KR20060121126A - Bandpass sampling receiver and the sampling method - Google Patents

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KR20060121126A
KR20060121126A KR1020067010845A KR20067010845A KR20060121126A KR 20060121126 A KR20060121126 A KR 20060121126A KR 1020067010845 A KR1020067010845 A KR 1020067010845A KR 20067010845 A KR20067010845 A KR 20067010845A KR 20060121126 A KR20060121126 A KR 20060121126A
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signal
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sampling clock
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digital signal
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KR1020067010845A
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슈쳉 퀴안
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코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Application filed by 코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. filed Critical 코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

A bandpass sampling receiver is proposed for receiving RF signals, comprising: the first ADC, for converting the RF signal into the first path of digital signal under the control of the first sampling clock signal; the second ADC, for converting the RF signal into the second path of digital signal under the control of the second sampling clock signal; a signal separating unit, for separating the in- phase signal and the quadrature signal in the first path of digital signal and the second path of digital signal; wherein the frequency of said first sampling clock signal and said second sampling clock signal is 1/N of that of said RF signal, and N is a natural number.

Description

대역통과 샘플링 수신기 및 샘플링 방법{BANDPASS SAMPLING RECEIVER AND THE SAMPLING METHOD}Bandpass Sampling Receiver and Sampling Method {BANDPASS SAMPLING RECEIVER AND THE SAMPLING METHOD}

본 발명은 일반적으로 무선 통신에서 사용하는 무선 신호 수신기에 관한 것으로서, 보다 상세하게는, 대역통과 샘플링을 이용하는 무선 신호 수신기에 관한 것이다.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention generally relates to wireless signal receivers used in wireless communications, and more particularly, to wireless signal receivers using bandpass sampling.

무선 통신에 있어서, 송신할 사용자 신호는 흔히 비교적 저 주파수 및 제한된 대역폭을 갖는 기적대역 신호이며, 일반적으로

Figure 112006039185589-PCT00001
와 같이 2개의 직교 성분으로 표현될 수 있다. 도 1과 같은 스펙트럼을 도시할 수 있으며, 여기서
Figure 112006039185589-PCT00002
는 동상 성분이고
Figure 112006039185589-PCT00003
는 직교 성분이다. 사용자 신호를 송신할 때, 송신기는 무선 주파수(RF) 도메인에 속하는 주파수를 갖는 반송 신호들을 사용자 신호로 변조한 후, 그 RF 신호를 송신 안테나를 통해 무선 공간으로 송신한다.In wireless communications, user signals to transmit are often miracleband signals with relatively low frequency and limited bandwidth, and generally
Figure 112006039185589-PCT00001
It can be represented by two orthogonal components as The spectrum as shown in Figure 1 can be shown, where
Figure 112006039185589-PCT00002
Is the frostbite component
Figure 112006039185589-PCT00003
Is an orthogonal component. When transmitting a user signal, the transmitter modulates carrier signals having a frequency belonging to a radio frequency (RF) domain into a user signal, and then transmits the RF signal to a radio space through a transmission antenna.

수신기는 안테나를 통해 무선 공간으로부터 RF 신호를 수신하고, 이를 제로 주파수에 집중되는 기저대역 디지털 신호로 변환하며 이에 따라 추가 기저대역 처 리를 통해 비트 에러율(BER) 요구사항을 충족하는 원하는 사용자 신호를 복구할 수 있다. 현재의 무선 통신 시스템에 있어서는, 대부분의 장비가 도 2에 도시한 바와 같은 아키텍쳐를 갖는 종래의 수퍼 헤테로다인 수신기를 여전히 이용하고 있다. 도 2에서, 수신기(200)는 안테나를 통해 RF 신호를 수신한다. RF 신호는 먼저 대역통과 필터(220)에 의해 필터링된 후, 저 잡음 증폭기(LNA; 221)에 의해 증폭되어 하향 변환기(230)로 전송된다. 하향 변환기(230)는 로컬 오실레이터(LO) 신호를 이용함으로써 수신한 RF 신호를 중간 주파수(IF) 아날로그 신호로 하향 변환하고, IF 도메인에서의 대역외 간섭을 IF 필터(233)를 통해 거부한다. 그 후, I/Q 분리 유닛(240)에서 IF 신호에 직교 복조를 수행하여, 2개의 직교 기저대역 아날로그 신호(I(t) 및 Q(t))를 얻게 된다. 마지막으로, 2개 경로의 기저대역 아날로그 신호들은 아날로그 대 디지털 변환기(250I, 250Q)에 의해 디지털 신호들로 변환되며, 이에 따라 복조기(270)의 디코딩을 통해 원하는 사용자 신호를 복구할 수 있다.The receiver receives an RF signal from the radio space through an antenna, converts it into a baseband digital signal centered at zero frequency, and accordingly additional baseband processing to provide the desired user signal that meets the bit error rate (BER) requirements. Can be recovered. In current wireless communication systems, most equipment still uses a conventional super heterodyne receiver having an architecture as shown in FIG. In FIG. 2, the receiver 200 receives an RF signal through an antenna. The RF signal is first filtered by the bandpass filter 220 and then amplified by the low noise amplifier (LNA) 221 and transmitted to the down converter 230. The down converter 230 down-converts the received RF signal into an intermediate frequency (IF) analog signal by using a local oscillator (LO) signal, and rejects out-of-band interference in the IF domain through the IF filter 233. Thereafter, quadrature demodulation is performed on the IF signal in the I / Q separation unit 240 to obtain two orthogonal baseband analog signals I (t) and Q (t). Finally, the two path baseband analog signals are converted into digital signals by analog-to-digital converters 250I and 250Q, thereby recovering the desired user signal through decoding of the demodulator 270.

도 2에 도시한 바와 같이 RF 신호를 기적대역 디지털 신호로 변환하는 절차동안, IF 필터(233)는 반드시 필요하고, IF 필터링의 영향은 출력 신호의 품질에 직접 관련된다. 그러나, 종래의 수퍼 헤테로다인 수신기에서는, IF 필터(233)가 부피가 크면서 값비싼 표면 탄성파 장치(SAW)로 구현되면, 다른 회로들과의 집적이 매우 어렵게 된다. 한편, 다중 모드 핸드셋의 개발에 따라, 수퍼 헤테로다인 수신기는 모든 모드에서의 모든 채널 대역폭에 대하여 독립형 IF SAW 필터를 필요로 하며, 이것은 수신기들의 비용을 증가시키며, 게다가, 하드웨어 제약들로 인해 장비 갱신에 장애를 겪게 된다. 게다가, 아날로그 혼합기들은 수신기에서 여러 번 사용 되며, 이에 따라 비선형 효과 및 이미지 주파수 간섭과 같은 문제점들을 피할 수 없다.During the procedure of converting an RF signal into a miracle band digital signal as shown in FIG. 2, an IF filter 233 is necessary and the effect of IF filtering is directly related to the quality of the output signal. However, in the conventional super heterodyne receiver, if the IF filter 233 is implemented as a bulky and expensive surface acoustic wave device (SAW), integration with other circuits becomes very difficult. On the other hand, with the development of multi-mode handsets, super heterodyne receivers require standalone IF SAW filters for all channel bandwidths in all modes, which increases the cost of receivers and, in addition, equipment updates due to hardware constraints. Will suffer. In addition, analog mixers are used many times in the receiver, thus avoiding problems such as nonlinear effects and image frequency interference.

IF 필터와 같이 부피가 큰 장치들을 이용함으로 인해 야기되는 하드웨어 제약들을 극복하기 위해, 제로 IF(ZIF) 수신기 또는 직접 변환 수신기 아키텍쳐를 이용하여 RF 반송파와 동일한 주파수를 갖는 LO 신호의 이점을 활용함으로써 RF 신호를 기저대역 신호로 직접 변환하는 해결책이 개시되어 있다. 다른 해결책은 "Sub-sampling RF receiver architecture"라는 명칭으로 2002년 12월 5일 공개된 미국 특허출원 공개번호 US20020181614 A1에 개시되어 있다. 이 해결책에 의하면, 대역통과 필터링 및 저 잡음 증폭 후에, 대역통과 샘플링법에 의해 수신한 RF 신호를 샘플링 및 필터링하여 기저대역 신호를 얻는다. 수신기에서의 수신 신호는 실제로 (도 1에 도시한) 제한된 대역 신호가 HF 반송파 상으로 변조된 대역통과 신호이며, 이 대역통과 신호의 저 측파대는 그 통과대역의 대역폭보다 훨씬 더 높으며, 이에 따라 수신 신호의 반송 주파수보다 낮은 주파수를 갖는 클록 신호를 선택함으로써 샘플링을 실행할 수 있고, 이에 따라 샘플링된 신호의 고 차수 스펙트럼 성분들중 일부를 대역통과 신호의 저 측파대 및 제로 주파수 간에 배치한다. 대역통과 샘플링에서의 샘플링 주파수는 그 신호의 반송 주파수보다 상당히 낮고, 따라서 서브 샘플링이라고도 칭한다. 그 특허 문헌에는 2종류의 서브 샘플링 수신기 아키텍쳐를 개시하고 있으며, 그 내용은 본 명세서에 참고로 포함된다.To overcome hardware constraints caused by using bulky devices, such as IF filters, use the benefits of an LO signal with the same frequency as the RF carrier using a zero IF (ZIF) receiver or direct-conversion receiver architecture. A solution for converting a signal directly to a baseband signal is disclosed. Another solution is disclosed in US patent application publication no. US20020181614 A1, published December 5, 2002 under the name "Sub-sampling RF receiver architecture". According to this solution, after bandpass filtering and low noise amplification, a baseband signal is obtained by sampling and filtering the RF signal received by the bandpass sampling method. The received signal at the receiver is actually a bandpass signal in which the limited band signal (shown in FIG. 1) is modulated onto the HF carrier, and the low sideband of the bandpass signal is much higher than the bandwidth of the passband. Sampling can be performed by selecting a clock signal having a frequency lower than the carrier frequency of the received signal, thereby placing some of the higher order spectral components of the sampled signal between the low sideband and zero frequency of the bandpass signal. The sampling frequency in bandpass sampling is considerably lower than the carrier frequency of the signal, thus also referred to as subsampling. The patent document discloses two types of subsampling receiver architectures, the contents of which are incorporated herein by reference.

