KR20070042968A - 파일럿 신호를 사용하는 ｃｄｍａ 무선 시스템에서의적응성 필터 사용 - Google Patents

Abstract

CDMA 무선 시스템은 수신기에서 적응성 필터를 사용하여, 다중경로 무선 전파를 억제하고, 간섭 신호를 필터링한다. 상기 필터의 최초 단계의 특징은, 정수 개의 심볼 주기가 되도록 선택되어지는 시간 주기에 걸쳐 수행되는 상관의 적분을 이용하여, 발생된 파일럿 신호와 입력 신호의 상관에 의해 결정되는 것이 바람직하다. 상기 적분에 의해 사용자 서브채널에 대응하는 교차 상관의 부분이 0에 가깝게 되며, 이에 따라서 파일럿 채널의 신호 상관이 채널을 특성화하기 위해 사용되는 신호의 주요 기여분이 되어, 수신기에 대한 적응성 필터의 계수가 확립된다.

Description

파일럿 신호를 사용하는 ＣＤＭＡ 무선 시스템에서의 적응성 필터 사용{USE OF ADAPTIVE FILTERS IN CDMA WIRELESS SYSTEM EMPLOYING PILOT SIGNALS}

본 발명은 일반적으로 CDMA 무선 시스템, 가령 CDMA 셀방식 무선 전화기 시스템에서 신호를 처리하는 것에 관한 것이다. 더욱 세부적으로는, 본 발명은 기지국으로부터 사용자 핸드셋으로의 송신되는 동안, 왜곡, 잡음, 간섭에 의해 손상되었을 수 있는 CDMA 신호를 적응성 필터(AF: adaptive filter)를 사용하여 등화(equalization) 및 필터링(filtering)하는 것에 관한 것이다.

현재의, 그리고 다음 세대 무선 네트워크에서, 사용자의 인원 측면과, 성취할 수 있는 비트 전송률(bit rate)의 측면에서, 수용력을 증대시키는 효율적인 방식으로서 코드 분할 다중 접속, 즉 CDMA(Code Division Multiple Access) 기법이 점점 더 대중화되어 가고 있다. CDMA 무선 네트워크의 예로는, 현재 미국에서 사용되는 모바일 셀방식 전화 네트워크를 위한 IS-95 표준에 따라 동작하는 네트워크와, CDMA 2000, CDMA 2000-1x 같은 차세대 기술을 사용하는 네트워크가 있다. 또 다른 CDMA 기법으로는 WCDMA가 있다. 이러한 배경 기술 논의 및 이에 뒤따르는 본 발명의 구현에 대한 논의가 CDMA 2000-1x의 구조 및 구현에 대한 특정 기준을 만든다. 이는 본 발명을 제한하기 위한 의도가 아니다. 다음에서 설명되는 본 발명은 CDMA 2000의 다양한 버전과, WCDMA의 다양한 버전과, 그 밖의 다른 차세대 기술에 적용될 수 있다.

CDMA 신호들은 임의의 긴 시간 간격 동안, 주어진 주파수 밴드를 동시에 점유하기 때문에, CDMA 시스템은 사용자의 다중화(multiplexing)(코드 분할)를 획득하기 위해 사용자를 식별하는 코드를 사용한다. (예를 들어 서로 다른 셀에 대응하는) 서로 다른 기지국은 CDMA 시스템 내에서 격리되어, 수신기가 기지국들을 쉽게 구분할 수 있을 필요가 있다. 일반적으로, 기지국 간의 격리는 사용자를 식별하는 코드와는 다른, 또 다른 코드를 사용하여 이뤄진다. 이와 마찬가지로, CDMA 2000-1x는 전임자인 IS-95가 그러하듯이, 사용자 서브-채널과 시스템 제어 서브-채널을 식별, 또는 격리시키기 위해, 직교 코드(orthogonal code)를 사용하고, 최대 길이 시퀀스(가령, PN 코드(pseudo-noise code))를 사용한다. 인접 셀에서 사용되는 PN 코드가 서로 다를 때, 서로의 송신을 간섭하지 않도록 충분한 거리만큼 떨어져 있는 셀 안에서 사용함으로써, 서비스 공급자는 네트워크 내에서 주어진 주파수 밴드를 다시 사용한다. 이러한 차이는 동일한 기본 PN 코드의 두 개의 복사본 간의 명확한 시간 이동(time displacement)으로서 간단할 수 있다. 이는 CDMA 2000 시스템에서 사용되는 접근법 중 하나이다.

WCDMA도 이와 유사하게 동작한다. WCDMA에서, 개인 사용자 서브채널을 분리하는 기능이 OVSF(orthogonal variable spreading function)이라 일컬어진다. 다음의 설명에서 용어 “왈시 함수(Walsh function)”, 또는 “왈시 코드(Walsh code)”가 사용될 때, 이는 OVSF뿐 아니라, 그 밖의 다른 유사하게 사용되는 직교 함수 (코드)를 포함하는 것이다.

각각의 서브채널에게 식별 왈시 코드, 또는 그 밖의 다른 직교 코드를 할당하고, 서브-채널의 신호를 확산하기 위한 직교 코드를 사용함으로써, CDMA 기지국은 자신의 다운링크 신호(downlink signal)를 구축한다. 고유의 직교 코드가 사용자 서브채널에 할당되어, 상기 코드를 사용함으로써, 수신기가 기지국의 브로드캐스트로부터 자신의 서브채널을 선택하고, 그 밖의 다른 서브채널은 거절할 수 있다. 또한 기지국은 네트워크 상에서 상기 기지국을 특정하는 PN 코드(또는 공용 PN 시퀀스의 시간 편이된 버전)를 이용하여, 사용자의 신호를 변조한다. 일반적으로 모두 1로 구성되어 있는 알려진 데이터 스트림을 채널을 통해 전송함으로써, 각각의 기지국은 파일럿 채널(pilot channel)로서 제 1 서브채널을 사용한다. 단말 수신기에 의해, 상기 파일럿 채널이 사용되어, 요망 기지국으로부터의 신호를 식별하고, 상기 신호를 로킹(locking)한다. 기지국의 제 2 서브채널(싱크 채널)이 사용되어 제어 정보를 수신 단말기로 송신한다. 상기 싱크 채널 상에서 송신되는 비트의 대부분은 예측 가능하다. 그 밖의 다른 기지국 서브채널은 수신기 측면에서, 랜덤 사용자 비트를 포함한다.

CDMA 시스템에서, 수신기에 관한 간섭원으로는, 신호를 탐색하기 위해, 수신기가 사용하는 시간 윈도우(가령, 14㎲)내에서 도착하는 다중경로가 있다. 그 밖의 다른 간섭원으로는, 통신을 위해 수신기가 사용하는, 서로 다른 기지국으로부터의 다운링크 신호가 있다. 서브채널 간의 간섭을 방지하기 위해, 그리고 다른 기지국과의 간섭을 방지하기 위해, 왈시 코드 및 PN 코드가 설계된다. 일부 간섭은 피치 못할 것이다. 개별 PN 시퀀스가 서로에 대하여 거의 직교 관계일지라도, 이러한 직교 상태는 코드의 길이만큼의 적분을 필요로 한다. 일반적으로, 심볼 주기는 왈시 코드의 주기를 나타내는 다수의 칩(chip)으로 구성되어 있다. 상기 심볼 주기는 IS-95 및 CDMA-2000 시스템에 대한 64 칩이며, 다양한 CDMA 시스템에 대해, 4 내지 512 칩인 것이 일반적이다. 따라서 일반적인 관찰 구간은, 물리적으로 인접한 기지국 간의 간섭을 방지하기 위한 완전한 직교성을 획득하는 코드에 비해 너무 짧다. 수신기 측에서 이러한 간섭은 코드의 속성에 따라 감소되나, 페이딩(fading)이 존재할 때, 요망 기지국으로부터의 파워보다 더 클 수 있는 다른 기지국으로부터의 신호의 파워에는 독립적이다.

모든 서브채널의 동시에 존재하며, 서브채널 코드(직교 코드, 또는 왈시 코드)와 기지국 코드(가령 PN 코드)가 모두 사용됨에 따라, 현존하는 CDMA 네트워크, 가령 CDMA 2000 네트워크의 수용력을 증가시키기 위한 등화 기법이 사용되기 어렵다. CDMA 수신에 따르는 작업의 대부분은, 다수 사용자 간섭이 발생할 때 다중경로를 완화하고, 수신을 향상시키기 위한 레이크 수신기를 사용하는 것이다. 예를 들어, 다중경로와 연계되어 있는 신호와 서로 다른 기지국으로부터 수신된 신호의 프로세싱을 개선하기 위해, 레이크 핑거(rake finger)로서 알려진, 일반적으로 독립적인 다수의 수신 채널은, 레이크 수신기내에서 제공된다.

