KR20050111845A

KR20050111845A - 배열 안테나 시스템에서 간섭전력 추정을 이용한 빔 형성장치 및 방법

Info

Publication number: KR20050111845A
Application number: KR1020040036746A
Authority: KR
Inventors: 김병윤; 김성훈; 이현우; 정광영; 이혜영; 정피터
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2004-05-24
Filing date: 2004-05-24
Publication date: 2005-11-29
Also published as: KR100770875B1; US20050259006A1

Abstract

본 발명은 이동 무선 채널에서 발생되는 공간 선택 송신 채널과 연관된 채널 임펄스 응답을 효율적으로 추정하기 위해 조인트 채널 및 DOA를 간소하게 추정하고, 상기 간소화된 조인트 채널 및 DOA 추정을 이용하여 효과적인 빔 형성을 수행하는 장치 및 방법을 제안한다. 본 발명의 수신기는 각각의 간섭요소 신호에 대한 전력을 이용하여 전체 간섭요소 전력을 추정하고 또한 스펙트럼 잡음 밀도를 추정하며, 미리 정해지는 DOA들을 고려하여 스티어링 벡터들을 산출하고, 상기 스티어링 벡터들에 상기 간섭요소 전력과 상기 스펙트럼 잡음 밀도를 적용하여 각 사용자의 각 DOA들에 대한 최적의 가중치 벡터들을 공동으로 산출한다. 본 발명의 빔 형성은 TD-SCDMA와 같은 TOD 시스템의 구현 복잡도를 감소시키고, 공간 다이버시티를 효과적으로 이용하여 이동 환경에서 빔 형성의 효과를 증대시킨다.

Description

배열 안테나 시스템에서 간섭전력 추정을 이용한 빔 형성 장치 및 방법{BEAM FORMING APPARATUS AND METHOD USING ESTIMATING INTERFERENCE POWER IN ARRAY ANTENNA SYSTEM}

본 발명은 배열 안테나 시스템에서 고속 데이터를 좋은 성능으로 송수신하고자 간섭전력의 추정을 이용한 최적 빔 형성 장치 및 방법에 관한 것이다.

무선신호의 수신품질은 많은 자연적인 현상에 의해 영향을 받는다. 이러한 현상들 중의 하나는 수신기에 도착하기 이전에 전파경로 상의 상이한 위치의 장애물에 의해 반사되는 신호들에 의해 유발되는 시간 분산(temporal dispersion)이다. 무선 시스템에서의 디지털 부호화의 도입으로 시간 분산 신호는 RAKE 수신기 또는 등화기를 사용하여 성공적으로 복구될 수 있다.

고속 페이딩(Fast Fading) 또는 레일레이 페이딩(Rayleigh Fading)이라 불리는 다른 현상은 송신기 또는 수신기로부터 근접 거리에 있는 사물에 의해 전파경로 상에서 흩어지는 신호에 의해 유발되는 공간 분산이다. 서로 다른 공간을 통하여 수신된 신호들, 즉 공간 신호들(Spatial Signals)을 부적합한 위상 영역에서 합하게 되면 수신된 신호의 합은 매우 낮고 거의 제로에 근접하게 된다. 이는 수신된 신호가 실질적으로 사라지는 페이딩 딥(fading dips)의 원인이 되는데, 페이딩 딥은 파장과 같은 정도의 길이만큼 자주 발생한다.

페이딩을 제거하는 한 가지 공지된 방법은 수신기에 안테나 다이버시티 시스템을 제공하는 것이다. 안테나 다이버시티 시스템은 공간적으로 분리된 둘 이상의 수신 안테나들을 포함한다. 각 안테나들에 의해 수신된 신호들의 페이딩은 서로 덜 관련되어 있으므로 두 안테나가 동시에 페이딩 딥을 일으킬 가능성이 감소된다.

무선 전송시 심각한 또 다른 현상은 간섭이다. 간섭은 원하는 신호 채널 상에 수신된 원하지 않는 신호로서 특정된다. 셀룰러 무선 시스템에서 간섭은 통신 용량의 요구에 직접적으로 관련되어 있다. 무선 스펙트럼은 한정된 자원이므로, 셀룰러 운용자에게 주어진 무선 주파수 대역은 효율적으로 사용되어야 한다.

셀룰러 시스템의 보편화로 인해 간섭과 페이딩에 의한 영향을 제거하여 트래픽 용량을 증가시키기 위한 새로운 방안으로써 빔 형성기(Beam Former: BF)에 접속된 배열 안테나(Array Antenna) 구조가 높은 관심을 가지고 연구되고 있다. 각각의 안테나는 한 세트의 안테나 빔을 형성한다. 송신기로부터 송신된 신호는 안테나 빔 각각에 의해 수신되고, 서로 다른 공간 채널들을 겪은 각각의 공간 신호들은 개별적인 각도 정보에 의해 유지된다. 각도 정보는 서로 다른 신호들 간의 위상 차이에 따라 정해진다. 신호원의 방향 추정은 수신된 신호를 복조함으로써 이루어진다. 신호원의 방향은 도달방향(Directions of Arrival: 이하 DOA라 칭함)이라고도 칭한다.

