KR20050053667A - 직접 변환 수신기 및 수신 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 수신 방법 및 직접 변환 수신기에 관한 것이다. 이 수신기는 수신된 신호를 I 분기 및 Q 분기를 포함하는 베이스밴드 신호 내에 혼합하는 혼합기(308)와, 상기 베이스밴드 신호를 디지털 형태로 변환하는 A/D 변환기(316)와, 그리고 주파수 선택적 IQ 위상 에러 추정을 수행하고, 이러한 에러 추정에 기초하여 주파수 선택적 정정 인수들을 이용하여 상기 디지털화된 신호를 정정하는 위상 조정기(318)를 포함한다.

Description

직접 변환 수신기 및 수신 방법{DIRECT CONVERSION RECEIVER AND RECEIVING METHOD}

본 발명은 직접 변환 수신기 및 이러한 직접 변환 수신기의 수신 방법에 관한 것으로서, 특히 직접 변환 수신기에서의 IQ 불균형(imbalance)의 제거에 관한 것이다.

최근, 디지털 무선 통신 시스템의 이용이 증가하고 있다. 서로 다른 많은 타입의 시스템들이 도입되었다. 예를 들어, 무선 LAN(국부 영역 네트워크), 디지털 무선 DVB-T, UMTS 및 GSM과 같은 시스템이 점점 더 많은 주목을 받고 있으며, 사용자들에게는 무선 환경에 있어서 보다 많은 대안이 제공된다. 고객이 새로운 서비스들에 관심을 갖도록 하기 위해서는, 그 서비스들을 이용하는 데에 필요한 장비의 가격이 정확히 정해져야할 필요가 있다. 따라서, 비용이 낮고 전력 소모가 낮은 수신기들이 요구된다.

낮은 전력 소모를 갖는 적절한 수신기들에 있어서의 해결책은 이러한 수신기들에서 직접 변환 아날로그 프론트 엔드 아키텍쳐를 이용하는 것이다. 이러한 직접 변환 해결책에서, 수신되는 RF 신호는 베이스밴드 내에 직접 혼합된 다음, 아날로그 디지털 변환된다. 혼합 프로세스에서는, 2개의 신호들, 즉 사인 신호 및 코사인 신호가 제공되어야 한다. 기술적인 이유로, 사인 곡선 신호(sinusoidal signal)들의 정확한 직교성이 보장될 수 없다. 이에 따라, 사인 함수와 코사인 함수 간에 이 측정될 수 있다. 이러한 현상은 일반적으로 IQ 위상 불균형이라 한다.

저역 통과 필터 및 베이스밴드 증폭기 등의 아날로그 베이스밴드 구성 요소는 항상 두번 설치된다. 즉, 한 구성 요소는 I 분기를 위한 것이고, 다른 구성 요소는 Q 분기를 위한 것이다. 제조 허용 오차, 서로 다른 수명 또는 온도의 영향으로 인해, 특정한 기능 타입의 각 구성 요소는 다른 분기 상의 대응하는 구성 요소와 비교하여 약간 다르게 동작할 수 있다. 또한, 저비용의 아날로그 저역 통과 필터들은 진폭 리플(amplitude ripple), 비선형 위상을 포함할 수 있고, 이들은 ISI(심볼간 간섭)를 삽입할 수 있다. 일정한 IQ 위상 불균형의 결함을 갖는 주파수 의존 베이스밴드 디바이스들이 결합하게 되면, 주파수 선택적 IQ 위상 불균형의 부정확성을 야기시킨다. 도 1A는 64-QAM 단일 캐리어 시스템에서의 =10^o의 위상 에러의 영향을 예시적으로 나타낸다. 10^o의 시프트를 갖는 정확한 IQ 콘스텔레이션 포인트(constellation point)들을 볼 수 있다. Q 분기의 값들은 영향을 받지 않는다.

위상 불균형 문제는, 변조 방식 또는 다중 액세스 방식에 상관없이, 직접 변환 수신기를 이용하는 모든 시스템에 존재한다. 이러한 문제는 GSM 또는 케이블 모뎀 등의 단일 캐리어 시스템에도 영향을 주기는 하지만, OFDM을 이용하는 WLAN 등의 멀티캐리어 시스템에서 특히 심하다. 도 1B는 64-QAM 64-FET OFDM 시스템에서의 =10^o의 위상 에러의 영향을 예시적으로 나타낸다. 도 1A와 비교해 보면, IQ 콘스텔레이션 다이어그램에서 10^o의 시프트를 역시 볼 수 있지만, 여기에서는 I 분기 값 및 Q 분기 값 모두가 IQ 위상 불균형 에러의 영향을 받는다.

