KR20050043732A - 고용량 배터리용 고속 충전기 - Google Patents

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웨이드제임스알.
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아커 웨이드 파워 테크놀로지스 엘엘씨
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Abstract

본 발명은 고용량 배터리용의 고효율 고속 충전기 및 고용량 배터리를 고속 충전하기 위한 방법을 제공한다. 고속 충전기는 단상 또는 바람직하게는 3상의 정류된 AC 입력을, 고주파의 높은 리플 전류 커패시터로 최소로 필터링된 옵션의 역률 정정된 입력과 함께 포함하며, 이 입력은 "벅" 구성의 전력 스위칭 회로에 의해 인덕터/커패시터 출력 필터로 스위칭된다. 금속화된 필름 커패시터가 사용되어 과도전류 스위치 보호 및 벅 레귤레이터에 대한 리플 전류 요건을 제공하면서 정류된 360㎐ AC 성분 필터링을 최소로 하며, 상당히 향상된 역률을 갖는 고전류 고속 충전기가 제공된다. 최소화된 출력 필터 크기로 고전력 고주파수 스위칭하는 것은 높게 필터링된 DC 출력을 제공한다. 고속 충전기는 간편한 유지보수를 위해 모듈 설계로 구성되도록 적합화된다.

Description

고용량 배터리용 고속 충전기{FAST CHARGER FOR HIGH CAPACITY BATTERIES}
본 출원은 "COMPACT BATTERY CHARGER FOR BATTERY OPERATED FORKLIFTS AND THE LIKE"를 발명의 명칭으로 하여 John F. Aker 및 R.Wade 명의로 2001년 11월 2일자 출원된 미국 가출원 번호 제60/336,396호를 그 우선권으로 한다. 상기한 출원의 상세한 설명은 그 전체 내용이 본 명세서에 참조자료로 통합되어 있다.
본 발명은 고용량 배터리의 고속 충전에 관한 것으로, 보다 구체적으로는 고용량 배터리를 고속 충전하기 위한 장치 및 전기 회로, 배터리 충전 방법, 배터리 충전 동안 고용량 배터리에의 전압 및 전류의 전달을 제 어하기 위한 방법 및 소프트웨어에 관한 것이다.
본 발명에서 "고속 충전"은 100 암페어-시간("Ahrs")의 배터리 용량당 30 암페어보다 큰 속도로 배터리를 충전시키는 것을 의미한다. 고속 충전의 목표는 약 1.5 시간 미만에서 배터리의 충전 상태(the state of charge, 이하 "SOC"로 칭함)를 완충전량의 30%에서 80%로 끌어올리는 것이다. 종래의 배터리 충전기는 통상적으로 100Ahrs의 배터리 용량당 20A 또는 그 이하의 충전 속도에서 작동하며 그 충전기의 충전 속도도 충전 사이클에서 일찍 감소하여, 배터리를 완충전으로 복원하기 위해서는 8～12 시간이 요구된다.
이전에, 종래의 충전기로는, 재충전에 요구된 시간은 배터리로 전원 공급되는 장비가 연속적인 서비스를 유지할 필요가 있을 때 고용량 배터리의 사용자에게 커다란 불편을 끼쳤다. 본 발명에서 "고용량 배터리"는 100Ahrs 용량보다 큰 배터리를 지칭한다. 예를 들어, 배터리로 전원 공급되는 지게차, 전기 카트 등의 산업상의 사용자는 재충전을 하려면 배터리를 교체하기 위해서 배터리를 차량으로부터 실제 공장을 가로질러 어느 정도의 거리에 있는 중앙 배터리실로 이동시켜야 한다. 따라서, 종래의 충전은 산업상의 사용자에게 비생산적인 업무로 인한 노동 시간의 손실과, 공장내의 일반적인 작업 지역에서 떨어진 추가의 트럭 이동 및 무거운 배터리를 취급해야 할 필요성으로 인한 안전상의 문제와, 장비 한 대당 요구된 2개 또는 그 이상의 배터리로 인한 증가된 자본 지출과, 낮은 충전 상태(SOC)에서, 그에 따라 더 높은 전류에서의 배터리 전원공급 장비의 작동에 의해 차량 유지비가 증가된다는 다수의 단점이 있다. 고속 충전은 배터리 교체를 제거하고, 배터리 교체를 위한 공장 저편으로의 이동과 무거운 배터리의 빈번한 취급의 필요성을 제거함에 의해 안전성을 증가시키고, 배터리 대 장비의 비율을 1:1로 함에 의해 자본 지출을 감소시키며, 배터리가 더 높은 SOC에서 작동됨에 따라 차량 유지비를 감소시킴으로써, 노동 생산성을 증대시킬 수 있다.
전기 골프 카트와 같은 고용량 배터리의 오락상의 사용자는 배터리가 소모된 카드를 다음 날까지 충전 장소에 두도록 요구되는 저속 배터리 충전기에 대해 불평을 토로해오고 있다. 고속 충전을 이용하면 카트는 1.5 미만의 시간내에 재사용이 가능하게 될 수 있다. 이러한 성능은 또한 오락상의 운영에서 요구된 카트의 총수를 감소시키고, 이에 의해 자본 지출을 현저하게 경감시킬 수 있다.
고용량 배터리의 자동차상의 사용자는 자신의 전기 자동차 배터리 백업을 고속 재충전할 수 있게 됨으로써 배터리의 고속 충전의 이점을 얻을 수 있을 것이다. 차고내의 고속 충전기는 귀가 후의 가족 자동차를 저녁에 상점가 또는 축구장으로 드라이브를 가능케 할 수 있으며, 이것은 고속 충전의 부재시에는 가능하지 않을 것이다. 주차 지역에서의 고속 충전기는 자동차 배터리를 고충전상태 레벨로 복구하는데 사용될 수도 있을 것이다.
고속 충전은 배터리를 실제로 전기화학적 "가스 탱크"로 변경시킴으로써 우리가 사는 방식을 변화시킬 수 있다. 고속 충전 배터리 기술이 진보해 가고 더 높은 고속 충전을 받아들일 수 있는 능력을 갖는 배터리의 이용이 가능하게 됨에 따라, 더 높은 전력의 고속 충전이 점점 더 요망되고 있다. 고속 충전은 배터리 재충전 시간을 급격하게 낮출 수 있고 전기 동력 전력 응용장치에 대한 활성화 기술이 될 수 있는 가능성을 갖는다.
현재 이용 가능한 고속 충전의 대다수는 페로 공진형(ferro-resonant)과 실리콘 제어된 정류기(SCR : Silicon Controlled Rectifier) 위상 제어형의 2가지 카테고리로 분류될 수 있다. 이들 충전기는 입력부, 전력 변환부 및 출력부를 포함한다. 입력부는 입력 3상 공급 전압을 수신하고, 이 입력을 전력 변환부에 연결하기 위해 상태를 조절한다. 전력 변환부는 연결된 입력을 요구된 출력 전압으로 변환한다. 최근에, 출력부는 전력 변환부로부터의 전압을 이용 가능한 경우의 정류 다이오드 및 필터에 연결시킨다.
도 1(종래 기술)은 종래 기술의 대표적인 3상 AC 입력 페로-공진형 충전기 회로(10)를 도시하고 있다. 이 회로는 하나의 1차 회로와 2개의 2차 회로를 갖는 입력 트랜스포머를 포함한다. 하나의 2차 회로는 도시된 바와 같이 공진 권선(1)을 갖는 RC 회로이며, 나머지 2차 회로는 정류 다이오드를 통해 배터리에 접속된 권선(2)을 포함한다. 트랜스포머는 오직 하나의 배터리 전압을 충전시키도록 구성된다.
전술된 페로-공진형 충전기는 페로-공진형 충전기의 실질적인 활용을 제한하는 다수의 본질적인 결함을 갖는다. 사용자가 하나보다 많은 배터리를 가지고 이들 배터리가 동일 전압이 아닌 경우, 2개의 상이한 페로-공진형 충전기가 요구된다. 또 다른 본질적인 문제점은 각종 배터리의 상이한 암페어-시간 정격이다. 페로-공진형 충전기를 각종 암페어-시간 정격을 받아들이도록 조율하기 위해서는 수동 변경이 요구되며, 이에 의해 충전 동작의 시간과 복잡도가 증가하게 된다. 또한, 상이한 Ahr 배터리 정격을 수용하기 위해서는 이러한 수정에 대한 선택 범위가 제한된다. 페로-공진형 충전기의 특징인 제한된 출력 전압 제어는 또한 전체 충전 사이클을 통해 최대 충전 속도가 달성되지 못하게 한다. 더 나아가, 페로-공진형 충전기는 공급 전압 변동을 보상하기 위해 상당한 정정 동작을 취할 수 없다. 충전기의 출력이 페로-공진형 트랜스포머로부터 정류되기 때문에, 상당한 양의 AC 전압이 배터리에 공급된다. 이 AC 성분은 배터리내에서 과도한 발열을 초래하고, 페로-공진형 충전기를 고속 충전에 적용함에 있어서 중요한 관심사 중의 하나인 열 관리 문제를 제공한다. 자체 발열은 페로-공진형 충전기의 정류 다이오드뿐만 아니라 1차 및 2차 트랜스포머에서도 발생한다. 페로-공진형 충전기 회로(도 1을 참조)에서, 공진 2차 권선(1)은 에너지의 전부를 저항-커패시터에 제공하여 에너지를 배터리에 전달하는데 기여하지 못한다. 이러한 각종의 단점은 페로-공진형 충전기로 하여금 작동이 비효율적으로 이루어지게 하고 전압 출력이 변경 불가능하며 그 충전 프로파일이 비최적화되도록 한다.
종래 기술의 두 번째 주요 충전기의 유형은 실리콘 제어된 정류기(SCR) 위상 제어 충전기이며, 그에 대한 전기적 개략도가 도 2(종래 기술)에 도시되어 있다. SCR 충전기는 도 2에 도시된 AC 입력 상태조절 모듈(12)에 진입하는 것으로 도시된 3상 공급 전압을 수신하고, 이 입력을 SCR 스위치 매트릭스(20)을 포함하는 전력 변환부에 연결시킨다. 위상 콘트롤러/구동기 모듈(14)에 연결된 SCR 스위치 매트릭스는 입력을 출력 파형으로 변환하고, 이 출력 파형은 바람직하게는 대형 유도성 필터(21)를 포함하여 출력부에 공급된다. SCR 매트릭스는 요구된 출력을 획득하기 위해 위상 제어되기 때문에, 출력 인덕터는 360Herz의 왜곡된 AC 파형을 필터링하여야 한다. 이러한 환경은 더 대형이며 고가의 인덕터를 요구한다. 소형이고 저비용의 인덕터가 적용된다면, 충전기로부터의 DC 전압 상에 중첩된 추가의 360㎐ AC 리플(ripple) 성분이 배터리 부하내에서의 발열을 초래하고, 충전기의 역률(power factor)을 저하시킨다. AC 성분은 배터리의 내부 저항에 대한 추가된 발열 소스로써 기능한다.
SCR 충전기는 SCR 스위치 매트릭스의 위상 제어에 의해 복수의 전압 출력을 수용할 수 있다. 트랜스포머 출력 전압은 예기된 최고 전압 배터리를 효과적으로 충전하도록 선택된다. 그 결과, 이러한 충전기의 역률은 충전기가 낮은 전압 배터리를 충전하기 위해 사용될 때 역효과를 주게 된다. 도 2A는 SCR 스위치 매트릭스 위상 제어 듀티 싸이클을 도시한 것으로서, 저전압 배터리에 대해 SCR 스위치 매트릭스 위상 제어 듀티 싸이클이 감소되어야 하며(파형(22)), 이러한 감소가 그 결과로서 역률을 현저히 저하시킨다는 것을 나타내고 있다. 상기의 낮은 역률은 배터리에 전달되는 실제 전력에 비례하여 AC 입력 라인으로부터 고전류가 유기되는 결과로 나타나게 된다.
추가로, SCR 스위치 매트릭스는 2개의 SCR 스위치가 어떠한 소정 시각에 온(on) 되도록 요구한다. SCR 기반 충전기는 안정 상태 및 스위칭 손실 모두를 경험하고, 이것은 SCR 기반 충전기의 전체적인 효율을 저하시킨다. 더욱이, SCR 정류(commutation) 조건은 다른 회로 성분에 대해 더 높은 전류 VA 정격을 갖도록 하며, SCR 복구 시간은 획득 가능한 최대 스위칭 주파수를 현저하게 저하시킨다. 이러한 SCR 시스템에서의 다이오드 복구 문제의 발생없이 전류 전달에 영향을 주기 위해 스누버 인덕터(snubber inductor) 및 RC 네트워크가 요구될 수도 있다. SCR 스위치 매트릭스용의 드라이브 제어 회로는 제어해야 할 다수의 SCR(예를들어, 도 2에 도시된 예시 시스템에서는 6개)이 존재하기 때문에 복잡하면서 고가의 것이 된다. 최종적으로, 입력 3상 AC 공급장치는 위상 반전이 SCR 스위치 매트릭스를 오류 상태로 만들기 때문에 위상 반전을 방지하기 위해서는 정확한 시퀀스로 접속되어야 한다.
풀 브릿지 회로(full bridge circuit)는, 고속 충전 응용장치용으로 고려된 경우, 부피가 큰 트랜스포머가 요구되지 않기 때문에 소형 충전기의 제조를 위해 잠재적으로 매력적이다. 그러나, 다수의 산업상 응용장치에 요구되는 초고용량 배터리(＞600Ahr 용량)에 필요한 전력 레벨을 달성함에 있어서는 문제가 남아있다. 풀 브릿지 회로는 4개의 스위치를 채용하고, 고전압이 스위치될 때 회로는 고전압 장치의 더 낮은 스위칭 속도 특성 및 열 발생에 관한 문제점에 민감하다. 추가로, 라인 전압 상의 과도전류는 이들이 웬만해서는 고립되지 않기 때문에 스위치를 파괴할 수도 있다.
"벅(Buck)" 레귤레이터 회로는 표준 속도 충전 응용장치를 위한 배터리 충전기로 알려져 있다. 본 발명에서 "벅 레귤레이터"와 "벅 변환기"는 같은 의미로 혼용되고 있다. 그러나, 고용량 배터리를 고속 충전하기 위한 벅 레귤레이터 시스템의 설계는 달성되지 못하고 있으며, 지금까지 미해결로 남아있는 다수의 기술적인 도전에 직면해 있다. 이용 가능한 3상 전기 전력은 고속 충전을 수용하는 방식으로 변압, 정류, 스위칭 및 필터링되어야 한다. 스위칭 요건과 관련하여, 고주파수(예를들어, 약 5000㎐ 이상)에서 고전류를 스위칭하는 스위치는 특징적으로 수용 가능하지 않은 열 발생과 관련되고, 저주파수에서 작동하는 스위치는 수용 불가능할 정도의 크고 고가의 필터를 필요로 한다. 또한, 고용량 배터리의 고속 충전을 위해 요구되는 전류는 예를 들어 수백 암페어 정도로 매우 높으므로 AC 입력 정류기 회로를 위해 요구된 전해 콘덴서에 관련한 무수히 많은 문제점을 야기한다. 고용량 배터리를 충전하기 위해, 이들 커패시터는 대형화되어야 하기 때문에 커패시터의 펄스 전류 용량이 예를 들어 각각 약 30A 정도로 매우 낮게 될 것이며, 커패시터는 이러한 환경하에서 더 높은 인덕턴스를 전개하기 때문에 높은 주파수에서 덜 효율적이 된다. 이러한 커패시터가 높은 주파수 응답을 제공하면서 더 적은 크기로 된다면, 이들 커패시터는 예를 들어 각각 약 5A 미만의 더 적은 현재 처리 용량을 가질 것이며, 고용량 배터리의 고속 충전을 위한 펄스 전류 및 주파수 응답 요건을 충족시키기 위해 일백 개 이상의 커패시터가 요구될 것이다. 그 결과의 버스 구조체는 매우 크고 유기적이어서 구성이 불가능하게 될 것이다. 또한, 이러한 커패시터의 사용은 크기가 크던 작던 간에 낮은 역률의 결과로 나타난다.
