KR20080096792A - 전자 컨버터들을 위한 보호 장치, 관련 컨버터 및 방법 - Google Patents

전자 컨버터들을 위한 보호 장치, 관련 컨버터 및 방법 Download PDF

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Abstract

전자 컨버터를 보호하기 위한, 예를들어 할로겐 램프들용 장치는 출력(Vo)뿐 아니라 상기 컨버터에 인가된 부하를 가리키는 제 1 입력 신호(Vi(P)) 및 상기 컨버터의 온도를 가리키는 제 2 입력 신호(Vref(T°))를 수신하기 위한 비인버팅(14) 및 인버팅(12) 입력들을 가진 비교기(10)를 포함한다. 비교기(10)는 히스테리시스를 가진 입력-출력 특성을 구비한 비인버팅 슈미트-트리거 구성을 가진다. 결과적으로, 출력(Vo)은 제 1 입력 신호(Vi(P))가 제 1 임계값(VT1)을 초과할 때 전자 컨버터를 스위칭 오프하기 위하여 제 1 값(Vo1)으로부터 제 2 값(Voh)로 스위칭된다. 출력(Vo)은 제 1 입력 신호(Vi(P))가 제 2 임계값(VT2) 아래로 떨어질 때 전자 컨버터를 재시작시키기 위하여 제 2 값(Voh)으로부터 제 1 값(Vo1)으로 다시 스위칭된다. 제 2 임계값(VT2)은 제 1 임계값(VT1)보다 낮고, 양쪽 임계값들(VT1,VT2)은 컨버터의 온도를 가리키는 신호(Vref(T°))의 함수이다. 따라서 컨버터는 양쪽 전류 과부하들 및 온도 과부하에 대해 보호된다.

Description

전자 컨버터들을 위한 보호 장치, 관련 컨버터 및 방법{A PROTECTION DEVICE FOR ELECTRONIC CONVERTERS, RELATED CONVERTER AND METHOD}
본 발명은 전자 컨버터들용 보호 장치들에 관한 것이고 할로겐 램프들용 AC/DC 컨버터들과 관련하여 사용되는데 특정 관심을 가지고 개발되었다.
전자 컨버터들이 기준(norms) 및 표준들에 적당하게 순응하도록, 안전성은 비정상적인 작업 조건들에서도, 즉 출력에 인가된 공칭 값보다 높은 전류 부하 또는 설계자에 의해 추천된 최대 온도보다 높은 주변 온도에서도 보전되어야 한다. 부가적으로, 일단 비정상 작업 조건이 종료되면 컨버터를 재시작하는 것은 바람직한 특징이다.
전자 컨버터들을 위하여 채택된 공통적인 토포로지 배열은 브리지 정류로부터 발생하는 출력 전압이 직접 공급되는 자동 발진 하프브리지이다. 예를들어 50Hz 메인 전압의 경우, 브리지 정류기로부터 출력 전압은 100Hz 펄스 전압일 것이다. 자동 발진은 공급 전압의 각각의 제로 포인트에서 중단되고, 회로 엘리먼트는 하프 브리지를 주기적으로 재점화하여야 한다. 이것은 통상적으로 점화 캐패시터에 의해 얻어진다; 캐패시터는 상기 캐패시터 전압이 다이악의 게이트 임계값에 도달하고 따라서 형성된 방전으로 인해 자동 발진이 하프 브리지의 (재)시작을 유도 할 때까지 방전된다.
상기 컨버터들을 위해 지금까지 제안된 대부분의 과부하/과온도 보호 장치들은 점화 캐패시터와 병렬로 로우(low) 임피던스 경로를 포함하므로, 하프 브리지의 점화는 불가능하게 된다. 이런 종류의 해결책은 컨버터에 AC 전압이 공급될 때만 적당하게 동작할 수 있다. DC 공급 전압의 존재시 하프 브리지의 점화는 제 1 시간 동안 컨버터가 공급될 때만 필요하고; 그 후, 점화 캐패시터를 통한 전압은 다이악의 임계값 아래 임의의 레벨로 유지될 수 있다. 이런 방식으로, 점화 캐패시터와 병렬로 로우 임피던스 경로의 존재는 컨버터의 동작에 영향을 주지 못한다. 이것은 만약 컨버터에 DC 전압이 공급되면, 보호 장치가 올바르게 동작하지 못하고 요구된 바와 같이 안전성을 보장할 수 없다는 것을 의미한다.
따라서 종래 기술의 다수의 과부하/과온도 보호 장치들은 두 개의 다른 독립적인 스테이지들을 포함한다. 이전의 스테이지는 열 감지 구성요소(예를들어, PTC 또는 NTC 같은 열 저항기)를 포함하고 열 감지 구성요소에 의해 검출된 온도의 함수로서 점화 캐패시터(유일하게)에 작용한다. 이후의 스테이지는 전류 과부하들에 대한 보호에만 사용되고 회로의 특정 전기 신호들의 특정 포인트(들)에서 과부하 조건을 가리키지만 일반적으로 온도와 무관한 신호들을 검출하고; 또한 이후의 스테이지는 마지막으로 점화 캐패시터에 작용한다.
