KR20070093651A - 주파수 영역의 신호 처리를 위한 스마트 안테나 시스템 및이를 위한 이동 단말과 기지국의 송수신 장치 및 방법 - Google Patents

주파수 영역의 신호 처리를 위한 스마트 안테나 시스템 및이를 위한 이동 단말과 기지국의 송수신 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 주파수 영역에서 신호 처리를 수행하는 스마트 안테나(Smart Antenna) 시스템의 성능을 향상시킬 수 있는 장치 및 방법에 관한 것으로서, 본 발명은 OFDM 통신 방식과 같은 주파수 영역 신호 처리를 기반으로 하는 통신 시스템에서 FFT 윈도우 옵셋에 의한 수신 신호의 위상 회전을 보상하도록 FFT로부터 출력되는 수신 신호 또는 FEQ 계수 추정을 위한 소정 기준 신호에 대해 보상 신호를 생성하고, 상기 보상된 수신 신호 또는 기준 신호를 이용하여 RX 빔 형성 가중치를 생성함을 특징으로 한다. 또한 본 발명은 단말의 수신기에서 구해진 RX FEQ 계수를 송신기의 FEQ 가중치로 이용하여 다중 경로 채널을 보상하므로 기지국의 수신 성능을 향상시킬 수 있다. 또한 본 발명은 스마트 안테나 시스템의 기지국에서 무지향성 빔 패턴을 생성할 경우 스마트 안테나를 통해 가변형 전 방위 빔 패턴을 생성하여 360도 전 방향으로 고른 빔 패턴을 생성할 수 있다.
스마트 안테나, 어레이 안테나, FFT, FFT 윈도우, 윈도우 옵셋, 위상 회전, 빔 형성, FEQ, 주파수 등화기, 빔 형성 가중치, 가변형 전방위 빔 패턴

Description

주파수 영역의 신호 처리를 위한 스마트 안테나 시스템 및 이를 위한 이동 단말과 기지국의 송수신 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR TRANSMITTING AND RECEIVING PACKET DATA IN A SMART ANTENNA SYSTEM}
도 1은 종래 스마트 안테나 시스템의 하향 링크에서 이동 단말의 수신기 구성을 도시한 블록도
도 2는 종래 스마트 안테나 시스템의 상향 링크에서 기지국의 수신기 구성을 도시한 블록도
도 3a 내지 도 3c는 도 2에서 FFT 윈도우 옵셋이 0인 경우 FEQ 계수 추정을 위한 기준 신호, 수신 신호 및 RX 빔 형성을 위한 가중치 신호를 각각 도시한 파형도
도 4a 내지 도 4c는 도 2에서 예를 들어 FFT 윈도우 옵셋이 1인 경우 FEQ 계수 추정을 위한 기준 신호, 수신 신호 및 RX 빔 형성을 위한 가중치 신호를 각각 도시한 파형도
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 스마트 안테나 시스템에서 이동 단말의 수신기 구성을 도시한 블록도
도 6은 도 5의 수신기에 적용되는 FFT 윈도우 옵셋 위상 회전 보상 방법을 도시한 순서도
도 7은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 스마트 안테나 시스템에서 이동 단말의 수신기 구성을 도시한 블록도
도 8은 도 7의 수신기에 적용되는 FFT 윈도우 옵셋 위상 회전 보상 방법을 도시한 순서도
도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신기의 구성을 도시한 블록도
도 10은 도 9의 수신기에 적용되는 FFT 윈도우 옵셋 위상 회전 보상 방법을 도시한 순서도
도 11은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신기의 구성을 도시한 블록도
도 12는 도 11의 수신기에 적용되는 FFT 윈도우 옵셋 위상 회전 보상 방법을 도시한 순서도
도 13a 내지 도 13h는 본 발명에 따른 스마트 안테나 시스템에서 FFT 윈도우 옵셋이 '1'인 경우 FFT 윈도우 옵셋을 보상하여 RX 빔 형성 가중치를 생성하는 과정을 설명하기 위한 파형도
도 14는 본 발명에 따른 스마트 안테나 시스템에서 TX FEQ 가중치를 생성하는 이동 단말의 구성을 도시한 블록도
도 15a 내지 도 15i는 도 14에서 FFT 윈도우 옵셋이 1인 경우 FEQ 가중치를 구하는 과정을 설명하기 위한 파형도.
도 16은 종래 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 송신기 구성을 도시한 블 록도
도 17은 본 발명의 실시 예에 따른 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 송신기 구성을 도시한 블록도
도 18은 종래 기술에서 4 개의 안테나로 구현된 스마트 안테나를 이용하여 고정형 전방위 빔 패턴을 생성한 파형도.
도 19a 내지 19e는 본 발명의 실시 예에 따른 스마트 안테나 시스템에서 생성된 가변형 전방위 빔 패턴의 일 예를 도시한 파형도.
본 발명은 배열 안테나(Array Antenna)를 사용하는 무선 통신 시스템에 관한 것으로, 특히 주파수 영역에서 신호 처리를 수행하는 스마트 안테나(Smart Antenna) 시스템의 성능을 향상시킬 수 있는 기지국과 이동 단말의 송수신 장치 및 방법에 관한 것이다.
통신 기술의 급격한 발전에 따라 무선 통신 시스템은 일반적인 음성 통화 서비스는 물론 대용량의 디지털 데이터 전송이 가능한 패킷(Packet) 데이터 서비스를 제공하는 단계에 이르고 있다. 패킷 데이터 서비스와 관련하여 현재 서비스되고 있거나 연구가 진행중인 이동통신 시스템으로는 차세대 이동통신 시스템인 IMT-2000(International Mobile Telecommunication 2000)을 목표로 하여 동기 방식으로 IS-2000, 고속의 패킷 전송이 가능한 EV-DO(Evolution Data Only), 음성과 고속의 패킷 데이터 서비스의 동시 지원이 가능한 EV-DV(Evolution of Data and Voice)와, 비동기 방식으로 UMTS(Universial Mobile Telecommunication System) 등이 있다.
상기와 같이 이동 단말로 제공되는 패킷 데이터 서비스는 크게 CDMA 2000 1x 등 3 세대 이동 통신망을 이용한 방식과, 무선랜(Wireless LAN)을 이용한 방식으로 구분된다. 상기 무선랜은 전송 대역폭이 넓어 대용량의 패킷 데이터를 단시간에 송수신할 수 있으며, 모든 가입자가 채널을 공유하여 무선 채널을 효율적으로 사용하는 무선 광대역 인터넷 서비스를 제공함을 특징으로 한다.
상기 무선랜과 관련하여 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers, 이하 "IEEE") 802.16 표준화 그룹에서는 고정 단말을 통해 무선 광대역 인터넷 서비스를 제공하기 위한 표준으로 IEEE 802.16a, 802.16b 표준을 하나로 통합한 IEEE 802.16d 표준을 제정하고 있으며, 이와 동시에 IEEE 802.16d를 개선하여 이동 단말로 휴대 인터넷 서비스를 제공하기 위한 IEEE 802.16e 표준의 제정을 추진하고 있다.
상기 IEEE 802.16e 기반의 무선 광대역 인터넷 서비스는 이동 단말을 이용하여 정지 및 이동 중은 물론 언제 어디서나 고속으로 무선 인터넷의 접속을 가능하게 한다. 무선 광대역 인터넷 서비스의 대표적인 예로는 현재 급속한 연구가 진행중인 와이브로(Wibro)를 들 수 있으며, 이외에도 Wi-Fi, Wi-Max등 무선 광대역 인터넷 서비스를 제공하기 위한 다양한 통신 방식들이 연구되고 있다. 이하에서는 상기 IEEE 802.1x 표준안에 따라 무선 인터넷 서비스를 제공하는 망을 무선랜으로 통 칭하기로 한다.
상기와 같이 무선 인터넷에 대한 관심과 수요가 급증하고 있는 가운데 무선 통신의 품질 및 전송 속도를 획기적으로 향상시키기 위한 대안으로 지능형 안테나(Intelligent Antenna) 또는 스마트 안테나(Smart Antenna)로 불리는 적응 배열 안테나(Adaptive Array Antenna)(이하,"스마트 안테나"라 칭함) 시스템이 연구되고 있다. 상기 스마트 안테나 시스템은 다수의 안테나 소자를 특정 형태로 배열하고, 다수의 안테나 소자로부터 방사되는 송신 빔의 방향과 빔 폭을 조절하여 원하는 이동 단말의 방향으로 지향성 빔을 형성하여 데이터를 송수신하는 시스템이다.
상기 스마트 안테나 시스템은 수신을 원하는 신호는 보강 간섭이 일어나도록 하고, 수신을 원하지 않는 간섭 신호는 상쇄 간섭이 일어나도록 송신/수신 빔을 형성(Beam-forming)함을 기본 원리로 하고 있다. 이와 같은 스마트 안테나 기술을 이용하면 수신단에서 간섭 신호를 억제할 수 있고, 다이버시티 이득(diversity gain)과 빔 형성 이득(beam-forming gain)을 얻을 수 있으므로 시스템의 성능을 크게 향상시킬 수 있다.
상기 스마트 안테나 기술의 장점을 살펴보면, 첫째 전송 신호가 분산되지 않고 원하는 곳으로 모이므로 신호 이득을 증가 시킬 수 있다. 따라서 기지국 당 커버할 수 있는 영역을 확장할 수 있으며, 또한 신호 이득이 증가함으로 인해 단말의 전력 소비를 줄일 수 있어 배터리 사용 시간을 증가시킬 수 있다. 둘째 수신기에서 원하지 않는 방향의 신호는 효과적으로 제거 되므로 간섭 신호의 제거가 가능하다. 셋째 스마트 안테나는 공간 적인 필터 효과를 제공하기 때문에 다중 경로(Multi- path)의 영향을 많이 감소시킬 수 있다.
상기와 같은 스마트 안테나 시스템은 3G 이동 통신망이나 무선랜 등에 적용됨은 물론 시스템 성능을 보다 향상시키도록 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 전송 방식 등 다중파 전송 방식을 이용하는 통신망에 적용될 수 있다. 상기 OFDM 방식은 다수의 직교하는 부반송파를 중첩시켜 데이터를 전송하는 대표적인 다중 반송파 전송 방식으로 이는 직렬로 입력되는 심볼(Symbol)열을 병렬 신호로 변환하고, 상호 직교성을 갖는 다수의 부반송파(Sub-Carrier)를 통해 데이터를 변조하여 전송하는 방식이다.
이하 무선랜 시스템의 예를 들어 억세스 포인트(Access Point : AP)(이하, "기지국"이라 칭함)에는 스마트 안테나 기술을 사용하고, 모바일 터미널(Mobile Terminal : MT)(이하, "이동 단말"이라 칭함)에는 단일 안테나를 사용하는 경우를 가정하여 종래 스마트 안테나 시스템을 설명하기로 한다. 상기 스마트 안테나 기술을 적용한 기지국이 표준 무선랜과 완전히 호환이 된다면, 기존 단일 안테나를 사용하는 기지국을 스마트 안테나를 사용하는 기지국으로 대체 함으로서 기존 이동 단말을 그대로 사용하더라도 무선랜 시스템의 성능을 크게 향상 시킬 수 있다.
한편 스마트 안테나를 이용하는 기지국은 통신 프로토콜에 따라서 무지향성 옴니 안테나를 사용하여 전방위(omni-directional) 빔 패턴으로 데이터를 전송할 수 있다. 전방위 빔 패턴으로 데이터를 전송하고자 하는 경우 고정형 전방위 빔 패턴을 사용한다. 그러나 실제 스마트 안테나를 이용하여 고정형 전방위 빔 패턴을 생성하더라도 360 도의 모든 방향에 대해서 고른 빔 패턴을 생성하기가 어렵다. 따 라서 종래 고정형 전방위 빔 패턴을 사용하는 경우 특정한 방향에 있는 사용자의 이동 단말은 통신 장애를 일으킬 수 있다. 예를 들어 도 18은 4 개의 안테나로 구현된 스마트 안테나를 이용하여 전방위 빔 패턴을 생성한 파형도이다.
도 18을 살펴보면, 전방위 빔 패턴을 가지기는 하지만 기지국의 셀 내 강한 빔이 형성되는 곳도 있고, 약한 빔이 형성되는 곳도 있으므로 360도 전 방향으로 고른 빔 패턴을 가지지 않음을 알 수 있다. 따라서 빔 패턴이 약한 방향에 있는 가입자와 통신 시에는 문제가 될 수 있다.
도 16은 종래 스마트 안테나 시스템의 하향 링크에서 기지국의 송신기 구성을 도시한 블록도이다.