이러한 문제점들로 인해, 상기 기술은 실제로 사용 가능한 고속 충전 기술을 달성할 수 없다.
따라서, 상기의 기술은 고용량 배터리를 위한 효과적이고 실용 가능한 고속 충전기의 필요성을 여전히 가지게 된다.
도 1(종래 기술)은 종래 기술의 페러-공진 배터리 충전기의 전기적 개략도를 나타낸 것이다.
도 2는 종래 기술의 SCR 배터리 충전기의 전기적 개략도이고, 도 2A는 SCR 스위치 매트릭스 위상 제어 듀티 사이클을 도시한 것이다.
도 3은 본 발명의 배터리 충전기에 유용한 일례의 하나인 벅 레귤레이터의 전기 회로도를 나타낸 것이다.
도 4는 도 3의 스위치의 출력에 대한 전압대 시간의 플로트도로서, 도 3의 스위치의 필터링된 출력의 전압대 시간의 플로트도 및 도 3의 인덕터를 통한 전류에 대한 전류대 시간의 플로트도를 나타낸 것이다.
도 5는 버스 커패시터에 대한 전류 및 전압대 시간의 플로트도 및 IGBT 전자 스위치에 대한 전류대 시간의 플로트도를 나타낸 것이다.
도 6(종래 기술)은 배터리 충전을 위한 AC 대 DC 전압 변환을 위한 종래 기술의 정류기 커패시터 필터의 전기 회로도를 나타낸 것이다.
도 7은 도 6에 도시된 회로의 커패시터 공급 입력 전류 및 저항기 부하 전류에 대한 전류대 시간의 플로트도를 나타낸 것이다.
도 8은 층을 이루고 있는 버스의 평면 개략도를 나타낸 것이다.
도 9는 도 8의 층을 이루고 있는 버스의 측단면 개략도를 나타낸 것이다.
도 10은 본 발명의 고속 충전기의 출력을 DC 소스로써 모델링하여 그 위에 DC 및 AC 등가 회로로 분해하여 도시한 전기 회로도의 편집도를 나타낸 것이다.
도 11은 본 발명의 고속 충전기에 대한 제1 제어 기술을 예시하는 흐름도를 나타낸 것이다.
도 12는 본 발명의 제1 충전기에 대한 제2 제어 기술을 예시하는 흐름도를 나타낸 것이다.
도 13은 도 12에 도시된 제2 제어 기술을 나열하는 소프트웨어를 나타낸 것이다.
도 14는 본 발명의 고속 충전기에 대한 제3 제어 기술을 예시하는 흐름도를 나타낸 것이다.
도 15는 도 14에 도시된 제3 제어 기술을 나열하는 소프트웨어를 나타낸 것이다.
도 16은 본 발명의 고속 충전 방법을 예시하는 간략화된 블록도를 나타낸 것이다.
도 17은 본 발명의 일실시예에 따른 벅 전력 변환기 시스템에 대한 일반적인 개략적 전기 회로도를 나타낸 것이다.
도 18은 본 발명의 다른 실시예에 따른 고용량 배터리용의 벅 레귤레이터 기반의 고속 충전기의 전기 회로도를 나타낸 것이다.
도 19는 일례의 페로-공진 충전기 출력에 대한 시간 함수의 전압 플로트도를 나타낸 것이다.
도 20은 내부 제어, 퓨즈 및 전력 모듈을 나타내고 있는 고속 충전기의 외부 정면 개략도이다.
도 21은 도 20의 고속 충전기의 내부 정면 개략도이다.
도 22는 도 20 및 도 21의 고속 충전기의 내부 측면 개략도이다.
도 23은 내부 전력 모듈을 나타내고 있는 단일 고용량 배터리를 충전하기 위한 본 발명의 고속 충전기의 부분 측면 사시도이다.
도 24는 내부 제어, 퓨즈 및 전력 모듈을 나타내고 있는 도 23의 고속 충전기의 정면 사시도이다.
도 25는 내부 전력 및 제어 모듈을 나타내고 있는 도 23의 고속 충전기의 평면 사시도이다.
도 26은 도 23의 고속 충전기의 퓨즈 모듈의 개략도를 나타낸 것이다.
도 27은 도 23의 고속 충전기의 중간면 패널의 개략도를 나타낸 것이다.
도 28은 도 23의 고속 충전기의 제어 패널의 3차원 개략도를 나타낸 것이다.
도 29는 도 23의 고속 충전기의 전력 패널의 평면 개략도를 나타낸 것이다.
도 30은 실시예 1에 설명된 바와 같은 단일의 고용량 배터리를 충전하기 위한 본 발명의 고속 충전기의 블록도를 나타낸 것이다.
도 31은 실시예 2에 설명된 바와 같이, 직렬(tandem)로 두개의 고용량 배터리를 충전하기 위한 본 발명의 고속 충전기의 블록도를 나타낸 것이다.
본 발명은 고용량 배터리용의 고속 충전기와 고속 충전 시스템의 관련 방법 및 특징에 관한 것이다.
본 발명은 하기의 것을 포함하는 고용량 배터리용 고속 충전기에 관한 것이다:
정류된 입력을 산출하는 AC 입력 정류기 및 AC 입력 정류기와 접속되고 약 2㎑ 이상의 주파수에서 동작하는 필름 커패시터를 포함하는 입력 전력 상태조절기;
입력 전력 상태조절기와 접속되어 입력 전력 상태조절기로부터 정류된 입력을 수신하는 벅 레귤레이터 및 약 2㎑ 이상의 주파수에서 동작하는 스위칭 부품을 포함하며, 전력 출력을 제공하는 전력 변환기; 및
상기 전력 변환기와 전력 출력-수신 관계로 접속되어 필터링된 고속 충전 전력 출력을 발생하는 유도성 필터.
다른 관점에서 본 발명은 배터리 충전 전력 전송 부재와, 고정된 충전 변수 상태에서 시간-변화 충전을 제어하도록 프로그래밍 가능하게 배열된 프로그래밍 가능한 콘트롤러를 포함하는 배터리 충전기에 관한 것으로서, 상기 충전 변수는 충전 전압 및 충전 전류로 이루어진 군에서 선택되며, 상기 프로그래밍 가능한 콘트롤러는 사전 결정된 충전 프로파일에 따라 시간-변화 충전을 제어하도록 프로그래밍 가능하게 배열된다.
또 다른 관점에서 본 발명은 배터리 충전 전력 전송 부재와, 고정된 충전 변수 상태에서 시간-변화 충전을 제어하도록 프로그래밍 가능하게 배열된 프로그래밍 가능한 콘트롤러를 포함하는 배터리 충전기에 관한 것으로서, 상기 충전 변수는 충전 전압 및 충전 전류로 이루어진 군에서 선택되며, 상기 프로그래밍 가능한 콘트롤러는 IVI 충전 프로파일에 따라 시간-변화 충전을 제어하도록 프로그래밍 가능하게 배열된다.
또 다른 관점에서 본 발명은 배터리 충전 전력 전송 부재와, 배터리 충전 전력을 발생하기 위한 전력 관리 회로가 그 안에 배치되는 하우징을 구비하며, 상기 배터리 충전 전력 전송 부재는 팽창된 사용 위치에서 수축된 비사용 위치로 하우징을 향해 충전 케이블이 수축되도록 하고 배터리 충전을 위해 상기 하우징으로부터 팽창하여 멀리 떨어지게 되는 수축기(retractor)와 함께 배열된 충전 케이블을 포함하는 배터리 충전기에 관한 것이다.
다른 관점에서, 본 발명은 선택적으로 발광 가능한 발광 요소의 어레이와, 상기 어레이를 배터리 충전기에 전기적으로 접속시키고, 배터리 충전기에 접속된 때와 배터리 충전기에 의한 배터리의 충전 동안의 배터리의 충전 상태에 응답하여 상기 어레이로부터 광의 방출을 위해 점차적으로 증가하는 수의 발광 요소를 작동시키도록 배열된 회로를 포함하는 배터리 충전 미터에 관한 것이다.
또 다른 관점에서 본 발명은 배터리 충전 전력 전송 부재와, 배터리 충전 전력을 발생하기 위한 전력 관리 회로가 그 안에 배치되며, 하우징의 내부 영역에의 선택적인 액세스를 위한 개방가능/폐쇄가능 부재를 가지는 하우징을 포함하는 배터리 충전기에 관한 것으로서, 상기 개방가능/폐쇄가능 부재는 상기 개방가능/폐쇄가능 부재가 개방될 때에 상기 전력 관리 회로에서의 개방 회로 상태를 발생하기 위한 부재와 접속된다.
본 발명은 다음의 단계를 포함함을 특징으로 하는 고용량 배터리를 고속 충전시키는 방법에 관한 것이다:
AC 입력 정류기와 접속되고 약 2㎑ 이상의 주파수에서 작동하는 필름 커패시터를 포함하는 회로에서 정류된 입력을 산출하는 AC 입력 정류기에 의해 입력 전력을 상태조절하는 단계;
벅 레귤레이터와 약 2㎑ 이상의 주파수에서 작동하는 스위칭 부품을 포함하는 회로에서 상기 상태조절 단계로부터의 전력을 전력 출력을 발생하도록 변환하는 단계; 및
필터링된 고속 충전 전력 출력을 발생하기 위해 전력 출력을 유도성으로 필터링하는 단계.
또 다른 관점에서 본 발명은 IVI 충전 프로파일에 따라 상기 배터리에 충전 에너지를 전송하는 단계를 포함함을 특징으로 하는 배터리 충전 방법에 관한 것이다.
다른 관점에서, 본 발명은 다음의 단계를 포함함을 특징으로 하는 고갈된 충전 상태를 갖는 고용량 배터리를 재충전하는 방법에 관한 것이다:
상기 배터리의 충전 상태를 약 1.5 미만의 시간에서 완충전의 30%에서 80%로 끌어올리기 위해, 배터리를 100 암페어-시간의 배터리 용량당 30 암페어보다 큰 속도로 충전하는 단계;
상기 충전 동안 상기 배터리의 온도를 125℉ 이하로 유지하는 단계.
또 다른 관점에서 본 발명은 다음의 구성요소를 포함하는 고용량 배터리용 고속 충전기에 관한 것이다:
(a) AC 입력;
(b) 정류된 출력을 발생시키기 위해 상기 AC 입력으로부터 AC 전력을 정류하는 수단;
(c) 고용량 배터리를 충전시키기 위해 상기 정류된 출력을 변환된 DC 출력으로 변환하고, 벅 구성의 전력 스위칭 회로에 의해 인덕터/커패시터 출력 필터로 스위칭된 고주파수의 높은 리플 전류 커패시터를 포함하는 수단; 및
(d) 정류된 출력을 고용량 배터리에 전송하기 위한 케이블링 수단.
다른 관점에서 본 발명은 AC 입력의 정류 및 펄스 폭 변조로 출력 충전 전력을 방생하는 단계와, 정류된 AC 출력 파형에 응답하여 출력 충전 전력을 변조하는 단계 및 실질적으로 일정한 DC 전압 출력 충전 전력을 제공하기 위하여 정류된 AC 입력 파형의 AC 리플 전압에 비례하여 그리고 그에 응답하여 펄스 폭 변조 듀티 사이클을 동기적으로 변화시키는 단계를 포함함을 특징으로 하는 고용량 배터리를 고속 충전하기 위한 방법에 관한 것이다.
또 다른 관점에서 본 발명은 하기의 구성을 갖는 고용량 배터리용 고속 충전기에 관한 것이다:
입력된 AC 전압의 전압 조정을 위한 트랜스포머와 정류된 버스 전압을 발생하기 위한 정류기를 포함하는 입력부;
정류된 버스 전압을 수신하도록 배열되고, 제1 전자 스위치와, 상기 제1 전자 스위치를 구동시키는 펄스 폭 변조 회로와, 상기 펄스 폭 변조 회로의 펄스 폭 변조 사이클에서 오프되는 전류 경로를 상기 제1 전자 스위치에 제공하는 제2 전자 스위치와, 버스 전압을 최소로 필터링하면서 제1 전자 스위치와 출력 필터 회로를 필터링하는 적어도 하나의 필름 커패시터를 포함하며, 상태조절된 전력 출력을 발생하는 상태조절부; 및
상기 출력 필터 회로를 포함하며, 상태조절된 전력 출력을 수신하고 충전 전력 출력을 발생하도록 배열된 출력 필터.
또 다른 관점에서 본 발명은 하기의 단계를 포함함을 특징으로 하는 고용량 배터리의 고속 충전 방법에 관한 것이다:
정류된 버스 전압을 발생하기 위해 입력 AC 전압을 정류하는 단계;
상태조절된 전력 출력을 발생시키기 위해, 제1 전자 스위치와, 상기 제1 전자 스위치를 구동시키는 펄스 폭 변조 회로와, 상기 펄스 폭 변조 회로의 펄스 폭 변조 사이클에서 오프되는 전류 경로를 상기 제1 전자 스위치에 제공하는 제2 전자 스위치와, 버스 전압을 최소로 필터링하면서 제1 전자 스위치와 출력 필터 회로를 필터링하는 적어도 하나의 필름 커패시터를 포함하는 회로를 상태조절함으로써, 정류된 버스 전압을 상태조절하는 단계; 및
충전 전력 출력을 발생시키기 위해 상기 상태조절된 전력 출력을 필터링하는 단계.
또한, 본 발명의 특징 및 구현예는 다음의 상세한 설명 및 첨부된 특허청구범위로부터 더욱 명백해질 것이다.
개요
본 발명은 고용량 배터리용의 효과적이고 실현 가능한 고속 충전기를 제공한다.
본 발명의 다양한 특징 및 관점들에 대한 이해를 통해, 이상적인 고속 충전기 시스템의 특성을 본 발명의 특징으로써 간주하게 될 것이다.
이러한 고속 충전은 장비 수정없이 상이한 암페어-시간 정격의 배터리를 충전할 수도 있으며, 소정의 세팅이 제공되는 다양한 타입의 고용량 배터리의 어떠한 것에도 하나의 충전에 사용될 수도 있다. 이상적인 고속 충전기는 산업상의 환경에서 공통적인 공급 전압 변동에 의해 크게 영향을 받지 않는다. 이러한 충전기는 역률 또는 전력 효율을 희생하지 않고서도 각종의 상이한 배터리 전압을 충전시킬 수 있다. 고용량 배터리용의 이상적인 고속 충전기는 종래의 SCR 충전기의 위상 반전 문제점을 해소한다. 따라서, 이러한 충전기는 주파수를 수천 ㎐ 범위에서 고속 스위칭할 수 있으며, 이에 의해 배터리 발열을 최소로 하도록 "깨끗한"(낮은 AC 성분) DC 전류 출력을 제공하면서도 비교적 작고 저렴한 출력 저역통과 필터를 이용할 수 있다.
역률, 즉 실제 전력대 피상 전력(apparent power)의 비율은 킬로와트in/볼트-암페어in로써 계산될 수 있으며, 배터리 충전기의 전력 효율을 결정함에 있어서의 기본적인 요소이다. 따라서 역률은 고용량 배터리를 충전하기 위한 매우 중요한 항목이 된다. 과도전류 및 스위칭 손실이 더욱 중요한 고속 충전 상황에서 요구되는 높은 전류 및 주파수를 처리할 수 있는 부품의 이용이 거의 가능하지 않기 때문에, 원하는 바대로 높은 역률을 얻는 것은 고용량 배터리의 고속 충전에 있어서 특히 어려운 문제이다. 고용량 배터리용의 이상적인 고속 충전기는 배터리 전압이 충전되는 것에 상관없이 높은 역률을 가져야 한다. 더욱이, 충전기는 스누버 회로가 수반하는 추가 비용 및 전력 낭비로 인한 스누버 회로를 최소로 사용하면서 전체 충전 사이클에 걸쳐 최대 충전 속도를 유지할 수 있어야 한다.
예를 들어 산업상, 오락용 및 가정용 환경과 같이 고용량 배터리가 유용한 보편적인 환경에서, 고속 충전기의 간편한 조작 및 유지가 요구된다. 이상적인 고속 충전기는 모든 경우에 있어서 신속한, 심지어 "원-스톱" 유지가 가능할 것이므로, 그에 따라 수리시에 연장된 중지기간 또는 복잡한 진단을 필요로 하지 않을 것이다.