본 발명의 목적은 상기에 묘사된 단점들 및 약점들을 극복하는 개선된 과부하/과온도 보호 장치를 제공하는 것이다.
본 발명에 따라, 상기 목적은 하기 청구항들에 나타난 특징들을 가진 보호 장치에 의해 달성된다. 본 발명은 또한 관련 컨버터 및 관련 방법에 관한 것이다. 청구항들은 여기에 제공된 본 발명의 명세서의 일체 부분이다.
여기에 기술된 상기 보호 장치의 바람직한 실시예는 12V 할로겐 램프들에 인가되는 고주파 절연 저압 신호를 제공하는 AC/AC 또는 DC/AC 컨버터이다.
여기에 기술된 보호 장치는 전력 과부하가 그 출력에 인가될 때(예를들어, 잘못된 설치로 인해), 또는 주변 온도가 동작을 위하여 추천된 최대 레벨보다 높은 레벨에 도달할 때 바람직하지 않은 전자 제어 기어(ECG)의 액티브 구성요소들이 고온에 도달하는 것을 방지한다.
여기에 기술된 보호 장치는 또한 컨버터에 DC 전압이 공급되고 추가로 과부하 및 과온도 양쪽을 보호하기 위한 통합 해결책을 제공할 때 동작한다.
여기에 기술된 보호 장치는 컨버터의 출력에 제공되는 온도 및 부하에 관련된 정보를 결합하고 구성요소들을 작동시키고, 예를들어 하프 브리지의 발진을 정지시키기 위하여 제공되는 신호를 생성한다; AC 공급부 및 DC 공급부 양쪽의 존재시.
본 발명은 도면들을 참조하여 예로서만 지금 기술될 것이다.
도 1은 여기에 기술된 장치에 바탕이 되는 기본 원리의 블록도이다.
도 2는 도 1에 도시된 장치의 동작을 도시하는 도면이다.
도 3은 여기에 기술된 장치를 통합한 컨버터의 일반적인 블록도이다.
도 4 및 5는 여기에 기술된 장치의 가능한 실시예의 특정 항목들을 도시한다.
도 1의 블록도는 여기에 기술된 장치의 "핵심"을 나타낸다. 이것은 필수적으로 비인버팅 슈미트-트리거 구성에 사용되는 비교기(10)를 포함한다.
이런 예시적인 경우, 인버팅 입력(12)은 연속적인 온도 종속 전압 형태의 신호(Vref(T°))를 수신한다. 바람직하게 Vref(T°)는 온도가 증가할 때 감소하는 신호(다음에 보다 잘 기술된 것처럼 형성됨)로서 선택된다.
유사하게, 도시된 예시적인 경우에서, 비인버팅 입력(14)은 연관된 컨버터 회로의 출력에서 부하를 나타내는 연속적인 전압 형태의 신호(Vi(P))(다음에 보다 상세히 기술된 것처럼 형성됨), 및 따라서 전력을 수신한다 - 도 1에 도시되지 않음.
특히, 부하 종속 신호(Vi(P))는 저항기(R1)를 통하여 비교기(10)의 비인버팅 입력(14)에 인가된다. 비교기(10)의 비인버팅 입력(14)에는 다이오드(Do)와 병렬로 접속된 정전압 소스(Vb)를 포함하는 회로에 직렬 접속된 다른 저항기(R2)가 접속된다. 소스(Vb)의 양의 단자 및 다이오드(Do)의 캐소드는 비교기(10)의 출력에 접속되고 여기서 출력 전압(Vo)은 제공된다. 바람직하게, 비교기(10)에는 이중 공급부 +/- Vcc보다 얻기 쉬운 단일 공급 전압(Vcc)에 의해 전력이 인가된다.
도 2의 도면에 도시된 바와 같이, 비교기(10)로부터의 출력 전압(Vo)(세로 좌표 스케일)은 통상적으로 0.5V인 로우 레벨(Vo1), 및 통상적으로 Vcc-1.5V인 하 이 레벨(Voh) 사이에서 가변하는 두 개의 레벨 신호이다. 특히, 도 2의 도면은 부하 종속 신호(Vi(P))(가로 좌표 스케일)의 함수로서 도 1의 회로의 입력-출력 특성을 도시한다. 예를들어, 하나는 예를들어 연관된 컨버터의 출력에서 전력에 비례한다(필수적으로 직접적이지 않음).
도 2의 도면은 통상적인 히스테리시스 사이클을 도시한다: Vi(P)에 대한 특정 상부 제한(VT1)보다 높을 때(즉, 너무 높은 출력 전력), 출력 전압(Vo)은 하이 레벨(Voh)로 진행한다. 그 다음 출력 전압(Vo)은 신호(Vi(P))이 Vi(P)에 대해 다른 로우 값(VT2) 아래로 진행할 때 로우 레벨(Vo1)로 리턴할 것이다.