레이크 수신기는 검색기(searcher)와, 레이크 핑거(rake finger)를 포함하는 결합기(combiner)로 구성되는 것이 일반적이다. 시간 축에서, 상기 검색기는 각각의 레이크 핑거에 대한 가장 강한 신호를 찾기 위해, 파일럿 채널을 사용한다. 상 기 검색기는 파일럿 서브채널을 사용하여, 경로 딜레이, 진폭 및 위상을 식별하고, 이러한 정보들을 각각의 레이크 핑거에게 제공하며, 이때 각각의 레이크 핑거는 서로 다른 다중경로 기여분을 회복시키기 위해 상기 정보들을 사용한다. 레이크 핑거의 개수가 제한되어 있기 때문에, 레이크 수신기는 모든 다중경로에게 하나의 레이크 핑거를 할당할 수 없다. 12개의 경로를 추적하도록 제안될지라도, 통상적인 레이크 수신기는 단 3개의 경로만을 추적한다. 추가적인 다중경로 기여분을 추적할 필요가 있다. 레이크 수신기의 또 다른 단점이 존재하며, 예를 들면, 성능이 경로 딜레이의 구분에 의존적이라는 점이 있다.

본 발명의 태양은, 다수의 사용자 신호와 파일럿 신호를 포함하는 입력 신호를 수신하도록 연결되어 있는 적응성 필터를 갖는 수신기를 포함하는 CDMA 무선 통신 시스템을 제공한다. 상기 입력 신호는 CDMA 송신기에 의해 결정된 심볼 주기에 의해 특징지워진다. 상기 적응성 필터는, 입력 신호가 합성 파일럿 신호에 의해 곱해지고, 그 결과가 하나 이상의 심볼 주기에 걸쳐 적분되는 바에 따라 결정되는 하나 이상의 필터 계수를 갖는다.

본 발명의 또 다른 태양이, 다수의 사용자 신호와 하나의 파일럿 신호를 포함하는 입력 신호를 수신하도록 연결되어 있는 적응성 정합 필터를 갖는 수신기를 포함하는 CDMA 무선 통신 시스템을 제공한다. CDMA 송신기에 의해 결정된 심볼 주기에 의해 상기 입력 신호는 특징지워진다. 적응성 정합 필터는, 입력 신호와 생성된 파일럿 신호의 상관도를 구함으로써 결정되는 하나 이상의 필터 계수를 가지며, 이때 상관도를 구하는 것은 하나 이상의 심볼 주기에 걸쳐 수행된다.

본 발명의 또 다른 태양이, 다수의 사용자 신호와 하나의 파일럿 신호를 포함하는 입력 신호를 수신하도록 연결되어 있는 적응성 정합 필터를 갖는 수신기를 포함하는 CDMA 무선 통신 시스템을 제공한다. 상기 입력 신호는 CDMA 송신기에 의해 결정되는 심볼 주기에 의해 특징지워진다. 상기 적응성 정합 필터는 입력 신호와 수신기가 생성하는 지정 기준 신호의 곱셈과 평균내기에 의해 결정되는 필터 계수의 세트를 갖는다. 평균내기는 다수의 심볼 주기에 대해 수행된다.

본 발명의 또 다른 태양이, 다수의 사용자 신호와 하나의 파일럿 신호를 포함하는 입력 신호를 수신하도록 연결되어 있는 적응성 정합 필터를 갖는 수신기를 포함하는 CDMA 무선 통신 시스템을 제공한다. 상기 입력 신호는 직교 코드 변조에 의해 특징 지워진다. 상기 적응성 정합 필터는, 입력 신호와 수신기가 생성하는 기준 신호 간의 상관도로부터, 상기 상관도에서 둘 이상의 직교 코드 주기에 대한 적분을 이용하여, 결정되는 필터 계수의 세트를 갖는다.

본 발명의 또 다른 태양은, 다수의 사용자 신호와 하나의 파일럿 신호를 포함하는 입력 신호를 수신하도록 연결되어 있는 적응성 위너 필터를 갖는 수신기를 포함하는 CDMA 무선 통신 시스템을 제공한다. 상기 다수의 사용자 신호는 직교 토드 변조에 의해 특징지워진다. 위너 필터는 입력 신호와 리시버가 생성하는 기준 신호 간의 상관도 처리에 의해 결정되는 하나 이상의 필터 계수를 가지며, 이때 평균내기는 하나 이상의 직교 코드 주기에 대해 수행된다.

본 발명의 또 다른 태양이, 다수의 사용자 신호와 하나의 파일럿 신호를 포함하는 입력 신호를 수신하도록 연결되어 있는 적응성 다중단계 위너 필터를 갖는 수신기를 포함하는 CDMA 무선 통신 시스템을 제공한다. 상기 다수의 사용자 신호는 직교 코드 변조에 의해 특징지워진다. 상기 적응성 다중단계 위너 필터는, 하나의 처리 단계에서 파일럿 신호와 입력 신호 간의 상관도로부터 결정되는 하나 이상의 필터 계수의 세트를 가지며, 이에 따라 상기 상관도에 의해, 수신기와 CDMA 송신기 사이의 채널의 특징이 파악되며, 하나의 처리 단계에서, 그리고 그 외 다른 처리 단계에서, 상기 적응성 다중 단계 위너 필터가 입력 신호를 필터링한다.

본 발명의 또 다른 태양이, 다수의 사용자 신호와 하나 이상의 파일럿 신호를 갖는 입력 신호를 수신하도록 연결되어 있는 적응성 필터를 갖는 수신기를 포함하는 CDMA 무선 통신 시스템을 제공한다. 상기 다수의 사용자 신호는 각각 왈시 코드에 의해 변조된다. 상기 다수의 왈시 코드에 의해 변조되는 신호와 파일럿 신호가, 추도 랜덤 코드(pseudo random code)의 세트 중 하나 이상에 의해, 추가로 변조된다. 상기 적응성 필터는, 시간 세그먼트에서, 입력 신호와 파일럿 신호의 상관도에 의해, 결정되는 하나 이상의 정합 필터 계수를 갖는 정합 필터를 포함하며, 정합 필터 계수가 파일럿 신호로부터 충분히 획득되도록, 상기 시간 세그먼트에서 사용자 신호의 크기는 0으로 평균내어진다. 상기 상관도 프로세스는 수신기와 CDMA 송신기 사이의 신호 채널의 특징을 파악한다. 상기 정합 필터가 입력 신호를 필터링하기 위해 사용된다.

본 발명의 또 다른 태양이, 다수의 사용자 신호와 하나 이상의 파일럿 신호를 포함하는 입력 신호를 수신하도록 연결되어 있는 적응성 필터를 갖는 수신기를 포함하는 CDMA 무선 통신 시스템을 제공한다. 상기 사용자 신호는 왈시 코드에 의해 변조된다. 상기 변조된 사용자 신호와 파일럿 신호는 추도 랜덤 코드의 하나 이상의 세트에 의해 추가로 변조된다. 상기 적응성 필터는, 하나 이상의 왈시 코드 주기 동안의 입력 신호와 파일럿 신호의 상관도의 평균에 의해, 결정되는 정합 필터 계수를 갖는 하나 이상의 정합 필터를 포함한다. 하나 이상의 왈시 코드 주기 동안 입력 신호의 사용자 신호 성분으로부터의 상관의 크기는 0으로 평균내어져서, 하나 이상의 적응성 필터 계수가 파일럿 신호로부터 획득되어진다. 상기 상관은 수신기고아 CDMA 기지국 간의 신호 채널의 특징을 파악한다. 정합 필터가 다수의 사용자 신호를 필터링하기 위해 사용된다.

본 발명의 또 다른 태양이, 다수의 사용자 신호와 하나 이상의 파일럿 신호를 갖는 입력 신호를 수신하도록 연결되어 있는 적응성 필터를 갖는 수신기를 포함하는 CDMA 무선 통신 시스템을 제공한다. 상기 다수의 사용자 채널은 왈시 코드에 의해 변조된다. 상기 다수의 사용자 신호와 파일럿 신호는 추도 랜덤 코드의 세트 중 하나 이상에 의해 변조된다. 적응성 필터는 하나 이상의 왈시 코드 주기 동안의 입력 신호의 적분 계산에 의해 결정되는 정합 필터 계수를 갖는 하나 이상의 정합 필터를 포함한다. 하나 이상의 왈시 코드 주기 동안의 사용자 신호의 크기는 0으로 적분되어, 수신기와 CDMA 기지국 간의 신호 채널의 특징을 파악하는 최초 처리 단계에서 파일럿 신호로부터 정합 필터 계수가 획득될 수 있다. 상기 정합 필터는 다수의 사용자 신호를 필터링하기 위해 사용된다.

도 1은 본 발명에 따르는 다운링크 CDMA 시스템의 바람직한 구현예를 도식한 도면이다.

