KR20080036235A - 동일 채널 간섭 감소를 위한 결합 복조 필터를 포함하는무선 통신 장치 및 관련 방법 - Google Patents

동일 채널 간섭 감소를 위한 결합 복조 필터를 포함하는무선 통신 장치 및 관련 방법 Download PDF

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Abstract

무선 통신 장치는 하우징, 및 이 하우징에 의해 유지되는 무선 송신기 및 무선 수신기를 포함할 수 있다. 무선 수신기는 원하는 신호와 동일 채널 간섭 신호 간의 동일 채널 간섭을 감소시키기 위한 결합 복조 필터를 포함할 수 있으며, 결합 복조 필터는 Viterbi 디코더, 입력과 Viterbi 디코더 사이에 있고 제1 필터를 포함하는 제1 신호 경로를 포함할 수 있다. 결합 복조 필터는 입력과 Viterbi 디코더 사이에 있고 동일 채널 간섭 신호에 대한 채널 임펄스 응답 추정값을 발생시키기 위한 선형 유한 임펄스 응답(FIR; linear finite impulse response) 모델러(modeler)를 포함하는 제2 신호 경로를 더 포함할 수 있다. 추가로, 제3 신호 경로는 입력과 Viterbi 디코더 사이에 있을 수 있으며, 원하는 신호에 대한 채널 임펄스 응답 추정값을 발생시키기 위한 화이트닝 매칭 필터(whitened matched filter)를 포함할 수 있다.

Description

동일 채널 간섭 감소를 위한 결합 복조 필터를 포함하는 무선 통신 장치 및 관련 방법{WIRELESS COMMUNICATIONS DEVICE INCLUDING A JOINT DEMODULATION FILTER FOR CO-CHANNEL INTERFERENCE REDUCTION AND RELATED METHODS}
본 발명은 셀룰라 통신 시스템과 같은 무선 통신 시스템에 관한 것이며, 보다 자세하게는, 원하지 않는 간섭을 감소시키기 위해 수신된 무선 신호를 필터링하는 것에 관한 것이다.
셀룰라 통신 시스템은 그 인기가 더 많아지고 있으며, 개인 또는 비지니스 통신 양쪽 모두의 통합부분으로 되고 있다. 셀룰라 전화기는 사용자로 하여금 사용자가 진행하는 곳이면 대부분 어느곳이든 음성 통화를 걸어 수신하도록 한다. 그러나, 셀룰라 폰 사용자의 수가 점점 증가하면서, 무선 통신 장치 및 네트워크 제공자에 대해 많은 문제를 겪게 한다. 이러한 문제는 주어진 지리적 영역에서 동작하는 다수의 셀룰라 장치들 간에 야기되는 간섭을 해결하는 것이다. 셀룰라 장치는 공통 또는 공유되는 무선 통신 채널들(즉, 주파수)을 이용하여 셀룰라 기지국과 통신한다. 그러나, 일부 경우, 동일한 채널들을 이용하는 다른 장치와 기지국 간의 신호들은 기지국으로부터의 원하는 신호를 상당히 열화시켜 버리거나 또는 기지국으로부터의 원하는 신호가 핸드헬드 장치에 의해 심지어 드롭되어 버릴 수 있다. 이러한 간섭을 동일 채널 간섭이라 한다.
셀룰라 통신 기반구조 상의 증가하는 부하 때문에, DARP(Downlink Advanced Receiver Performance; 다운링크 개선 수신기 성능)를 위한 요건들을 충족하기 위해 여러 SAIC(single-antenna interference cancellation; 단일 안테나 간섭 상쇄) 접근 방식이 연구 개발되어 왔다. 그러한 결과로서, 3세대 이동 통신 시스템 및 3세대 파트너쉽 프로젝트(3GPP)에 의한 표준화가 이루어지고 있다.
연구 개발되고 있는 한 SAIC 기술은 원하는 시퀀들 및 간섭 시퀀스들의 결합 복조에 기초하는 것이다. 일반적으로 설명하면, 이러한 접근 방식은 간섭원(interferer)에 대한 정적 채널 프로파일 및 전파 채널의 표준 LS(least-squares; 최소 자승) 추정법으로 시작한다. 그 후, 변형된 Viterbi 디코더가 이용되며, 여기서, 상태 비트의 1/2가 사용자 시퀀스를 나타내고 다른 1/2가 간섭원 시퀀스를 나타낸다. 결합 브랜치 메트릭은 최소화되고, 원하는 신호 및 간섭 신호에 대한 추정된 시퀀스들이 LMS(least mean squares; 최소 평균 자승) 알고리즘에 이용되어 원하는 전파 채널과 간섭 전파 채널 양쪽 모두에 대한 채널 추정값을 업데이트한다.
3GPP 초반 형태는 동기식 무선 네트워크들에서의 결합 복조의 애플리케이션에 대하여 고려해 왔다. 예를 들어 "Feasibility Study on Single Antenna Interference Cancellation (SAIC) for GSM Networks"(3GPP TR 45.903 Version 6.0.1, Release 6, European Telecommunications Standards Institute, 2004)를 참조한다. 이것은, 원하는 신호와 우세한 간섭원의 기지국 동기 데이터 시퀀스들(즉, 트레이닝 시퀀스들)이 오버랩하고 있는 것으로 가정하고, 이어서, 이전에 알려진 기술들을 이용하여 CIR들의 추정을 가능하는 하는 것을 필요로 하는 보다 제한적인 경우이다. 이것은 또한 간섭원이 전체 버스트에 대하여 우세한 것으로 가정하는 것을 필요로 한다.
그러나, 비동기식 네트워크 애플리케이션에서는, 간섭 신호들의 트레이닝 시퀀스들이 원하는 신호의 시퀀스들과 오버랩할 수 없고, 이것은 CIR 추정을 행하는데 있어 문제의 요인이 된다. 따라서, 결합 복조 기술들이 동기식 네트워크 및 비동기식 네트워크 양쪽 모두에서 실제적으로 구현되게 하는 추가적인 개발이 바람직할 수 있다.
일반적으로 설명하면, 하우징 및 이 하우징에 의해 유지되는 무선 수신기 및 무선 송신기를 포함하는 무선 통신 장치가 본 명세서에 개시되어 있다. 보다 자세하게는, 무선 수신기는 원하는 신호와 동일 채널 간섭 신호 간의 동일 채널 간섭을 감소시키기 위한 결합 복조 필터를 포함할 수 있다. 결합 복조 필터는 원하는 신호와 동일 채널 간섭 신호의 샘플들을 수신하는 입력과, Viterbi 디코더, 입력과 Viterbi 디코더 사이에 있고 제1 필터를 포함하는 제1 신호 경로를 포함할 수 있다. 결합 복조 필터는 입력과 Viterbi 디코더 사이에 있고 동일 채널 간섭 신호에 대한 채널 임펄스 응답 추정값을 발생시키기 위한 선형 유한 임펄스 응답(FIR; linear finite impulse response) 모델러(modeler)를 포함하는 제2 신호 경로를 더 포함할 수 있다. 추가로, 제3 신호 경로는 입력과 Viterbi 디코더 사이에 있을 수 있으며, 원하는 신호에 대한 채널 임펄스 응답 추정값을 발생시키기 위한 화이트닝 매칭 필터(whitened matched filter)를 포함할 수 있다.