기지국에서 사용자의 이동 단말로 전송할 송신(TX) 데이터는 매핑기(mapper)(1601)에서 정해진 변조 방식에 따라 사상된 후, 승산기(1605a~1605d)에서 다중화기(MUX)(1603)의 출력인 송신 가중치와 각각 곱하여 진다. 상기 송신 가중치는 통신 프로토콜이 스마트 안테나를 이용한 송신 빔 형성을 수행하는 경우이면 TX 빔 형성 가중치를 이용하고, 통신 프로토콜이 옴니 안테나를 이용한 전방위 빔 패턴을 사용할 경우이면, 고정형 TX 옴니 가중치를 사용한다. 상기 TX 빔 형성 가중치는 일반적으로 RX 빔 형성 가중치를 이용하여 구할 수 있으며, 고정형 TX 옴니 가중치는 예컨대, 4 개의 안테나 요소로 빔 성형을 하였을 경우의 빔 패턴이 일반적인 옴니 안테나 빔 패턴과 가장 유사한 빔 패턴을 생성하도록 하는 소정 가중치를 미리 설정하여 사용한다.
도 16의 승산기(1605a~1605d)에서 TX 빔 형성 가중치 또는 고정형 TX 옴니 가중치의 송신 가중치와 곱하여진 송신 신호는 시스템의 수신단 또는 송신단 전달함수 특성을 보상하기 위해 다른 승산기(1609a~1609d)에서 다중화기(1607)로부터 출력되는 보상 가중치(calibration weight)와 곱하여 진다. 상기 보상 가중치는 송신 가중치가 TX 빔 형성 가중치인 경우는 소정 TX 빔 형성 보상 가중치를 사용하고, 송신 가중치가 고정형 TX 옴니 가중치인 경우는 소정 TX 옴니 보상 가중치를 사용한다. 상기 TX 빔 형성 가중치는 RX 빔 형성 가중치를 이용하여 구하고, RX 빔 형성 가중치는 수신단의 전달함수 특성인 R 요소를 포함하므로 TX 빔 형성 가중치 또한 수신단의 전달함수 특성인 R 요소를 포함한다.
따라서 TX 빔 형성 가중치를 사용하여 데이터를 송신하고자 하는 경우 송신단의 전달함수 특성인 T 요소 뿐만 아니라 수신단의 전달함수 특성인 R 요소도 함께 고려하여 가중치 보상을 수행하는 것이 바람직하다. 결과적으로 송신 가중치로 TX 빔 형성 가중치를 사용하는 경우 보상 가중치는 TX 빔 형성 보상 가중치로 R*/T을 사용하여야 한다. 여기서 *는 complex conjugate를 나타낸다. 반면 송신 가중치로 고정형 TX 옴니 가중치를 사용하는 경우 보상 가중치는 수신단의 전달함수 특성과 무관한 값을 가지며, 송신단의 전달함수 특성만을 보상하면 된다. 이 경우 TX 옴니 보상 가중치는 수신단의 전달함수 특성 R이 배제된 1/T 만을 사용한다.
상기 시스템의 전달함수 특성을 고려한 보상 가중치와 승산기(1609a~1609d)에서 곱하여진 송신 신호는 각각 주파수 영역의 신호를 시간 영역의 신호로 변환하는 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)(1611a~1611d)와, 심볼 간섭에 의한 데이터 손실을 방지하도록 OFDM 데이터에 보호 구간(Guard Insertion : GI)을 삽입하는 GI 삽입기(1613a~1613d)와 RF 처리를 수행하는 송신(TX) RF 부(1615a~1615d)와 안테나(1617a~1617d)를 통해 무선망으로 전파된다.
이하 하향 링크에서 상기 기지국의 송신 신호를 수신하는 이동 단말의 수신기를 설명하기로 한다.
도 1은 종래 스마트 안테나 시스템의 하향 링크에서 이동 단말의 수신기 구성을 도시한 블록도로서, 도 1에서 도시 되지 않은 기지국의 송신기는 예컨대, 주파수 영역에서 신호 처리를 수행하고 복수의 안테나 요소(Antenna Element)를 사용하여 OFDM 전송 방식으로 데이터 전송함을 가정한다.
기지국의 전송 신호는 무선 채널을 경유하여 이동 단말측 수신기(100)의 안테나(101)에 도달하고, 수신(RX) RF 부(103)로 입력되어 주파수 하향 변환 등의 신호 처리를 거친 후, 디지털 신호로 변환된다. 수신 RF 부(103)를 통과한 신호는 반송파 주파수 옵셋 추정 및 보상기(Subcarrier Frequency Offset Estimation And Compensation Unit : 이하, "FO")(105)를 통해 주파수 옵셋(Frequency Offset)이 제거된다.
상기 FO(105)를 통과한 신호는 시간 영역의 신호를 주파수 영역의 신호로 변환하는 고속 푸리에 변환기(Fast Fourier Transform : 이하, "FFT")(107)와, FFT(107)의 윈도우 설정을 결정하는 FFT 윈도우 검출기(109)의 입력단으로 각각 전달된다. 상기 FFT(107)는 FFT 윈도우의 기준점과 윈도우 옵셋(Window Offset)이 미리 설정되어야 한다. 이를 위해 FFT 윈도우 검출기(109)는 FO(105)의 출력으로부터 정확한 OFDM 심볼 경계(symbol boundary)를 검출한 후, 이를 기준점으로 하여 FFT 윈도우에 FFT 윈도우 옵셋 만큼의 마진을 두고 고속 푸리에 변환이 수행되도록 한다. FFT(107)는 FFT 윈도우 검출기(109)에서 설정하는 FFT 윈도우에 맞추어서 고속 푸리에 변환을 수행한다.
상기 FFT(107)를 통과한 주파수 영역의 수신 신호는 간섭 신호 제거를 위해 주파수 영역 등화기(Frequency Equalizer : FEQ)(111)로 입력된다. 상기 FEQ(111)의 동작을 위한 FEQ 계수는 FEQ 추정기(113)로부터 추정된 값을 사용한다. 그리고 상기 FEQ 추정기(113)는 FFT(107)로부터 출력되는 수신 신호와, FEQ 계수 추정을 위한 소정 기준 신호를 입력으로 하여 추정된 FEQ 계수를 FEQ(111)로 전달한다. 여기서 상기 기준 신호는 예를 들어 무선랜 표준 IEEE Std 802.11a-1999에 규정된 기준 트레이닝(reference training pattern) 신호로서 롱 프리앰블(long preamble) 신호를 사용할 수 있다.
그리고 상기 FEQ(111)의 출력 신호는 타이밍 옵셋 추정 및 보상기(Timing Offset estimator and compensator : TO)(115)를 통과하여 타이밍 옵셋이 보상되고, 잔류 주파수 옵셋 추정 및 보상기(Residual Frequency Offset estimator and compensator : RFO)(117)를 통과하여 잔류 주파수 옵셋이 보상된다. 상기 RFO(117)를 통해 잔류 주파수 옵셋이 보상된 수신 신호는 디매핑기(119)를 통해 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 16 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 등 정해진 변조 방식에 대응되는 복조 방식으로 복조되어 RX 데이터로 출력된다. 아울러 상기 디매핑기(119)의 이후 단에서는 채널 복호 등이 수행되어 원래 데이터를 복원하게 된다.
상기와 같이 OFDM 전송 방식을 이용하는 수신기에서는 성능 향상을 위해 일반적으로 2 내지 4 샘플 정도의 FFT 윈도우 옵셋을 설정하고 있으나, FFT 윈도우 옵셋의 영향으로 수신 신호의 위상이 회전되는 문제점이 발생되어 수신 성능에 열화가 발생된다. 다만 수신 신호의 위상 회전에 의한 성능 열화는 하기 도 2에서 설명할 기지국의 수신기와 같이 수신 빔 형성을 수행하는 경우 더욱 현저하게 발생된다.
한편 도 2는 종래 스마트 안테나 시스템의 상향 링크에서 기지국의 수신기 구성을 도시한 블록도이다. 도 2에 도시된 기지국은 복수의 배열 안테나를 사용하며, 편의상 4 개의 안테나를 사용하는 것으로 가정한다.
가입자의 이동 단말로부터 전송된 신호는 무선 채널을 경유하여 기지국 수신기(200)의 배열 안테나(201a~201d)로 수신된다. 배열 안테나(201a~201d)로 수신된 신호는 해당 RF 체인(chain)의 수신 RF 부(203a~203d)로 각각 입력되어 주파수 하향 변환 등 RF 처리를 거친 후, 디지털 신호로 변환된다. 수신 RF 부(203a~203d)를 통과한 신호는 해당 신호 경로에 위치된 반송파 주파수 옵셋 추정 및 보상기(FO)(205a~205d)를 통해 주파수 옵셋이 제거된다.
상기 FO(105)를 통과한 신호는 각 신호 경로 상의 FFT(207a~207d)와, FFT(207a~207d)의 윈도우 설정을 결정하는 FFT 윈도우 검출기(209)의 입력단으로 각각 전달된다. 한편 FFT 윈도우의 기준점과 윈도우 옵셋을 미리 설정하기 위해 FFT 윈도우 검출기(209)는 FO(105)의 출력으로부터 정확한 OFDM 심볼 경계를 검출한 후, 검출된 심볼 경계를 기준점으로 하여 FFT 윈도우에 FFT 윈도우 옵셋 만큼의 마진을 두도록 FFT(207a~207d)를 설정한다. FFT(207a~207d)는 FFT 윈도우 검출기(209)에서 설정하는 FFT 윈도우에 맞추어서 고속 푸리에 변환을 수행한다.
상기 FFT(207a~207d)를 통과한 주파수 영역의 안테나별 수신 신호와 RX 빔 형성 가중치 계산기(215)로부터 생성된 RX 빔 형성 가중치는 승산기(211a~211d)에서 곱해지고, 가산기(213)에서 더해져 RX 빔 형성이 이루어 진다. 상기 RX 빔 형성 가중치 계산기(215)는 FFT(207a~207d)로부터 출력되는 안테나 경로별 수신 신호와 FEQ 계수 추정을 위한 소정 기준 신호를 이용하여 각 안테나 경로별로 최적 RX 빔 형성 가중치를 구한다. 상기 기준 신호는 예를 들어 무선랜 표준 IEEE Std 802.11a-1999에 규정된 기준 트레이닝 신호로서 롱 프리앰블 신호를 사용할 수 있다.
한편 상기 가산기(213)로부터 출력되는 수신 신호는 주파수 영역 등화기(FEQ)(217)와 FEQ 추정기(219)로 입력된다. 상기 FEQ 추정기(219)는 상기 가산기(213)로부터 출력되는 수신 신호와 상기 기준 신호를 이용하여 FEQ(217)의 동작을 위한 FEQ 계수를 추정한다. 상기 FEQ(217)의 출력 신호는 타이밍 옵셋 추정 및 보상기(TO)(221)와 잔류 주파수 옵셋 추정 및 보상기(RFO)(223)를 통과하여 타이밍 옵셋 및 잔류 주파수 옵셋이 보상된다. 상기 TO(221)와 RFO(223)를 통해 보상된 수신 신호는 디매핑기(225)를 통해 QPSK, 16 QAM 등 정해진 변조 방식에 대응되는 복조 방식으로 복조되어 RX 데이터로 출력된다.
상기 도 1 및 도 2에서 살펴본 종래의 스마트 안테나 시스템은 다음과 같은 문제점이 있다.
주파수 영역 신호 처리에 적합한 OFDM 통신 방식이 적용된 스마트 안테나 시스템에서는 정확한 OFDM 심볼 검출이 이루어지고, 심볼 검출 결과에 따라 FFT 윈도우를 설정하여 FFT를 수행하는 과정이 필수적으로 요구된다. 그러나 일반적으로 OFDM 시스템에서는 성능 향상을 위해서 정확한 OFDM 심볼 경계를 기준으로 FFT 윈도우를 설정하여 FFT를 수행하지 않고, 대략 2~4 샘플 정도 FFT 윈도우 옵셋을 주고 FFT를 수행한다.
그러나 FFT 윈도우 옵셋의 영향으로 인하여 FFT를 수행한 후의 수신 신호는 일정량 위상이 회전하게 된다. 이러한 위상 회전은 스마트 안테나 시스템의 수신단에서 RX 빔 형성 가중치를 구할 때 영향을 주게 되어 시스템의 성능을 열화 시킨다. 또한 RX 빔 형성 가중치를 이용하여 TX 빔 형성 가중치를 구할 경우 TX 빔 형성 가중치의 성능도 열화될 수 있다.
이하에서는 FFT 윈도우 옵셋에 따라 RX 빔 형성 가중치가 받는 영향을 하기 실험 결과를 예시로 하여 설명하기로 한다.
도 3a 내지 도 3c는 도 2에서 FFT 윈도우 옵셋이 0인 경우 FEQ 계수 추정을 위한 기준 신호, 수신 신호 및 RX 빔 형성을 위한 가중치 신호를 각각 도시한 파형도이다.