고용량 배터리용의 이상적인 고속 충전기에 대한 제어 방법은 충전기가 상이한 암페어-시간 정격 및 상이한 전압의 배터리와 함께 플렉서블하게 사용될 수 있도록 할 것이며, 충전 사이클에 걸쳐 최적의 충전 프로파일을 유지할 수 있도록 할 것이다.
본 발명은 상기의 기준을 충족시키면서, 매우 효율적인 고용량 배터리용 고속 충전기 및 고용량 배터리를 고속 충전하는 방법을 제공한다.
본 발명의 고속 충전기는 약 12 내지 300 볼트 범위의 전압에서 에너지를 전달하는 산업상의 납축전지와 같은 고용량 배터리의 고속 충전에 유용하게 이용될 수 있다. 본 발명의 고속 충전기는 "벅" 구성의 전력 스위칭 회로에 의해 인덕터/커패시터 출력 필터로 스위칭되는 고주파수의 높은 리플 전류 커패시터로 최소한으로 필터링된 단상 또는 바람직하게는 3상의 정류된 AC 입력을, 옵션적인 역률 정정 입력과 함께 포함한다.
"벅" 레귤레이터 구성에서, AC 전압은 트랜스포머를 통해 적합한 전압으로 변환되고, 그 후 정류된다. 이 정류된 "버스" 전압은 최소로 필터링되고, 펄스 폭 변조 회로에 의해 구동된 제1 전자 스위치에 의해 LC 출력 필터로 스위칭되어, 예를들어 플라이휠 다이오드(flywheel diode)와 같은 제2 전자 스위치가 PWM 사이클에서 제1 전자 스위치가 오프인때에 전류 경로를 제공한다. 고주파를 적절하게 필터링하면서 버스 전압을 최소로 필터링하는 정류기에 채용된 커패시터를 스위칭하며, 출력 필터 회로는 낮은 커패시턴스로 높은 전류를 처리할 수 있는 유형의 것이다. 리플 전류는 전압내의 AC 신호 성분에 DC 오프셋을 제공한다. 본 발명에서 사용된 "높은 리플 전류 커패시터"는 고전류를 처리할 수 있고 그것의 유효 직렬 저항(ESR)이 낮아서 커패시터가 상당한 리플 전류를 보일 때에 조차도 열이 거의 발생되지 않는 커패시터를 지칭한다. 통상적인 전해질 커패시터는 알맞은 전류 용량을 갖지만(예를 들어, 이러한 유형의 15,000㎌의 커패시터는 120㎐에서 약 35 암페어의 리플 용량 또는 ～2.3㎃/㎌을 가질 것이다), ESR은 상당한 AC/리플 전류가 통과되면 충분히 높은 열을 발생시키므로 궁극적으로는 부품의 고장을 초래한다.
종래의 배터리 충전기는 배터리에 전달된 높은 AC 리플 전류를 본질적으로 갖는다. 본 발명은 향상된 역률을 가능하게 하는 최소로 필터링된 AC 입력 정류기부를 제공한다. 더욱 구체적으로 후술되는 바와 같이, 높은 리플 전류 커패시터는 정류된 AC 입력 주파수가 거의 영향을 받지 않도록 하면서 스위치 과도전류 보호를 제공한다. 본 발명의 실현시에, 입력 AC 버스는 약하게 필터링된다. 그 대신, 출력 AC가 필터링되고, AC 리플은 이후에 설명되는 바와 같이 더 높은 주파수 및 다량의 저주파 AC 리플 성분을 필터링 제거함으로써 최대 출력의 2.5% 미만으로 제한된다.
다른 관점에서 본 발명은 높은 전류 출력을 갖는 고용량 배터리용의 고속 충전기를 제공한다. 충전기는 입력 상태조절 회로를 구비하며, 상기 입력 상태조절 회로는 정류기, 고전류 처리가 가능한 높은 리플 전류 커패시터, PWM 제어 회로를 갖는 제1 및 제2 전자 스위치를 포함하는 벅 레큘레이터 및 적합한 크기로 조절된 인덕터-커패시터(LC) 출력 필터를 포함하며, 상기 출력 필터는 고전류 커패시터이다. 입력 상태조절 회로는 적당한 입력 AC 전압을 정류기에 제공하기 위한 트랜스포머를 포함할 수 있다. 입력 AC 전압은 정류되고, 최소로 필터링된다. 예를 들어 2～50㎑의 고주파에서 작동 가능한 높은 리플 전류 커패시터는 스위치를 필터링한다. 높은 리플 전류 커패시터는 벅 레귤레이터에 대한 과도전류 스위치 보호 및 리플 전류 요건을 제공하면서 정류된 360㎐ AC 성분을 최소로 필터링하도록 크기가 조절되며, 이에 의해 상당히 향상된 역률이 달성될 수 있게 된다.
벅 레귤레이터의 전자 스위치는 전력 트랜지스터로부터 선택된 제1 스위치 및 프리-휠링(free-wheeling) 다이오드로부터 선택된 제2 스위치를 포함하는 것이 바람직하다. 제1 스위치는 예를 들어 높은 전력 용량을 갖는 MOSFRT 및 바이폴라 트랜지스터와 같은 고전력 트랜지스터로부터 선택되는 것이 바람직하다. 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT)는 예를 들어 약 2㎑에서 약 50㎑ 및 그 이상의 범위의 주파수에서 약 100V에서 1,400V로, 바람직하게는 약 300V에서 약 1,200V로 스위칭하는 요구된 크기 및 스위칭 주파수에서 이용 가능한 적합한 고전력 스위치이다.
주파수 및 전압의 고려를 통해 바이폴라 트랜지스터의 사용을 선호한다면, MOSFET는 약 100V 및 그 이하의 버스 전압을 사용하고자 할때 사용될 수 있을 것이다. 제1 스위치는 트렌치-게이트 IGBT인 것이 더욱 바람직하며, 제2 스위치는 패스트 소프트 리커버리 플라이휠 다이오드(a fast soft recovery flywheel diode)인 것이 더욱 바람직하다. 트렌치-게이트 IGBT는 효율적이며, 고속 충전을 위해 요구되는 더 높은 전력 출력에서 더 높은 주파수 스위칭을 가능하게 한다. 더 높은 주파수 작동은 요구된 출력 필터 크기를 최소로 한다. 출력 필터는 인덕터 및 고주파수의 높은 리플 전류 커패시터로 구성된다. 적합한 커패시터를 선택하고 인덕터를 적절하게 크기 조절함으로써, 높게 필터링된 직류(DC) 출력이 실현될 수 있다. 펄스 폭 변조(PWM) 회로는 출력을 측정하는 트랜스듀서, 트랜스듀서를 판독하는 콘트롤러 회로 및 PWM 신호를 IGBT 벅 레귤레이터에 대해 조정하는 콘트롤러를 포함한다.
솔리드 스테이트 스위치가 스위칭 비율의 제한없이 본 발명의 실시예에 이용될 수 있다는 것은 이해될 수 있을 것이다. 더 높은 스위칭 비율에서, 입력 및 출력 필터는 더 작게 될 수 있다. 예를 들어 10 내지 50㎑의 주파수에서 예를 들어 300℃ 정도의 고온에서 작동할 수 있는 실리콘 카바이드(SiC) 쇼트키 다이오드와 같은 다른 유형의 플라이휠 다이오드가 이용될 수도 있으며, 이에 의해 더 적은 출력 인덕터가 이용될 수 있고 입력 상의 커패시터가 감소될 수 있으며, 디지탈 신호 처리 논리 부품이 예를 들어 250㎑ 및 그 이상의 예에 관해 일관된 높은 스위칭 속도로 고속(예를 들어, ㎒)에서 작동할 수 있다.
트랜스포머가 우수한 고립을 제공하기 때문에, 고속 충전기는 풀-브릿지 기반 충전기보다 어떠한 공급 과도전류 전압 변동에 덜 영향을 받는다. 또한, 트랜스포머의 능동 스위칭 부품 덕분에, 본 발명의 고속 충전기는 공급 전압 변동에 대하여 페로-공진형 충전기에 비해 성능면에서 현저히 우월하다.
다른 관점에서, 고전류 출력을 갖는 AC 대 DC 배터리 충전기는 입력 상태조절 회로를 구비하여 제공되며, 상기 입력 상태조절 회로는 고주파의 높은 리플 전류 금속화된 폴리프로필렌 필름 커패시터와, 트렌치 게이트 IGBT가 바람직하게는 IGBT 및 패스트 소프트 리커버리 플라이휠 다이오드가 더욱 바람직하게는 플라이휠 다이오드를 포함하는 벅 레귤레이터와, 본 기술분야에 널리 알려진 바와 같은 PWM 제어 회로와, 적절하게 크기 조정된 인덕터-커패시터(LC) 출력 필터를 구비한다. 입력 상태조절 회로는 벅 레귤레이터에 대한 적합한 AC 전압 레벨을 획득하기 위한 트랜스포머를 포함한다. 이 AC 전압은 그 후 고주파수의 높은 리플 전류 필름 커패시터로 정류 및 필터링된다. 필름 커패시터는 벅 레귤레이터를 위한 과도전류 스위치 보호 및 리플 전류 요건을 제공하면서 정류된 360㎐ AC 성분 필터링을 최소로하도록 크기가 조정된다. 이러한 방식으로, 충전기는 상당히 우수한 역률을 가질 것이다. 바람직한 IGBT는 트렌치 게이트 설계를 갖는 소자이다. 이 효율적인 소자는 고속 충전을 위해 요구되는 더 높은 전력 출력에서 더 높은 주파수 스위칭을 허용한다. 더 높은 동작 주파수는 입력 및 출력 필터 크기를 최소로 한다. 출력 필터는 인덕터 및 고주파수의 높은 리플 전류 필름 커패시터로 구성된다. 필름 커패시터 및 인덕터 크기 조정의 사용의 의해, 상당히 순수한 직류(DC) 출력이 실현될 수 있다. 펄스 폭 변조(PWM) 회로는 출력을 측정하는 트랜스듀서, 트랜스듀서를 판독하는 콘트롤러 회로 및 IGBT 벅 레귤레이터에 대해 PWM 신호를 조정하는 콘트롤러를 포함한다.
본 발명은 하기에 벅 레귤레이터에 대한 바람직한 스위치로써 IGBT(절연 게이트 바이폴라 트랜지스터)를 사용하는 것을 참조하여 설명되지만, 본 발명이 이러한 것으로 제한되지는 않으며 벅 레귤레이터 스위치를 위해 요구된 고전력/높은 스위칭 주파수 상태에서의 작동에 적합한 다른 스위치 및 스위치 부품이 이용될 수도 있을 것이다. 다른 스위치의 예로는 MOSFT(금속 산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터) 및 다른 적합한 트랜지스터가 있다.
본 발명의 실시에 사용 가능한 금속화된 필름 커패시터는 폴리프로필렌 또는 다른 중합체 물질(예를 들어, 폴리에틸렌, 폴리부틸렌, 폴리테트라플루오로에틸렌, 폴리비닐리덴 클로라이드, 폴리스티렌, 폴리비닐부트리알, 폴리술폰 등)과 같은 필름 물질을 포함하는 어떠한 적합한 유형도 가능하며, 현재로서는 폴리프로필렌 필름 커패시터가 바람직하다. 더욱 바람직한 금속화된 필름 커패시터는 비스하이 어메리카스사(Vishay Americas, Inc)(미국 커넥티컷주 06484 번지의 쉘톤시 그린위치 광장 1번가에 소재하고, E-메일 주소는 www.vishay.com)로부터 상업적으로 이용 가능한 GMKP-600-600-IBRX 필름 커패시터이다.
본 발명은 고속 충전기에 사용하기에 적합한 매우 다양한 상업적으로 이용 가능한 필름 커패시터를 포함하며, 예를 들어 일렉트로닉 컨셉스(Electronic Concepts)(미국 뉴저지주 이튼타운, E-메일 주소는 www.eci-capacitors.com), AVX사(AVX Corporation)(미국 사우스캘리포니아주 29578-0867번지 마이어틀 비치 사우스 애비뉴 17번가 801, E-메일 주소는 www.avxcorp.com), ICAR spa(이탈리아 밀라노 몬자 20052번지 비아 이손조 10) 및 비스하이 어메리카스사(Vishay Americas, Inc)(미국 커넥티컷주 06484 번지의 쉘톤시 그린위치 광장 1번가에 소재하고, E-메일 주소는 www.vishay.com)의 상업적으로 이용 가능한 필름 커패시터를 포함한다.
금속화된 필름 커패시터는 마이크로패럿당 매우 높은 전류 처리 용량, 예를 들어 마이크로패럿당 수십 암페어 정도를 가지며, 그 결과 탁월한 고주파수 응답을 갖는다. 이러한 커패시터는 전력 전자 스위칭 소자와 함께 커패시터를 집적하기 위한 저인덕턴스의 소형 버스 구조의 구성을 가능하게 한다. 놀랍게도, 펄스 전류를 처리하도록 설계된 버스는 정류된 버스 상에 나타나는 낮은 커패시턴스 때문에 더 높은 역률이 달성된다는 추가의 장점을 제공한다. 역률 계산은 본 기술분야에 공지된 기술을 사용하여 이루어질 수 있다.
높은 펄스 전류를 가지는 금속화된 필름 커패시터를 벅 변환기 기반 고속 충전기내에 집적함으로써, 고속 충전기가 최소의 입력 커패시턴스로 고주파수에서 작동할 수 있게 된다. 고주파수 작동은 출력 필터를 더 작게 할 수 있으며, 출력 리플 전압 및 전류를 최소로 한다. 낮은 버스 커패시턴스/AC 변조된 기술은 표준적인 실시 방안인 완전히 필터링된 DC 버스에 의한 것보다 더 높은 역률을 갖는 고전류 고속 충전기를 제공하지만, 이보다 더 중요한 점은 이 충전기가 요구된 커패시컨스를 약 60 내지 1로 감소될 수 있도록 한다는 점이다. 실질적으로, 소형의 플로어형 유닛이 가능하게 된다.
회로 및 부품 고려사항
"벅 레귤레이터"는 더 낮은 DC 전압의 저역 통과 필터 출력 신호를 제공하기 위해 선택된 주파수 및 펄스 폭의 더 높은 전압을 저역통과 필터에 스위칭함으로써, 더 높은 DC 전압을 더 낮은 DC 전압으로 변환하기 위한 전기 회로를 지칭한다. 본 발명의 고속 충전기에 있어서, 스위치는 예를 들어 수백 암페어 내지 수천 암페어, 바람직하게는 100 암페어 이상 내지 약 2000 암페어 범위의 펄스 전류인 고전력을 처리할 수 있도록 선택된다. 스위치는 충전되는 배터리의 전압을 약 1.25배 내지 약 5배 범위의 정류 전압을 스위칭할 수 있어야 한다. 저역 통과 필터는 충전되는 배터리의 발열을 최소로 하기 위해 리플 전압을 감소시키는 스위치 출력을 필터링하도록 선택된다.
도 3은 도 4에 도시된 전류 및 전압 대 시간의 플로트를 시뮬레이션하고 발생하기 위해 사용된 벅 변환기 회로를 도시한 것이다. 벅 변환기는 제1 전자 스위치(51), 인덕터(52) 및 제2 전자 스위치(54)를 포함한다. 버스 커패시터(53)은 최소의 커패시턴스로 크기 조정된다.
도 5는 버스 커패시터에 대한 전압 및 전압대 시간과, IGBT 전자 스위치에 대한 전류대 시간의 플로트도를 나타낸 것이고, 이러한 부품의 시간-변화에 따른 전기 응답을 나타내고 있다.
