KR20050087371A

KR20050087371A - 다중 안테나를 사용하는 이동통신 시스템에서 코드 동기획득 장치 및 방법

Info

Publication number: KR20050087371A
Application number: KR1020040013138A
Authority: KR
Inventors: 권윤주; 김철진; 임준혁; 백인권
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2004-02-26
Filing date: 2004-02-26
Publication date: 2005-08-31
Also published as: US20050190819A1

Abstract

본 발명은 다중 안테나를 사용하는 이동통신 시스템에서 코드 동기 획득 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 송신부와 수신부에 다중 안테나를 사용하는 시스템에서 송신부와 수신부 간의 시분할 파일롯 데이터 전송 방법과 선택적 가중 평균 방법을 이용하여 코드 동기를 향상시키도록 한 다중 안테나를 사용하는 이동통신 시스템에서 코드 동기 획득 장치 및 방법에 관한 것이다.

본 발명의 실시예에 따른 다중 안테나를 사용하는 이동통신 시스템에서 코드 동기 획득 방법은 다중 안테나를 사용하는 송신기로부터 각각의 안테나 마다 송신될 파일럿 신호들에 각각 다른 코드를 할당하고, 상기 할당된 코드로 확산된 파일럿 신호를 수신하여 코드 동기를 획득하는 수신 방법에 있어서, 상기 다중 안테나를 사용하는 수신기에서 상기 각 안테나마다 확산된 파일럿 신호를 수신하는 과정과, 상기 송신기의 각각의 안테나에서 전송된 파일럿 신호들의 전송 지연 예측값과 채널별 정합 필터의 최대치를 출력하는 과정과, 상기 각각의 전송 지연 예측값과 채널별 정합 필터의 최대치로 선택적으로 가중치를 적용하여 새로운 전송 지연 예측값을 계산하고, 상기 계산된 전송 지연 예측값으로 코드 동기를 획득하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

Description

다중 안테나를 사용하는 이동통신 시스템에서 코드 동기 획득 장치 및 방법{Apparatus and Method of Offering Code Timing Acquisition in Mobile Communication System Using Multiple Antenna}

본 발명은 이동통신 시스템에서 코드 동기 획득 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 다중 안테나를 사용하는 이동통신 시스템에서 코드 동기 획득 장치 및 방법에 관한 것이다.

차세대 이동통신 시스템은 현재보다 매우 큰 고속 데이터 전송과 시스템 용량을 요구하고 있다. 이러한 요구를 충족시키기 위해서 최근 복수의 안테나를 사용하여 데이터를 송수신하는 기술들이 널리 연구되고 있다. 복수 안테나 기술을 이해하기 위해서는 먼저 무선 및 셀룰러 환경에 대한 이해가 필요하다. 무선 채널이 유선 채널보다 데이터 전송이 어려운 이유 중 하나는 채널이 시간에 따라 변화하는 페이딩이 존재한다는 것이다. 페이딩을 효과적으로 극복하는 방법 중 하나를 예로 들면, 독립적으로 페이딩이 변하는 채널을 형성하여 신호를 수신함으로써 안정적인 경로를 설정하는 다이버시티(diversity) 방법이 있다. 이러한 다이버시티는 주파수 다이버시티, 시간 다이버시티, 공간 다이버시티로 구분할 수 있다. 이중 공간 다이버시티에서는 복수의 안테나를 사용할 수 있다.

한편, 복수 안테나를 사용하는 기술은 적용되는 시스템과 채널의 환경에 따라 다양한 형태로 나타난다. 복수 안테나를 사용해서 얻을 수 있는 이득은 여러 가지 존재할 수 있으며, 그 중 하나는 앞에서 설명한 공간 다이버시티이다. 상기 공간 다이버시티에 의해 얻을 수 있는 이득은 페이딩의 등락이 상대적으로 작아지게 되는 것이며 채널을 페이딩 없이 백색잡음비만이 존재하는 채널과 유사하게 만드는 것이다. 이와 같은 공간 다이버시티 효과를 얻기 위해서는 안테나 간의 상관 관계가 작아야 한다.

상기 복수 안테나를 사용하는 다른 기술로 스마트 안테나 기술이 있다. 스마트 안테나 시스템에서 안테나는 기지국이 다수의 이동 단말로부터 신호를 동시에 수신할 때 두어 수신한다. 각 사용자들의 위치에 따라 각 안테나 마다 적절한 가중치를 두어 수신한다. 따라서, 다수의 이동 단말로부터 수신된 신호를 보다 효율적으로 획득할 수 있다. 즉, 하나의 안테나를 사용하여 다수의 사용자의 데이터를 동시에 결정하는 MUD(multi-user detection: N 개의 이동 단말의 데이터를 동시에 수신하는 방법)를 사용할 경우 보다 높은 시스템 용량을 얻을 수 있다. 그러나, 다수의 사용자의 데이터를 동시에 결정하는 것은 하나의 안테나로부터 각 사용자들의 데이터를 독립적으로 결정하는 것에 비해 큰 복잡도를 가진다.