DOA의 추정은 원하는 방향으로의 신호 전송을 위한 안테나 빔을 선택하거나 또는 원하는 신호가 수신되는 방향의 안테나 빔을 조종(steer)하기 위해 사용된다. 빔 형성기는 동시에 검출된 다중 공간 신호들에 대한 조종 벡터들(steering vectors)과 DOA들을 추정하며, 상기 조종 벡터들의 조합(set)으로부터 빔 형성 가중치 벡터(beam-forming weight vectors)를 결정한다. 빔 형성 가중치 벡터는 신호들을 복구하는데 사용된다. 빔 형성을 위해 사용되는 알고리즘들로는 MUSIC(MUltiple SIgnal Classification), ESPRIT(Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques), WSF(Weighted Subspace Fitting), MODE(Method of Direction Estimation) 등이 있다.

적응형 빔 형성 과정은 공간 채널의 정확한 정보에 의존한다. 그러므로 적응형 빔 형성은 공간 채널의 추정 이후에서만 획득될 수 있다. 이러한 추정은 채널의 시간 분산뿐만 아니라 수신 안테나에서 수신되는 전파의 DOA를 같이 고려해야 한다.

배열 안테나를 사용하는 안테나 다이버시티 시스템에서, 분해 가능한 빔들은 최대 입사파의 DOA들과 연관된다. 빔 형성을 달성하기 위해서, 수신기는 DOA들을 알아야 하고, 이 정보는 DOA 추정을 통해서 획득될 수 있다. 그러나 추정된 DOA들은 규칙적으로 이격되지 않으므로, 통상의 빔 형성은 디지털 수신기의 경우에 불규칙적인 공간 샘플링을 포함하게 된다. 빔 형성의 궁극적인 목적은 페이딩을 억제하기 위해 공간 다이버시티를 완전히 이용하도록 입사파를 분리하는 것이다. 하지만 그 활용 잠재력은 유한 공간 분해능을 가지는 배열 안테나의 구성에 의해 제한된다.

다중경로 및 다중사용자 시나리오를 사용하는 경우에 종래의 빔 형성 방법은 단일 경로 채널을 가정하므로 더 이상 사용할 수 없다. 이러한 문제점을 해소하기 위하여 제안된 불규칙한 공간 샘플링에 기인한 공간 선택 채널 추정은 상당히 복잡한 구현을 필요로 하고 동시에 공간 다이버시티의 이점을 제공하지 못하는 문제점을 가진다.

상기한 문제점을 해소하기 위하여 창안된 본 발명의 목적은, 규칙적인 공간 샘플링으로 선형 시스템 모델을 산출함으로써 무선 통신 시스템의 아날로그 및 디지털 전단부를 간단히 구현하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은, 송신 데이터를 가능한 최저 비트 에러율(bit error ratio: BER) 또는 가능한 최대 처리량(throughput)으로 전송하는데 필요한 이동 무선 채널에서 빔 형성 장치 및 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은, TD-SCDMA(Time Division Synchronous Code Division Multiple Access)와 같은 TDD(Time Domain Duplex) 시스템에서 구현 복잡도를 감소시키고 공간 다이버시티를 효과적으로 이용하는 빔 형성 장치 및 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 규칙적인 공간 샘플링을 이용한 조인트 최소자승(least squares) 빔 형성 장치 및 방법을 제공하는 것이다.

상기한 목적들을 달성하기 위하여 창안된 본 발명의 바람직한 실시예는, 복수의 안테나 소자들로 구성된 배열 안테나를 가지고 복수의 사용자들을 서비스하는 안테나 다이버시티 시스템을 위한 빔 형성 장치에 있어서,

송신기로부터 수신기로의 무선 채널에 대한 간섭요소 전력 및 스펙트럼 잡음 밀도를 추정하는 간섭 및 잡음 계산부와,

규칙적으로 이격되는 미리 정해지는 소정 개수의 도달방향(DOA) 값들에 대응하는 스티어링 벡터들을 구하고, 상기 간섭요소 전력 및 상기 스펙트럼 잡음 밀도를 상기 스티어링 벡터들에 적용하여 빔형성을 위한 가중치 벡터들을 산출하는 빔 형성부로 구성되는 것을 특징으로 한다.

이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 대한 동작 원리를 상세히 설명한다. 하기에서 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.

후술되는 본 발명은 안테나 다이버시티 시스템에서 공간 채널을 추정하여 빔 형성을 수행함에 있어서, 불규칙한 공간 샘플링을 필요로 하는 최대 입사파의 DOA들을 고려하지 않는다. 불규칙적인 공간 샘플링은 정확한 시간 측정 및 시변 재구성 필터링을 필요로 하고, 규칙적인 샘플링 전략보다 구현하는데 더 복잡하다. 따라서 빔 각도의 규칙적인 공간 분리를 이용하는 규칙적인 공간 샘플링에서 시작하여 선형 시스템 모델을 미리 산출하여, 채널 추정의 복잡도를 상당히 감소시킨다.

공간 채널의 추정을 위해서, 수신측에서 K_a개 안테나 소자를 가진 배열 안테나 배치가 필요하다. 이러한 배열 안테나는 유한 공간 분해능(finite spatial resolution)을 구비한 공간 저역 통과 필터로서 작용한다. 공간 저역 필터링이란 배열 안테나의 입사파를 서로 다른 공간 영역을 통과하는 공간 신호들로 구분하는 동작을 의미한다. 전술한 배열 안테나를 가진 수신기는 빔 형성을 통해, 유한한 개수 N_b개의 공간 신호들을 통합한다. 앞서 언급한 바와 같이, 가능한 최상의 빔 형성은 DOA들 및 DOA들에 대한 시간 분산 채널 임펄스 응답의 정보를 필요로 한다. N_b값은 K_a값보다 클 수 없으며, 그에 따라 분해 가능한 공간 신호들의 개수를 나타낸다. 최대 N_b값, 즉, max(N_b)은 배열 안테나의 구성에 따라 고정된다.