제 1 서브 샘플링 수신기의 아키텍쳐를 도 3에 도시한다. 도 3에서, 수신 RF 신호를 RF 대역통과 필터(220) 및 LNA(221)에서 처리한 후, 수신 RF 신호를 샘 플러 및 홀더(310)에 송신하여,

Figure 112006039185589-PCT00004
의 샘플링 주파수로 대역통과 샘플링하며, 여기서 fc는 반송 주파수이고, B는 반송파를 변조하기 위한 사용자 신호 대역폭이며, M은 임의의 자연수이다. 이러한 방식으로, 샘플링된 신호는 제로 주파수 가까이에서 즉
Figure 112006039185589-PCT00005
에서 사용자 신호의 고 차수 스펙트럼 성분을 갖게 된다. ADS(320)는 샘플링된 신호를 디지털 신호로 변환하는데 사용된다. 변환된 디지털 신호는 디지털 혼합기(330I, 330Q)에서 독립적으로 디지털 도메인에서 직교 변조된 것이다. 디지털 혼합기(330I, 330Q)는 신호 스펙트럼을
Figure 112006039185589-PCT00006
로부터 제로 주파수로 이동하는데 사용되며, 이에 따라 직교 사용자 디지털 신호들을 디지털 저역통과 필터에 의해 필터링한 후 복구할 수 있다.The architecture of the first sub-sampling receiver is shown in FIG. In FIG. 3, after the received RF signal is processed by the RF bandpass filter 220 and the LNA 221, the received RF signal is transmitted to the sampler and the holder 310.
Figure 112006039185589-PCT00004
Bandpass is sampled at a sampling frequency of where f c is the carrier frequency, B is the user signal bandwidth for modulating the carrier, and M is any natural number. In this way, the sampled signal is near zero frequency, i.e.
Figure 112006039185589-PCT00005
Has a higher order spectral component of the user signal. ADS 320 is used to convert the sampled signal into a digital signal. The converted digital signal is orthogonally modulated in the digital domain in the digital mixers 330I and 330Q. Digital mixers 330I, 330Q
Figure 112006039185589-PCT00006
It is used to shift from zero to zero frequency, so that quadrature user digital signals can be filtered and recovered by a digital lowpass filter.

이러한 서브 샘플링 수신기 아키텍쳐에서는, 아날로그 혼합기들 및 IF 필터들이 생략되어 있지만, 제 2 주파수 변환을 구현하여 신호 스펙트럼을 이동시켜 기저대역내로 복조하려면 2개의 디지털 혼합기가 필요하다. 게다가, 일반적으로 수신기에서의 에일리어스를 피하기 위해 매우 높은 (즉, 대역통과 신호의 대역폭의 2배보다 높은) 샘플링 주파수가 필요하다. GSM 모바일 폰과 같은 실제의 시스템에서는, 일반적으로 RF 대역통과 필터(220)를 통해 간섭을 완전히 제거하는 것은 매우 어렵고, 따라서 샘플링 회로의 입력 신호에는 흔히 광대역 간섭이 있다. 따라서, 실제 응용에서 선택되는 클록 신호는 흔히 이론값보다 높은 주파수를 갖고 있으며, 이것은 흔히 저 효율을 야기한다. 또한,

Figure 112006039185589-PCT00007
의 반송파 상에서 변조된 사용자 신호에 대하여 아날로그 대 디지털(AD) 변환이 필요하고, 이에 따라 AD 변환기는 고성능을 가져야 한다.In this subsampling receiver architecture, analog mixers and IF filters are omitted, but two digital mixers are required to implement a second frequency conversion to shift the signal spectrum and demodulate into baseband. In addition, in general, a very high sampling frequency (ie, more than twice the bandwidth of the bandpass signal) is needed to avoid aliasing at the receiver. In a practical system such as a GSM mobile phone, it is generally very difficult to completely eliminate the interference through the RF bandpass filter 220, so there is often wideband interference in the input signal of the sampling circuit. Thus, the clock signal selected in practical applications often has a higher frequency than the theoretical value, which often results in low efficiency. Also,
Figure 112006039185589-PCT00007
An analog-to-digital (AD) conversion is required for the user signal modulated on the carrier of, and therefore the AD converter must have high performance.

수신기 아키텍쳐를 더 간략화하는 것에 대해서는, 미국 특허출원 공개번호 US20020181614 A1에 도 4에 도시한 바와 같은 2개 경로 서브 샘플링 수신기 아키텍쳐가 개시되어 있다. 도 4를 참조하면, 수신 신호를 RF 대역통과 필터(220) 및 LNA(221)를 통과시킨 후, 이 수신 신호를 먼저 2개의 경로로 분리한 후, 각각

Figure 112006039185589-PCT00008
의 주파수로 샘플러 및 홀더(410I 및 410Q)에 의해 샘플링하며, 여기서 N은 자연수이고 주파수(fs)에서의 2개 경로의 클록 신호들 간에는 90도 위상 편이가 있다. 도 4에 도시한 바와 같은 아키텍쳐에서, 반송 주파수는 샘플링 주파수의 수 배이며, 이에 따라 사용자 신호의 n번째 차수 스펙트럼 성분이 샘플링 후 제로 주파수에서 존재한다. 제로 주파수에서의 기저대역 아날로그 신호를 저역통과 필터들을 통해 필터링할 수 있다. 그 후, 기저대역 아날로그 신호를 AD 변환한 후에 기저대역 디지털 신호를 얻을 수 있다.For further simplification of the receiver architecture, a two path sub-sampling receiver architecture as shown in FIG. 4 is disclosed in US Patent Application Publication No. US20020181614 A1. Referring to FIG. 4, after passing the received signal through the RF bandpass filter 220 and the LNA 221, the received signal is first divided into two paths, and then, respectively.
Figure 112006039185589-PCT00008
Is sampled by the sampler and holders 410I and 410Q at a frequency of N, where N is a natural number and there is a 90 degree phase shift between the clock signals in the two paths at frequency f s . In the architecture as shown in FIG. 4, the carrier frequency is several times the sampling frequency, so that the nth order spectral component of the user signal is present at zero frequency after sampling. Baseband analog signals at zero frequency can be filtered through lowpass filters. The baseband digital signal can then be obtained after AD conversion of the baseband analog signal.

이 2개 경로 서브 샘플링 방법에서는, 제 1 서브 샘플링 수신기에서의 디지털 혼합기의 처리를 생략하고 있으며 기저대역 신호를 직접 AD 변환할 수 있다. 그러나, 샘플링 주파수를 선택하면, N이 짝수인 경우, 2개 경로는 신호 샘플링 후 동일한 결과를 얻게 되고, 이에 따라 분리된 직교 사용자 신호들(I(t) 및 Q(t))을 얻을 수 없다. 게다가, 직교 사용자 신호들을 분리하는 방법은 그 특허 문헌에 충분히 개시되어 있지 않다.In this two-path subsampling method, the processing of the digital mixer in the first subsampling receiver is omitted, and the baseband signal can be directly AD converted. However, if the sampling frequency is selected, if N is even, the two paths will obtain the same result after signal sampling, and thus cannot obtain separate quadrature user signals I (t) and Q (t). . In addition, a method of separating orthogonal user signals is not fully disclosed in the patent literature.

상술한 수정한 수신기 아키텍쳐에서는, IF 필터와 같이 부피가 큰 장치들을 더 이상 사용하지 않지만, RF 신호가 먼저 기저대역 아날로그 신호로 변환되고 그 후 AD 변환되는 사상으로부터 여전히 벗어나 있다. 새로운 무선 통신 시스템에서는, 많은 통신 프로토콜 및 기술들을 지속적으로 갱신하며, 이에 따라 수신한 무선 신호를 기저대역 디지털 신호로 변환하기 위한 양호한 방법 및 장치가 필요하다.The modified receiver architecture described above no longer uses bulky devices such as IF filters, but still deviates from the idea that the RF signal is first converted to a baseband analog signal and then AD converted. In new wireless communication systems, there is a need for good methods and apparatus for constantly updating many communication protocols and technologies, and thus converting received wireless signals into baseband digital signals.

본 발명에 따르면, 광대역 ADC는 수신 안테나에 가능한 가까이 접근할 필요가 있으며, AD는 RF 신호를 직접 변환할 필요가 있고, 이에 따라 프로그래밍가능한 DSP (디지털 신호 처리) 장치에 의해 수신한 신호를 가능한 다양하게 처리해야 한다. DSP는 유연적이며, 비용이 덜 들고 집적하기 쉽고, 이에 따라 이 방법은 다중 통신 프로토콜들의 호환성을 실현할 수 있으며 기술적인 업그레이드를 쉽게 할 수 있다.According to the present invention, the wideband ADC needs to approach the receive antenna as close as possible, and the AD needs to convert the RF signal directly, thus varying the signal received by the programmable DSP (digital signal processing) device Should be handled. DSPs are flexible, inexpensive, and easy to integrate, which makes this method compatible with multiple communication protocols and facilitates technical upgrades.

