KR20080062940A - A current controller for grid connected inverter - Google Patents
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- 230000004907 flux Effects 0.000 claims abstract description 24
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 14
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 11
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims abstract description 7
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims abstract description 6
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims description 7
- 230000010354 integration Effects 0.000 claims 1
- 238000000034 method Methods 0.000 claims 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 abstract description 4
- 239000000758 substrate Substances 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
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- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
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- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
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Abstract
Description
도 1은 본 발명에 따라 계통 전원 전압의 위상과 같은 개선된 전압을 만드는 위상 고정 루프 회로의 블록 도이고,1 is a block diagram of a phase locked loop circuit that creates an improved voltage, such as the phase of a grid power supply voltage, in accordance with the present invention;
도 2는 실제 계통 전원 전압과 측정 계통 전원 전압 간의 샘플링 시간 만큼의 위상 지연이 발생하는 것을 보여주는 파형 도이며,2 is a waveform diagram showing that a phase delay occurs as much as a sampling time between an actual grid power supply voltage and a measurement grid power supply voltage.
도 3은 본 발명에 따라 실제 계통 전원 전압과 위상이 같게 개선된 지령전압을 이용하여 인버터를 제어하는 펄스 폭 변조 출력신호를 만들어내는 전류 제어기의 블록 도이다.3 is a block diagram of a current controller for generating a pulse width modulated output signal for controlling an inverter using an improved reference voltage in phase with an actual grid power supply voltage in accordance with the present invention.
*도면의 주요부에 대한 부호의 설명* Explanation of symbols on the main parts of the drawings
1: 위상 천이 부 2: 좌표변환기1: phase shift part 2: coordinate converter
3: 제 1 감산기 4: 제 1 비례 적분기3: first subtractor 4: first proportional integrator
5: 가산기 6: 적분기5: adder 6: integrator
7: 제 2 가산기 8: 개선 지령 전압 발생 부7: 2nd adder 8: improvement command voltage generator
9: 위상 각/사인, 코사인 변환기 10: 제 2 감산기9: phase angle / sine, cosine converter 10: 2nd subtractor
11: 제 2 비례 적분기 12: 리미터(limiter)11: second proportional integrator 12: limiter
13: 제 3 가산기 14: 이득변환기13: third adder 14: gain converter
15: 펄스 폭 변조기 A: 위상 고정 루프 제어기15: Pulse Width Modulator A: Phase Locked Loop Controller
B: 전류 제어기 B: current controller
본 발명은 계통 연계형 인버터용 전류 제어기에 관한 것으로, 특히 계통의 측정 전압과 실제 전압 간의 오차를 보상함으로써 성능을 개선시킨 계통 연계형 인버터용 전류 제어기에 관한 것이다.BACKGROUND OF THE
계통 연계형 인버터는 독립 운전형 인버터와는 달리 계통 전원과 연계가 되어 있어 인버터 출력 전압이 계통 전원 전압과 동일한 크기와 위상을 가지게 되어 계통 연계형 인버터를 동작하기 위해서는 출력되는 전류를 제어하여야 한다.Unlike the independent inverter, the grid-connected inverter is connected to the grid power supply so that the inverter output voltage has the same magnitude and phase as the grid power supply voltage. Therefore, the output current must be controlled to operate the grid-connected inverter.
종래에는 전류 제어를 하기 위하여 계통 전원 전류를 측정하여 기준이 되는 전류와 비교하여 비례 적분기를 거친 후 계통 전원 전압을 측정하여 측정된 계통 전원 전압을 상기 비례 적분기의 출력값에 가산하여 출력하는 방법을 이용하였다. Conventionally, in order to control the current, the system power supply current is measured and compared with the reference current, and after the proportional integrator is measured, the system power supply voltage is measured and the measured system power supply voltage is added to the output value of the proportional integrator. It was.
그러나 디지털 제어기에서는 계통 전원 전압을 측정하여 제어부가 읽어갈 때까지 샘플링 시간만큼의 시간이 지연되고 그에 따라 실제 계통 전원 전압과 인버터 출력 전압 사이에 오차가 발생한다. 이 오차를 상기 비례 적분기가 부담하게 되어 전류 제어기의 제어가 불안정하게 될 문제점을 가지게 된다.However, in the digital controller, the sampling time is delayed until the control unit reads the grid power supply voltage, thereby causing an error between the actual grid power supply voltage and the inverter output voltage. This proportional integrator bears this error, which causes a problem that control of the current controller becomes unstable.