도 2는 본 발명의 바람직한 태양에 따라 4개의 단계를 갖는 릭스-골드스타인 다중단계 위너 필터 버전의 구조를 도식한 도면이다.

도 3은 도 2의 적응성 필터의 단계의 구조를 도식한 도면이다. 도 2 필터의 모든 4개의 단계가 구조적으로 동일하다. 4개의 단계는 매개변수, 적분 윈도우의 크기에서 다르다.

도 4는 도 3의 적응성 필터 단계의 전방향 서브단계의 구조를 도식한 도면이다.

도 5는 도 3의 적응성 필터 단계의 역방향 서브단계의 구조를 도식한 도면이다.

도 6은 본 발명의 바람직한 태양에 따르는 데스팡 다중단계 위너 필터의 적응성 버전의 구조를 도식한 도면이며, 상기 필터는 도 7의 최초 단계와 도 8의 3개의 단계를 갖는다.

도 7은 도 6의 데스팡 적응성 필터의 최초 단계의 구조를 도식한다. 도 7의 단계는 도 6의 나머지 단계와 유사하며 이는 도 8에서 도식되어 있다.

도 8은 도 6의 데스팡 적응성 필터의 나머지 단계의 구조를 도식하며, 도 8 단계의 역방향 서브단계는 도 5의 릭스-골드스타인 필터에 대한 그것과 유사하다.

도 9는 도 8의 데스팡 적응성 필터 단계의 전방향 서브 단계의 구조를 도식 한다.

도 10은 도 8의 데스팡 적응성 필터 단계의 업데이트 서브 단계의 구조물을 도식한다.

도 11은 본 발명의 바람직한 실시예에 따르는 수신기에서의 2-안테나를 갖는 CDMA 시스템에 대한 다운링크를 도식한다.

도 12는 3개의 레이크 핑거를 갖는 레이크 수신기에 비교하여 도 6의 데스팡 적응성 필터를 사용하는 수신기의 일반적인 성능을 도식한다.

가장 일반적인 무선 애플리케이션 중 하나가 셀방식 전화 통신으로 이뤄지는 것이다. 셀방식 전화 통신은 모바일 수신기와, 빠르게 변화하는 다중경로, 또는 물리적 지연 환경을 포함한다. 극단적인 조건을 들자면, 무선 통신 채널은 수㎝에 걸쳐 변화할 수 있고, 모바일 수신기는 초당 수㎝를 이동할 수 있다. 빠르게 변화하는 다중경로 환경에 의해, 모바일 무선 통신 애플리케이션에서 적응성 필터를 사용하는 것이 어렵다. 이러한 문제점은, 채널 분석 및 보상이 수행되기 전에, 하나 이상의 중첩된 코드의 레벨이 복조되는 코드 분할 다중 접속(CDMA: Code Division Multiple Access) 무선 통신에 대하여 더 난해해진다.

적응성 필터를 CDMA 무선 통신 시스템에 적용하는 것에 관한 문제점은 Vistsky 외 다수의 U.S. Patent No. 6,175,588에서 나타나 있다. 상기 특허의 시스템은 수신기의 복조부의 앞에서 등화기(equalizer)를 제공한다. 상기 파일럿 코드 신호를 복조하고, 상기 복조된 파일럿 코드 신호를 상기 파일럿 코드 신호의 예상 형태와 비교하고, 상기 복조된 신호와 예상 신호 간의 차이로부터 에러 신호를 발생시킴으로써, 상기 등화기가 조정을 수행한다. 등화기는 긴 채널 메모리를 필요로 하는 피드백 시스템이기 때문에, 그리고 에러 신호는 이전 채널의 샘플의 분석을 기반으로 하기 때문에, Visotsky 특허의 시스템은 긴 채널 메모리를 갖는다. 이는 빠르게 변화하는 채널에 적합하지 않고, 일반적인 CDMA 셀방식 전화 애플리케이션에서 사용될 수 없다.

본 발명의 바람직한 구현에 의해, 긴 채널 메모리를 갖는 필터의 사용, 또는 계산이 생략된다. 본 발명의 바람직한 구현예에 의해, 채널의 특징이 파악되고, 상기 채널의 순간적인 특징을 기반으로 하여 필터 계수(filter coefficient)들의 세트가 결정되고, 입력 데이터를 필터링하기 위하여 상기 필터 계수의 순간적인 세트가 사용된다. 이러한 바람직한 구현예는 Visotsky 특허에서 설명된 적응성 필터의 피드백 부분에 대비되는 피드포워드 적응성 필터(feed forward adaptive filter)로서, 더욱 세부적으로 특징 파악을 수행한다. 본원에서의 용어 “적응성 필터(adaptive filter)”는 환경을 고려하고, 이에 대응하여 자신을 변경하는 필터로서 넓은 의미로 사용된다. 일반적으로 말하자면, 피드백 적응성 필터와 피드포워드 적응성 필터가 존재한다.

또 다른 태양에 따라, 본 발명의 구현예는 입력 신호의 디코딩에 앞서, 채널의 물리적인 딜레이 부분의 특징을 파악한다. 채널 분석을 위해 충분히 이해될 수 있는 신호를 획득하기 위한 입력 신호의 디코딩 대신, 본 발명의 바람직한 구현예 가 일반적인 입력 신호의 예측 부분(predictable portion)을 이용하여 채널을 분석한다. 이러한 바람직한 구현예는 입력 신호의 비-예측 부분(unpredictable portion)을 제거하고, 입력 신호의 예측되는 부분을 더 잘 격리시키기 위해 상관 함수(correlation function)를 수행한다.

가장 바람직한 것은, 본 발명의 구현예가 입력 무선 CDMA 신호를 분석하여, 상기 입력 신호의 예측 부분(predictable portion)을 격리시키고, 입력 신호의 상기 부분을 사용하여 채널을 부분적으로, 또는 완전하게 특정 짓는 것이다. 이러한 분석이 사용되어, 필터 계수를 확립하기 위해 사용되었던 것과 동일한 입력 신호를 필터링하기 위해 사용되는 정합 필터(matched filter)의 계수(coefficient)가 확립된다. 이러한 방식으로 판단되는 상기 정합 필터의 부분은 피드백 효과의 영향을 받지 않으며, 짧은 채널 메모리를 갖는다. 본원에서, 정합 필터는 노이즈, 또는 간섭이 없다고 가정되는 최적 필터(optimal filter)인 것이 바람직하다. 상기 정합 필터는 다중경로 기여분을 결정하고, 서로 다른 기여분을 지연시켜서, 다중경로 기여분들을 적정하게 그리고 일치하여 결합한다.

정합 필터의 이러한 부분의 특히 바람직한 구현은 다중단계 위너 필터(multistage Wiener filter)내에서 이뤄지고, 노이즈와 간섭을 해결하는 정합 필터 단계를 추가한다. 가장 바람직한 것은, 이러한 추가적인 필터 단계가 구현되어, 채널 메모리를 한정하고, 상기 채널의 순간적인 특징을 강조하는 것이다.

본 발명의 바람직한 구현예는, 파일럿 신호를 사용하는 CDMA 셀방식 무선 전화 시스템에서 사용될 수 있는 적응성 필터를 제공한다. 이러한 시스템의 예로는 CDMA 2000과 WCDMA 셀방식 전화 시스템이 있다. 모바일 통신 시스템, 가령 CDMA 2000 시스템을 위한 필터는, 모바일 유닛이 이동함에 따라 발생하는 채널 환경의 변화에 대하여 적응된다. CDMA 2000 시스템으로의 본 발명의 바람직한 적용에 있어서, 상기 필터를 적응시키기 위해, 연속적인 파일럿 서브채널이 사용된다. 상기 적응성 필터는 다중경로 전송 왜곡을 개선(즉, 등화)시킬 수 있으며, 일부 경우에서는 간섭 신호를 제거할 수 있다. 본 발명의 태양이 구현될 수 있는 여러 다른 적응성 필터가 존재하며, 예를 들어, 적응성 정합 필터, 적응성 칼만 필터, 적응성 위만 필터 등이 있다.

적응(adaptation)은, 예를 들자면 파일럿 채널의 (CDMA 2000을 위한) PN 코드와, 또는 (WCDMA를 위한 특수 PN 코드인) Gold 코드와, 가능할 경우 고정된 왈시 코드(Walsh code)를 기반으로 하며, 상기 코드들은 수신기에서 직접 생성될 수 있다. CDMA 2000 시스템에서, 파일럿 채널을 제외한 각각의 서브채널에 대하여, 이른바 왈시 주기(Walsh period)인 지정 주기에 걸쳐 평균이 구해질 때, 왈시 코드 함수는 0값을 갖는다. 바람직한 CDMA 수신기는 복합적인 수신 신호와, 수신기에 의해 생성되는 PN 코드 신호의 복사본과의 상관도를 구하며, 이때, 상관도의 적분 및 평균이 필수 횟수만큼의 완전한 왈시 코드 주기에 걸쳐 수행된다. 다수의 완전한 왈시 주기에 걸쳐 상관도가 구해지고 적분될 때, 왈시 주기에 걸친 왈시 코드의 직교성 때문에, (파일럿 채널을 제외한) 개별 트래픽 채널이 0으로 평균내어진다.