수신기에 요구되는 높은 신호 정확도를 제공하기 위해서는, IQ 위상 불균형 에러 등의 아날로그 직접 변환 프론트 엔드 결함이 최소가 되어야 한다. 지금까지, 위상 불균형 문제에 대한 해결책은 고품질의 아날로그 베이스밴드 구성 요소들의 이용을 가정하였다. 따라서, 위상 불균형 정정 방법은 주파수 의존성을 고려하지 않는다. 하지만, 저비용의 소비자 장치에서는, 고품질의 구성 요소들을 이용하는 것이 불가능하다. 따라서, 현재의 정정 방법은 저비용의 수신기에서의 위상 불균형 정정에 대한 해결책을 제시하지 못한다.

이하, 바람직한 실시예 및 첨부 도면을 참조하여 본 발명에 대해 보다 상세히 설명한다.

도 1A 및 1B는 IQ 위상 불균형의 영향을 나타낸다.

도 2는 무선 LAN의 예를 나타낸다.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 직접 변환 수신기의 예를 나타낸다.

도 4는 IQ 위상 불균형 에러 삽입을 나타낸다.

도 5는 주파수 선택적 IQ 에러 검출기의 예를 나타낸다.

도 6은 적분기의 예를 나타낸다.

도 7A는 주파수 선택적 IQ 에러 정정기의 예를 나타낸다.

도 7B는 본 발명의 일 실시예에 따른 방법을 나타낸다.

도 8A 내지 8C는 ODFM 환경에서의 IQ 다이어그램이다.

도 9는 직접 변환 수신기의 예를 나타낸다.

본 발명의 목적은 개선된 수신 방법 및 수신기를 제공하는 것이다. 본 발명의 일 양상에 따르면, 직접 변환 수신기에서의 수신 방법이 제공되는바, 이 방법은 무선 주파수 신호를 수신하는 단계와; 상기 수신된 무선 주파수 신호를 I 분기 및 Q 분기를 포함하는 베이스밴드 신호 내에 혼합하는 단계와; 상기 베이스밴드 신호를 디지털 형태로 변환하는 단계와; 주파수 선택적 IQ 위상 에러 추정을 수행하는 단계와; 그리고 상기 에러 추정에 기초하여, 상기 디지털화된 신호를 주파수 선택적 정정 인수들에 의해 정정하는 단계를 포함한다.

본 발명의 다른 양상에 따르면, 통신 시스템에서의 직접 변환 수신기가 제공되는바, 이는 수신된 신호를 I 분기 및 Q 분기를 포함하는 베이스밴드 신호 내에 혼합하는 수단과; 상기 베이스밴드 신호를 디지털 형태로 변환하는 수단과; 주파수 선택적 IQ 위상 에러 추정을 수행하는 수단과; 그리고 상기 에러 추정에 기초하여, 상기 디지털화된 신호를 주파수 선택적 정정 인수들에 의해 정정하는 수단을 포함한다.

본 발명의 바람직한 실시예들은 종속항들에서 설명된다.

본 발명의 바람직한 실시예에서, IQ 위상 불균형 조정은 주파수 선택적이다. 조정 절차는 2개의 연속적인 단계, 즉 에러 검출 및 에러 정정의 결합이다.

제 1 단계에서, FIR형(유한 임펄스 응답) 검출기를 이용하여 주파수 선택적 IQ 위상 불균형 에러 검출이 수행된다. 제 2 단계에서, 에러 검출에 기초하여 주파수 의존 IQ 위상 정정이 수행된다. 본 실시예는 비교적 적은 양의 계산을 필요로 하고, 비결정 지원되며, AWGN(평균 백색 가우션 잡음)에 강하다. 본 방법은 다른 어떠한 수신기 알고리즘과도 독립적으로 동작한다.

본 발명의 방법 및 수신기는 몇 개의 장점을 제공한다. 바람직한 실시예들을 이용하게 되면, 직접 변환 수신기 아키텍쳐에서 복조 프로세스에 대한 저 정확도의 위상 시프터와 함께 저비용 및 저 정확도의 아날로그 필터들을 이용하는 것이 가능해진다. 따라서, 수신기의 전체 비용을 낮게 유지할 수 있다. 특히, 아날로그 IQ 위상 불균형 에러에 의한 어떠한 성능 감소도 없이, 단일 캐리어 및 OFDM 시스템을 구현할 수 있다.