도 1은 본 발명에 따른 GSM(Global System for Mobile Communication; 이동 통신용 글로벌 시스템) 수신기에 대한 예시적인 단일 안테나 간섭 상쇄(SAIC; Single Antenna Interference Cancellation) 가능 결합 복조 글로벌 시스템의 개략적인 블록도를 나타낸다.
도 2는 도 1의 결합 복조 수신기의 예시적인 실시예를 보다 자세하게 도시한 개략적인 블록도를 나타낸다.
도 3은 본 발명에 따른 SAIC 결합 복조 수신기와, 종래 기술에 따른 통상의 GMSK 수신기에 대하여 시뮬레이션한 성능 결과들을 나타낸 그래프이다.
도 4는 본 발명에 따라, 원하는 신호와 동일 채널 간섭 신호 간의 동일 채널 간섭을 감소시키기 위한 예시적인 결합 복조 필터링 방법의 흐름도를 나타낸다.
도 5는 도 1의 결합 복조 수신기가 이용될 수 있는 예시적인 무선 통신 장치의 개략적인 블록도를 나타낸다.
본 발명은 첨부한 도면을 참조하여 설명되어 있으며, 이 도면에는 바람직한 실시예가 도시되어 있다. 그러나, 많은 다른 실시예들이 이용될 수 있으며, 따라서, 이 상세한 설명은 여기에 설명된 실시예로 제한되는 것은 아니다. 오히려, 이들 실시예는 본 발명의 개시가 완전하고 철저하게 이해되도록 제공된 것이다. 도면 전반에 걸쳐, 동일한 구성요소는 동일한 도면 부호로 나타낸다.
일반적으로 설명하면, 하우징 및 이 하우징에 의해 수납되어 운반되는 무선 수신기 및 무선 송신기를 포함하는 무선 통신 장치가 여기에 개시되어 있다. 보다 자세하게는, 무선 수신기는 원하는 신호와 동일 채널 간섭 신호 간의 동일 채널 간섭을 감소시키기 위한 결합 복조 필터를 포함할 수 있다. 결합 복조 필터는 원하는 신호와 동일 채널 간섭 신호의 샘플들을 수신하는 입력과, Viterbi 디코더, 입력과 Viterbi 디코더 사이에 있고 제1 필터를 포함하는 제1 신호 경로를 포함할 수 있다. 결합 복조 필터는 입력과 Viterbi 디코더 사이에 있고 동일 채널 간섭 신호에 대한 채널 임펄스 응답 추정값을 발생시키기 위한 선형 유한 임펄스 응답(FIR; linear finite impulse response) 모델러(modeler)를 포함하는 제2 신호 경로를 더 포함할 수 있다. 추가로, 제3 신호 경로는 입력과 Viterbi 디코더 사이에 있을 수 있으며, 원하는 신호에 대한 채널 임펄스 응답 추정값을 발생시키기 위한 화이트닝 매칭 필터(whitened matched filter)를 포함할 수 있다.
보다 자세하게는, 원하는 신호와 동일 채널 간섭 신호가 각각 트레이닝 시퀀스를 포함할 수 있고, 결합 복조 필터는 제2 신호 경로와 제3 신호 경로의 상류측에 그리고 입력으로부터 하류측에 트레이닝 시퀀스 로케이터를 더 포함할 수 있다. 추가로, 제3 신호 경로는 원하는 신호의 CIR 추정값을 발생시키기 위하여, 화이트닝 매칭 필터의 상류측에 원하는 신호의 채널 임펄스 응답(CIR; channel impulse response) 추정기를 포함할 수 있다. 또한, 제1 필터는 제1 유한 임펄스 응답(FIR) 필터일 수 있다.
제2 신호 경로는 제2 신호 경로로부터의 하류측에 접속되어 있는 제1 합산기 및 제2 합산기를 포함할 수 있다. 또한, 제2 신호 경로는 원하는 신호의 CIR 추정값과 제1 합산기 사이에서, 이들과 상호동작하여, 원하는 신호와 동일 채널 간섭 신호의 샘플링으로부터 재변조된 원하는 신호 트레이닝 시퀀스를 추출하여 이에 의해 간섭 신호 추정값을 발생시키는 재변조기(remodulator)를 더 포함할 수 있다. 또한, 선형 FIR 모델러는 블라인드(blind) 간섭 및 CIR 추정기 및 이 블라인드(blind) 간섭 및 CIR 추정기로부터의 하류측에 제2 FIR 필터를 포함할 수 있다. Viterbi 디코더는 또한 간섭원 비트 시퀀스 가설들의 트리를 반복적으로 구축할 수 있다.
무선 통신 수신기에서 원하는 신호와 동일 채널 간섭 신호 간의 동일 채널 간섭을 감소시키기 위한 결합 복조 필터링 방법은 제1 필터를 포함하는 제1 신호 경로를 이용하여, 원하는 신호와 동일 채널 간섭 신호의 수신 샘플들을 필터링하는 단계를 포함할 수 있다. 이 방법은 선형 유한 임펄스 응답(FlR) 모델러를 포함하는 제2 신호 경로를 이용하여 동일 채널 간섭 신호에 대한 채널 임펄스 응답 추정값을 발생시키는 단계와; 화이트닝 매칭 필터를 포함하는 제3 신호 경로를 이용하여 원하는 신호에 대한 채널 임펄스 응답 추정값을 발생시키는 단계를 더 포함할 수 있다. 또한, 디코딩 동작은 Viterbi 디코더를 이용하여, 원하는 신호와 동일 채널 간섭 신호의 필터링된 수신 샘플들, 동일 채널 간섭 신호에 대한 채널 임펄스 응답 추정값, 및 원하는 신호에 대한 채널 임펄스 응답 추정값에 기초하여 수행될 수 있다,
도 1 및 도 2로 먼저 돌아가면, 예시적인 실시예에 따른 결합 복조 필터(10)는 예를 들어, 무선 통신 장치(예를 들어, 모바일 셀룰라 장치)의 안테나로부터 원하는 신호와 동일 채널 간섭 신호의 샘플들을 수신하는 입력(11)을 예시적으로 포함한다. 즉, 결합 복조 필터(10)가 모바일 무선 통신 장치의 무선 수신기에서 바람직하게 구현될 수 있다. 당업자에 의해 이해될 바와 같이, 다른 구현들이 또한 가능할 수 있지만, 예를 들어, 결합 복조 필터(10)의 여러 구성요소들이 소프트웨어 모듈 및 디지털 신호 프로세서(DSP)와 같은 처리 회로를 이용하여 구현될 수 있다. 결합 복조 필터(10)가 이용될 수 있는 모바일 셀룰라 장치의 예시적인 구성요소들은 도 5를 참조하여 보다 자세하게 설명될 것이다.