수신된 신호와, 수신기에 의해 발생된(동기된) PN 코드의 복사본의 상관도를 구함에 따라, 상기 수신된 신호의 파일럿 신호 컴포넌트에 대해서는 왈시 주기에 걸친 적분, 또는 평균이 0이 되지 않는다. 더 상세히 말하자면, 복합 수신된 신호와 동기된 PN 코드의 상관도를 구함에 따라, 파일럿 신호가 식별되고, 관찰 윈도우(observation window)(14㎲ec) 내에 도달하는, 기지국으로부터 수신기까지의 상기 파일럿 신호의 다중경로가 식별된다. 이는 채널의 특성을 찾고, 이에 따라, 채널의 검출된 특성에 따라 필터가 적응될 수 있게 한다. 바람직한 필터 구현예에서의 적응은, 하나 이상의 완전한 왈시 함수 주기 동안(바람직하게는 새로운 심볼이 시작하는 지점에서부터 심볼이 끝나는 지점까지)에서 필터의 매개변수 중 하나 이상을 계산함으로써 진행된다. 최초의 상관도를 위한 적분 간격이 다수의 완전한 왈시 함수 주기와 다를 경우, 그 결과는 적분 간격과, 다수의 완전한 왈시 함수 주기의 다음 번의 더 긴 주기의 비에 비례하는, 필터의 저하된 동작으로서 나타날 것이다.

현재의 CDMA 2000 시스템에서, 파일럿 채널 데이터는 이진법의 1들의 연속 수열이다. 파일럿 채널은 역시 모두 1인 영차 왈시 함수에 의해 확산된다. 따라서 상기 확산 파일럿 채널 데이터가 모두 1이 된다. 확산 파일럿 채널 데이터가 PN 코드와 결합될 때, 따라서 최종 신호는 파일럿 서브채널로서의 송신된 기지국 신호로 선형 결합되는 PN 코드 자신이 된다. 파일럿 채널 데이터와 왈시 코드에 대한 또 다른 선택이 이뤄질 수 있으나, 상기 두 가지 코드가 수신기에 알려져 있다는 가정하에, 다음에서 설명되는 파일럿 채널의 사용이 영향을 받지 않는다. 상기 파일럿 채널은 항상 알려진 길이를 가지며, 필터를 적응시키기 위해 사용될 수 있다.

기지국의 다운링크에 대한 또 다른 예측가능한 태양이 CDMA 수신기에 대해 필터를 적응시키기 위해 사용될 수 있다. CDMA 2000 시스템은 프레임 동기화와 시간 기반 동기화를 제공하기 위해, 그리고 모든 사용자 서브채널이 공유하고 있는 일부 제어 정보와 통신하기 위해 싱크 채널(sync channel)을 사용한다. 바람직한 시간 대에서, 이러한 싱크 서브채널로 전송되는 비트는 연역적으로 판단될 수 있다. 따라서 비트와 왈시 코드 모두 대부분의 시간에서 알려져 있기 때문에, 부분적으로, 또는 전체적으로 상기 필터의 적응을 보조하기 위해, 싱크 서브채널이 사용될 수 있다. 한편 필터를 적응시키기 위해 싱크 채널을 사용하는 것은 수신기 시스템의 복잡도를 가중시키고, 파일럿 서브채널을 홀로 사용하는 것에 비교하여 명목 개선만을 제공할 수 있다.

각각의 사용자 서브채널(사용될 경우)은 수신기가 모르고 있는 비트 스트림을 포함한다. 그럼에도 불구하고, 사용되는 변조 기법, 가령, 바이폴라 시그널링(bipolar signaling)이 알려져 있고, 필터를 적응시키기 위해 개발될 수 있으나 가중되는 복잡도가 또 다시 문제가 된다.

최종적으로, 적응성 필터의 성능을 향상시키기 위한 3가지 모든 방법을 조합하는 것이 가능하다. 명료성을 위해, 이러한 논의는 CDMA 리시버에 대하여 필터를 적응시키기 위해 파일럿 채널을 사용하는 것을 강조한다.

일부 실시예에서 적응성 필터를 계산하기 위해 파일럿 서브채널이 사용될 수 있다. 이론상 시스템이 파일럿 서브채널을 추론할 수 있으며, 이에 대해 적응적으로 필터를 생성하고, 그 후, 가공되지 않은 수신된 신호를 필터링하여 간섭 및 노이즈 효과를 등화 및 감소시키기 위해 상기 필터를 사용한다. 적응성 필터의 출력 은 종래의 방식으로 처리될 것이다. 모든 사용자 서브채널이 동시에 확산하기 때문에, 이러한 이론상 시스템은 동일한 경로를 통해, 그리고 동일한 반송 주파수에서(즉, 동일한 Doppler 편차 등을 갖고) 동작할 것이다. 파일럿 서브채널이 그러하듯이, 적응성 필터의 가중치의 단일 세트가 사용되어 모든 서브채널을 한 번에 등화하고 필터링할 수 있다.

파일럿 서브채널만을 홀로 추출하는 것은 어려우며, 따라서 이러한 이론뿐인 시스템은 관심의 대상이 되지 못한다. 본 발명의 바람직한 실시예가, 동기화된 PN 시퀀스를, 적응성 필터 매개변수의 부분, 또는 전체를 계산하기 위한 기준 기저로서 사용함으로써, 유사한 결과를 도출시킨다. 바람직한 시스템은 다중 경로를 보상하는 적응성 정합 필터일 수 있다. 상기 시스템은 이러한 수신기에서의 베이스밴드 신호와 상기 동기화된 PN 시퀀스의 상관도를 구하고, 정수 배의 왈시 코드 주기 동안(심볼의 시작에서 시작되는 것이 바람직하다.) 교차 상관 계수(cross correlation coefficient)를 적분한다. 이에 따라서, 파일럿 서브채널 신호가 우선적으로 상관도의 결과를 결정하는 것이 보장된다. 상관도의 결과가 정규화되고, 정합 FIR 트랜스버설 필터에 대한 가중치의 세트로서 사용된다. 필터의 적응성 매개변수 상의 나머지 모든 서브채널의 영향은 0으로 적분된다. 그 후, 신호를 복조기로 전달하기 전에, 최종 정합 FIR 필터가 사용되어 가공되지 않은 수신된 신호를 필터링할 수 있다.

진정수의 왈시 코드 주기 동안 수행되는 적분, 또는 이동 평균은 채널의 특징을 우선적으로 파악하기 위한 바람직한 방법이다. 덜 효과적이나 비용이 덜 드는 방법으로는 각각의 수신된 데이터 신호, PN 코드 스트림, 그 밖의 다른 중간 신호(intermediate signal)를 일련의 블록으로 쪼개는 것이며, 상기 블록에서, 블록 길이는 진정수의 왈시 코드 주기(왈시 주기의 시작에서 시작되는 것이 바람직하다.)에 대응한다. 그 후, 각각의 Y ₀ 의 블록과 PN 코드 스트림의 대응하는 블록의 내적을 계산하고, 그 결과를 정규화함으로써, 상관도를 구하는 것이 블록 단위로 수행된다. 적분 기반 상관도, 또는 블록 상관도가 채널의 특징을 파악하고, 입력 데이터를 필터링하기 위해 필터 계수의 세트를 확립한다.

위너 필터(Wiener filter)가 특히, 수신된 신호를 처리하기 위한 최적 선형 필터로서 본원에서 다뤄진다. 상기 위너 필터는 행렬 방정식 Rw=r을 만족시키는 방정식 벡터 w로서 정의되며, 이때 R은 위너 필터로 제공되는 수신된 신호의 공분산이며, r은 상기 수신된 신호와 송신을 위한 통신 채널로 전송되는 신호의 상관 벡터이다. 위너 필터의 시간 영역 형성은, 모든 탭 신호가 가중되어 합산되어, 필터 출력을 생성하는 탭 지연 라인으로 구성되는 FIR(finite impulse response) 필터로서 구현되는 것이 일반적이다. 합산 전에, 탭 신호에 적용될 가중치 벡터 w를 특정하는 것이 위너 필터의 구현예 중 하나이다. 본 발명의 태양과 장점을 설명하기 위해, 위너 필터, 가령 다중 단계 위너 필터가 본원에서 사용된다. 다중 단계 위너 필터는 구현하기에 비교적 많은 비용을 소모할 수 있다.