도 1은 배열 안테나를 가지고 다수의 사용자 단말들(User Equipment or Mobile Station)과 통신하는 기지국의 예를 도시한 것이다. 상기 도 1을 참조하면, 기지국(110)은 4개의 안테나 소자들로 구성된 배열 안테나(100)를 가진다. 상기 기지국(110)의 서비스영역에는 5명의 사용자들(A, B, C, D, E)이 존재한다. 수신부(115)는 빔 형성에 의해 상기 5명의 사용자들 중 원하는 사용자들로부터의 신호를 선택한다. 상기 도 1의 배열 안테나(100)는 단지 4개의 안테나 소자들만을 가지기 때문에 수신부(115)는 최대 4명의 사용자들로부터의 신호들, 도시된 예의 경우 사용자들 A, B, D, E의 신호들을 빔 형성에 의해 복구한다.

일 예로서, 도 2에 사용자 A로부터의 신호를 선택하는 빔 형성의 공간 특성을 나타내었다. 도시한 바와 같이 사용자 A로부터의 신호 방향에 대해서는 매우 높은 가중치, 즉 이득이 가해지며 나머지 사용자들로부터의 방향들에 대해서는 거의 제로에 가까운 이득이 가해진다.

하기 본 발명의 바람직한 실시예를 설명하는데 적용되는 시스템 모델을 설명한다.

무선 통신 시스템의 버스트 송신 프레임은 각각 N개의 데이터 심볼들로 구성된 2개의 데이터 운송부(서브-프레임 또는 하프-버스트라고 칭함)를 포함하는 버스트들(bursts)을 갖는다. 무선 공간의 채널 특성과 간섭 요소들을 측정할 수 있도록 상기 각 데이터 운송부 내에는 L_m개의 칩을 갖는, 송신기와 수신기 사이에 미리 알려진 트레이닝 시퀀스인 미드앰블(mid-ambles)이 포함된다. 상기 무선 통신 시스템은 송신 다이버시티 부호분할 다중접속(Transmit Diversity Code Division Multiple Access: TD-CDMA)에 의한 다중접속을 지원하며, 사용자 특정 CDMA 코드인 Q개의 칩을 갖는 OVSF(Orthogonal Variable Spreading Factor) 코드를 이용하여 각 데이터 심볼을 확산시킨다. 무선 환경에는 셀과 주파수 대역 및 타임슬롯당 K의 사용자들이 존재하며, 전체적으로 K_i개의 셀간 간섭요소들(interferences)이 존재한다.

기지국(Node-B 또는 base station)은 K_a개의 안테나 소자를 갖는 배열 안테나를 이용한다. k번째 사용자(k=1 ... K)에 의해 전송된 신호가 K_d ^(d)개의 서로 상이한 방향에서 배열 안테나로 입사된다고 할 때, 상기 각 방향들은 카디널 식별자(cardinal identifier) k_d (k_d = 1 ... K_d ^(d))로 나타낸다. 그러면 k번째 사용자(다시 말해서 사용자 k)로부터 k_a번째 안테나 소자(다시 말해서 안테나 소자 k_a)(k_a=1 .... K_a)를 통해 입사되는 k_d번째 공간 신호의 위상 인자는 하기 <수학식 1>과 같다.

여기서 각도 는, 상호 간에 소정 거리를 두고 배치되어 있는 안테나 소자들과 미리 정해지는 소정 안테나 배열 기준점 간을 연결하는 가상의 직선과, 상기 안테나 배열 기준점을 지나는 미리 정해지는 참조 선과의 각도로, 배열 안테나의 구조에 따라 수신기에서 이미 알고 있는 값이다. 각도 는 상기 참조 선을 기준으로 하여 사용자 k로부터 오는 k_d번째 공간 신호의 방향을 나타내는 라디안(Radian) 단위의 DOA이다. λ는 반송파 주파수에 따른 파장이고, 은 k_a번째 안테나 소자와 안테나 배열 기준점 사이의 거리이다.

사용자 k와 연관된 원하는 신호의 각 DOA 에 대하여, 기준점에 위치한 가상의 단방향성 안테나에 의해 관측될 수 있는 고유 채널 임펄스 응답은, W개의 경로 채널들을 나타내는 하기 <수학식 2>의 방향성 채널 임펄스 응답 벡터에 의해 표현된다.

여기서 위첨자 T는 행렬 또는 벡터의 전치변환(Transpose)을 나타내고, 언더라인은 행렬 또는 벡터를 의미한다.

각 안테나 소자 k_a에 대해서, K명의 전체 사용자들 각각에 연관된 W-경로 채널이 측정된다. <수학식 1> 및 <수학식 2>를 이용하면, 하기 <수학식 3>과 같이 사용자 k의 안테나 k_a에 대한 채널 특성을 나타내는 이산-시간 채널 임펄스 응답 벡터를 구할 수 있다.