도 3a는 배열 안테나를 구성하는 안테나의 개수가 4 개이고, FFT 윈도우 옵셋이 0 샘플인 경우 FEQ 계수 추정에 이용되는 기준 신호(reference signal)를 도시한 것이고, 도 3b는 도 3a의 기준 신호에 대응되는 수신 신호(incoming signal)를 도시한 것이다. 그리고 도 3c는 상기 기준 신호와 수신 신호를 이용하여 계산된 결과 신호(resulting signal)인 RX 빔 형성 가중치 신호를 도시한 것이다. FFT 윈도우 옵셋이 0인 경우 도 3c와 같이 RX 빔 형성 가중치 신호에 위상 회전이 발생되지 않음을 알 수 있다. 그러나 도 3a 내지 도 3c와 같이 FFT 윈도우 옵셋이 주어지지 않는 경우 OFDM 시스템은 성능 저하를 피할 수 없다.
일반적으로 FFT 윈도우 옵셋을 주는 이유는 첫째 만약 FFT 윈도우 옵셋이 주어지지 않아 정확한 FFT 윈도우 시작점 이후의 지점을 윈도우 시작점으로 검출하여 FFT를 수행하면 성능 열화가 커지게 된다. 따라서 정확한 FFT 윈도우 시작점을 기준으로 FFT 윈도우 옵셋에 의한 마진을 두기 위함이고, 둘째 OFDM 심볼을 수신하는 다중 경로가 존재하는 경우에는 FFT 윈도우 검출 시 주로 강한 신호 경로(strong path)를 검출하게 되므로 강한 신호 경로(strong path) 이전의 신호도 함께 이용하는 것이 성능 향상에 도움이 되기 때문이다.
그러나 OFDM 시스템의 성능 향상을 위해 적절한 FFT 윈도우 옵셋을 설정하면, 하기와 같은 문제점이 발생된다.
도 4a 내지 도 4c는 도 2에서 예를 들어 FFT 윈도우 옵셋이 1인 경우 FEQ 계수 추정을 위한 기준 신호, 수신 신호 및 RX 빔 형성을 위한 가중치 신호를 각각 도시한 파형도이다.
도 4a는 도 3a와 동일하게 FFT 윈도우 옵셋이 0 샘플인 경우 FEQ 계수 추정 시 이용되는 기준 신호(reference signal)를 도시한 것이고, 도 4b는 도 3b의 신호 파형에 FFT 윈도우 옵셋 1을 설정한 경우 위상 회전되어 출력되는 수신 신호(incoming signal)의 파형을 도시한 것이다. 그리고 도 4c는 상기 기준 신호와 수 신 신호를 이용하여 계산된 결과 신호(resulting signal)로서 위상 회전된 RX 빔 형성 가중치 신호를 도시한 것이다. 상기와 같이 FFT 윈도우 옵셋이 설정된 경우 RX 빔 형성 가중치는 윈도우 옵셋에 비례하여 위상 회전이 발생됨을 알 수 있다. 상기와 같이 위상 회전된 RX 빔 형성 가중치는 스마트 안테나 시스템의 성능을 저하시키며, 그 RX 빔 형성 가중치를 이용하여 계산되는 TX 빔 형성 가중치도 위상 회전의 영향을 받게 되므로 TX 빔 형성 성능 또한 저하된다.
이상 기술한 것처럼 종래 스마트 안테나 시스템의 경우 스마트 안테나를 이용하여 고정형 전 방위 빔 패턴을 생성하더라도 360도 전 방향에 대해 고른 빔 패턴을 생성하기가 어려우며, 특정한 방향에 있는 이동 단말은 통신 장애를 일으킬 수 있다. 그리고 수신단에서 FFT 윈도우 옵셋으로 인해 FFT를 수행한 후의 수신신호는 위상 회전이 발생되어 스마트 안테나 시스템의 성능을 열화시킨다. 그리고 기지국에서는 송수신 성능 향상을 위해 스마트 안테나를 채용하여 RX 및 TX 빔 형성을 하지만 단일 안테나를 가진 가입자의 이동 단말은 단순히 기지국에 의존하는 수동적인 입장으로만 동작하는 문제점이 발생된다.
본 발명은 스마트 안테나 시스템에서 FFT 윈도우 옵셋에 의한 수신 신호의 위상 회전을 보상할 수 있는 수신 장치 및 방법을 제공하는 것이다.
또한 본 발명은 스마트 안테나 시스템에서 FFT 윈도우 옵셋에 의한 수신 신호의 위상 회전을 보상하여 빔 형성 가중치를 생성하는 수신 장치 및 방법을 제공 하는 것이다.
또한 본 발명은 스마트 안테나 시스템에서 이동 단말이 수신단에서 추정한 FEQ 계수를 이용하여 데이터를 송신하는 이동 단말의 송신 장치 및 방법을 제공하는 것이다.
또한 본 발명은 스마트 안테나 시스템에서 가변형 전방위 빔 패턴을 생성하여 고른 무지향성 빔을 형성할 수 있는 기지국의 송신 장치 및 방법을 제공하는 것이다.
본 발명에 따른 장치는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 방식을 사용하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 장치에 있어서, 복수의 안테나별 수신 신호에 대해 설정된 FFT 윈도우에 따라 고속 푸리에 변환을 수행하는 복수의 FFT 기와, OFDM 심볼의 경계를 검출하고 검출된 경계를 기준으로 미리 설정된 FFT 윈도우 옵셋 만큼 마진을 두고 상기 FFT 윈도우를 설정하는 FFT 윈도우 검출기와, 상기 FFT 윈도우 옵셋을 입력 받아 FFT 윈도우 보상 신호를 출력하는 보상 신호 생성기와, 상기 복수의 FFT 기로부터 출력되는 안테나별 수신 신호에 대해 각각 상기 FFT 윈도우 보상 신호를 승산하는 복수의 제1 승산기를 포함함을 특징으로 한다.
또한 본 발명에 따른 장치는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 방식을 사용하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 장치에 있어서, 복수의 안테나별 수신 신호에 대해 설정된 FFT 윈도우에 따라 고속 푸리에 변환을 수행하는 복수의 FFT 기와, OFDM 심볼의 경계를 검출하고 검출된 경계를 기준으로 미리 설정된 FFT 윈도우 옵셋 만큼 마진을 두고 상기 FFT 윈도우를 설정하는 FFT 윈도우 검출기와, 상기 FFT 윈도우 옵셋을 입력 받아 FFT 윈도우 보상 신호를 출력하는 보상 신호 생성기와, 주파수 영역 등화기(FEQ) 계수 추정을 위한 소정 기준 신호에 대해 상기 FFT 윈도우 보상 신호를 승산하여 출력하는 복수의 제1 승산기와, 상기 복수의 FFT 기로부터 출력되는 안테나별 수신 신호와 상기 복수의 제1 승산기의 출력 신호를 이용하여 안테나별 RX 빔 형성 가중치를 계산하는 RX 빔 형성 가중치 계산기를 포함함을 특징으로 한다.
또한 본 발명에 따른 장치는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 방식을 사용하는 스마트 안테나 시스템에서 송신기와 수신기가 구비된 이동 단말 장치에 있어서, 상기 수신기는 수신 신호에 대해 설정된 FFT 윈도우에 따라 고속 푸리에 변환을 수행하는 FFT 기와, OFDM 심볼의 경계를 검출하고 검출된 경계를 기준으로 미리 설정된 FFT 윈도우 옵셋 만큼 마진을 두고 상기 FFT 윈도우를 설정하는 FFT 윈도우 검출기와, 상기 FFT 윈도우 옵셋을 입력 받아 FFT 윈도우 보상 신호를 출력하는 보상 신호 생성기와, 상기 복수의 FFT 기로부터 출력되는 안테나별 수신 신호에 대해 각각 상기 FFT 윈도우 보상 신호를 승산하는 제1 승산기와, 상기 제1 승산기의 출력 신호와 소정 기준 신호를 이용하여 주파수 영역 등화기(FEQ) 계수를 추정하는 FEQ 추정기를 포함함을 특징으로 한다.
또한 본 발명에 따른 장치는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 방식을 사용하는 스마트 안테나 시스템에서 송신기와 수신기가 구비된 이동 단말 장치에 있어서, 상기 수신기는 수신 신호에 대해 설정된 FFT 윈도우에 따라 고속 푸리에 변환을 수행하는 FFT 기와, OFDM 심볼의 경계를 검출하고 검출된 경계를 기준으로 미리 설정된 FFT 윈도우 옵셋 만큼 마진을 두고 상기 FFT 윈도우를 설정하는 FFT 윈도우 검출기와, 상기 FFT 윈도우 옵셋을 입력 받아 FFT 윈도우 보상 신호를 출력하는 보상 신호 생성기와, FEQ 계수 추정을 위한 소정 기준 신호에 대해 상기 FFT 윈도우 보상 신호를 승산하여 출력하는 제1 승산기와, 상기 FFT 기의 출력 신호와 상기 제1 승산기로부터 전달되는 보상된 기준 신호를 이용하여 주파수 영역 등화기(FEQ) 계수를 추정하는 FEQ 추정기를 포함함을 특징으로 한다.
또한 본 발명에서 상기 이동 단말 장치의 송신기는 입력된 송신 신호에 대해 상기 FEQ 계수를 가중치로 승산하는 제2 승산기를 포함함을 특징으로 한다.
또한 본 발명에 따른 장치는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 방식을 사용하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 송신 장치에 있어서, 이동 단말로 전송할 송신 신호를 정해진 변조 방식에 따라 매핑하는 매핑기와, 빔 패턴의 종류에 따라 지향성 빔 패턴을 형성하기 위한 TX 송신 빔 가중치와 전방위 빔 패턴을 형성하기 위한 TX 옴니 가중치를 선택적으로 출력하는 다중화기와, 상기 송신 신호에 상기 다중화기의 출력 신호를 승산하는 승산기와, 시간의 흐름에 따라 순환되어 각기 다른 특성을 갖는 상기 전방위 빔 패턴을 생성하도록 상기 TX 옴니 가중치를 가변시켜 출력하는 제어기를 포함함을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 방법은 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 방식을 사용하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 방법에 있어서, 복수의 안테나별 수신 신호에 대해 설정된 FFT 윈도우에 따라 고속 푸리에 변환을 수행하는 과정과, OFDM 심볼의 경계를 검출하고 검출된 경계를 기준으로 미리 설정된 FFT 윈도우 옵셋 만 큼 마진을 두고 상기 FFT 윈도우를 설정하는 과정과, 상기 FFT 윈도우 옵셋을 입력 받아 FFT 윈도우 보상 신호를 생성하는 과정과, 상기 FFT 변환된 안테나별 수신 신호에 대해 각각 상기 FFT 윈도우 보상 신호를 승산하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 방법은 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 방식을 사용하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 방법에 있어서, 복수의 안테나별 수신 신호에 대해 설정된 FFT 윈도우에 따라 고속 푸리에 변환을 수행하는 과정과, OFDM 심볼의 경계를 검출하고 검출된 경계를 기준으로 미리 설정된 FFT 윈도우 옵셋 만큼 마진을 두고 상기 FFT 윈도우를 설정하는 과정과, 상기 FFT 윈도우 옵셋을 입력 받아 FFT 윈도우 보상 신호를 생성하는 과정과, 주파수 영역 등화기(FEQ) 계수 추정을 위한 소정 기준 신호에 대해 상기 FFT 윈도우 보상 신호를 승산하는 과정과, 상기 FFT 변환된 안테나별 수신 신호와 상기 상기 FFT 윈도우 보상 신호가 승산된 신호를 이용하여 안테나별 RX 빔 형성 가중치를 계산하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 방법은 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 방식을 사용하는 스마트 안테나 시스템에서 송신기와 수신기가 구비된 이동 단말의 송신 방법에 있어서, 상기 수신기가 수신 신호에 대해 설정된 FFT 윈도우에 따라 고속 푸리에 변환을 수행하는 과정과, 상기 수신기가 OFDM 심볼의 경계를 검출하고 검출된 경계를 기준으로 미리 설정된 FFT 윈도우 옵셋 만큼 마진을 두고 상기 FFT 윈도우를 설정하는 과정과, 상기 수신기가 상기 FFT 윈도우 옵셋을 입력 받아 FFT 윈도우 보상 신호를 생성하는 과정과, 상기 수신기가 상기 FFT 변환된 안테나별 수신 신호에 대해 각각 상기 FFT 윈도우 보상 신호를 승산하는 과정과, 상기 수신기가 상기 FFT 윈도우 보상 신호가 승산된 신호와 소정 기준 신호를 이용하여 주파수 영역 등화기(FEQ) 계수를 추정하는 과정과, 상기 송신기가 입력된 송신 신호에 대해 상기 FEQ 계수를 가중치로 승산하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 방법은 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 방식을 사용하는 스마트 안테나 시스템에서 송신기와 수신기가 구비된 이동 단말의 송신 방법에 있어서, 상기 수신기가 수신 신호에 대해 설정된 FFT 윈도우에 따라 고속 푸리에 변환을 수행하는 과정과, 상기 수신기가 OFDM 심볼의 경계를 검출하고 검출된 경계를 기준으로 미리 설정된 FFT 윈도우 옵셋 만큼 마진을 두고 상기 FFT 윈도우를 설정하는 과정과, 상기 수신기가 상기 FFT 윈도우 옵셋을 입력 받아 FFT 윈도우 보상 신호를 생성하는 과정과, 상기 수신기가 FEQ 계수 추정을 위한 소정 기준 신호에 대해 상기 FFT 윈도우 보상 신호를 승산하는 과정과, 상기 수신기가 상기 FFT 변환된 수신 신호와 상기 보상된 기준 신호를 이용하여 주파수 영역 등화기(FEQ) 계수를 추정하는 과정과, 상기 송신기가 입력된 송신 신호에 대해 상기 FEQ 계수를 가중치로 승산하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 방법은 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 방식을 사용하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 송신 방법에 있어서, 이동 단말로 전송할 송신 신호를 정해진 변조 방식에 따라 매핑하는 과정과, 빔 패턴의 종류에 따라 지향성 빔 패턴을 형성하기 위한 TX 송신 빔 가중치와 시간의 흐름에 따라 순환되어 각기 다른 특성을 갖는 전방위 빔 패턴을 형성하기 위한 TX 옴니 가중치를 선택적으로 출력하는 과정과, 상기 송신 신호에 상기 다중화기의 출력 신호를 승산하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 그리고 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다.
