KR20070074570A - 다중 대역 디지털 오디오 방송 수신기 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 디지털 오디오 방송(DAB) 수신기들에 대한 개선된 구조와 관련되며, 특히 다중 DBA 수신기들과 관련된다. 디지털 오디오 방송(DAB) 수신기는: 적어도 두 개의 수신 주파수 대역들에서 rf 신호들을 수신하는 rf 입력; 국부 발진기 신호 출력을 가지는 국부 발진기; 상기 rf 입력과 상기 국부 발진기에 연결된 입력들 및 IF 주파수 신호를 제공하는 출력을 가지는 믹서; 상기 IF 주파수 신호로부터 출력 신호를 제공하는 출력; 상기 국부 발진기는 튜닝 가능한 전압 제어 발진기(VCO)를 포함하는 위상 동기 루프(PLL) 및 상기 국부 발진기 신호 출력을 제공하는 상기 전압 제어 발진기의 출력에 연결된 프로그램 가능한 분할기를 포함하며; 상기 두 개의 수신 주파수 대역들 중 적어도 하나는 상기 프로그램 가능한 분할기의 복수의 서로 다른 분할비율들과 관련되며; 상기 전압 제어 발진기(VCO)는 복수의 선택가능한 VCO 주파수 대역들을 가지며; 상기 국부 발진기는 상기 VCO 주파수 대역을 선택하는 VCO 대역 선택기를 더 포함하며; 상기 적어도 두 개의 수신 주파수 대역들은 상기 VCO 대역 선택과 상기 복수의 서로 다른 분할비율들의 조합에 의해서 상기 수신기에 의해 커버된다.
디지털 오디오 방송 수신기

Description

다중 대역 디지털 오디오 방송 수신기{Multiband digital audio broadcast receiver}
본 발명은 디지털 오디오 방송(DAB) 수신기들에 대한 개선된 구조들과 관련되며, 특히 다중 대역 DAB 수신기들과 관련된다.
디지털 오디오 방송 서비스 표준들에 대한 배경 정보들은 EUREKA-147 표준(ETSI Document EN300 401 Vl.3.3 (2001-5))에서 발견되며; 또한 BS EN 50248.2001이 참조될 수 있다. 디지털 오디오 방송 서비스들은 두 개의 주파수 대역들, 즉 영국에서의 174 - 240 MHz(대역3)와 그 밖의 지역에서의 1452 - 1492 MHz(L대역)로 현재 제공되며; 이는 DAB 수신기가 영국에서는 88 - 108MHz인 통상적인 FM(Frequency Modulation) 방송들을 수신하는데 유용하다.
현재의 상기 양 DAB 주파수 대역들에서 이용가능하며, 또한 통상적인 FM 방송들을 수신하기에 바람직한 무선 수신기 회로를 제공할 수 있는 것이 바람직하다. 바람직하게는, 그러한 무선 수신기 회로가 단일 칩 집적을 위해 적절하며, 그 결과 단일 집적 회로가 현재의 파악된 DAB 방송 표준들에 사용되도록 수신기를 구성하기 위해서 제공될 수 있다. 이를 달성하기 위해서, 넓은 주파수 범위에서 동작하는 다중 대역 튜닝가능 DAB 수신기를 제공할 수 있는 것이 바람직하다.
본 발명의 제1 태양에 따르면, 디지털 오디오 방송(DAB) 수신기가 제공되며, 상기 수신기는: 적어도 두 개의 주파수 대역들에서 rf 신호들을 수신하는 rf 입력; 국부 발진기 신호 출력을 가지는 국부 발진기; 상기 rf 입력과 상기 국부 발진기에 연결된 입력들 및 IF 주파수 신호를 제공하는 출력을 가지는 믹서; 상기 IF 주파수 신호로부터 출력 신호를 제공하는 출력을 포함하며; 상기 국부 발진기는 튜닝가능한 전압 제어 발진기(VCO)를 포함하는 위상 동기 루프(PLL) 및 상기 국부 발진기 신호 출력을 제공하는 상기 전압 제어 발진기의 출력에 연결된 프로그램 가능한 분할기를 포함하며; 상기 두 개의 수신 주파수 대역들 중 적어도 하나는 상기 프로그램가능한 분할기의 복수의 서로 다른 분할비율과 관련되며; 상기 전압 제어 발진기(VCO)는 복수의 선택가능한 VCO 주파수 대역들을 가지고; 상기 국부 발진기는 상기 VCO 주파수 대역을 선택하는 VCO 대역 선택기를 더 포함하며; 상기 적어도 두 개의 수신 주파수 대역들은 상기 VCO 대역 선택과 상기 복수의 서로 다른 분할비율들의 조합에 의해서 상기 수신기에 의해 커버된다.
바람직하게는, 적어도 두 개의 주파수 대역들은 1GHz 보다 큰 주파수들의 제1 주파수 대역 및 100MHz 내지 1GHz의 범위에서 제2 주파수 대역을 포함하며; 특히 더욱 바람직하게는 적어도 두 개의 주파수 대역들은 상술한 DAB 방송 대역들을 포함한다. 더 바람직하게는 수신기는 VCO 대역 선택과 복수의 서로 다른 분할비율들의 조합을 사용함으로써 제3의 대역에서 통상적인 FM(frequency modulation) 방송을 수신하도록 구성된다.
