KR20080028306A

KR20080028306A - Ｌｅｄ 컨트롤러 및 그를 위한 방법

Info

Publication number: KR20080028306A
Application number: KR1020070096387A
Authority: KR
Inventors: 라라-아스콜라 알레잔드로; 피. 로브 스테판; 알. 발 알란
Original assignee: 세미컨덕터 콤포넨츠 인더스트리즈 엘엘씨
Priority date: 2006-09-26
Filing date: 2007-09-21
Publication date: 2008-03-31
Also published as: CN101155451A; KR101429023B1; TWI422281B; CN102685992A; US7583034B2; HK1118416A1; HK1174769A1; CN102685992B; US20080074364A1; TW200820828A; CN101155451B

Abstract

일 실시예에서, 수직 N-채널 트랜지스터를 하이-사이드 구성으로 접속하여 LED를 통과하는 전류를 제어한다.

트랜지스터, 하이-사이드, 로우-사이드, LED, 컨트롤러

Description

ＬＥＤ 컨트롤러 및 그를 위한 방법{LED CONTROLLER AND METHOD THEREFOR}

본 발명은, 일반적으로 전자 장치에 관한 것으로, 보다 상세하게는, 반도체 디바이스 및 구조를 형성하는 방법에 관한 것이다.

과거, 반도체 산업에서는 다양한 방법을 사용하여 LED(light emitting diodes)용 제어 회로를 형성하였다. 일부 LED 컨트롤러는 그 LED에 인가되는 전압값을 조정하기 위해 하이-사이드(high-side) 구성으로 접속된 P-채널 MOS(metal oxide semiconductor) 트랜지스터를 이용하였다. P-채널 MOS 트랜지스터는 일반적으로 다이(die) 사이즈가 더 커지게 되어 비용이 증가하였다.

다른 구성에서, N-채널 MOS 트랜지스터는 LED를 제어하기 위해 로우-사이드(low-side) 구성으로 접속되었다. 로우-사이드 구성에서는 부하가 전원에 접속되었다. 로우-사이드 구성의 출력이 또 다른 접속과 우연히 단락된다면, 대규모의 전류가 부하를 통해 흐르게 되어 부하가 손상을 입게 된다. 로우-사이드 구성으로 접속된 N-채널 트랜지스터를 사용하는 LED 컨트롤러의 일예는 캘리포니아 산타 클라라 소재의 National Semiconductor사로부터 이용가능한 LP3936으로 지칭되는 부품의 데이터 시트에 설명되어 있다.

따라서, 부하를 하이-사이드 스위치 구성을 통해 접속하고, 부하를 제어하기 위해 P-채널을 사용하지 않으며, 저비용의 LED 컨트롤러를 구비하는 것이 바람직하다.

일 실시예에서, 본 발명은 게이트, 입력 전압을 수신하도록 접속된 드레인, 및 부하 전류를 LED에 공급하도록 접속된 소스를 구비한 수직 N-채널 트랜지스터; 및 상기 부하 전류와 부하 전류의 희망값 간의 차를 나타내는 제어 전압을 상기 수직 N-채널 트랜지스터의 게이트에 공급하도록 실시가능하게 접속된 제어 회로 - 상기 제어 전압은 상기 드레인 상의 전압보다 크지 않음 - 를 포함하는 LED 컨트롤러를 제공한다.

다른 실시예에서, 본 발명은 수직 N-채널 트랜지스터의 드레인 상에 전원 전압을 수신하고 상기 수직 N-채널 트랜지스터의 소스를 통해 LED에 부하 전류를 공급하도록 상기 수직 N-채널 트랜지스터를 구성하는 단계 - 상기 수직 N-채널 트랜지스터의 게이트는 상기 수직 N-채널 트랜지스터의 동작 특성 중 포화 영역에서 상기 수직 N-채널 트랜지스터를 동작시키는 제어 전압을 수신함 -; 차지 펌프 회로를 사용하지 않고 상기 제어 전압을 형성하도록 제어 회로를 구성하는 단계를 포함하는 LED 컨트롤러 형성 방법을 제공한다.