결합 복조 필터(10)는 Viterbi 디코더(30)와, 입력(11)과 Viterbi 디코더 사이에서 제1 필터(46)를 포함하는 제1 신호 경로(12)를 예시적으로 더 포함할 수 있다. 도 2에 도시된 예시적인 실시예에서, 제1 필터(46)는 예를 들어, 매칭 필터와 같은 유한 무한 응답(FIR) 필터일 수 있다. 또한, 제2 신호 경로(13)가 입력(11)과 Viterbi 디코더(30) 사이에 포함된다. 제2 신호 경로(13)는 동일 채널 간섭 신호에 대한 채널 임펄스 응답 추정값을 발생시키기 위한 선형 FIR 모델러(15)를 예시적으로 포함한다. 추가로, 제3 신호 경로(14)가 입력(11)과 Viterbi 디코더(30) 사이에 예시적으로 접속되어 있다. 아래 자세히 설명될 바와 같이, 제3 신호 브랜치가 원하는 신호에 대한 채널 임펄스 응답 추정값을 발생시키기 위한 화이트닝 매칭 필터(44)를 예시적으로 포함한다.
이하, 도 2에 도시된 예시적인 결합 복조 필터(10)의 추가 구성요소들이 간 단하게 식별되어, 이들의 여러 기능 설명이 이어질 것이다. 상술한 바와 같이, 셀룰라 통신 GSM-기반 네트워크에서는, 예를 들어 원하는 신호와 동일 채널 간섭 신호는 각각 트레이닝 시퀀스를 포함한다. 결합 복조 필터(10)는 제2 신호 경로 및 제3 신호 경로(13, 14)의 상류측에 그리고 입력(11)의 하류측에 원하는 신호에 대한 트레이닝 시퀀스 로케이터(20)를 예시적으로 포함한다. 제3 신호 경로(14)는 원하는 신호의 CIR 추정값을 발생시키기 위하여 화이트닝 매칭 필터(44)의 상류측에 원하는 신호의 CIR 추정기(22)를 예시적으로 포함한다.
제2 신호 경로(13)는 또한 제1 합산기(26), 제1 합산기의 하류측에 접속된 제2 합산기(34) 및 원하는 신호의 CIR 추정기(22)와 제1 합산기에 사이에서, 이들과 상호동작하여 원하는 신호와 동일 채널 간섭 신호의 샘플링으로부터 재변조된 원하는 신호 트레이닝 시퀀스를 추출하여 이에 의해 간섭 신호 추정값을 발생시키는 재변조기(24)를 예시적으로 포함한다. 선형 FIR 모델러(15)는 합산기(26)에 연결되어 있는 블라인드 간섭 및 CIR 추정기(28)와, 이 블라인드 간섭 및 CIR 추정기(28)로부터 하류측에 있으며 또한 화이트닝 매칭 필터(44)로부터의 입력을 수신하는 제2 FIR 필터(42)를 예시적으로 포함한다. 제2 합산기(34)는 또한 도시한 바와 같이, 블라인드 간섭 및 CIR 추정기(28)의 출력을 수신한다.
제2 신호 경로(13)는 아래 보다 자세히 설명될 바와 같이, 제1 합산기(26)와 제2 합산기(34) 사이에 잔류 잡음 전력(Pn) 샘플 오프셋 블록(32), 제2 합산기로부터의 하류측에 유효 간섭원 성분(Pif) 샘플 오프셋 블록, 및 Pif 샘플 오프셋 블록으로부터의 하류측에 Pif/Pn 결정 블록(38)을 예시적으로 더 포함한다. 믹서(40)는 도시된 바와 같이, Pif 샘플 오프셋 블록(38)으로부터의 하류측에 있으며, 제2 FIR 필터(42)의 출력을 또한 수신한다. 믹서(40)의 출력 및 화이트닝 매칭 필터(44)의 출력은 제1 FIR(46)의 출력과 마찬가지로, Viterbi 디코더(30)에 제공된다.
이하, 결합 복조 수신기(10)의 동작을 아래 자세히 설명한다. 상술한 바와 같이, 결합 복조(JD) 수신기(10)는 예를 들어, 셀룰라 기지국, 및 모바일 셀룰라 통신 장치들에서와 같이 무선 통신 시스템에 바람직하게 이용될 수 있다. 일반적으로 설명하면, 결합 복조는 원하는 신호에 대한 채널 임펄스 응답(CIR)에 대한 추정값들 및 이와 관련된 우세한 간섭원을 이용한다. 이하에 설명되어 있는 GSM 구현에서, 우세한 간섭원은 GSM 사양에 따르는 GMSK 변조 신호인 것으로 가정된다.
여기에서 설명되는 결합 복조 접근 방식은, 이 결합 복조 기술이 상술한 가정들로 이루어지기 보다는 "블라인드" 간섭원 데이터 및 채널 추정 기술들을 이용한다는 점에서, 동기식 네트워크와 비동기식 네트워크 양쪽 모두에 적용될 수 있다. 일단 CIR들이 추정되었다면, 2차원 (결합) 적응성 Viterbi 상태 구조가 등화기에 이용되어, 원하는 신호와 간섭원 양쪽 모두에 대한 데이터가 추정될 수 있다.
본 발명의 결합 복조 기술의 시뮬레이션은 12.2-레이트 AMR FS 스피치에 대하여 미가공 심볼 에러 레이트 및 프레임 에러 레이트에서의 약 0dB C/I에서 10 dB 보다 큰 반송파 대 간섭(C/I) 향상성을 보여주고 있다. 이 시뮬레이션에서, 신규의 결합 최소 자승 기반 기술이 채널 오프셋 결정 및 원하는 CIR 추정과 간섭원 CIR 추정을 위하여 이용되었다. 상술한 바와 같이, 이러한 접근 방식은 간섭원 데이터의 블라인드 추정과 (즉, 간섭원 데이터의 어떠한 선험적인 정보(knowledge) 없이) 결합한다.