위너 필터를 적응시키기 위해, 공분산 매트릭스 R과 상관 벡터 r을 반복적으로 계산하고, 통신 채널의 특성의 동적인 변화를 포착할 수 있기 충분한 속도로 가 중치 벡터 w를 반복적으로 구할 수 있다. 수신된 신호를 필터링할 때, FIR 필터에 대하여 가중치 w의 세트가 사용된다. 이는 성취되기에 많은 비용을 필요로 할 수 있다. 본원의 관심 CDMA 시스템이 연속되는 상관 벡터 r과 공분산 행렬 R을 직접 계산할 수 없다. 한편, w에 대한 위너 방정식을 명시적으로 해결할 필요가 없는 위너 필터링을 획득하기 위한 방법이 존재한다. 이러한 방법 중 일부는 행렬 R의 계산을 필요로 하지 않고, 관심 CDMA 시스템에 대하여 쉽게 계산되는 매개변수만을 필요로 한다.

앞서 논의된 바와 같이, 적응성 필터의 하나 이상의 필터 컴포넌트에 대한 상관도 프로세스의 적분 부분은 다수의 완전한 왈시 코드 주기 동안 이뤄지는 것이 바람직하다. 다중 단계 위너 필터 구현예에서, 하나 이상의 적응된 필터 컴포넌트는 상기 다중 단계 위너 필터 중 최초의 단계의 부분인 것이 바람직하다. 물론, 특정 구현예에 따라, 이러한 단계는 개념상 “최초”일 수 있다. 상기 다중 단계 위너 필터의 최초 단계에 대한 선택된 적분 간격은 정수 배의 왈시 함수 주기이며, 성능의 일부 저하가 결과에서 예측될 수 있다.

최초 필터 단계의 상관 벡터는 물리적 채널 지연 스펙트럼을 추정한다. 다음의 단계의 상관 벡터로 간섭 신호의 특징이 추정된다. 수신된 데이터에서 상기 다중 단계 위너 필터의 매개변수 중 일부가 노이즈 및 간섭이라고 특징 파악되기 때문에, 적분 윈도우에 대한 또 다른 값이 이러한 특정 매개변수에 대해 바람직할 수 있다. 따라서 시뮬레이션을 통해 실험적으로, 또는 분석에 의해, 직면하게될 각각의 노이즈와 간섭 환경에 대해, 일부 필터 매개변수에 대하여 적분 윈도우의 크기 를 조정하는 것이 바람직할 수 있다.

본 발명의 구현예는 필터 가중치를 계산하기 위해 파일럿 채널을 명시적으로 추정할 필요가 전혀 없다.

도 1은 본 발명의 태양의 바람직한 구현예를 포함하는 CDMA 시스템에 대한 다운링크를 도식한다. 좌편에 기지국 트랜스미터(10)가 위치한다. 상기 기지국(10)은 물리적 전파 채널(12)로 입력한다. 도식된 바와 같이, 물리적 전파 채널(12)은 왜곡을 포함하며, 예를 들어, 가산성 백색 가우시안 노이즈(additive white Gaussian noise), 레일리 페이딩(Rayleigh fading), 다중경로가 있다. 핸드세트의 수신기의 전단(14)이 물리적 전파 채널(12)로부터 신호를 수신하고, 상기 수신기의 전단(14)이 상기 수신된 신호를 베이스밴드 신호로 변환한다. 이러한 예에서, 사익 수신기 내의 아날로그-대-디지털 컨버터(16)가 전단(14)에서 출력된 베이스밴드 신호를 디지털화한다. 상기 아날로그-대-디지털 컨버터(16)(디지타이저: digitizer)가 상기 디지털화된 베이스밴드 신호를 적응성 필터(18)로 전송한다. 상기 적응성 필터(18)는 통신 채널(12)에서 다중경로의 영향을 보상하기 위해, 그리고 간섭 신호를 필터링해버리기 위해, 도 1의 다운링크에서 동작한다. 관심 서브채널을 추출하기 위해, 적응성 필터의 출력이 채널 복조기(20)로 제공된다. 상기 복조기(20)는 파일럿 채널, 싱크 채널 등과 사용자 트래픽 채널을 추출하고, 이들을 나머지 핸드셋 회로로 전송한다(22).

본 발명에 따르는 리시버의 바람직한 구현예에서, 단일 기지국으로부터 기지국에 의해 서비스되는 핸드세트까지의 신호의 기대되는 지연 확산에 의해 설정되는 폭을 갖는 시간 윈도우에서 나타날 강력한 경로의 신호의 그룹을 수집하기 위해, 검색기가 사용된다. 예를 들어, CDMA 2000-1x에서, 지연 확산은 약 14㎲(microseconds), 또는 약 16 칩 타임(chip time)이도록 가정되며, 위도우의 폭으로서 선택된다. 본 발명의 바람직한 구현예에서, 상기 검색기는 생성된 PN 시퀀스에게 단일의 강력한 신호보다는 강력한 경로 신호의 그룹을 포함하는 윈도우의 중심을 할당하는 것이 바람직하다. 상기 검색기는 기지국 신호를 이용하여, 로컬 클럭(local clock)과 PN 시퀀스 생성기를 동기시킨다. 클럭 신호와 생성된 파일럿 PN 시퀀스와, 샘플링된 수신 신호 값의 스트림이 도 1의 바람직한 수신기 내부의 적응성 필터(18)로 입력된다.

도 1의 적응성 필터(18)는 통신 채널 다중 경로 구조(12)의 특징을 파악하고, 상기 특징 파악을 사용하여 하나 이상의 최초 필터 단계를 통신 채널로 적응시키는 다중 단계 적응성 필터인 것이 바람직하다. 수신 신호의 노이즈와 간섭, 또는 인공적 요인을 필터링하기 위해, 바람직한 다중 단계 적응성 필터의 나머지 단계가 적응적으로 결정된다. 도 1의 적응성 필터(18)는 알려진 파일럿 채널 신호를 사용하여, 상기 필터의 초기 단계를 조정할 수 있다. 특히, 하나 이상의 직교, 또는 왈시 함수 주기에 걸쳐 상기 필터 계수의 순간적인 추정치를 적분함으로써, 상기 필터의 계수 중 하나 이상이 계산되는 것이 바람직하다. 이러한 적분에 의해, 직교(가령, 왈시, 또는 ovsf) 함수에 의해 인코딩되는 모든 알려진 사용자 신호가 파일럿 서브채널의 효과를 남겨두는 것을 취소하며, 이에 따라서, 수신기가 필터 계수를 결정할 수 있다. 채널 변화를 추적하고, 간섭 신호에 적응되는 동안, 통신 채널 이 적분 시간에 비례하여 천천히 변화하기 때문에, 적응성 필터는 다수의 심볼에 걸쳐 적분할 수 있다.

본 발명에 따르는 수신기의 보다 바람직한 구현예에 의해, 적응성 다중 단계 위너 필터(adaptive multistage Wiener filter)가 사용될 수 있다. 물리적 통신 채널의 특성을 파악하기 위해, 상기 적응성 다중 단계 위너 필터는 수신된 신호 상에서 하나 이상의 상관도를 구하는 작업을 수행한다. 본 발명에 따르는 다중 단계 위너 필터의 바람직한 실시예는, 필터의 최초 단계에서 사용되는 필터 특징의 세트를 확립하기 위해, 수신된 신호를 처리하고 상기 수신기에서 생성되고, 요망 기지국으로부터 수신된 우세한 파일럿 신호와 동기화되는 기준 PN 신호를 처리하는 것이 바람직하다. 이러한 최초 단계는 정합 필터에 영향을 준다.

다음의 논의는 두 가지 바람직한 다중 단계 위너 필터로, 본 발명의 태양의 구현예를 나타내고 있다.

1) 수정된 릭스-골드스타인 다중단계 위너 필터(Ricks-Goldstein multistage Wiener filter). 상기 릭스-골드스타인 다중단계 위너 필터가 U.S. 특허 출원 시리얼 no. 09/933,004, “System and Method for Adaptive Filtering”(US 2002/0152253)에서 상세하게 설명되어 있으며, 상기 특허는 본원에서 참조로서 인용된다.

2) 수정된 데스팡 다중단계 위너 필터(Despain multistage Wiener filter). 상기 데스팡 다중단계 위너 필터가 U.S. 특허 출원 시리얼 no. 10/348,670 “Adaptive Multistage Wiener Filter”(WO 03/085830 A1)에서 서술되어 있으며, 상 기 특허는 본원에서 참조로서 인용된다.

요망 신호와 수신된 신호 간의 상관도에 따르는 최초 단계 위너 필터 계수의 부분이, 파일럿 신호에만 반응하는 방식으로 계산된다. 릭스-골드스타인 적응성 필터, 또는 데스팡 적응성 필터에서, 제 1 단계 필터 h ₁ 은 생성된 PN 코드 스트림을 입력 수신된 신호 벡터 v ₀ 와 비교하고, 정규화함으로써 계산된다. 최종 h ₁ 은 정합 필터가 된다.