또 다른 실시예에서, 본 발명은 반도체 기판 상에 수직 N-채널 트랜지스터를 형성하는 단계; 상기 수직 N-채널 트랜지스터를 입력 전압을 수신하고 LED용의 부하 전류를 형성하도록 접속하는 단계; 및 상기 부하 전류의 값을 제어하기 위해 상기 수직 N-채널 트랜지스터를 포화 영역에서 동작하도록 제어 회로를 구성하는 단계를 포함하는 LED 컨트롤러 형성 방법을 제공한다.

본 발명은 부하를 하이-사이드 스위치 구성을 통해 접속하고, 부하를 제어하기 위해 P-채널을 사용하지 않으며, 저비용의 LED 컨트롤러를 구비할 수 있다.

설명의 간단성 및 명료성을 위해, 도면의 구성 요소의 축적을 반드시 맞출 필요는 없으며, 서로 다른 도면에 있는 동일한 참조 부호는 동일한 구성 요소를 나타낸다. 부가적으로, 공지된 단계 및 구성요소의 설명 및 상세는 설명을 간략히 하기 위해 생략된다. 본 명세서에서 사용되는 바와 같이, 전류 전달 전극은 MOS 트랜지스터의 소스 또는 드레인, 또는 바이폴라 트랜지스터의 에미터 또는 콜렉터, 또는 다이오드의 캐소드 또는 애노드 같이 디바이스를 통해 전류를 전달하는 디바이스의 구성요소를 의미하고, 제어 전극은 MOS 트랜지스터의 게이트 또는 바이폴라 트랜지스터의 베이스 같이 디바이스를 통과하는 전류를 제어하는 디바이스의 구성요소를 의미한다. 본 명세서에서 디바이스는 임의의 N-채널 또는 P-채널 디바이스로서 설명되었지만, 본 발명에 따라 상보적 디바이스 또한 가능하다는 것을 당업자는 이해할 수 있을 것이다. 단어 "~ 중", "~ 동안", 및 "~ 때"는 본 명세서에서 사용되는 바와 같이 개시 반응시 정확히 즉각적으로 발생하는 반응을 의미하는 용 어는 아니고, 전파 지연과 같이 개시된 반응과 개시 반응 간의 약간 작지만 합리적인 지연이 있을 수 있다는 것을 의미한다는 것을 당업자는 이해할 수 있을 것이다. 도면의 명료성을 위해, 디바이스 구조의 도핑 영역은 일반적으로 에지는 직선이고 코너는 규칙적으로 각진 것으로 도시되어 있다. 그러나, 도판트의 확산 및 활성화에 기인하여, 도핑 영역의 에지는 일반적으로 직선이 아닐 수도 있고, 코너가 정확하게 각지지 않는 경우도 있다는 것을 당업자는 이해할 수 있을 것이다.

도 1은 LED 컨트롤러(22)를 포함하는 LED 시스템(10)의 일부의 실시예를 개략적으로 도시한다. 컨트롤러(22)는 하이-사이드 구성으로 접속된 수직 N-채널 MOS 트랜지스터(57)를 이용하여, LED를 통과하는 전류를 제어한다. 컨트롤러(22)는 트랜지스터(57)를 포화 영역에서 동작시켜, 트랜지스터(57)를 통과하여, 따라서, LED를 통과하여 흐르는 전류 값을 실질적으로 일정한 값으로 선형으로 제어한다. 시스템(10)은 전력 입력 단자(11) 및 전력 리턴 단자(12) 간의 전력를 수신한다. 단자(11)와 단자(12) 사이에 접속된 전압원은 전형적으로는 실질적으로 dc 전압이다. 시스템(10)은 또한 일반적으로 LED(16)를 포함하고, 전형적으로 LED(16 및 17)과 같이 복수의 직렬 접속된 LED를 포함한다. 전류 감지 저항(18)은 또한 일반적으로 복수의 LED와 직렬로 접속되어, LED(16 및 17)를 통해 흐르는 부하 전류(20)의 값을 나타내는 노드(19)에서 피드백 신호를 형성한다.