따라서, 본 발명은 종래기술이 가진 상기 문제점을 해소하는 것으로서, 전류 제어기에서 측정된 계통 전원 전압과 인버터에서 출력이 나갈 때의 계통 전원 전압 사이의 위상 차를 보상하여 비례 적분기의 부담을 줄이고 보다 안정적이고 효과적인 계통 연계형 인버터용 전류 제어장치를 제공하는 것을 목적으로 한다. Accordingly, the present invention solves the problems of the prior art, compensating for the phase difference between the grid power supply voltage measured at the current controller and the grid power supply voltage when the output is output from the inverter, thereby reducing the burden of the proportional integrator and making it more stable. It is an object of the present invention to provide a current control device for a grid-connected inverter.
상기 본 발명의 목적은, 계통 연계형 인버터용 전류 제어장치에 있어서,An object of the present invention, in the current control device for grid-linked inverter,
측정된 계통 전원 전압과 이 측정 계통 전원 전압을 소정 만큼 위상 천이시킨 전압을 기준으로 회전 동기좌표 변환하여 자속분 전압과 토크분 전압을 얻고, 상기 자속분 전압을 지령 자속분 전압으로부터 감산하여 차이 전압을 얻으며, 얻은 차이 전압을 비례 적분하여 주파수로 변환하고, 변환된 주파수에 지령 주파수를 가산하여 보상된 지령 주파수를 얻으며, 상기 보상된 지령 주파수를 적분하여 위상 각을 얻고, 얻은 위상 각에 샘플링 시간을 가산하여 보상 위상 각을 얻으며, 상기 보상 위상 각을 근거로 계통 전원 전압과 위상이 같은 개선 지령전압을 출력하는 위상 고정 루프 제어기; 및 Based on the measured system power supply voltage and the voltage at which the measurement system power supply phase is shifted by a predetermined amount, rotational synchronous coordinate conversion is performed to obtain the magnetic flux voltage and the torque voltage, and the magnetic flux voltage is subtracted from the command magnetic flux voltage. Obtain the compensated command frequency by adding the command frequency to the converted frequency, and obtain the phase angle by integrating the compensated command frequency to obtain the phase angle, and the sampling time at the obtained phase angle. A phase locked loop controller which obtains a compensation phase angle by adding P and outputs an improved command voltage having the same phase as a system power supply voltage based on the compensation phase angle; And
지령 기준 전류로부터 측정 계통 전원 전류를 감산하여 얻는 차이전류를 비례적분하여 전압으로 변환하고, 변환된 전압에 상기 위상 고정 루프 제어기로부터의 개선 지령전압을 가산하여 계통 전압과 위상이 같은 지령 전압을 얻고, 상기 지령 전압을 기준 반송파와의 비교에 의해 펄스 폭 변조하여 출력하는 전류 제어기; 를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 본 발명에 따른 계통 연계형 인버터용 전류 제어장치를 제공함으로써 달성될 수 있다.The difference current obtained by subtracting the measured system power supply current from the command reference current is proportionally integrated to convert the voltage into a voltage, and an improved command voltage from the phase locked loop controller is added to the converted voltage to obtain a command voltage having the same phase as the system voltage. A current controller configured to output a pulse width modulated by comparing the command voltage with a reference carrier; It can be achieved by providing a current control device for a grid-linked inverter according to the invention, characterized in that it comprises a.
상기 본 발명의 목적과 이를 달성하는 본 발명의 구성과 작용 및 효과는 첨부 도면을 참조한 본 발명의 실시 예에 대한 이하의 설명에 의해서 좀 더 명확히 이해될 수 있을 것이다.The object of the present invention and the configuration, operation and effect of the present invention to achieve the same will be more clearly understood by the following description of the embodiments of the present invention with reference to the accompanying drawings.
먼저, 본 발명에 따라 계통 전원 전압의 위상과 같은 개선된 전압을 만드는 위상 고정 루프 회로를 블록 도로서 나타낸 도 1을 참조하여 설명하면 다음과 같다.First, a phase locked loop circuit that creates an improved voltage, such as the phase of a system power supply voltage, according to the present invention will be described with reference to FIG.
