터 (1001) 는, 치수 K 의 정보-포함 벡터 s 의 송신과 연관된 T 개의 연속적인 샘플의 T-샘플 블록을 수신하여, 이를 치수 N+L 의 2 개의 벡터 r(1) 및 r(2) 로 분할한다. 일 실시형태에 있어서, T-샘플 블록은 보드-레이트 샘플러로부터 출력된다. 프리픽스 폐기 유닛 (1002 및 1003) 은 각각 벡터 r(1) 및 r(2) 각각으로부터 L-샘플 프리픽스를 제거하여, 치수 N 의 벡터 y(1) 및 y(2) 를 야기시킨다. y(m) 의 i 번째 엔트리가 r(m) 의 "L+i" 번째 엔트리와 동등하다는 것에 주목하라.

N-포인트 DFT 유닛 (1005) 은 벡터 y(1) 에 N-포인트 DFT 를 적용하고, 그 결과를 승산기 (1015 및 1016) 로 송신한다. 켤레화 유닛 (1004) 은 벡터 y(2) 에 대해 켤레화를 수행한다. 벡터 y(2) 의 켤레는 유닛 (1006) 에 의해 행렬 U^H 상으로 투영된다. N-포인트 DFT 유닛 (1007) 은 유닛 (1006) 으로부터의 벡터 결과에 N-포인트 DFT 를 적용하고, 그 결과를 승산기 (1014 및 1018) 로 송신한다.

안테나 1 로부터의 신호와 연관된 상대 지연 (추정치) 은 상대-지연 응답 필터 (1008) 의 임펄스 응답에서 샘플 (벡터) 을 결정하는데 이용된다. 그 결과로서 생기는 벡터 신호는 제 1 채널과 연관된 스케일링 페이딩 계수 (추정치) h(1) 에 의해 엘리먼트-단위로 스케일링된다. N-포인트 DFT 유닛 (1009) 에 의해 그 결과에 N-포인트 DFT 가 적용된다. N-포인트 DFT 유닛 (1009) 의 출력은 켤레화 유닛 (1030) 및 승산기 (1014) 에 대한 입력이다. 켤레화 유닛 (1030) 은 그 켤레를 결정하여, 이를 승산기 (1015) 로 출력한다.

승산기 (1014 및 1015) 의 출력은 가산기 (1017 및 1019) 중 하나의 입력으로 송신된다.

안테나 2 로부터의 신호와 연관된 상대 지연 (추정치) 은 상대-지연 응답 필터 (1011) 의 임펄스 응답에서 샘플 (벡터) 을 결정하는데 이용된다. 그 결과로서 생기는 벡터 신호는 제 2 채널과 연관된 스케일링 페이딩 계수 (추정치) h(2) 에 의해 엘리먼트-단위로 스케일링된다. N-포인트 DFT 유닛 (1012) 에 의해 그 결과에 N-포인트 DFT 가 적용된다. N-포인트 DFT 유닛 (1012) 의 출력은 켤레화 유닛 (1013) 및 승산기 (1016) 에 대한 입력이다. 켤레화 유닛 (1013) 은 그 켤레를 결정하여, 이를 승산기 (1018) 로 출력한다.

승산기 (1016 및 1018) 의 출력은 가산기 (1017 및 1019) 중 하나의 입력으로 송신된다.

가산기 (1017) 는 승산기 (1014) 의 출력으로부터 승산기 (1016) 의 출력을 감산한다. 가산기 (1019) 는 승산기 (1018) 의 출력에 대해 승산기 (1015) 의 출력을 가산한다.

각 가산기 모듈 (1017 및 1019) 에 대한 (2 개의) 입력은 치수 N 의 벡터이다. 출력은 엘리먼트-단위 합 벡터, 즉 치수 N 의 벡터인데, 여기서 각 엔트리는 입력 벡터의 연관된 엔트리의 합이다. 유사하게, 각 승산기에 대한 (2 개의) 입력도 치수 N 의 벡터이다. 출력은 엘리먼트-단위 곱 벡터, 즉 치수 N 의 벡터인데, 여기서 각 엔트리는 입력 벡터의 연관된 엔트리의 곱이다. 최종적으로, 각 스칼라 심볼 기반 검출 모듈 (1020 및 1021) 은 입력으로서 치수 N 의 벡터를 취하여, 치수 N 의 검출된 심볼의 벡터 (모듈 # 에 종속하여, s(1) 또는 s(2) 중 어느 하나) 를 생성한다. 보다 상세하게는, 심볼 기반 검출 모듈 (1020 및 1021) 은 각 경우에 검출된 벡터 (s(1) 또는 s(2) 중 어느 하나) 의 i 번째 엘리먼트를 검출하는데, 이는 입력 벡터 (모듈에 대한 입력) 의 i 번째 엘리먼트에만 기초하여 검출된다.