또한, 스마트 안테나 기술은 복수의 안테나를 이용하여 수신하는 기술과 복수의 안테나를 이용하여 송신하는 기술까지 포함하므로 송수신기에 모두 복수의 안테나를 두어 안테나의 가중치(weight)를 조절한다면 보다 좋은 성능을 얻을 수 있다. 기지국과 이동 단말에서 동시에 스마트 안테나를 이용하는 것을 SBM(Smart Antennas at the base and mobile stations)이라고 한다. SBM은 기지국과 이동 단말에서 모두 간섭제거를 함으로써 보다 탁월한 간섭 효과를 얻을 수 있다.

상기 SBM이 하나의 이동 단말을 위해서 단일 데이터 스트림을 보내는데 반해 복수의 데이터 스트림을 병렬로 전송하면 보다 높은 데이터 전송율을 얻을 수 있다. BLAST(Bell-lab LAyered Space Time) 아키텍처로 대표되는 open-loop MIMO(Multiple Input Multiple Output) 기술은 M 개의 송신 안테나와 N 개의 수신 안테나를 가지는 시스템이라고 할때, M 과 N 중 작은 수에 해당하는 데이터 스트림을 전송하는 기술이다. MIMO 기술은 MUD에서 사용되던 기술을 사용하여 신호를 수신한다.

상기 MIMO 기술을 이용한 이동통신 시스템은 도 1에 도시하였다. 상기 도 1에 나타낸 바와 같이, 다중화부(10)에서 전송 데이터를 공간 다중화한 후, 확산부(20)에서 정확한 채널 추정을 위하여 각 송신 안테나 마다 파일롯 채널을 위하여 할당된 코드를 이용하여 확산(Spreading)한다. 확산된 데이터는 다중 송신 안테나와 단일 수신 안테나 사이에 형성된 리치 스케터링(rich scattering) 특성에 의한 독립적인 레일리(Rayleigh) 페이딩 채널(30)을 통과하게 된다. 여기서, 송신측이 N 개의 안테나를 가지고 있고, 수신부가 N 개의 안테나를 가지고 있을 경우, 수신부의 N 개의 안테나와 송신측부 N 개의 안테나 사이에는 N x N 형태의 채널 행렬 가 존재한다.

수신부에서는 모든 송신 안테나에서 동시에 전송된 파일롯 데이터가 수신되면, 코드 동기 예측기(Accurate Differential Correlated-Matched Filter : "이하, "ADC-MF"라 칭함)(40)로 입력된다. 상기 ADC-MF(40)는 도 2에 상세하게 도시하였고, 하기와 같은 동작이 진행된다.

송신부로부터 수신된 신호는 안테나에 의해서 수신받아, 샘플러(41)에 의해서 샘플링을 수행한 후, 벡터 형태의 복소 신호를 만든 후에 정합 필터(Matched Filter)(42)를 통과시킨다. 정합 필터(42)에서 출력된 신호는 분기하여 정합 필터를 통과한 신호의 복소 공액(complex conjugate)값과 지연부(43)로 입력되어 일정 심볼 기간 만큼 지연시킨 신호와의 이종 상관(cross correlation)을 취한다. 상기 이종 상관을 취하여 메트릭스 형태의 이종 상관 시퀀스를 연산부(44)에서 출력하게 된다. 개념적인 데이터 흐름은 상기와 같지만 구현은 이종 상관과 정합 필터의 처리가 동시에 일어나서 그 결과는 예측하고자 하는 소수 지연값(fractional delay)의 2차 방정식 형태로 유도된다. 그래서, 단순히 상기 2차 방정식의 근을 구하여 전송 지연 값을 얻어낸다. 상기 2 차 방정식은 <수학식 1>과 같이 나타낼 수 있다.

는 desired user의 m 번째 송신 안테나의 샘플 시퀀스의 사이클릭 시프트(cyclic shift), 는 수신 신호의 이종 상관 메트릭스를 나타낸다.

도 3은 수신부에 입력되는 신호의 비동기 샘플링에 의한 타이밍도를 나타낸 것이다. 여기서, 는 송신 데이터이고, 는 확산 코드이고, 는 수신 신호이다. 또한, d는 송신 데이터의 타이밍을 기준했을 때 수신부의 샘플링 타이밍과 정수 단위의 차이를 나타내고, 는 한 칩(chip) 이내의 소수 지연값을 의미한다. 또한, 은 전송 데이터의 하강천이(negative edge) 기준으로 왼쪽 방향의 비동기 차이를 나타내며, 은 오른쪽 방향의 비동기 차이를 나타낸다. 도 3과 같은 타이밍으로 모델링된 수신 데이터를 ADC-MF(40)을 거치면, 그 결과는 송신부의 데이터 타이밍과 수신부의 샘플링 타이밍의 차이 정도(code alignment)와 다중 송신 안테나와 단일 수신 안테나 사이에 형성된 채널 계수의 동일 가중치 형태의 함수로 정의된다. 일반적으로 동일 가중치 기법(equal gain average) 보다는 가중치 평균 기법(weighted average)이 코드 동기 성능 측면에서 더 효율적이다. 또한, 각 송신 안테나마다 채널 예측을 수행하기 위하여 할당하는 코드의 수는 송신 안테나의 수 만큼 증가해야 하므로 코드 결핍(code scarcity) 문제가 발생한다.