먼저 본 발명의 실시 예를 설명하기에 앞서 본 발명이 적용되는 스마트 안테나 시스템에 대해 간략히 설명하기로 한다. 본 발명의 스마트 안테나 시스템은 주파수 영역의 신호 처리를 기반으로 하며, 본 발명의 시스템에서 기지국은 배열 안테나를 사용하여 이동 단말과 OFDM 방식으로 데이터를 송수신하며, 이동 단말은 단일 안테나를 사용하여 상기 기지국과 OFDM 방식으로 데이터를 송수신한다.
본 발명의 실시 예들은 다음과 같이 세 가지 관점에서 논의될 것이나 하기 실시 예들로 본 발명의 범위가 한정되는 것은 아님을 유의하여야 할 것이다. 본 발명의 첫 번째 관점은 하기 도 5 내지 도 13을 통해 설명되며, 스마트 안테나 시스템의 수신기에서 FFT 윈도우 옵셋에 의한 수신 신호의 위상 회전을 보상하여 RX/TX 빔 형성 성능을 향상시킬 수 있는 방안을 제안한다. 두 번째 관점은 도 14 및 도 15를 통해 설명되며, 스마트 안테나 시스템에서 단일 안테나를 사용하는 이동 단말 의 송신기가 그 수신기에서 추정한 FEQ 계수를 이용하여 데이터를 송신하도록 함으로써 다중 경로 채널을 보상하여 상향 링크에서 기지국의 수신 성능을 향상시킬 수 있는 방안을 제안한다. 세 번째 관점은 도 17과 도 19를 통해 설명되며, 스마트 안테나 시스템의 기지국에서 무지향성 빔 패턴을 생성할 경우 스마트 안테나를 통해 가변형 전 방위 빔 패턴을 생성하여 360도 전 방향으로 고른 빔 패턴을 생성할 수 있는 방안을 제안한다.
본 발명에서 도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 스마트 안테나 시스템에서 이동 단말의 수신기(500)의 구성을 도시한 블록도이다.
도 5의 이동 단말은 복수의 안테나 요소가 구비된 기지국(도시되지 않음)으로부터 OFDM 방식으로 전송된 무선 신호를 수신한다. 상기 무선 신호는 무선 채널을 통해 단일의 안테나(501)로 수신된다. 수신(RX) RF 부(503)로 입력된 신호는 주파수 하향 변환 등의 신호 처리를 거치고, 디지털 신호로 변환된 후, 반송파 주파수 옵셋 추정 및 보상기(FO)(105)를 통해 주파수 옵셋이 제거되어 FFT(507)와 FFT 윈도우 검출기(509)로 입력된다.
상기 FO(105)를 통과한 신호를 FFT하기 위해서는 FFT의 시작 시점이 결정되어야 한다. 이를 위해 FFT 윈도우 검출기(509)는 상기 FO(105)의 출력으로부터 수신된 OFDM 심볼의 정확한 경계를 검출한 후, 검출된 경계를 기준점으로 하여 미리 설정된 FFT 윈도우 옵셋 만큼 마진을 두고 FFT가 수행되도록 FFT(507)의 FFT 윈도우를 설정한다. 그리고 FFT(507)는 상기 설정된 FFT 윈도우에 맞추어 FFT를 수행한다.
상기 FFT(507)를 통과한 주파수 영역의 수신 신호는 보상 신호 생성기(511)로부터 생성된 소정 FFT 윈도우 보상 신호와 승산기(513)에서 곱해져 FFT 윈도우 옵셋에 의한 위상 회전이 보상된다. 여기서 상기 보상 신호 생성기(511)는 FFT(507)에 설정되는 FFT 윈도우 옵셋과 동일한 값을 입력 받아 상기 FFT 윈도우 보상 신호를 생성한다. 상기 승산기(513)로부터 출력되는 보상된 수신 신호는 주파수 영역 등화기(FEQ)(515)를 통과하여 간섭 신호가 제거된다.
상기 FEQ(515)의 동작을 위한 FEQ 계수는 FEQ 추정기(517)로부터 추정된 값을 사용한다. 그리고 상기 FEQ 추정기(517)는 승산기(513)로부터 출력되는 보상된 수신 신호와, FEQ 계수 추정을 위한 소정 기준 신호를 입력으로 하여 추정된 FEQ 계수를 FEQ(515)로 전달한다. 여기서 상기 기준 신호는 예를 들어 무선랜 표준 IEEE Std 802.11a-1999에 규정된 기준 트레이닝(reference training pattern) 신호로서 롱 프리앰블(long preamble) 신호를 사용할 수 있다.
상기 FEQ(515)의 출력 신호는 타이밍 옵셋 추정 및 보상기(TO)(519)와 잔류 주파수 옵셋 추정 및 보상기(RFO)(521)를 통과하여 타이밍 옵셋과 잔류 주파수 옵셋이 보상된다. 상기 보상된 수신 신호는 도시 되지 않은 디매핑기(demapper)를 통해 QPSK, 16 QAM 등 정해진 변조 방식에 대응되는 복조 방식으로 복조되어 RX 데이터로 출력된다.
한편 상기 FEQ 추정기(517)로부터 추정된 FEQ 계수는 이동 단말의 송신기측으로 전달되어 데이터를 송신할 때 이용된다. 따라서 FEQ 계수를 통해 전송된 이동 단말의 송신 신호는 다중 경로 채널을 보상하고, 이를 수신한 기지국의 수신 성능 은 향상된다. 이에 대한 상세한 설명은 후술하기로 한다.
도 6은 도 5의 수신기(500)에 적용되는 FFT 윈도우 옵셋에 의한 수신 신호의 위상 회전 보상 방법을 도시한 순서도이다.
먼저 601 단계에서 FFT 윈도우 검출기(509)는 정해진 FFT 윈도우 옵셋 만큼 마진을 두어 FFT(507)의 FFT 윈도우를 설정한다. 603 단계에서 FFT(507)는 설정된 FFT 윈도우에 맞추어 수신 신호를 FFT한다. 한편 605 단계에서 보상 신호 생성기(511)는 FFT 윈도우 검출기(509)로 전달되는 FFT 윈도우 옵셋과 동일한 값을 전달 받아 FFT 윈도우 보상 신호를 생성한다. 이후 607 단계에서 승산기(513)는 FFT(507)로부터 출력되는 수신 신호에 FFT 윈도우 보상 신호를 곱하여 FFT 윈도우 옵셋에 의한 수신 신호의 위상 회전을 보상한다.
상기와 같은 수신 신호의 위상 회전 보상 동작은 하기 <수학식 1>과 같이 정의된다.
Rx_Wo_foi(k) = Rx_foi(k) * exp(j * 2 * pi * k * Wo / N)
상기 <수학식 1>에서 k= -N/2, -N/2+1, ..., N/2-1이고, k는 부반송파 인덱스, N은 FFT의 포인트 개수, Wo는 FFT 윈도우 옵셋, Rx_foi는 FFT를 거친 수신 신호의 주파수 옵셋 인덱스, exp(j * 2 * pi * k * Wo / N)는 FFT 윈도우 보상 신호, 그리고 Rx_Wo_foi는 FFT 윈도우 옵셋 보상을 거친 수신 신호의 주파수 옵셋 인덱스를 의미한다.
상기한 실시 예에서는 FFT(507)로부터 출력되는 수신 신호에 상기 <수학식 1>과 같이 FFT 보상 신호를 곱하여 수신 신호의 위상 회전을 보상하였으며, 이하에서는 FFT 윈도우 옵셋에 의한 위상 회전을 보상하는 다른 실시 예를 설명하기로 한다.
도 7은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 스마트 안테나 시스템에서 이동 단말의 수신기(700)의 구성을 도시한 블록도로서, 도 7에서 도 5에 도시 된 구성과 동일한 구성에 대해서는 동일한 참조번호를 붙이고, 그 상세한 설명은 생략하기로 한다.
도 7에서 반송파 주파수 옵셋 추정 및 보상기(FO)(505)를 통해 주파수 옵셋이 제거되어 FFT(507)로 입력되는 신호는 FFT의 시작 시점이 결정되어야 한다. FFT의 시작 시점 결정을 위해 FFT 윈도우 검출기(509)는 FO(505)의 출력으로부터 수신된 OFDM 심볼의 정확한 경계를 검출한 후, 검출된 경계를 기준점으로 하여 미리 설정된 FFT 윈도우 옵셋 만큼 마진을 두고 FFT가 수행되도록 FFT(507)의 FFT 윈도우를 설정한다.
본 실시 예에서 보상 신호 생성기(701)는 FFT 윈도우 검출기(509)로 전달되는 FFT 윈도우 옵셋과 동일한 값을 전달 받아 FFT 윈도우 보상 신호를 생성한다. 여기서 상기 FFT 윈도우 보상 신호는 상기 <수학식 1>에서 정의된 보상 신호를 이용할 수 있다. 그리고 상기 생성된 보상 신호는 승산기(703)에서 FEQ 계수 추정을 위한 소정 기준 신호와 곱해져 FEQ 추정기(517)로 전달된다. 상기 기준 신호는 예를 들어 무선랜 표준 IEEE Std 802.11a-1999에 규정된 기준 트레이닝(reference training pattern) 신호로서 롱 프리앰블(long preamble) 신호를 사용할 수 있다.
상기 FEQ 추정기(517)는 FEQ 계수를 추정하여 주파수 영역 등화기(FEQ)(515)로 전달하고, FEQ(507)는 추정된 FEQ 계수를 이용하여 FFT(507)를 거친 수신 신호로부터 간섭 신호를 제거하여 출력한다. 이 과정에서 FEQ(515)로부터 출력되는 수신 신호는 FFT 윈도우 옵셋에 의한 위상 회전이 보상된다. 상기 FEQ(519)의 출력 신호는 타이밍 옵셋 추정 및 보상기(TO)(519)와 잔류 주파수 옵셋 추정 및 보상기(RFO)(521)를 통과하여 타이밍 옵셋과 잔류 주파수 옵셋이 보상되고, 이후 정해진 복조 방식으로 복조되어 RX 데이터로 출력된다.
도 8은 도 7의 수신기(700)에 적용되는 FFT 윈도우 옵셋에 의한 수신 신호의 위상 회전 보상 방법을 도시한 순서도이다.
먼저 801 단계에서 FFT 윈도우 검출기(509)는 정해진 FFT 윈도우 옵셋 만큼 마진을 두어 FFT(507)의 FFT 윈도우를 설정한다. 803 단계에서 FFT(507)는 설정된 FFT 윈도우에 맞추어 수신 신호를 FFT한다. 한편 805 단계에서 보상 신호 생성기(701)는 FFT 윈도우 검출기(509)로 전달되는 FFT 윈도우 옵셋과 동일한 값을 전달 받아 FFT 윈도우 보상 신호를 생성한다. 이후 807 단계에서 승산기(703)는 FEQ 계수 추정을 위한 소정 기준 신호에 상기 805 단계에서 생성된 FFT 윈도우 보상 신호를 곱하여 FEQ 추정기(517)로 전달한다. 마지막으로 809 단계에서 FEQ(515)는 FEQ 추정기(517)로부터 추정된 FEQ 계수를 이용하여 FFT(507)로부터 출력되는 수신 신호를 등화 처리하여 수신 신호로부터 간섭 신호를 제거한다.