본 발명의 결합 복조 접근 방식은 아래 보다 자세히 설명될 바와 같이, 간섭원에 대해 제한된 선험적인 정보가 이용가능할 때, 비교적 높은 이득을 제공할 수 있는 능력(즉, 매우 낮은 신호 대 잡음 비(SNR)로 수신할 수 있는 능력)에 있어서 특히 바람직할 수 있다. 그러나, (간섭원을 모델링하는데 이용되는 상태의 갯수에 의존하여) Viterbi 알고리즘(VA) 복잡성이 또한 증가할 수 있고, 따라서, 채널/데이터 추정기들의 추가 복잡성 및 처리 요건들이 일부 소프트웨어 또는 하드웨어 구현에 있어서의 한 요인이 될 수 있다.
테스트 구성을 위하여, 심볼 레벨 블록 에러 레이트(BLER; Block Error Rate) 시뮬레이터는, 3GPP DARP 작업 그룹에 의해 이용되고 있는 간섭원 모델/시나리오들 모두를 지원하도록 확장된다. 또한, 이러한 확장은 필요에 따라 신규의 간섭원 모델들이 전개될 수 있도록 한다. 이 시뮬레이션은 Matlab을 이용하여 수행되었다.
결합 복조 접근 방식은 우세한 간섭 성분이 미지의 2진 램던 입력 (간섭원) 데이터를 이용하여 유한 임펄스 응답(FIR) (미지의) 필터의 잡음있는 출력으로서 모델링될 수 있는 것으로 가정한다. 우세한 GMSK-변조 간섭원의 경우, 이러한 가정은 잔류 잡음으로서 처리되는 보다 약한 추가적인 간섭 신호들이 존재하는 경우에도 유지된다. 또한, 이러한 접근 방식은 상술한 모델링 가정을 이용하여, 다른 간섭원 변조 유형에도 적용될 수 있다.
도 2를 다시 참조하여 보면, 결합 복조 접근 방식과 관련된 단계들은 다음과 같다. 먼저, 원하는 신호에 대한 기지국 트레이닝 시퀀스(TS; training sequence)가 검색되고(블록 20), 원하는 신호에 대한 CIR이 추정되며(블록 22), 재변조된 원하는 트레이닝 시퀀스가 입력 샘플들로부터 제거되어, 간섭원 신호 추정값을 형성한다(블록 24). 또한, 블록 26, 28에서, 간섭원 CIR 및 데이터의 "블라인드" 추정이 간섭원 신호 추정값에 기초하여 수행된다. 그 후, 아래 보다 자세히 설명될 바와 같이, 블록 30에서, 원하는 트레이닝 시퀀스 및 추정된 간섭원 데이터를 이용하여 원하는 신호/간섭원 채널의 결합 최소 자승 추정을 수행한다.
또한, 상술한 단계들은 (타이밍 오프셋이 변경됨에 따라) 다수의 입력 샘플 오프셋에서 반복될 (또는 벡터화된 형태로 수행될) 수 있다. 이와 같이, 블록 32, 34, 36 및 38에서, 최소의 잔류 잡음 전력(Pn)을 야기하는 오프셋이 선택될 수 있고, 모델이 적용되는지 여부(즉, 유효 간섭원 성분(Pif)이 검출되는지 여부)에 대한 결정이 이루어질 수 있다. 만약 그렇다면, 원하는 신호 데이터의 추정과 함께 공동으로 간섭을 추정하고 제거하는 결합 복조(다차원 상태) Viterbi 알고리즘을 이용하여 복조를 수행한다(블록 30).
초기에는, 당해 기술 분야의 당업자에게 잘 알려진 바와 같이, 원하는 채널 임펄스 응답은 통상적인 트레이닝 시퀀스 상관화(즉, "채널 관측(channel-sounding)") 방법을 이용하여 추정되었다. 낮은 C/I 레벨에서는, 최소 자승 방법은 입력 샘플들에 일정한 (미리 계산된) 매트릭스[(AHA)-1AH]를 곱함으로써 초기의 원하는 채널 임펄스 응답 추정값을 제공하는데, 여기서, A는 원하는 신호의 트레이닝 시퀀스 콘볼루션 매트릭스들이다.
간섭원을 추정하기 위하여, 위에서 언급된 SAIC 예비 조사는 동기식 네트워크 모델을 가정한다. 보다 자세하게는, 이 모델은 간섭 신호의 트레이닝 시퀀스가 -1 내지 +4 심볼 오프셋 내에서 원하는 신호의 트레이닝 시퀀스와 정렬되는 것으로 가정한다. 이 경우, 간섭원 채널 임펄스 응답은 수신 샘플들로부터 원하는 신호의 (재변조된) 트레이닝 시퀀스를 제거한 후, 트레이닝 시퀀스 상관화 기술(또는, 최소 자승(그 이유는 트레이닝 시퀀스 데이터를 알고 있기 때문임))을 이용하여 추정될 수 있다.
그러나, 원하는 신호의 트레이닝 시퀀스 동안의 간섭원 데이터를 알고 있지 않은 비동기식 네트워크 경우에 대한 결합 복조 접근 방식의 가능성있는 적용가능성을 넓히기 위하여, 블라인드 채널 및 데이터 추정과 복조 기술들이 이용된다. 이러한 점에서의 배경으로서, 제목이 "Joint Data and Channel Estimation Using Blind Trellis Search Techniques"(IEEE Trans, on Communications, vol. 42, no. 2/3/4, pgs. 100O-1011)인 Seshadri의 논문 및 제목이 "Blind Estimation of Output Labels of SIMO Channels Based on a Novel Clustering Algorithm"(IEEE Communications Letters, vol. 2, no. 11, November 1998, pgs. 307-309)인 Daneshgaran 등의 논문을 참조한다.
블라인드 간섭원 추정을 수행하는데 있어 특별한 어려움은 원하는 신호의 트레이닝 시퀀스 윈도우 동안에 "관찰가능한" 간섭원(즉, 잡음) 샘플들의 갯수가 매우 적다는 것이다. 참조로서, 이 예에서는, 시퀀스 윈도우는 원하는 트레이닝 시퀀 스의 길이(이 실시예에서는, GSM 05-시리즈 표준에 의해 정의된 바와 같이, 트레이닝 시퀀스 길이가 26임)에, 원하는 신호의 CIR 길이(이 실시예에서는 5가 선택되지만, GSM 표준에 의해 정의되는 바와 같은 채널 모델에 의존하여, 1 내지 7 사이에서의 어떠한 다른 값도 가능함)만큼을 뺀 후 1을 더한 것, 즉, 26 - 5 + 1 = 22 (스물둘)이다.