본 발명의 적어도 하나의 가능한 실시예에의 사용에 활용되거나 적합한 전류 확산 회로와 다른 회로 및 장치를 갖는 다른 AC 대 DC 변환 시스템의 약간의 예가, 1985년 6월 11일자로 넬손(Nelson) 등에게 허여된 미국특허번호 제4,523,266호, 1978년 5월 23일자로 시노다(Shinoda) 등에게 허여된 미국특허번호 제4,090,578호, 1994년 1월 11일자로 쿠아야마(Kuwayama) 등에게 허여된 미국특허번호 제5,277,268호, 1988년 8월 9일자로 로스만(Rosman)에게 허여된 미국특허번호 제4,671,954호, 2000년 8월 29일자로 라벤(Lavene)에게 허여된 미국특허번호 제6,111,743호, 1998년 3월 24일자로 이알리지스(Yializis) 등에게 허여된 미국특허번호 제5,731,948호 및 1995년 9월 12일자로 야수무라(Yasumura)에게 허여된 미국특허번호 제5,450,307호에 개시되어 있다.
커패시터 선택
실제 커패시터에서, 와이어 및 플레이트는 저항 및 인덕턴스를 갖는다. 절연체가 완벽하지 못하여 누설 저항을 가진 것이다. 이러한 성질은 본질적인 것이어서, 최소화될 수 있지만 모두 방지되지는 못한다. 등가 커패시터 회로는 다음과 같은 다수의 중요한 성질을 갖는다.
전류가 I = C dv/dt 와 일치하지 않는다.
전류가 DC 전압이 인가될 때에도 흐른다.
L과 C의 조합은 공진을 발생하고, 공진 주파수 이상에서 소자는 인덕터로서 행동한다.
전력 손실이 제로가 되지 못한다.
공진 주파수 Rw에 기초하여, 커패시터의 등가 직렬 저항 ESR은 다음의 값을 갖는다:
ESR = Rw + 1/(ω2RleakC2)
이것은 제조업체에 의해 사용된 산업 표준 모델에 대하여 등가 직렬 저항(ESR), 등가 직렬 인덕턴스(ESL) 및 직렬 커패시턴스(C)가 된다. ESR은 비선형의 주파수-종속 임피던스(일반적으로 120㎐에서 특정된)이다.
손실 계수(df)는 커패시터의 품질의 측정치가 되고, 리액턴스에 대한 저항의 비율로 표현된다.
df = R/X = (ESR)*ω*C
이 비율은 또한 손실각(Tanδ)으로 지칭되고, 그에 따라 다음과 같이 표현된다:
Tanδ = ω*ESR*C
Tanδ는 실질적인 주파수 범위에 걸쳐 거의 일정하다. 특정 물질의 손실각이 주어진다면, ESR은 다음과 같이 결정될 수 있다.
ESR = tanδ/ωC
커패시터 뱅크 어셈블리에 대한 중요한 파라미터는 시스템 스위치 주파수에 비교되는 커패시터 공진 주파수이다.
Fres = 1/(2π(ESL*C)1/2)
커패시터를 특정할 때의 2가지 중요한 값은 등가 직렬 인덕턴스(ESL)와 커패시턴스(C)이다. 전술한 설명으로부터, 커패시터의 공진 주파수가 중요하다는 것이 이해될 수 있다. 스위치 주파수 또는 고조파가 공진 주파수에 도달하면, 커패시터 뱅크는 인덕처처럼 보일 것이며, 과도전류 전압 스파이크가 나타날 것이다. 따라서, ESL 스펙을 가능한 한 낮게 갖는 커패시터가 바람직하다. 고주파 스위치 및 전압 강하로부터 구해지는 최대 전압 변화(ΔV)를 제공하는 커패시턴스가 바람직하다. 최소의 커패시턴스에 대한 일례의 계산은 아래에 제공되며, 바람직한 커패시터를 선택하기 위해 사용된 방정식을 상세히 나타낸다. 최소 커패시턴스를 특정함으로써, C 값은 더 낮게 되어 설계를 위해 획득 가능한 공진 주파수의 결과로 나타날 것이다.
고려해야할 다음 요소는 AC 리플 전류량이다. 낮은 커패시턴스 값대 표준 전해질 커패시터에 비교하여 극도로 높은 전류 밀도를 허용하는 커패시터가 불과 최근에야 개발되고 있다. 이러한 커패시터의 예로는 400A의 정격 리플 전류가 AC 리플 전압에 영향으로 주지 않고서 정확히 2400㎌로 실현될 수 있는 필름 커패시터가이다. 2가지 중요한 커패시터 스펙은 AC 리플 전류(Arms) 및 등가 직렬 저항(ESR)이다. 이들 2개의 스펙은 낮은 ESR이 커패시터로 하여금 더 높은 Arms 값을 유지하도록 할 것이다. 후자의 계산에서, Arms가 계산되어 설계자가 커패시터를 적합하게 특정할 수 있을 것이다.
내부 ESR 및 ESL에 추가하여, 전술된 바와 같이 버스 구조 또한 이들 바람직하지 않은 부품에 추가된다.
커패시터의 임피던스 작용은 중요한 고려사항이다. 커패시터가 소스 인터페이스로써 사용될 때, 임피던스는 주파수(1/ωc)를 떨어뜨린다. 그러나, 실제 커패시터로, 임피던스는 공진 주파수가 도달될 때까지 떨어진다. 임피던스는 그리고 나서 ESL이 주도적이 되기 시작할 때 상승한다. 간략하게 말하면, 커패시터는 인덕터가 된다.
더 높은 C와 더 높은 ESL 값으로, 본 기술분야에 표준이 되어왔던 대형 전해질 커패시터는 공진 주파수를 제한하였다.
Fres = 1/(2π(ESL*C)1/2)
결론적으로, 금속화된 필름 커패시터와 같은 낮은 ESL 및 ESR을 갖는 커패시터를 사용함으로써, 공진은 문제가 되지 않으며, 커패시턴스의 양을 전체 전력에서 최대 허용 가능한 리플을 달성하기 위해 필요한 최소 커패시턴스로 제한함으로써, 고속 충전기의 역률이 향상될 수 있다. 이러한 커패시터를 선택함으로써, 전압 과도전류로부터 스위칭 소자가 보호될 수 있고, 높은 역률이 달성될 수 있다.
최소 커패시터 선택의 예는 다음의 설계 파라미터에 의해 제공된다:
입력 스텝-다운 트랜스포머 2차 회로는 초퍼(chopper)에 대해 대형 인덕터처럼 보인다.
정격 용량이 935 암페어-시간인 36V(18 셀)배터리
2.42V/셀 따라서 Vout = 43.56Vmax ＠400A
106Vrms 3-상 정류된 입력
Vavg = 3VP/3.14 = 143.2V
듀티 사이클 = 43.56V/143.2V*100 = 30.4%
15㎑의 스위치 주파수 또는 67㎲의 주기
최소 로딩 43.56V ＠30A
계산:
IGBT 전류는 온 상태일때 400A이고, 오프 상태일때 0A이다.
DC:=0.304
{스펙으로부터의 듀티 사이클 비율}
Ipk:=400
{부하 저항 또는 피크 IGBT 전류}
Iavg:=DC·Ipk float,2 →1.2·102
{3상 트랜스포머로부터의 평균 공급 전류}
Icap:=400 - Iavg →280
{이것은 IGBT 온상태 시간 동안의 커패시터 전류}
dv:=5
{허용된 스위치 전압 리플에 대한 설계 목표}
dt:=(0.30467·10-6)float,2 → 2.0·10-5
{설명된 어플리케이션을 위한 IGBT의 온 시간}
Ccalc:=Icap·(dt/dv)float,2 → 1.1·10-3
{요구된 커패시턴스의 계산 값}
이것은 고주파 IGBT 스위치 전류로부터 필름 커패시터 상의 5V 차분만을 획득하기 위해 C에 요구된 값이다. 이 값은 충분한 커패시턴스를 보장하기 위해 2배로 되어 2,200㎌을 제공한다. 그러나, 커패시터는 역률을 고려하여 AC 전압을 현저하게 필터링되지 않아야 한다. 다음의 계산은 360㎐ AC 전압에 대한 영향을 나타낸다:
여기서,
Iout:=120
f:=360
ΔVout:=Iout/(f·Calc)flout,2 → 3.0·102
이것은 AC 공급 리플 전압보다 훨씬 크고, 따라서 커패시터는 AC 360㎐ 리플 전압에 영향을 주지 않는다. AC에 영향을 주기 위해 요구된 커패시턴스는 1 오더(order) 정도 양이 더 크다. 도 4는 이 디자인을 위한 커패시터 전압, 커패시터 전류 및 IGBT 전류의 그래프를 나타낸 것이다.
하기 식에 의해, 충분한 리플 전류 용량을 보장하기 위해 커패시터의 RMS 전류를 계산된다.
AC 전압이 그대로이기 때문에, 추가의 RMS 전류는 다음과 같이 계산되어야 한다.
VAC = 19.11 볼트
19.11/XC = 95.1A
그 전류에 관한 총합으로써의 전류.
커패시턴스 값과는 별도로, 커패시터는 278 암페어의 RMS 전류를 제공할 수 있어야 한다. 각종의 상이한 전압 배터리가 충전된다면, 가장 최악의 경우의 시나리오는 커패시턴스 파라미터를 계산하기 위해 사용되어야 한다.
마지막으로 고려할 사항은 커패시터 및 버스 구조체의 내부 및 잔류 인덕턴스이다.
Fres:=30·103
{이것은 작동 주파수를 2배로 하는 설계 목표이다}
이것은 선택된 커패시터 및 버스 구조가 26nH 미만의 인덕턴스를 가져야 하는 것을 의미하거나, 커패시터가 스위치에 대해 실제로 다소 유도성으로 보일 것이라는 것을 의미한다. 스위칭 고조파가 제공될 것이기 때문에, 인덕턴스값이 낮으면 낮을수록 더 우수한 것이 된다. 더 낮은 인덕턴스를 갖는 이산적인 소형 스누버 회로가 이들 부품을 감쇄시킬 것이다.
각종의 종래 기술의 배터리 충전기에 의해 이용된 정류기 방식에서, 3상 정류기의 출력은 정류에 기인한 리플 전압을 최소화 하기 위해 대형 전해질 커패시터로 필터링된다. 이 필터링 기술 자체는 입력 공급장치 및 다른 시스템 부품의 더 높은 VA 정격 및 감소된 역률의 결과로 나타난다.
도 6(종래 기술)은 이러한 정류기 방식에 대한 간편한 단상 어플리케이션을 나타내고 있다. 회로는 입력 AC 공급장치(31), 정류 회로(32), 커패시터 뱅크(33) 및 부하 저항(34)로 구성된다. 이 회로는 AC 입력 전압을 5% AC 리플 전압 및 150 암페어의 출력 전류를 갖는 50V DC 전압으로 변환하도록 설계된다. 이 정보로부터, 하기의 수학식에 의해 커패시터의 양을 마이크로패럿 단위로 계산한다:
C = Iout/(2fΔVout); 여기서 f=입력 주파수, Iout=출력 전류, ΔVout=출력 전압 변동치이다. 디자인 스펙을 대입함으로써, 다음과 같이 된다:
C = 150/(2*60*2.5) = 500,000㎌
도 7은 도 6의 회로의 시뮬레이션을 나타낸 것이다. 커다란 서지 공급 전류(41)가 입력 AC 파형의 피크 부근에서 나타나고 있다는 점에 주목하기 바란다. 또한, 대략 2.5V의 AC 리플을 갖는 정류된 출력 전압(42)에 주목하기 바란다. 이 디자인은 소형의 경량화 디자인을 저해할 대형이면서 부피가 큰 커패시터의 뱅크를 필요로 한다. 또한, 150 암페어의 출력 전류에 대해 2,500 암페어 이상의 피크값에 주목하기 바란다. 이 피크 전류는 회로 및 입력 공급장치내의 다른 부품이 이 서지 전류를 처리하기 위해 더 높은 볼트-암페어(VA) 정격을 갖도록 요구한다. 서지 전류는 "루프 둘레의 전압의 합계는 0와 동일해야 한다"는 키르히호프의 전압 법칙(KVL)에 위배되는 결과로 나타난다. 이 매우 높은 값의 커패시턴스로, 공진 주파수 및 버스 구조 미주(stray) 인덕턴스가 변환 동작을 위한 한계 주파수를 부과한다. 전술된 KVL의 위배 및 관련된 역효과에도 불구하고, 이 회로는 더 낮은 주파수 변환기 응용장치에서 폭넓게 사용된다.
도 3은 본 발명의 고속 충전기에 유용한 벅 변환기 회로를 도시하고 있다. 도 3의 회로는 도 4에 도시된 전류 및 전압대 시간의 플로트를 시뮬레이션하고 발생하기 위해 사용된다. 벅 변환기는 제1 전자 스위치(51), 인덕터(52) 및 제2 전자 스위치(54)를 포함한다. 버스 커패시터(53)는 최소의 커패시턴스를 위해 크기 조정된다. 도 3을 참조하여, 도 4는 스위치(51)의 PWM 스위치 포인트 출력(63)에 대한 전압대 시간의 플로트, 스위치(51)의 필터링된 출력 버스 전압(61)에 대한 전압대 시간의 플로트, 및 인덕터(52)를 통한 전류(62)에 대한 전류대 시간의 플로트를 나타내고 있다. PWM은 15㎑ 속도로 이루어지는 한편, AC 리플 전압은 360㎐ 속도로 이루어진다. 종래의 정류기 회로와는 달리, AC 리플 전압은 여전히 그대로이다. 이 최소의 필터링은 입력 AC 공급의 전체 범위가 활용될 수 있도록 하여 역률을 향상시킨다.
전해질 커패시터는 750㎌의 커패시턴스당 대략 1 암페어의 대표적인 리플 전류 처리 용량을 갖는다. 필름 커패시터는 예를 들어 6.5㎌의 커패시턴스당 대략 1 암페어의 대표적인 리플 전류 처리 용량을 가질 수 있다. 전해질 커패시터가 사용된다면, 버스 상의 커패시턴스의 양은 필름 커패시터가 사용된 경우보다 더 많아지게 될 것이다.
예를 들어 400 암페어의 리플 전류 용량을 필요로 하는 버스의 디자인을 고려해보자. 필름 기술로, 4개의 600㎌의 100 암페어 커패시터가 버스내에 디자인될 수 있고, 변환기의 스위칭 요소에 매우 근접한 위치로 소형의 버스 구조에 장착된다. 이것은 스위치에 대한 인덕턴스 경로와, 스위칭 요소에 의해 발생된 결과의 전압 과도전류를 최소화한다. 또한, 2400㎌의 총 커패시턴스는 360 사이클 정류된 AC 버스 전압을 대체적으로 필터링되지 않은 채로 유지되도록 하여, 그 결과 높은 역률이 달성될 수 있다.
이와 달리, 전해질 커패시터로 설계된 버스는 리플 전류 요건을 처리하기 위해 대략 300,000㎌의 커패시턴스를 요구한다. 이것은 대략 10 내지 12개의 대형 전해질 커패시터를 필요로 한다. 커패시터와 스위칭 요소간의 버스 구조 및 경로 인덕턴스는 매우 커지게 된다. 이것은 스위칭 동안 높은 전압 과도전류를 생성한다. 또한, 높은 커패시턴스(300,000㎌)는 360 사이클 정류된 AC 버스 전압을 효과적으로 필터링한다. 이것은 역률을 상당히 저하시키고, 입력 AC 전압의 피크에서 전류 스파이크를 생성한다(도 7 참조).
커패시턴스는 역률을 최대로 하기 위해 저주파 360 사이클 정류된 3상 AC 라인의 필터링을 최소로 하면서 고주파 스위치 과도전류 요건을 처리하도록 계산되는 것이 이롭다. 계산은 하기와 같이 간략화될 수 있다.
I = C dv/dt, 따라서
C = (듀티 사이클*I)/(dv/dt)
예를 들어, 전압 리플이 10㎑ 스위칭 주파수의 5Vpp로 제한되도록 결정된다면, 50% 듀티 사이클 및 600A 출력 전류로, 커패시턴스는 하기와 같이 계산된다:
C = 0.5*600/(5V/0.0001) = 6000㎌ 총커패시턴스
이 어플리케이션은 전압 리플을 5Vpp로 감소시키기 위해 6개의 1000㎌ 커패시터를 필요로 한다.
다양한 용량 요건을 만족하기 위한 바람직한 범위의 커패시턴스는 100 내지 5000㎌ 범위이다.