따라서, 2개 경로 서브 샘플링 방법의 실행가능성에 기초하여, 본 발명은 RF 신호를 직접 AD 변환하는 수신기 아키텍쳐뿐만 아니라 필요로 하는 사용자 신호를 복구하는 특정한 방법도 제안하는 것에 중점을 둔다.Thus, based on the feasibility of the two-path subsampling method, the present invention focuses on proposing a specific method for recovering a user signal as well as a receiver architecture for directly AD converting an RF signal.

본 발명의 하나의 목적은 아날로그 혼합기 및 디지털 혼합기에 의존하지 않고서 RF 신호를 직접 AD 변환하는 간단한 대역통과 샘플링 수신기 아키텍쳐를 제공하는 것이다.One object of the present invention is to provide a simple bandpass sampling receiver architecture for direct AD conversion of RF signals without relying on analog and digital mixers.

본 발명의 다른 목적은 ADC 성능에 필요한 요구 사항을 가능한 줄이는 간단한 대역통과 샘플링 수신기 아키텍쳐, 및 직교 디지털 사용자 신호들을 복구하는 방법을 제공하는 것이다.Another object of the present invention is to provide a simple bandpass sampling receiver architecture that reduces the requirements for ADC performance as much as possible, and a method for recovering quadrature digital user signals.

RF 신호들을 수신하는 대역통과 샘플링 수신기는, 제 1 샘플링 클록 신호의 제어하에 RF 신호를 제 1 경로의 디지털 신호로 변환하는 제 1 ADC와, 제 2 샘플링 클록 신호의 제어하에 RF 신호를 제 2 경로의 디지털 신호로 변환하는 제 2 ADC와, 제 1 경로의 디지털 신호 및 제 2 경로의 디지털 신호에서 동상 신호 및 직교 신호를 분리하는 신호 분리 유닛을 포함하고, 여기서 제 1 샘플링 클록 신호 및 제 2 샘플링 클록 신호의 주파수는 RF 신호의 반송 주파수의 1/N이고, N은 자연수이다.A bandpass sampling receiver for receiving RF signals includes a first ADC for converting an RF signal into a digital signal in a first path under the control of a first sampling clock signal, and a second path for the RF signal under the control of a second sampling clock signal. And a signal separation unit for separating in-phase and quadrature signals from the digital signal of the first path and the digital signal of the second path, the second ADC converting to a digital signal of the first path; The frequency of the clock signal is 1 / N of the carrier frequency of the RF signal, and N is a natural number.

본 발명의 바람직한 실시예의 상세한 설명용으로 첨부 도면을 참조한다.Reference is made to the accompanying drawings for the detailed description of preferred embodiments of the invention.

도 1은 기저대역 사용자 신호의 주파수 스펙트럼을 도시하는 도면,1 illustrates the frequency spectrum of a baseband user signal;

도 2는 종래의 수퍼 헤테로다인 수신기의 아키텍쳐를 나타내는 블록도,2 is a block diagram showing the architecture of a conventional super heterodyne receiver;

도 3은 일반적인 서브 샘플링 수신기의 아키텍쳐를 나타내는 블록도,3 is a block diagram showing the architecture of a general subsampling receiver;

도 4는 일반적인 2개 경로 서브 샘플링 수신기의 아키텍쳐를 나타내는 블록도,4 is a block diagram showing the architecture of a typical two path subsampling receiver;

도 5는 사용자 신호가 변조된 후 RF 신호의 주파수 스펙트럼을 도시하는 도면,5 shows the frequency spectrum of the RF signal after the user signal is modulated;

도 6은

Figure 112006039185589-PCT00009
의 클록 신호로 샘플링된 후 RF 신호의 주파수 스펙트럼을 도 시하는 도면,6 is
Figure 112006039185589-PCT00009
Shows the frequency spectrum of an RF signal after being sampled with a clock signal of

도 7은 본 발명의 일실시예에 따라 대역통과 샘플링 수신기의 아키텍쳐를 나타내는 블록도,7 is a block diagram illustrating the architecture of a bandpass sampling receiver in accordance with one embodiment of the present invention;

도 8은 본 발명의 일실시예에 따라 직교 샘플링 클록 신호를 생성하는 장비의 구조를 도시하는 도면.8 illustrates the structure of equipment for generating an orthogonal sampling clock signal in accordance with an embodiment of the present invention.

본 발명의 특징을 명확히 나타내고자, 2개 경로 서브 샘플링 수신기 아키텍쳐의 이론적으로 가능성있는 조건들에 대하여 도 5 및 6을 참조하여 먼저 설명한 후, 도 7을 참조하여 본 발명의 일실시예에 따른 수신기 아키텍쳐 및 사용자 신호를 복구하는 방법을 상세히 설명한다.To clearly illustrate the features of the present invention, theoretically possible conditions of a two-path subsampling receiver architecture are first described with reference to FIGS. 5 and 6 and then with reference to FIG. 7 according to an embodiment of the present invention. The architecture and method of recovering the user signal are described in detail.

도 1에 도시한 바와 같은 B의 대역폭을 갖는 사용자 신호는

Figure 112006039185589-PCT00010
와 같은 2개의 직교 성분으로 표현할 수 있으며, fc의 반송 주파수를 갖고 사용자 신호로 직교 변조된 RF 신호는 아래의 수학식 1과 같이 표현할 수 있으며, 여기서
Figure 112006039185589-PCT00011
는 반송 주파수의 순환 주파수이며,
Figure 112006039185589-PCT00012
는 반송 주파수의 초기 위상이다.A user signal having a bandwidth of B as shown in FIG.
Figure 112006039185589-PCT00010
It can be represented by two orthogonal components, such as, and the RF signal orthogonally modulated into a user signal with a carrier frequency of f c can be expressed as Equation 1 below, where
Figure 112006039185589-PCT00011
Is the cyclic frequency of the carrier frequency,
Figure 112006039185589-PCT00012
Is the initial phase of the carrier frequency.

Figure 112006039185589-PCT00013
Figure 112006039185589-PCT00013

RF 신호의 스펙트럼 특징을 쉽게 분석하고자, 수학식 1에 일부 필요한 수식 변환을 행할 수 있으며, 이에 따라 S(t)는 각각 중심 주파수(fc, -fc)를 갖는 2개의 대역통과 성분(S'(t), S"(t))으로서 더 표현될 수 있다.In order to easily analyze the spectral characteristics of the RF signal, some necessary mathematical transformations can be made in Equation 1, whereby S (t) has two bandpass components (S) each having a center frequency (f c , -f c ). '(t), S " (t)).

Figure 112006039185589-PCT00014
Figure 112006039185589-PCT00014

Figure 112006039185589-PCT00015
Figure 112006039185589-PCT00015

이것의 스펙트럼 특징은 도 5에 도시되어 있다. 동 도에서 알 수 있듯이, 수학식 2 및 3에서의 S'(t) 및 S"(t)는 진폭 및 주파수에 있어서 서로 다르지만, 동일한 대역폭을 갖는다.Its spectral characteristics are shown in FIG. As can be seen from the figure, S '(t) and S "(t) in Equations 2 and 3 are different in amplitude and frequency but have the same bandwidth.

에일리어스를 피하기 위해 RF 신호를 대역통과 샘플링할 때,

Figure 112006039185589-PCT00016
와 같은 주파수를 갖는 클록 신호를 선택할 수 있다. 샘플링된 신호 스펙트럼은 도 6에 표시한 바와 같이 스펙트럼 도메인에서의 사이클로서 샘플링 주파수(fs)를 갖는 (도 5에 도시한 바와 같이) 주기적으로 연속되는 원래의 RF 신호와 동일하다. 반송 주파수는 샘플링 주파수의 N배이며, 스펙트럼이 주기적으로 연속될 때 고 차수 스펙트럼 성분들(즉, S'(t) 및 S"(t))의 중첩이 샘플링 주파수의 수배의 주파수에서 발생하는 것을 도 6으로부터 알 수 있다. 따라서, 제로 주파수에서 B의 대역폭을 갖는 중첩된 스펙트럼 성분이 존재한다. 제로 주파수로 집중된 신호(즉, 이 신호의 반송 주파수가 제로임)의 시간 도메인은 수학식 2 및 3으로 계산할 수 있으며, 즉,
Figure 112006039185589-PCT00017
이다. 명백하게, 에일리어스로 인해, 제로 반송 주파수를 갖는 신호는 실제로 직교 사용자 신호들(I(t), Q(t))의 선형 조합이다. 따라서, 단 지 저역통과 필터로부터 필터링된 신호를 이용하는 것으로는 분리된 직교 사용자 신호들(I(t), Q(t))을 복구할 가능성이 거의 없다.When bandpass sampling an RF signal to avoid aliases,
Figure 112006039185589-PCT00016
It is possible to select a clock signal having the same frequency as. The sampled signal spectrum is identical to the original RF signal which is periodically continuous (as shown in FIG. 5) with the sampling frequency f s as a cycle in the spectral domain as shown in FIG. 6. The carrier frequency is N times the sampling frequency, and when the spectrum is periodically contiguous, the superposition of high order spectral components (i.e., S '(t) and S "(t)) occurs at a frequency several times the sampling frequency. As can be seen from Fig. 6. Thus, there is an overlapping spectral component with a bandwidth of B at zero frequency The time domain of the signal centered at zero frequency (i.e. the carrier frequency of this signal is zero) is represented by Can be calculated as 3, i.e.
Figure 112006039185589-PCT00017
to be. Clearly, due to aliasing, the signal with zero carrier frequency is actually a linear combination of orthogonal user signals I (t), Q (t). Therefore, using only the filtered signal from the lowpass filter is unlikely to recover the separated quadrature user signals I (t) and Q (t).