이러한 접근 방식은 컨볼루션 코드들의 벡터 양자화와 순차적인 디코딩의 개념들을 결합한 알고리즘을 이용한다. 이 알고리즘은 2개의 가정에 기초하는데, 그 가정은, (1) 간섭원 신호는 선형 유한 임펄스 응답(FIR) 소스를 이용하여 모델링될 수 있으며(블록 28); (2) 간섭원 신호는 (추정된 원하는 신호를 제거한 후) 잔류하는 추가적인 백색(즉, 상관화되지 않은) 가우시안 잡음에 의해 붕괴된다(도 2의 26)는 것이다.
이들 2개의 가정을 이용하여, 알고리즘이 3개의 간섭원 비트 시퀀스 가설들의 트리를 반복적으로 구축한다. 비트 시퀀스 가설에 부가되는 각각의 신규 비트에 대하여, 알고리즘은 신규의 FIR 상태(또는 벡터 양자화 기술 분야의 당업자에게 명백한 바와 같이, 코드북 인덱스)를 계산하고, 특정 시퀀스에서의 동일한 상태에 대응하는 모든 입력 샘플들을 평균화하여, 그 상태에 대한 FIR 출력(코드북 값)을 추정한다. 비트 시퀀스의 왜곡은 입력 샘플들로부터 시퀀스들의 FIR 출력을 제거한 후 (도 2의 36) 잔존하는 것을 의미한다. 최소의 왜곡을 갖는 W(탐색 간격 파라미터)의 비트 시퀀스까지 유지한 후, 각각의 시퀀스가 다른 0/1 비트로 확장되어 2개의 신규 시퀀스들(총 2W)을 생성하고, 각각의 시퀀스의 FIR 출력들의 재추정 처리 가 반복되고 이어서, 최소의 왜곡을 갖는 W(탐색 간격 파라미터)의 시퀀스(예를 들어, 1/2의 시퀀스)를 유지시킨다. 시퀀스 길이가 이용가능한 간섭원 신호 샘플들의 갯수(이 예에서는 위에서 설명한 바와 같이 22개)에 도달하는 경우, W개의 후보 이외의 최소의 왜곡을 갖는 시퀀스가 선택된다.
이러한 상술한 알고리즘은 원하는 신호 및 간섭원 채널의 후속하는 결합 최소 자승 추정에 대해 초기 간섭원 데이터 및 채널 임펄스 응답 추정값을 제공한다. 5dB 미만의 C/I 레벨에서, 원하는 신호 및 간섭원 신호에 대한 CIR 위치(오프셋) 및 CIR 값 추정은 원하는 데이터 시퀀스 및 간섭원 데이터 시퀀스의 교차 상관화(cross-correlation)에 의해 영향을 받는다. 그러나, 이전에 얻어진 간섭원 데이터 추정값을 이용하면, 이러한 교차 상관화를 제거(즉, 고려)하는 결합 최소 자승 채널 추정이 다음과 같이 가능하게 된다.
Figure 112008020586889-PCT00001
여기서, s는 원하는 트레이닝 시퀀스 윈도우(이전에 설명된 바와 같이, 26-5+1=22) 동안의 입력 샘플들을 포함하며, A(NxLh) 및 B(NxLg)는 원하는 신호 및 간섭원 데이터 시퀀스 컨볼루션 매트릭스들(A는 알려진 상수이며 B는 간섭원에 대한 추정값임)이고, h 및 g는 h에 대한 길이 Lh(이 실시예에서는, 5)와 g에 대한 길이 Lg(이 실시예에서는 3이 선택됨)를 이용해 상술한 방정식을 풀어 각각 얻어지는 원하는 신호의 CIR 및 간섭원 신호의 CIR이다.
원하는 채널 임펄스 응답 및 간섭원 채널 임펄스 응답의 추정값들이 이용가능하게 되면, 2차원 상태 Viterbi 알고리즘이 적용될 수 있다. Euclidean 거리 메트릭을 이용하면, 화이트닝 이산 시간 모델 필터(WMF)를, 추정된 원하는 CIR로부터 계산한다(블록 44). 이 계산은 또한 간섭원 CIR에도 적용되며, 3개의 (Lg) 최대 결과 탭들을 이용하여 간섭원 코드북(즉, 가능한 간섭원 채널 FIR 출력들의 세트)을 형성한다. 물론, 일부 실시예에서는, 다른 갯수의 탭 Lh와 Lg도 또한 이용될 수 있다.
결과적인 원하는 신호 코드북과 간섭원 코드북은 결합 복조 Viterbi 알고리즘에 전달된다. 복귀된 소프트 결정 메트릭은 (경로가 아닌) 각각의 스테이지에서의 홀수/짝수 상태 최소 메트릭의 차이를 소프트 결정값 및 부호로서 이용하는 포워드 및 백워드 반복(recursion)을 포함한다.
이하 도 3으로 돌아가면, 당업자에 의해 잘 알고 있는 바와 같이, 주파수 호핑을 이용하지 않고 간섭원 모델 DTSl를 이용한 50km 차량 속도(TU-50)에서의 1950MHz 대역의 통상적인 도시 페이딩 프로파일의 TCH-AFS 12.2 레이트 스피치에 대한 시뮬레이션된 결과들이 도시되어 있다. C/I는 평균 반송파 대 간섭 비이다.
점선 50 및 51은 종래의 GMSK 수신기에 대한 SER(심볼 에러 레이트) 및 FER(프레임 에러 레이트)를 나타낸다. 점선 53 및 54는 상술한 SAIC-JD 수신기의 성능을 나타낸다. 실선 55 및 56은 간섭원의 블라인드 벡터 양자화가 반복형 최소 자승(RLS) 업데이트를 이용하여 수행되며 간섭 심볼 시퀀스 가설이 형성되어 평가되는 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 보다 높은 복잡도의 SAIC-JD 수신기의 성 능을 나타낸다. 당해 기술 분야의 당업자라면 잘 이해할 수 있는 바와 같이, 성능 플롯은 SAIC-JD 수신기들 양쪽 모두가 높은 간섭 환경에서 종래의 수신기보다 상당한 개선을 제공함을 보여주고 있다.
일부 실시예에서, 원하는(즉, 추정된) 샘플들을 제거한 후의 원하는 신호의 트레이닝 시퀀스 윈도우에 남아있는 잔류 "잡음" 전력의 양은 모델 "적합화(fit)"의 테스트로서 이용될 수 있다. 후속하는 추정된 간섭원을 제거하는 것이 잔류 잡음 전력을 상당히 감소시키지 못하면, 비간섭 신호 모델이 선택될 수 있고, 그 반대의 경우도 마찬가지로 된다.