사실상, 본 발명의 바람직한 실시예에서 사용되는 다중 단계 위너 필터가 최초 단계 h ₁ 에서 물리적 채널 지연 스펙트럼을 추출한다. 릭스-골드스타인 적응성 필터와 데스팡 적응성 필터에 대하여, 간섭 신호의 특성이 또 다른 다음 단계의 h 필터에서 추출된다. 그 후, 상기 다중 단계 위너 필터 구현예에 의해, 모든 필터 단계의 출력이 최적으로 결합되어, 복조기(도 1의 참조번호 20)로 전송되어 사용자 데이터를 복구하는 등화된 출력이 도출된다.

적응성 필터 가중치를 계산하기위해, 파일럿 채널이 명시적으로 추출될 필요는 없다.

릭스 -골드스타인 다중단계 위너 필터로의 적용

도 2는 도 1의 필터(18)로서 사용될 수 있는 적응성 릭스-골드스타인(RG) 다중단계 위너 필터를 나타내고 있다. 도 2의 RG 적응성 필터에서 4개의 단계가 묘사되어 있다. 간단하게 단계를 추가하거나 제거함으로써, 필터가 더 커지거나 작아질 수 있다. 주어진 적용예에 대해 최적의 단계 수가 존재할 것이며, 그 수는 여러 가 지 방법으로 결정될 수 있으며, 예를 들어, 관심 특정 시스템을 이용하는 실험 방법이 있다.

수신기는 기존의 방식으로 기준 파일럿 신호를 동기화할 수 있고, 상기 수신기의 검색기가 이렇게 동기화된 파일럿 신호에게, 시간 윈도우 내에서 그룹지어지는 가장 강력한 수신된 파일럿 신호(신호 경로)의 그룹을 할당한다. 상기 시간 윈도우는 시프트 레지스터(30)의 길이에 의해 결정되고, CDMA 2000-1x 시스템에 대해서 약 14㎲가 되도록 선택되어 진다. 시프트 레지스터(30)의 출력은 샘플 y ₀ 의 벡터이다. 시프트 레지스터(30)는 수신된 신호 y의 평행 채널(parallel channel)과 평행 벡터(parallel vector) y ₀ 에게 수열을 제공한다.

(모두 동일한) 4개의 단계의 구조가 도 3에서 나타난다. 각각의 단계에는 2개의 부분이 존재하며, 도 4에서 나타난 전방향 서브단계(42)와 도 5에서 나타난 역방향 서브단계(44)가 그것이다.

상기 전방향 서브단계(42)는 신호y _{i -1} 의 입력 벡터를 중간 스칼라 신호 d _{i -1} 의 복소 켤레(complex conjugate)와 곱한다. 첫 번째 단계에 대하여, y ₀ 는 블록(30)의 출력이고, d ₀ 는 합성된 파일럿 신호(synthesized pilot signal)이다. 본 발명의 바람직한 태양에 따라, 상기 전방향 서브단계(42)내의 이동 평균 블록(54)이 이러한 곱의 값을 적분한다. 그 후, 결과가 평준화되어(56), 필터 계수 h _i 의 세트가 생성된다. 새로운 중간 스칼라 신호 d _j ·h _i 를 생성하기 위해 y _{i -1} 과 h _i 의 내적(58)을 생성함 으로써, 상기 계수 h _i 가 사용되어 신호 벡터 y _{i -1} 가 필터링되고, 그 후, d _i 가 곱해지고(60), 입력 신호 y _{i -1} 에서 상기 결과를 빼고(62), 새로운 신호 y _i 를 생성하여, d _i 와 함께 다음 단계로 출력된다.

제 1 단계에서, 이동 평균 블록(54)은 전방향 필터 단계의 계수의 순간적인 측정을 적분하여, 파일럿 채널 신호의 영향은 제외하고, 모든 수신된 신호의 영향을 감소, 또는 삭제시킨다. 최초 스팬을 합산하고, 평균을 냄으로써, 상기 이동 평균이 계산될 수 있다. n(1보다 크거나 같음)개의 새로운 요소를 상기 합산에 더하고, 가장 오래된 n개의 요소를 빼고, 새로운 평균을 계산함으로써, 일련의 값이 계산된다. 각각의 단계에서, (54)에서, 예를 들어, 하나의 값이 합계에 더해지고, 하나의 값이 빼진다. 합산된 다수의 아이템(스팬의 길이, 또는 윈도우의 폭)이 왈시 함수, 또는 ovsf의 하나, 또는 바람직하게는 그 이상의 완전한 주기를 나타낸다.

상관도와 적분에 대한 덜 효과적이지만 비용은 덜 드는 방법은, 적분될 중간 신호를 일련의 블록으로 분할하는 것이며, 이때 블록의 길이는 왈시 주기의 시작에서 시작되는 것이 바람직한 다수의 복합 왈시 코드 주기에 대응한다. 그 후, 블록 단위로 적분이 수행된다. 적분의 범위는 노이즈를 감소시키기에 충분히 길게, 그리고 채널 특성이 과도하게 변하지 않도록 충분히 짧은 범위로 선택되는 것이 바람직하다.

이동 평균 블록이 파일럿 채널 신호의 효과는 제외하고 다른 서브채널 신호의 효과를 소거하는 것이 바람직하다. 상기 소거는 왈시, 또는 직교 코드의 직교성 때문이며, 각각의 왈시, 또는 직교 코드 주기에 걸친 적분 때문이다. 적분 구간이 다수의 완전한 코드 주기가 되도록 선택되어지는 것이 바람직하다. 이에 따라, 노이즈의 영향이 축소된다. 한편, 채널이 적분 구간에서 변하지 않도록 상기 적분 구간은 제한된다. 이러한 다중 단계 위너 필터 실시예이거나, 본 발명에 따르는 그 밖의 다른 적응성 필터의 실시예이거나 상관없이, 실제 시스템의 시뮬레이션은 (복합 코드 주기에서 측정된)적정 적분 구간을 결정하도록 사용되는 것이 바람직하다. 정합 필터 최초 단계에 대하여 하나의 적분 구간을 사용하고 뒤따르는 단계에 대하여 다른 구간을 사용하는 것이 바람직할 수 있기 때문에, 서로 다른 적분 구간을 설정하기 위해 시뮬레이션을 사용하는 것이 바람직할 수 있다.

도 3에서 역방향 서브단계(44)가 나타난다. 상기 역방향 서브단계(44)는 이전(i-1) 단계의 출력 d_{i -1} 와 다음 단계의 신호 eps_{i +1} 에 따라 동작하는 위너 필터의 한 단계로서 여겨질 수 있다. 뒤 따르는 단계의 경우, 단계 n의 전방향 서브단계로부터의 단계 n, 값 d_n이 역방향 서브단계 n으로 입력되는 eps_i+1로서 사용된다. 이러한 신호의 제곱 값, 신호 c의 생성을 앞서 언급한 바와 같이, 슬라이딩 윈도우(sliding window)동안, │eps_{i +1}│²이 계산되고, 적분된다(78). 최초 단계에서 사용되었던 것과 동일할 수도 있고, 더 길 수 있는 스팬을 이용하는 이동 평균 계산이 역방향 서브단계 블록(74, 78)에서 사용될 수 있다. 그 후, eps_{i +1}과 슬라이딩 윈도우에 걸쳐 적분(78)된 d_{i -1}의 복소 켤레(70)와의 곱(72)으로서, 중간 스칼라 변 수 v가 계산된다. c에 대한 v의 비는 이번 단계를 위한 가중치 w를 생성한다. 그 후, w의 복소 켤레(84)가 eps_{i +1}과 곱해져서(86), 신호 z를 생성한다. d_{i -1}로부터 상기 z가 빼져서(88), 출력 신호 eps_i가 생성된다. 도 2 필터의 첫 번째 단계는 완전한 위너 필터의 총체적인 출력으로서, z의 복사본을 출력한다.

릭스-골드스타인 적응성 필터의 또 다른 태양이 U.S. 특허 출원 Serial No. 09/933,004 “System and Method for Adaptive Filtering”(US 2002/0152253)에서 나타나 있으며, 이는 본원에서 참조로서 인용된다.

데스팡 다중 단계 위너 필터로의 적용

도 6은 적응성 데스팡 다중단계 위너 필터를 나타내고 있으며, 이는 도 2 다운링크에서의 필터(18)로서 사용될 수 있다. 도 6의 데스팡 적응성 필터에 대하여 4개의 단계가 도시되어 있다. 릭스-골드스타인 적응성 필터를 사용하는 것과 마찬가지로, 단계를 삭제하는 것, 또는 단계를 추가하는 것이 간단하게 이뤄져서, 필터가 더 커지거나, 더 작아질 수 있다. 주어진 적용예에 대하여 최적의 단계 수가 존재할 것이다. 데스팡 적응성 필터가 갖는 릭스-골드스타인 적응성 필터와의 명백한 차이점은 벡터 v ₀ 가 오직 첫 번째 단계로만 전송되는 것이 아니라, 모든 단계로 병렬로 전송된다는 것이다. 이에 따라서 계산 속도가 증가하며, 이는 도 2 필터와 도 6 필터의 구조 간의 잠재적인 차이 때문에 가능한 것이다.