따라서, 동일한 주파수를 갖지만 위상이 상이한 2개의 클록 신호를 이용한 후 2개의 상이한 직교 사용자 신호들의 선형 조합을 얻음으로써 RF 신호를 샘플링하는데 있어서 2개 경로 대역통과 샘플링이 필요하고, 이에 따라 분리 절차를 통해 사용자 신호의 I(t) 및 Q(t)를 얻을 수 있다. 또한, 샘플링후에 제로 주파수에서 신호 스펙트럼이 존재하고, 이에 따라 ADC를 이용하여 샘플링된 신호를 디지털 신호로 변환할 수 있다.Thus, two path bandpass sampling is required for sampling the RF signal by using two clock signals having the same frequency but different phases and then obtaining a linear combination of two different orthogonal user signals, thus providing a separation procedure. I (t) and Q (t) of the user signal can be obtained. In addition, there is a signal spectrum at zero frequency after sampling, thereby converting the sampled signal to a digital signal using an ADC.

상술한 사상에 기초하여, 본 발명이 제안하는 대역통과 샘플링 수신기의 아키텍쳐를 도 7에 도시하고 있다. 도 7를 참조하면, 안테나에서 수신한 RF 신호를 대역통과 필터(220)에 의해 필터링하고 LNA(221)에 의해 증폭하며, 2개 경로로 분리한 후, ADC(710, 711)에 의해 각각 AD 변환한다. 2개 ADC의 샘플링 클록 주파수는 RF 신호의 반송 주파수의 1/N이만, 2개 ADC의 샘플링 클록(CLK1, CLK2) 간에 고정된 상대적 지연(τ)이 존재한다. 상대적 지연(τ)을 도입하는 목적은, 2개 경로에서의 샘플링 순간이 2개의 상이한 반송 위상에 대응하며, 이에 따라 AD 변환후 2개의 상이한 디지털 시퀀스를 얻을 수 있기 때문이다. 상대적 지연(τ)은 그 기간(τ)동안 동상 성분(I(t)) 및 직교 성분(Q(t))이 거의 일정하도록 B의 역수보다 충분히 작을 필요가 있다(즉,

Figure 112006039185589-PCT00018
). 2개의 AD 변환된 디지털 시퀀스가 디지털 저역통과 필터(720) 및 디지털 저역통과 필터(721)에 의해 각각 필터링된 후, 샘플링 된 디지털 시퀀스의 제로 주파수 성분 (또는, 기저대역 디지털 신호)를 얻을 수 있다. 마지막으로, 2개 경로의 기저대역 디지털 신호들을 I/Q 분리기(730)에 필요한 디지털 신호 처리용으로 송신하며, 이에 따라 그 2개의 직교 성분들을 분리하여 후속하는 DSP 모듈(740)에 송신하고, 복조, 디코딩 등과 같은 추가 처리를 통해 원하는 사용자 신호를 복구할 수 있다.Based on the above idea, the architecture of the bandpass sampling receiver proposed by the present invention is shown in FIG. Referring to FIG. 7, the RF signal received from the antenna is filtered by the bandpass filter 220, amplified by the LNA 221, separated into two paths, and then, respectively, by the ADCs 710 and 711. Convert. The sampling clock frequency of the two ADCs is only 1 / N of the carrier frequency of the RF signal, and there is a fixed relative delay? Between the sampling clocks CLK1 and CLK2 of the two ADCs. The purpose of introducing the relative delay τ is that the instants of sampling in the two paths correspond to two different carrier phases, thereby obtaining two different digital sequences after AD conversion. The relative delay τ needs to be sufficiently smaller than the inverse of B so that the in-phase component I (t) and the orthogonal component Q (t) are nearly constant during the period τ (ie
Figure 112006039185589-PCT00018
). After the two AD converted digital sequences are respectively filtered by the digital lowpass filter 720 and the digital lowpass filter 721, zero frequency components (or baseband digital signals) of the sampled digital sequence can be obtained. . Finally, two path baseband digital signals are transmitted for the digital signal processing required for the I / Q separator 730, thus separating the two orthogonal components and transmitting them to the subsequent DSP module 740, Further processing, such as demodulation, decoding, etc., may recover the desired user signal.

도 7에 도시한 바와 같은 아키텍쳐에 따라, 2개 ADC의 샘플링 클록들(CLK1, CLK2) 간에 상대적 지연(τ)이 존재할 때, 디지털 저역통과 필터(720) 및 디지털 저역통과 필터(721)에 의해 각각 필터링한 2개의 샘플링된 기저대역 디지털 신호들을 아래와 같이 표현할 수 있다.According to the architecture as shown in FIG. 7, when there is a relative delay? Between the sampling clocks CLK1 and CLK2 of the two ADCs, the digital lowpass filter 720 and the digital lowpass filter 721 are used. The two sampled baseband digital signals, each filtered, can be expressed as follows.

Figure 112006039185589-PCT00019
Figure 112006039185589-PCT00019

Figure 112006039185589-PCT00020
Figure 112006039185589-PCT00020

여기서,

Figure 112006039185589-PCT00021
및
Figure 112006039185589-PCT00022
는 샘플링 클록들(CLK1, CLK2)의 2개 경로에 대한 반송파의 초기 위상들이며,
Figure 112006039185589-PCT00023
이고, S1(t) 및 S2(t)는 각각 디지털 저역통과 필터들(720, 721)의 출력 신호들을 가리킨다.here,
Figure 112006039185589-PCT00021
And
Figure 112006039185589-PCT00022
Are the initial phases of the carrier for the two paths of sampling clocks CLK1 and CLK2,
Figure 112006039185589-PCT00023
And S 1 (t) and S 2 (t) indicate the output signals of the digital low pass filters 720 and 721, respectively.

한편, CLK1 및 CLK2 간의 위상 편이가 90도이면, 즉,

Figure 112006039185589-PCT00024
및
Figure 112006039185589-PCT00025
이면,
Figure 112006039185589-PCT00026
이다. N이 짝수이면, 수학식 4 및 5에서
Figure 112006039185589-PCT00027
이고, 따라서, 수학식 4 및 5는 간략화된 후 동일할 것이며, 이에 따라 원하는 사용자 신호를 복구할 수 없다.On the other hand, if the phase shift between CLK1 and CLK2 is 90 degrees, that is,
Figure 112006039185589-PCT00024
And
Figure 112006039185589-PCT00025
If,
Figure 112006039185589-PCT00026
to be. If N is even, in equations (4) and (5)
Figure 112006039185589-PCT00027
Therefore, equations (4) and (5) will be the same after being simplified and thus cannot recover the desired user signal.

이러한 분석에 의하면,

Figure 112006039185589-PCT00028
일 때에만, 2개 경로 대역통과 샘플링 방법에 의해 사용자 신호를 복구할 수 있으며, 여기서 n은 정수이다. 따라서,
Figure 112006039185589-PCT00029
은 2개 경로 대역통과 샘플링 방법을 충족하기 위한 필수 조건이다.According to this analysis,
Figure 112006039185589-PCT00028
Only, the user signal can be recovered by a two path bandpass sampling method, where n is an integer. therefore,
Figure 112006039185589-PCT00029
Is a prerequisite to satisfy the two path bandpass sampling method.

Figure 112006039185589-PCT00030
즉,
Figure 112006039185589-PCT00031
일 때, 수학식 4 및 5의 수식 연산들에 의해, I(t) 및 Q(t)를 각각 디지털 저역통과 필터들(720, 721)의 출력 신호들(S1(t) 및 S2(t))의 선형 조합으로 표현할 수 있다.
Figure 112006039185589-PCT00030
In other words,
Figure 112006039185589-PCT00031
When, by the mathematical operations of equations (4) and (5), I (t) and Q (t) are output signals S 1 (t) and S 2 (of the digital lowpass filters 720 and 721, respectively). It can be expressed as a linear combination of t)).