따라서 본 발명의 목적은 MIMO 기술을 이동통신 시스템에 적용하여 시분할 파일롯 데이터 전송 방법-선택적 가중치 평균 방법(Time Division Pilot Data Transmission and Selective Weighted Average)을 제공하는데 있다.

또한, 본 발명의 목적은 MIMO 기술을 이동통신 시스템에 적용하여 비시분할 파일롯 데이터 전송 방법-선택적 가중치 평균 방법(Non Time Division Pilot Data Transmission and Selective Weighted Average)을 제공하는데 있다.

본 발명의 실시예에 따른 다중 안테나를 사용하는 이동통신 시스템에서 코드 동기 획득 방법은 본 발명의 실시예에 따른 다중 안테나를 사용하는 이동통신 시스템에서 코드 동기 획득 방법은 다중 안테나를 사용하는 송신기로부터 각각의 안테나 마다 송신될 파일럿 신호들에 각각 다른 코드를 할당하고, 상기 할당된 코드로 확산된 파일럿 신호를 수신하여 코드 동기를 획득하는 수신 방법에 있어서, 상기 다중 안테나를 사용하는 수신기에서 상기 각 안테나마다 확산된 파일럿 신호를 수신하는 과정과, 상기 송신기의 각각의 안테나에서 전송된 파일럿 신호들의 전송 지연 예측값과 채널별 정합 필터의 최대치를 출력하는 과정과, 상기 각각의 전송 지연 예측값과 채널별 정합 필터의 최대치로 선택적으로 가중치를 적용하여 새로운 전송 지연 예측값을 계산하고, 상기 계산된 전송 지연 예측값으로 코드 동기를 획득하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

하기에서 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.

본 발명에 의한 이동통신 시스템에서 코드 동기 획득 장치는 도 4에 나타낸 바와 같이, 크게 송신부(100, 200, 300)와 수신부(500, 600)로 이루어진다.

본 발명에서는 파일롯 채널에 할당해야하는 직교 코드수가 송신 안테나 수 만큼 필요로 하는 문제를 해결하기 위하여 시분할 파일롯 데이터 전송 방법을 제안한다. 확산부(300)에서는 모든 송신 안테나에 하나의 직교 코드만 할당한다. 그리고, 채널의 상관 시간(coherence time)을 안테나 개수로 나눈 파일롯 전송 주기를 가지고 하나의 안테나에서만 파일롯 데이터를 전송한다.

본 발명의 실시예에 따른 다중 안테나를 사용하는 이동통신 시스템은 도 4에 도시하였다. 도 4에 나타낸 바와 같이, 다중화부(100)에서 전송 데이터를 공간 다중화한 후, 전송 파일럿 데이터 제어부(200)에 의해서 제어된 전송 파일럿 데이터를 확산부(300)에서 정확한 채널 추정을 위하여 각 송신 안테나 마다 파일롯 채널에 할당된 코드를 이용하여 확산(Spreading)한다. 여기서, 시분할 파일롯 데이터 전송 방법(Time Division Pilot Data Transmission)을 수행하기 위한 전송 파일럿 데이터 제어부(200)의 동작은 하기 도 6을 참조하여 설명하기로 한다.

한편, 확산된 데이터는 다중 송신 안테나와 단일 수신 안테나 사이에 형성된 리치 스케터링(rich scattering) 특성에 의한 독립적인 레일리(Rayleigh) 페이딩 채널(400)을 통과하게 된다. 여기서, 송신측이 N 개의 안테나를 가지고 있고, 수신측이 N 개의 안테나를 가지고 있을 경우, 수신측의 N 개의 안테나와 송신측의 N 개의 안테나 사이에는 N x N 형태의 채널 행렬 가 존재한다.