출력 신호(Vo)는 연관된 컨버터의 하프 브리지를 정지시키기 위하여 사용될 수 있다. 특히, 하이 레벨(Voh)에 도달할 때(연관된 컨버터로부터의 출력 전력이 너무 높게 되기 때문에), Vo는 컨버터의 동작을 정지하고 - 여기에 상세하게 기술되지 않는 공지된 수단에 의해 -, 출력 전력의 부재로 인해 Vi(P)가 감소하여 값(VT2) 아래로 떨어질 때까지 이런 상태(즉, Vo=Voh)를 유지한다. 이런 시점에서, 컨버터는 로우 레벨(Vo1)에서 Vo에 의해 재시작된다.
과부하의 존재는 예를들어 비정상적인 조건의 존재를 가리키는 하이 레벨(Voh)에 도달하는 Vo에 의해 조장된 램프의 플래싱(flashing)에 의해 사용자에게 디스플레이될 수 있다.
도 1에 도시된 장치의 동작은 또한 온도-종속 신호 Vref(T°)에 의해 지시된다.
실제로, 도 1에 도시된 장치의 회로 분석은 VT1에 대한 값이 하기와 같이 표 현될 수 있다는 것을 나타낸다:
Figure 112008059967211-PCT00001
.
여기서
Figure 112008059967211-PCT00002
은 순방향 전압, 즉 다이오드가 도전하도록 Vo=Vo1일 때 다이오드(Do) 양단 전압이다. 이런 전압은 비교기(10)의 출력 전류와 반대 방향을 가진다.
유사하게, 도 1에 도시된 장치의 회로 분석은 VT2에 대한 값이 하기와 같이 표현되는 것을 나타낸다:
Figure 112008059967211-PCT00003
.
Vb의 기여는 지금 명백하고, 여기서 Vb는 차(VOH-Vb)를 매우 작게 만들도록 조절될 수 있으므로, VT2가 음이 되거나 영에 너무 근접하는 것을 방지한다. 그렇지 않으면, 생성기(Vb)는 회로에 제공된 통상적인 전압들로 인해, 임계값(VT2)이 결코 음이 되지 않는 것을 보장하고; 그 경우, 컨버터의 재점화는 불가능하게 된다.
상기에 제공된 두 개의 방정식들은 히스테리시스 사이클의 "위치"가 직접 온도 종속 신호의 값, 즉 Vref(T°)에 의존하고, 반면 차(
Figure 112008059967211-PCT00004
)인 히스테리시스 사이클의 " 폭"이 Vb 및
Figure 112008059967211-PCT00005
에 작용함으로써 조절될 수 있다는 것을 보다 명확하게 한다.
상기는 다수의 기본적인 요소들을 강조한다.
제 1 측면에서, 상기된 보호 장치는 신호(Vi(P))의 존재 및 작용으로 인해 과부하(즉, 과전류) 보호 기능을 수행하기 위하여 제공된다: 만약 부하가 너무 높게 되면, Vi(P)의 증가를 보장하는 것은 Vo가 Voh로 진행하게 하여, 컨버터의 동작 불연속을 발생시킨다.
제 2 측면에서, 상기 보호 장치는 신호(Vref(T°))의 존재 및 작용으로 인한 열(즉, 과온도) 보호 기능을 실행하기 위하여 제공된다: 만약 온도가 너무 높으면, Vref(T°)의 감소를 보장하는 것은 Vo가 Voh로 진행하게 하여, 다시 컨버터의 동작 불연속을 발생시키고(VT1<Vi(P)로 인해), 이에 따라 컨버터는 과온도 동안 스위치 오프될 수 있다. 그 후, Vi(P)는 일정한 특정 시간 로우로 진행하고 컨버터는 재시작될 수 있다. 만약 온도가 여전히 너무 높으면, 컨버터는 다시 셧다운되기 전에 짧은 시간 동안만 작동할 것이다.
상기된 어느 경우에서나, 비정상적인 조건의 발생은 예를들어 명멸/플래싱 광에 의해 사용자에게 전달될 수 있다.
다른 측면으로서, 온도의 증가가 VT1 및 VT2 모두를 감소시킬 수 있어서, 온도다 높아질수록, Vo를 하이 라벨(Voh)로 진행시키는 Vi(P)의 값은 작아진다. 따라서 과부하 보호를 위한 상부 동작 제한은 온도가 증가할 때 감소한다; 이런 상호 종속성은 상기 장치내의 구성요소들의 온도가 결코 너무 높은 값들에 도달하지 못 하는 것을 보장한다.
도 3은 전력 소스(20)(예를들어, 메인 전압)로부터 유발된 전기 전력을 라인 필터(22) 및 하프 브리지 정류기(24)를 통하여 트랜스포머(Tr)의 이차 권선에 접속된 광 소스(26)에 공급하는 컨버터의 구조내의 상기된 보호 장치의 가능한 애플리케이션을 도시한다. 소스(26)는 예를들어 하나 또는 그 이상의 할로겐 램프들, 형광 램프들, 높은 플럭스 LED들 또는 등등을 포함할 수 있다.