바람직한 실시예에서, VCO는 제어 전압에 응답하여 VCO를 튜닝하기 위해 다이오드 또는 접합 버렉터, 그리고 VCO에 대한 주파수 대역의 선택을 위해 복수의 MOS(금속 산화물 반도체) 버렉터들을 사용한다. 이것은 MOS 버렉터가 로우와 하이 전기용량 값들 사이에서 쉽게 스위치될 수 있기 때문이며, 그래서 대역 선택을 위해서 큰 주파수 변화들을 용이하게 하며, 튜닝을 위한 접합 버렉터의 사용은 발진기의 튜닝 제어를 용이하게 한다. 바람직한 실시예에서, 대역 선택은 이진 가중 버렉터 영역들을 가지는 복수의 MOS 버렉터에 의해서 수행되며, 중간 주파수 대역들의 선택을 위해서 MOS 버렉터들의 조합들이 선택될 수 있다. 바람직하게는, VCO 주파수 대역들은 온도와 공급 전압 변화들 및 구성요소 허용 편차(component tolerances)에 대한 보상을 용이하게 위해서 오버랩된다.
다중 대역 VCO의 사용은, 일반적으로 VCO 민감도(그것은 전압 제어로 출력 주파수에서의 변화이다)가 서로 다른 주파수 대역들에서 달라질 것이기 때문에 위상 동기 루프 제어에 어려움을 야기할 수 있다. 이런 경우는 록 시간(lock time), 위상 잡음, 안정성 및 참조 에너지 성능 억제에 있어서 변화들을 야기한다. 그러므로 바람직하게는, 위상 동기 루프는 루프 이득이 VCO 및/또는 VCO 튜닝 전압에 대하여 선택된 주파수 대역에 의존하여 조절되는 제어 루프를 가진다. 제어 가능한 이득 소자들이 루프에 포함될 수 있으나, 바람직한 실시예에서, PLL 위상 감지기는 (VCO 튜닝 전압으로 펌프 출력을 변화시키기 위해서)전류 출력으로부터 펌프 전류 조절 입력으로 피드백되는 충전 펌프 및/또는 선택가능한 복수의 전류 발생기들(소스들 및/또는 싱크들)을 포함하며, 이들 중 하나 또는 그 이상이 VCO에 대하여 선택된 주파수 대역에 따라 선택될 수 있다. 상기 후자의 경우에 있어서, 바람직하게는, 대역-스위칭 제어 시스템은 (불안전성들을 피하기 위해서) 소정 시간 임계값보다 오랜 시간 동안 하나 또는 그 이상의 제한들을 벗어난 경우, VCO 제어 전압을 감지하고 대역들을 스위치하는 전압 비교기를 포함한다. 바람직한 실시예에서, 수신기는 단일 칩 상에 집적된다.
또한 본 발명은 DAB 수신기에 대하여 상술한 바와 같이 국부 발진기를 제공한다.
이제 본 발명의 상기 태양들이 첨부된 도면들을 참조하여 예로써 더 설명될 것이며,:
도1은 본 발명의 태양들을 구현하는 DAB 무선 수신기 회로의 블럭도이며;
도2는 본 발명의 바람직한 실시예들에 사용되는 다중 대역 전압 제어 발진기의 블럭도이며;
도3a 및 3b는 각각 접합 버렉터와 MOS 버렉터에 대한 바이어스 전압에 대 전기용량의 곡선이며;
도4는 8개의 주파수 대역 각각에서 동작할 때, 도2의 VCO에 대한 VCO 출력 주파수 대 VCO 민감도(Kvco) 곡선의 집합이며;
도5a 및 도5b는 각각 N으로 나누는 위상 동기 루프(phase locked loop:PLL)의 블럭도와 도5a의 PLL의 선형 모델이며;
도6은 본 발명의 바람직한 실시예에 사용되는 위상 동기 루프 회로의 예이 며;
도7은 본 발명의 실시예에 사용되는 충전 펌프를 구비하는 위상 감지 시스템의 예이며;
도8은 본 발명의 실시예에 사용되는 교호 충전 펌프(alternative charge pump)를 구비하는 위상 감지 시스템의 제2 예시이며; 그리고
도9는 도1의 무선 수신기 회로를 포함하는 DAB 수신기(900)의 블럭도이다.
먼저 도1을 참조하면, 도1은 IF 출력 단계(stage)(IFOUT)까지의 무선 수신기 회로의 블럭도를 도시한다. 일반적으로, 기저 대역으로의 최종 다운 변환과 복조를 위해서 아날로그-디지털 변환기(ADC)와 디지털 신호 프로세싱(미도시)이 이에 후속한다. 도1의 수신기(100)에서, 실선(102)으로 둘러쌓인 회로가 집적 회로 상에 제공되는 것이 바람직하다.
신호 경로들은 대역3 및 L대역에서 DAB 신호들과 대역2에서 FM 방송 신호들에 대하여, 오프칩 대역 선택 필터들(off-chip band select filters)(104a,b,c)에서 시작되며; 이것들은 단일 안테나, 공유된 안테나로부터 또는 다중 안테나들로부터 그것들의 입력들을 수신할 수 있다(도시않됨). 이러한 대역 선택 필터들은 온-칩 가변 이득 저잡음 증폭기(on-chip variable gain low noise amplifier)(110)에 입력(108)을 제공하며; 전형적으로 기저 대역 프로세싱 회로로부터의 대역 선택 정보는 멀티플렉서(106)에 의해 증폭기의 입력으로 어떤 RF 입력이 선택되는지를 결정한다. LNA(110)의 출력은 RF AGC 회로(112)에 제공되고, 또한 다위상 필터(116) 에 의해 후속되는 직교 다운 변환 믹서(quadrature down conversion mixer)(114a,b)에 제공된다. 수신기(100)는 본 출원과 동일자에 출원된 영국 출원 번호...과 관련된 출원에서 더 자세하게 설명된 것과 같이; 근 제로(near zero) IF 수신기로서 동작하며, (거의 1.536MHz의 대역폭을 가지는)DAB 입력 신호는 1.024MHz의 제1 IF 주파수로 다운 변환된다. 바람직한 IF 주파수 계획은 제1 IF 주파수로의 다운 변환을 채용하고 후속하여 제2의 더 높은 IF 주파수로의 업 변환을 사용하며, 그리고 이것은 국부 발진기(118) 및 제2 직교 믹서들(quadrature mixer)(120)에 의해 실행되며, 상기 제2 직교 믹서들은 차동 출력(IFOUT)(126)을 제공하는 가변 이득 출력 버퍼(124) 및 로우 패스 필터(122)에 의해 후속된다. 비록 도시되지는 않았지만, 명확하게, 바람직하게는 집적 회로(102) 내의 모든 신호 경로들은 차동적이며, RF와 국부 발진기 및 IF 신호들을 포함한다.