본 발명의 실시형태의 다수의 이점이 존재한다. 예시적인 리스트는 다음을 포함한다. 첫번째로, 도달의 어떠한 상대 지연도 L₀×심볼 시그널링 주기의 최대 허용가능한 값을 초과하지 않는 경우, 송신 기지국들 사이의 상대 지연의 임의의 세트에 대해, 이들 방식은 최대 "송신 기지국" 다이버시티를 제공한다. 두번째로, 기본적인 베이스라인 동기 직교 디자인과 비교하여 이들 방식에 의해 코딩 이득에서의 작은 손실만이 존재하는데, 여기서 손실은 N 과 L 의 값, 상이한 기지국으로부터의 신호의 도달에서의 상대 지연, 및 수신기에서의 상대 샘플링 타이밍에 종속한다. 세번째로, 인코딩된 심볼의 개수 및 최대 허용가능한 상대 지연에 지수적인 복잡도를 갖는 비동기 공간-시간 코드에 대한 다른 기존의 디자인과 달리, 이들 기술은 고-신뢰성의 심볼 기반 디코딩을 허용한다. 상세하게는, 심볼 블로킹 인수 N 이 채택되는 경우, 디코딩 복잡도는 최대 N 및 k 에 2 차 (quadratic) 이고 (여기서, k 는 송신 기지국의 개수를 나타냄), 최대 상대 지연 인수 L₀ 에 독립적이다. 또한, 특정 변조 방식에 대해 맞춤화된 다른 기존의 디자인과 달리, 제안된 기술은, 예를 들어 BPSK, QPSK, QAM 및 M-PSK 를 포함하여 임의의 실수값 또는 복소값 변조 방식에 적용가능하지만, 이에 제한되지는 않는다.

본 발명의 다수의 변경 및 변형은 전술한 설명을 판독한 이후에 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명하게 된다는 것은 의심할 바 없지만, 예시로서 기재 및 설명된 임의의 특정 실시형태는 결코 제한으로서 의도되어서는 안 된다는 것이 이해되어야 한다. 그러므로, 각종 실시형태의 상세에 대한 참조는, 본 발명에 대해 본질적인 것으로서 간주되는 특징만을 기술하는 특허청구범위의 범위를 제한하는 것으로서 의도되지 않는다.

Claims

하나 이상의 단말기들; 및

직교 공간-시간 블록 코드들을 이용하여 상기 하나 이상의 단말기들로 정보-포함 신호들을 무선 통신하는 적어도 2 개의 기지국들을 포함하는, 무선 통신 시스템.
다수의 기지국들에서 직교 공간-시간 블록 코드들로 정보-포함 신호들의 세트를 복수회 인코딩하는 단계; 및

상기 인코딩된 정보-포함 신호들을 하나 이상의 단말기들로 무선 송신하는 단계를 포함하는, 방법.
병렬로 정보 심볼 벡터들을 제공하는 입력;

상기 입력에 연결되며, 직교 공간-시간 블록 코드들을 이용하여 병렬로 상기 정보 심볼 벡터들을 인코딩하는 다수의 처리 경로들을 갖는 인코더; 및

병렬로 수신된 상기 다수의 처리 경로들의 출력을 직렬 형태로 변환하는 병/직렬 변환기를 포함하는, 송신기.
수신기에서, 목적지에서 복수의 기지국들로부터 직교 공간-시간 블록 코드들을 이용하여 인코딩된 정보 포함 심볼들의 다수의 세트들을 수신하는 단계로서, 상 기 다수의 세트들은 상기 복수의 기지국들 각각으로부터 동일한, 상기 수신 단계; 및

상기 다수의 세트들의 수신이 동시에 발생하지 않을 지라도, 상기 다수의 세트들을 디코딩하고, 상기 디코딩의 결과들을 모아, 상기 정보 포함 심볼들을 획득하는 단계를 포함하는, 방법.