컨트롤러(22)는 전압 입력부(23)와 전압 리턴부(24) 간의 전력를 수신하고, 출력부(13)를 통해 부하 전류(20)를 제공한다. 컨트롤러(22)는 피드백 입력부(26)에서 피드백 신호를 수신한다. 선택적 인에이블 입력부(25)를 사용하여, 컨트롤 러(22)의 동작을 인에이블 및 디스에이블할 수 있고, 따라서, 전류(20)의 흐름을 인에이블 미 디스에이블할 수 있다. 컨트롤러(22)는 일반적으로 선형 제어 회로(37), 인에이블 회로(29), 에러 증폭기(58) 및 기준 신호 생성기, 즉, 레퍼런스(59)를 포함한다. 증폭기(58)는 일반적으로 연산 증폭기 및, 이득을 제어하는데 사용되고 주파수 보상을 제공하는 임피던스(Z1 및 Z2) 같은 임피던스들을 포함한다. 컨트롤러(22)는 또한, 입력부(23)로부터의 전압을 수신하고, 레퍼런스(59) 및 증폭기(58) 같은 컨트롤러(22)의 일부 구성요소를 동작시키는데 사용될 수 있는 내부 동작 전압을 출력부(62)에서 형성하는 내부 전압 조정기(61)를 포함할 수 있다.

인에이블 회로(29)는 일반적으로 인에이블 트랜지스터(34) 및 풀업 저항(33)을 포함한다. 저항(31) 및 다이오드(32)는 저항(33)에 의해 수신된 풀업 전압을 제공한다. 선형 제어 회로(37)는 일반적으로 제1 바이어스 회로(38), 제2 바이어스 회로(45) 및 선형 드라이버(50)를 포함한다. 드라이버(50)는 제1 바이어스 트랜지스터(52), 제2 바이어스 트랜지스터(54) 및 제어 트랜지스터(56) 같은 복수의 직렬 접속된 트랜지스터를 포함한다.

동작시에, 부하 전류(20)는 대략 희망하는 값의 값 범위 내의 실질적으로 희망하는 일정값으로 조정된다. 예를 들면, 희망하는 값이 대략 300 밀리암페어(300 mA)일 수 있고, 값 범위는 대략 3백 밀리암페어의 플러스 또는 마이너스 5퍼센트(5%)일 수 있다. 부하 전류(20)는 저항(18) 뿐만 아니라 LED(16 및 17)를 통해 흐른다. 저항(18)을 통과하는 전류(20)의 흐름은 전류(20)의 값을 나타내는 피드백 노드(19)에서 피드백 신호를 형성한다. 에러 증폭기(58)는 피드백 신호를 수신 하고, 전류(20)의 값과 전류(20)의 희망값과의 차를 나타내는 에러 신호를 노드(35)에서 형성한다. 증폭기(58)는 입력부(26)로부터의 피드백 신호와 레퍼런스(59)로부터의 기준 신호 값과의 차로서 에러 신호를 형성한다. 당업자라면 이해할 수 있는 바와 같이, 컨트롤러(22)는 피드백 신호의 값이 기준 신호의 값과 실질적으로 동일하게 되도록 전류(20)의 값을 제어하는 것으로 구성된다. 입력부(25)에서 인에이블 신호의 값이 낮으면, 트랜지스터(34)는 디스에이블되고 인에이블 회로(29)는 노드(35)에서 에러 신호의 값에 영향을 미치지 않는다.