도1의 수신기에 대한 주파수 계획은 아래 표1에 도시된다. 상기 주파주 계획은 제1 LO의 하이-사이드 주입(즉, 목표 RF 신호의 그것보다 더 큰 국부 발진기 주파수로, fLO=fRF+fIF)을 설명한다. 로우 사이드 주입(목표 RF 신호의 그것보다 작은 국부 발진기 주파수로, fLO=fRF-fIF) 또한 상기 구조에서 가능하다.
DAB 와 FM 모드의 동작에 대한 주파수 계획
RF 입력 DAB: 170-240MHz 또는 1452-1492MHz FM: 88-108MHz
제1 국부 발진기 주파수 DAB :RF 주파수 + 1.024MHz FM : RF 주파수 + 150KHz
제1 IF 주파수 DAB: 1.024MHz ; FM: 150KHz
제2 국부 발진기 주파수 DAB: 1.024MHz ; FM: 2.048MHz
제2 IF 주파수 DAB: 2.048MHz ; FM: 2.198MHz
표 1
표1로부터, 제1 국부 발진기 주파수는 광범위에서 제어되어야함을 알 수 있다. 도1의 수신기(100)에서, 제1 국부 발진기는 대쉬 라인(128) 내의 회로에서 실행되며, 이것은 각 직교 다운 변환 믹서들(114a, b)에 직교 출력(130a, b)을 제공한다. 본 발명의 태양들을 구체화하는 제1 발진기 회로는 아래에서 더 설명된다. 그러나 본 발명의 이해를 용이하게 하기 위해서, 먼저 도1의 수신기의 동작이 간략하게 개설될 것이다.
상술한 바와 같이, 다운 변환 후에 IF는 DAB 입력들(대역3, L-대역)에 대하여 1.024MHz가 되며; I는 FM 입력(대역2)에 대하여 150KHz가 된다. 다위상 필터링 후에 신호가 DAB에 대하여 2.048MHz로, FM에 대하여 2.198MHz로 업 변환되고, IF 가변 이득 증폭기 및 출력 드라이버는 연속 기저 대역 IC에 대하여 차동 ADC 드라이브를 제공한다(도1에 도시않됨). 온-칩 LC VCO와 포스트(post) 분할기를 구비한 PLL은 모든 대역들 및 PLL에 대하여 제1 LO 신호를 생성하며, 제2 LO 생성 및 필터 정렬은 (l6.384, 24.576 또는 32.768MHz의) 크리스탈 참조 주파수(crystal reference frequency)에 모두 참조된다.
각 주파수 대역에 대하여 하나씩 세 개의 LNA 입력들이 있다. 각 LNA는 AGC제어 범위의 4OdB 및 -15dBm의 PIdB를 가진다. 외부 AGC 요소들이 없다면, 칩은 휴대용 수신기들에 대하여 -25dBm 하이 레벨 입력 요구들을 만족시킬 수 있으며; 오프-칩 PIN 다이오드 감쇠기는 입력 범위를 -15dBm 내지 -10dBm으로 확장시키기 위해서 사용될 수 있다. RF 입력 필터들은 외부 안테나에 EDS 방전에 대한 보호를 제공할 수 있다.
상기 IF 필터들은 채널 민감도, 기저 대역 ADC에 대한 안티-알리아스(anti-alias) 필터링, 이미지 소거(image rejection)에 대한 직교 결합의 기능들을 결합한다. 제1 IF 필터는 1.9MHz 내지 270kHz까지의 3dB 대역폭으로 1.024MHz를 중심으로 하는 4극 대역통과 필터이다. 제2 IF로 직교 업 변환 후에, 추가적인 필터링이 알리어싱을 방지하기 위해서 사용된다. 이것은 2.048MHz의 상위 주파수 및 3.6MHz의 대역폭을 가지는 제2 IF 필터로 달성된다. 필터 정렬 회로는 모든 IF 필터들의 중심 주파수와 대역폭을 크리스탈 참조 주파수로 정렬하기 위해서 사용된다. 교정 주기(calibration cycle)는 PLL이 재프로그램되는 각 시간에 구동될 수 있으며, 또는, PLL 또는 IF 회로들이 켜져 있을 때 구동될 수 있다. 주기적으로, 즉 매 1/2초마다, 온 다이(on die) 온도 센서가 필터 튜닝의 독출 및 갱신을 위해서 채용될 수 있다.
제1 AGC 루프는 RF와 IF 회로들의 오버로딩을 피하기 위해서 RF AGC 증폭기및 (선택적인) 외부 PIN 다이오드 감쇠기를 제어하며; 이것은 제1 믹서 입력과 제1 IF 필터 출력에서 신호 레벨들을 감지한다. IF AGC 증폭기는 제2 IF에서 최종 이득을 제공한다. 이것은 기저 대역 칩 상에서 ADC에 정 입력 레벨을 주는 기저 대역 IC에 의해서 제어되는 것이 바람직하다.