수신부(500, 600)에서는 모든 송신 안테나에서 동시에 전송된 파일롯 데이터가 수신되어 코드 동기 예측기인 ADC-MF(Accurate Differential Correlated- Matched Filter)(500)로 입력된다. 상기 ADC-MF(500)는 송신부(100, 200, 300)로부터 수신된 수신 신호는 샘플링 작업을 거쳐 벡터 형태의 복소 신호를 만든 후에 정합 필터(Matched Filter)를 통과시킨다. 통과한 신호의 복소 공액(complex conjugate)값과 일정 심볼 기간 만큼 지연시킨 신호와의 이종 상관(cross correlation)을 취하여 메트릭스 형태의 이종 상관 시퀀스를 출력한다. 개념적인 데이터 흐름은 상기와 같지만 구현은 이종 상관과 정합 필터의 처리가 동시에 일어나서 그 결과는 예측하고자 하는 소수 지연값(fractional delay)의 2차 방정식 형태로 유도된다. 그래서, 단순히 상기 2차 방정식의 근을 구하여 전송 지연 예측값을 출력한다. 상기 2 차 방정식은 하기 <수학식 2>와 같이 나타낸다.

상기에서 설명한 바와 같이, 상기 ADC-MF(500)을 통해서 전송 지연 예측값이 출력된다. 상기 전송 지연 예측값은 정수 지연값(d)과 소수 지연값( )이 더해진 형태( )로 출력된다. 상기 전송 지연 예측값은 가중치 적용부(600)에 전송되면, 도 5에 나타낸 바와 같이, 각 분리된 채널에 대한 예측값( )을 구할 때 얻어진 정합 필터의 최대치( , , , )를 비교하여 가장 큰 값을 기준으로 하여 상대적인 가중치로 변환한다. 그리고, 이미 구한 전송 지연 예측값에 상기 상대적인 가중치를 곱하여 새로운 가중치를 구한다. 즉, 선택적 가중 평균 방법을 이용하여 전송 지연 예측값을 구할 수 있게 된다.

도 6은 송신 안테나 4, 다이버시티 차수 2, 파일롯 데이터 전송 주기 1인 송신부의 전송 파일럿 데이터 제어부(200)에서 파일롯 송신 데이터가 하나의 안테나에서만 전송되도록 하기 위한 파이롯 채널 전송 데이터 구조를 나타낸 것이다. 즉, 송신부에서의 시분할 파일롯 데이터 전송 방법을 설명하기 위한 것이다. 여기서, 가로축은 안테나 번호를 나타내고, 세로축은 전송 심볼 시간을 나타낸다. 먼저, T1 시간에는 전송 파일럿 데이터 제어부(200)에서 안테나 M1을 통하여 을 출력하고, 나머지 데이터에는 영을 할당하여 데이터를 출력하지 않도록 제어한다. T2 시간에는 전송 파일럿 데이터 제어부(200)에서 을 출력하고, 마찬가지로 나머지 데이터에는 영을 할당하여 데이터를 출력하지 않도록 제어한다. T3, T4시간에도 음영 처리된 부분의 파일롯 데이터만 출력하고 나머지 데이터에는 영을 할당한다. 즉, T3 시간에는 전송 파일럿 데이터 제어부(200)에서 을 출력하고, 나머지 데이터에는 영을 할당하여 데이터를 출력하지 않도록 제어한다. 또, T4 시간에는 전송 파일럿 데이터 제어부(200)에서 을 출력하고, 나머지 데이터에는 영을 할당하여 데이터를 출력하지 않도록 제어한다. 그 다음 심볼 타임에는 상기에서 설명한 바와 같은 과정을 계속해서 반복한다. 상기와 같은 과정을 반복함으로써, 동일한 코드를 이용하여 각각 다른 시간별로 송신 데이터를 하나의 안테나에서만 전송할 수 있다.

도 7은 본 발명의 실시예에 따른 이동통신 시스템에서 선택적 가중치 코드 동기 획득 방법을 나타낸 순서도이다. 즉, 송신부로부터 파일럿 신호를 수신하여 처리하는 과정을 설명하기 위한 순서도이다.

먼저, ADC-MF(500)가 확산부(300)로부터 파일럿 신호를 수신하여 701단계에서 변수값을 초기화시킨다(m=1). 이후, ADC-MF(500)가 702단계에서 소수 지연값에 대한 2차 방정식(<수학식 2> 참조)을 통해서 전송 지연 예측값을 획득한다. 이후, ADC-MF(500)가 703단계에서 상기 변수(m)와 송신 안테나 개수(M)를 비교한다. 만약, 상기 변수(m)가 송신 안테나 개수(M) 보다 크지 않을 경우, 702단계로 귀환한다. 그러나, 상기 변수(m)가 송신 안테나 개수(M) 보다 클 경우, 가중치 적용부(600)가 704단계에서 각 채널별 정합 필터의 크기 및 최대치를 검색한다. 즉, 획득한 전송 지연 예측값을 이용하여 더 정밀한 최대치를 획득한 후에 이 중에서 가장 큰 값을 갖고 있는 채널의 인덱스를 검색한다. 상기 최대치는 하기 <수학식 3>을 이용하여 얻을 수 있다.