상기 측면에서, 당업자는 여기에 기술된 장치가 하프브리지 토포로지를 바탕으로 임의의 스위칭 컨버터와 관련하여 사용하기 위하여 제공되는 것을 인식할 것이다. 당업자는 또한 상기된 보호 장치에 관련한 항목들 및 다음에 언급되는 몇몇 특정 포인트들과 별개로, 도 3의 블록도가 일반적으로 종래 기술로부터 자체적으로 공지된 컨버터 레이아웃들에 대응하는 것을 인식할 것이고, 여기에서 보다 상세한 설명을 제공할 필요가 없게 된다.
요약하여, 성극 인덕턴스(Lc)를 가진 트랜스포머(Tr)의 일차 권선은 하프 브리지 장치를 통하여 구동되고, 상기 하프브리지 장치는:
- 연관된 게이트 인덕턴스(La,Lb)를 각각 가진 두 개의 전자 스위치들(예를들어, MOSFET들 또는 BJT들)(Ta,Tb), 및
- 연관된 보호 다이오드(Da,Db)를 각각 가지는 두 개의 캐패시터들(Ca,Cb)을 포함한다.
두 개의 전자 스위치들(Ta,Tb)은 연관된 다이악(30)을 가진 제어 회로(38)에 의해 선택적으로 스위치 온 및 오프된다. 필수적으로, 다이악(30)은 전자 스위치 들(Ta,Tb)의 게이트들 및 전압 분할기의 중간 포인트 사이에 배치되고, 상기 전압 분할기는:
- 정류기(24)의 출력에 접속된 "하이" 저항기(Rs), 및
- 스위치(Td2)를 통하여 접지에 접속할 수 있는 "로우" 레지스터(Rd1)를 포함하고, 캐패시터(Cs)는 저항기(Rd1)에 병렬로 접속된다.
다른 저항기(Rd2)는 전자 스위치(Tb)의 게이트에 접속되고; 저항기(Rd2)는 스위치(Td1)를 통하여 접지에 접속되기 위하여 제공된다. 저항기(Rds)는 필수적으로 MOSFET 또는 BJT 같은 각각의 액티브 구성요소가 그 출력에 나타나는 자연 저항을 나타낸다.
양쪽 스위치들(Td1 및 Td2)은 비교기(10)의 출력 전압(Vo)에 의해 구동되고, 보호 다이오드(D2)(점선으로 도시됨)는 바람직하게 제공되고 상기 보호 다이오드의 애노드가 비교기(10)의 출력 전압(Vo)에 접속되고 상기 보호 다이오드의 캐소드가 제어 회로(38)에 접속된다.
바람직하게 스위치(Td1)는 도 3에 도시되지 않은 스위치 오프 지연 회로를 통하여 전압(Vo)에 의해 구동된다. 스위치 오프 지연 회로는 스위치(Td1)의 구동 단자에 접속된 캐패시터에 의해 구현될 수 있다. 게다가, 스위치(Td1)는 다이오드에 병렬로 접속된 레지스터를 통하여 Vo에 의해 구동된다. 다이오드는 Td1 및 레지스터의 빠른 스위치 온을 허용하고 캐패시터는 Td1이 특정 시간 양 동안 스위칭 온되게 유지한다. 스위치 오프 지연 회로는 선택적이고 셧다운이 발생할 때 하프 브리지가 의사 발진하는 것을 방지한다.
구성요소들(10,R1,R2 및 Dz)은 Vo가 검출된 이상 전류 및/또는 온도 부하로 인해 값(Voh)에 도달할 때 출력(Vo)이 컨버터를 비활성화하기 위하여 사용되는 도 1 및 2와 관련하여 이전에 기술된 회로를 형성한다.
도 3에서 도 1의 전압 소스(Vb) 및 다이오드(Do)의 병렬 접속(파라미터 Vb 및 이와 관련된
Figure 112008059967211-PCT00006
의 중요성을 강조하기 위한 독립된 구성요소로 제공됨)은 비교기(10)의 출력에 접속된 캐소드를 가진 제너 다이오드(VZ) 형태로 간단히 표현되었다. 상기 제어 다이오드(VZ)는 실제로 전압 소스(Vb)(Vb는 제너 다이오드의 애벌런치 전압임)의 병렬 접속과 등가물로서 고려될 수 있고 다이오드(Do)는
Figure 112008059967211-PCT00007
과 동일한 순방향 전압을 가진다.
구성요소들(Rs,Cs) 및 다이악(30)에 의해 형성된 회로는 공급 전압의 각각의 영의 포인트에서 하프 브리지의 점화를 허용한다.
Ca 및 Cb 사이의 중간 포인트에는 하이(발진) 주파수 리플이 그 위에 중첩된 DC 전압이 있고, 상기 하이 주파수 리플의 크기는 컨버터 출력에 인가된 부하에 따른다.