커패시터의 공진 주파수는 3㎑ 또는 그 이상에서의 스위치 동작을 위한 중요한 특성이 된다. 바람직한 공진 주파수 범위는 5 내지 100㎑이다.
F = 1/(2*pie*sqr(ESL*C))
여기서,
ESR = DF*Xc = (D*F)/(2*pie*f*C)
본 발명에서, 커패시턴스값은 종래의 전해질 커패시터보다 매우 큰 리플 전류 밀도를 갖는 예를 들어 필름 커패시터와 같은 고전류 커패시터의 사용에 의해 최소화된다. 커패시턴스는 더 높은 IGBT 스위칭 주파수에서 최소의 리플 전압을 제공하도록, 그리고 더 낮은 360㎐ AC 리플 전압에서 그 효과를 최소로 하도록 선택된다.
전류 처리 용량은 기기의 최대 충전 전류 출력을 발생시키기 위해 요구되는 계산된 리플 전류를 처리하기 위해 최소 갯수의 커패시터가 요구되는 정도로 되어야 한다. 커패시터당의 바람직한 범위는 용량면에서 50 내지 300A이다. 심지어 50A 조차도 전부는 아닐지라도 적어도 매우 큰 전해질 커패시터에 대해 최상의 범위에서 벗어나게 된다.
금속화된 필름 커패시터는 예를 들어 일렉트로닉 컨셉스(Electronic Concepts)(미국 뉴저지주 이튼타운), AVX사(AVX Corporation)(미국 사우스캐롤라이나 주 마이어틀 비치) 및 ICAR(이탈라이 밀란) 등을 포함한 다양한 제조사로부터 상업적으로 이용 가능하다.
커패시터의 수는 크기, 비용 및 분포된 물리적인 위치로부터 발생되는 버스 인덕턴스의 이유로 최소화되어야 한다. 따라서, 원통형 커패시터를 위한 바람직한 크기는 길이가 10인치이고 직경이 1 내지 6인치이다.
고주파 IGBT 고려사항 및 버스 구조
IGBT가 시간에 대한 전류의 높은 변화(di/dt)로 스위치하기 때문에, 커패시터의 공진 주파수는 필수적으로 중요하다(전술한 설명을 참조). 고속 스위칭 속도는 전도 경로의 기계적 구조에 대한 주의를 필요로 한다. 전류의 변화는 수백 나노세컨드에서 600 Amps 또는 그 이상이 될 수 있으며, 이것은 매우 큰 di/dt를 생성한다. 다음의 수학식은 이 di/dt에 대해 인덕턴스(L)에 걸친 전압(VL)을 나타낸다.
VL = Ldi/dt
따라서, 전도 경로(버스 구조체로써도 지칭됨)의 설계는 고인덕턴스(L)가 방지되도록 이루어져야 한다. 컨덕터 상의 자체 인덕턴스에 대한 다음의 수학식에 유념해야 한다:
L = (μcond/8π + μ/2πln(D/R))l
주목해야할 중요 변수는 변수 D이며, 이 변수는 복귀 경로의 중앙까지의 거리이다. 거리(D)를 감소시킴으로써, L이 감소된다. 반대로, 커패시턴스를 위한 수식은 다음과 같다:
C = εA/d
상기에서, d는 전도 플레이트간의 간격이다. 거리(d)를 감소시킴으로써, 커패시턴스(C)가 증가한다. 커패시턴스(C)의 이러한 감소는 또한 전압 과도전류를 필터링함으로써 인덕턴스(L)의 효과를 감소시키는 작용을 한다. 전체적인 인덕턴스를 감소시키고 커패시턴스를 증가시킴으로써, 높은 di/dt에 의해 초래된 버스 구조 전압 과도전류는 최소로 유지될 수 있다. 옵션으로써, 소형 레지스터-커패시터(RC) 스누버 회로가 추가되어 과도전류를 감소시키는데 도움을 줄 수 있다. 일반적으로 낮은 인덕턴스 레지스터와 작은 값의 필름 커패시터가 문제 지역에 근접하게 위치된다. 커패시턴스의 대표적인 값과 레지스터 값은 레지스터-커패시터-다이오드(RCD) 타입 스누버 및 대표값뿐만 아니라 벤더 어플리케이션 노트 및 제품 설명서에서도 찾을 수 있다.
도 8 및 도 9는 이 사항을 해소하기 위해 형성되는 일례의 버스 디자인(300A)에 대한 2개의 도면을 도시하고 있다. 도 8은 어셈블리의 평면도이고, 도 9는 어셈블리의 측면도이다. 층(301A, 303A)은 3개의 상이한 전도 플레이트를 위한 절연체이고, 도면 부호(305A)는 포지티브 버스 바(bar)이고, 도면 부호(302A)는 네거티브 버스 바이고, 도면 부호(304A)는 부하 버스 바이다. 이 디자인에서, 버스 바는 600 Amps 또는 그 이상의 고전류를 처리하기 위한 8인치 두께의 구리이다. 절연 물질은 예를 들어 Nomex??410,30 mils 두께의 중합체이다. 반도체 및 접속 포인트가 부착될 때, 구조체는 도 9에 도시된 바와 같이 플레이트-대-플레이트 간격을 유지하기 위해 함께 압축된다. 인덕턴스를 낮게 유지하고 구조체의 커패시턴스값을 최대화 하기 위해서는 적합한 간격 거리가 중요하다.
출력 필터 조건
출력 인덕터를 적절하게 크기 조정하는 것은 본 발명의 중요한 특징이다. 일반적으로, 고속 충전기 출력을 필터링해야 하는 조건은 충전되는 배터리의 발열을 최소화 하기 위한 필요성에 의해 설명된다. 배터리에 전달된 리플 전류의 최소화에 의해 바람직하지 않은 발열이 최소로 된다. 그러나, 배터리가 견뎌낼 수 있는 리플 전류의 양은 충전되는 배터리의 유형에 좌우된다. 통상적으로, 개방형 납축전지(flooded lead acid storage battery)는 예를 들어 피크 전류에 대하여 최대 10%의 리플 전류가 허용 가능한 다소 "오염된" 충전 입력을 견뎌낼 수 있다. 그러나, 밀봉형 납축전지(sealed lead acid storage battery)는 충전을 위해 매우 잘 필터링된 DC 전류 입력을 필요로 하며, 발열이 가스 누출을 초래하면 폭발이 발생할 수도 있다. 그러나, 밀봉형 납축전지는 냄새의 누출, 낮은 유지비와 같은 다수의 바람직한 속성을 가지며, 밀봉형 구조는 주기적인 물 세척, 산 부식에 의한 연기 및 엎질러짐을 방지한다. 따라서, 본 발명의 장점은 고속 충전기 설계가 출력 필터 스펙의 조정에 의해 이러한 상당히 다른 조건에 적합화될 수 있다는 점이다.
열관리
추가로, 배터리의 열관리도 변수이다. 많은 용도로, 배터리에 대해 상당한 양의 수요가 존재한다. 그러므로, 배터리는 이미 상당히 온도가 올라가 있는 고속 충전기에 도착할 것이다. 밀봉형 배터리의 경우에, 발열을 최소화 하기 위한 필요성이 더욱 심화되고 있다. 고갈된 배터리를 냉각시키기 위해 팬과 같은 냉각 수단이 사용될 수도 있을 것이다.
배터리 온도는 중요한 파라미터이다. 충전을 위해 도착하고 125℉를 초과하는 온도에 있는 배터리는 효과적으로 고속 충전될 수 없으며, 적합한 온도로 냉각되어야 한다. 배터리가 고속 충전을 시작할 때에 115℉를 초과하지 않는다는 점은 중요한 요소이고, 본 발명의 고속 충전기로 30 내지 90% SOC 사이클에 걸쳐 약 15℉의 온도 상승이 있을 것이기 때문에 배터리 온도가 고속 충전의 개시시에 100℉ 이하인 것이 바람직할 것이다. 배터리 온도가 130℉ 보다 크다면, 배터리는 어떠한 속도(표준 속도 또는 빠른 속도)로도 충전되지 않아야 한다.
배터리가 고속의 사용으로 방전되는 강력 사용 응용장치에서, 배터리의 발열은 배터리로부터의 열을 지속적으로 제거하기 위해 차량 또는 배터리 커버 상에 팬을 배치하여 배터리 인터컨넥트 위에 바람을 불게함으로써 최소로 될 수 있을 것이다.
또다른 열관리 방식은 배터리 포스트 및 셀 인터컨넥트에 구리 삽입체를 사용하는 것이다. 구리 부분은 동등한 양의 납으로 이루어진 부분의 1/12의 전기 저항과 12배의 열전도도를 갖는다. 구리 부분의 선택은 배터리에서 발생되는 열을 적게 하고 열이 배터리에서 더 멀리 전도되도록 한다. 팬과 구리의 조합은 배터리 발열을 최소화 함에 있어서 최고로 효과적이다.
우수한 열관리를 제공하기 위해 한 세트의 프로세스 조건이 한정될 수 있기 때문에, 본 명세서에 설명된 바와 같이 PWM 회로 및 스위칭 주파수를 통해 우수한 정밀도로 충전 프로파일을 제어하는 능력은 본 발명의 고속 충전기의 장점이다.
고속 충전기는 전해질내 또는 배터리 포스트나 인터컨넥트 위 중의 하나에 장착된 더미스터(thermistor)의 수단을 통해 배터리 온도를 측정하도록 구성되는 것이 바람직하다. 더미스터는 충전기에 의해 판독되는 온도 가변 저항이다. 더미스터를 가장 바람직하게 위치시키는 것은 전해질에 담그는 것이다.
바람직한 실시예에서, 충전기는 최대 충전 전압을 조정하도록 프로그래밍되며, 이것은 배터리 온도가 증가함에 따라 감소한다. 충전기는 또한 배터리의 과열을 방지하기 위해 125℉에서 130℉로의 온도 변화에 걸쳐 완전한 허용 가능한 세팅에서 0으로의 충전 전류의 급격한 선형적 감소를 설정하도록 배터리 온도 정보를 사용한다. 충전기는 온도가 130℉를 초과한다면 동작이 중지될 것이다. 이들 온도는 납축전기의 배터리 제조업체에 따라 다소 변화할 것이다.
배터리에 대한 AC 리플 전압 효과
도 10을 참조하면, 본 발명의 고속 충전기의 출력은 DC 소스(115)를 소형 직렬 인덕턴스(117)(권선 인덕턴스)를 통해 배터리에 접속된 AC 소스(116)과 직렬로 하여 모델링될 수 있다. 배터리 모델은 내부 임피던스(114)와 직렬을 이루는 전압 소스(113)으로 구성된다. 도 10으로부터, 회로를 회로의 DC(111) 및 AC(112) 등가회로로 재구성할 수 있다. 배터리 DC 전압은 AC 성분에 대해 단락 회로로써 나타난다. 배터리의 내부 저항의 손실은 그 저항 상의 AC 성분 및 DC 성분 모두의 손실의 합이 된다. AC 회로에서, 저항은 다음의 RMS 전류를 보여준다:
Vrms:=2
Res:=0.05
Irms:=(Vrms/Z)float,4 → 39.84
이것은 다음의 AC 성분으로 인한 손실을 초래한다.
ACpwr:=Irms 2·0.05float,4 → 79.36
DC 성분으로 인한 손실은 다음과 같다:
DCpwr:=(44-36)2/Resfloat,4 → 1280.
추가의 AC 성분은 배터리 발열에서 5.84%의 증가를 초래한다.
Totalpwr:=ACpwr + DCpwrfloat,5 → 1359.4
Δpwr:=(ACpwr/Totalpwr)·100float,4 → 5.838
본 발명의 고속 충전기 회로에서, 출력 필터는 배터리에 대한 AC 리플 전류를 제한하기 위해 저역 통과 필터 세트로써 작용한다. 최소의 커패시턴스 기술 때문에, 버스 전압 상의 360㎐ AC 리플은 배터리의 과열을 방지하기 위해 출력 필터에 의해 필터링되어야 한다. 바람직한 실시예에서, 이 AC 성분은 높은 버스에서 낮은 버스로의 최대 전류 출력의 5% 미만으로 필터링된다. 다음의 계산은 이 목표를 달성하기 위해 출력 필터를 어떻게 설정할지를 보여준다:
동작 주파수를 15㎑, 듀티 사이클을 50%, DC 버스 전압을 106VAC RMS 3상 60㎐, 그리고 최대 배터리 용량을 930Ahr로 가정하면, 리플 전류를 최대 전류의 5% 미만으로 제한하기 위해 다음의 식을 계산한다.
최대 배터리 용량으로부터 최대 충전 암페어를 찾는다:
Maxamps = 930*43/100 = 399.9
di = 0.05*399.9 = 20
; 이것은 피크 전압이다
Vmin:=VP·cos(π/6)float,4 → 129.8
이것은 출력 필터가 보여주는 최소 버스 전압이다. 전류의 변경분(di)을 최대 전류 출력의 5% 미만으로 제한함으로써, AC 성분은 적은 값으로 획득될 수 있다. 다음의 계산은 요구된 인덕턴스를 결정한다:
ΔVout:=VP - Vminfloat,4 → 20.1
dton:=33.10-6
Lout:=ΔVout·(dton/di)float,4 → 3.317·10-5
여기서 중요한 파라미터는 리플 전류(di)의 제한이다. 리플 전류 di는 충전되는 배터리의 크기에 대한, 즉 최대 부하 전류에 대한 상한치 이하로 유지되는 것이 바람직하다. 중요 스펙은 AC 전압 입력 차분, AC 리플 전류의 요구된 상한치 및 전자 스위치의 동작 주파수이다. AC 리플 전류는 최대 부하 전류의 5% 미만이고, AC 전압 리플은 최대 부하 전압(완충전된)의 0.5% 미만인 것이 바람직하다. 더욱 바람직하게는 AC 리플 전류가 최대 부하 전류의 2.5% 미만인 것이 더 좋다. 출력 인덕턴스는 최대 부하 전류의 약 5% 정도 또는 그 미만, 더욱 바람직하게는 최대 부하 전류의 약 2.5% 정도 또는 그 미만의 최대 출력 AC 리플 전류를 달성하도록 조정되는 것이 바람직하다. 출력 인덕턴스는 따라서 아래에 설명된 바와 같이 선택된다.
벅 레귤레이터를 ON 상태로 작동하도록 하는 버스 전압이 선택되며, 배터리 전압은 모든 시간에서 버스 전압 미만이어야 한다. 배터리 발열을 제한하기 위해, 최대 부하 전류의 2.5%의 최대 리플 전류 di가 계산에 사용된다. 최대 배터리 크기로부터 최대 전류를 찾는다.
MaxIout = 43 Ahr/100
di desired:= 0.025·MaxIout
dtontime:=0.5(1/freq)
ΔVbus:=Vbus pk - Vbusmin
요구된 출력 인덕턴스는 계산된 ΔVbus에 기초하여 계산될 수도 있을 것이다:
Ldesired:=ΔVbus·(dtontime/didesired)
다음은 AC 최소 필터링을 수용하기 위해 출력 필터를 크기 조정하는 한 가지 방식을 요약한 것이다:
ㆍ 관련된 모든 배터리의 사용을 허용하도록 적합한 버스 전압을 고른다(버스 전압 > 모든 배터리 볼트).
ㆍ 배터리 용량으로부터 최대 전류 출력을 결정한다(예를 들어, 43A/100AHR 충전 속도).
ㆍ 최대 출력의 5%로 최대 출력 전류 리플을 제한함으로써 허용된 최대 출력 전류 리플을 결정한다.
ㆍ 스위치 동작 주파수로부터의 전류 변화를 위해 온상태 시간을 결정한다(이 계산의 용도에는 50%의 온상태 시간으로 한다).
ㆍ 전압 피크 - 전압 피크*cos(30도)로부터 버스 차분 전압을 결정한다.
ㆍ 위에 설정된 식으로부터 Ldesired를 계산한다.
출력 인덕턴스가 커질수록, 달성될 수 있는 백분율 리플 전류는 작아진다. 출력 커패시터는 AC 리플 전류를 배터리에 필터링하여 출력하는데 도움을 준다. 요약하면, AC 출력 리플 전류를 제한함에 의해 배터리에서의 발열이 감소되고 충전기 프로파일이 최적화된다.