이후, ADC-MF(500)가 705단계에서 변수값을 초기화하고(m=1, v=1), 가중치 적용부(600)에서는 채널별 신뢰성 테스트 및 선택한다. 이때, 가중치 적용부(600)에서는 가장 큰 최대치를 갖고 있는 채널의 전송 지연 예측값을 기준으로 한 칩 이상의 차이를 갖고 있는 채널의 정보는 포함하지 않는다. 여기서, 가장 큰 최대치는 하기 <수학식 4>를 이용하여 얻을 수 있다.

이후, ADC-MF(500)가 707단계에서 변수를 증가시킨다(m=m+1). 이때, ADC-MF(500)가 708단계에서 상기 변수(m)가 송신 안테나 개수(M)보다 큰 가를 판단한다. 만약, 상기 변수(m)가 송신 안테나 개수(M) 보다 크지 않을 경우, 706단계로 귀환한다. 그러나, 상기 변수(m)가 송신 안테나 개수(M) 보다 클 경우, 가중치 적용부(600)는 709단계에서 선택적 가중치 코드 동기를 획득한다. 즉, 의미있는 채널에 대한 전송 지연 예측값만을 가지고 최대치를 기준으로 상대적인 가중치를 전송 지연 예측값에 적용하여 새로운 전송 지연 예측값을 하기 <수학식 5>와 같이 도출해 낸다. 다시 말해서, 도 5에 나타낸 바와 같이, 정합 필터의 최대치( , , , )를 비교하여 가장 큰 값을 기준으로 하여 상대적인 가중치로 변환한다. 그리고, 이미 구한 전송 지연 예측값에 상기 상대적인 가중치를 곱하여 새로운 전송 지연 예측값을 계산하고, 상기 계산된 전송 지연 예측값으로 코드 동기를 획득할 수 있게 된다.

본 발명의 다른 실시예에 따른 이동통신 시스템에서 코드 동기 획득 방법은 NTDPT-SWA(Non Time Division Pilot Data Transmission and Selective Weighted Average) 방법으로, 송신부에서는 종래의 기술과 동일한 방법으로 파일럿 신호와 할당된 코드를 이용하여 전송하지만, 수신부에서는 상기에서 설명한 바와 같은 선택적 가중치 평균(Selective Weighted Average : SWA) 기법을 적용한다.

도 8은 가로축은 다중경로 들어오는 신호들 간의 도착 시간차에 대한 표준편차이다. 세로축은 코드 동기 확률을 나타낸다. 여기서, 코드 동기의 정의는 가정한 전송 지연값과 수신부에서 예측한 전송 지연값의 차이가 반 칩 이내의 차이를 갖고 있을 때를 의미한다. 도 8에서 알 수 있듯이 도착 지연 차이의 전구간에 걸쳐서 제안한 발명의 방법이 종래 기술 보다 더 우수한 코드 동기 성능을 나타냄을 알 수 있다.

도 9는 도 8에 부합하는 MAT(Mean Acquisition Time)을 나타낸다. MAT(Mean Acquisition Time)는 코드 동기 실패 시 다시 송신부에 추가 데이터를 요구하는데 걸리는 시간을 의미한다. 마찬가지로, 본 발명이 전구간에 걸쳐서 더 적은 추가 데이터를 요구한다는 것을 알 수 있다.

도 10은 코드 동기의 정확도를 나타내는 척도인 RMSE(Root Mean Square Error)값이다. 도면에서 알 수 있듯이 본 발명이 종래 기술보다 더 적은 오차값을 갖고 있음을 알 수 있다.

도 11은 신호 대 잡음비의 함수로서 낮은 신호 대 잡음비일 때 종래의 기술 보다 훨씬 좋은 코드 동기 성능을 나타냄을 알 수 있다. 이러한 코드 동기 성능 향상은 검파(detect) 관점에서 비트에러율(Bit Error Rate : BER) 성능을 향상시키고 빠른 동기 획득을 얻을 수 있으므로 더 빠르게 채널의 변화를 따라 갈 수 있다.

지금까지 실험을 통하여 제안한 본 발명이 종래 기술 보다 코드 동기 성능 측면에서 더 우수함을 확인 할 수 있었다. 지금부터는 본 발명이 왜 종래 기술 보다 더 우수한 성능을 나타내는지를 수학적으로 분석해 보기로 한다.

먼저, 본 발명과 종래 기술과의 가장 큰 차이점은 수신부에서 채널의 응답을 참조하여 선택적 가중치를 적용 여부이다. 제안된 발명의 효과는 수신부에서 수신신호의 세기를 향상시키기 위하여 두 개의 안테나를 가지고 MRRC(Maximum Ratio Receiver Combining)를 적용하는 것과 같다. 종래 기술에서의 코드 동기 예측기는 정합 필터를 통과한 수식이 각 채널의 균등 평균(Equal Average) 형태로 유도됨을 알 수 있다.