Figure 112006039185589-PCT00032
Figure 112006039185589-PCT00032

Figure 112006039185589-PCT00033
Figure 112006039185589-PCT00033

수학식 6 및 7로부터, CLK1 및 CLK2에 관한 I(t) 및 Q(t)는 반송파의 초기 위상들(

Figure 112006039185589-PCT00034
,
Figure 112006039185589-PCT00035
), 및 저역통과 필터링 후에 얻어진 2개의 기저대역 디지털 시퀀스 신호들(S1(t) 및 S2(t))에만 관련되어 있음을 알 수 있다. 상대적 초기 위상들(
Figure 112006039185589-PCT00036
,
Figure 112006039185589-PCT00037
)만이 미정이므로, I/Q 분리기(730)는 초기 위상 계산 모듈을 여전히 필요로 한다. 셀 탐색 절차 후에, 송신측에서의 송신기에 의해 송신되는 미드앰블(midamble) 신호 및 파일럿 신호는 수신측에서의 수신기용으로 알려져 신호로 된 다. 따라서, 초기 위상 계산 모듈은 미드앰블 또는 파일럿 신호를 이용함으로써 반송파의 초기 위상들(
Figure 112006039185589-PCT00038
,
Figure 112006039185589-PCT00039
)을 계산할 수 있다.From Equations 6 and 7, I (t) and Q (t) for CLK 1 and CLK 2 are the initial phases of the carrier (
Figure 112006039185589-PCT00034
,
Figure 112006039185589-PCT00035
, And only two baseband digital sequence signals S 1 (t) and S 2 (t) obtained after lowpass filtering. Relative initial phases (
Figure 112006039185589-PCT00036
,
Figure 112006039185589-PCT00037
Since only I / Q separator 730 still needs an initial phase calculation module. After the cell search procedure, the midamble signal and the pilot signal transmitted by the transmitter at the transmitting side become signals known for the receiver at the receiving side. Thus, the initial phase calculation module uses the midamble or pilot signal to determine the initial phases of the carrier (
Figure 112006039185589-PCT00038
,
Figure 112006039185589-PCT00039
) Can be calculated.

특히, 수신된 미드앰블 신호 또는 파일럿 신호의 I(t) 및 Q(t)는 I0(t) 및 Q0(t)이고, 수신된 미드앰블 신호 또는 파일럿 신호가 디지털 저역통과 필터들(720, 721)에 의해 필터링된 후, 출력 신호는 S10(t) 및 S20(t)라고 가정한다. 따라서, 수학식 4 및 5로부터, 아래와 같은 수학식을 얻을 수 있다.In particular, I (t) and Q (t) of the received midamble signal or pilot signal are I 0 (t) and Q 0 (t), and the received midamble signal or pilot signal is digital lowpass filters 720. After filtering by 721, assume that the output signals are S 10 (t) and S 20 (t). Therefore, the following equations can be obtained from equations (4) and (5).

Figure 112006039185589-PCT00040
Figure 112006039185589-PCT00040

Figure 112006039185589-PCT00041
Figure 112006039185589-PCT00041

이에 따라, 수학식 8 및 9로부터

Figure 112006039185589-PCT00042
및
Figure 112006039185589-PCT00043
를 아래와 같이 계산할 수 있다.Accordingly, from Equations 8 and 9
Figure 112006039185589-PCT00042
And
Figure 112006039185589-PCT00043
Can be calculated as

Figure 112006039185589-PCT00044
Figure 112006039185589-PCT00044

Figure 112006039185589-PCT00045
Figure 112006039185589-PCT00045

초기 위상 계산 모듈이

Figure 112006039185589-PCT00046
및
Figure 112006039185589-PCT00047
를 결정한 후, I/Q 분리기(730)는 수학식 6 및 7로부터 수신한 S10(t) 및 S20(t)를 처리하여 원하는 사용자 신호의 I(t) 및 Q(t) 를 얻을 수 있다. I/Q 분리기(730)는 ADC 뒤에 배치되며, 이에 따라 처리된 신호가 디지털 시퀀스이다. 수학식에 대한 설명의 편의상, 신호를 f(t)의 형태로 계속 표현한다.The initial phase calculation module
Figure 112006039185589-PCT00046
And
Figure 112006039185589-PCT00047
After determining the, I / Q separator 730 may process S 10 (t) and S 20 (t) received from Equations 6 and 7 to obtain I (t) and Q (t) of the desired user signal. have. I / Q separator 730 is placed behind the ADC so that the processed signal is a digital sequence. For convenience of explanation of the equation, the signal is continuously expressed in the form of f (t).

대역통과 샘플링 수신기의 원리를 도 7을 참조하여 분석한다. 실제 응용에 있어서, 본 발명이 제안하는 대역통과 샘플링 수신기는 다음과 같이 동작한다. 먼저, 반송 주파수(fc) 및 수신한 RF 신호의 사용자 신호 대역폭(B)에 따라 의 샘플링 클록 주파수를 결정하고(

Figure 112006039185589-PCT00048
), 그 후, 2개 경로 대역통과 샘플링의 필요한 조건(
Figure 112006039185589-PCT00049
)에 따라 2개의 ADC의 샘플링 클록들 간의 상대적 지연(τ)을 결정하며, 그 후, 수신기는 송신기로부터 파일럿 신호 또는 미드앰블 신호를 수신하고, 수학식 10 및 11에 따라 Q 분리기(730)의 초기 위상 계산 유닛에서 반송파의 상대 초기 위상들을 결정하며, 반송파의 상대 초기 위상들을 결정한 후, 수신기는 수학식 6 및 7에 따라 I/Q 분리기(730)에서 수신한 신호를 처리하고 상술한 단계들에서 계산된 파라미터들을 이용함으로써, 원하는 사용자 신호의 2개의 직교 디지털 성분을 얻으며, 이 성분들을 추가 분석을 위해 후속하는 DSP 유닛(740)에 송신한다.The principle of the bandpass sampling receiver is analyzed with reference to FIG. In practical application, the bandpass sampling receiver proposed by the present invention operates as follows. First, determine the sampling clock frequency of according to the carrier frequency (f c ) and the user signal bandwidth (B) of the received RF signal (
Figure 112006039185589-PCT00048
), And then the necessary conditions for two-path bandpass sampling (
Figure 112006039185589-PCT00049
Determine the relative delay τ between the sampling clocks of the two ADCs, and then the receiver receives a pilot signal or a midamble signal from the transmitter, and the < RTI ID = 0.0 > Q < / RTI > After determining the relative initial phases of the carrier in the initial phase calculation unit and determining the relative initial phases of the carrier, the receiver processes the signal received at the I / Q separator 730 according to equations (6) and (7) and the steps described above. By using the parameters computed at, two quadrature digital components of the desired user signal are obtained and transmitted to the subsequent DSP unit 740 for further analysis.

본 발명의 바람직한 실시예에서, I/Q 분리 절차를 더 간략화하기 위해, 2개 경로의 클록 신호들(CLK1, CLK2) 간의 상대적 지연(τ)을 추가로 제한하여

Figure 112006039185589-PCT00050
식을 만족할 수 있다.In a preferred embodiment of the present invention, in order to further simplify the I / Q separation procedure, by further limiting the relative delay? Between two path clock signals CLK 1 , CLK 2 ,
Figure 112006039185589-PCT00050
The expression can be satisfied.

클록 신호들(CLK1, CLK2)의 상대적 지연(τ)의 보장은,

Figure 112006039185589-PCT00051
,
Figure 112006039185589-PCT00052
라고 가정하면
Figure 112006039185589-PCT00053
조건을 만족할 수 있고, 여기서 T는 반송파 사이클이고, 도 8에 나타낸 바와 같은 방법으로 2개의 샘플링 클록 신호들을 쉽게 생성할 수 있다. 도 8에 나타낸 바와 같이, 먼저, LO(801)는 수신 신호의 반송 주파수의 2배인 주파수를 갖는 신호를 생성한다. 이 신호는, 1/2 분배기(802)에 의해 신호의 반송 주파수와 동일한 주파수를 갖는 2개 경로의 직교 클록 신호들로 분배하고, 이에 따라 반송 주파수(ωc)하에서 위상 편이가
Figure 112006039185589-PCT00054
임을 보장할 수 있다. 마지막으로, 2개의 1/N 분배기(803, 804)는 2개 경로의 직교 신호들의 주파수를 샘플링 클록 주파수의 1/N로 감소하여, 원하는 샘플링 클록들(CLK1, CLK2)을 얻을 수 있고, 여기서 1/2 분배기(802)는 CLK1 및 CLK2간의 상대적 지연(τ)이 변경되지 않는 것을 보장하도록 요구된다.The guarantee of the relative delay τ of the clock signals CLK 1 , CLK 2 is
Figure 112006039185589-PCT00051
,
Figure 112006039185589-PCT00052
Assuming
Figure 112006039185589-PCT00053
The condition can be met, where T is the carrier cycle, and two sampling clock signals can be easily generated in a manner as shown in FIG. As shown in FIG. 8, first, the LO 801 generates a signal having a frequency that is twice the carrier frequency of the received signal. This signal is distributed by the 1/2 divider 802 into two paths of orthogonal clock signals having the same frequency as the carrier frequency of the signal, thus shifting the phase shift under the carrier frequency ω c .
Figure 112006039185589-PCT00054
Can be guaranteed. Finally, the two 1 / N dividers 803 and 804 can reduce the frequency of the orthogonal signals of the two paths to 1 / N of the sampling clock frequency to obtain the desired sampling clocks CLK 1 and CLK 2 . , Where 1/2 divider 802 is required to ensure that the relative delay τ between CLK 1 and CLK 2 does not change.

조건(

Figure 112006039185589-PCT00055
)을 만족하는 2개 경로의 클록 신호들로 RF 신호를 샘플링한 후, 수학식 6 및 7을 더 간략화할 수 있다.Condition(
Figure 112006039185589-PCT00055
After sampling the RF signal with two paths of clock signals satisfying < RTI ID = 0.0 >), Equations 6 and 7 can be further simplified.