바람직한 실시예에서, 주파수 합성기는 완전 집적 VCO(fully integrated VCO), 프리스케일러(prescaler), 위상 감지기, 충전 펌프, 참조 드라이버 및 참조 프리스케일러를 포함하는 정수-N PLL을 포함하며, 그리고 루프 필터는 외부에 있다. 참조 분할기는 외부적으로 제공된 참조 주파수를 모든 대역들에 대하여 256kHz 의 비교 주파수로 분할한다. VCO 출력은 L-대역에 대해서 두 개로, 대역3에 대해서는 12개, 14개, 또는 16개로, 대역2에 대해서는 28개 또는 32개로 분할된다. 상기 프로그램 가능한 드라이버의 직교 출력은 직교 다운믹서들에 제공된다. 이것은 모든 DAB 대역들(IFDAB)에 대하여 1.024MHz의 제1 IF 주파수가 되고 대역2 FM 모드에서 대해서는 150KHz의 제1 IF 주파수가 된다. 업 변환기에 대한 1.024MHz (DAB mode) 또는 2.048MHz (FM mode)의 제2 LO는 참조 주파수로부터 분할된다. 이것은 DAB에 대하여 2.048MHz의 제2 IF 주파수가 되고 FM 모드에 대해서는 2.198MHz의 제2 IF 주파수가 된다. PLL 및 포스트분할기는 L-대역 및 대역3에 대하여 64 KHz의 채널 주파수 해상도를 제공하며, 대역2에서 파인 튜닝(fine tuning)을 위해 4 KHz의 해상도를 제공한다.
다시 도1을 참조하면, 국부 발진기 주파수 합성기(128)는 포스트스케일러(134)에 출력을 제공하는 전압 제어 발진기를 포함하는 정수N- 위상 동기 루프를 채용하며, 상기 포스트스케일러는 VCO(132)의 출력에 연결된 위상 동기 루프(PLL) 분할기(136) 및 직교 출력(130a,b)을 제공하고 충전 펌프를 포함하는 위상 감지기(138)에 출력을 제공한다. 또한 위상 감지기(138)는 참조 분할기(142)를 통하여 수정 발진기(crystal oscillator)(140)로부터 입력을 수신하며, 그 후 위상 감지기(138)는 외부 PLL 로우 패스 루프 필터(144)에 충전 펌프 출력(139)를 제공하며, 이것의 출력은 VCO(132)에 VCO 튜닝 전압(주파수 제어 신호)을 제공한다. 바람직한 배열들에서는 참조 분할기는 (외부 수정을 사용하는) 수정 발진기(140)로부터의 참 조 주파수를 모든 세 개의 대역들에 대하여 256KHz의 비교 주파수로 분할한다. 0.5 카운트(count)들의 PLL 해상도는 VCO로 하여금 128KHz 단계(steps)에서 튜닝되도록 한다.
이제 프로그램 가능한 포스트-분할기(134)를 참조하면, 아래 표2는 하이-사이드 주입으로(목표 RF 신호의 주파수 보다 더 큰 국부 발진기 주파수로), DAB 및 FM 모드들에 대한 원하는 제1 IF 주파수들을 획득하도록 채용되는 제1 국부 발진기 주파수들을 도시한다.
모드 대역 RF 주파수 제1 LO 주파수 제1 IF 주파수
FM 대역2 88-108MHz 88.15-108.15MHz 150KHz
DAB 대역3 174-240MHz 175.024-241.024MHz 1.024MHz
DAB L-대역 1452-1492MHz 1453.024-1493.024MHz 1.024MHz
표2
단일 집적 VCO를 사용하는 이러한 국부 발진기(LO) 주파수들을 생성하기 위해서, VCO(132)의 출력 주파수는 요구된 LO 주파수들보다 더 큰 주파수가 되도록 선택되고 프로그램 가능한 분할기(134)는 필요에 따라 VCO 출력 주파수를 감소시킨다. 상술한 바와 같이, 프로그램 가능한 분할기(134)의 직교 출력(130)은 직교 다운 믹서들(114)에 제공된다.
VCO(132)의 출력은 L-대역에 대하여는 두 개로, 대역3에 대하여는 12개, 14개, 또는 16개로, 대역2에 대하여는 28개 또는 32개로 분할된다. 단일 대역에 대하여 서로 다른 분할비율들은 대역의 구획들을 커버하기 위해서 사용되며, 그리하여 VCO 튜닝 범위 요구들을 감소시킨다. 이러한 방식으로 상기 VCO(132)는 오직 2.7GHz로부터 3.15GHz까지 구동될 필요가 있다.
아래 표3a는 주파수 범위 요구들을 감소시키기 위한 상기 계획에 따라, 선택된 대역 브래이크들(band breaks)을 도시한다. 실제 대역 경계들(actual band edges)은 (아래) 표3b에서 주어진 바와 같이, 프로그램 가능한 분할기 셋팅이 2.7GHz로부터 3.15GHz까지 구동되는 VCO(132)로 달성될 수 있는 대역 한계이다. 또한 표3b는 모든 대역 브래이크들을 커버하도록 요구되는 VCO(132)의 주파수 한계들을 도시한다(여기서 LO 주파수는 상기 프로그램 가능한 분할기(134)로 구비하는 VCO(132)의 주파수를 분할함으로써 달성된다). 상기 계획으로 PLL과 포스트-분할기(134)는 L대역 및 대역3에 대하여 64 KHz의 채널 주파수 해상도를 제공하고, 대역2 내의 파인 튜닝을 위해서 4 KHz의 해상도를 제공한다.