본 발명의 일 실시예에서는 또한, 독립적인 적응형 실수 계수들을 갖는 시간 도메인 필터(time domain filter)를 이용하여 IQ 진폭 불균형을 정정한다. 진폭 불균형 조정은 위상 불균형 정정 이후 수행될 수 있다. 알고리즘들은 서로 독립적이다.

본 발명의 실시예들은 직접 변환 수신기를 이용하는 모든 데이터 전송 시스템에 적용될 수 있다. 이러한 시스템의 예로는 무선 LAN(국부 영역 네트워크), 디지털 무선 DVB-T, UMTS 및 GSM이 있다. 직접 변환 수신기는, 수신된 무선 주파수(RF) 신호가 중간에 어떠한 중간 주파수(IF)도 없이 베이스밴드 주파수로 직접 변환되는 수신기이다.

본 발명의 실시예들이 적용될 수 있는 시스템의 예로서, 무선 국부 영역 네트워크(WLAN)를 고려해보자. WLAN은 전파를 이용하여 컴퓨터를 네트워크에 접속시키는 데이터 전송 매체이다. 백본 네트워크는 대개 유선이고, 무선 접속은 LAN과 사용자 간의 접속의 마지막 링크이다.

WLAN의 주요 아키텍쳐는, 예를 들어 GSM과 같은 전형적인 셀룰러 네트워크 아키텍쳐를 닮았다. 도 2를 참조하여, 본 시스템은 네트워크 내에 특정 거리를 가지며 위치하는 소위 액세스 포인트(AP)(200 내지 204)라 불리는 트랜스시버들로 이루어진다. 최종 사용자들(206 내지 210)은 무선 인터페이스를 통해 액세스 포인트 스테이션들에 접속된다. 액세스 포인트들은 고정 LAN(212)을 통해 서버 또는 스위치 또는 라우터(214) 및 외부 네트워크(216)에 접속된다. 하지만, 여기에서는 제시되지 않은 WLAN의 다른 아키텍쳐들도 있다. 무선 LAN은, 예를 들어 IEEE(국제 전기 전자 학회) 표준 802.11, 802.11a 또는 802.11b에 따라 구성될 수 있다.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 IEEE 802.11a OFDM 직접 변환 수신기에 대한 프론트 엔드의 예를 나타낸다. 이 수신기는 안테나(300)를 포함하며, 이에 의해 전송기로부터의 무선 주파수 신호가 수신된다. 수신된 신호는 필터(302)에서 대역 통과 필터링되고, 저잡음 증폭기(304)에서 증폭된다. 다음으로, 신호는 RF 증폭기(306)에서 한층 더 증폭되고, 혼합기(308)에서 베이스밴드 주파수 내로 직접 혼합된다. 국부 발진기(310)는 혼합에 이용되는 RF 신호를 제공한다. 혼합 과정이 수행되면, s(t)=I(t)+jQ(t)의 아날로그 복소 신호를 얻을 수 있다. 이에 따라, 이 신호는 2개의 성분, 즉 I 분기(309A) 및 Q 분기(309B)를 포함한다. 이러한 혼합 신호는 아날로그 저역 통과 필터(312) 및 베이스밴드 증폭기(314)를 통과한다. 이후, 신호는 A/D 변환기(316)에서 디지털 형태로 변환된다. 이러한 수신기의 구성 요소들은 모두 당업계에 알려져있다.

특히 OFDM 시스템 등의 멀티캐리어 시스템에서는, 단일 캐리어 무선과 비교하여 IQ 위상 에러가 신호 성능에 상당한 영향을 준다. 따라서, 수신기의 IQ 위상 불균형을 가능한한 일찍 제거하는 것이 중요하다. 도 3의 수신기에 의해 예시되는 실시예에서, IQ 위상 조정 블록(318)은 A/D 변환기(316) 바로 다음에 온다. 이러한 조정 블록 이후, 신호는 디지털 저역 통과 필터(320), 동기 블록(322)에 공급되고, 마지막으로 블록(324)에서 FFT(고속 퓨리에 변환)를 이용하여 주파수 도메인으로 변환된다.

다음으로, IQ 위상 불균형 에러의 이론적인 배경에 대해 살펴본다. 전송기측 상의 복소 아날로그 베이스밴드 신호로 시작하자:

여기서, 아래 첨자(S 및 T)는 각각 전송기 및 베이스밴드를 나타낸다. 베이스밴드 신호는 캐리어 주파수(f_c)에 의해 아날로그 업 컨버터(up-converter)에 전달된다.