본 발명에 따른 위상 고정 루프 회로(A)는, 측정된 계통 전원 전압(Ua)과 이 측정 계통 전원 전압(Ua)을 소정 만큼 위상 천이시킨 전압(Ub)을 기준으로 회전 동기좌표 변환하여 자속분 전압(Ude)과 토크분 전압(Uqe)을 얻고, 자속분 전압(Ude)을 지령 자속분 전압(Ude *)으로부터 감산하여 차이 전압을 얻으며, 얻은 차이 전압을 비례 적분하여 주파수로 변환하고, 변환된 주파수(ω)에 측정한 계통 주파수(ωff)를 가산하여 보상된 지령 주파수(ω*)를 얻으며, 상기 보상된 지령 주파수(ω*)를 적분하여 위상 각(θ)을 얻고, 얻은 위상 각(θ)에 샘플링 시간(θTS)을 가산하여 보상 위상 각(θ*)을 얻으며, 상기 보상 위상 각(θ*)을 근거로 계통 전원 전압과 위상이 같은 개선 지령전압(U*)을 출력한다.The phase-locked loop circuit A according to the present invention performs rotational synchronous coordinate conversion on the basis of the measured system power supply voltage U a and the voltage U b in which the measured system power supply voltage Ua is phase shifted by a predetermined amount. to obtain a magnetic flux minute voltage (U de) and torque minute voltage (U qe), obtain a difference voltage by subtracting the magnetic flux minute voltage (U de) from the reference magnetic flux minute voltage (U de *), in proportion to integrate the difference voltage obtained Converts to a frequency, adds the measured system frequency ω ff to the converted frequency ω to obtain a compensated command frequency ω *, and integrates the compensated command frequency ω * to obtain a phase angle θ. ), The sampling time (θ TS ) is added to the obtained phase angle (θ) to obtain a compensation phase angle (θ *), and an improvement command having the same phase as the system power supply voltage based on the compensation phase angle (θ *). Output voltage (U *).
더욱 상세히, 본 발명에 따른 위상 고정 루프 회로(A)는, 위상 천이 부(1) 와, 좌표 변환부(2)와, 감산기(3)와, 비례 적분기(4)와, 제 1 가산기(5)와, 적분기(6)와, 제 2 가산기(7)와, 개선 지령 전압 발생 부(8)를 포함하여 구성된다. More specifically, the phase locked loop circuit A according to the present invention includes a
상기 위상 천이 부(1)는 미 도시한 계통 전원 검출 수단, 예컨대 전위차 변환기(Potential Transformer)로부터 측정된 계통 전원 전압(Ua)을 미리 설정된 위상만큼 천이시켜 출력한다.The
상기 좌표 변환부(2)는 위상 천이 부(1)에 접속되어, 상기 측정된 계통 전원 전압(Ua)과 위상 천이 부(1)가 제공하는 측정된 계통 전원 전압(Ua)의 위상 천이 전압(Ub)을 기준으로, 회전 동기좌표 변환하여 자속분 전압(Ude)과 토크분 전압(Uqe)을 출력한다.The coordinate transformation portion 2 is connected to the phase shifter (1), the phase shift of the measured system power supply voltage (U a) and the phase-measuring system supply voltage to provide a transition part (1) (U a) Based on the voltage U b , the rotational synchronous coordinate conversion is performed to output the magnetic flux voltage U de and the torque voltage U qe .
감산기(3)는 좌표 변환부(2)에 접속되고, 좌표 변환부(2)로부터의 자속분 전압(Ude)을 지령 자속분 전압(Ude *)으로부터 감산하여 출력한다. 여기서 지령 자속분 전압(Ude*)는 미 도시한 별도의 인버터 주 제어부로부터 제공될 수 있고, 일반적으로 이러한 지령 자속분 전압(Ude *)은 상기 인버터 주 제어부로부터 인버터의 시동시부터 소정의 제어주기마다 전송된다. The subtractor 3 is connected to the coordinate conversion unit 2, and subtracts and outputs the magnetic flux voltage U de from the coordinate converter 2 from the command magnetic flux voltage U de * . Here, the command flux voltage voltage U de * may be provided from a separate inverter main control unit, which is not shown. In general, the command flux voltage voltage U de * may be predetermined from the start of the inverter from the inverter main control unit. It is sent every control cycle.