주파수 대역들 구획 (Section) 명목 대역 경계(MHz) (Nominal Band Edges) 실제 대역 경계(MHz) (Actual Band Edges)
lower upper lower upper
L대역 1대역 1452 1492 1348.976 1573.976
대역3 브레이크들 (명목) lower 174 194 167.726 195.851
mid 194 224 191.8331 223.976
upper 224 240 223.976 261.476
대역2브레이크들(명목) lower 86 97 84.225 98.2875
mid 97 108 96.27857 112.35
표3a
IF
Low IF -1.024 MHz DAB mode
-0.15 MHz FM mode
VCO lower upper
VCO Frequency 2700 3150 MHz
동작 모드 대역 구획 VCO 주파수(MHz) 분할기 셋팅 채널주파수 해상도 제1 LO 주파수(MHz)
lower upper lower upper
L 대역 1 대역 2906.048 2986.048 2 64 kHz 1453.024 1493.024
대역3 lower 2800.384 3120.384 16 8 kHz(64/8) 175.024 195.024
mid 2730.336 3150.336 14 9.14 kHz(64/7) 195.024 225.024
upper 2700.288 2892.288 12 10.67 kHz(64/6) 225.024 241.024
대역2 lower 2756.8 3136.768 32 4 kHz(64/16) 86.15 98.024
mid 2720.2 3052.672 28 4.57 kHz(64/14) 97.15 109.024
표 3b
다시 말해, 음의 로우-IF 주파수들의 참조는 하이-사이드 주입을 의미하나, 상술한 바와 같이, 로우-사이드 주입(양의 로우-IF 주파수들)은 매우 동등하게 채용될 수 있다.
VCO(132)가 소자값 변화뿐만 아니라, 온도 및 공급 전압 조건들의 범위 하에서 2.7GHz 내지 3.15GHz까지의 주파수 범위를 커버하는 것이 주파수 합성기의 설계 목표이다. 이러한 이유 때문에, 실제 VCO 튜닝 범위는 2.7 - 3.15GHz 보다 더 넓게 되도록 선택된다.
도2는 VCO(132)의 바람직한 실시예를 도시한다. 개략적으로 말하자면, 각 컬렉터(또는 드레인) 회로들에서 인덕터들(148)을 구비한 양극형 트랜지스터들(146)에 대하여 한 쌍의 교차 결합 모스(MOS)를 사용하여, 대칭 VCO 토폴로지가 채용된다. 접합(또는 다이오) 버렉터들(150)은 전압 입력(152)이 튜닝될 때 전압에 의해서 제어되는 조절가능한 전기 용량을 제공하는 인덕터들(148)을 가로질러 연결된다. 또한 대시 라인(1554) 내부에 도시된 MOS 버렉터들의 세트는 대역 선택을 제공하는 접합 버렉터들(150)과 병렬로 인덕터들(148)을 가로질러 연결된다. 세 쌍의 MOS 버렉터들이 제공되며, 각각은 각 대역 선택 제어 전압(156a, b, c)에 의해 제 어된다. 고정된 인덕터(148) 및 고정된 캐패시터들(158)과 함께, 상기 MOS 버렉터들(154)과 상기 접합 버렉터들(150)에 의해 나타난 전기 용량은 VCO(132)의 동작 주파수를 결정한다.
도3a와 도3b는 각각 접합 버렉터 및 MOS 버렉터에 대하여 바이어스 전압 대 전기용량의 그래프와 회로 기호들을 도시한다. 도3을 참조하면, MOS 버렉터들(154)은 전압 적용으로 전기용량의 급속한 변화에 의해서 특징지워짐을 볼 수 있으며, 여기서 접합 버렉터(150)는 더 점진적 기울기를 가진다. MOS 버렉터들(154)는 대역 스위칭 제어 신호들(156a-c)이 그들의 Cmax 및 Cmin 값들 사이에서 그것들을 스위칭할 수 있도록 바이어스된다. MOS 버렉터 영역들은 2진 가중되며, 그래서 세 개의 제어 신호들은 8(23)개의 주파수 범위들을 커버한다. 모든 제어 신호들이 로우에 있을 때는, MOS 버렉터들(154)은 그들의 최대 전기 용량에 기여한다. 이것은 접합 버렉터(150)로 하여금 원하는 2.7-3.15GHz 범위의 가장 작은 주파수 구획을 커버하도록 한다. 모든 제어 신호들이 하이에 있을 때는, MOS 버렉터들(154)은 그것들의 최소 전기용량으로 셋팅(가장 큰 VCO 주파수 범위)된다.
(아래) 표4는 대역-스위칭 제어 신호 레벨들의 세트에 대하여 VCO가 동작하는 전형적인 주파수 범위들(튜닝 범위들)을 도시한다. 튜닝 전압 및 대역-스위칭 신호들의 조합은 VCO로 하여금 전형적인 조건들 하에서 2.577GHz 내지 3.705GHz를 커버하도록 한다. 상기 범위는 VCO가 광범위한 동작 조건들 하에서 2.7GHz 와 3.15GHz 사이에서 튜닝할 수 있도록 충분히 크다. 대역-스위칭 범위들은 VCO가 튜 닝할 수 없는 주파수 범위들인 데드 구역들(dead zones)을 피하기 위해서 오버랩되는 것이 바람직하다.
상태(state) V3 V2 V1 Vtune=0.2V 에 대한 CO 주파수(GHz) Vtune=2.5V에 대한 CO 주파수(GHz)
0 LOW LOW LOW 2.577 2.683
1 LOW LOW High 2.663 2.780
2 LOW High LOW 2.757 2.888
3 LOW High High 2.863 3.009
4 High LOW LOW 2.982 3.149
5 High LOW High 3.116 3.307
6 High High LOW 3.269 3.489
7 High High High 3.447 3.705
표 4
대역-스위칭과 함께, VCO의 큰 튜닝 범위는 VCO 민감도(Kvco)의 큰 변화를 야기한다. 여기서 Kvco은 튜닝 전압(vtune)에 따른 VCO 주파수의 변화이며; 이것은 대역 스위칭 상태와 튜닝 전압(vtune)에 따라 변화한다. 주어진 대역-스위칭 상태에 대하여, 민감도는 접합 전기용량이 로우 바이어스 전압에서 더 급속하게 변화하기 때문에 더 낮은 튜닝 전압 레벨에 대하여 더 커진다. 주어진 튜닝 전압에 대하여, 더 낮은 대역-스위칭 상태는 리조내이터(resonator) 내의 총 전기용량이 더 크기 때문에 더 낮은 Kvco를 가질 것이고, 그러므로 접합 버렉터 전기용량의 변화는 영향이 적게 된다.