여기서 는 사용자 k로부터의 k_d번째 공간 방향에 대한 이산-시간 채널 임펄스 응답 특성을 나타내는 벡터이다. 여기서 벡터라 함은 상기 채널 임펄스 응답 특성이 W개의 공간 채널들에 대한 방향성 채널 임펄스 응답 특성 , , ... 을 포함하고 있음을 의미한다. 그리고 상기 각각의 방향성 채널 임펄스 응답 특성들은 <수학식 1>에 나타낸 DOA들에 연관된다.

사용자 k 및 안테나 소자 k_a와 연관된 위상 인자 ψ을 포함하는 하기 <수학식 4>에 나타낸 W*(W·K_d ^(k)) 크기의 위상 행렬을 이용하고, 사용자 k와 연관된 모든 방향성 임펄스 응답 벡터를 포함하는 하기 <수학식 5>의 방향성 채널 임펄스 응답 벡터를 이용하면, 상기 <수학식 3>은 하기 <수학식 6>의 형태로 다시 표현된다.

여기서 는 사용자 k의 K_d ^(d)개의 방향들에 대한 위상 벡터이고 I_W는 W*W 크기의 항등행렬(identity matrix)이다.

사용자 k와 연관된 상기 <수학식 6>의 채널 임펄스 응답을 이용하면, 모든 K명의 사용자의 안테나 소자 k_a에 대한 K·W 개의 요소들로 이루어진 채널 임펄스 응답 벡터는 하기 <수학식 7>과 같다.

K·W·K_d ^(k)개의 요소를 갖는 방향성 채널 임펄스 응답 벡터는 하기 <수학식 8>과 같이 정의된다.

여기서 는 사용자 k의 방향성 채널 임펄스 응답 벡터를 나타낸다.

하기 <수학식 9>는 안테나 k_a의 모든 K명의 사용자들에 대한 위상 행렬 을 각 사용자의 위상 행렬들의 조합으로 나타낸 것이다.

여기서 "0"은 W*(W·K_d ^(k)) 크기의 올-제로 행렬(all-zeros matrix)을 나타낸 것이다. 상기 는 (K·W)*(K·W·K_d ^(k))의 크기를 가진다. 그러면 상기 <수학식 7>에 대해 안테나 k_a에서 모든 K명의 사용자들의 모든 K_d ^(k)개의 신호들에 대한 채널 임펄스 응답 벡터를 하기 <수학식 10>과 같이 구할 수 있다.

상기 <수학식 10>을 이용하면, K·W·K_a개의 요소들을 갖는 결합형 채널 임펄스 응답 벡터는 하기 <수학식 11>와 같다.

결국 모든 K_a개의 안테나의 모든 K명의 사용자에 대한 모든 K_d ^(k)개의 공간 신호를 고려한 위상 행렬 는 하기 <수학식 12>가 되고, 결합형 채널 임펄스 응답 벡터 는 하기 <수학식 13>과 같이 위상 행렬과 방향성 채널 임펄스 응답 벡터에 의해 구해진다.

여기서 상기 행렬 는 앞서 언급한 바와 같이, 각 사용자의 각 공간 신호들에 대한 DOA인 을 이용하여 구해진다.

빔 형성을 통해 원하는 신호를 획득하기 위해서 수행되는 다수의 계산 과정들 중 큰 부분을 차지하는 요소는 DOA의 추정이다. 수신기는 매 순간마다 0도부터 360도의 모든 방향에 대해 신호 특성들을 평가하고 피크의 값을 가지는 방향을 DOA로서 간주하게 된다. 이러한 과정은 실제로 매우 많은 계산량을 필요로 하게 되기 때문에, DOA의 추정을 간소화하기 위한 여러 가지 방안들이 연구중인 실정이다. 그런데 수신기에서 정확한 DOA들을 추정한다 할지라도 추정된 DOA에 따라 해당 DOA의 입사파만을 정확하게 수신하는 빔을 형성하는 것을 실제로 불가능하며, 또한 DOA들을 정확하게 추정하기 위해서는 현실적으로 불가능할 정도로 매우 많은 계산량이 필요하다.

따라서 본 발명의 바람직한 실시예에서는 불규칙적인 공간 샘플링을 규칙적인 샘플링 기법으로 대체하여, 빔 형성에 있어서 DOA들을 추정하는 대신 미리 설정된 몇 개의 고정된 값들을 사용한다.

DOA들로 나타내어지는 몇 개의 방향들로 빔들을 형성하는 배열 안테나는, 해당 방향의 신호들만을 통과시키는 공간 저역 통과필터로서 해석될 수 있다. 최소 공간 샘플링 주파수는 빔 형성기의 최대 공간 대역폭 B에 의하여 주어진다. 단일 단방향성 안테나의 경우에, B = 1/(2π)이다.

주어진 DOA들을 사용하여 공간적으로 주기적인 저역 통과 필터링 특성을 고려하면, 유한 개수의 공간 샘플들을 갖는 규칙적인 공간 샘플링이 가능하게 된다. 본질적으로, 공간 샘플들의 개수, 즉 분해 가능한 빔의 개수를 나타내는 DOA들의 개수는 고정값 N_b으로 표현된다. N_b의 선택은 배열 결합구조에 의존한다. 안테나 소자들이 원형으로 배치되어 있는 UCA(uniform circular array) 안테나의 경우에, N_b는 간단히 안테나 소자들의 개수와 동일하도록 선택된다. 다른 배열 결합구조, 예를 들어, ULA(uniform linear array)의 경우에, 모든 가능한 시나리오에 대해 결정된 가능한 최대 공간 대역폭이 고려될 수 있도록, 하기 <수학식 14>로 결정된다.