상기 <수학식 2>를 이용하여 가장 큰 값을 나타내는 정수 지연값(d)과 소수 지연값( )을 얻어낸다. 얻어낸 값( )을 다시 <수학식 6>에 적용하여 더 정밀한 출력 값을 찾아낸다. 그 결과를 정리하면 아래의 식으로 유도된다.

즉, ℓ번째 안테나와 수신 안테나 사이의 채널에 대한 정수 예측값이 가장 큰 값을 갖고 있는 채널의 정수 예측값과 다를 때 수신부에서 정합 필터를 적용했을 때 상기 <수학식 7>와 같이 표현된다. 결과적으로 종래 기술에서의 정수 지연 예측값은 하기 <수학식 8>로 나타낼 수 있다.

좋지 않은 채널의 정보에 의하여 예측된 정수 지연값이 포함되어 전체적인 정수 지연 예측값에 영향을 주어 성능을 저하시킨다.

본 발명에서는 수신부에서 채널을 분리 할 수가 있기 때문에 상기 <수학식 9>과 같이 나타낼 수 있다.

여기서 들은 채널 선택 계수들이다. 만약, 본 발명에서 원하지 않는 정수 지연값이 ℓ 번째 송신 안테나에서 예측되었다면 채널 선택 계수값에 값을 할당 할 수가 있어서 원하지 않은 채널에 의한 성능 저하를 방지 할 수 있다. 결국, ℓ 번째 채널에 대한 정보가 삭제된 하기 <수학식 10>로 변형 될 수 있다.

최종적으로 본 발명과 종래 기술의 성능을 비교하면 하기 <수학식 11>로 정리 된다.

상기 <수학식 11>로부터 제안한 본 발명의 전송 지연 예측 성능이 종래 기술 보다 우수함을 증명하였다.

본 발명은, 코드 동기 성능을 향상시킬 수 있다.

또한, 본 발명은 코드 동기 성능이 향상됨으로 인해서 검파(detect) 관점에서 BER 성능을 향상시키고 빠른 동기 획득을 얻을 수 있으므로 더 빠르게 채널의 변화를 따라 갈 수 있다.

또한, 본 발명은 송신부의 안테나가 증가할수록 각 안테나를 할당해야 직교 코드 수가 증가하는 것을 방지할 수 있다.

도 1은 종래의 이동통신 시스템에서 코드 동기 획득 장치의 블록 구성도,

도 2는 종래의 ADC-MF(Accurate Differential Correlation-Matched Filter)의 상세 구성도,

도 3은 수신부로 입력되는 신호의 비동기 샘플링 타이밍도,

도 4는 다중 안테나를 사용하는 이동통신 시스템에서 본 발명의 실시예에 따른 코드 동기 획득 블록 구성도,

도 5는 가중치 적용부에서 선택적 가중 평균 방법을 설명하기 위한 그래프,

도 6은 본 발명에 따른 파일롯 채널 전송 데이터 구조도,

도 7은 본 발명의 실시예에 따라 코드 동기시 제어 흐름도,

도 8 내지 도 11은 본 발명과 종래 기술의 코드 동기 획득 방법에 따른 성능 비교 그래프.

Claims

다중 안테나를 사용하는 송신기로부터 각각의 안테나 마다 송신될 파일럿 신호들에 각각 다른 코드를 할당하고, 상기 할당된 코드로 확산된 파일럿 신호를 수신하여 코드 동기를 획득하는 수신 방법에 있어서,

상기 다중 안테나를 사용하는 수신기에서 상기 각 안테나마다 확산된 파일럿 신호를 수신하는 과정과,

상기 송신기의 각각의 안테나에서 전송된 파일럿 신호들의 전송 지연 예측값과 채널별 정합 필터의 최대치를 출력하는 과정과,

상기 각각의 전송 지연 예측값과 채널별 정합 필터의 최대치로 선택적으로 가중치를 적용하여 새로운 전송 지연 예측값을 계산하고, 상기 계산된 전송 지연 예측값으로 코드 동기를 획득하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 다중 안테나를 사용하는 송신기에서 각각의 안테나 마다 송신될 파일럿 신호들에 동일한 코드를 할당하고, 각각 다른 시간별로 상기 할당된 코드로 확산된 파일럿 신호들을 송신할 경우,

상기 다중 안테나를 사용하는 수신기에서 각 안테나마다 상기 확산된 파일럿 신호를 수신하는 과정과,

상기 각각 다른 시간별로 각 안테나에서 출력되는 파일럿 데이터를 분리하여 상기 송신기의 각각의 안테나에서 전송된 파일럿 신호들의 전송 지연 예측값과 정합 필터의 최대치를 출력하는 과정과,

상기 각각의 전송 지연 예측값과 채널별 정합 필터의 최대치로 선택적으로 가중치를 적용하여 새로운 전송 지연 예측값을 계산하고, 상기 계산된 전송 지연 예측값으로 코드 동기를 획득하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