제어 트랜지스터(56)는 증폭기(58) 및 제어 드라이버(50)로부터의 에러 신호를 수신하여, 트랜지스터(57)의 게이트에 선형 제어 전압을 형성한다. 저항(44)은 드라이버(50)와 입력부(23) 사이에 접속되어, 트랜지스터(57)의 게이트가 입력부(23)에서 전압 공급원에 단락되는 것을 방지한다. 드라이버(50)에 의해 형성된 제어 신호는 트랜지스터(57)를 그 트랜지스터(57)의 동작 특성 중 포화 영역에서 동작하도록 하여, 그 트랜지스터(57)가 완전히 인핸스트(enhanced)되지 않게 하고, 따라서, 트랜지스터(57)의 게이트 전압의 값이 트랜지스터(57)를 통과하는 전류를 응답식으로 변경시키도록 변경된다. 이러한 트랜지스터(57)의 제어는 전류(20)의 값을 실질적으로 희망하는 일정값으로 조정한다. 트랜지스터(57)가 하이-사이드 구성으로 접속되어 있기 때문에, 트랜지스터(57)의 게이트에 인가되어야 하는 제어 전압의 값은 일반적으로 매우 크다. 트랜지스터(57)가 수직 트랜지스터이기 때문에, 트랜지스터(57)는 높은 항복 전압을 갖도록 형성될 수 있다. 그러나, 이 후에 더 알 수 있는 바와 같이, 트랜지스터(52, 54 및 56)는 트랜지스터(57)보다 더 낮 은 항복 전압을 일반적으로 갖는 수평 트랜지스터이다. 트랜지스터(57)의 게이트에 인가되어야 하는 큰 전압을 견디도록 드라이버(50)을 형성하기 위해, 트랜지스터(52, 54 및 56)는 각 트랜지스터(52, 54 및 56) 양단의 제어 신호의 전압값을 분산하는 직렬 또는 적층형 구성으로 접속된다. 각각의 트랜지스터(52, 54 및 56)에 의해 강하된 전압의 양은 적층형 구성에 의해 그리고 트랜지스터(52 및 54)를 실질적으로 고정 전압으로 바이어싱시킴으로써 제어된다. 적층형 구성에서, 트랜지스터(52, 54 및 56) 모두 동일한 전류를 도통시키고, 따라서, 트랜지스터(52 및 54)의 게이트 대 소스 전압(Vgs)이 실질적으로 동일하다. 결과적으로, 트랜지스터(52)의 소스에서의 전압값은 바이어스 전압 마이너스 트랜지스터(52)의 Vgs이다. 드레인에서의 전압이 고정되어 있기 때문에, 트랜지스터(52) 양단 간의 전압 강하 또한 고정된다. 유사하게, 트랜지스터(54)의 소스에서의 전압값은 바이어스 전압 마이너스 트랜지스터(54)의 Vgs이다. 트랜지스터(54)의 드레인에서의 전압은 트랜지스터(52)의 소스에서의 전압에 의해 고정되고, 따라서, 트랜지스터(54) 양단 간의 전압 강하 또한 고정된다. 결과적으로, 트랜지스터(52 및 54) 각각의 게이트에 고정 바이어스 전압을 인가함으로써, 트랜지스터(52 및 54)에 의해 강하된 전압값을 제어한다. 트랜지스터(57)의 게이트에 인가된 제어 신호의 전압의 나머지는 트랜지스터(56)의 양단에서 강하된다. 트랜지스터(52 및 54)에 대한 바이어스 전압은 바이어스 회로(45 및 38)에 의해 형성된다. 바이어스 회로(45)는 입력부(23)로부터의 입력 전압을 수신하고, 입력 전압값보다 작고 트랜지스터(57)를 동작시키는데 필요한 제어 전압의 최대값보다 작은 제1 바이어스 전압을 트랜지스터(52)의 게 이트에 형성한다. 바이어스 회로(38)는 제1 바이어스 전압값보다 작고 증폭기(58)로부터의 에러 신호의 최대값보다 큰제2 바이어스 전압을 트랜지스터(54)의 게이트에 형성한다. 트랜지스터(52 및 54)에 대한 바이어스 전압값은 각각의 트랜지스터(52, 54 및 56) 양단간의 전압 강하를 트랜지스터(57)의 게이트에 인가된 제어 신호의 전압의 최대값의 몇몇 부분으로 설정하도록 선택된다. 바람직한 실시예에서, 바이어스 전압은 대략 제어 신호의 최대 전압의 3분의 1을 강하시키도록 선택된다. 트랜지스터(56)의 동작은 증폭기(58)로부터의 에러 신호의 값에 의해 제어된다. 에러 신호의 값이 변경 또는 가변됨으로써, 트랜지스터(56)의 Vgs가 가변되고, 이에 의해 트랜지스터(57)의 게이트에서 제어 신호의 값을 가변시킴으로써 전류(20)의 값을 제어한다.