이런 종속성은 비교기(10)의 비인버팅 입력을 공급하기 위한 부하 종속 신호(Vi(P))를 생성하기 위하여 사용된다. 연관된 감지 장치는 다이오드(Da)와 병렬로 접속된 제 1 저항기(Ra1) 외에, 트랜스포머(Tr)의 이차 권선에 접속된 캐패시터(Cd) 플러스 필수적으로 캐패시터(Cd) 및 접지 사이에 배치된 전압 분할기를 포함하는 두 개의 저항기들(Ra2 및 Rb)로 구성된 네트워크를 포함한다.
저항기(Ra1)의 기능은 이 명세서의 마지막 부분에 상세히 설명될 것이다.
Ra2 및 Rb의 값들은 특성 주파수
Figure 112008059967211-PCT00008
가 하프 브리지 장치상에 부과된 가장 낮은 발진 주파수보다 많이 낮지만, 정류된 메인 전압(예를들어, 100-120 Hz)의 통상적인 주파수보다 일반적으로 높게 선택되어, Ra2 및 Rb를 통과하여 나타나는 전압은 저주파 메인 전압의 임의의 영향 없이 캐패시터들(Ca 및 Cb) 사이의 중간에 제공되는 리플 만을 가리킨다.
저항기들(Ra2 및 Rb)로 구성된 전압 분할기는 이런 리플 신호를 스케일(scale)하고 상기 리플 신호를 저항기(Rc)를 통하여 RC 네트워크를 로딩하는 다이오드(Dp)를 포함하는 준 피크 검출기 네트워크에 공급한다. RC 네트워크는 검출기의 충전 및 방전 시간 상수들을 함께 정의하는 캐패시터(Cp) 및 저항기(Rd)의 병렬 접속을 포함한다.
결과적으로, 캐패시터(Cp) 양단 연속 전압은 컨버터 출력(즉, 트랜스포머 Tr)에 인가된 부하를 (실제로, 비례적으로) 나타낸다.
전압 추종기(즉, 임피던스 분리기)로서 작용하는 op 앰프(32)는 비교기(10)에 인가된 신호(Vi(P))로서 상기 신호를 전달하기 위하여 사용된다.
공급 전압(Vcc) 및 접지 사이에 배치된 다른 전압 분할기는 온도의 증가와 함께 감소하는 온도 종속 신호(Vref(T°))를 형성하기 위하여 R4에 병렬의 NTC(음의 온도 계수) 저항기 - 실선으로 도시됨 - 및/또는 R3에 병렬의 PTC(양의 온도 계수) 저항기 - 점선으로 도시됨 -를 가진 두 개의 저항기들(R3 및 R4)을 포함한다.
이런 특정 장치는 현재 온도의 함수로서 가변하는 온도-종속 신호(Vref(T°))를 형성하기 위하여 다수의 가능한 다른 장치들에 비해 바람직하고, 이들 가능한 대안 장치들은 온도 증가와 함께 증가하는 신호들을 형성하기 위하여 제공된다.
NTC 및/또는 PTC 저항기들과 병렬의 고정된 저항기들(R3 및 R4)은 NTC/PTC 저항기들의 열적 전압/온도 특성들을 선형화하고 허용오차들을 완화하기 위하여 의도된다.
도 3의 도면에서, 비교기(10)의 출력으로부터 스위치들(Td1 및 Td2)로 접속은 추구된 보호가 컨버터의 AC 공급부의 존재시에만 또는 DC 공급부의 존재에도 각각 동작될 수 있는지 여부에 따라 이들 접속들이 선택적으로 제공될 수 있는 것을 가리키기 위하여 점선으로 도시된다.
도시된 바와 같이, 저항기(Rd2)(및 Rd1)는 MOSFET 또는 BJT 같은 액티브 구성요소가 그 출력에 나타나는 자연 저항을 가리킨다. 이런 상세한 설명에 대한 도입부에서 기술된 바와 같이, 만약 로우 저항 경로가 캐패시터(Cs)에 대해 병렬로 제공되면, 하프 브리지는 공급 전압의 영 전압 이후 다시 점화될 수 없으므로, 컨버터는 정지된다.
이것은 DC 동작의 경우 적용되지 않고 로우 임피던스 경로는 예를들어 스위칭 온, 즉 스위치(Td1)를 폐쇄함으로써 "로우 측" 스위치의 베이스 및 이미터에 병렬로 생성된다.
바람직하게, 임피던스는 다이악(30) 및/또는 인덕터(Lb)로부터 발생하는 모든 전류가 과열로 인한 계속적인 자기 파괴 위험성을 가지는, 예를들어 MOSFET 또 는 BJT(Tb)의 바람직한 구동으로 인한 하프 브리지의 연속적인 동작으로 인해 Tb의 바람직하지 않은 재점화 또는 하프 브리지의 오기능을 방지하기 위하여 저항기(Rd2)를 통하여 흐르도록 낮다.