여기서 함수 "[.]"는 "·"을 넘지 않는 최대 정수를 나타낸다. 예를 들어, 가능한 최대 공간 대역폭이 B = 12/(2π)라면, N_b=12 개의 빔들을 갖는다.

방향의 개수 K_d ^(k)(k=1, ... K)는 고정되며, 본 발명의 실시예에 따라 규칙적인 공간 샘플링을 실행하는 경우 방향의 개수 K_d ^(k)는 DOA들의 개수 N_b와 동일하게 된다. 그에 따라, 수신기에서 사용자 k에 의해 전송된 전파는 정확하게 N_b개의 상이한 방향에서의 안테나 배열에 영향을 주게 된다. 앞서 언급한 방향과 같이 각 방향은 카디널 식별자 k_d(k_d=1, ... N_b)로 표시되고, DOA와 연관된 각도 는 하기 <수학식 15>로 정의되는 유한세트 B로부터 취해진다.

여기서 β₀은 임의로 선택된 고정형 제로 위상각으로서, 바람직하게는 0 내지 π/N_b(라디안) 사이의 값으로 정해진다. N_b=12개의 빔과 β₀=0을 이용한 전술한 예의 경우에, 상기 <수학식 15>로부터 0도, 30도, 60도, ... 330도로 구성된 일련의 각도들에 해당하는 하기 <수학식 16>을 산출한다.

상기 <수학식 15>의 세트 B를 선택할 때, 의 가능한 상이한 값들은 모든 사용자들 k=1, ... K에 대해 동일하다. 상기 값들은 수신기에 이미 알려진 값들로 정해지므로 수신기에서는 DOA의 추정을 더 이상 필요로 하지 않는다.

K_i=N_b개의 간섭요소들을 가정하여 각도 영역 샘플링을 구현하면 다음과 같다. 상기 <수학식 15>의 모든 가능한 값들은 입사신호의 각도들 및 간섭신호의 각도들 에 의해 획득되므로, 상기 및 상기 는 하기 <수학식 17> 및 <수학식 18>과 같이 선택된다.

상기 및 상기 에 의해, k번째 사용자로부터 k_a번째 안테나 소자(k_a=1 .... K_a)를 통해 입사되는 k_d번째 공간 신호의 위상 인자와, k_a번째 안테나로 입사되는 k_i번째 간섭 신호의 위상 인자는 하기 <수학식 19>와 같이 간단하게 구해진다.

여기서 각도 와 거리 는 배열 안테나의 결합 구조에 의해 고정된다.

상기 <수학식 12>에서 정의된 위상 벡터 에서의 열(columns) 개수는 K·W·K_d ^(k)개이다. 여기에 상기 <수학식 15> 및 상기 <수학식 19>를 이용하면, 상기 열 개수는 고정된 값이 되고 이는 신호 처리를 간소화시킨다.

이하 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 최소자승 빔형성에 대해 설명한다. 본 발명에서 고려된 조인트 전송 패러다임을 수식적으로 자세히 설명할 것이다.

버스트 송신 프레임의 하프 버스트(half burst)를 구성하는 데이터 심볼들의 수 및 데이터 심볼 당 OVSF 코드 칩들의 수는 각각 N과 Q로 표기한다. KN개의 데이터 심볼들을 수신 데이터 벡터 로 표기하면, k번째 사용자(즉 사용자 k)에 대해 할당된 OVSF 코드를 나타내는 NQ * N 크기의 OVSF 행렬은 다음의 수학식 <20>과 같다.

여기서 ... 는 Q개의 직교코드들을 나타낸다. 또한 사용자 k의 N_b개의 방향들에 대한 방향성 채널 임펄스 응답은 하기 <수학식 21>의 행렬로 나타내어진다.

W개의 다중경로들을 고려하면, 상기 방향성 채널 임펄스 응답은 하기 <수학식 22>와 같이 변형된다.

여기서 는 사용자 k의 안테나 소자 k_a에 대한 w번째 다중경로의 방향성 채널 임펄스 응답 벡터이다.

하기 <수학식 23>과 같은 사용자 k의 공간 위상 행렬을 고려하면, 하기 <수학식 25>와 같은 K_a*KN_b 크기의 공간 위상 행렬이 획득된다.

앞서 언급한 <수학식 20>에 나타낸 사용자 k의 OVSF 코드와 <수학식 21>에 나타낸 사용자 k의 방향성 채널 임펄스 응답 행렬을 이용하면 다음 <수학식 25>와 같은 행렬이 구해진다.

그러면 무선 채널을 통한 OVSF 코드를 사용하는 데이터 전송은 다음의 <수학식 26>과 같은 시스템 행렬에 의해 수치적으로 표현된다.

즉 상기 시스템 행렬 는 K명의 사용자들의 데이터가 해당 OVSF 코드에 의해 확산되어 해당 채널을 통과하여 전송함을 수치적으로 나타낸 것이다.

다른 경우 데이터의 전송은 하기 <수학식 27>의 시스템 행렬로 나타내어진다.