상기한 실시 예에서 FEQ(515)는 FFT 윈도우 보상 신호를 반영하여 FEQ 계수를 추정하므로 이러한 FEQ 계수를 이용하여 주파수 등화 처리된 수신 신호는 도 5 및 도 6의 실시 예에서와 같이 FFT 윈도우 옵셋에 의한 수신 신호의 위상 회전이 보상된다.
이하에서는 도 9 내지 도 12를 참조하여 스마트 안테나 시스템의 기지국 수신기에 적용된 본 발명의 실시 예를 설명하기로 한다.
도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신기(900) 구성을 도시한 블록도이다. 도 9에 도시 된 기지국 수신기는 복수의 배열 안테나를 사용하며, 하기 설명에서 기지국 수신기는 편의상 4 개의 안테나를 사용하는 것으로 가정한다.
가입자의 이동 단말로부터 전송된 신호는 무선 채널을 경유하여 기지국 수신기(900)의 배열 안테나(901a~901d)로 수신된다. 그리고 각 배열 안테나(901a~901d)로 수신된 신호는 해당 RF 체인(chain)의 수신(RX) RF 부(903a~903d)로 각각 입력되어 주파수 하향 변환 등의 신호 처리를 거친 후, 디지털 신호로 변환된다. 각 수신 RF 부(903a~903d)를 통과한 신호는 해당 신호 경로에 위치된 반송파 주파수 옵셋 추정 및 보상기(FO)(905a~905d)를 통해 주파수 옵셋이 제거된다.
도 9에서 상기 FO(905a~905d)로부터 출력되는 안테나별 수신 신호는 FFT(907a~907d)와, FFT(907a~907d)의 윈도우 설정을 결정하는 FFT 윈도우 검출기(909)의 입력단으로 각각 전달된다. 상기 FO(905a~905d)를 통해 주파수 옵셋이 제거되어 FFT(907a~907d)로 입력되는 신호는 FFT의 시작 시점이 결정되어야 한다. 이를 위해 FFT 윈도우 검출기(909)는 FO(905a~905d)의 출력으로부터 수신된 OFDM 심볼의 정확한 경계를 검출한 후, 검출된 경계를 기준점으로 하여 미리 설정된 FFT 윈도우 옵셋 만큼 마진을 두고 FFT가 수행되도록 FFT(907a~907d)의 FFT 윈도우를 설정한다. 그리고 FFT(907a~907d)는 설정된 FFT 윈도우에 맞추어 FFT를 수행한다.
한편 수신단의 전달함수 특성을 R이라 하였을 때 상기 FFT(907a~907d)를 통과한 안테나별 주파수 영역의 수신 신호는 승산기(931a~931d)에서 수신단의 전달함수 특성 R을 보상하도록 RX 보상 가중치(calibration weight) 생성기(935)로부터 출력되는 RX 보상 가중치 1/R과 곱해진다. 본 발명에서는 RX 보상 가중치를 보상한 후의 수신 신호에 대해 후술할 RX 빔 형성 가중치를 구하기 때문에 RX 빔 형성 가중치는 수신단의 전달함수 특성 R을 포함하고 있지 않다. 따라서 상기한 방식을 이용하면, 수신 신호는 수신단 전달함수 특성 R을 포함하지 않고 무선 채널의 전달함수 특성만을 포함하므로 RX 빔 형성 가중치를 보다 용이하게 추정할 수 있다. 상기 RX 보상 가중치는 선택적으로 이용될 수 있다.
상기와 같이 수신단의 전달함수 특성이 보상된 수신 신호는 각각 승산기(913a~913d : 913)에서 보상 신호 생성기(911)로부터 생성된 수신 신호의 FFT 윈도우 보상 신호와 곱해져 FFT 윈도우 옵셋에 의한 수신 신호의 위상 회전을 보상한다. 상기 보상 신호 생성기(911)는 FFT(907a~907d)에 설정되는 FFT 윈도우 옵셋과 동일한 값을 전달 받아 FFT 윈도우 보상 신호를 생성한다.
상기 FFT(907a~907d)를 통과한 주파수 영역의 안테나별 수신 신호를 FFT 윈도우 보상 신호로 보상한 신호와, RX 빔 형성 가중치 계산기(919)로부터 생성된 RX 빔 형성 가중치는 승산기(915a~915d)에서 곱해지고, 가산기(917)에서 더하여져서 RX 빔 형성이 이루어 진다. 상기 RX 빔 형성 가중치 계산기(919)는 FFT 윈도우 보 상 신호를 통해 보상된 안테나 경로별 수신 신호와 FEQ 계수 추정을 위한 기준 신호를 이용하여 안테나별로 최적의 RX 빔 형성 가중치를 구한다. 상기 기준 신호는 예를 들어 무선랜 표준 IEEE Std 802.11a-1999에 규정된 기준 트레이닝 신호로서 롱 프리앰블 신호를 사용할 수 있다. 도 9의 실시 예에서 상기 RX 빔 형성 가중치를 구하는 과정에 대한 상세한 설명은 후술하기로 한다.
상기 가산기(917)로부터 출력되는 RX 빔 형성된 신호는 주파수 영역 등화기(FEQ)(921)로 입력된다. 그리고 FEQ 추정기(923)는 상기 기준 신호를 이용하여 FEQ(921)의 동작을 위한 FEQ 계수를 추정한다. 상기 FEQ(921)의 출력 신호는 타이밍 옵셋 추정 및 보상기(TO)(925)와 잔류 주파수 옵셋 추정 및 보상기(RFO)(927)를 통과하여 타이밍 옵셋 및 잔류 주파수 옵셋이 보상된다. 상기 TO(925)와 RFO(927)를 통해 보상된 수신 신호는 디매핑기(929)를 통해 QPSK, 16 QAM 등 정해진 변조 방식에 대응되는 복조 방식으로 복조되어 RX 데이터로 출력된다.
도 10은 도 9의 수신기(900)에 적용되는 FFT 윈도우 옵셋에 의한 수신 신호의 위상 회전 보상 방법을 도시한 순서도이다.
먼저 1001 단계에서 FFT 윈도우 검출기(909)는 미리 정해진 FFT 윈도우 옵셋 만큼 마진을 두어 FFT(907a~907d)의 FFT 윈도우를 설정한다. 1003 단계에서 FFT(907a~907d)는 설정된 FFT 윈도우에 맞추어 수신 신호를 FFT한다. 그리고 FFT(907a~907d)를 거친 수신 신호는 수신단의 전달함수 특성 R을 보상하는 경우 승산기(931a~931d)에서 미리 설정된 RX 보상 가중치 1/R과 곱해진다.
한편 1005 단계에서 보상 신호 생성기(911)는 FFT 윈도우 검출기(909)로 전 달되는 FFT 윈도우 옵셋과 동일한 값을 전달 받아 FFT 윈도우 보상 신호를 생성한다. 이후 1007 단계에서 승산기(913a~913d)는 FFT(907a~907d)로부터 출력되는 수신 신호에 FFT 윈도우 보상 신호를 곱하여 FFT 윈도우 옵셋에 의한 수신 신호의 위상 회전을 보상한다. 1009 단계에서 RX 빔 형성 가중치 계산기(919)는 FFT 윈도우 옵셋을 보상한 안테나 경로별 수신 신호와 FEQ 계수 추정을 위한 기준 신호를 이용하여 안테나 경로별로 RX 빔 형성 가중치를 구한다. 안테나 경로별 수신 신호는 해당 경로의 RX 빔 형성 가중치와 곱해지고, 가산기(917)에서 더하여져서 RX 빔이 형성된다.
상기한 실시 예에서는 FFT(907a~907d)로부터 출력되는 수신 신호에 FFT 윈도우 옵셋 보상 신호를 곱하여 수신 신호의 위상 회전을 보상하였으며, 이하에서는 FFT 윈도우 옵셋을 보상하는 다른 실시 예를 설명하기로 한다.
도 11은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신기(1100)의 구성을 도시한 블록도로서, 도 11에서 도 9에 도시 된 구성과 동일한 구성에 대해서는 동일한 참조번호를 붙이고, 그 상세한 설명은 생략하기로 한다.
도 11에서 안테나(901a~901d) 경로별로 수신된 신호는 반송파 주파수 옵셋 추정 및 보상기(FO)(905a~905d)를 통해 주파수 옵셋이 제거된 후 FFT(907a~907d)와, FFT(907a~907d)의 윈도우 설정을 결정하는 FFT 윈도우 검출기(909)의 입력단으로 각각 전달된다. FFT(907a~907d)로 입력되는 신호는 FFT의 시작 시점이 결정되어야 한다. 이를 위해 FFT 윈도우 검출기(909)는 FO(905a~905d)의 출력으로부터 수신 된 OFDM 심볼의 정확한 경계를 검출한 후, 검출된 경계를 기준점으로 하여 미리 설정된 FFT 윈도우 옵셋 만큼 마진을 두고 FFT가 수행되도록 FFT(907a~907d)의 FFT 윈도우를 설정한다.
본 실시 예에서 보상 신호 생성기(1101)는 FFT 윈도우 검출기(909)로 전달되는 FFT 윈도우 옵셋과 동일한 값을 전달 받아 FFT 윈도우 보상 신호를 생성한다. 상기 생성된 보상 신호는 승산기(1103)에서 FEQ 계수 추정을 위한 기준 신호와 곱해져 RX 빔 형성 가중치 계산기(1105)로 전달된다. 상기 RX 빔 형성 가중치 계산기(1105)는 상기 FFT 윈도우 보상 신호를 통해 보상된 기준 신호와 상기 기준 신호에 상응하여 FFT(907a~907d)로부터 출력되는 수신 신호를 이용하여 각 안테나 경로별로 최적의 RX 빔 형성 가중치를 계산한다. 도 11의 실시 예에서 상기 RX 빔 형성 가중치를 구하는 과정에 대한 상세한 설명은 후술하기로 한다.
상기 계산된 각 RX 빔 형성 가중치는 승산기(915a~915d)에서 FFT(907a~907d)로부터 출력되는 수신 신호와 곱해져 수신 신호의 위상 회전을 보상하고, 각 승산기(915a~915d)로부터 출력되는 신호는 가산기(917)에서 더하여져서 RX 빔 형성이 이루어 진다. 상기 기준 신호는 예를 들어 무선랜 표준 IEEE Std 802.11a-1999에 규정된 기준 트레이닝 신호로서 롱 프리앰블 신호를 사용할 수 있다. 도 11에서 주파수 영역 등화기(FEQ)(921) 이후 단의 동작은 도 9의 동작과 동일하므로 그 상세한 설명은 생략하기로 한다.
또한 도 9의 실시 예에서와 같이 도 11의 실시 예에서도 수신단의 전달함수 특성을 R이라 하였을 때 FFT(907a~907d)를 통과한 안테나별 주파수 영역의 수신 신 호는 승산기(931a~931d)에서 수신단의 전달함수 특성 R을 보상하도록 RX 보상 가중치 1/R과 곱해진다. 마찬가지로 도 11에서 RX 보상 가중치는 선택적으로 이용될 수 있다.
도 12는 도 11의 수신기(1100)에 적용되는 FFT 윈도우 옵셋에 의한 수신 신호의 위상 회전 보상 방법을 도시한 순서도이다.
먼저 1201 단계에서 FFT 윈도우 검출기(909)는 미리 정해진 FFT 윈도우 옵셋 만큼 마진을 두어 FFT(907a~907d)의 FFT 윈도우를 설정한다. 1203 단계에서 FFT(907a~907d)는 설정된 FFT 윈도우에 맞추어 수신 신호를 FFT한다. FFT(907a~907d)를 거친 수신 신호는 수신단의 전달함수 특성 R을 보상하는 경우 승산기(931a~931d)에서 미리 설정된 RX 보상 가중치 1/R과 곱해진다.
한편 1205 단계에서 보상 신호 생성기(911)는 FFT 윈도우 검출기(909)로 전달되는 FFT 윈도우 옵셋과 동일한 값을 전달 받아 FFT 윈도우 보상 신호를 생성한다. 이후 1207 단계에서 승산기(1103)는 FEQ 계수 추정을 위한 기준 신호에 대해 상기 FFT 윈도우 보상 신호를 승산한다. 그리고 1209 단계에서 RX 빔 형성 가중치 계산기(1105)는 FFT 윈도우 옵셋을 보상한 기준 신호와 FFT(907a~907d)로부터 출력되는 안테나 경로별 수신 신호를 이용하여 안테나 경로별로 RX 빔 형성 가중치를 구한다. 상기 안테나 경로별 수신 신호는 해당 경로의 RX 빔 형성 가중치와 곱해져 위상 회전이 보상된 후 가산기(917)에서 더하여져서 최적의 RX 빔으로 형성된다.