이러한 실수 신호는 다음과 같이 표현될 수 있다:

이상적으로, 사인 함수 및 코사인 함수는 직교하지만, 전형적으로 물리 장치는 위상 오프셋()을 유입시킨다. 이는 하기 방정식 (4)의 전송기 신호인 S_{Transmitter,fc,quadrature}(t)에 의해 설명될 수 있다. 여기에서, 위상 시프트()는 사인파에 부가된다.

수신기의 다운 컨버터(down-converter)는 사인 함수와 코사인 함수 간에 정확히 90^o의 위상 오프셋을 제공하는 것으로 가정한다. 이에 따라, 수신기에서의 다운 변환은 다음을 통해 이루어진다:

삼각 적 함수(trigonometric product function)를 푼 후, 다운 변환되고 저역 통과 필터링된 복소 베이스밴드 신호는 하기로서 수신된다:

1/2 인수를 생략하는 것 외에, sin(0)=0을 포함하는 제 1 허수항이 제거될 수 있고, 각도()의 IQ 위상 불균형 에러를 포함하는 복소 베이스밴드 신호는 다음과 같이 주어진다:

또한, cos()의 I 분기와 Q 분기 간의 IQ 위상 불균형이 발견된다. 이제, IQ 진폭 불균형은 이미 제거된 것으로 가정하여, 더 이상 고려하지 않는다. 따라서, IQ 위상 불균형 에러 삽입은 다음과 같이 표현될 수 있다:

이 방정식은 도 4에서와 같이 그래픽적으로 나타낼 수 있다. Q 분기는 전송기로부터 수신기로 어떠한 변경도 없이 전달된다. 곱셈기(400)에서, Q 분기에는 IQ 위상 불균형 에러 값인 sin()가 곱해진다. 이 신호는 가산기(402)에서 I 분기에 더해진다. 발생된 IQ 위상 에러와 I 분기를 합한 후, 신호는 수신기에 전달된다. 도 4에서, I'[n]은 위상 에러를 갖는 I 분기 신호를 나타낸다.

다음으로, 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 배경으로서 비 주파수 선택적 블라인드(blind) IQ 위상 불균형 조정에 대해 살펴본다. 먼저, 계산된 에러값의 저역 필터링과 결합하여 에러 검출이 수행된다. 이후, 유입되는 샘플들을 정정하기 위해 IQ 데이터 스트림을 액세스한다. 본 시스템은 피드백 루프 시스템으로서 설치될 수 있다. 첫 번째로, 유입되는 IQ 샘플들을 정정한다. 이후, 나머지 에러가 계산되고 저역 필터링된다. 전체 IQ 위상 불균형 에러가 보상될 때, 루프는 평형 상태로 유지된다. 디지털 블라인드 에러 검출기는 하기의 수학적인 사항들을 적용할 것이다. I 분기 샘플과 Q 분기 샘플이 통계적으로 독립적이라면, 이들의 적에 대한 기대값은 0으로 같다:

이러한 경우, 조정 블록은 어떠한 정정도 실행하지 않는다. 하지만, IQ 위상 불균형 에러가 있다면, 삽입된 방정식 (9)는 방정식 (8)에 기초하여 다시 쓰여져야 한다.

방정식 (10)의 두 번째 라인의 제 1 가수(addend)는 방정식 (9)와 같으며, 0이 된다. 나머지 기대값은 에러 값인 sin()에 비례할 것이다. 인수 Q²[n]의 기대값은 Q 분기에 평균 멱(mean power)을 제공하고 증폭 인수로서 해석될 수 있는데, 그 이유는 이것이 항상 플러스 부호를 갖기 때문이다. 이 결과는 유입되는 신호 스트림을 정정하는 데에 이용된다.

IQ 불균형 에러를 정정하기 위해서는, IQ 샘플들의 적이 계산되어야 한다:

이후, 정정 계수에 대한 각각의 기대값이 적분기에 의해 제공될 수 있다:

적분기의 입력에는, 루프 대역폭에 대한 각각의 적응 속도를 정의하는 부가적인 상수(μ)가 곱해질 수 있다. 다음으로, 에러 값인 e[n]이 c[n-1]=~sin()로 저역 필터링된다. 이 계수에는 유입되는 Q 분기 샘플 스트림이 곱해진다. 마지막으로, I 분기 샘플로부터 이러한 적을 뺀다. I'[n]은 위상 불균형 I[n] 값들을 포함한다. IQ 위상 불균형 정정 블록의 수학적인 표현은 다음과 같다:

다음으로, 주파수 선택적 IQ 위상 불균형 조정이 실행되는 본 발명의 일 실시예에 대해 살펴보자. 아날로그 베이스밴드 필터들중 하나 또는 둘 모두는 이들의 주파수 전송 기능에 대한 이들의 각각의 시간 도메인 임펄스 응답에 의존하여 결함들을 제공하는 것으로 가정한다. 이러한 결함들은 진폭 리플, 비선형적인 필터 위상 반응(behaviour) 또는 필터 ISI 등의 1개 이상의 항목이 될 수 있다. 이러한 결함들때문에, 상기 설명한 비 주파수 선택적 조정 루프는 잘못된 에러값에 대해 로크(lock)된다. 따라서, 주파수 선택적이고, 아날로그 필터 결함의 문제를 갖는 I 심볼 및 Q 심볼을 커버할 수 있는 IQ 위상 불균형 에러 검출기를 구현할 필요가 있다. 하기 방정식은 수학적인 동작을 나타낸다:

여기서, N은 홀수이고, 에러값의 인덱스는 1부터 N까지 유효하다. N은 아날로그 필터에 기초하여 선택된다. WLAN 환경에서의 실제의 경우, N은 전형적으로 7 내지 19 범위의 값을 갖지만, 다른 값들도 적용될 수 있다. 값이 커질수록 더욱 많은 에러값이 제거될 수 있기는 하지만, 구현하기가 어려워진다.

N=5일 때의 수치적인 예에 대해 살펴보자. 이 경우, 방정식 (14)는 다음의 형태를 갖는다:

따라서, 에러값들은 다음과 같이 정의될 수 있다:

도 5는 상기 설명한 주파수 선택적 IQ 에러 검출기의 가능한 구현을 나타낸다. 탭 딜레이 라인의 길이는 N에 의해 결정된다. 따라서, I 분기에 2개의 딜레이 요소들(500, 502)을 갖고 Q 분기에 4개의 딜레이 요소들(504 내지 510)을 갖는 탭 딜레이 라인(522)이 구현된다. 곱셈기들(512 내지 520)에서는, I 분기의 중심 탭 (N-1)/2와 Q 분기로부터의 N개의 서로 다른 값들이 곱해진다.

일반적인 경우로 돌아가서, 각 에러값 e_i[n]은 그 자신의 적분기에 의해 저역 필터링된다:

도 6은 하나의 적분기의 가능한 구현을 나타낸다. 적분기(600)는 곱셈기(602), 가산기(604) 및 딜레이 요소(606)를 포함하고, 딜레이 요소(606) 이후 신호는 가산기(604)로 피드백된다.

IQ 불균형 정정은 하기 방정식에 따라 수행될 수 있다:

여기에서, 변수 m은 구현되는 루프의 레이턴시(latency)를 나타내는바, 이는 하드웨어 또는 디지털 신호 처리 소프트웨어의 실제 구현시에 존재하는 부가적인 딜레이로부터 발생한다. 도 7A는 가능한 구현을 나타내는바, 여기에서 또한 N=5로 가정한다. 에러 검출기에서 처럼, 탭 딜레이 라인(726)에서, I 분기는 2개의 딜레이 요소들(700, 702)를 포함하고, Q 분기는 4개의 딜레이 요소들(704 내지 710)을 포함한다. 채널 등화기의 경우에서 처럼, 곱셈기들(712 내지 720)에서 탭 딜레이 라인으로부터의 Q 분기 값들과 대응하는 정정 계수들(c_i)을 곱한 다음, 가산기(722)에서 합산한다. 이 결과는 가산기(724)에서 불완전한 I 분기 중앙 탭으로부터 감산된다.

도 3의 수신기를 참조하여, 도 5 및 7A의 에러 검출기 및 에러 정정 블록들은 위상 불균형 조정 블록(318)에 속한다. 에러 정정 블록 및 에러 검출 블록은 소프트웨어 프로그램된 프로세서, DSP(디지털 신호 처리) 또는 개별적인 회로들을 이용하여 수신기에서 구현될 수 있다.

도 7B를 참조하여, 본 발명의 일 실시예에 따른 방법은 다음의 단계들을 포함한다. 단계 (730)에서, 무선 주파수 신호가 수신된다. 단계(732)에서, 수신된 무선 주파수 신호는 I 분기 및 Q 분기를 포함하는 베이스밴드 신호 내에 혼합된다. 단계(734)에서, 베이스밴드 신호는 디지털 형태로 변환된다. 단계(736)에서, 주파수 선택적 IQ 위상 에러 추정이 수행된다. 다음 단계(738)에서, 에러 추정에 기초하여, 디지털화된 신호가 주파수 선택적 정정 인수에 의해 정정된다.