도4는 8개의 대역-스위칭 상태에 대하여 주파수 대 Kvco 곡선들의 집합을 도시한다. 도4를 참조하면, 대역 선택 제어 전압들이 로우 주파수 대역(상태0에서 곡선(402))에서 하이 주파수 대역(상태1에서 곡선(404))으로 이동하여 변경됨에 따라서 VCO 민감도가 증가하는 일반적인 경향을 보여준다. 유사하게, 곡선(404)의 예시 를 참조하면, 상기 곡선의 하위 말단(406)(lower end)은 2.5V의 튜닝 전압에 대응하고, 반면에 상기 곡선의 상위 말단(408)(upper end)은 0.2V의 튜닝 전압에 대응하며, 이것으로부터 VCO 튜닝 전압에 따라 VCO 민감도에 상당한 변화가 있다는 것을 볼 수 있다. 다음으로 선택된 VCO 대역 및 VCO 튜닝에 따라, VCO 민감도의 변화와 관련된 결점들을 처리하는데 사용될 수 있는 기술들을 설명할 것이다. 그러나, 먼저 위상 동기 루프 동작을 간략하게 재검토하는 것이 유용하다.
도5a를 참조하면, 이것은 전형적인 정수-N 위상 동기 루프(500)의 블럭도를 도시한다. 이것은 참조 주파수 소스로부터 제1 입력(502a) 및 상기 위상 동기 루프의 분할된 출력으로부터 제2 입력(502b)을 수신하는 위상 감지기(502)를 포함한다. 위상 감지기(502)는 출력을 루프 필터(504)에 제공하며, 루프 필터의 출력은 위상 동기 루프 회로에 대하여 출력(510)을 제공하며 N으로 나눈 회로(512)에 입력을 제공하는 VCO(508)에 대하여 제어 전압(506)을 제공하며, N으로 나눈 회로의 출력은 주파수 분할 입력(502b)을 위상 감지기(502)에 제공한다.
도5b는 도5a의 위상 감지기(500)의 선형 모델(550)을 도시하며, 개략적으로 말하자면, 유사한 소자들은 유사한 참조 번호에 의해 표시되었다.
도5b의 모델에 있어서:
θref(s)는 참조 신호의 위상이며;
θVCO(s)는 VCO 신호의 위상이며;
θdiv(s)는 분할된 VCO 신호의 위상이며;
Ko는 라디안/초/전압(radians/second/volt)에서 VCO 민감도이며(Ko=2πKvco);
Kφ는 전압/라디안에 대한 위상 감지기의 이득이며;
F(s)는 루프 필터 변환 함수이며;
N은 PLL 분할기 비율이다.
상기 모델에서, θref(s) and θVCO(s)와 관련된 상기 변환 함수는:
Figure 112007030177672-PCT00001
[식1]
이다.
상기 PLL 모델의 더 세부적인 것들은 예를 들어, Ulrich L. Rohde, David P. Newldrk; "RF/Microwave Circuit design for Wireless Applications", Wiley-Interscience, 2000, 848-876 페이지에서 볼 수 있다.
식1로부터, 루프 이득은 위상 감지기 이득 결과, VCO 민감도 및 루프 필터 변환 함수에 의존함을 알 수 있다. 상술한 바와 같이, 광범위 PLL 회로에서 튜닝 전압에 따른 VCO 민감도 변화와 대역-스위칭 상태는 하이임을 설명하였으며, 그리고 추가적인 측정없이 이것은 루프 이득에서 변화를 야기한다. 주어진 대역폭을 가지는 루프 필터에 대하여, 루프 이득에서 변화는 록 시간(lock time), 위상 잡음, 안전성 및 참조-에너지 성능 억제에 변화를 야기할 것이며, 그러므로 이러한 영향들을 완화하는 것이 매우 바람직하다.
이러한 영향들을 완화하기 위해서 채용하는 상기 기술들의 바람직한 실시예들은 충전 펌프를 구비하는 위상 감지 시스템을 사용하며, 그러므로 이러한 시스템의 동작을 재검토하는 것이 유용하다.
숙련된 자에게 잘 알려진 바와 같이, 이러한 시스템에서 위상(및 주파수) 감지기는 일반적으로 분할된 VCO 주파수와 참조 주파수의 경계에 의해서 취급되는 순차 디지털 회로를 포함하며, 위상 감지기는 이러한 경계들의 상대적 시간에 의존하여 업 또는 다운 출력을 생성한다. 이러한 출력들은 양 또는 음의(또는 영의) 출력 전류를 PLL 루프 필터에 전달하는 충전 펌프를 구동시킨다. 루프 필터는 펌프 전류를 VCO 튜닝을 위해서 아날로그 전압으로 전환시키는 직렬로 연결된 레지스터와 캐패시터와 같은 로우 패스 필터를 일반적으로 포함한다.
이제 식1로 되돌아가서, 루프 역학은 Kvco와 Kφ의 결과물의 함수이며, Kφ은 충전 펌프 출력 전류에 비례한다. 발명자는 PLL 루프 이득을 실질적으로 일정하게 만드는 소망된 목표가 튜닝 전압과 대역-스위칭 상태에 따라 충전 펌프 전류를 변화시킴으로써 달성될 수 있음을 인식한다.
일단 Kvco를 고려하면, 주어진 대역-스위칭 상태에 대하여, Kvco는 튜닝 전압에 거의 역으로 비례하며, 그러므로 충전 펌프 전류는 실질적으로 튜닝 전압에 비례한다. 이것은 펌프 전류를 조절하기 위해서 충전 펌프 출력을 충전 펌프의 입력으로 피드백함으로써 달성될 수 있다. 이것은 도6에서 개략적으로 도시되며(도1의 그것들과 유사한 소자들은 유사한 참조번호로 도시되며), 위상 감지기와 충전 펌프(138)는 PLL 분할기(136)로부터의 256KHz 참조 주파수 입력 및 출력뿐만 아니 라 튜닝 전압을 감지하기 위한 입력을 가진다.