이하에서는 도 9 및 도 11의 실시 예에서 RX 빔 형성 가중치를 구하는 과정에 대해 상세히 설명하기로 한다.
먼저 본 발명의 이해를 돕기 위해 기존 스마트 안테나 시스템에서 RX 빔 형성 가중치를 구하는 과정을 설명하기로 한다.
M 개의 안테나와 N 개의 기준신호를 사용하는 경우 도 2의 RX 빔 형성 가중치 계산기(215)로부터 계산되는 M 개의 안테나 별 RX 빔 형성 가중치는 하기 <수학식 2>를 이용하여 구할 수 있다.
Figure 112006017955579-PAT00001
하기 <수학식 3>은 설명의 편의를 위해 상기 <수학식 2>의 대응되는 항을 간략히 표현한 것이다.
Figure 112006017955579-PAT00002
상기 <수학식 3>에서 NxM 행렬 A 는 기준 신호에 상응하는 수신 신호로부터 관측한 관측 행렬이고, M 열(column) 벡터 Wrx 는 구하고자 하는 RX 빔 형성 가중치이고, N 열(column) 벡터 P 는 미리 알고 있는 기준 신호를 의미한다. 일반적으로 스마트 안테나 시스템의 복잡도와 성능을 고려하여 안테나 개수 M과 기준 신호의 개수 N을 정한다. 예를 들어 64 포인트 FFT를 사용하는 경우에 기준 신호의 개 수는 N=64로 설정될 수 있다.
한편 본 발명에서는 M 개의 안테나와 N 개의 기준신호를 사용하는 경우 도 9 또는 도 11의 RX 빔 형성 가중치 계산기(919, 1105)로부터 계산되는 M 개의 안테나별 RX 빔 형성 가중치는 각각 하기 <수학식 4>와 <수학식 5>를 이용하여 구할 수 있다.
먼저 도 9의 실시 예와 같이 FFT 윈도우 옵셋을 보상하기 위해 수신 신호에 대해 윈도우 옵셋 보상 신호를 적용하는 경우 RX 빔 형성 가중치는 하기 <수학식 4>를 이용하여 구할 수 있다.
Figure 112006017955579-PAT00003
그리고 도 11의 실시 예와 같이 FFT 윈도우 옵셋을 보상하기 위해 기준 신호에 대해 윈도우 옵셋 보상 신호를 적용하는 경우 RX 빔 형성 가중치는 하기 <수학식 5>를 이용하여 구할 수 있다.
Figure 112006017955579-PAT00004
상기 간략화 된 <수학식 3>을 이용하여 상기 <수학식 4>, <수학식 5>를 설명하면, 상기 <수학식 4>, <수학식 5>에서 NxM 행렬 A 는 기준 신호에 상응하는 수신 신호로부터 관측한 관측 행렬이고, M 열(column) 벡터 Wrx 는 구하고자 하는 RX 빔 형성 가중치이고, N 컬럼(column) 벡터 P 는 알고 있는 기준 신호이다. 상기 N 컬럼 벡터에서
Figure 112006017955579-PAT00005
항은 윈도우 옵셋 W0에 대한 보상항이다. 본 발명 또한 일반적으로 스마트 안테나의 시스템 복잡도와 성능을 고려하여 안테나 개수 M과 기준 신호의 개수 N을 정할 수 있으며, 예를 들어 64 포인트 FFT를 사용하는 경우에 N=64이다. 그러나 무선랜 표준 규격인 IEEE Std 802.11a-1999인 경우를 예를 들면 실제 유효한 컬럼 벡터 Neffect = 52이고, 시스템의 성능과 복잡도를 고려하여 보다 작은 서브 밴드로 분할한 컬럼 벡터 Nsub = 4를 사용할 수도 있다. 따라서 Neffect = 52인 경우에 대한 해를 구하는 대신에 Nsub = 4에 대한 해를 13개 세트(set)로 구하여 사용할 수도 있다.
참고로 도 13a 내지 도 13h는 본 발명에 따른 스마트 안테나 시스템에서 예 를 들어 FFT 윈도우 옵셋이 1인 경우 FFT 윈도우 옵셋을 보상하여 RX 빔 형성 가중치를 생성하는 과정을 도시한 파형도이다.
도 13a는 배열 안테나를 구성하는 안테나의 개수가 4 개이고, FFT 윈도우 옵셋이 0 샘플인 경우 FEQ 계수 추정 시 이용되는 기준 신호(reference signal)를 도시한 것이고, 도 13b는 도 13a의 기준 신호에 대응되는 수신 신호(incoming signal)를 도시한 것으로서, 이는 FFT(907a~907d)의 출력 신호를 도시한 것이다. 도 13c는 도 11의 보상 신호 생성기(1101)로부터 출력되는 기준 신호에 대한 FFT 윈도우 보상 신호를 도시한 것이고, 도 13d는 도 9의 보상 신호 생성기(911)로부터 출력되는 수신 신호에 대한 FFT 윈도우 보상 신호를 도시한 것이다. 그리고 도 13e는 기준 신호를 FFT 윈도우 보상 신호로 보상한 신호를 도시한 것으로 이는 도 11의 승산기(1103)로부터 출력되는 신호이다. 도 13f는 수신 신호를 FFT 윈도우 보상 신호로 보상한 신호를 도시한 것으로 이는 도 9의 승산기(913)로부터 출력되는 신호이다. 마지막으로 도 13g는 기준 신호에 대해 FFT 윈도우 옵셋을 보상한 신호를 이용하여 구한 결과 신호(resulting signal)로서 RX 빔 형성 가중치를 도시한 것이고, 도 13h는 수신 신호에 대해 FFT 윈도우 옵셋을 보상한 신호를 이용하여 구한 결과 신호(resulting signal)로서 RX 빔 형성 가중치를 도시한 것이다.
도 13g와 도 13h를 살펴보면, FFT 윈도우 옵셋의 보상을 수신 신호에 대해 또는 기준 신호에 대해 수행하더라도 동일한 결과를 얻을 수 있음을 알 수 있으며, 또한 윈도우 옵셋에 의한 위상 회전이 보상되었음을 알 수 있다. 한편 도 13g, 13h와 같이 구해진 RX 빔 형성 가중치는 TX 빔 형성 가중치를 구하는데 사용될 수 있 다.
상기와 같이 본 발명은 FFT 윈도우 옵셋이 보상된 신호에 대해서 RX 빔 형성 가중치를 구하기 때문에 RX 빔 형성 시 FFT 윈도우 옵셋으로 인한 시스템의 성능 열화를 방지할 수 있고, 또한 RX 빔 형성 가중치를 이용하여 TX 빔 형성 가중치를 구할 때 FFT 윈도우 옵셋의 영향을 제거할 수 있으므로 추가적인 성능 열화를 방지할 수 있다.
이하 도 14 및 도 15를 참조하여 스마트 안테나 시스템에서 단일 안테나를 사용하는 이동 단말의 송신기가 그 수신기에서 추정한 FEQ 계수를 이용하여 데이터를 송신하는 본 발명의 두 번째 관점을 설명하기로 한다.
도 14는 본 발명에 따른 스마트 안테나 시스템에서 TX FEQ 가중치를 이용하는 이동 단말의 송신기 구성을 도시한 블록도로서, 이동 단말의 수신기측에서 추정된 FEQ 계수는 도 5 및 도 7과 같이 FEQ(515)로 전달됨과 더불어 도 14와 같이 송신기측의 승산기(1415)로 전달된다. 이하 본 실시 예에서는 이동 단말의 수신기로부터 송신기로 전달된 FEQ 계수를 TX FEQ 가중치라 칭하기로 한다. 즉 본 발명에서 송신기의 TX FEQ 가중치는 도 5 또는 도 7의 구성으로 된 수신기의 FEQ 추정기로부터 추정된 FEQ 계수를 이용할 수 있다.
따라서 도 14의 송신기 구성에서 FEQ 추정기(1403), 보상 신호 생성기(1405) 및 승산기(1417)는 수신기측에 구비된 도 7의 FEQ 추정기(517), 보상 신호 생성기(701) 및 승산기(703)를 송신기측에 함께 도시한 것으로 이해하기로 한다. 상기와 같이 이동 단말의 송신단에서 TX FEQ 가중치는 FFT 윈도우 옵셋이 보상된 수신단의 FEQ 계수를 이용하여 구하므로 스마트 어레이 안테나를 구비하지 않는 이동 단말에서도 무선 채널의 다중 경로를 보상하여 상향 링크에서 기지국의 수신 성능을 향상시킬 수 있다.
이하 도 14의 구성으로 된 장치의 동작을 설명하기로 한다. 이동 단말로부터 기지국으로 전송할 TX 데이터는 매핑기(1401)에서 QPSK, 16 QAM 등 정해진 변조 방식에 따라 사상된 후 승산기(1415)에서 FEQ 추정기(1403)로부터 전달된 TX FEQ 가중치와 곱해진다.
상기 TX FEQ 가중치는 수신기측의 FEQ 추정기(1403)에서 구한 소정 채널 전달 함수로부터 구해진다. 예를 들어 FEQ 추정기(1403)에서 구한 채널 전달 함수가 H(f)라 하면 TX FEQ 가중치는 H(f) 또는 H*(f)와 같이 구한다. 이때 보상 신호 생성기(1405)는 FFT 윈도우 옵셋 값을 전달 받아 FFT 윈도우 보상 신호를 생성하며, 이 보상 신호는 승산기(1417)에서 수신기의 FEQ 계수 추정을 위한 소정 기준 신호와 곱해져 FEQ 추정기(1403)로 전달된다. 상기 기준 신호는 예를 들어 무선랜 표준 IEEE Std 802.11a-1999에 규정된 기준 트레이닝 신호로서 롱 프리앰블 신호를 사용할 수 있다. 승산기(1415)에서 TX FEQ 가중치가 곱해진 송신 신호는 IFFT(1407), 보호구간(Guard Interval : GI) 삽입기(1409) 및 송신(TX) RF 부(1411)를 거쳐 안테나(1413)를 통해 무선망으로 전송된다.
한편 도 14의 구성은 이동 단말의 수신기 구성이 도 7과 같은 경우를 예시한 것으로 도 5의 수신기로부터 추정된 FEQ 계수를 TX FEQ 가중치로 이용하는 것은 상기 실시 예로부터 간단히 도출될 수 있으므로 그 상세한 설명은 생략하기로 한다.
도 15는 예를 들어 도 14에서 FFT 윈도우 옵셋이 1인 경우 FEQ 계수 즉 TX FEQ 가중치를 구하는 과정을 설명하기 위한 파형도이다. 도 15a는 수신기에서 사용하는 기준 신호(reference signal)를 도시한 것이고, 도 15b는 도 15a의 무선 채널의 채널 임펄스 응답(Channel impulse response)을 도시한 것이며, 도 15c는 수신기의 FFT로부터 출력되는 수신 신호를 도시한 것이다. 그리고 도 15d는 수신 신호에 대한 FFT 윈도우 보상 신호를 도시한 것이고, 도 15e는 기준 신호에 대한 FFT 윈도우 보상 신호를 도시한 것이다. 또한 도 15f는 수신 신호에 FFT 윈도우 옵셋을 보상한 신호를 도시한 것이고, 도 15g는 기준 신호에 FFT 윈도우 옵셋을 보상한 신호를 도시한 것이다. 마지막으로 도 15h는 수신 신호에 대해 FFT 윈도우 옵셋을 보상한 신호를 이용하여 구한 RX FEQ 계수를 도시한 것이고, 도 15i는 기준 신호에 대해 FFT 윈도우 옵셋을 보상한 신호를 이용하여 구한 RX FEQ 계수를 도시한 것이다.
상기 도 15h, 도 15i를 살펴보면, FFT 윈도우 옵셋 보상을 수신 신호에 대해서 또는 기준 신호에 대해서 수행하더라도 동일한 RX FEQ 계수를 얻을 수 있음을 알 수 있다. 그리고 상기 도 15h 또는 도 15i와 같이 구해진 RX FEQ 계수는 TX FEQ 가중치를 구하는데 사용된다. TX FEQ 가중치는 승산기(1415)에서 매핑기(1401)로부터 출력되는 송신 신호와 곱해져 무선 채널을 보상하게 된다. 상기와 같이 RX FEQ 계수로부터 TX FEQ 가중치를 구하고, 이동 단말의 송신기에서 TX FEQ 가중치를 적용하는 본 발명의 방식을 사용하면 스마트 어레이 안테나를 이용하지 않는 이동 단말에서도 무선 채널을 보상하여 기지국으로 데이터를 전송하게 되므로 기지국에서 보다 신뢰성 있는 데이터 복조가 가능하게 되게 전체 시스템 성능을 향상시킬 수 있다.