전술된 바와 같이, 최소의 버스 커패시턴스값 때문에, 360㎐ 리플 성분이 출력 필터에 의해 필터링되어야 한다. 또한, 충전 사이클의 종료시에, 출력 전류는 50 암페어 또는 그 미만의 레벨에 도달한다. 인덕터는 이들 사항을 수용하기 위해 충분한 값의 인덕턴스를 가져야만 한다. 요구된 인덕턴스의 값외에도, 600 암페어 또는 그 이상의 전류 레벨에서 포화 및 발열의 잠재적인 문제점이 존재한다. 포화를 방지하기 위해서는 자기 코어 선택이 1차적인 촛점이 된다. 바람직한 실시예에서, 단부 개방형 적층 스틸 I-코어(open-ended laminated steel I-core) 또는 적합한 물질 및 디자인의 고주파 초크(choke)가 출력 인덕터로서 사용되어 포화 문제점을 제거하는데 도움을 준다. 포화는 변환기에서 큰 전류 스파이크를 초래하는 인덕턴스의 손실을 초래한다. 포화의 양은 이들 전류의 크기를 나타내줄 것이며, 과도한 경우에는 반도체 고장을 초래할 수 있다.
근래, 적합한 와이어 사이즈가 충분하지 않다면, I2R 손실로 인해 과도한 발열이 발생할 것이다. 본 명세서의 디자인에서는 600 암페어의 디자인 목표를 수용하기 위해 4개의 별도의 중복 권선의 구리가 사용되었다.
출력 인덕턴스의 선택을 위한 일례의 계산은 디자인 파라미터에 기초하여 다음과 같이 된다:
Vinmin:=130
Don:=0.304
{IGBT on duty cycle}
Doff:=0.696
{Diode on duty cycle}
Vinmax:=150
f:=15·103
Vout:=43.56
ton:=(Don·(1/f))float,4 → 2.027·10-5
Ioutmin:=30
Ioutmax:=400
toff:=Doff·(1/f)float,4 → 4.640·10-5
ΔVout:=1
최대 버스 전압을 갖는 적은 부하 상태가 최악의 경우의 시나리오, Vinmax 및 Ioutmin이다.
연속적인 모드의 동작을 유지하기 위해:
ΔiL:=Ioutmin·2 → 60
이 L은 연속 모드를 유지하기 위해 요구된 최소 인덕턴스이다.
커패시턴스를 찾기 위해, Vinmax, Ioutmax를 사용하고, 70μH의 인덕터 값을 선택한다.
또한, 선택된 커패시터는 리플 전류를 처리해야만 한다.
{RMS 리플 전류 커패시터가 처리해야만 함}
18 암페어 RMS 리플 전류를 처리할 수 있는 필름 커패시터가 이용되는 것이 바람직하다. 실제적인 부하가 배터리이기 때문에, 이 값은 부하의 특성으로 인해 감소될 수 있다. 또한, 상이한 배터리 전압이 충전된다.
따라서, 요구된 값에 도달하기 위해 이러한 계산에 대해 최악의 경우의 시나리오가 사용되어야 한다.
제어 기술
제1 실시예에서, 출력 전력을 제공하기 위해 사용된 펄스 폭 변조는 360㎐ 정류된 3-상 AC 입력 파형에 응답하여 그 자체가 변조된다. 360㎐로부터의 리플이 대체로 필터링되지 않은 채 DC 버스에 올라탈 때, 펄스 폭 변조 듀티 사이클은 AC 리플 전압에 비례하여 그리고 AC 리플 전압에 따라 동기적으로 변화된다. AC 전압이 증가할 때, 펄스 폭 변조는 더 높은 입력 전압을 수용하기 위해 감소되고, AC 전압이 360㎐ DC 버스 리플 사인파 파형으로 감소할 때에 대응하여 증가된다. 이것은 콘트롤러에 대한 출력 또는 입력 전압 리플을 지속적으로 모니터링하고 펄스-바이-펄스를 기초로 드라이브 펄스 폭 변조를 조정함으로써 달성된다. 전압이 변환기의 DC 출력 도중에 증가할 때 펄스 폭 변조 듀티 사이클은 감소되고, 전압이 DC 출력 도중에 감소할 때 펄스 폭 변조 듀티 사이클은 증가된다. 이것은 변환기의 전압 출력으로부터의 DC 버스 입력 상의 360㎐ AC 리플 성분을 효과적으로 제거하고, 그 출력에서 일정한 DC 전압을 제공한다.
도 11은 본 발명의 고속 충전기에 대한 제1 제어 기술을 예시하는 흐름도를 나타낸 것이며, 여기서 VI은 입력 버스 전압, Vo는 출력 전압, Io는 출력 전류, PWM은 펄스 폭 변조이다. PWM 인터럽트 입력에 대하여, Vout이 Vin보다 큰지의 여부가 판정된다. 판정이 긍정인 경우, 지연 시간이 LC 출력 필터의 위상 시프트에 동등한지의 여부에 대한 판정이 이루어진다. 응답이 긍정이면, PWM 값은 1씩 감소되며, 인터럽트가 정리되어 종료된다.
Vout이 Vin보다 크지 않다면, Iout이 110%×Inom보다 큰지의 여부가 판정된다. 응답이 긍정이면, PWM 값은 1씩 감소되며, 인터럽트가 정리되어 종료된다. 판정이 부정이면, 인터럽트가 정리되어 종료된다.
그러나, Iout이 110%×Inom보다 크지 않다면, 지연 시간이 LC 출력 필터의 위상 시프트에 동등한지의 여부가 판정된다. 응답이 긍정이면, PWM 값은 1씩 증분되며, 인터럽트가 정리되어 종료된다. 판정이 부정이면, 인터럽트가 인터럽트가 정리되어 종료된다.
실시예 2에서, 15㎑ 비율의 모든 펄스는 인터럽트 서비스 루틴(ISR)을 트리거한다. 이 루틴에서, 출력 전압 VOUT이 판독된다. VOUT이 너무 높다면, PWM이 1씩 감소되고, ISR이 종료된다. VOUT이 요구된 VOUTNOM이거나 그 이하라면, 전류가 측정된다. 전류가 125% Imax 이상이라면, 프로그램은 즉각적으로 PWM을 감소시키고, ISR을 종료한다. 전류가 INOM의 125%와 동등하거나 그 이하라면, PWM 램프 딜레이(Ramp delay)가 검사되며, 제로와 동일하다면, 램프 딜레이 카운트가 재로딩되고, ISR을 종료하기 전에 PWM이 1씩 감소된다. 램프 딜레이가 제로와 동일하지 않다면, 램프 딜레이는 감소되고, ISR이 종료된다. 전류가 요구된 레벨 이하라면, 램프는 딜레이되고, 램프 딜레이 카운트는 PWM이 증분될 수 있기 전에 제로로 되어야 한다. 전류가 요구된 바와 같다면, ISR이 즉각적으로 종료되고, PWM 카운트에서는 아무런 변화도 이루어지지 않는다.
도 12는 본 발명의 고속 충전기에 대한 제2 제어 기술을 예시하는 흐름도이고, 도 13은 도 12에 도시된 제2 제어 기술에 대한 소프트웨어 리스팅이다.
도 12에 도시된 바와 같이, 펄스 인터럽트 입력은 공급 출력 전압을 발생한다. 이 전압이 너무 높다면, PWM은 1씩 감소되고, 인터럽트가 정리되어 종료된다. 전압이 너무 낮거나 적합한 레벨이라면, 출력 전류가 판독된다. 그리고나서, 출력 전류가 너무 낮거나, 너무 높거나 혹은 수용 가능한 레벨인지에 대한 판정이 이루어진다.
출력 전류가 수용 가능한 레벨이라면, 인터럽트가 정리되어 종료된다. 출력 전류가 너무 낮다면, 램프 딜레이가 제로인지의 여부에 대한 판정이 이루어진다.
판정이 긍정이면, 램프 딜레이 카운트가 리로딩되고, PWM은 인터럽트를 정리하여 종료하기 전에 증분된다. 램프 딜레이가 제로가 아니면, 램프 딜레이는 인터럽트를 정리하여 종료하기 전에 감소된다.
출력 전류가 너무 높다면, 전류가 INOM의 125% 보다 큰지의 여부에 대한 판정이 이루어진다. 판정이 긍정이면, PWM은 인터럽트를 정리하여 종료하기 전에 1씩 감소된다. 판정이 부정이면, 램프 딜레이가 제로값을 갖는지 아니면 비제로값을 갖는지에 대한 판정이 이루어진다. 램프 딜레이가 비제로값을 갖는다면, 램프 딜레이는 인터럽트를 정리하여 종료하기 전에 감소된다. 램프 딜레이가 제로값을 갖는다면, 램프 딜레이 카운트가 리로딩되고, PWM은 인터럽트를 정리하여 종료하기 전에 1씩 감소된다.
실시예 3에서, 출력 전압 및 전류는 지속적으로 모니터링되고, 다음 기술의 하나 또는 양자의 사용에 의해 입력 정류 처리에 의해 생성된 360㎐ AC 리플 전류 및 전압의 통과를 허용하는 동시에 요구된 값을 초과하는 것이 방지된다. 전압 및 전류값은 360㎐ 정류된 입력 사이클에 걸쳐 이들의 값을 평균하고 2.77mS 시간 프레임내에서의 작은 변동에 대한 제어 반응을 방지하는 아날로그 회로에서 필터링된다. 마이크로프로세서내의 PWM 출력 회로는 숫자로 나타낸 방법에 의해 출력 전압 및 전류에서의 사소한 변동에 반응하는 것 및/또는 그것의 제어 응답의 조정 주파수를 제한하는 것이 방지된다.
도 14는 본 발명의 고속 충전기에 대한 제3 제어 기술을 예시하는 흐름도이며, 도 15는 도 14에 도시된 제3 제어 기술에 대한 소프트웨어 나열이다.
도 14의 도면에 도시된 바와 같이, *RDC는 램프 딜레이 카운트, CC는 일정 전류, CV는 일정 전압, PWM은 펄스 폭 변조 카운트이며, 볼트 슬로우(volts slow)는 출력 전압이 360㎐ AC 성분을 제거하기 위해 필터링된다는 것을 의미한다.
상기 실시예에서, 시스템이 CV 모드에 있는지의 여부가 먼저 판정된다. 판정이 긍정이면, CV 콘트롤러가 작동되고, 전류가 최대 전류보다 큰지의 여부가 판정된다. 판정이 부정이면, 볼트 슬로우가 Vmax의 1.125% 보다 큰지의 여부가 판정된다. 판정이 긍정이면, PWM은 1씩 감소되고, 정리 및 종료된다. 볼트 슬로우가 Vmax의 1.125% 보다 크지 않다면, 램프 딜레이 카운트가 제로인지 아니면 제로가 아닌지에 대해 판정이 이루어진다. 램프 딜레이가 제로이면, RDC가 재로딩되고, 볼트 슬로우가 볼트 맥스보다 큰지의 여부에 대한 판정이 이루어진다.
볼트 슬로우가 볼트 맥스보다 크다면, PWM은 정리 및 종료 전에 1씩 감소된다. 볼트 슬로우가 볼트 맥스보다 작다면, PWM은 정리 및 종료 전에 1씩 증분된다. 슬로우 볼트가 볼트 맥스보다 작다면, 인터럽트가 정리되어 종료된다.
이전 단계에서의 RDC가 비제로이면, RDC는 정리 및 종료 전에 1씩 감소된다.
이전 단계에서 전류가 최대 전류보다 크다면, RDC는 RDC가 제로인지 아니면 비제로인지의 여부를 판정하기 위해 검사된다. RDC가 제로가 아니면, RDC는 정리 및 종료 전에 1씩 감소된다.
시스템이 일정 전압 모드에 있지 않다면, 시스템이 등화 모드(equalize mode)에 있는지의 여부에 대한 판정이 이루어진다. 판정이 긍정이면, 일정 전압 제어가 작동된다. 시스템이 등화 모드에 있지 않다면, 일정 전류 모드가 작동된다. 그 후, 슬로우 볼트가 볼트 맥스보다 큰지의 여부에 대한 판정이 이루어진다. 판정이 긍정이면, 전력 신호는 CV 제어에 다시 보내질 것이다. 슬로우 볼트가 볼트 맥스보다 크지 않다면, 암페어가 최대 암페어의 125% 보다 큰지의 여부가 판정되고, 판정이 긍정이면 PWM이 인터럽트를 정리하여 종료하기 전에 1씩 감소되도록 준비된다.
암페어가 최대치의 125%보다 크지 않다면, RDC가 제로인지 아니면 비제로인지의 여부에 대한 판정이 이루어진다. RDC가 제로가 아니면, RDC는 인터럽트를 정리하여 종료하기 전에 1씩 감소된다. RDC가 제로이면, RDC는 재로딩되고, 암페어가 최대 암페어보다 큰지의 여부에 대한 판정이 이루어진다. 판정이 긍정이면, PWM은 인터럽트를 정리하여 종료하기 전에 1씩 감소된다. 판정이 부정이면, 암페어가 최대 암페어보다 작은지의 여부에 대한 판정이 이루어지며, 그에 대한 판정이 긍정이면, PWM은 인터럽트를 정리하여 종료하기 전에 1씩 증가되고, 판정이 부정이면, 인터럽트가 정리되어 종료된다.
프로세스 실시예의 블록도 및 개략도
도 16은 본 발명의 일실시예에 따른 고속 충전기 장치의 간략화된 블록도이다.
예시된 바와 같이, 3-상 정류기는 입력 전압 센서에 의해 감지되는 DC 버스 전압을 발생하며, 입력 전압 센서는 감지된 입력 전압 신호를 응답적으로 그리고 상관적으로 발생하며, 감지된 입력 전압 신호는 디지탈 신호 프로세서(DSP)에 건네진다. 디지탈 신호 프로세서는 프로그래밍 가능한 범용의 디지탈 컴퓨터, 마이크로프로세서 유닛, 컴퓨터 연산 모듈 또는 감지된 전압 입력 신호를 포함한 입력되는 신호를 처리하고 제어 신호 혹은 고속 충전기 장치의 작동을 변조하기 위한 용도의 신호를 응답적으로 그리고 상관적으로 발생하기 위한 다른 소자나 유닛을 포함한 어떠한 적합한 유형의 것도 가능할 것이다.
DC 버스 전압은 전력 장치에 전송되며, 전력 장치는 출력을 응답적으로 그리고 상관적으로 발생한다. 출력은 출력 전류 센서 및 출력 전압 센서를 포함한 감지 어셈블리에 의해 감지되며, 이들 센서는 이에 응답하여 DSP에 전송되는 출력 감지 신호를 발생한다.
DSP는 입력 및 출력 감지 신호를 수신하고, 펄스 폭 변조 드라이버에 전송되어 작동시키는 제어 신호를 발생한다. 펄스 폭 변조 드라이버는 그 응답으로 전력 장치에 전송되어 요구된 특징의 출력을 제공하는 신호를 발생한다.
도 17은 본 발명의 일실시예에 따른 고용량 배터리용의 벅 레귤레이터 기반의 고속 충전기의 대응 전기 회로도이다. 디지탈 신호 프로세서 및 관련 인터페이스 회로(102)가 입력 트랜스포머/정류기 유닛과 벅 전력 변환기(106)를 상호접속시키는 라인(107)에 접속된 입력 전압 센서(101)과 함께 도시되어 있다. 입력 트랜스포머/정류기 유닛은 도시된 바와 같이 AC 입력 전압을 수신한다. 벅 전력 변환기(106)는 라인(108)에 의해 고속 충전을 위한 고용량 배터리(도 17에는 도시되지 않음)에 전송되는 변조된 출력을 발생한다.
DSP 및 관련 인터페이스 회로(102)는 입력 전압 센서(101)로부터 입력 전압 감지 신호를 수신하고, 벅 전력 변환기의 제어를 위해 벅 전력 변환기에 라인(105)를 통해 전송되는 출력 신호를 응답식으로 그리고 상관적으로 발생한다.