상기 비례 적분기(4)는 감산기(3)에 접속되고, 감산기(3)로부터의 자속분 차이 전압(Ude * - Ude)을 비례 적분하여 주파수(ω)로 변환하여 출력한다.The
제 1 가산기(5)는 비례 적분기(4)의 출력에 접속되어, 비례 적분기(4)가 출력하는 주파수(ω)를 측정한 계통 전원 주파수(ωff)에 가산하여 출력한다.The first adder 5 is connected to the output of the
상기 적분기(6)는 제 1 가산기(5)의 출력에 접속되어, 제 1 가산기(5)가 출력하는 주파수를 적분하여 위상 각(θ)으로 변환하여 출력한다.The integrator 6 is connected to the output of the first adder 5, integrates the frequency output from the first adder 5, converts it into a phase angle θ, and outputs it.
제 2 가산기(7)는 적분기(6)의 출력에 접속되어, 적분기(6)가 출력하는 위상 각(θ)에 미리 설정된 샘플링 시간(θTS)을 가산하여 상기 계통 전원 전압과 위상이 같은 위상 각(θ*)을 출력한다. The second adder 7 is connected to the output of the integrator 6, and adds a preset sampling time θ TS to the phase angle θ output by the integrator 6 to phase in phase with the system power supply voltage. Output the angle θ *.
개선 지령 전압 발생 부(8)는 제 2 가산기(7)의 출력에 접속되어, 지령전압에 상기 제 2 가산기(7)가 출력하는 위상 각(θ*)을 반영하여 상기 계통 전원 전압과 위상이 같은 개선된 지령전압(U*)을 발생시켜 출력한다. 여기서, 상기 지령전압은 미 도시한 별도의 인버터 주 제어부로부터 제공될 수 있고, 일반적으로 이러한 지령 전압은 상기 인버터 주 제어부로부터 인버터의 시동시부터 소정의 제어주기마다 전송된다. The improved command voltage generation unit 8 is connected to the output of the second adder 7, and reflects the phase angle θ * output by the second adder 7 to the command voltage so that the system power supply voltage and the phase are different from each other. The same improved command voltage U * is generated and output. Here, the command voltage may be provided from a separate inverter main control unit, which is not shown. In general, the command voltage is transmitted from the inverter main control unit every predetermined control period from the start of the inverter.
한편, 도 2에 도시된 바와 같이 실제 계통 전원 전압과 측정 계통 전원 전압 은 샘플링 시간 만큼의 위상 지연이 발생하게 된다. 즉, 상기의 계통 전원 전압 측정수단이 측정한 계통 전원 전압을 인버터 제어부가 읽어가는 데 샘플링 시간 만큼이 지연되며 따라서 이러한 시간지연의 보상이 필요하게 된다.Meanwhile, as shown in FIG. 2, a phase delay of the actual system power supply voltage and the measurement system power supply voltage by the sampling time occurs. That is, the inverter control unit reads the grid power supply voltage measured by the grid power supply voltage measuring unit by a sampling time, and thus compensation of the time delay is required.
본 발명에 따라 실제 계통 전원 전압과 위상이 같게 개선된 지령전압을 이용하여 인버터를 제어하는 펄스 폭 변조 출력신호를 만들어내는 전류 제어기를 블록 도로서 나타낸 도 3을 참조하여 설명하면 다음과 같다.Referring to FIG. 3, which is a block diagram of a current controller for generating a pulse width modulated output signal for controlling an inverter by using a command voltage improved in phase with an actual system power supply voltage according to the present invention.
도 3에 있어서, 전류 제어기(B)는 지령 기준 전류()로부터 측정 계통 전원 전류를 감산하여 얻는 차이전류를 비례적분하여 전압으로 변환하고, 변환된 전압에 상기 위상 고정 루프 제어기로부터의 개선 지령전압(U*)을 가산하여 계통 전압과 위상이 같은 지령 전압을 얻고, 상기 지령 전압을 기준 반송파와의 비교에 의해 펄스 폭 변조하여 출력한다. In Fig. 3, the current controller B indicates the command reference current ( The proportional integral of the difference current obtained by subtracting the measurement system power supply current from Is obtained, and the command voltage is output by performing pulse width modulation by comparison with a reference carrier.