상기 선택적으로 가중치를 적용하여 새로운 전송 지연 예측값을 계산하는 과정은,

상기 송신기로부터 전송된 채널의 응답으로 채널별 전송 지연 예측값을 출력하는 과정과,

상기 전송 지연 예측값을 이용하여 각 채널별 정합 필터의 크기 및 최대치를 검색하는 과정과,

상기 최대치를 기준으로 상대적인 가중치로 변환하고, 상기 변환된 상대적인 가중치를 상기 전송 지연 예측값에 적용하여 새로운 전송 지연 예측값을 계산하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 변환된 상대적인 가중치를 적용할 상기 전송 지연 예측값은 상기 최대치의 채널 정합 필터의 크기에 해당하는 전송 지연 예측값을 기준으로 한 칩 이상의 차이를 갖고 있는 채널 응답의 전송 지연 예측값은 포함하지 않는 것을 특징으로 하는 상기 방법.
제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 최대치는 다음과 같이 출력함을 특징으로 하는 상기 방법.
제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 새로운 전송 지연 예측값은 다음과 같이 출력함을 특징으로 하는 상기 방법.
다중 안테나를 사용하는 이동통신 시스템에서 코드 동기를 획득하는 송신 방법에 있어서,

다중 안테나를 사용하는 송신기에서 각각의 안테나 마다 송신될 파일럿 신호들에 동일한 코드를 할당하는 과정과,

각각 다른 시간별로 상기 할당된 코드로 확산된 파일럿 신호들을 송신하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
다중 안테나를 사용하는 송신기로부터 각각의 안테나 마다 송신될 파일럿 신호들에 각각 다른 코드를 할당하고, 상기 할당된 코드로 확산된 파일럿 신호를 수신하여 코드 동기를 획득하는 수신 장치에 있어서,

상기 다중 안테나를 사용하는 송신기로부터 각 안테나마다 확산된 파일럿 신호를 수신하여, 상기 송신기의 각각의 안테나에서 전송된 파일럿 신호들의 전송 지연 예측값과 정합 필터의 최대치를 출력하는 코드 동기 예측기와,

상기 각각의 전송 지연 예측값과 채널별 정합 필터의 최대치로 선택적으로 가중치를 적용하여 새로운 전송 지연 예측값을 계산하고, 상기 계산된 전송 지연 예측값으로 코드 동기를 획득하는 가중치 적용부를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
제 8 항에 있어서,

상기 다중 안테나를 사용하는 송신기에서 각각의 안테나 마다 송신될 파일럿 신호들에 동일한 코드를 할당하고, 각각 다른 시간별로 상기 할당된 코드로 확산된 파일럿 신호들을 송신할 경우,

상기 각각 다른 시간별로 각 안테나에서 출력되는 파일럿 데이터를 분리하여 상기 송신기의 각각의 안테나에서 전송된 파일럿 신호들의 전송 지연 예측값과 정합 필터의 최대치를 출력하는 코드 동기 예측기와,

상기 각각의 전송 지연 예측값과 채널별 정합 필터의 최대치로 선택적으로 가중치를 적용하여 새로운 전송 지연 예측값을 계산하고, 상기 계산된 전송 지연 예측값으로 코드 동기를 획득하는 가중치 적용부를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
제 8 항 또는 제 9 항에 있어서,

상기 가중치 적용부는 상기 전송 지연 예측값을 이용하여 각 채널별 정합 필터의 크기 및 최대치를 검색하고, 상기 최대치를 기준으로 상대적인 가중치로 변환하고, 상기 변환된 상대적인 가중치를 상기 전송 지연 예측값에 적용하여 새로운 전송 지연 예측값을 계산하는 것을 특징으로 하는 상기 장치.
제 8 항 내지 제 10 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 변환된 상대적인 가중치를 적용할 상기 전송 지연 예측값은 상기 최대치의 채널 정합 필터의 크기에 해당하는 전송 지연 예측값을 기준으로 한 칩 이상의 차이를 갖고 있는 채널 응답의 전송 지연 예측값은 포함하지 않는 것을 특징으로 하는 다중 안테나를 사용하는 이동통신 시스템에서 코드 동기 획득 장치.
제 8 항 내지 제 10 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 최대치는 다음과 같이 출력함을 특징으로 하는 다중 안테나를 사용하는 이동통신 시스템에서 코드 동기 획득 장치.
제 8 항 내지 제 10 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 새로운 전송 지연 예측값은 다음과 같이 출력함을 특징으로 하는 다중 안테나를 사용하는 이동통신 시스템에서 코드 동기 획득 장치.
다중 안테나를 사용하는 이동통신 시스템에서 코드 동기를 획득하는 송신 장치에 있어서,