데스팡 적응성 필터에서, 첫 번째 단계(100)는 이에 뒤따르는 단계(102)와 다르며, 이는 모든 단계가 동일한 릭스-골드스타인 적응성 필터와 다른 점이다. 최 초 단계(100)의 구조가 도 7에서 나타난다. 최초 단계(100)는 나머지 단계를 위해 사용되는 회로의 축소판이다. 나머지 단계의 구조(102)가 도 8에서 나타난다. 상기 최초 단계(100)는 3개의 부분, 전방향 서브단계(120)와, 업데이트 서브단계(104)와, 역방향 서브단계(126)를 포함한다.

상기 전방 서브단계(120)는 입력 신호 벡터 y₀와 필터 계수 h ₁ 의 내적을 형성한다. 발생하는 결과는 중간 신호 d_j이다. 상기 신호는 스칼라로서, 그리고 또한 1 요소 벡터로서 필터의 다음 단계로 전송된다.

상기 최초 업데이트 서브단계(104)는 입력으로서, 벡터 입력 신호 y ₀ 와, 합성된 파일럿 신호 d₀를 갖는다. 상기 y ₀ 는 기준 합성 파일럿 신호 d₀의 복소 켤레로 곱해지고, 그 결과는 이동 평균 블록(110)에 의해, 적분된다. 가장 바람직한 것은, 적분이 다수의 완전한 왈시(또는, 시스템에 적정하게는 직교) 코드 주기에 걸쳐 수행되는 것이다. 앞서 논의된 바와 같이, 채널 특성의 바람직하지 않은 변화를 피하면서, 노이즈를 제한하기에 적절한 다수의 코드 주기 동안 적분이 수행된다. 그 결과는 벡터이며, 상기 벡터는, 정규화된 필터 벡터 h ₁ 을 출력하는 정규화 블록(112)으로 전송된다. 상기 정규화된 필터 벡터 h ₁ 은 최초 전방향 서브단계(120)로 전송되고, 두 번째 단계로도 전송된다.

도 7에서 나타나는 최초 역방향 서브단계(126)는, 합성된 파일럿 신호 d₀와 다음 단계의 eps₂ 신호에 따라 동작하는 위너 필터의 한 단계로 여겨질 수 있다. 최 종 c를 생성하는 이동 평균 블록(142)에서, eps₂의 제곱 크기(140)는 계산되고, 적분된다. 상기 eps₂ 신호가 사용되어 신호 d₀의 복소 켤레(128)에 곱해질 수 있고(130), 그 결과가 이동 평균 모듈(132)에서 적분되어, 중간 신호 v를 생성할 수 있다. 상기 이동 평균 모듈(132, 142)은 이동 평균 모듈(110)과 동일한 윈도우 폭을 사용한다. c에 대한 v의 비(134)가 w, 즉, 상기 최초 단계에 대한 위너 필터 계수를 생성한다. 그 후, w의 복소 켤레가 취해지고(136), eps₂에 의해 곱해져서(138), 완전한 위너 필터의 최종 결과로서 출력되는 결과 z가 발생될 수 있다. 이러한 최초 단계에 대해서만, 역방향 서브단계의 함수가 전체 필터 출력의 진폭을 조정하여, 입력 신호 d₀의 진폭을 조정할 수 있다.

최초 단계 후의 단계(102)가 도 8에서 나타나고 있다(i=2, 3, 4). 각각의 단계(102)에는 3개의 부분, 즉, 전방향 서브단계(150)와, 업데이트 서브단계(164)와, 역방향 서브단계(44)가 존재한다. 상기 단계(102)의 역방향 서브단계(44)는 도 5에서 나타난 것과 동일하다.

i번째 전방향 서브단계(150)가 도 9에서 나타난다. 신호의 벡터[d₁, d₂, ..., d_{i -1}]와 업데이트 서브단계로부터의 계수 벡터 alpha의 내적(152)이, 입력 신호 벡터 v₀와 업데이트 서브단계로부터의 필터 계수 h _i 의 내적과 합산되어, 출력 신호 d_i를 생성할 수 있다. 또한, 벡터[d₁, d₂, ..., d_i]가 블록(158)에서 생성되어, 다음 단계로 전송된다.

도 10에서 도시되는 i번째 업데이트 서브단계(164)는 입력으로서, 벡터 입력 신호 y₀와, 이전 필터 계수 H_{i -1} = [h ₁ , h ₂ , ..., h _{i -1} ]과, d_{i -1}과, 벡터[d₁, d₂, ..., d_{i -1}]를 갖는다. 이전 단계로부터의 d_{i -1} 신호의 복소 켤레가 취해지고(166), 입력 벡터 신호 y ₀ 가 곱해진다(168). 그 후, 결과 값에 신호 q가 더해지고(176), 중간 신호 p가 생성된다. p의 이동 평균(178)의 놈(norm)(180)이 결과 값 h _i 이다.

벡터[d₁, d₂, ..., d_{i -1}]에 d_{i -1}의 음의 복소 켤레 d_{i -1} ^*을 곱하고(170), 이러한 벡터를 사용하여 행렬 H를 스케일링(172)함으로써, 신호 q가 생성된다. 스케일링된 행렬의 행이 합산되어(174), 중간 벡터 q를 생성할 수 있다. 행렬 H_i-1과, h _i 의 전치 행렬(182)을 곱함으로써(184), 벡터 alpha가 생성되며, 상기 벡터는 현재 단계의 전방향 서브단계로 향한다. 상기 hi 계수는 새로운 열(column)로서 행렬 H_{i -1}에 연결되어, 다음 단계로 전송되는 행렬 H_i를 생성할 수 있다.

최초 단계(100) 후의 각각의 단계(102)에서, 바람직한 결과를 위해, 이동 평균 블록(178, 74, 78)의 적분 구간이 최초 단계에서 사용되었던 것과 동일하도록 전달될 수 있다. 일부 환경에서, 뒤 따르는 단계(102)에 대한 수정된 적분 구간이 개선된 결과를 발생시킬 수 있거나, 계산 복잡도를 감소시킬 수 있다. 이러한 수정은 간섭 신호와 노이즈의 환경에서의 실험에 의해 결정되거나, 또는 수신기에 의해 수신되는 간섭 신호와 노이즈의 알려진 속성으로부터 계산됨으로써 결정될 수 있 다. 뒤 따르는 단계(102)에서, 보다 더 긴 적분 시간에 걸쳐 천천히 변화하는 간섭 신호 및 노이즈 매개변수가 바람직할 수 있다.

앞서 언급된 바와 같이 필터 계수가 파일럿 서브채널 신호와 합성된 파일럿 신호의 함수이도록, 최초 단계(100)의 필터 계수 h₁을 계산하는 수정된 방법이 제시된다.

릭스-골드스타인 적응성 필터와 데스팡 적응성 필터 두 가지 모두에 대하여, 안테나로부터 하향 변환된 신호(down converted signal)를 샘플링함으로써, 벡터 y ₀ 가 발생된다. 각각의 칩에 대하여 하나 이상의 관찰이 존재하도록, 샘플링 레이트(sampling rate)는 칩 레이트(chip rate)와 동일하다. 오버샘플링(oversampling)되는 것이 바람직할 수 있다. 벡터 y ₀ 의 길이는 지연 확산 시간을 포함하는 칩의 수이다. 예를 들어, 16 칩 타임이 요망 지연 확산을 제어할 경우, 그 후, 2 타임 오버샘플링에 대한 y ₀ 의 길이가 32가 될 것이다.

다중 안테나를 갖는 수신기로의 적용

동일한 송신기 신호로 조정되는 독립형 안테나와 수신기 전단부의 차이점은, 검출 전에, 수신된 개별 신호가 적정하게 조합될 수 있을 경우, 무선 시스템의 성능을 개선시키기 위해 사용될 수 있다는 것이다. 본 발명에 따르는 적응성 필터가 이러한 작업에 적합하고, 증가되는 데이터 프로세싱을 취급하도록, 간단하게 확장될 수 있다. 도 11은 2-안테나 예제에 대하여, 본 발명에 따르는 적응성 필터가 사용되는 방법을 도시하고 있다. 상기 예제를 3 이상의 안테나 시스템으로 확장시키 는 것은 당업자에게는 자명할 것이다.