이하 도 17과 도 19를 참조하여 스마트 안테나 시스템의 기지국에서 가변형 전 방위 빔 패턴을 생성하는 본 발명의 세 번째 관점을 설명하기로 한다.
도 17은 본 발명의 실시 예에 따른 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 송신기 구성을 도시한 블록도이다.
기지국에서 가입자의 이동 단말로 전송할 TX 데이터는 매핑기(mapper)(1701)에서 QPSK, 16 QAM 등 정해진 변조 방식에 따라 사상된 후, 승산기(1705a~1705d)에서 다중화기(1703)의 출력인 송신 가중치와 각각 곱하여 진다. 상기 송신 가중치는 통신 프로토콜이 송신 빔 형성을 수행하는 경우이면 TX 빔 형성 가중치를 사용하고, 통신 프로토콜이 본 발명에 따른 전방위 빔 패턴을 사용할 경우이면 가변형(variable) TX 옴니 가중치(W1)를 사용한다. 송신 가중치와 승산기(1705a~1705d)에서 곱하여진 신호는 시스템의 송신단 전달함수 특성을 보상하기 위해 승산기(1707a~1705d)에서 TX 보상 가중치 1/T과 곱하여 진다. 상기 TX 보상 가중치는 송신 가중치가 TX 빔 형성 가중치인 경우는 또는 가변형 TX 옴니 가중치인 경우 모두 동일한 가중치 1/T을 사용한다.
본 발명에서도 종래 기술에서와 같이 상기 TX 빔 형성 가중치는 RX 빔 형성 가중치를 이용하여 구하지만, 본 발명에서는 도 9 및 도 11의 실시 예와 같이 RX 보상 가중치(1/R)를 적용한 수신 신호에 대해 RX 빔 형성 가중치를 구하기 때문에 RX 빔 형성 가중치는 수신단의 전달함수 특성인 R 요소를 포함하지 않는다. 따라서 TX 보상 가중치는 송신단의 전달함수 특성인 T 요소만을 고려하면 되므로 1/T을 가중치로 설정하여 보상을 수행하면 된다. 결과적으로 종래 기술에 비해 간단한 구조로 TX 보상(calibration)을 수행한다. 승산기(1707a~1707d)에서 TX 보상 가중치와 곱하여진 신호는 각각 IFFT(1709a~1709d)와, 보호구간(GI)을 삽입하는 GI 삽입기(1711a~1711d) 및 주파수 상향 변환 등의 RF 처리를 수행하는 송신 RF 부(1713a~1713d)와 안테나(217)를 통해 무선망으로 전파된다.
상기 TX 빔 형성 가중치는 일반적으로 RX 빔 형성 가중치를 이용하여 구하며, 상기 가변형 TX 옴니 가중치는 예를 들어 복수 개의 안테나 요소로 빔 성형을 하였을 경우의 빔 패턴이 일반적인 전방위 안테나 빔 패턴과 가장 유사한 빔 패턴을 갖도록 가중치를 설정하여 사용한다. 상기 가변형 TX 옴니 가중치를 사용하여 전 방위 빔 패턴을 생성하는 동작을 설명하면, 제어기(1717)는 가변형 TX 옴니 가중치가 정해진 시간에 따라 순환되어 각기 다른 특성을 갖는 전방위 빔 패턴을 생성하도록 제어한다.
도 19a 내지 19e는 본 발명의 실시 예에 따른 스마트 안테나 시스템에서 생성된 가변형 전방위 빔 패턴의 일 예를 도시한 파형도이다.
즉 본 발명에서는 시간의 흐름 t0, t1, t2, ...에 따라서 스마트 안테나를 이용하여 생성하는 전방위 빔 패턴(omni-directional beam pattern)이 가변적인 형태를 가지게 한다. 도 19a는 시간 t0에서의 빔 패턴, 도 19b는 시간 t1에서의 빔 패턴, 도 19c는 시간 t2에서의 빔 패턴, 도 19d는 시간 t3에서의 빔 패턴을 보인 것이고, 도 19e는 각 타임 슬롯에 대해서 중첩하여 보인 빔 패턴을 도시한 것이다. 도 19e에서 확인할 수 있듯이 본 발명에서 제안하는 가변형 TX 옴니 가중치(W1)를 사용하면 360도 전 방위로 고른 빔 패턴을 생성하는 것이 가능하여 거의 완전한 형태의 전방위 빔 패턴을 사용하는 효과를 얻을 수 있다. 따라서 종래기술에서 문제가 되던 도 18과 같은 고르지 못한 빔 패턴으로 인한 통신 품질의 균일성 문제를 쉽게 해결할 수 있다.
이상 설명한 바와 같이 본 발명에 의하면, OFDM 전송 방식을 사용하는 스마트 안테나 시스템에서 FFT 윈도우 옵셋의 영향으로 인한 수신 신호의 위상 회전을 보상할 수 있다.
또한 본 발명에 의하면, FFT 윈도우 옵셋에 의한 위상 회전을 보상하여 송신기/수신기의 RX/TX 빔 형성 성능을 향상시킬 수 있다.
또한 본 발명에 의하면, 주파수 영역 신호 처리를 기반으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 단말의 송신기가 단일 안테나를 사용하는 경우에도 무선 채널을 보상할 수 있다.
또한 본 발명에 의하면, 단말의 수신기에서 구해진 RX FEQ 계수를 송신기의 FEQ 가중치로 이용하여 다중 경로 채널을 보상하므로 기지국의 수신 성능을 향상시킬 수 있다.
또한 본 발명에 의하면, 스마트 안테나 시스템에서 가변형 전방위 빔 패턴을 생성하여 고른 무지향성 빔을 형성할 수 있다.

Claims (34)

  1. 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 방식을 사용하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 장치에 있어서,
    복수의 안테나별 수신 신호에 대해 설정된 FFT 윈도우에 따라 고속 푸리에 변환을 수행하는 복수의 FFT 기와,
    OFDM 심볼의 경계를 검출하고 검출된 경계를 기준으로 미리 설정된 FFT 윈도우 옵셋 만큼 마진을 두고 상기 FFT 윈도우를 설정하는 FFT 윈도우 검출기와,
    상기 FFT 윈도우 옵셋을 입력 받아 FFT 윈도우 보상 신호를 출력하는 보상 신호 생성기와,
    상기 복수의 FFT 기로부터 출력되는 안테나별 수신 신호에 대해 각각 상기 FFT 윈도우 보상 신호를 승산하는 복수의 제1 승산기를 포함함을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신 장치의 전달함수 특성을 R이라 했을 때 상기 복수의 FFT 기로부터 출력되는 각 수신 신호에 RX 보상 가중치 1/R을 승산하는 복수의 제2 승산기를 더 포함함을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 보상 신호 생성기는 하기 <수학식 6>을 이용하여 상기 FFT 윈도우 보상 신호를 생성함을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 장치,
    Rx_Wo_foi(k) = Rx_foi(k) * exp(j * 2 * pi * k * Wo / N)
    상기 <수학식 6>에서 k= -N/2, -N/2+1, ..., N/2-1이고, k는 부반송파 인덱스, N은 FFT의 포인트 개수, Wo는 FFT 윈도우 옵셋, Rx_foi는 FFT를 거친 수신 신호의 주파수 옵셋 인덱스, exp(j * 2 * pi * k * Wo / N)는 FFT 윈도우 보상 신호, 그리고 Rx_Wo_foi는 FFT 윈도우 옵셋 보상을 거친 수신 신호의 주파수 옵셋 인덱스를 의미함.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 복수의 제1 승산기로부터 출력되는 안테나 경로별 수신 신호와 주파수 영역 등화기(FEQ) 계수 추정을 위한 소정 기준 신호를 이용하여 안테나 경로별 RX 빔 형성 가중치를 계산하는 RX 빔 형성 가중치 계산기를 더 포함함을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 장치.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 기준 신호는 무선랜 표준에 규정된 기준 트레이닝 신호로서 롱 프리앰블 신호임을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 장치.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 RX 빔 형성 가중치 계산기로부터 출력되는 안테나 경로별 RX 빔 형성 가중치를 상기 복수의 제1 승산기로부터 출력되는 안테나 경로별 수신 신호와 승산하는 복수의 제3 승산기를 더 포함함을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 장치.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 RX 빔 형성 가중치는 하기 <수학식 7>과 <수학식 8>을 이용하여 계산됨을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 장치,
    Figure 112006017955579-PAT00006
    Figure 112006017955579-PAT00007
    상기 <수학식 8>은 상기 <수학식 7>의 대응되는 항을 간략히 나타낸 것이고, 상기 <수학식 7>과 <수학식 8>에서 NxM 행렬 A 는 기준 신호에 상응하는 수신 신호로부터 관측한 관측 행렬이며, M 열(column) 벡터 Wrx 는 상기 RX 빔 형성 가중치이고, N 컬럼(column) 벡터 P 는 상기 기준 신호이며, 상기 N 컬럼 벡터에서
    Figure 112006017955579-PAT00008
    항은 윈도우 옵셋 W0에 대한 보상항을 의미함.
  8. 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 방식을 사용하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 장치에 있어서,
    복수의 안테나별 수신 신호에 대해 설정된 FFT 윈도우에 따라 고속 푸리에 변환을 수행하는 복수의 FFT 기와,
    OFDM 심볼의 경계를 검출하고 검출된 경계를 기준으로 미리 설정된 FFT 윈도우 옵셋 만큼 마진을 두고 상기 FFT 윈도우를 설정하는 FFT 윈도우 검출기와,
    상기 FFT 윈도우 옵셋을 입력 받아 FFT 윈도우 보상 신호를 출력하는 보상 신호 생성기와,
    주파수 영역 등화기(FEQ) 계수 추정을 위한 소정 기준 신호에 대해 상기 FFT 윈도우 보상 신호를 승산하여 출력하는 복수의 제1 승산기와,
    상기 복수의 FFT 기로부터 출력되는 안테나별 수신 신호와 상기 복수의 제1 승산기의 출력 신호를 이용하여 안테나별 RX 빔 형성 가중치를 계산하는 RX 빔 형성 가중치 계산기를 포함함을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 장치.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 수신 장치의 전달함수 특성이 R이라 했을 때 상기 복수의 FFT 기로부터 출력되는 각 수신 신호에 RX 보상 가중치 1/R을 승산하는 복수의 제2 승산기를 더 포함함을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 장치.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 보상 신호 생성기는 하기 <수학식 9>를 이용하여 상기 FFT 윈도우 보상 신호를 생성함을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 장치,
    Rx_Wo_foi(k) = Rx_foi(k) * exp(j * 2 * pi * k * Wo / N)
    상기 <수학식 9>에서 k= -N/2, -N/2+1, ..., N/2-1이고, k는 부반송파 인덱스, N은 FFT의 포인트 개수, Wo는 FFT 윈도우 옵셋, Rx_foi는 FFT를 거친 수신 신 호의 주파수 옵셋 인덱스, exp(j * 2 * pi * k * Wo / N)는 FFT 윈도우 보상 신호, 그리고 Rx_Wo_foi는 FFT 윈도우 옵셋 보상을 거친 수신 신호의 주파수 옵셋 인덱스를 의미함.
  11. 제 8 항에 있어서,
    상기 기준 신호는 무선랜 표준에 규정된 기준 트레이닝 신호로서 롱 프리앰블 신호임을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 장치.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 RX 빔 형성 가중치 계산기로부터 출력되는 안테나 경로별 RX 빔 형성 가중치를 상기 복수의 FFT 기로부터 출력되는 안테나 경로별 수신 신호와 승산하는 복수의 제3 승산기를 더 포함함을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 장치.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 RX 빔 형성 가중치는 하기 <수학식 10>과 <수학식 11>을 이용하여 계산됨을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 장치,
    Figure 112006017955579-PAT00009
    Figure 112006017955579-PAT00010
    상기 <수학식 11>은 상기 <수학식 10>의 대응되는 항을 간략히 나타낸 것이고, 상기 <수학식 11>과 <수학식 10>에서 NxM 행렬 A 는 기준 신호에 상응하는 수신 신호로부터 관측한 관측 행렬이며, M 열(column) 벡터 Wrx 는 상기 RX 빔 형성 가중치이고, N 컬럼(column) 벡터 P 는 상기 기준 신호이며, 상기 N 컬럼 벡터에서
    Figure 112006017955579-PAT00011
    항은 윈도우 옵셋 W0에 대한 보상항을 의미함.