도 4는 스위치(Td2)에 대한 가능한 구현을 도시한다. 이것은 필수적으로 몇백 mA의 피크 전류를 유도하기 위하여 비교적 높은 채널 저항을 가진 MOSFET에 의해 구성된다. Td2의 동작 동안(즉, Td2 도전) 캐패시터(Cs)로부터 나오는 피크 전류를 제한하기 위하여 MOSFET(Td2)에 직렬로 접속된 저항기(Rd21)를 제공하는 바람직할 수 있다.
도 5는 보호 장치가 컨버터를 위한 DC 공급부를 가지고 동작하여야 할 때 스위치(Td1)의 가능한 실시예를 도시한다.
상기 보호 장치는 다시 연관된 다이오드(Dd1)를 가지는 이전에 기술된 이유로 인해 매우 로우 오움 채널을 가진 MOSFET(Td1)을 포함한다. 이것은 Td1이 스위칭 온될 때(즉, 도전될 때), Td1 및 Dd1 양단 총 전압이 Tb의 임계 전압(Vbe)보다 높아서, 결코 정지될 수 없는 것을 방지하기 위한 쇼트키 다이오드이다. 다이오드(Dd1)는 하프 브리지의 정상 동작 동안, Lb를 통한 전압이 음일 때, 전류가 Td1의 바디 다이오드를 통하여 바람직하지 않게 흐를 수 있는 것을 방지하기 위하여 임의의 경우 사용할 수 있다.
저항기(Ra1)는 필수적으로 스위치(Td1)가 더 이상 작동될 수 없는 다음, DC 공급 전압의 경우 하프 브리지의 재점화를 허용하는 임무를 가진 바이어스 저항기이다. 실제로, 하프 브리지의 동작이 불연속이될 때, 결합 캐패시터(Cb)는 방전하 고, 로우 측 스위치(Tb)의 점화는 자동 발진을 상승시키는데 하프 브리지와 더 이상 협력할 수 없다. 저항기(Ra1)는 Ca 및 Cb 사이의 중간 포인트가 성극되어 유지되어(양의 전압에서) 캐패시터(Cb)가 항상 충전되는 것을 역으로 보장한다.
AC 공급부의 경우, Ra1은 펄스 전압이 임의의 경우 Ca 및 Cb 사이에 제공되기 때문에 필수적이지 않다. 따라서 이 전압은 항상 시간에 따른 몇몇 종류의 변화들(즉, dv/dt)을 나타내고, 양쪽 캐패시터들(Ca 및 Cb)의 몇몇 충전을 대체하기에 충분하므로, 상기 캐패시터들 사이의 중간 포인트는 항상 (양으로) 성극된다.
결과적으로, 본 발명의 기본 원리들을 손상시키지 않고, 항목들 및 실시예들은 명확하게 첨부된 청구항들에 의해 정의된 바와 같이 본 발명의 범위에서 벗어나지 않고 예를들어 기술된 바를 참조로 가변할 수 있다.

Claims (27)

  1. 전자 컨버터를 보호하기 위한 장치로서,
    상기 전자 컨버터 보호 장치는 출력(Vo)뿐 아니라 상기 컨버터에 인가되는 부하를 가리키는 제 1 입력 신호(Vi(P)) 및 상기 컨버터의 온도를 가리키는 제 2 입력 신호(Vref(T°))를 수신하기 위한 비인버팅(14) 및 인버팅(12) 입력들을 가지는 비교기(10)를 포함하고, 상기 비교기(10)는 히스테리시스를 가진 입력-출력 특성을 가진 비인버팅 슈미트-트리거 구성이므로, 상기 출력(Vo)은 상기 제 1 입력 신호(Vi(P))가 제 1 임계값(VT1)을 초과할 때 상기 전자 컨버터를 스위치 오프하기 위하여 제 1 값(Vo1)으로부터 제 2 값(Voh)으로 스위칭되고 상기 출력(Vo)은 상기 제 1 입력 신호(Vi(P))가 제 2 임계값(VT2) 아래로 떨어질 때 상기 전자 컨버터를 재시작하기 위하여 상기 제 2 값(Voh)으로부터 상기 제 1 값(Vo1)으로 다시 스위칭되고, 상기 제 2 임계값(VT2)은 상기 제 1 임계값(VT1)보다 작고, 양쪽 상기 제 1(VT1) 및 제 2(VT2) 임계값들은 상기 제 2 입력 신호(Vref(T°))의 함수인,
    전자 컨버터 보호 장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 입력 신호(Vi(P)) 및 상기 제 2 입력 신호(Vref(T°))는 각각 상기 비교기(10)의 상기 비인버팅(14) 및 상기 인버팅(12) 입력에 인가되는,
    전자 컨버터 보호 장치.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 슈미트-트리거 구성은 상기 출력(Vo) 및 상기 비교기(10)의 상기 비인버팅 입력(14) 사이에 피드백 경로를 포함하고, 상기 피드백 경로는 정전압 소스(Vb) 및 다이오드(Do)의 병렬 접속을 포함하는,
    전자 컨버터 보호 장치.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 피드백 경로에서, 상기 정전압 소스(Vb)의 양의 단자 및 상기 다이오드(Do)의 캐소드는 상기 비교기(10)의 상기 출력(Vo)에 연결되는,
    전자 컨버터 보호 장치.