이하, 원하는 신호와 동일 채널 간섭 신호 간의 동일 채널 간섭을 감소시키기 위한 결합 복조 필터링 방법을 도 4를 참조하여 설명한다. 블록 60에서 수신한, 원하는 신호의 수신 샘플과 동일 채널 간섭 신호의 샘플이, 블록 61에서 제1 필터(46)를 포함하는 제1 신호 경로(12)를 이용하여 필터링된다. 이 방법은 블록 62에서 선형 유한 임펄스 응답(FIR) 모델러(15)를 포함하는 제2 신호 경로(13)를 이용하여 동일 채널 간섭 신호에 대한 채널 임펄스 응답 추정값을 발생시키는 것과, 블록 63에서 화이트닝 매칭 필터(44)를 포함하는 제3 신호 경로(14)를 이용하여 원하는 신호에 대한 채널 임펄스 응답 추정값을 발생시키는 것을 추가로 포함할 수 있다. 또한, 디코딩 동작이 블록 64에서, Viterbi 디코더(30)를 이용하여 원하는 신호의 필터링된 수신 샘플과 동일 채널 간섭 신호의 필터링된 수신 샘플, 동일 채널 간섭 신호에 대한 채널 임펄스 응답 추정값, 및 원하는 신호에 대한 채널 임펄스 응답 추정값에 기초하여 수행될 수 있으며, 이렇게 해서, 상술한 방법이 마무리 된다(블록 65).
시스템(20)에 따라 이용될 수 있는 핸드헬드 모바일 무선 통신 장치(1000)의 일례를, 도 5를 참조로 아래 일례에서 자세히 설명한다. 모바일 무선 통신 장치(1000)는 하우징(1200), 키패드(1400) 및 출력 장치(1600)를 예시적으로 포함한다. 도시된 출력 장치는 디스플레이(1600)로서, 풀 그래픽 LCD인 것이 바람직하다. 다른 방법으로, 다른 유형의 출력 장치가 이용될 수 있다. 처리 장치(1800)는 하우징(1200) 내에 포함되어 있으며, 키패드(1400)와 디스플레이(1600) 사이에 접속되어 있다. 처리 장치(1800)는 디스플레이(1600)의 동작을 제어할 뿐만 아니라 사용자에 의한 키패드(1400) 상의 키들의 활성화에 응답하여 모바일 무선 통신 장치(1000)의 전반적인 동작을 제어한다.
하우징(1200)은 수직방향으로 가늘고 긴 모양일 수 있으며, (클램쉘 하우징 구조를 포함한) 다른 크기 및 형상을 취할 수 있다. 키패드는 텍스트 입력 및 전화 입력 사이의 전환을 위한 모드 선택 키 또는 다른 하드웨어나 소프트웨어를 포함할 수 있다.
처리 장치(1800)에 더하여, 모바일 무선 통신 장치(1000)의 다른 부분들이 도 5에 개략적으로 도시되어 있다. 이들은 그 외 입력/출력 장치(1060, 1080, 1100 및 1120)와 함께 통신 서브시스템(1001), 단거리 통신 서브시스템(1020), 키패드(1400) 및 디스플레이(1600) 뿐만 아니라 메모리 장치(1160, 1180) 및 다른 여러 서브시스템(1201)을 포함한다. 모바일 무선 통신 장치(1000)는 바람직하게 음성 및 데이터 통신 능력을 갖는 2웨이 RF 통신 장치이다. 또한, 모바일 무선 통신 장 치(1000)는 인터넷을 통하여 다른 컴퓨터 시스템과 통신하는 능력을 바람직하게 갖는다.
처리 장치(1800)에 의해 실행되는 운영 시스템 소프트웨어는 바람직하게 플래시 메모리(1160)와 같은 영구 저장장치에 저장되지만, 판독 전용 메모리(ROM) 또는 다른 유사한 저장 소자와 같은 다른 유형의 메모리 장치에 저장될 수도 있다. 또한, 시스템 소프트웨어, 특정 장치 애플리케이션, 또는 이들의 부분들이 램던 액세스 메모리(RAM; 1180)와 같은 휘발성 저장 장치 내에 임시로 로딩될 수 있다. 모바일 장치에 의해 수신되는 통신 신호들은 RAM(1180)에 또한 저장될 수 있다.
처리 장치(1800)는 자신의 운영 시스템 기능에 더하여, 모바일 무선 통신 장치(1000) 상의 소프트웨어 애플리케이션(1300A-1300N)의 실행을 가능하게 한다. 데이터 및 음성 통신과 같은 기본 장치 동작들을 제어하는 소정의 애플리케이션 세트(1300A 및 1300B)는 제조시 모바일 무선 통신 장치(1000) 상에 설치될 수 있다. 또한, 개인 정보 관리자(PIM; personal information manager) 애플리케이션이 제조시 설치될 수 있다. PIM은 바람직하게, e-메일, 연중 행사 이벤트, 음성 메일, 약속, 및 작업 아이템과 같은 데이터 아이템을 구성하고 관리할 수 있다. PIM 애플리케이션은 또한 바람직하게 무선 네트워크(1401)를 통하여 데이터 아이템을 송신하고 수신할 수 있다. 바람직하게는, PIM 데이터 항목은 무선 네트워크(1401)를 통하여, 호스트 컴퓨터 시스템에 저장되거나 연결되어 있는 장치 사용자의 대응 데이터 아이템과 무결절성있게 통합되고 동기되며 업데이트된다.
데이터 및 음성 통신을 포함하는 통신 기능들은 통신 서브 시스템(1001)을 통하여 수행되며, 가능하다면, 단거리 통신 서브시스템을 통하여도 수행된다. 통신 서브시스템(1001)은 수신기(1500), 송신기(1520) 및 하나 이상의 안테나(1540 및 1560)를 포함한다. 추가로, 통신 서브시스템(1001)은 또한 디지털 신호 프로세서(DSP; 1580) 및 국부 발진기(LO; 1601)와 같은 처리 모듈을 포함한다. 통신 서브 시스템(1001)의 특정 설계 구현은 모바일 무선 통신 장치(1000)가 동작하도록 의도된 통신 네트워크에 의존한다. 예를 들어, 모바일 무선 통신 장치(1000)는 MobitexTM, Data TACTM 또는 범용 패킷 무선 서비스 (GPRS; General Packet Radio Service) 모바일 데이터 통신 네트워크와 동작하도록 설계되고, 또한 AMPS, TDMA, CDMA, WCDMA, PCS, GSM, EDGE, 등과 같은 여러 음성 통신 네트워크 중 어느 것과 동작하도록 설계된 통신 서브시스템(1001)을 포함할 수 있다. 다른 유형의 데이터 및 음성 네트워크가 통합형 및 개별형 양쪽 모두로 또한 모바일 무선 통신 장치(1000)와 함께 이용될 수 있다. 모바일 무선 통신 장치(1000)는 또한 3GSM, 3GPP, UMTS, 등과 같은 다른 통신 표준에 순응할 수 있다.