본 발명의 일 실시예에서, 단계들(736 내지 738)은 보다 상세하게 표현될 수 있다. 단계(734)로부터, 방법은 단계(740)로 진행되는바, 여기에서는 제 1 탭 딜레이 라인에 의해, 디지털화된 신호로부터 IQ 위상 불균형 에러가 결정된다. 다음 단계(742)에서는, 결정된 에러에 기초하여 정정항들이 계산된다. 단계(744)에서는, 정정항들에 기초하여 제 2 탭 딜레이 라인의 계수들이 계산된다. 단계(746)에서는, 제 2 탭 딜레이 라인에 의해, 디지털화된 신호로부터 위상 불균형이 정정된다.

도 8A 내지 8C는 IEEE 802.11a OFDM 환경에서의 서로 다른 IQ 다이어그램을 나타낸다. 아날로그 저역 통과 필터는 IQ 불균형 데이터 스트림에 결함들을 삽입한다. 도 8A는 비 주파수 선택적 조정 루프의 결과를 나타낸다. 알 수 있는 바와 같이, 점들이 상당히 퍼져있기 때문에, 이러한 조정을 불완전하다. 도 8B 및 8C는 각각 3탭 및 7탭 주파수 선택적 조정 루프에 의해 실행되는 조정을 제시한다. 당연히, 7탭 해결책이 보다 많은 수의 탭들로 인해 보다 우수하게 실행되지만, 3탭 해결책도 비 주파수 선택적 조정 보다는 우수하다.

다음으로, 독립적인 적응형 실수 계수들을 갖는 시간 도메인 필터를 이용하여 IQ 진폭 불균형이 또한 정정되는 실시예를 살펴 보자. 이는 특히 OFDM 시스템에 적용될 수 있다. 진폭 불균형 조정은 상기 설명한 위상 불균형 정정 이후에 수행될 수 있다. 도 9는 이러한 실시예의 직접 변환 OFDM 수신기의 프론트 엔드를 나타낸다. 아날로그 부분들 및 A/D 변환은 이전 예에서처럼 실행된다. IQ 위상 불균형 블록(318)의 동작은 상기에서 설명하였다. IQ 진폭 불균형 조정 블록(900)은 위상 불균형 조정 블록 뒤에 위치된다. 두 알고리즘은 수신기의 시간 도메인에서 동작하고, 서로에게 영향을 주지 않는다.

IQ 진폭 불균형 조정 등화기(900)는 시간 도메인 적응형 필터에 의해 구현될 수 있는바, 이는 필터 계수들이 하나의 클럭 샘플로부터 다음 클럭 샘플까지(즉, 클럭 샘플 마다) 변경될 수 있음을 의미한다. 일반적으로, OFDM 시스템에는 필수적이지 않지만 단일 캐리어 시스템에는 필수적인 시간 도메인 채널 등화기는 복소 필터 계수를 갖는다. 이것의 목적은 채널 결함을 제거하는 것이다. 하지만, 본 실시예에서는, 채널이 등화되지 않고, 아날로그 베이스밴드 필터들이 대신하기 때문에, 시간 도메인 등화기가 OFDM 시스템에 도입될 수 있다. 필터들중 하나는 아날로그 I 분기에 있고, 다른 하나는 아날로그 Q 분기에 있다. 따라서, 이러한 필터들은 독립적이며, 이들은 복소 필터 계수들을 갖지 않지만, 실수 계수들을 갖는 2개의 독립적인 디지털 적응형 필터들을 갖는다.

시간 도메인 적응형 필터는 통상적인 LMS(최소 평균 제곱) 채널 등화기로서 고려될 수 있지만, 본 해결책에서 이는 복소 계수들을 이용하지 않지만, 독립적인 실수 계수들을 갖는 2개의 적응형 FIR 필터들을 이용한다.

등화기(900) 다음에는 캐리어 주파수 동기 블록(902)이 온다. 대개, 아날로그 수신기의 혼합기는 아날로그 전송기의 혼합기의 것과 약간 다른 캐리어 주파수를 갖는다. 따라서, 전송기와 수신기 간에는, 캐리어 주파수 오프셋이 있다. 동기 블록은 이러한 회전을 어느 정도 완전하게 제거할 때에 활성화된다. 다음으로, 신호는 블록(904)에서 FFT(고속 퓨리에 변환)를 이용하여 주파수 도메인으로 변환된다. 수신된 IQ 심볼들은 디코더(906)에서 자신들의 최초 의미로 디코드된다. 모든 결정이 정확한 경우, 이 블록의 출력은 전송기가 이전에 행했던 것과 정확히 같은 이상적인 심볼들을 발생시킨다.