  5. 제 3 항 또는 제 4 항에 있어서, 상기 정전압 소스(Vb) 및 상기 다이오드(Do)의 상기 병렬 접속은 제너 다이오드에 의해 구성되는,
    전자 컨버터 보호 장치.
  6. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 전자 컨버터 보호 장치는 상기 비교기(10)의 각각의 입력(14)에 상기 제 1 입력 신호(Vi(P))를 인가하기 위한 전압 분할기(R1,R2)를 포함하는,
    전자 컨버터 보호 장치.
  7. 제 3 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 전압 분할기(R1,R2)는 상기 출력(Vo) 및 상기 비교기의 상기 비인버팅 입력(14) 사이의 상기 피드백 경로에 포함된 저항기(R2)를 포함하는,
    전자 컨버터 보호 장치.
  8. 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제 2 입력 신호(Vref(T°))는 상기 컨버터의 온도가 증가할 때 감소하는,
    전자 컨버터 보호 장치.
  9. 제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 전자 컨버터 보호 장치는 상기 컨버터의 온도를 가리키는 상기 입력 신호(Vref(T°))를 형성하기 위하여 적어도 하나의 온도 감지 구성요소(NTC,PTC)를 더 포함하는,
    전자 컨버터 보호 장치.
  10. 제 9 항에 있어서, 상기 온도 감지 구성요소는 적어도 하나의 음의 온도 계수(NTC) 및 양의 온도 계수(PTC) 저항기를 포함하는,
    전자 컨버터 보호 장치.
  11. 제 10 항에 있어서, 상기 적어도 하나의 상기 음의 온도 계수 저항기(NTC) 및 양의 온도 계수 저항기(PTC)는 고정된 저항기(R3,R4)를 병렬로 가지는,
    전자 컨버터 보호 장치.
  12. 제 9 항 내지 제 11 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 온도 감지 구성요소(NTC,PTC)는 전압 분할기(R3,R4)의 브랜치들 중 하나에 연결되는,
    전자 컨버터 보호 장치.
  13. 제 12 항에 있어서, 상기 전압 분할기(R3,R4)는 상기 전압 분할기(R3,R4)의 하이 브랜치(R3) 및 로우 브랜치(R4) 사이의 중간 포인트에서 상기 제 2 입력 신호(Vref(T°))를 형성하기 위하여 구성되는,
    전자 컨버터 보호 장치.
  14. 제 13 항에 있어서, 상기 온도 감지 엘리먼트는,
    상기 전압 분할기의 하이 브랜치에 포함된 양의 온도 계수(PTC) 저항기, 및
    상기 전압 분할기의 로우 브랜치에 포함된 음의 온도 계수(NTC) 저항기 중에서 선택되는,
    전자 컨버터 보호 장치.
  15. 제 1 항 내지 제 14 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 전자 컨버터 보호 장치는 상기 컨버터에 인가된 부하를 가리키는 상기 제 1 입력 신호(Vi(P))로서 부하(Tr)에 제공된 리플을 감지하기 위하여 리플 감지 회로(Cd,Ra2,Rb,Rc,Dp,Cp,Rd) 를 포함하는,
    전자 컨버터 보호 장치.
  16. 제 15 항에 있어서, 상기 컨버터는 그 위에 부과된 발진 주파수를 가진 하프 브리지 장치를 포함하고, 상기 리플 감지 회로(Cd,Ra2,Rb,Rc,Dp,Cp,Rd)는 상기 컨버터의 상기 하프 브리지 장치에 부과된 발진 주파수보다 실질적으로 로우 특성 주파수를 가진 공진 회로(Cd,Ra2,Rb)를 포함하는,
    전자 컨버터 보호 장치.
  17. 제 15 항 또는 제 16 항에 있어서, 상기 리플 감지 회로(Cd,Ra2,Rb,Rc,Dp,Cp,Rd)는 상기 컨버터에 인가된 부하를 가리키는 상기 제 1 입력 신호(Vi(P))에 대응하는 실질적으로 연속적인 신호를 상기 부하(Tr)상 상기 리플로부터 유도하기 위한 준 피크 검출기 네트워크(Dp,Rd,Cp)를 포함하는,
    전자 컨버터 보호 장치.
  18. 제 1 항 내지 제 17 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 전자 컨버터 보호 장치는 상기 적어도 하나의 스위치(Td1,Td2)가 폐쇄될 때 상기 컨버터의 동작을 차단하기 위하여 상기 비교기(10)의 상기 출력(Vo)에 의해 제어되는 적어도 하나의 스위치(Td1,Td2)를 포함하는,
    전자 컨버터 보호 장치.