동시에, 벅 전력 변환기(106)과 배터리(도 17에는 도시되지 않음)를 상호접속시키는 라인(108)에서의 출력 전압 및 전류는 출력 전압 센서(104) 및 출력 전류 센서(103)에 의해 각각 감지되며, 센서(103, 104)는 벅 변환기(106)에 라인(105)를 통해 건내어지는 제어 신호의 변조를 위해 DSP 및 인터페이스 회로(102)에 전송되는 감지 신호를 응답식으로 그리고 상관적으로 발생한다.
DSP 및 인터페이스 회로(102)는 디스플레이 및/또는 LED 출력(LED'S)을 통해 충전 상태(SOC), 충전 속도 또는 다른 출력 표식이나 파라미터를 나타내는 출력을 제공하기 위해 배열될 것이다.
일실시예에서, DSP 및 인터페이스 회로(102)는 충전 동작 동안의 배터리의 충전 상태를 나타내는 "가스 탱크" 타입 디스플레이의 형태인 출력을 제공하도록 배열된다. 이 충전 상태 디스플레이는 예를 들어 직사각 형상의 수직 신장된 엘레멘트 또는 이와는 달리 수평 어레이의 대향 끝단에 "empty"를 나타내는 "E"와 "full"을 나타내는 "F" 의 2개의 표식 사이에 수평으로 배열되는 정사각 형상의 엘레멘트와 같은 일련의 발광 엘레멘트를 포함할 수 있을 것이다.
발광 엘레멘트의 수평 연장 어레이는 DSP 및 인터페이스 회로(102)와 접속되어, 그 엘레멘트는 아무런 엘레멘트도 발광하지 않는 0%의 충전 상태("E" 표식)에서 시작하여 어레이의 모든 엘레멘트가 빛을 발하는 100% 충전 상태까지(즉, "E" 표식에서부터 "F" 표식까지) 발광하도록 순차적으로 그리고 축적적으로 에너지를 받게 된다. 충전 상태가 고속 충전 동작 동안 점차적으로 증가하기 때문에, 빛을 내는 디스플레이 엘레멘트의 부분이 좌측("E"에서)으로부터 우측("F"에서)으로 점차적으로 증가하여 배터리의 100% 충전 상태까지 완충전하는 동안 충전의 상대적인 레벨을 이러한 아날로그 발광 출력에 의해 시각적으로 디스플레이 한다.
전술된 "E"와 "F"의 표식은 수평 연장 디스플레이의 좌측("E") 끝단에는 "0%", "Dead", "Empty", "Uncharged" 등과 같은 그리고 수평 연장 디스플레이의 우측("F") 끝단에는 "100%", "Live", "Full", "Charged Up" 등과 같은 다른 표식이 대체 또는 추가될 수도 있으며, 모든 경우의 배열이 고속 충전기 유닛에 의해 충전되는 배터리의 충전 상태에 대한 간단한 시각적으로 구분 가능한 표식을 제공하며, 이것은 자동차, 보트, 비행기 등과 같은 차량 또는 항공기에서의 친숙한 연료 게이지와 유사하다는 점을 이해할 수 있을 것이다.
이러한 육안으로 친숙한 "가스 탱크 게이지"를 제공함으로써, 고속 배터리 충전기의 조작자는 한눈에 충전 작동의 상대적인 진도를 확인할 수 있고, 배터리가 완전하게 충전될 때까지의 상대적인 잔여 시간량을 감지할 수 있다. 이 가스 탱크 유형의 게이지는 고속 충전기 부품이 조작을 위해 배열되는 캐비넷의 전면에 배치될 수도 있을 것이다.
도 17의 고속 충전기 시스템의 동작에서, 전압은 입력 전압 측정 센서에 입력되어 DSP 및 인터페이스 회로(102)에 대한 신호를 발생하며, 출력 전류 센서(103) 및 출력 전압 센서(104)는 DSP 및 인터페이스 회로(102)에 대한 입력을 제공하여 벅 전력 변환기에 라인(105)를 통해 전송되는 벅 전력 변환기 조정 신호를 발생한다. 전압 및 전류가 요구된 기준값으로부터 변화하기 때문에, DSP 및 인터페이스 회로(102)는 출력 전압 센서가 감소된 전압을 나타내거나 및/또는 입력 센서가 감소된 전압을 나타내는 경우 출력 전압이 증가되도록 DSP 및 인터페이스 회로(102)내의 펄스 폭 변조기 드라이버 소프트웨어를 변화시킨다. 전압이 증가한다면, 반대 현상이 발생한다. 마찬가지로, 출력 전류 센서는 펄스 폭 변조가 드라이버 소프트웨어의 작동을 수정하도록 DSP 및 인터페이스 회로(102)내의 출력 전류 및 전압 소프트웨어에 영향을 주어, 펄스 폭 변조기 장치의 작동을 조정함으로써 출력 전류에서의 변화분을 보상할 것이다. 각각의 펄스가 변동되는 정확한 수의 시간(마이크로세컨드)은 제한된 실험에 의해 결정될 수 있으며, 출력 전압을 비안정화시키지 않는 어떠한 전압 및/또는 전류 변동에 대한 응답을 제공하여 이러한 어떠한 변동에도 고속 응답을 제공한다.
특정 예를 통해, 출력 전압이 변경되도록 요구된다면, 펄스의 각각의 폭은 출력 전압 및 전류에서의 요구된 변동분을 보상하도록 증가되거나 감소될 것이다. 그러므로, 추가의 출력 전압이 요구된다면, 펄스는 폭이 증가될 것이고, 반대로 더 낮은 전압이 요구된다면, 출력 펄스는 폭이 감소될 것이다. 이러한 방식으로, 출력 전압은 각각의 펄스에 의해 제공된 에너지를 변화시킴으로써 유지될 수 있다.
본 발명의 일실시예에서, 각각의 펄스는 출력 전압을 증가시키기 위해 동일한 수의 시간(마이크로세컨드)만큼 증가되고, 출력 전압이 감소될 시에는 동일한 수의 시간(마이크로세컨드)만큼 감소된다. 본 발명의 실시예에서, 소프트웨어가 클록 회로에 의해 구동되기 때문에, 펄스 폭의 변동은 요구된 수의 클록 펄스만큼 증가 및 감소될 수 있다. 펄스 폭을 변동시키기 위한 다른 솔루션은 본 발명의 기본 개념을 유지하고 있는 본 발명의 다른 실시예로 제공될 수 있다.
도 18은 본 발명의 다른 실시예에 따른 고용량 배터리용의 벅 레귤레이터 기반의 고속 충전기의 전기 회로도이다. 예시된 바와 같이, 라인 L1, L2 및 L3에서의 AC 3-상 입력이 배터리 충전기 시스템에 유입되어 AC 3-상 정류기에 제공되며, 이 정류기는 360㎐ AC 리플을 갖는 버스 상에 DC 전류를 발생한다. DC 버스 전압 센서는 전압 감지 신호 출력을 펄스 폭 변조 제어 회로에 제공한다.
정류된 전력 신호는 그리고나서 IGBT 장치에 건네지며, IGBT 장치는 펄스 폭 제어 회로에 접속된 고주파 스위칭 IGBT 드라이버에 조작 관계로 접속되어 있다. IGBT 장치로부터의 전력 출력은 플라이휠 다이오드(D), 인덕터 및 커패시터(CAP)를 포함하는 충전기 회로의 일부분을 통과하며, 충전을 위한 배터리에 제공된다.
출력 전압 및 전류는 도시된 바와 같은 전류 및 전압 센서에 의해 모니터링되고, 감지된 전류 및 전압은 IGBT 장치의 스위칭 펄스 폭을 제어하도록 IGBT 드라이버를 변조하기 위해 펄스 폭 변조 제어 회로를 작동시키는데 이용된다.
전술된 바와 같이, 프로세스 조건의 세트가 우수한 열관리를 제공하기 위해 한정될 수 있기 때문에, 본 섹션에서 설명된 바와 같은 펄스 폭 변조 회로 및 펄스 폭 변조를 통해 우수한 정밀도로 충전 프로파일을 제어하기 위한 능력은 본 발명의 고속 충전기의 장점이 된다. 많은 어플리케이션에 대해, "IVI 프로파일"은 매우 적은 발열로 배터리를 높은 충전 상태로 충전할 수 있기 때문에 본 기술분야에 알려진 바와 같이 바람직한 충전 알고리즘이다. 대표적인 IVI 프로파일의 예는 배터리 용량의 최대 약 50%까지 일정 전류에서, 배터리가 약 90%의 충전 상태에서 용량의 약 5A/100 Ahrs의 충전 속도에 도달할 때까지는 일정 전압에서, 그리고 배터리가 정격 Ahrs 용량에 도달하는 90%에서 100%까지는 일정 전류에서 배터리를 충전하는 것을 포함한다. 이러한 프로파일은 예를 들어 개방형 납축전지와 같은 산업적 어플리케이션에 사용된 다수의 배터리에 대해 유용하다. 본 발명의 고속 충전기의 특별한 장점은 DSP의 명령 세트에 의해 광범위에 걸쳐 충전 프로파일에 제어될 수 있다는 점이다. 그러므로, 충전 프로파일에서의 주요한 변동은 하드웨어 변경에 의해서가 아니라 소프트웨어 수정에 의해서 영향을 받을 수 있다. 충전 프로파일의 세밀한 제어는 밀봉형 배터리에 대해 유지될 수 있고, 그렇지 않으면 배터리 유형에 적합한 고객 충전 프로파일이 실시될 수도 있다.
본 발명의 제어 기술의 유용한 예는 높은 전류량 서비스가 제공되지 않는 환경에서 고속 충전기가 사용되는 상황에서 실시될 수 있다. 고속 충전기가 매우 높은 전류의 배터리에 전류를 제공할 수 있기는 하지만, 예를 들어 고속 충전을 전혀 이용하지 않는 공장 및 서비스가 이미 충전소에 제공되었거나 혹은 30 암페어 용량을 갖는 다른 아울렛(outlet)과 같은 구형 전기 서비스에 의해 강요될 수도 있는 전력 강하에 대한 제한을 가지고 작동할 수도 있다. 출력 전압 센서 및 출력 전류 센서는 입력 전류를 제어하도록 사용되는 정보를 제공한다. 출력 전류 및 전압에 기초하여, 출력 전력이 계산되며, 대략적인 효율 및 역률을 보상하는 계수만큼 승산된다. 이 보상된 출력 전력 값은 30 암페어를 초과하는 전류 강하를 방지하기 위해 초과되어서는 안 되는 최대 값과 비교된다. 계산된 출력 값이 이 최대치를 초과한다면, 펄스 폭 변조에 의해 제어된 스위칭의 펄스 폭이 감소된다. 값이 최대치 미만이라면, 펄스 폭 변조는 충전 사이클 동안의 전압 및 전류의 일반적인 제한치에 의해 제어된다. 그러므로, 충전 속도는 장비의 제한치내에서 최대로 될 수 있다.
본 발명이 여러 유용한 실시예에서 벅 레귤레이터 토폴로지에서의 전력 변환에 영향을 주기 위해 종래의 펄스 폭 변조 기술을 사용하기는 하지만, 본 발명에 따른 벅 변환기 고속 충전기는 소프트 스위칭 기술의 장점을 취하기 위해 공진 회로, 반공진 회로 또는 다공진 회로와 함께 구축될 수 있다는 점을 이해해야 할 것이다. 이들 기술은 제로 전압 스위칭(ZVS) 또는 제로 전류 스위칭(ZCS) 상태 하에서 작동함으로써 스위칭 엘레멘트에 대한 발열과 스트레스를 최소화할 수 있다. 그러나, 이들 기술 및 그와 관련된 상태는 부하 변동, 성분 허용오차, 권선 레이아웃, 기생 인덕턴스 및 커패시턴스로 인한 문제점에 민감하며 더욱 복잡하다. 본 발명의 기술사상내의 다른 변형에서, 고속 충전기의 동기적 작동을 제공하고 그에 의해 고속 충전기의 효율을 향상시키기 위해 스위칭 소자와 병령 배열로 플라이휠 다이오드가 배치될 수 있다.
역률
본 발명의 고속 충전기의 특히 이로운 장점은 특히 종래기술의 실리콘 제어된 정류기(SCR) 및 페로-공진형 충전기에 비해 향상된 역률이다. 역률은 다음의 일례의 계산식에 의해 예시된 바와 같이 공지된 방법으로 계산될 수 있다.
SCR 기반 충전기에 대한 역률은 다음과 같이 계산된다. 전도 각도는 다음과 같이 할당된다:
Condangle:=π/3
degrees:=180·(Condangl/π)float,4 → 60
Angle:=Condangle - (π/2)float,4 → -.5238
정규화된 값의 1V 피크 단상 AC와 1Ω 저항성 부하로 가정한다:
이것은 요구된 상태 각도에 대한 평균값이다.
이것은 요구된 상태 각도에 대한 RMS 전류값을 나타낸다.
입력 전압에 대한 RMS 값은 다음과 같다:
Iin:=Irms
Pinrms:=Iin·Vin float,4 → .2210
이것은 회로내로의 뚜렷한 전력이다. 부하(이상적인 저항)의 평균 또는 실제 전력이 결정된다. 정규화된 값때문에, 이들은 동등하게 된다.
Voutavg:=Iavg
평균값 기호로부터 그리고 전도값을 한계치로 사용하면 다음과 같이 된다:
이것은 60도 전도각을 갖는 역률이 된다. 또한, 이러한 이상적인 회로에서 전도각은 역률에 급격하게 영향을 끼친다는 것에 주목하기 바란다.
페로-공진형 충전기에 대한 역률은 다음과 같이 계산된다:
페로-공진의 출력은 정류되고, 그리고 나서 배터리 부하에 제공된다. 이것은 부하가 커패시터 뱅크가 아닌 배터리라는 점을 제외하고는 종래의 정류기 회로와 유사하다. 배터리를 모델링하고 그리고 나서 정류된 AC 전압을 인가하는 것은 일반적인 역률의 근사적인 결정을 이루기 위한 한 가지 기술이 된다. 실제 배터리는 직렬 저항, 직렬 인덕턴스, 전압 소스 및 병렬 커패시턴스를 포함한다. SCR과 상당히 유사하게, 페로-공진은 그 출력 정류로 인한 전도 각도에 곤란을 겪는다. 다음의 예는 이러한 가능한 전도 각도 문제를 예시한다:
18개의 셀을 갖는 36V 배터리로 가정하면, 최대 충전 전압은 다음과 같다:
Maxbatv:=18·2.42 float,4 → 43.56
이것은 요구된 상위 충전 전압을 설정하는 한편, 최저 충전 전압은 대략적으로 설정한다:
Minbatv:=18·2 float,4 → 36.
페로 충전기는 배터리를 효과적으로 충전하기 위해 이 범위의 출력 전압을 커버해야만 한다. 최대 전압이 43.56V로 설정되면, 페로 충전기의 최소 전압 출력은 다음과 같이 된다:
FerroVmin:=cos(π/6)·Maxbatv float,4 → 37.72
이것은 정류된 페로 출력 전압이 아래 만큼 변화할 것이라는 것을 나타낸다:
ferroΔV:=Maxbatv - FerroVmin float,4 → 5.84
페로의 공진 권선은 충전기로부터의 피크 전압 출력에 대한 조정을 제공할 것이지만, 차분 전압이 항상 그곳에 존재할 것이다. 그러므로, 피크 전압이 공진 권선 장착에 의해 어느 곳에서 조정되는지에 따라, 최소 출력 전압은 cos(π/6) 비율로 저하될 것이다. 출력 전압이 최대 전도를 위해 조정된다면, AC 리플 전류 및 서지 전류가 나타날 수 있다. 이것은 종래의 정류기와 매우 유사하게 역률 문제를 야기할 수 있다. 이 때문에, 페로는 전도 각도 문제로부터 다소 곤란을 겪는다. 공진 권선을 장착하는 것은 배터리에 대한 출력 전압을 조정하기 위해 이용된 방식이다. 이것은 또한 이용 가능한 조정 범위를 제한다.
도 19는 일례의 페로-공진형 충전기 출력을 위한 시간을 함수로 한 전압의 플로트도이다.
고주파 벅-레귤레이터 기반 충전기에 대한 역률은 다음과 같이 계산된다.