더욱 구체적으로 전류 제어기(B)는 제 2 감산기(10)와, 제 2 비례 적분기(11)와, 리미터(12)와, 제 3 가산기(13)와, 이득변환기(14)와, 펄스 폭 변조기(15)를 포함하여 구성된다.More specifically, the current controller B includes a
상기 제 2 감산기(10)는 지령 기준 전류()로부터 측정 계통 전원 전류를 감산하여 그 차이 전류를 출력한다. The
여기서, 지령 기준 전류()는 미 도시한 인버터 주 제어부로부터 일정 제어주기마다 주어지는 지령 전류이다.Where reference reference current ( ) Is a command current given at a predetermined control cycle from the inverter main controller.
제 2 비례 적분기(11)는 상기 제 2 감산기(10)의 출력에 접속되어, 상기 제 2 감산기(10)가 출력하는 차이전류를 비례적분하여 전압으로 변환하여 출력한다.The second proportional integrator 11 is connected to the output of the
리미터(12)는 제 2 비례 적분기(11)의 출력에 접속되어, 제 2 비례 적분기(11)가 출력하는 상기 차이전류의 전압 변환 값을 제한한다. 즉, 리미터(12)는 미리 설정된 최대값과 최소값을 가지고, 설정된 최대값 보다 상기 전압 변환 값이 크면 최대값으로 전압 변환 값을 결정하고, 설정된 최소값 보다 상기 전압 변화 값이 작으면 최소값으로 전압 변환 값을 결정하며, 상기 전압 변환 값이 상기 최대값 과 최소값 사이라면 상기 전압 변환 값을 변화없이 출력한다.The
제 3 가산기(13)는 상기 리미터(12)의 출력과 위상 고정 루프 제어기(A)의 출력에 접속되어, 상기 위상 고정 루프 제어기(A)로부터의 개선 지령전압(U*)을 상기 리미터(12)의 출력 전압에 가산하여 출력한다.The
이득변환기(14)는 상기 제 3 가산기(13)의 출력에 접속되어, 제 3 가산기(13)가 출력하는 보상된 지령전압에 비례상수 K를 곱하여 펄스 폭 변조기(15)가 입력할 수 있는 수준으로 비례 변환하여 출력한다. The
펄스 폭 변조기(15)는 상기 이득변환기(14) 및 미 도시의 기준 반송파 발생기의 출력에 접속되어, 상기 이득변환기(14)의 출력전압과 상기 기준 반송파 발생기의 출력을 비교하여 비교출력(VPWM)을 펄스 신호의 형태로 미 도시한 인버터의 반도체 스위치의 게이트 구동신호로서 출력하게 된다.The
상술한 바와 같이 전류 제어기에서 측정된 계통 전원 전압을 읽어들일 때로부터 인버터에서 출력이 나갈 때까지는 샘플링 시간만큼의 위상지연이 발생하므로 계통 전원 전압의 측정시와 인터버 출력시 사이의 위상 차를 보상하여 비례 적분기의 부담을 줄이고 보다 안정적이고 효과적인 계통 연계형 인버터용 전류 제어장치가 제공되는 효과가 있다.As described above, a phase delay of the sampling time is generated from reading the grid power supply voltage measured by the current controller to output from the inverter, thereby compensating the phase difference between the measurement of the grid power supply voltage and the output of the inverter. Therefore, the burden of proportional integrator is reduced and a more stable and effective current control device for grid-connected inverter is provided.
Claims (2)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
KR1020060139134A KR100870669B1 (en) | 2006-12-29 | 2006-12-29 | A current controller for grid connected inverter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
KR1020060139134A KR100870669B1 (en) | 2006-12-29 | 2006-12-29 | A current controller for grid connected inverter |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
KR20080062940A true KR20080062940A (en) | 2008-07-03 |
KR100870669B1 KR100870669B1 (en) | 2008-11-26 |
Family
ID=39815004
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
KR1020060139134A KR100870669B1 (en) | 2006-12-29 | 2006-12-29 | A current controller for grid connected inverter |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
KR (1) | KR100870669B1 (en) |
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-
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- 2006-12-29 KR KR1020060139134A patent/KR100870669B1/en active IP Right Grant
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Publication number | Publication date |
---|---|
KR100870669B1 (en) | 2008-11-26 |
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