  14. 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 방식을 사용하는 스마트 안테나 시스템에서 송신기와 수신기가 구비된 이동 단말 장치에 있어서,
    상기 수신기는
    수신 신호에 대해 설정된 FFT 윈도우에 따라 고속 푸리에 변환을 수행하는 FFT 기와,
    OFDM 심볼의 경계를 검출하고 검출된 경계를 기준으로 미리 설정된 FFT 윈도우 옵셋 만큼 마진을 두고 상기 FFT 윈도우를 설정하는 FFT 윈도우 검출기와,
    상기 FFT 윈도우 옵셋을 입력 받아 FFT 윈도우 보상 신호를 출력하는 보상 신호 생성기와,
    상기 복수의 FFT 기로부터 출력되는 안테나별 수신 신호에 대해 각각 상기 FFT 윈도우 보상 신호를 승산하는 제1 승산기와,
    상기 제1 승산기의 출력 신호와 소정 기준 신호를 이용하여 주파수 영역 등화기(FEQ) 계수를 추정하는 FEQ 추정기를 포함함을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 이동 단말 장치.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 송신기는 입력된 송신 신호에 대해 상기 FEQ 계수를 가중치로 승산하는 제2 승산기를 더 포함함을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 이동 단말 장치.
  16. 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 방식을 사용하는 스마트 안테나 시스템에서 송신기와 수신기가 구비된 이동 단말 장치에 있어서,
    상기 수신기는
    수신 신호에 대해 설정된 FFT 윈도우에 따라 고속 푸리에 변환을 수행하는 FFT 기와,
    OFDM 심볼의 경계를 검출하고 검출된 경계를 기준으로 미리 설정된 FFT 윈도우 옵셋 만큼 마진을 두고 상기 FFT 윈도우를 설정하는 FFT 윈도우 검출기와,
    상기 FFT 윈도우 옵셋을 입력 받아 FFT 윈도우 보상 신호를 출력하는 보상 신호 생성기와,
    FEQ 계수 추정을 위한 소정 기준 신호에 대해 상기 FFT 윈도우 보상 신호를 승산하여 출력하는 제1 승산기와,
    상기 FFT 기의 출력 신호와 상기 제1 승산기로부터 전달되는 보상된 기준 신호를 이용하여 주파수 영역 등화기(FEQ) 계수를 추정하는 FEQ 추정기를 포함함을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 이동 단말 장치.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 송신기는 입력된 송신 신호에 대해 상기 FEQ 계수를 가중치로 승산하는 제2 승산기를 더 포함함을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 이동 단말 장치.
  18. 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 방식을 사용하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 송신 장치에 있어서,
    이동 단말로 전송할 송신 신호를 정해진 변조 방식에 따라 매핑하는 매핑기와,
    빔 패턴의 종류에 따라 지향성 빔 패턴을 형성하기 위한 TX 송신 빔 가중치와 전방위 빔 패턴을 형성하기 위한 TX 옴니 가중치를 선택적으로 출력하는 다중화기와,
    상기 송신 신호에 상기 다중화기의 출력 신호를 승산하는 승산기와,
    시간의 흐름에 따라 순환되어 각기 다른 특성을 갖는 상기 전방위 빔 패턴을 생성하도록 상기 TX 옴니 가중치를 가변시켜 출력하는 제어기를 포함함을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 송신 장치.
  19. 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 방식을 사용하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 방법에 있어서,
    복수의 안테나별 수신 신호에 대해 설정된 FFT 윈도우에 따라 고속 푸리에 변환을 수행하는 과정과,
    OFDM 심볼의 경계를 검출하고 검출된 경계를 기준으로 미리 설정된 FFT 윈도우 옵셋 만큼 마진을 두고 상기 FFT 윈도우를 설정하는 과정과,
    상기 FFT 윈도우 옵셋을 입력 받아 FFT 윈도우 보상 신호를 생성하는 과정 과,
    상기 FFT 변환된 안테나별 수신 신호에 대해 각각 상기 FFT 윈도우 보상 신호를 승산하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 방법.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 수신 장치의 전달함수 특성을 R이라 했을 때 상기 FFT 변환된 수신 신호에 RX 보상 가중치 1/R을 승산하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 방법.
  21. 제 19 항에 있어서,
    상기 FFT 윈도우 보상 신호를 생성하는 과정에서
    상기 FFT 윈도우 보상 신호는 하기 <수학식 12>를 이용하여 생성함을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 방법,
    Rx_Wo_foi(k) = Rx_foi(k) * exp(j * 2 * pi * k * Wo / N)
    상기 <수학식 6>에서 k= -N/2, -N/2+1, ..., N/2-1이고, k는 부반송파 인덱스, N은 FFT의 포인트 개수, Wo는 FFT 윈도우 옵셋, Rx_foi는 FFT를 거친 수신 신 호의 주파수 옵셋 인덱스, exp(j * 2 * pi * k * Wo / N)는 FFT 윈도우 보상 신호, 그리고 Rx_Wo_foi는 FFT 윈도우 옵셋 보상을 거친 수신 신호의 주파수 옵셋 인덱스를 의미함.
  22. 제 19 항에 있어서,
    상기 승산하는 과정에서 출력되는 안테나 경로별 수신 신호와 주파수 영역 등화기(FEQ) 계수 추정을 위한 소정 기준 신호를 이용하여 안테나 경로별 RX 빔 형성 가중치를 계산하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 방법.
  23. 제 22 항에 있어서,
    상기 기준 신호는 무선랜 표준에 규정된 기준 트레이닝 신호로서 롱 프리앰블 신호임을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 방법.
  24. 제 23 항에 있어서,
    상기 안테나 경로별 RX 빔 형성 가중치를 상기 승산하는 과정에서 출력되는 안테나 경로별 수신 신호와 다시 승산하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 스마 트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 방법.
  25. 제 24 항에 있어서,
    상기 RX 빔 형성 가중치는 하기 <수학식 13>과 <수학식 14>를 이용하여 계산됨을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 방법,
    Figure 112006017955579-PAT00012
    Figure 112006017955579-PAT00013
    상기 <수학식 13>은 상기 <수학식 14>의 대응되는 항을 간략히 나타낸 것이고, 상기 <수학식 13>과 <수학식 14>에서 NxM 행렬 A 는 기준 신호에 상응하는 수신 신호로부터 관측한 관측 행렬이며, M 열(column) 벡터 Wrx 는 상기 RX 빔 형성 가중치이고, N 컬럼(column) 벡터 P 는 상기 기준 신호이며, 상기 N 컬럼 벡터에서
    Figure 112006017955579-PAT00014
    항은 윈도우 옵셋 W0에 대한 보상항을 의미함.
  26. 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 방식을 사용하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 방법에 있어서,
    복수의 안테나별 수신 신호에 대해 설정된 FFT 윈도우에 따라 고속 푸리에 변환을 수행하는 과정과,
    OFDM 심볼의 경계를 검출하고 검출된 경계를 기준으로 미리 설정된 FFT 윈도우 옵셋 만큼 마진을 두고 상기 FFT 윈도우를 설정하는 과정과,
    상기 FFT 윈도우 옵셋을 입력 받아 FFT 윈도우 보상 신호를 생성하는 과정과,
    주파수 영역 등화기(FEQ) 계수 추정을 위한 소정 기준 신호에 대해 상기 FFT 윈도우 보상 신호를 승산하는 과정과,
    상기 FFT 변환된 안테나별 수신 신호와 상기 FFT 윈도우 보상 신호가 승산된 신호를 이용하여 안테나별 RX 빔 형성 가중치를 계산하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 방법.
  27. 제 26 항에 있어서,
    상기 수신 장치의 전달함수 특성이 R이라 했을 때 상기 FFT 변환된 수신 신호에 RX 보상 가중치 1/R을 승산하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 방법.
  28. 제 26 항에 있어서,
    상기 FFT 윈도우 보상 신호는 하기 <수학식 15>를 이용하여 생성함을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 방법,
    Rx_Wo_foi(k) = Rx_foi(k) * exp(j * 2 * pi * k * Wo / N)
    상기 <수학식 9>에서 k= -N/2, -N/2+1, ..., N/2-1이고, k는 부반송파 인덱스, N은 FFT의 포인트 개수, Wo는 FFT 윈도우 옵셋, Rx_foi는 FFT를 거친 수신 신호의 주파수 옵셋 인덱스, exp(j * 2 * pi * k * Wo / N)는 FFT 윈도우 보상 신호, 그리고 Rx_Wo_foi는 FFT 윈도우 옵셋 보상을 거친 수신 신호의 주파수 옵셋 인덱스를 의미함.
  29. 제 26 항에 있어서,
    상기 기준 신호는 무선랜 표준에 규정된 기준 트레이닝 신호로서 롱 프리앰블 신호임을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 방법.
  30. 제 29 항에 있어서,
    상기 안테나 경로별 RX 빔 형성 가중치를 상기 FFT 변환된 안테나 경로별 수 신 신호와 승산하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 방법.
  31. 제 30 항에 있어서,
    상기 RX 빔 형성 가중치는 하기 <수학식 16>과 <수학식 17>을 이용하여 계산됨을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 수신 방법,
    Figure 112006017955579-PAT00015
    Figure 112006017955579-PAT00016
    상기 <수학식 16>은 상기 <수학식 17>의 대응되는 항을 간략히 나타낸 것이고, 상기 <수학식 16>과 <수학식 17>에서 NxM 행렬 A 는 기준 신호에 상응하는 수신 신호로부터 관측한 관측 행렬이며, M 열(column) 벡터 Wrx 는 상기 RX 빔 형성 가중치이고, N 컬럼(column) 벡터 P 는 상기 기준 신호이며, 상기 N 컬럼 벡터에서
    Figure 112006017955579-PAT00017
    항은 윈도우 옵셋 W0에 대한 보상항을 의미함.
  32. 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 방식을 사용하는 스마트 안테나 시스템에서 송신기와 수신기가 구비된 이동 단말의 송신 방법에 있어서,
    상기 수신기가 수신 신호에 대해 설정된 FFT 윈도우에 따라 고속 푸리에 변환을 수행하는 과정과,
    상기 수신기가 OFDM 심볼의 경계를 검출하고 검출된 경계를 기준으로 미리 설정된 FFT 윈도우 옵셋 만큼 마진을 두고 상기 FFT 윈도우를 설정하는 과정과,
    상기 수신기가 상기 FFT 윈도우 옵셋을 입력 받아 FFT 윈도우 보상 신호를 생성하는 과정과,
    상기 수신기가 상기 FFT 변환된 안테나별 수신 신호에 대해 각각 상기 FFT 윈도우 보상 신호를 승산하는 과정과,
    상기 수신기가 상기 FFT 윈도우 보상 신호가 승산된 신호와 소정 기준 신호를 이용하여 주파수 영역 등화기(FEQ) 계수를 추정하는 과정과,
    상기 송신기가 입력된 송신 신호에 대해 상기 FEQ 계수를 가중치로 승산하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 이동 단말의 송신 방법.
  33. 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 방식을 사용하는 스마트 안테나 시스템에서 송신기와 수신기가 구비된 이동 단말의 송신 방법에 있어서,
    상기 수신기가 수신 신호에 대해 설정된 FFT 윈도우에 따라 고속 푸리에 변환을 수행하는 과정과,
    상기 수신기가 OFDM 심볼의 경계를 검출하고 검출된 경계를 기준으로 미리 설정된 FFT 윈도우 옵셋 만큼 마진을 두고 상기 FFT 윈도우를 설정하는 과정과,
    상기 수신기가 상기 FFT 윈도우 옵셋을 입력 받아 FFT 윈도우 보상 신호를 생성하는 과정과,
    상기 수신기가 FEQ 계수 추정을 위한 소정 기준 신호에 대해 상기 FFT 윈도우 보상 신호를 승산하는 과정과,
    상기 수신기가 상기 FFT 변환된 수신 신호와 상기 보상된 기준 신호를 이용하여 주파수 영역 등화기(FEQ) 계수를 추정하는 과정과,
    상기 송신기가 입력된 송신 신호에 대해 상기 FEQ 계수를 가중치로 승산하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 이동 단말의 송신 방법.
  34. 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 방식을 사용하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 송신 방법에 있어서,
    이동 단말로 전송할 송신 신호를 정해진 변조 방식에 따라 매핑하는 과정과,
    빔 패턴의 종류에 따라 지향성 빔 패턴을 형성하기 위한 TX 송신 빔 가중치와 시간의 흐름에 따라 순환되어 각기 다른 특성을 갖는 전방위 빔 패턴을 형성하기 위한 TX 옴니 가중치를 선택적으로 출력하는 과정과,
    상기 송신 신호에 상기 다중화기의 출력 신호를 승산하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 스마트 안테나 시스템에서 기지국의 송신 방법.
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