2-안테나 경우에서, 기지국과 각각의 안테나 사이에서 두 개의 약간 다른 채널(202, 204)이 존재한다. 두 개의 전단 모듈(213, 214)이 신호를 수신하고, 이를 기지국으로 하향 변환한다. 2-채널 아날로그 대 디지털 변환기(216)가 두 개의 무선 전단 모듈로부터 두 개의 아날로그 입력을 받아들이고, 상기 입력 신호의 인터리빙된(interleaved) 디지털 표현을 생성한다. 본 발명에 따라, 이러한 조합된 디지털 샘플 값의 스트림이 적응성 필터(218)로 전송된다. 앞서 언급한 바와 같이, 적응성 필터(218)의 출력이 복조기(220)로 전송된다.

상기 적응성 필터(218)는, 프로세싱 대역폭이 앞서 언급된 필터의 것의 2배인 것을 제외하고는, 앞서 언급한 바와 동일한 것이 바람직하다. 프로세싱 대역폭을 2배 증가시키기 위한 당업자가 잘 알고 있는 많은 방법이 존재한다. 도 6의 필터 구현예와 비교하여, 예를 들어, 직렬-입력, 병렬-출력 시프트 레지스터가 2배가 되어, 동일한 레이트에서 2배 수의 병렬 출력을 생성할 수 있다. 그 후, 필터의 각각의 단계가 확대되어, 이전 크기의 2배의 벡터 y ₀ 를 병렬로 수용할 수 있다. 이와 유사하게, 각각의 단계를 통하는 적정한 데이터 경로가 2배가 된다(벡터 y _i 등의 길이가 2배가 된다.). 요망 지연 확산을 나타내는 시간 윈도우는, 기지국으로부터 두 개의 안테나로의 강력한 신호가 상기 윈도우내에 존재하도록, 조정되는 것이 바람직하다. 그 밖의 프로세싱은 동일하다.

다중 경로 전파 효과에 대해 모든 입력을 등화하면서, 다중 안테나 신호의 차별 조합(diversity combining) 방법에 의해, 필터링된 신호의 결과가 개선될 수 있다. 2-안테나 시스템에 있어서, 특정 전파 채널과, 상기 2개의 안테나의 상대적인 물리적 이격도 및 배향에 따라, 시뮬레이션 결과는, 두 개의 안테나를 사용함에 따른 2dB 내지 10dB의 효율적인 SNR(signal-to-noise) 비의 개선을 나타낸다. 독립형 안테나의 사용은 수신기의 전단 프로세싱을 제공하는 비용과, 적응성 필터에서의 y ₀ 벡터 데이터 경로를 증가시키는 비용 측면에서의 개선을 제공할 수 있다.

레이크 수신에 비교되는 적응성 필터의 성능

본 발명에 따르는 데스팡 다중 단계 적응성 필터를 사용하는 (시뮬레이션에 의해 판단되는) 수신기의 성능이 도 12의 3-핑거 레이크 수신기의 성능에 비교된다. 시뮬레이션에서, 2㎲만큼 떨어진 3개의 동등한 파워 경로가 제공된다. 상기 3개의 경로는 신호의 모든 에너지를 나타낸다. 도플러(Doppler) 기여분이 92㎐로 설정된다. Viterbi 디코더보다는 슬라이서(slicer)를 사용하여 레이크 핑거의 출력에서 비트 에러율(bit error rate)이 계산된다. 상기 Viterbi 디코더는 레이크 수신기와 데스팡 적응성 필터 모두의 성능을 개선시킬 수 있다. 데스팡 다중 단계 적응성 위너 필터 구현이 사용될 때, 성능의 명확한 개선이 나타난다.

각각의 서브채널을 개별적으로 인코딩하기 위해, CDMA 2000과 WCDMA의 왈시 코드로서 사용될 수 있는 그 밖의 다른 다수의 직교 코드가 존재한다. 간략성을 위해, 본원에서는 “왈시 코드”로서 모든 직교 코드가 참조되었다.

CDMA 네트워크의 추가적인 수정 및 개선이 기대되어지며, 본 발명의 태양이 장래의 네트워크로의 적용, 즉, 장래의 네트워크가 파일럿, 또는 이와 유사한 채널을 사용하도록 기대되어진다. 본원의 결론이 WCDMA 시스템에 적용될 수 있을 뿐 아니라, 그 밖의 다른 DSSS CDMA 기반의 통신 시스템에 적용될 수 있다.

본 발명의 특히 바람직한 실시예에 의해, 셀간 간섭(intercell interference)과 셀방식 네트워크에서 발생되는 다중경로 프로파일의 추적/억제를 개선시키는 솔루션이 제공되면서, 임의의 말단 사용자/네트워크 변조된 정보에 대한 지식 없이, 합리적인 계산 비용에서 등화를 제공하고, 간섭을 제거하는 CDMA 수신기 솔루션이 제공된다. 많은 경우에서, 앞서 언급된 바에 따라 구현되는 CDMA 2000-1x에서 제공되는 코딩 및 확산 이득이, 다중경로 수신의 이득과 간섭 제거를 갖는 바람직한 비트 레이트에서의 신뢰할 수 있는(reliable) 통신에 충분하다.

Claims (10)

1. 수신기(28)를 포함하는 CDMA 무선 통신 시스템에 있어서, 이때 상기 수신기(28)는 직교 코드(orthogonal code)에 의해 각각 변조되는 다수의 사용자 신호(user signal)와 하나 이상의 파일럿 신호(pilot signal)를 포함하는 입력 신호를 수신하도록 연결되어 있는 다중단계 적응성 필터(multistage adaptive filter)(18)를 가지며, 상기 다중단계 적응성 필터는 정합 필터 계수(matched filter coefficient)를 갖는 정합 필터(matched filter)(100)를 포함하며, 상기 수신기(28)는,

   시간 세그먼트에서, 상기 입력 신호와 기준 신호의 상관도(correlation)를 구함으로써, 상기 정합 필터 계수가 결정되며, 사용자 신호를 포함하는 상관도의 크기가 0으로 평균내어지도록 상기 시간 세그먼트가 선택되어지며, 정합 필터 계수가 수신기(28)와 CDMA 송신기 사이의 신호 채널의 특징을 나타내며, 상기 정합 필터(100)가 입력 신호를 필터링하는 것을 특징으로 하는 CDMA 무선 통신 시스템.
2. 제 1 항에 있어서, 상기 직교 코드는 왈시 코드(Walsh code)이며, 상기 시간 세그먼트는 둘 이상의 완전한 왈시 코드 주기(Walsh code period)만큼의 구간을 갖는 것을 특징으로 하는 CDMA 무선 통신 시스템.
3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 기준 신호는 수신기(28)에 의해 합성 되는 파일럿 신호의 하나의 버전인 것을 특징으로 하는 CDMA 무선 통신 시스템.
4. 제 1 항에 있어서, 상기 다중단계 적응성 필터(18)는 입력 신호와 합성된 파일럿 신호를 곱하여, 결과를 생성하고, 그 후, 상기 결과는 둘 이상의 왈시 코드 심볼 주기에 걸쳐 적분되어, 적분 결과가 생성되고, 상기 적분 결과는 정합 필터 계수를 결정하기 위해 사용되며, 그 후 상기 정합 필터 계수가 입력 신호를 필터링하기 위해 사용되는 것을 특징으로 하는 CDMA 무선 통신 시스템.
5. 제 4 항에 있어서, 상기 적분 결과는 정규화(normalize)되고, 상기 정규화된 결과가 추가로 처리되어, 필터 계수의 세트가 생성되며, 상기 필터 계수의 세트가 입력 신호를 필터링하기 위해 사용되는 것을 특징으로 하는 CDMA 무선 통신 시스템.
6. 제 4 항에 있어서, 정합 필터(100)가 아닌 다중단계 적응성 필터의 단계(102)가 상기 정합 필터에 의해 사용되는 적분 구간과는 다른 적분 구간을 사용하는 상관도를 구하는 것이 수행하는 것을 특징으로 하는 CDMA 무선 통신 시스템.
7. 제 4 항에 있어서, 상기 다중단계 적응성 필터의 최초 단계(100)는 물리적 지연에 대하여 보상하고, 상기 다중단계 적응성 필터의 그 밖의 다른 단계(102)는 상기 최초 단계보다 더 넓은 범위까지 간섭에 대해 보상하는 것을 특징으로 하는 CDMA 무선 통신 시스템.
8. 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 다중단계 적응성 필터는 다중단계 위너 필터(multistage Wiener filter)인 것을 특징으로 하는 CDMA 무선 통신 시스템.
9. 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 직교 코드는 왈시 코드(Walsh code)인 것을 특징으로 하는 CDMA 무선 통신 시스템.
10. 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 다중단계 적응성 필터(18)는 상기 정합 필터(100)와 그 밖의 다른 필터 단계(102)에서 입력 신호를 필터링하며, 각각의 단계는 입력 신호를 병렬로 수신하는 것을 특징으로 하는 CDMA 무선 통신 시스템.

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