Figure 112006039185589-PCT00056
일 때,
Figure 112006039185589-PCT00056
when,

Figure 112006039185589-PCT00057
Figure 112006039185589-PCT00057

Figure 112006039185589-PCT00058
Figure 112006039185589-PCT00058

Figure 112006039185589-PCT00059
Figure 112006039185589-PCT00059

일 때,

Figure 112006039185589-PCT00060
when,
Figure 112006039185589-PCT00060

Figure 112006039185589-PCT00061
Figure 112006039185589-PCT00061

Figure 112006039185589-PCT00062
Figure 112006039185589-PCT00062

Figure 112006039185589-PCT00063
Figure 112006039185589-PCT00063

수학식 12 내지 17에 따르면, I(t) 및 Q(t)는 CLK1에 대한 RF 반송파의 초기 위상(

Figure 112006039185589-PCT00064
) 및 2개의 저역통과 필터링된 기저대역 디지털 시퀀스 신호들(S1, S2)에만 관련되고, 여기서
Figure 112006039185589-PCT00065
만이 미정이다. 따라서, I/Q 분리기(730)의 초기 위상 계산 유닛은 수학식 10에 따라 알려져 있는 미드앰블 신호 또는 파일럿 신호의 이점을 활용함으로써 반송파의 상대적 초기 위상(
Figure 112006039185589-PCT00066
)을 계산할 수 있다.According to equations 12 to 17, I (t) and Q (t) are the initial phases of the RF carrier for CLK 1 (
Figure 112006039185589-PCT00064
) And two lowpass filtered baseband digital sequence signals (S 1 , S 2 ), where
Figure 112006039185589-PCT00065
Only it is undecided. Accordingly, the initial phase calculation unit of the I / Q separator 730 utilizes the advantages of the known midamble signal or pilot signal according to Equation 10 to obtain the relative initial phase of the carrier (
Figure 112006039185589-PCT00066
) Can be calculated.

Figure 112006039185589-PCT00067
Figure 112006039185589-PCT00067

초기 위상 계산 유닛에서,

Figure 112006039185589-PCT00068
를 계산한 후, I/Q 분리기(730)는 수학식 12 및 13에 따라 또는 수학식 15 및 16에 따라 수신한 S1(t) 및 S2(t)를 처리하여 사용 자 신호의 I(t) 및 Q(t)를 계산할 수 있다.In the initial phase calculation unit,
Figure 112006039185589-PCT00068
After calculating, the I / Q separator 730 processes the received S 1 (t) and S 2 (t) according to Equations 12 and 13 or according to Equations 15 and 16 to obtain the I (Q) of the user signal. t) and Q (t) can be calculated.

수학식 14 및 17에 따르면, 사용자 신호의 I(t) 및 Q(t)는 샘플링된 시퀀스를 소정의 위상(

Figure 112006039185589-PCT00069
)으로 회전함으로써 얻을 수 있다. 이 샘플링 방법은 사실상 직교 반송 신호를 이용하여 수신 신호를 직교 변조하는 방법과 등가이고, 이것이 바로 이 샘블링 방법을 직교 대역통과 샘플링이라 칭하는 이유이다.According to equations (14) and (17), I (t) and Q (t) of the user signal represent a sampled phase with a predetermined phase (
Figure 112006039185589-PCT00069
Can be obtained by rotating This sampling method is in fact equivalent to a method of orthogonally modulating a received signal using an orthogonal carrier signal, which is why this sampling method is called orthogonal bandpass sampling.

상술한 바람직한 실시예의 I/A 분리 절차에 있어서, 2개의 클록 신호가

Figure 112006039185589-PCT00070
와 같은 특정 위상 관계로 반송파와 동기화되면, I/Q 분리 절차를 더 간략화할 수 있으며, 샘플링된 시퀀스들로부터 직교 사용자 신호들을 직접 얻을 수 있다. 그러나, 다른 상황에서는, 직교 사용자 신호들 및 디지털 필터의 출력 신호 간에 부호 변경이 아래와 같이 있을 수 있다.In the I / A separation procedure of the preferred embodiment described above, two clock signals
Figure 112006039185589-PCT00070
Synchronization with the carrier in a specific phase relationship, such as, can further simplify the I / Q separation procedure and obtain orthogonal user signals directly from the sampled sequences. However, in other situations, the sign change between orthogonal user signals and the output signal of the digital filter may be as follows.

Figure 112006039185589-PCT00071
및
Figure 112006039185589-PCT00072
일 때,
Figure 112006039185589-PCT00071
And
Figure 112006039185589-PCT00072
when,

Figure 112006039185589-PCT00073
Figure 112006039185589-PCT00073

Figure 112006039185589-PCT00074
Figure 112006039185589-PCT00074

Figure 112006039185589-PCT00075
및
Figure 112006039185589-PCT00076
일 때,
Figure 112006039185589-PCT00075
And
Figure 112006039185589-PCT00076
when,

Figure 112006039185589-PCT00077
Figure 112006039185589-PCT00077

Figure 112006039185589-PCT00078
Figure 112006039185589-PCT00078

Figure 112006039185589-PCT00079
및
Figure 112006039185589-PCT00080
일 때,
Figure 112006039185589-PCT00079
And
Figure 112006039185589-PCT00080
when,

Figure 112006039185589-PCT00081
Figure 112006039185589-PCT00081

Figure 112006039185589-PCT00082
Figure 112006039185589-PCT00082

Figure 112006039185589-PCT00083
및
Figure 112006039185589-PCT00084
일 때,
Figure 112006039185589-PCT00083
And
Figure 112006039185589-PCT00084
when,

Figure 112006039185589-PCT00085
Figure 112006039185589-PCT00085

Figure 112006039185589-PCT00086
Figure 112006039185589-PCT00086

초기 위상 결정 유닛에 의해

Figure 112006039185589-PCT00087
을 계산할 때, I/Q 분리기(730)는 상이한 조건들 하에 수학식 19 내지 26에 따라 사용자 신호를 복구할 수 있다. 즉, 2개 경로의 기저대역 디지털 신호들을 복소 신호의 실수부 및 허수부로서 이용하고, 복소 신호의 위상을 90도 곱하기 n만큼 회전한 후 그 복소 신호의 실수부 및 허수부를 대응하는 분리된 동상 신호 및 직교 신호로 각각 취하여, I/Q 분리 절차를 간략화한다.By initial phase determination unit
Figure 112006039185589-PCT00087
In computing the I / Q separator 730 may recover the user signal according to Equations 19-26 under different conditions. That is, using two-path baseband digital signals as the real part and the imaginary part of a complex signal, rotating the phase of the complex signal by 90 degrees n, and then separating the in-phase corresponding to the real part and the imaginary part of the complex signal. Taken as a signal and an orthogonal signal, respectively, to simplify the I / Q separation procedure.

상술한 I/Q 분리기 및 그 내부의 초기 위상 계산 유닛은 소프트웨어로 구현될 수 있으며, 또는 특정한 하드웨어로 구현되어 수학식에서의 알고리즘을 구현할 수 있으며, 또는 이들의 조합으로 구현될 수 있다.The above-described I / Q separator and the initial phase calculation unit therein may be implemented in software, or may be implemented in specific hardware to implement an algorithm in the equation, or a combination thereof.

본 발명의 이점Advantage of the present invention

상술한 바와 같이, 본 발명에서 제안하는 바와 같은 대역통과 샘플링 수신기에 대하여, RF 신호를 대역통과 샘플링 방법으로 AD 변환함으로써 기저대역 신호를 얻을 수 있고, 이에 따라 일반적으로 부피가 크며 전력 소모되고 집적하기 어려운 아날로그 혼합기 및 IF 필터를 생략하게 되며, 이것은 수신기 아키텍쳐를 상당히 간략화하며, 종래의 수신기에서의 비선형 효과, 이미지 주파수 간섭, DC 오프셋 및 혼합기 간섭과 같은 문제점을 피하게 된다. 대역통과 샘플링 기술에 의해, 샘플링 주파수를 반송 주파수보다 상당히 낮게 할 수 있고, 이에 따라 ADC의 성능에 필요한 요구 사항을 줄일 수 있다. 또한, 본 발명은 종래 기술에서의 2개 경로 샘플링 방법들의 결점을 극복하고, 조건(

Figure 112006039185589-PCT00088
)을 만족하도록 2개의 샘플링 클록 신호들 간에 지연(τ)을 설정함으로써 본 발명이 제안하는 수신기 아키텍쳐를 다양한 상황에 적용할 수 있다. 게다가, I/Q 분리용 계산 절차를 간략화할 수 있을 때, 특히, 샘플링 클록 신호들을 반송 신호들과 위상 동기화할 때 그리고
Figure 112006039185589-PCT00089
일 때, 샘플링된 신호로부터 사용자 신호의 직교 성분을 직접 얻을 수 있고, 이것은 I/Q 분리용 계산 절차를 더 간략화할 수 있다. I/Q 분리의 상세한 설명은 본 발명에도 기재되어 있으며, 이것은 실제로 적용할 본 발명의 수신기를 실제로 적용시에 큰 도움이 된다.As described above, for the bandpass sampling receiver as proposed in the present invention, a baseband signal can be obtained by AD conversion of the RF signal to the bandpass sampling method, and thus, generally bulky, power consumption, and integration It will omit difficult analog mixers and IF filters, which greatly simplifies the receiver architecture and avoids problems such as nonlinear effects, image frequency interference, DC offset and mixer interference in conventional receivers. Bandpass sampling technology allows the sampling frequency to be significantly lower than the carrier frequency, thus reducing the requirements for ADC performance. In addition, the present invention overcomes the shortcomings of the two path sampling methods in the prior art,
Figure 112006039185589-PCT00088
By setting the delay τ between two sampling clock signals to satisfy the present invention, the receiver architecture proposed by the present invention can be applied to various situations. In addition, when the calculation procedure for I / Q separation can be simplified, in particular, when phase-locking the sampling clock signals with the carrier signals and
Figure 112006039185589-PCT00089
In this case, the orthogonal component of the user signal can be directly obtained from the sampled signal, which can further simplify the calculation procedure for I / Q separation. A detailed description of I / Q separation is also described in the present invention, which is of great help in the practical application of the receiver of the present invention to be applied in practice.