도7은 더 자세하게 위상 감지기 및 충전 펌프(138)를 도시한다. 이것은 라인들을 따라서 위상 감지기(150)와 한 쌍의 조절가능한 정 전류 발생기들을 포함하는 충전 펌프(152)를 포함하며, 상기 충전 펌프는 위상 감지기(150)로부터의 각각 "업" 신호와 "다운" 신호들에 의해서 구동되는 정 전류 소스(154) 및 정 전류 싱크(156)를 포함하여 요구되는 전류 펄스들을 생산한다. 전류 소스(154)와 전류 싱크(156) 각각은, 각각 전류 조절 입력을 가지고, 이러한 양 전류 조절 입력들은 충전 펌프의 출력(158)으로부터 (스케일된) 입력을 수신한다. 상기 방식으로 충전 펌프 출력은 출력 전압에 따라 변화한다.
동작 시, 위상-주파수 감지기(150)는 PLL 분할기 출력을 참조 분할기 출력과 비교하고, 위상 차이에 따라 "업" 펄스 또는 "다운" 펄스를 송신하여 충전 펌프의 두 전류 소스들 중 선택된 하나를 인에이블(enable)시킨다. 충전 펌프의 결합된 출력은(출력 전류 펄스를 출력 전압으로 전환하기 위해서) 외부 루프 필터에 연결된다. 상기 출력에서 전압은 전류 소스들에 피드백되고 그들의 크기들, Icpp와 Icpn를 변화시킨다.
이제 도8을 참조하면, 도8은 VCO 대역-스위치 상태에 따라 충전 펌프 전류 출력을 조절하는 충전 펌프(152)의 바람직한 실시예를 도시한다. 도8에 있어서, 도7의 그것과 유사한 소자들은 유사한 참조 번호들로 표시하였으며, 충전 펌프는 상술한 것과 같이 충전 펌프 출력(158)으로부터 피드백으로 한 쌍의 전류 소스 들(154,156)을 포함하나, 추가적으로 세 쌍의 (조절가능한) 전류 소스들(154a, b, c; 156a, b, c)(또한 피드백되며)의 세트가 선택된 대역에 따라 VCO 민감도의 변화들을 보상하기 위해서 채용된다. 전류 소스들(154a-c) 및 싱크들(156a-c)은 각각의 제어 유닛들(160, 162)에 의해 선택되며, 상기 제어 유닛들은 후속하여 대역-스위칭 제어 신호들 V1, V2 및 V3로부터 입력들을 수신한다. 전류 소스들/싱크들(154a, b, c, 156a, b, c)은 이진 가중되며, 전류 발생기들(154, 156)과 함께 대역 스위칭 상태에 따라 결합된다. 가장 높은 대역-스위칭 상태에 대하여, 오직 전류 발생기들(154,156)만이 충전 펌프 출력에 기여하여, 출력 전류는 증가되며, 더 많은 전류 발생기들을 채용함으로써, 더 낮은 대역-스위칭 상태에서 감소된 VCO 민감도를 보상한다.
다시 도6으로 참조하여, VCO 대역 스위칭 컨트롤러(170)의 동작을 설명할 것이다. 바람직한 실시예에서, 상기 대역-스위칭 컨트롤러(170)는 튜닝 전압을 감지하고 그것을 상위 및 하위 한계들과 비교하는 단순 전압 비교기를 사용하여 실행된다. 만약 시간 tdelay 보다 더 긴 시간에 대하여 vtune＜vtunemin 이면, 대역은 더 낮은 상태로 스위치되고; 만약 시간 tdelay 보다 더 긴 시간에 대하여 vtune＞vtunemin 이면, 대역은 더 높은 상태로 스위치된다. 시간 tdelay는 상태들 사이에서 합성기의 진동을 억제하기 위해서 선택되며, 그 결과 대역-스위칭은 짧게 지속하는 튜닝 전압의 변화에 의해서 트리거(trigger)되지 않는다.
도9는 도1의 무선 수신기 회로를 구비하는 DAB 수신기(900)의 블럭도를 도시 한다. 도9에서는, 도1의 수신기 회로의 IF 출력은 디지털화(digitisation) 및 COFDM 복조 블럭(914)에 의해 연속 코드 직교 주파수 분할 다중 (subsequent coded orthogonal frequency division multiplexed:COFDM) 신호 복조를 위해서 아날로그-디지털 변환기(912)에 제공된다. 복조기(914)의 출력은 DAB 프로토콜 스택 디코더(916)에 제공되며, 상기 DAB 프로토콜 스택 디코더는 후속하여 스테레오 DAC(920)와 오디오 증폭기들 및 스피커(922)에 오디오 출력을 제공하는 MPEG 오디오 디코더(918)에 MPEG 데이터스트림을 제공한다. 인간 기계 인터페이스(man machine interface)(MMI)(924)는 사용자 키보드(926)와 디스플레이(928)를 제공하는 DAB 프로토콜 스택 디코더(916)와 접속된다. 이것들은 사용자로 하여금 수신기 회로(100)의 종속 제어 프로세서 및 레지스터들을 통하여 상기 수신기와 접속하고 수신기를 제어하도록 한다.
의심의 여지 없이 많은 다른 효과적인 대안들이 숙련된 자에게 발생할 수 있으며, 본 발명은 설명한 실시예들로 제한되지 않으며, 본원에 첨부한 청구항들의 개념과 사상 내에서 당해 기술 분야에서 숙련된 자에게 명백한 수정들을 포함함이 이해될 것이다.