네트워크 액세스 요건들은 통신 시스템의 유형에 의존하여 변경된다. 예를 들어, Mobitex 및 DataTAC 네트워크에서, 모바일 무선 통신 장치는 고유한 개인 식별 번호 또는 각각의 장치와 관련된 PIN을 이용하여 네트워크 상에 등록된다. 그러나, GPRS 네트워크에서, 네트워크 액세스는 장치의 사용자 또는 가입자와 연관되어 있다. 따라서, GPRS 장치는 GPRS 네트워크 상에서의 동작을 위하여, 일반적으로, SIM 카드라 하는 가입자 식별 모듈을 필요로 한다.
요구되는 네트워크 등록 또는 활성화 과정이 완료되었을 경우, 모바일 무선 통신 장치(1000)는 통신 네트워크(1401)를 통하여 통신 신호를 송신 및 수신할 수 있다. 안테나(1540)에 의해 통신 네트워크(1401)로부터 수신된 신호들은 신호 증폭, 주파수 하향 변환, 필터링, 채널 선택 등을 위해 제공하고 또한 아날로그/디지털 변환을 제공할 수 있는 수신기(1500)에 라우팅된다. 수신 신호의 아날로그/디지털 변환은 DSP(1580)로 하여금 복조 및 디코딩과 같은 보다 복잡한 통신 기능들을 수행하도록 한다. 유사한 방식으로, 네트워크(1401)에 송신될 신호들은 DSP(1580)에 의해 처리(예를 들어, 변조 및 인코딩)되며, 이후 디지털/아날로그 변환, 주파수 상향 변환, 필터링, 증폭 및 안테나(1560)를 통한 통신 네트워크(1401; 또는 네트워크)로의 전송을 위하여, 송신기(520)에 제공된다.
통신 신호를 처리하는 것에 더하여, DSP(1580)는 수신기(1500) 및 송신기(1520)의 제어를 제공한다. 예를 들어, 수신기(1500) 및 송신기(1520)에서 통신 신호에 적용되는 이득들은 DSP(1580)에서 실시되는 자동 이득 제어 알고리즘을 통하여 적응적으로 제어될 수 있다.
데이터 통신 모드에서, 텍스트 메시지 또는 다운로드된 웹 페이지와 같은 수신 신호는 통신 서브시스템(1001)에 의해 처리되어, 처리 장치(1800)에 입력된다. 그 후, 수신 신호는 디스플레이(1600) 또는 대안으로서, 다른 일부 보조 I/O 장치(1060)로의 출력을 위하여 처리 장치(1800)에 의해 추가로 처리된다. 또한, 장치 사용자는 키패드(1400) 및/또는 터치 패드, 로커 스위치(rocker switch), 섬휠(thumb-wheel), 또는 일부 다른 유형의 입력 장치와 같은 일부 다른 보조 I/O 장 치(1060)를 이용하여 e-메일 메시지와 같은 데이터 아이템을 작성할 수 있다. 그 후, 작성된 데이터 아이템은 통신 네트워크(1401) 상에서 통신 서브시스템(1001)을 통하여 송신될 수 있다.
음성 통신 모드에서는, 수신 신호가 스피커(1100)로 출력되고 송신 신호들이 마이크로폰(1120)에 의해 발생되는 점을 제외하면, 장치의 전체적인 동작이 데이터 통신 모드와 실질적으로 유사하다. 또한, 음성 메시지 기록 서브시스템과 같은 대안의 음성 또는 오디오 I/O 서브시스템이 모바일 무선 통신 장치(1000) 상에서 구현될 수 있다. 또한, 디스플레이(1600)는 예를 들어, 호출 당사자의 아이덴티티, 음성 통화의 유지 시간, 또는 다른 음성 통화 관련 정보를 표시하기 위하여 음성 통신 모드에도 이용될 수 있다.
단거리 통신 서브시스템은 모바일 무선 통신 장치(1000)와 다른 근접 시스템 또는 장치와의 통신을 가능하게 하며, 이것은 반드시 유사한 장치일 필요는 없다. 예를 들어, 단거리 통신 서브시스템은 유사한 가능 시스템들 및 장치들과의 통신을 제공하기 위하여 적외선 장치 및 관련 회로 및 구성요소들 또는 BluetoothTM 통신 모듈을 포함할 수 있다.
많은 변형예 및 다른 실시예가 상술한 설명 및 관련 도면에 개시된 내용의 이점을 갖고 이루어질 수 있음은 당해 기술 분야의 당업자에 명백한 것이다. 따라서, 여러 변형 및 수정이 첨부된 청구범위의 범위 내에 포함되어 있는 것으로 이해되어야 한다.

Claims (20)

  1. 무선 통신 장치로서,
    하우징과;
    상기 하우징에 의해 유지되는 무선 송신기 및 무선 수신기
    를 포함하며,
    상기 무선 수신기는, 원하는 신호와 동일 채널 간섭 신호 간의 동일 채널 간섭을 감소시키기 위한 결합 복조 필터를 포함하며,
    상기 결합 복조 필터는,
    원하는 신호와 동일 채널 간섭 신호의 샘플들을 수신하는 입력과;
    Viterbi 디코더와;
    상기 입력과 상기 Viterbi 디코더 사이에 있으며 제1 필터를 포함하는 제1 신호 경로와;
    상기 입력과 상기 Viterbi 디코더 사이에 있으며 동일 채널 간섭 신호에 대한 채널 임펄스 응답 추정값을 발생시키는 선형 유한 임펄스 응답(linear finite impulse response; FIR) 모델러를 포함하는 제2 신호 경로와;
    상기 입력과 상기 Viterbi 디코더 사이에 있으며 원하는 신호에 대한 채널 임펄스 응답 추정값을 발생시키는 화이트닝 매칭 필터(whitened matched filter)를 포함하는 제3 신호 경로
    를 포함하는 것인 무선 통신 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 원하는 신호와 동일 채널 간섭 신호는 각각 트레이닝 시퀀스를 포함하며,
    상기 결합 복조 필터는 상기 제2 신호 경로 및 상기 제3 신호 경로의 상류측에 그리고 상기 입력으로부터 하류측에 트레이닝 시퀀스 로케이터를 더 포함하는 것인 무선 통신 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 제3 신호 경로는 원하는 신호의 채널 임펄스 응답(CIR) 추정값을 발생시키기 위하여 상기 화이트닝 매칭 필터의 상류측에 원하는 신호의 CIR 추정기를 포함하는 것인 무선 통신 장치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 제1 필터는 제1 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 포함하는 것인 무선 통신 장치.
  5. 제1항에 있어서, 상기 제2 신호 경로는 이 제2 신호 경로로부터 하류측에 접속되어 있는 제1 합산기 및 제2 합산기를 포함하는 것인 무선 통신 장치.