예시적인 일 실시예에서, 입력부(23)와 리턴부(24) 간에 수신된 입력 전압의 값은 대략 100볼트(100V)였다. 노드(49)에서의 제1 바이어스 전압은 대략 65볼트(65V)가 되도록 선택하였고, 노드(42)에서의 제2 바이어스 전압은 대략 35볼트(35V)가 되도록 선택하였다. 트랜지스터(52, 54 및 56)를 통해 흐르는 전류값은 트랜지스터(52 및 54)의 Vgs를 대략 4볼트(4V)로 형성하였다. 결과적으로, 노드(53)에서의 전압값은 대략 61볼트(61V)여서, 트랜지스터(52)는 대략 39볼트(39V) 강하시켰다. 노드(55)에서의 전압값은 대략 31볼트(31V)여서, 트랜지스터(54)는 대략 30볼트(30V)를 강하시켰다. 100볼트(100V) 입력 전압에서 트랜지스터(52 및 54) 양단간의 전압 강하를 차감함으로써, 트랜지스터(56) 양단에는 대략 31볼트(31V)가 남았다. 결과적으로, 트랜지스터(52 및 54)에 실질적으로 고정된 바이 어스 전압을 인가하는 것에 부가하여 적층형 구성은 트랜지스터(52, 54 및 56)에 의해 강하되어야 하는 전압값을, 트랜지스터(52, 54 및 56)가 트랜지스터(57)의 항복 전압보다 더 낮은 항복 전압을 갖도록 각각의 트랜지스터에 확산시키거나 분산시킨다. 트랜지스터(52, 54 및 56)의 게이트가 에러 신호 같은 동일한 전압으로 모두 구동되었다면, 트랜지스터들 중 하나가 대략 모든 제어 전압값을 강하시키고 나머지 트랜지스터들은 완전히 턴온되어 전류를 도통시킬 것이라는 것을 당업자는 이해할 수 있을 것이다. 따라서, 실질적으로 모든 전압이 하나의 트랜지스터 양단에서 강하될 것이다.

드라이버(50)의 구성은 차지(charge) 펌프 회로를 사용하지 않고 트랜지스터(57)를 제어하도록 높은 게이트 전압을 형성하는 것을 용이하게 한다는 것을 당업자는 이해할 수 있을 것이다. N-채널 트랜지스터가 하이-사이드 구성으로 접속된 적용예에서, 트랜지스터를 제어하기에 충분히 큰 Vgs를 생성하기 위해 제어 신호의 전압값을 증가시킬 필요가 종종 있다. 차지 펌프 회로는 전형적으로 제어 전압값을 펌프업(pump-up)하는데 사용된다. 하이-사이드 구성으로 접속된 N-채널 MOS 트랜지스터를 제어하기 위해 차지 펌프를 사용하는 회로의 일 예가 아리조나 피닉스 소재의 ON Semiconductor사로부터의 NIS5112로 지칭되는 부품에 대한 데이터 시트에 설명되어 있다. 드라이버(50)는 차지 펌프 회로를 사용하지 않고 트랜지스터(57)를 구동하기 위해 제어 신호를 형성하는 것을 용이하게 하고, 이에 의해, 컨트롤러(22)를 사용하는 시스템의 비용을 감소시킬 수 있다. 또한 차지 펌프를 사용하지 않음으로써, 차지 펌프의 스위칭에 기인한 전자기 간섭(EMI) 또한 제 거할 수 있다. 차지 펌프를 사용하여 하이-사이드 구성의 N-채널 트랜지스터를 구동하는 구성에서, 트랜지스터에 인가되는 게이트 전압은 그 트랜지스터의 드레인 상의 전압보다 더 크게되어야 한다. 회로(37)가 차지 펌프를 사용하지 않고 트랜지스터(57)를 구동하기 때문에, 트랜지스터(57)에 인가된 게이트 전압은 트랜지스터(57)의 드레인 상의 전압보다 더 크지 않게 된다.