Claims (13)

  1. 디지털 오디오 방송(DAB) 수신기에 있어서, 상기 수신기는:
    적어도 두 개의 수신 주파수 대역들에서 rf 신호들을 수신하는 rf 입력;
    국부 발진기 신호 출력을 가지는 국부 발진기;
    상기 rf 입력과 상기 국부 발진기에 연결된 입력들을 가지고, IF 주파수 신호를 제공하는 출력을 가지는 믹서; 및
    상기 IF 주파수 신호로부터 출력 신호를 제공하는 출력을 포함하고;
    상기 국부 발진기는 튜닝가능한 전압 제어 발진기(VCO)를 포함하는 위상 동기 루프(PPL) 및 상기 국부 발진기 신호 출력을 제공하는 상기 전압 제어 발진기의 출력에 연결된 프로그램가능한 분할기를 포함하며;
    상기 두 개의 수신 주파수 대역들 중 적어도 하나는 상기 프로그램 가능한 분할기의 복수의 서로 다른 분할비율들과 관련되며;
    상기 전압 제어 발진기(VCO)는 복수의 선택가능한 VCO 주파수 대역들을 가지며;
    상기 국부 발진기는 상기 VCO 주파수 대역을 선택하는 VCO 대역 선택기를 더 포함하며;
    상기 적어도 두 개의 수신 주파수 대역들은 상기 VCO 대역 선택과 상기 복수의 서로 다른 분할비율들의 조합에 의해서 상기 수신기에 의해 커버되는 것을 특징으로 하는 디지털 오디오 방송(DAB) 수신기.
  2. 제1항에 있어서, 상기 적어도 두 개의 수신 주파수 대역들은 1GHz 보다 큰 주파수들을 포함하는 제1 주파수 대역과 100MHz 내지 1GHz 범위의 제2 주파수 대역을 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 오디오 방송 수신기.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 VCO 대역 선택과 상기 복수의 서로 다른 분할비율들의 조합에 의해서 제3 대역 내에서 FM(frequency modulation) 방송을 수신하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 디지털 오디오 방송 수신기.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 VCO는 제어 전압에 응답하여 상기 VCO를 튜닝하기 위한 접속 버렉터(varactor)와 상기 VCO 주파수 대역의 선택을 위한 복수의 MOS 버렉터들을 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 오디오 방송 수신기.
  5. 제4항에 있어서, 상기 복수의 MOS 버렉터들은 이진 가중 버렉터 영역들(binary weighted varactor areas)을 가지는 것을 특징으로 하는 디지털 오디오 방송 수신기.
  6. 제4항 또는 제5항에 있어서, 상기 복수의 VCO 주파수 대역이 오버랩되는 것을 특징으로 하는 디지털 오디오 방송 수신기.
  7. 제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 PLL은 위상 감지기를 포함하고; 상기 위상 감지기는 상기 VCO의 튜닝 전압 및 상기 VCO의 선택된 주파수 대역 중 적어도 하나에 의존하여 변화하는 이득을 가지는 것을 특징으로 하는 디지털 오디오 방송 수신기.
  8. 제7항에 있어서, 상기 위상 감지기는 상기 VCO 튜닝 전압 및 상기 VCO에 대한 주파수 대역 선택 신호 중 적어도 하나로부터 입력과 상기 VCO 튜닝 전압을 제어하기 위한 출력을 가지는 충전 펌프를 포함하며; 상기 충전 펌프는 상기 VCO 튜닝 전압으로 상기 충전 펌프 출력을 조절하기 위해서 상기 충전 펌프 출력에 연결된 피드백 입력을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 오디오 방송 수신기.
  9. 제8항에 있어서, 상기 충전 펌프는 선택된 상기 주파수 대역에 응답하여 상기 충전 펌프 출력을 조절하도록 하는 상기 VCO 주파수 대역 선택 신호에 대한 입력을 가지는 것을 특징으로 하는 디지털 오디오 방송 수신기.
  10. 제8항 또는 9항에 있어서, 상기 충전 펌프는 상기 VCO 튜닝 전압 및 상기 VCO 주파수 대역 선택 신호 중 적어도 하나에 응답하여 출력 전류를 제공하는 적어도 하나의 조절가능한 전류 발생기를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 오디오 방송 수신기.
  11. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 VCO 대역 선택기는 상기 VCO에 대한 튜닝 제어 전압을 임계값과 비교하고, 상기 튜닝 제어 전압이 지연 시간보다 더 큰 시간 동안 상기 임계값을 벗어나게 되는 선택된 VCO 주파수 대역을 조절하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 디지털 오디오 방송 수신기.
  12. 제1항 내지 제11항 중 어느 한 항의 DAB 수신기를 포함하는 집적회로.
  13. 제1항 내지 제12항 중 어느 한 항의 DAB 수신기에 대한 국부 발진기 회로에 있어서, 상기 국부 발진기 회로는
    튜닝 가능한 전압 제어 발진기(VCO)를 포함하는 위상 동기 루프(PLL) 및 상기 국부 발진기 신호 출력을 제공하는 상기 전압 제어 발진기의 출력에 연결된 프로그램 가능한 분할기를 포함하는 국부 발진기 회로를 포함하며;
    상기 두 개의 수신 주파수 대역들 중 적어도 하나는 상기 프로그램 가능한 분할기의 복수의 서로 다른 분할비율들과 관련되며;
    상기 전압 제어 발진기(VCO)는 복수의 선택가능한 VCO 주파수 대역들을 가지고;
    상기 국부 발진기를 상기 VCO 주파수 대역을 선택하는 VCO 대역 선택기를 더 포함하며;
    상기 적어도 두 개의 수신 주파수 대역들은 상기 VCO 대역 선택과 상기 복수 의 서로 다른 분할비율들의 조합에 의해서 상기 수신기에 의해 커버되는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 회로.
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