송신될 파일럿 신호들에 동일한 코드를 할당하고, 상기 할당된 코드로 확산된 신호를 다른 시간별로 송신하는 송신기를 포함함을 특징으로 하는 다중 안테나를 사용하는 이동통신 시스템에서 코드 동기 획득 장치.
다중 안테나를 사용하는 이동통신 시스템에서 코드 동기를 획득하는 송수신 방법에 있어서,

상기 다중 안테나를 사용하는 송신부에서 송신될 파일럿 신호들에 각각 다른 코드를 할당하는 과정과,

상기 파일럿 신호와 상기 할당된 코드를 이용하여 확산하여 송신하는 과정과,

상기 다중 안테나를 사용하는 송신부로부터 각 안테나마다 확산된 파일럿 신호를 수신하는 과정과,

상기 송신부의 각각의 안테나에서 전송된 파일럿 신호들의 전송 지연 예측값과 채널별 정합 필터의 최대치를 출력하는 과정과,

상기 전송 지연 예측값과 채널별 정합 필터의 최대치로 선택적으로 가중치를 적용하여 새로운 전송 지연 예측값을 계산하고, 상기 계산된 전송 지연 예측값으로 코드 동기를 획득하는 상기 방법.
제 15 항에 있어서,

상기 선택적으로 가중치를 적용하여 새로운 전송 지연 예측값을 계산하는 과정은,

상기 송신기로부터 전송된 채널의 응답으로 채널별 전송 지연 예측값을 출력하는 과정과,

상기 전송 지연 예측값을 이용하여 각 채널별 정합 필터의 크기 및 최대치를 검색하는 과정과,

상기 최대치를 기준으로 상대적인 가중치로 변환하고, 상기 변환된 상대적인 가중치를 상기 전송 지연 예측값에 적용하여 새로운 전송 지연 예측값을 계산하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
제 15 항 또는 제 16 항에 있어서,

상기 변환된 상대적인 가중치를 적용할 상기 전송 지연 예측값은 상기 최대치의 채널 정합 필터의 크기에 해당하는 전송 지연 예측값을 기준으로 한 칩 이상의 차이를 갖고 있는 채널 응답의 전송 지연 예측값은 포함하지 않는 것을 특징으로 하는 상기 방법.
제 15 항 내지 제 17 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 최대치는 다음과 같이 출력함을 특징으로 하는 상기 방법.
제 15 항 내지 제 17 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 새로운 전송 지연 예측값은 다음과 같이 출력함을 특징으로 하는 상기 방법.
다중 안테나를 사용하는 이동통신 시스템에서 코드 동기를 획득하는 송수신 방법에 있어서,

상기 다중 안테나를 사용하는 송신부에서 송신될 파일럿 신호들에 동일한 코드를 할당하는 과정과,

상기 파일럿 신호와 상기 할당된 코드를 이용하여 각각 다른 시간별로 상기 파일럿 신호들을 확산하여 송신하는 과정과,

상기 다중 안테나를 사용하는 수신부에서 각 안테나마다 상기 확산된 파일럿 신호를 수신하는 과정과,

상기 각각 다른 시간별로 각 안테나에서 출력되는 파일럿 데이터를 분리하여 상기 송신부의 각각의 안테나에서 전송된 파일럿 신호들의 전송 지연 예측값과 정합 필터의 최대치를 출력하는 과정과,

상기 전송 지연 예측값과 채널별 정합 필터의 최대치로 선택적으로 가중치를 적용하여 새로운 전송 지연 예측값을 계산하고, 상기 계산된 전송 지연 예측값으로 코드 동기를 획득하는 상기 방법.
제 20 항에 있어서,

상기 선택적으로 가중치를 적용하여 새로운 전송 지연 예측값을 계산하는 과정은,

상기 송신기로부터 전송된 채널의 응답으로 채널별 전송 지연 예측값을 출력하는 과정과,

상기 전송 지연 예측값을 이용하여 각 채널별 정합 필터의 크기 및 최대치를 검색하는 과정과,

상기 최대치를 기준으로 상대적인 가중치로 변환하고, 상기 변환된 상대적인 가중치를 상기 전송 지연 예측값에 적용하여 새로운 전송 지연 예측값을 계산하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
제 20 항 또는 제 21 항에 있어서,

상기 변환된 상대적인 가중치를 적용할 상기 전송 지연 예측값은 상기 최대치의 채널 정합 필터의 크기에 해당하는 전송 지연 예측값을 기준으로 한 칩 이상의 차이를 갖고 있는 채널 응답의 전송 지연 예측값은 포함하지 않는 것을 특징으로 하는 상기 방법.
제 20 항 내지 제 22 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 최대치는 다음과 같이 출력함을 특징으로 하는 상기 방법.
제 20 항 내지 제 22 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 새로운 전송 지연 예측값은 다음과 같이 출력함을 특징으로 하는 상기 방법.