청구범위에 의해 한정되는 본 발명의 사상 및 범위로부터 벗어나지 않고서 본 발명에서 제안하고 있는 바와 같은 대역통과 샘플링 수신기를 상당히 수정할 수 있다는 것은 당업자라면 이해할 수 있다.It will be understood by those skilled in the art that the bandpass sampling receiver as proposed in the present invention can be modified significantly without departing from the spirit and scope of the present invention as defined by the claims.

Claims (18)

RF 신호들을 수신하는 대역통과 샘플링 수신기로서,A bandpass sampling receiver for receiving RF signals, 제 1 샘플링 클록 신호의 제어하에 RF 신호를 제 1 경로의 디지털 신호로 변환하는 제 1 ADC와,A first ADC for converting an RF signal into a digital signal in a first path under the control of a first sampling clock signal; 제 2 샘플링 클록 신호의 제어하에 RF 신호를 제 2 경로의 디지털 신호로 변환하는 제 2 ADC와,A second ADC for converting an RF signal into a digital signal in a second path under the control of a second sampling clock signal; 상기 제 1 경로의 디지털 신호 및 상기 제 2 경로의 디지털 신호에서 동상 신호 및 직교 신호를 분리하는 신호 분리 유닛A signal separation unit for separating in-phase and quadrature signals from the digital signal of the first path and the digital signal of the second path 을 포함하고,Including, 상기 제 1 샘플링 클록 신호 및 상기 제 2 샘플링 클록 신호의 주파수는 상기 RF 신호의 주파수의 1/N이며, 여기서 N은 자연수인 대역통과 샘플링 수신기.And a frequency of the first sampling clock signal and the second sampling clock signal is 1 / N of the frequency of the RF signal, where N is a natural number. 제 1 항에 있어서,The method of claim 1, 상기 제 1 샘플링 클록 신호 및 상기 제 2 샘플링 클록 신호 간에 상대적 지연(τ)이 존재하고, There is a relative delay? Between the first sampling clock signal and the second sampling clock signal, 상기 상대적 지연(τ)은
Figure 112006039185589-PCT00090
조건을 충족하며, 여기서 ωc는 상기 RF 신호의 순환 주파수이고 n은 자연수인 대역통과 샘플링 수신기.The relative delay τ is
Figure 112006039185589-PCT00090
A bandpass sampling receiver in which ω c is a cyclic frequency of the RF signal and n is a natural number. 제 2 항에 있어서,The method of claim 2, 상기 제 1 경로의 디지털 신호를 수신하고 제 1 경로의 디지털 필터링된 기저대역 디지털 신호를 상기 신호 분리 유닛에 출력하는 제 1 저역통과 필터와,A first lowpass filter for receiving the digital signal of the first path and outputting the digitally filtered baseband digital signal of the first path to the signal separation unit; 상기 제 2 경로의 디지털 신호를 수신하고 제 2 경로의 디지털 필터링된 기저대역 디지털 신호를 상기 신호 분리 유닛에 출력하는 제 2 저역통과 필터A second lowpass filter for receiving the digital signal of the second path and outputting the digitally filtered baseband digital signal of the second path to the signal separation unit 를 더 포함하는 대역통과 샘플링 수신기.Bandpass sampling receiver further comprising. 제 3 항에 있어서,The method of claim 3, wherein 상기 신호 분리 유닛은,The signal separation unit, 송신기로부터 송신된 알려져 있는 신호에 따라, 상기 제 1 샘플링 클록 신호 및 상기 제 2 샘플링 클록 신호에 대하여 각각 상기 RF 신호들의 초기 위상들을 계산하는 초기 위상 계산 유닛과,An initial phase calculation unit for calculating initial phases of the RF signals for the first sampling clock signal and the second sampling clock signal, respectively, according to a known signal transmitted from a transmitter; 상기 초기 위상들에 따라, 상기 제 1 경로의 디지털 신호 및 상기 제 2 경로의 디지털 신호에서 상기 동상 신호 및 직교 신호를 분리하는 I/Q 신호 분리 유닛An I / Q signal separation unit for separating the in-phase signal and the quadrature signal from the digital signal of the first path and the digital signal of the second path according to the initial phases 을 포함하는 대역통과 샘플링 수신기.Bandpass sampling receiver comprising a. 제 4 항에 있어서,The method of claim 4, wherein 상기 알려져 있는 신호는 파일럿 신호 및 미드앰블 신호중 하나일 수 있는 대역통과 샘플링 수신기.And said known signal can be one of a pilot signal and a midamble signal. 제 5 항에 있어서,The method of claim 5, 상기 초기 위상 계산 유닛은 아래의 공식에 따라 초기 위상을 계산하며,The initial phase calculation unit calculates an initial phase according to the following formula,
Figure 112006039185589-PCT00091
Figure 112006039185589-PCT00091
 여기서,
Figure 112006039185589-PCT00092
는 상기 제 1 샘플링 클록 신호에 대한 상기 RF 신호의 초기 위상이고,
Figure 112006039185589-PCT00093
는 상기 제 2 샘플링 클록 신호에 대한 상기 RF 신호의 초기 위상이며, S10(t)는 상기 알려져 있는 신호가 상기 제 1 저역통과 필터에 의해 필터링된 후의 출력 신호이고, S20(t)는 상기 알려져 있는 신호가 상기 제 2 저역통과 필터에 의해 필터링된 후의 출력 신호이며, I0(t)는 상기 알려져 있는 신호의 동상 성분이고, Q0(t)는 상기 알려져 있는 신호의 직교 성분인 대역통과 샘플링 수신기.here,
Figure 112006039185589-PCT00092
Is an initial phase of the RF signal relative to the first sampling clock signal,
Figure 112006039185589-PCT00093
Is the initial phase of the RF signal with respect to the second sampling clock signal, S 10 (t) is the output signal after the known signal is filtered by the first lowpass filter, and S 20 (t) is the The known signal is the output signal after being filtered by the second lowpass filter, I 0 (t) is the in-phase component of the known signal, and Q 0 (t) is the bandpass being the orthogonal component of the known signal. Sampling receiver. 제 5 항에 있어서,The method of claim 5, 상기 I/Q 신호 분류 유닛은 상기 제 1 경로의 기저대역 디지털 신호 및 상기 제 2 경로의 기저대역 디지털 신호에서 상기 동상 신호 및 상기 직교 신호를 분리하고,The I / Q signal classification unit separates the in-phase signal and the orthogonal signal from the baseband digital signal of the first path and the baseband digital signal of the second path,
Figure 112006039185589-PCT00094
Figure 112006039185589-PCT00094
 여기서, I(t)는 분리된 동상 신호이고, Q(t)는 분리된 직교 신호이며, S1(t)는 상기 제 1 경로의 기저대역 디지털 신호이고, S2(t)는 상기 제 2 경로의 기저대역 디지털 신호이고,
Figure 112006039185589-PCT00095
는 상기 제 1 샘플링 클록 신호에 대한 상기 RF 신호의 초기 위상이며,
Figure 112006039185589-PCT00096
는 상기 제 2 샘플링 클록 신호에 대한 상기 RF 신호의 초기 위상이고,
Figure 112006039185589-PCT00097
인 대역통과 샘플링 수신기.Where I (t) is the separated in-phase signal, Q (t) is the separated orthogonal signal, S 1 (t) is the baseband digital signal of the first path, and S 2 (t) is the second Is the baseband digital signal of the path,
Figure 112006039185589-PCT00095
Is an initial phase of the RF signal relative to the first sampling clock signal,
Figure 112006039185589-PCT00096
Is an initial phase of the RF signal relative to the second sampling clock signal,
Figure 112006039185589-PCT00097
Bandpass sampling receiver. 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서,The method according to any one of claims 1 to 7, 상기 상대적 지연은
Figure 112006039185589-PCT00098
수학식을 충족하고, 여기서, ωc는 상기 RF 신호의 순환 주파수이고, τ는 상기 상대적 지연이며, n은 자연수인 대역통과 샘플링 수신기.The relative delay is
Figure 112006039185589-PCT00098
Wherein ω c is the cyclic frequency of the RF signal, τ is the relative delay, and n is a natural number. 제 4 항에 있어서,The method of claim 4, wherein 상기 계산된 초기 위상이
Figure 112006039185589-PCT00099
수학식을 충족하는지 여부를 판정하는 초기 위상 판정 유닛을 더 포함하고, 여기서,
Figure 112006039185589-PCT00100
는 상기 제 1 샘플링 클록 신호에 대한 상기 RF 신호의 초기 위상이며,The calculated initial phase is
Figure 112006039185589-PCT00099
Further comprising an initial phase determination unit for determining whether the equation is satisfied, wherein
Figure 112006039185589-PCT00100
Is an initial phase of the RF signal relative to the first sampling clock signal, 상기 I/Q 신호 분리 유닛은, 상기 초기 위상이 상기 수학식을 충족하면 상기 제 1 경로의 기저대역 디지털 신호 및 상기 제 2 경로의 기저대역 디지털 신호를 각각 복소 신호의 실수부 및 허수부로 취하고, 상기 복소 신호의 위상을
Figure 112006039185589-PCT00101