컨트롤러(22)에 대하여 이러한 기능을 구현하기 위해, 트랜지스터(57)의 드레인은 저항(44)을 통해 입력 전압을 수신하도록 접속되고, 소스는 부하 전류(20)를 외부 LED(16 및 17)로 공급하도록 접속된다. 트랜지스터(57)의 드레인은 입력부(23)에 접속된 제2 단자를 구비한 저항(44)의 한 단자에 접속된다. 트랜지스터(57)의 소스는 출력부(13)에 접속된다. 트랜지스터(57)의 게이트는 노드(51)에 접속된다. 트랜지스터(52)의 드레인은 노드(51)에 접속되고, 게이트는 노드(49)에 접속되며, 소스는 노드(53)에 접속된다. 트랜지스터(54)의 드레인은 노드(53)에 접속되고, 게이트는 노드(42)에 접속되며, 소스는 노드(55)에 접속된다. 트랜지스터(56)의 드레인은 노드(55)에 접속되고, 게이트는 노드(35)에 접속되며, 소스는 리턴부(24)에 접속된다. 바이어스 회로(45)의 입력부는 입력부(23) 및 저항(46)의 제1 단자에 접속된다. 저항(46)의 제2 단자는 노드(49)에 접속된다. 다이오드(47)의 캐소드는 노드(49)에 접속되고, 애노드는 캐소드가 리턴부(24)에 접속된 다이오드(48)의 애노드에 접속된다. 회로(38)의 입력부는 입력부(23) 및 제2 단자가 노드(42)에 접속된 저항(39)의 제1 단자에 접속된다. 다이오드(40)의 캐소드는 노드(42)에 접속되고, 애노드는 다이오드(41)의 애노드에 접속된다. 다이오드(41) 의 캐소드는 리턴부(24)에 접속된다. 인에이블 회로(29)의 입력부는 입력부(23) 및 저항(31)의 제1 단자에 접속된다. 저항(31)의 제2 단자는 다아오드의 캐소드 및 저항(33)의 제1 단자에 공통으로 접속된다. 다이오드(32)의 애노드는 리턴부(24)에 접속된다. 저항(33)의 제2 단자는 노드(35) 및 트랜지스터(34)의 드레인에 공통으로 접속된다. 트랜지스터(34)의 소스는 리턴부(24)에 접속되고, 게이트는 입력부(25)에 접속된다. 증폭기(58)의 비반전 입력부는 입력부(26)에 접속되고, 반전 입력부는 레퍼런스(59)로부터 기준 신호를 수신하도록 접속된다. 증폭기(58)의 출력부는 노드(35)에 접속된다.

회로(45 및 38)는 트랜지스터(52 및 54)에 대한 바이어스 전압을 형성하는 바이어스 회로의 예시적 형태를 나타내고, 바이어스 전압을 형성하는데 다른 회로들이 사용될 수 있다는 것을 당업자는 이해할수 있을 것이다. 부가적으로, 드라이버(50)는 트랜지스터들에 걸쳐 제어 전압값 및 항복 전압값을 분산시키기 위한 필요에 따라 트랜지스터(52, 54 및 56)보다 더 작은 또는 더 큰 수의 적층 트랜지스터를 포함할 수 있다. 부가적으로, 트랜지스터(57)는 SENSEFET의 감지부로부터 피드백 신호를 형성하는 SENSEFET 유형의 트랜지스터일 수 있다. SENSEFET는 아리조나 피닉스 소재의 Semiconductor Components Industries, LLC(SCILLC)사의 상표이다. SENSEFET 유형의 트랜지스터의 일 예는 1985년 11월 12일 Robert Wrathall에 발행된 미국 특허 번호 제4,553,084호에 개시되어 있으며, 본 명세서에서는 참조로 사용된다.

도 2는 멀티-채널 LED 컨트롤러(71)를 포함하는 멀티-채널 LED 시스템(70)의 예시적 실시예의 일부의 일반화된 블록도를 개략적으로 도시한다. 시스템(70)은 복수의 채널을 포함하며, 여기에서, 각각의 채널은 일반적으로는 LED(16)를 포함하고, 전형적으로는 복수의 LED(16 및 17)를 포함한다. 컨트롤러(71)는 도 1의 설명에서 설명된 컨트롤러(22)와 실질적으로 동일한 복수의 LED 컨트롤러를 포함한다. 컨트롤러(71)는 전형적으로 단일 조정기(61)를 구비하고, 컨트롤러(22)는 조정기(61)를 포함하지 않는다.