여기서 I_NQ+W-1은 (NQ+W-1)*(NQ+W-1) 크기의 항등 행렬이다.

결국 수신기로 수신되는 신호 벡터 는 다음의 <수학식 28>과 같은 시스템 방정식에 의해 추정된다.

여기서 은 잡음 벡터를 나타낸다.

수신신호로부터 데이터 심볼을 검출하기 위한 접근 방식들 중의 하나인 ZF-BLE(Zero Forcing Block Linear Equalizer)를 사용한다고 하면, 송신기로부터 수신기로의 잡음과 간섭을 포함하는 잡음 전력은 다음 <수학식 29>와 같다.

여기서 는 해당 DOA의 간섭전력을 나타내고, N₀은 스펙트럼 잡음 밀도를 나타내고, I는 항등 행렬이며, L은 수신기로 입사되는 가능한 간섭요소들의 개수이다. 따라서, 추정 데이터 벡터는 다음의 <수학식 30>이 된다.

여기서 위첨자 H는 허미션(Hermitian) 변환을 나타낸다.

수신신호로부터 데이터 심볼을 검출하기 위한 다른 접근 방식인 MMSE-BLE(Minimum Mean Squared Error - Block Linear Equalizer)가 사용되는 경우, 추정 데이터 벡터는 다음의 <수학식 31>에 의해 구해진다.

여기서 은 데이터 심볼의 잡음을 나타내는 공분산 행렬의 역(inverse)이다.

어떠한 접근방식이 사용되더라도, 본 발명의 바람직한 실시예는 데이터 신호 및 간섭 신호(useful and interfering signals) 모두를 위한 DOA의 양자화에 관련된다. 수신신호 행렬(receive signal matrix)을 다음 <수학식 32>와 같이 나타낼 때, <수학식 30>에 나타낸 ZF-BLE 방식의 추정 데이터 벡터는 다음 <수학식 33>과 같이 변형된다.

전형적인 ZF-BLE 방식에 따른 접근 방식은 다중 경로(multipath) 및 다중 유저 시나리오(multi-user scenario)에는 적용될 수 없다. 그런데 상기 <수학식 33>을 볼 때, 행렬 곱(matrix product) 에 의해 빔 형성이 행해짐을 알 수 있다. 또한 스티어링 벡터(Steering Vector)는 다음의 <수학식 34>와 같다.

상기 스티어링 벡터는 공간 위상 행렬 을 위한 베이스(basis)이므로, 결과적으로 빔 형성을 위한 가중치 벡터는 다음의 <수학식 35>과 같이 된다.

미리 정해진 DOA값들이 이용된다고 할 때, 상기 <수학식 35>와 같이 최적의 가중치 벡터는 사용자 k의 k_d번째 DOA에 대해 공동으로 산출된다. 상기의 최적 가중벡터를 이용하는 빔 형성기의 이산시간출력(discrete-time output)은 다음의 <수학식 36>과 같다.

미리 정해진 복수의 DOA값들에 대응하여 계산된 이산 시간출력들 중 가장 큰 에너지를 가지는 출력이 데이터 복조를 위하여 실제로 선택된다.

도 3은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 배열 안테나 시스템의 수신기(100) 구조를 나타낸 것이고 도 4는 상기 수신기(100)에서 간섭 및 잡음 추정부(120)와 채널 추정부(150) 및 빔 형성부(160)의 동작을 나타낸 흐름도이다. 상기 도 3 및 도 4를 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 동작을 설명한다.

도 3을 참조하면, 안테나(110)는 소정 결합 구조의 안테나 소자들을 가지는 배열 안테나이며, 공간을 통해 입사되는 다수의 공간 신호들을 수신한다. 도 3에서는 일 예로서, 한 방향으로부터의 평면 입사파가 안테나 소자들 각각으로 서로 다른 위상을 가지고 수신되는 것만을 도시하였다. 곱셈기들(120)은 추후에 설명하는 빔 형성부(160)의 동작에 의해 정해지는 가중벡터를 각 안테나 소자의 출력들에 곱하여 출력한다. 신호 배열부(130)는 가중치가 적용된 각 안테나 소자들로부터의 출력들에 대해 주파수 하향 변환, 복조, 채널 선택 등의 처리를 수행하여 디지털 데이터 신호를 검출한다.

도 4의 과정 210에서, 간섭 및 잡음 계산부(140)는 상기 신호 배열부(130)로부터 제공된 데이터 신호를 이용하여 간섭요소 전력 및 열잡음 전력의 스펙트럼 잡음 밀도 N₀을 추정한다.

상기 스펙트럼 잡음 밀도 N₀의 추정에 대한 가능한 방법의 일 예를 나타내면 다음과 같다.

1. 모든 수신 안테나를 스위칭 오프시킨다.

2. 각 아날로그 수신 브랜치에서의 콤플렉스(complex) 기저대역 잡음 신호를 샘플링한다.

3. 콤플렉스(complex) 기저대역 잡음 시퀀스의 분산을 결정한다. 이 분산은 N₀과 동일하다.

다른 방법은 수신기의 절대온도 T의 측정에 의해 제공된다. 안테나의 종류에 따라 정해지는 선형 잡음 수치 F와 볼츠만(Boltzman) 상수 k_B 및 수신기 절대온도 T를 이용하면 N₀=Fk_BT이다.