만큼 편이하며, 얻어진 복수 신호의 실수부 및 허수부를 분리된 동상 신호 및 직교 신호로서 취하는 대역통과 샘플링 수신기.The I / Q signal separation unit takes the baseband digital signal of the first path and the baseband digital signal of the second path as the real part and the imaginary part of the complex signal, respectively, if the initial phase satisfies the equation, Phase of the complex signal
Figure 112006039185589-PCT00101
A bandpass sampling receiver which is as simple as and takes the real part and the imaginary part of the obtained multiple signals as separate in-phase and quadrature signals. 수신한 신호들을 대역통과 샘플링하는 방법으로서,A method of bandpass sampling received signals, (a) 제 1 샘플링 클록 신호의 제어하에 RF 신호를 제 1 경로의 디지털 신호로 변환하는 단계와,(a) converting an RF signal into a digital signal in a first path under the control of a first sampling clock signal; (b) 제 2 샘플링 클록 신호의 제어하에 RF 신호를 제 2 경로의 디지털 신호로 변환하는 단계와,(b) converting the RF signal into a digital signal in a second path under the control of a second sampling clock signal; (c) 상기 제 1 경로의 디지털 신호 및 상기 제 2 경로의 디지털 신호에서 동상 신호 및 직교 신호를 분리하는 단계(c) separating in-phase and quadrature signals from the digital signal of the first path and the digital signal of the second path; 를 포함하고,Including, 상기 제 1 샘플링 클록 신호 및 상기 제 2 샘플링 클록 신호의 주파수는 상 기 RF 신호의 주파수의 1/N이고, N은 자연수인 방법.The frequency of the first sampling clock signal and the second sampling clock signal is 1 / N of the frequency of the RF signal, and N is a natural number. 제 10 항에 있어서,The method of claim 10, 상기 제 1 샘플링 클록 신호 및 상기 제 2 샘플링 클록 신호 간에 상대적 지연(τ)이 존재하고, There is a relative delay? Between the first sampling clock signal and the second sampling clock signal, 상기 상대적 지연(τ)은
Figure 112006039185589-PCT00102
조건을 충족하며, 여기서 ωc는 상기 RF 신호의 순환 주파수이고 n은 자연수인 방법.The relative delay τ is
Figure 112006039185589-PCT00102
Condition is met, where ω c is the cyclic frequency of the RF signal and n is a natural number. 제 11 항에 있어서,The method of claim 11, 상기 제 1 경로의 기저대역 디지털 신호를 필터링하고, 필터링후 얻어진 상기 제 1 경로의 기저대역 디지털 신호를 출력하는 단계와,Filtering the baseband digital signal of the first path and outputting the baseband digital signal of the first path obtained after the filtering; 상기 제 2 경로의 기저대역 디지털 신호를 필터링하고, 필터링후 얻어진 상기 제 2 경로의 기저대역 디지털 신호를 출력하는 단계Filtering the baseband digital signal of the second path and outputting the baseband digital signal of the second path obtained after filtering 를 더 포함하고,More, 상기 제 1 경로의 기저대역 디지털 신호 및 상기 제 2 경로의 기저대역 디지털 신호에서의 상기 동상 신호 및 직교 신호는 상기 (c) 단계에서 분리되는 방법.And the in-phase and quadrature signals in the baseband digital signal of the first path and the baseband digital signal of the second path are separated in step (c). 제 12 항에 있어서,The method of claim 12, 상기 (c) 단계는, In step (c), 송신기에 의해 송신된 알려져 신호에 따라, 상기 제 1 샘플링 클록 신호 및 상기 제 2 샘플링 클록 신호에 대한 상기 RF 신호의 초기 위상들을 계산하는 단계와,Calculating initial phases of the RF signal for the first sampling clock signal and the second sampling clock signal, in accordance with a known signal transmitted by a transmitter; 상기 초기 위상들에 따라, 상기 제 1 경로의 기저대역 디지털 신호 및 상기 제 2 경로의 기저대역 디지털 신호에서 상기 동상 신호 및 직교 신호를 분리하는 단계를 포함하는 방법.Separating the in-phase signal and the quadrature signal from the baseband digital signal of the first path and the baseband digital signal of the second path according to the initial phases. 제 13 항에 있어서,The method of claim 13, 상기 알려진 신호는 파일럿 신호 및 미드앰블 신호중 하나인 방법.The known signal is one of a pilot signal and a midamble signal. 제 14 항에 있어서,The method of claim 14, 상기 초기 위상들은 아래의 공식에 따라 계산되며,The initial phases are calculated according to the formula
Figure 112006039185589-PCT00103
Figure 112006039185589-PCT00103
 여기서,
Figure 112006039185589-PCT00104
는 상기 제 1 샘플링 클록 신호에 대한 상기 RF 신호의 초기 위상이고,
Figure 112006039185589-PCT00105
는 상기 제 2 샘플링 클록 신호에 대한 상기 RF 신호의 초기 위상이며, S10(t)는 상기 알려져 있는 신호가 상기 제 1 저역통과 필터에 의해 필터링된 후의 출력 신호이고, S20(t)는 상기 알려져 있는 신호가 상기 제 2 저역통과 필터에 의해 필터링된 후의 출력 신호이며, I0(t)는 상기 알려져 있는 신호의 동상 성분이고, Q0(t)는 상기 알려져 있는 신호의 직교 성분인 방법.here,
Figure 112006039185589-PCT00104
Is an initial phase of the RF signal relative to the first sampling clock signal,
Figure 112006039185589-PCT00105
Is the initial phase of the RF signal with respect to the second sampling clock signal, S 10 (t) is the output signal after the known signal is filtered by the first lowpass filter, and S 20 (t) is the A known signal is an output signal after being filtered by the second lowpass filter, I 0 (t) is the in-phase component of the known signal, and Q 0 (t) is the orthogonal component of the known signal. 제 14 항에 있어서,The method of claim 14, 상기 제 1 경로의 기저대역 디지털 신호 및 상기 제 2 경로의 기저대역 디지털 신호에서 상기 동상 신호 및 상기 직교 신호는 아래의 공식에 따라 분리되고,The in-phase signal and the orthogonal signal in the baseband digital signal of the first path and the baseband digital signal of the second path are separated according to the following formula,
Figure 112006039185589-PCT00106
Figure 112006039185589-PCT00106
 여기서, I(t)는 분리된 동상 신호이고, Q(t)는 분리된 직교 신호이며, S1(t)는 상기 제 1 경로의 기저대역 디지털 신호이고, S2(t)는 상기 제 2 경로의 기저대역 디지털 신호이고,
Figure 112006039185589-PCT00107
는 상기 제 1 샘플링 클록 신호에 대한 상기 RF 신호의 초기 위상이며,
Figure 112006039185589-PCT00108
는 상기 제 2 샘플링 클록 신호에 대한 상기 RF 신호의 초기 위상 이고,
Figure 112006039185589-PCT00109
인 방법.Where I (t) is the separated in-phase signal, Q (t) is the separated orthogonal signal, S 1 (t) is the baseband digital signal of the first path, and S 2 (t) is the second Is the baseband digital signal of the path,
Figure 112006039185589-PCT00107
Is an initial phase of the RF signal relative to the first sampling clock signal,
Figure 112006039185589-PCT00108
Is an initial phase of the RF signal relative to the second sampling clock signal,
Figure 112006039185589-PCT00109
How to be. 제 10 항 내지 제 16 항 중 어느 한 항에 있어서,The method according to any one of claims 10 to 16, 상기 상대적 지연은
Figure 112006039185589-PCT00110
수학식을 충족하고, 여기서, ωc는 상기 RF 신호의 각 주파수이고, τ는 상기 상대적 지연이며, n은 자연수인 방법.The relative delay is
Figure 112006039185589-PCT00110
Wherein ω c is the angular frequency of the RF signal, τ is the relative delay, and n is a natural number. 제 13 항에 있어서,The method of claim 13, 상기 계산된 초기 위상이
Figure 112006039185589-PCT00111
수학식을 충족하는지 여부를 판정하는 단계 -
Figure 112006039185589-PCT00112
는 상기 제 1 샘플링 클록 신호에 대한 상기 RF 신호의 초기 위상임 - 와, The calculated initial phase is
Figure 112006039185589-PCT00111
Determining whether the equation is satisfied −
Figure 112006039185589-PCT00112
Is an initial phase of the RF signal relative to the first sampling clock signal; 상기 초기 위상이 상기 수학식을 충족하면 상기 제 1 경로의 기저대역 디지털 신호 및 상기 제 2 경로의 기저대역 디지털 신호를 각각 복소 신호의 실수부 및 허수부로 취하고, 상기 복소 신호의 위상을
Figure 112006039185589-PCT00113
만큼 편이하고 얻어진 복수 신호의 실수부 및 허수부를 분리된 동상 신호 및 직교 신호로서 취하는 단계When the initial phase satisfies the equation, the baseband digital signal of the first path and the baseband digital signal of the second path are taken as the real part and the imaginary part of the complex signal, respectively, and the phase of the complex signal is obtained.
Figure 112006039185589-PCT00113
Taking the real part and the imaginary part of the obtained multiple signals as separate in-phase and quadrature signals 를 더 포함하는 방법.How to include more.
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