  6. 제5항에 있어서, 상기 제2 신호 경로는 상기 원하는 신호의 CIR 추정기와 상기 제1 합산기 사이에 재변조기를 더 포함하며 이 재변조기와 상호동작하여 원하는 신호와 동일 채널 간섭 신호의 샘플들로부터 재변조된 원하는 신호 트레이닝 시퀀 스를 추출하고 이 추출에 의해 간섭 신호 추정값을 발생시키는 것인 무선 통신 장치.
  7. 제1항에 있어서, 상기 선형 FIR 모델러는 블라인드 간섭 및 CIR 추정기, 및 상기 블라인드 간섭 및 CIR 추정기로부터의 하류측에 제2 FIR 필터를 포함하는 것인 무선 통신 장치.
  8. 제1항에 있어서, 상기 무선 수신기는 셀룰라 수신기를 포함하는 것인 무선 통신 장치.
  9. 무선 통신 장치로서, 하우징과;
    상기 하우징에 의해 유지되는 무선 송신기 및 무선 수신기
    를 포함하며,
    상기 무선 수신기는, 원하는 신호와 동일 채널 간섭 신호 간의 동일 채널 간섭을 감소시키기 위한 결합 복조 필터를 포함하되, 상기 원하는 신호와 동일 채널 간섭 신호는 각각 트레이닝 시퀀스를 포함하며,
    상기 결합 복조 필터는,
    원하는 신호와 동일 채널 간섭 신호의 샘플들을 수신하는 입력과;
    Viterbi 디코더와;
    상기 입력과 상기 Viterbi 디코더 사이에 있으며 제1 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 포함하는 제1 신호 경로와;
    상기 입력과 상기 Viterbi 디코더 사이에 있으며 동일 채널 간섭 신호에 대한 채널 임펄스 응답 추정값을 발생시키는 선형 유한 임펄스 응답(linear finite impulse response; FIR) 모델러를 포함하는 제2 신호 경로와;
    상기 입력과 상기 Viterbi 디코더 사이에 있으며 원하는 신호에 대한 채널 임펄스 응답 추정값을 발생시키는 화이트닝 매칭 필터(whitened matched filter)를 포함하는 제3 신호 경로와;
    상기 제2 신호 경로 및 상기 제3 신호 경로의 상류측에 그리고 상기 입력으로부터의 하류측에 트레이닝 시퀀스 로케이터
    를 포함하는 것인 무선 통신 장치.
  10. 제9항에 있어서, 상기 제3 신호 경로는 원하는 신호의 채널 임펄스 응답(CIR) 추정값을 발생시키기 위하여 상기 화이트닝 매칭 필터의 상류측에 원하는 신호의 CIR 추정기를 포함하는 것인 무선 통신 장치.
  11. 제9항에 있어서, 상기 제2 신호 경로는 이 제2 신호 경로로부터 하류측에 접속되어 있는 제1 합산기 및 제2 합산기를 포함하는 것인 무선 통신 장치.
  12. 제11항에 있어서, 상기 제2 신호 경로는 상기 원하는 신호의 CIR 추정기와 상기 제1 합산기 사이에 재변조기를 더 포함하며 이 재변조기와 상호동작하여 원하 는 신호와 동일 채널 간섭 신호의 샘플들로부터 재변조된 원하는 신호 트레이닝 시퀀스를 추출하고 이 추출에 의해 간섭 신호 추정값을 발생시키는 것인 무선 통신 장치.
  13. 제9항에 있어서, 상기 선형 FIR 모델러는 블라인드 간섭 및 CIR 추정기, 및 상기 블라인드 간섭 및 CIR 추정기로부터의 하류측에 제2 FIR 필터를 포함하는 것인 무선 통신 장치.
  14. 무선 통신 장치의 수신기에서 원하는 신호와 동일 채널 간섭 신호 간의 동일 채널 간섭을 감소시키는 방법으로서,
    제1 필터를 포함하는 제1 신호 경로를 이용하여 원하는 신호와 동일 채널 간섭 신호 간의 수신 샘플들을 필터링하는 단계와;
    선형 유한 임펄스 응답(FIR) 모델러를 포함하는 제2 신호 경로를 이용하여 동일 채널 간섭 신호에 대한 채널 임펄스 응답 추정값을 발생시키는 단계와;
    화이트닝 매칭 필터를 포함하는 제3 신호 경로를 이용하여 원하는 신호에 대한 채널 임펄스 응답 추정값을 발생시키는 단계와;
    원하는 신호와 동일 채널 간섭 신호의 필터링된 수신 샘플들, 동일 채널 간섭 신호에 대한 채널 임펄스 응답 추정값 및 원하는 신호에 대한 채널 임펄스 응답 추정값에 기초하여, Viterbi 디코더를 이용하여 디코딩 동작을 수행하는 단계
    를 포함하는 동일 채널 간섭의 감소 방법.
  15. 제14항에 있어서, 원하는 신호와 동일 채널 간섭 신호는 각각 트레이닝 시퀀스를 포함하며,
    상기 제2 신호 경로 및 상기 제3 신호 경로의 상류측에서 그리고 상기 입력으로부터의 하류측에서 트레이닝 시퀀스 로케이션을 수행하는 단계를 더 포함하는 동일 채널 간섭의 감소 방법.
  16. 제14항에 있어서, 상기 제3 신호 경로는 원하는 신호의 채널 임펄스 응답(CIR) 추정값을 발생시키기 위하여 상기 화이트닝 매칭 필터의 상류측에 원하는 신호의 CIR 추정기를 포함하는 것인 동일 채널 간섭의 감소 방법.
  17. 제14항에 있어서, 상기 제1 필터는 제1 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 포함하는 것인 동일 채널 간섭의 감소 방법.
  18. 제14항에 있어서, 상기 제2 신호 경로는 이 제2 신호 경로로부터 하류측에 접속되어 있는 제1 합산기 및 제2 합산기를 포함하는 것인 동일 채널 간섭의 감소 방법.
  19. 제18항에 있어서, 상기 제2 신호 경로는 상기 원하는 신호의 CIR 추정기와 상기 제1 합산기 사이에 재변조기를 더 포함하며 이 재변조기와 상호동작하여 원하 는 신호와 동일 채널 간섭 신호의 샘플들로부터 재변조된 원하는 신호 트레이닝 시퀀스를 추출하고 이 추출에 의해 간섭 신호 추정값을 발생시키는 것인 동일 채널 간섭의 감소 방법.
  20. 제14항에 있어서, 상기 선형 FIR 모델러는 블라인드 간섭 및 CIR 추정기, 및 상기 블라인드 간섭 및 CIR 추정기로부터의 하류측에 제2 FIR 필터를 포함하는 것인 동일 채널 간섭의 감소 방법.
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