다음으로 상기 간섭요소 전력을 구하는 방법은 다음과 같다. 간섭요소 신호들이 상호간에 상관관계를 가지지 않는다고 하면 를 추정하기 위해서는 그 대각선 요소들만이 필요하다. DOA들의 개수와 동일한 방향의 간섭요소 신호들만을 고려한다고 할 때 k_i번째 간섭요소 신호의 전력 은 명확하게 결정될 수 있다. 따라서 상기 대각선 요소들은 하기 <수학식 37>와 같이 k_i번째의 간섭요소 신호의 전력에 의하여 간단하게 구해진다.

여기서 k_i는 1 내지 K_a의 범위에 있는 자연수이고, 아래첨자 k_i,k_i는 k_i번째 열의 k_i번째 행을 의미한다.

상기 간섭요소 전력과 상기 스펙트럼 잡음 밀도는 채널 추정부(150)에서 무선 채널 환경의 추정에 필요한 방향성 채널 임펄스 응답과 결합형 채널 임펄스 응답을 추정하는데 사용된다.

과정 220에서 빔 형성부(160)는 미리 정해지는 N_b개의 DOA 값들을 이용하여 앞서 언급한 <수학식 34>에 의해 각 사용자 k의 각 방향 k_d에 대한 스티어링 벡터들을 공동으로 산출한다. 과정 230에서 빔 형성부(160)는 상기 구해진 스티어링 벡터들을 이용하여 앞서 언급한 <수학식 35>와 같은 가중치 벡터들을 구하고, <수학식 36>과 같이 각 안테나별로 모든 방향에 대한 수신 신호들에 상기 가중치 벡터들을 곱하여 모든 방향들에 대해 빔 형성된 이산시간 출력을 얻는다. 결과적으로는 가장 큰 에너지를 가지는 방향의 이산시간 출력이 선택된다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되지 않으며, 후술되는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

이상에서 상세히 설명한 바와 같이 동작하는 본 발명에 있어서, 개시되는 발명중 대표적인 것에 의하여 얻어지는 효과를 간단히 설명하면 다음과 같다.

본 발명은, 빔 형성기에서 가중치의 결정에 필요한 도달방향들을 추정하는 대신 규칙적인 공간 샘플링으로 대신함으로써, 빔 형성 성능을 크게 떨어뜨리지 않으면서도 도달방향들의 추정에 필요한 절차들을 생략하여 빔 형성 알고리즘을 크게 간소화시키는 효과가 있다.

도 1은 배열 안테나를 가지고 다수의 사용자 단말들과 통신하는 기지국의 예.

도 2는 한 사용자의 신호를 선택하는 빔 형성의 공간 특성을 나타낸 극좌표 도면.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 배열 안테나 시스템의 수신기 구조를 나타낸 도면.

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 빔 형성 동작을 나타낸 흐름도.

Claims

복수의 안테나 소자들로 구성된 배열 안테나를 가지고 복수의 사용자들을 서비스하는 안테나 다이버시티 시스템을 위한 빔 형성 장치에 있어서,

송신기로부터 수신기로의 무선 채널에 대한 간섭요소 전력 및 스펙트럼 잡음 밀도를 추정하는 간섭 및 잡음 계산부와,

규칙적으로 이격되는 미리 정해지는 소정 개수의 도달방향(DOA) 값들에 대응하는 스티어링 벡터들을 구하고, 상기 간섭요소 전력 및 상기 스펙트럼 잡음 밀도를 상기 스티어링 벡터들에 적용하여 빔형성을 위한 가중치 벡터들을 산출하는 빔 형성부로 구성되는 것을 특징으로 하는 빔 형성 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 스티어링 벡터들은 하기 수학식에 의해 구해지는 것을 특징으로 하는 빔 형성 장치.

여기서 는 사용자 k의 방향 k_d에 대한 스티어링 벡터이고, K는 복수의 사용자 단말들의 개수이고, K_a는 상기 복수의 안테나 소자들의 개수이고, N_b 및 는 상기 도달방향 값들의 개수이고, 는 사용자 k의 안테나 소자 k_a에 대한 방향 k_d의 위상 인자이고, 는 반송파 주파수에 따른 파장이고, 은 k_a번째 안테나 소자와 안테나 배열 기준점 사이의 거리이고, 는 사용자 k에 대해 미리 정해진 k_d번째 도달방향 값이고, 는 안테나 소자들의 참조 선으로부터의 각도임.
제 1 항에 있어서, 상기 가중치 벡터는, 하기 수학식에 의해 산출되는 것을 특징으로 하는 빔 형성 장치.

여기서 는 사용자 k의 방향 k_d에 대한 가중치 벡터이고, 는 상기 간섭요소 전력의 공액(conjugate)이고, N₀은 상기 스펙트럼 잡음 밀도이고, I_Ka는 K_a*K_a 크기의 항등 행렬이고, K_a는 상기 복수의 안테나 소자들의 개수이고, N_b는 상기 도달방향 값들의 개수임.
제 3 항에 있어서, 상기 간섭요소 전력은, 하기 수학식과 같은 대각선 요소들을 가지는 허미션 행렬로 표현되는 것을 특징으로 하는 빔 형성 장치.