도 3은 컨트롤러(22) 또는 컨트롤러(71) 같은 LED 컨트롤러를 포함하는 반도체 장치 또는 집적 회로(81)의 확대 단면부를 도시한다. 트랜지스터(57)의 드레인에 전기 접속을 제공하는 기판(73)의 제1 면에 컨덕터(74)를 구비하는 반도체 기판(73)에 디바이스(81)가 형성된다. 수평 트랜지스터(52, 54 및 56)는 제1 면과 대면하는 기판(73)의 제2 면에 형성된다. 수직 트랜지스터(57)는 제2 면에 형성되고, 전류 흐름 경로가 기판(73)을 통해 컨덕터(74)로 연장되도록 기판(73)을 통해 연장된다.

트랜지스터(57)는 단일 셀 또는 단일 보디 설계로서 도시되어 있다. 그러나, 트랜지스터(57)는 (보디 영역이 복수의 셀룰라 영역인) 셀룰라 설계 또는 단일 보디 설계일 수 있다는 것을 당업자는 이해할 수 있을 것이다.

도 4는 반도체 기판(73)에 형성된 반도체 디바이스 또는 집적 회로(81)의 실시예 일부의 확대 평면도를 개략적으로 도시한다. 컨트롤러(22) 또는 컨트롤러(71)는 기판 상에 형성될 수 있다. 기판(73)은 또한 도면의 간략화를 위해 도 4에 도시되지 않은 다른 회로들을 포함할 수 있다. 컨트롤러(71) 및 디바이스 또는 집적 회로(81)는 당업자에게 공지된 반도체 제조 기술에 의해 기판(73) 상에 형성된다.

전술한 모든 것에 비추어, 신규한 디바이스 및 방법이 개시되어 있다는 것은 자명하다. 다른 특징들 중에서, 트랜지스터의 게이트를 구동하기 위한 신호를 생성하기 위해 차지 펌프를 사용하지 않고, 고전압을 제어하기 위해 수직 N-채널 MOS 트랜지스터를 하이-사이드 구성으로 접속하는 것을 포함한다. 차지 펌프에 대한 필요성을 제거함으로써 시스템의 비용을 줄일 수 있다. 복수의 적층 트랜지스터들 중 하나의 트랜지스터를 실질적으로 고정 바이어스 전압으로 바이어싱함으로써, 개별 트랜지스터의 항복 전압보다 더 큰 항복 전압을 필요로 하는 애플리케이션에서 트랜지스터를 용이하게 사용할 수 있다. 또한, 수직 N-채널 트랜지스터를 사용함으로써, 각 채널이 하나의 반도체 다이 상에 모두 하이-사이드 구성으로 접속되도록 하면서 다수의 채널을 용이하게 형성할 수 있다. N-채널 트랜지스터는 비용이 더 작게 드는 P-채널 트랜지스터보다 더 작다.

본 발명의 주요 안건이 특정의 바람직한 실시예로 설명되었지만, 반도체 분야에 능숙한 자에게는 많은 변경 및 수정이 가능하다는 것이 자명하다. 부가적ㅇ,로, 설명의 명료성을 위해 전반적으로 단어 "접속"을 사용하였지만, 단어 "커플링"과 동일한 의미를 갖는 것으로 한다. 따라서, "접속"은 직접 접속 또는 간접 접속을 포함하는 것으로 해석되어야 한다.

도 1은 본 발명에 따른 LED 컨트롤러를 포함하는 LED 시스템의 일부의 실시예를 개략적으로 도시한 도면.

도 2는 본 발명에 따른 LED 멀티-채널 LED 컨트롤러를 포함하는 멀티-채널 LED 시스템의 일부의 실시예를 개략적으로 도시한 도면.