  19. 제 18 항에 있어서, 점화 캐패시터(Cs)는 상기 컨버터를 점화하기 위하여 제공되고 상기 적어도 하나의 스위치(Td2)는 상기 점화 캐패시터(Cs)에 병렬로 로우 저항 경로(Rd1)를 제공하기 위하여 접속되는,
    전자 컨버터 보호 장치.
  20. 제 19 항에 있어서, 상기 적어도 하나의 스위치(Td2)는 상기 적어도 하나의 전자 스위치(Td2)가 폐쇄될 때 상기 점화 캐패시터(Cs)로부터 피크 전류를 제한하기 위하여 직렬로 접속된 보호 레지스터(Rd21)를 가지는,
    전자 컨버터 보호 장치.
  21. 제 18 항에 있어서, 상기 컨버터는 상기 부하(Tr)를 공급하기 위하여 선택적으로 에너지가 가해지는 하이 측 전자 스위치(Ta) 및 로우 측 전자 스위치(Tb)를 포함하고, 상기 하이 측 및 로우 측 전자 스위치들(Ta,Tb)은 각각 베이스 및 이미터 포트들을 가지며, 상기 적어도 하나의 스위치(Td1)는 상기 로우 측 전자 스위치(Tb)의 베이스 및 이미터 사이에 로우 임피던스 경로(Rd2)를 생성하기 위하여 구성되는,
    전자 컨버터 보호 장치.
  22. 제 21 항에 있어서, 상기 적어도 하나의 스위치(Td1)는 상기 적어도 하나의 스위치(Td1) 및 보호 다이오드(Dd1) 양단 전압이 상기 로우 측 전자 스위치(Tb)의 임계 전압보다 높게 되는 것을 방지하기 위하여 연결된 보호 다이오드(Dd1)를 가지는,
    전자 컨버터 보호 장치.
  23. 제 22 항에 있어서, 상기 보호 다이오드(Dd1)는 쇼트키 다이오드인,
    전자 컨버터 보호 장치.
  24. 제 1 항 내지 제 23 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 부하(Tr)는 상기 부하(Tr)에 연결된 그 사이에 중간 포인트를 가진 두 개의 정류 캐패시터들(Ca,Cb)을 포함하는 정류기 브리지 구성 내에 배열되고, 상기 전자 컨버터 보호 장치는 상기 정류기 캐패시터들(Ca,Cb) 중 하나(Ca)에 병렬로 접속된 바이어스 저항기(Ra1)를 포함하는,
    전자 컨버터 보호 장치.
  25. 제 1 항 내지 제 24 항 중 어느 한 항에 따른 보호 장치를 포함하는,
    전자 컨버터.
  26. 전자 컨버터를 보호하는 방법으로서,
    상기 컨버터에 인가된 부하를 가리키는 제 1 신호(Vi(P))를 생성하는 단 계(Cd,Ra2,Rb,Rc,Dp,Cp,Rd);
    상기 컨버터의 온도를 가리키는 제 2 신호(Vref(T°))를 생성하는 단계(PTC,NTC,R3,Ra);
    출력(Vo)뿐 아니라 제 1 입력 신호(Vi(P)) 및 제 2 입력 신호(Vref(T°))를 수신하기 위한 비인버팅(14) 및 인버팅(12) 입력들을 가진 비교기(10)를 제공하는 단계 - 상기 비교기(10)는 히스테리시스를 가진 입력-출력 특성을 가진 비인버팅 슈미트-트리거 구성이므로, 상기 출력(Vo)은 상기 제 1 입력 신호(Vi(P))가 제 1 임계 값(VT1)을 초과할 때 제 1 값(Vo1)으로부터 제 2 값(Voh)으로 스위칭되고 상기 출력(Vo)은 상기 제 1 입력 신호(Vi(P))가 제 2 임계 값(VT2) 아래로 떨어질 때 상기 제 2 값(Voh)으로부터 상기 제 1 값(Vo1)으로 다시 스위칭되고, 상기 제 2 임계 값(VT2)은 상기 제 1 임계값(VT1)보다 낮고 양쪽 상기 제 1(VT1) 및 제 2(VT2) 임계값들은 상기 제 2 입력 신호(Vref(T°))의 함수임 -;
    상기 제 1(Vi(P)) 및 제 2(Vref(T°)) 입력 신호들로서 상기 비교기에, 상기 컨버터에 인가된 부하를 가리키는 상기 제 1 신호(Vi(P)) 및 상기 컨버터의 온도를 가리키는 상기 제 2 신호(Vref(T°))를 인가하는 단계; 및
    상기 비교기(10)의 상기 출력(Vo)이 상기 제 1 값(Vo1) 및 상기 제 2 값(Voh)에 각각 도달할 때 상기 전자 컨버터가 스위칭 오프되고 재시작되게 하는 단계를 포함하는,
    전자 컨버터 보호 방법.
  27. 제 26 항에 있어서, 상기 전자 컨버터 보호 방법은 상기 컨버터의 온도가 증가할 때 감소하는 신호로서 상기 제 2 입력 신호(Vref(T°))를 생성하는 단계를 포함하는,
    전자 컨버터 보호 방법.
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