여기서 은 k_i번째 간섭요소 신호의 전력이고 N₀은 상기 스펙트럼 잡음 밀도임.
제 1 항에 있어서, 상기 빔 형성부는, 상기 송신기로부터 상기 수신기로 수신된 신호를 나타내는 수신신호 행렬에 상기 가중치 벡터들을 곱하여 각 사용자의 상기 도달방향들에 대응하는 이산시간 출력들을 구하는 것을 특징으로 하는 빔 형성 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 DOA 값들의 개수는,

상기 배열 안테나의 가능한 최대 공간 대역폭과 2배의 원주율(π)의 곱을 초과하지 않는 최대의 정수로 정해지는 것을 특징으로 하는 빔 형성 장치.
제 6 항에 있어서, 상기 DOA 값들의 개수는,

상기 배열 안테나가 UCA(Uniform Circular Array) 구조를 가지는 경우에 상기 배열 안테나를 구성하는 상기 안테나 소자들의 개수와 동일하도록 정해지는 것을 특징으로 하는 빔 형성 장치.
제 6 항에 있어서, 상기 DOA 값들은, 하기 수학식으로 정해지는 것을 특징으로 하는 빔 형성 장치.

여기서 는 k_d번째 신호의 DOA이고, β₀은 임의로 선택된 고정형 제로 위상각이며, N_b는 미리 정해지는 상기 DOA 값들의 개수이고, k_d는 1과 N_b 사이의 정수인 방향 인덱스임.
제 8 항에 있어서, 상기 β₀은, 0 내지 π/N_b(라디안) 사이의 값인 것을 특징으로 하는 빔 형성 장치.
복수의 안테나 소자들로 구성된 배열 안테나를 가지고 복수의 사용자들을 서비스하는 안테나 다이버시티 시스템을 위한 빔 형성 방법에 있어서,

송신기로부터 수신기로의 다중경로 채널에 대해 간섭요소 전력 및 스펙트럼 잡음 밀도를 추정하는 과정과,

규칙적으로 이격되는 미리 정해지는 소정 개수의 도달방향(DOA) 값들에 대응하는 스티어링 벡터들을 구하는 과정과,

상기 간섭요소 전력 및 상기 스펙트럼 잡음 밀도를 상기 스티어링 벡터들에 적용하여 빔형성을 위한 가중치 벡터들을 산출하는 과정을 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 빔 형성 방법.
제 10 항에 있어서, 상기 스티어링 벡터들은 하기 수학식에 의해 구해지는 것을 특징으로 하는 빔 형성 방법.

여기서 는 사용자 k의 방향 k_d에 대한 스티어링 벡터이고, K는 복수의 사용자 단말들의 개수이고, K_a는 상기 복수의 안테나 소자들의 개수이고, N_b 및 는 상기 도달방향 값들의 개수이고, 는 사용자 k의 안테나 소자 k_a에 대한 방향 k_d의 위상 인자이고, λ는 반송파 주파수에 따른 파장이고, 은 k_a번째 안테나 소자와 안테나 배열 기준점 사이의 거리이고, 는 사용자 k에 대해 미리 정해진 k_d번째 도달방향 값이고, 는 안테나 소자들의 참조 선으로부터의 각도임.
제 10 항에 있어서, 상기 가중치 벡터는, 하기 수학식에 의해 산출되는 것을 특징으로 하는 빔 형성 방법.

여기서 는 사용자 k의 방향 k_d에 대한 가중치 벡터이고, 는 상기 간섭요소 전력이고, N₀은 상기 스펙트럼 잡음 밀도이고, I_Ka는 K_a*K _a 크기의 항등 행렬이고, K_a는 상기 복수의 안테나 소자들의 개수이고, N_b는 상기 도달방향 값들의 개수임.
제 12 항에 있어서, 상기 간섭요소 전력은, 하기 수학식과 같은 대각선 요소들을 가지는 허미션 행렬로 표현되는 것을 특징으로 하는 빔 형성 방법.

여기서 은 k_i번째 간섭요소 신호의 전력이고 N₀은 상기 스펙트럼 잡음 밀도임.
제 10 항에 있어서, 상기 송신기로부터 상기 수신기로 수신된 신호를 나타내는 수신신호 행렬에 상기 가중치 벡터들을 곱하여 각 사용자의 상기 도달방향들에 대응하는 이산시간 출력들을 구하는 것을 특징으로 하는 빔 형성 장치.
제 10 항에 있어서, 상기 DOA 값들의 개수는,

상기 배열 안테나의 가능한 최대 공간 대역폭과 2배의 원주율(π)의 곱을 초과하지 않는 최대의 정수로 정해지는 것을 특징으로 하는 빔 형성 장치.
제 15 항에 있어서, 상기 DOA 값들의 개수는,

상기 배열 안테나가 UCA(Uniform Circular Array) 구조를 가지는 경우에 상기 배열 안테나를 구성하는 상기 안테나 소자들의 개수와 동일하도록 정해지는 것을 특징으로 하는 빔 형성 장치.
제 15 항에 있어서, 상기 DOA 값들은, 하기 수학식으로 정해지는 것을 특징으로 하는 빔 형성 장치.

여기서 는 k_d번째 신호의 DOA이고, β₀은 임의로 선택된 고정형 제로 위상각이며, N_b는 미리 정해지는 상기 DOA 값들의 개수이고, k_d는 1과 N_b 사이의 정수인 방향 인덱스임.