도 3은 본 발명에 따른 도 2의 LED 컨트롤러의 단면부를 확대하여 개략적으로 도시한 확대 단면도.

도 4는 본 발명에 따른 도 2의 LED 컨트롤러를 포함하는 반도체 디바이스의 확대 평면도.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>

10: 시스템

13: 출력부

16, 17: LED

18: 전류 감지 저항

19: 노드

20: 부하 저항

22: 전압 입력부

24: 전압 리턴부

29: 인에이블 회로

37: 선형 제어 회로

52: 제1 바이어스 트랜지스터

54: 제2 바이어스 트랜지스터

56: 제어 회로

58: 에러 증폭기

59: 레퍼런스

Claims

LED 컨트롤러로서,

게이트, 입력 전압을 수신하도록 접속된 드레인, 및 부하 전류를 LED에 공급하도록 접속된 소스를 구비한 수직 N-채널 트랜지스터; 및

상기 부하 전류와 그 부하 전류의 희망값 간의 차를 나타내는 제어 전압을 상기 수직 N-채널 트랜지스터의 게이트에 공급하도록 실시가능하게 접속된 제어 회로 - 상기 제어 전압은 상기 드레인 상의 전압보다 크지 않음 -

를 포함하는 LED 컨트롤러.
제1항에 있어서,

상기 수직 N-채널 트랜지스터의 소스는 상기 LED 컨트롤러의 전류 출력 단자에 접속되고, 상기 LED 컨트롤러는, 상기 수직 N-채널 트랜지스터의 게이트에 접속된 드레인과 상기 제어 전압의 최대값보다 작은 제1 값을 갖는 제1 바이어스 전압을 수신하도록 접속된 게이트와 소스를 구비하는 제1 트랜지스터, 및 상기 부하 전류와 상기 부하 전류의 희망값 간의 차를 나타내는 에러 신호를 수신하도록 접속된 게이트와 상기 제1 트랜지스터의 드레인 상의 전압을 제어하도록 접속된 드레인과 전압 리턴부에 접속된 소스를 구비하는 제2 트랜지스터를 포함하는 LED 컨트롤러.
LED 컨트롤러를 형성하는 방법으로서,

수직 N-채널 트랜지스터의 드레인 상에 전원 전압을 수신하고 상기 수직 N-채널 트랜지스터의 소스를 통해 LED에 부하 전류를 공급하도록 상기 수직 N-채널 트랜지스터를 구성하는 단계 - 상기 수직 N-채널 트랜지스터의 게이트는 상기 수직 N-채널 트랜지스터의 동작 특성 중 포화 영역에서 상기 수직 N-채널 트랜지스터를 동작시키는 제어 전압을 수신함 -;

차지 펌프 회로를 사용하지 않고 상기 제어 전압을 형성하도록 제어 회로를 구성하는 단계를 포함하는 LED 컨트롤러 형성 방법.
제3항에 있어서,

상기 차지 펌프 회로를 사용하지 않고 상기 제어 전압을 형성하도록 제어 회로를 구성하는 단계는, 복수의 트랜지스터를 직렬로 구성하는 단계, 상기 복수의 트랜지스터 중 하나의 트랜지스터를 상기 부하 전류와 상기 부하 전류의 희망값 간의 차를 나타내는 선형 에러 신호를 수신하도록 접속하는 단계, 및 상기 복수의 트랜지스터 중 제2 트랜지스터를 제1 바이어스 전압을 수신하고 상기 제2 트랜지스터의 동작 특성의 선형 범위에서 동작하도록 구성하는 단계를 포함하는 LED 컨트롤러 형성 방법.
LED 컨트롤러를 형성하는 방법으로서,

반도체 기판 상에 수직 N-채널 트랜지스터를 형성하는 단계;

상기 수직 N-채널 트랜지스터를 입력 전압을 수신하고 LED용의 부하 전류를 형성하도록 접속하는 단계; 및

상기 부하 전류의 값을 제어하기 위해 상기 수직 N-채널 트랜지스터를 포화 영역에서 동작하도록 제어 회로를 구성하는 단계를 포함하는 LED 컨트롤러 형성 방법.