LMS 루프 대역폭은 매우 작기 때문에, 등화기는 채널 변경을 인식하지 않는다. 이에 따라, 소프트웨어 프로그램된 프로세서 또는 DSP에 의해 부가적인 IFET 블록 및 캐리어 주파수 디로테이션(de-rotation)을 설치하는 것이 가능해진다. 따라서, 이상적인 심볼들은 블록(908)에서 IFFT(역 고속 퓨리에 변환)를 이용하여 시간 도메인으로 다시 변환된다. 이렇게 되면, 이러한 심볼들은 이상적인 안정된 심볼들이 된다. 이들은 합성 트레이닝 시퀀스(synthetic training sequence)를 발생시키는 데에 이용된다. 따라서, 이들은, 여전히 회전 시스템에서 동작하고 있는 시간 도메인 등화기에 공급되어야 한다. 따라서, 심볼들은 디지털 주파수 동기 블록(902)의 앞에서 존재했던 것과 동일한 오프셋을 가지고 회전되어야 한다. 이는 블록(910)에서 수행된다. 계수 적응 블록(912)에서는, 전형적인 LMS 등화기의 계수 계산이 수행된다. 이는 수신되어 디코드된 IQ 심볼들에 기초한다. 이로부터 에러가 계산되고, 계수들이 갱신된다. 이러한 절차는 통상적인 LMS 등화기에서와 동일한 방법으로 수행되기 때문에, 본원에서는 이에 대해 상세히 설명하지 않는다.

지금까지 본 발명을 첨부 도면에 따른 예와 관련하여 설명하였지만, 본 발명은 개시된 것들로 한정되지 않고, 첨부된 청구항의 범위 내에서 다양한 방식으로 변경될 수 있다.

Claims (19)

1. 무선 주파수 신호를 수신하는 단계(730)와; 상기 수신된 무선 주파수 신호를 I 분기 및 Q 분기를 포함하는 베이스밴드 신호 내에 혼합하는 단계(732)와; 그리고 상기 베이스밴드 신호를 디지털 형태로 변환하는 단계(734)를 포함하는 직접 변환 수신기에서의 수신 방법에 있어서,

   주파수 선택적 IQ 위상 에러 추정을 수행하는 단계(736)와; 그리고

   상기 에러 추정에 기초하여, 상기 디지털화된 신호를 주파수 선택적 정정 인수들에 의해 정정하는 단계(738)를 포함하는 것을 특징으로 하는 직접 변환 수신기에서의 수신 방법.
2. 제 1 항에 있어서,

   제 1 탭 딜레이 라인을 이용하여, 상기 디지털화된 신호로부터 IQ 위상 불균형 에러를 결정하는 단계(740)와;

   상기 결정된 에러에 기초하여 정정항들을 계산하는 단계(742)와; 그리고

   계수들이 상기 정정항들에 기초하여 결정되는 제 2 탭 딜레이 라인을 이용하여, 상기 디지털화된 신호의 위상 불균형을 정정하는 단계(746)를 포함하는 것을 특징으로 하는 직접 변환 수신기에서의 수신 방법.
3. 제 2 항에 있어서,

   상기 아날로그 수신 신호에 대해 수행되는 필터링에 기초하여 탭 딜레이 라인들의 길이를 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 직접 변환 수신기에서의 수신 방법.
4. 제 2 항에 있어서,

   방정식 에 따라 상기 제 1 탭 딜레이 라인을 결정하는 단계를 포함하고, 여기서 상기 i=1,2,...,N이고, 상기 N은 홀수 정수인 것을 특징으로 하는 직접 변환 수신기에서의 수신 방법.
5. 제 2 항에 있어서,

   방정식 에 따라 상기 제 2 탭 딜레이 라인을 결정하는 단계를 포함하고, 여기서 상기 i=1,2,...,N이고, 상기 N은 홀수 정수이며, m>0인 것을 특징으로 하는 직접 변환 수신기에서의 수신 방법.
6. 제 1 항에 있어서,

   시간 도메인 적응형 필터에 의해, 상기 디지털화된 신호의 IQ 진폭 불균형을 정정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 직접 변환 수신기에서의 수신 방법.
7. 제 6 항에 있어서,

   상기 시간 도메인 적응형 필터의 계수들은 실수값들을 갖는 것을 특징으로 하는 직접 변환 수신기에서의 수신 방법.
8. 제 7 항에 있어서,

   상기 디지털화된 신호로부터 행해진 심볼 결정들의 도움으로 상기 계수들을 갱신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 직접 변환 수신기에서의 수신 방법.
9. 제 8 항에 있어서,

   상기 디지털화된 신호에 대한 캐리어 주파수 회전의 영향을 정정하는 단계와;

   상기 정정된 신호를 시간 도메인으로부터 주파수 도메인으로 변환하는 단계와;

   상기 변환된 신호로부터 심볼 결정을 행하는 단계와;

   상기 심볼 결정을 시간 도메인으로 변환하는 단계와;

   상기 변환된 심볼 결정의 캐리어 주파수를 디로테이트하는 단계와; 그리고

   상기 심볼 결정에 기초하여 시간 도메인 적응형 필터의 계수들을 갱신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 직접 변환 수신기에서의 수신 방법.
10. 제 6 항에 있어서,

    상기 시간 도메인 필터는 최소 평균 제곱(LMS) 필터인 것을 특징으로 하는 직접 변환 수신기에서의 수신 방법.
11. 수신된 신호를 I 분기 및 Q 분기를 포함하는 베이스밴드 신호 내에 혼합하는 수단(308) 및 상기 베이스밴드 신호를 디지털 형태로 변환하는 수단(316)을 포함하는, 통신 시스템에서의 직접 변환 수신기에 있어서,

    주파수 선택적 IQ 위상 에러 추정을 수행하는 수단(318)과; 그리고

    상기 에러 추정에 기초하여, 상기 디지털화된 신호를 주파수 선택적 정정 인수들에 의해 정정하는 수단(318)을 포함하는 것을 특징으로 하는 직접 변환 수신기.
12. 제 11 항에 있어서, 상기 수신기는:

    상기 디지털화된 신호의 IQ 위상 불균형 에러를 결정하는 제 1 탭 딜레이 라인(522)과;

    상기 결정된 에러에 기초하여 정정항들을 계산하는 수단(600)과; 그리고

    상기 디지털화된 신호의 위상 불균형을 정정하는 제 2 탭 딜레이 라인(726)을 포함하며, 상기 제 2 탭 딜레이 라인의 계수들은 상기 정정항들에 기초하여 결정되는 것을 특징으로 하는 직접 변환 수신기.
13. 제 11 항에 있어서,

    상기 제 1 탭 딜레이 라인은 하기 방정식

    에 따라 정의되고, 여기서 상기 i=1,2,...,N이고, 상기 N은 홀수 정수인 것을 특징으로 하는 직접 변환 수신기.
14. 제 11 항에 있어서,

    상기 제 2 탭 딜레이 라인은 하기 방정식

    에 따라 정의되고, 여기서 상기 i=1,2,...,N이고, 상기 N은 홀수 정수이며, m>0인 것을 특징으로 하는 직접 변환 수신기.
15. 제 11 항에 있어서,

    상기 수신기는 상기 디지털화된 신호의 IQ 진폭 불균형을 정정하는 시간 도메인 적응형 필터(900)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 직접 변환 수신기.
16. 제 15 항에 있어서,

    상기 시간 도메인 적응형 필터(900)의 계수들은 실수값들을 갖는 것을 특징으로 하는 직접 변환 수신기.
17. 제 16 항에 있어서,

    상기 수신기는 상기 디지털화된 신호로부터 행해진 심볼 결정의 도움으로 상기 계수들을 갱신하는 수단(908 내지 912)을 포함하는 것을 특징으로 하는 직접 변환 수신기.
18. 제 17 항에 있어서, 상기 수신기는:

    상기 디지털화된 신호에 대한 캐리어 주파수 회전의 영향을 정정하는 수단(902)과;

    상기 정정된 신호를 시간 도메인으로부터 주파수 도메인으로 변환하는 수단(904)과;

    상기 변환된 신호로부터 심볼 결정을 행하는 수단(906)과;

    상기 심볼 결정을 시간 도메인으로 변환하는 수단(908)과;

    상기 변환된 심볼 결정의 캐리어 주파수를 디로테이트하는 수단(910)과; 그리고

    상기 심볼 결정에 기초하여 시간 도메인 적응형 필터의 계수들을 갱신하는 수단(912)을 포함하는 것을 특징으로 하는 직접 변환 수신기.
19. 제 1 항에 있어서,

    상기 수신기는 무선 LAN 수신기인 것을 특징으로 하는 직접 변환 수신기.