1 암페어 DC의 전류 소스와 1V 피크의 단상 AC 소스를 갖는 정규화된 회로를 가정한다. 필수적으로, DC 출력 전류는 입력 전압과 동상으로 1 내지 -1 암페어의 정현파로써 나타난다. 이전과 같이 계산하면:
전류 구형파의 RMS 값은 다음과 같다:
Iinrms:=1
Pinapp:=Iinrms·Vinrms float,5 → .70710
이것은 명백한 역률을 나타낸다.
Voutavg:=(2/π)·1 float,4 → .6366
정규화된 값을 가지고, 이것은 또한 평균 전력 출력을 나타낸다.
Poutavg:=Voutavg·1
PFbuck:=(Poutavg/Pinapp)float,4 → .9003
이 값은 부하 전류 또는 출력 전압에서의 변화량에도 불구하고 대략적으로 동일한 것이 된다. SCR과는 달리, 이것은 상이한 부하 전압을 수용하도록 그 전도 각도를 변경하여야 하고, 매우 열악한 역률을 겪는다. 양자의 경우에 역률이 3상 소스로 다소 우수하게 된다는 점에 유의하기 바란다. 이것은 단상 경우를 사용하여 분석하기가 더 용이하다.
시스템 고려사항
충전기가 사용되는 환경에서, 조작 및 유지의 간편성은 매우 중요하다. 고용량 배터리용의 고속 충전기는 소형이며, 모듈로 구성되는 것이 이롭고, 충전 조작의 과정을 디스플레이할 수 있는 가시적인 표시자가 제공된다.
도 20은 도어(229)가 힌지(209, 210)에 장착되고 하우징내의 내부 부품을 액세스하도록 개방할 수 있는 단일의 하우징(232)을 포함하는 본 발명의 일시예에 따른 고속 충전기(230)의 정면 개략도이다. 도시된 도면에서, 캐비넷 도어(229)가 닫혀있다. 안정성 특징부로서, 도어(229)는 키(231A)로 잠금 해제함으로써 그리고 핸들(232A)을 통해 내부 전기 접속해제 스위치를 맞물림으로써 개방될 수 있다. 제어 모듈(241)이 도어에 장착된다. 디스플레이(233)은 DSP(내부에 있는 것으로, 도시되어 있지 않음)를 통해 출력 전류 및 전압 센터로부터 입력을 수신하고, 어떠한 요구된 에러 메시지뿐만 아니라 배터리 충전 상황을 그래픽적으로 디스플레이한다. 조작은 "start" 스위치 및 "stop" 스위치(234, 235)에 의해 제어되며, 표시자 광(236)("COMPLETE"), (237)("FINE/EQ"), (238)("CHARGE") 및 (239)("OFF")은 조작자에게 신속한 정보를 제공한다. 긴급 상황이 발생한다면, 조작자는 긴급 차단 스위치(240)을 누름으로써 제어 패널에 전력을 접속 해제시킬 수 있다.
IGBT가 고속 충전기내에서 동작할 때에 고주파수의 고전력을 스위칭함에 의해 전자기 간섭(EMI)이 발생되기 때문에, 이러한 실시예에서의 제어 모듈은 내부 금속 박스에 배치되는 것이 바람직하다. 충전기의 디지탈 신호 프로세서(DSP)는 과도한 EMI로부터 보호될 필요가 있고, 이러한 목적을 위해 내부 금속 박스에 보호될 수 있다. 디스플레이 전자장치 또한 EMI로부터의 차폐를 필요로 하고, 제어 패널은 제어 모듈은 내부 금속 박스에 배치함으로써 그 기능을 수용한다. 이러한 방식은 또한 제어 모듈의 간편한 유지를 추가로 용이하게 하는 우수한 구조체를 가능하게 한다.
고속 충전기(230)의 하위 우측 측벽에서, 두 쌍의 케이블(211 및 212)는 하우징(232)으로부터 외향 연장하고, 각각 배터리 단자 커플링(216 및 217)로 종결한다. 케이블쌍(211 및 212)을 위치시키는 것은 충전 동작 동안의 배터리의 위치, 즉 플로어 부근과 일치하는 높이에서 케이블이 충전되는 배터리의 단자에 용이하게 부착되도록 허용한다.
충전 유닛과 관련된 케이블에 관한 추가의 특정 변형으로써, 케이블은 수축 가능한 형태로 캐비넷 상에 장착되어, 사용되지 않는 동안 하우징(232)에 인접하게 유지되고, 도면에 도시된 바와 같이 배터리 커플링(249A)에서 종결하는 자유 단부(248A)를 가질 수도 있다. 케이블은 피봇 조인트(247A)를 포함하는 동적 암(239A) 위의 지지 브라켓(235A 및 237A)에 의해 그 메인 길이(233A)를 따라 지지되어서, 자유 단부가 충전되는 배터리와 함께 사용하기 위해 선택적으로 파지하여 하우징으로부터 잡아 당겨지게 될 수 있을 것이다. 동적 암(239A)는 장력 릴(tensioning reel)(예를 들어, 미국 인디아나주 46725번지 콜롬비아시 비지니스 30 2842 이스트에 소재한 Reelcraft Industries로부터 상업적으로 이용 가능한 유형인)이 제공되거나 미사용시에 충전기 하우징에 근접하게 유지하도록 바이어싱 수단이 제공되어 스프링형으로 장착될 수 있을 것이다. 배터리 충전에 후속하여, 케이블은 배터리로부터 분리될 것이며, 미사용시에 가스 펌프 하우징에 인접하여 수축적으로 유지되는 가솔린 투입 호스의 방식으로 수축하거나 하우징(232)에 인접하게 위치될 수 있을 것이다. 이러한 수축 가능한 호스 특징부가 소매 가솔린 산업에서 공통적으로 사용되기는 하지만, 이전에 배터리 충전기의 케이블용으로 생각되거나 실시되지 않으며, 따라서 이러한 수축 가능한 케이블링 구조는 본 발명에 따른 배터리 충전기의 제조에 이용될 수 있는 추가의 특징부를 구현한다.
수축 가능한 케이블은 충전기를 지면 위에 장착시키는 스탠드 상에 배열될 수도 있으며, 이 스탠드는 지게차의 지계가 끼워 넣어질 수 없고 범람 상태를 만나지 않을 것이다. 이러한 구성에 의해 케이블을 머리위에 장착하는 것은 추가의 거대한 장점을 갖는다.
다른 실시예에서, 2개의 장력 릴은 충전기의 측면에 부착된 역"L"자 브라켓에 장착될 수 있고, 케이블 중간부는 장력 휠에 부착되어 간편한 수축 가능한 케이블 고정을 가능하게 할 것이다.
케이블의 제어되지 않은 빠른 이동이 손상 및/또는 상해를 초래할 수도 있기 때문에, 수축 가능한 케이블 시스템은 갑작스런 반동없이 무거운 케이블을 효과적으로 수축하기에 효율적이어야 한다. 표준 정격 충전기가 어떠한 수축 시스템을 갖거나 필요로 하지 않을 때, 트럭이 케이블 위를 달려 케이블이 지면에서 끌리는 것을 방지하는 간편한 시스템은 균형추를 갖는 도르래이다. 그 대신, 사용자는 충전 동작이 완료될 때 충전기 스탠드의 상단에 단순히 케이블을 배치하면 된다.
이러한 특징으로부터, 수축 가능한 케이블링은 본 기술분야에서 이전에 공지된 배터리 충전기를 위해 사용되지 않았고, 본 발명의 고속 충전기에 이용된 케이블보다 훨씬 가볍고 훨씬 직경이 작은 케이블이 사용되어 왔다는 점에 유의하기 바란다. 본 발명의 고속 충전기에 요구된 케이블링은 본 발명의 충전기에 의해 효과를 나타내는 고전류, 고속 충전의 결과로 무겁고 더 큰 직경의 케이블을 포함한다. 본 발명의 실시에서 이러한 크고 부피가 큰 케이블의 수축은 케이블이 플로어 지역 상에 존재하여 액세스 및 이동을 제한하고 정상적인 작업에 이용 가능한 플로어 지역을 감소시킬 수 있는 다른 구조에 비해 작업 플로어 상의 장애물을 제거한다.
도 21은 제어, 퓨즈 및 전력 모듈을 보여주기 위해 캐비넷 도어가 개방되어 있는, 도 20의 고속 충전기의 내부 정면 개략도이다.
충전기(230)은 출력 인덕터(252), 홀 이펙트 전류 센서를 위한 케이블 관통구(254) 및 퓨즈 패널(256)뿐만 아니라 전력 모듈(250) 및 제어 패널(241)을 하우징(232)내에 포함한다. 유닛은 또한 출력 커패시터(274)를 포함한다. 퓨즈 패널(256)은 3-상 컨택터(258), 3-상 입력 퓨즈(260), 제어 패널 인터페이스(솔리드 스테이트 릴레이)(262), 컨택터 코일용 퓨즈(264), 제어 트랜스포머용 퓨즈(266), 배터리에 대한 출력 퓨즈(268), 제어 패널에 전력을 공급하는 스텝-다운 제어 트랜스포머(270) 및 히트 싱크 냉각팬 퓨즈(272)가 그 위에 장착된다. 콘트롤러 및 솔리드-스테이트 컨택터 릴레이에 대한 전력은 긴급 스위치에 의해 접속 해제되어 장치를 턴오프시킬 것이다.
충전기의 도어가 개방될 때 충전기 하우징의 도어에서 충전기 하우징의 후위부까지 연장하는 전력 접속 커플링 케이블의 언커플링에 의해 입력 전력이 접속 해제된다. 이러한 방식으로, 충전기에 대한 전력은 도어가 개방될 때 한정적으로 "오프"되며, 충전기는 도어가 닫힐 때 전력 공급받게 된다. 이것은 충전기의 사용 또는 유지시에 내부 부품에 노출되는 조작자 및 유지보수자의 안전을 보장하기 위해 바람직한 실시예에서의 충전기의 장애-안전 특징부(a fail-safe feature)가 된다.
도 22는 도 20 및 도 21의 고속 충전기의 내부 측면 개략도이며, 모든 대응 부분과 특징부에 용이한 참조를 위해 대응하는 도면 부호가 부여되어 있다. 하우징 (232)는 그 안에 퓨즈 패널(256)을 포함한다. 퓨즈 패널(256)의 뒤쪽에는 3-상 콘택터 및 전력 패널(250)과 연결되어 있는 트랜스포머(276)가 배열된다. 제어 패널(241)은 퓨즈 패널(256) 위에 수직으로 위치된다.
도 22는 도 20 및 도 21의 고속 충전기의 내부 측면 개략도로서, 여기의 모든 상호 부분 및 특징들은 단지 참고로써 인용된다. 하우징과 함께 히트 싱크(284), 커패시터(286), 출력 커패시터(274), 출력 LC 필터를 형성하기 위해 커패시터(274)와 접속된 출력 인덕터("초크")(252) 및 접속해제 스위치(278)(앞표면 상의 핸들에 대한 기계적인 연동장치를 갖는)를 포함한다. 전력 패널(250)은 본 명세서에서 전술된 부품과 같은 IGBT, 플라이휠, 버스 구조체 및 정류기를 포함한다.
충전기는 예를 들어 3-상 전력 서비스와 같은 전용 라인 소스로부터 수신되는 전력을 변조하기 위한 피드백 장치의 일부로써 출력 전압 센서(280) 및 입력 전압 센서(282)를 추가로 포함한다.
도 23은 단일의 고용량 배터리를 충전하기 위한 본 발명의 고속 충전기(231)의 부분 측면 3차원 개략도이며, 그 내부의 전력 모듈을 보여주고 있다. 충전기 유닛은 디스플레이(241), 전력 언커플링 스위치(255), 핸들(211A), 자물쇠(259) 및 열쇠(257)를 하우징의 전면에 포함하며, 패널이 제거되어 있는 좌측편에 출력 인덕터(253) 및 전력 모듈 커패시터(251)를 포함한다.
도 24는 도 23의 고속 충전기 231의 정면 3차원 개략도이며, 내부 제어부(241), 퓨즈(287) 및 전력 모듈(283)이 나타내어져 있다.
도 25는 도 23의 고속 충전기 231의 평면 3차원 개략도이며, 내부 전력 모듈(283) 및 제어 모듈(241)을 도시하고 있다.
도 26은 도 23의 고속 충전기 231의 퓨즈 모듈의 개략도이며, 모든 퓨즈 어셈블리는 도 21에 도시된 동일한 구성요소에 대응하여 도면부호가 부여되어 있다.
도 27은 도 23의 고속 충전기(231)의 중간면 패널(301B)의 개략도이며, 홀 이펙트 센서(276), 인덕터(272) 및 커패시터(267)을 포함하고 있다.
도 28은 도 23의 고속 충전기(231)의 제어 패널(241)의 3차원 개략도이며, 신장된 디스플레이(317)(도 20을 참조하기 바람)가 도시되고 있다.
도 29는 도 23의 고속 충전기(231)의 전력 모듈(283)에 대한 평면 개략도이다.
고속 충전기 파라미터의 수정
디지탈 신호 프로세서(DSP)에 의해 구동된 펄스 폭 변조 제어 방법은 충전 성질의 다양한 직접적인 제어를 제공하며, 단일 고속 충전기로 하여금 다음을 적합화하도록 조정되게 한다:
ㆍ 상이한 배터리 전압;
ㆍ 상이한 배터리 용량(암페어-시간);
ㆍ 상이한 최대 충전 속도(암페어);
ㆍ 상이한 충전 알고리즘;
ㆍ 배터리 충전을 완료하고 등화하기 위한 허용 가능한 설정 시간;
고속 충전기는 예를 들어 DSP를 재프로그래밍하고, 사전 프로그래밍되어 저장된 명령어 세트를 선택하며, DSP 레지스터를 조정하는 등에 의해 사용자로 하여금 DSP의 파라미터를 조정하도록 허용함으로써 이들 상이한 제약에 적합화된다. DSP는 제1 전자 스위치의 펄스 폭을 조정함으로써 충전 속도에 관련되는 명령어를 실행한다.
고속 충전기의 일실시예는 이들 적합화의 일부 또는 전부에 유효하게 하기 위해 간략화된 세트의 셋업 스위치들을 포함한다. 조정은 (a)조작자가 스크롤하여 선택할 수 있는 조정될 변수에 대한 선택; (b)조작자가 사전 설정된 안전 범위내에서 조정하고 선택할 수 있는 변수들에 대한 값을 제공하기 위해 디스플레이를 사용하는 메뉴 시스템에 의해 용이하게 이루어진다.
셋업 스위치에 대한 액세스는 변경을 행할 수 있는 개인의 수를 제한하기 위해 어떠한 적합한 수단(열쇠, 스윕 카드 등)에 의해 제한될 수도 있다. 예를 들어, 셋업 스위치는 캐비넷 상의 패널을 통해 잠금 및 액세스될 수도 있을 것이다.
고용량 납축전지용의 일례의 고속 충전기는 고속 충전 프로세스를 조정하기 위한 수단과 함께 제공되며, 이들 수단은 이루어질 수 있는 조정의 일부를 예시하기 위해 아래에 설명되어 있으며, 다른 방안이 유사한 방식으로 구축될 수 있다.
일례의 고속 충전기는 키 락 시스템을 통해 캐비넷 도어내에서 액세스될 수 있는 셋업 스위치와 함께 제공된다. 셋업 스위치는 캐비넷 도어의 전면 상의 디스플레이에 나타나는 선택 메뉴를 구동한다. 간략화를 위해, 디스플레이는 예를 들어 ASCI-문자-제어된 디스플레이와 같은 전술된 바와 같은 충전 게이지를 디스플레이하도록 사용되는 것과 동일한 디스플레이이다. 필요시 추가의 디스플레이가 포함될 수 있다. 제1 셋업 스위치는 선택을 위해 이용 가능한 옵션을 스크롤하기 위한 스크롤 스위치이고, 제2 셋업 스위치는 요구된 옵션을 선택하기 위한 선택 스위치이다. 스위치는 조작자로 하여금 상이한 메뉴를 스크롤하고, 옵션을 선택하며, 사전 설정된 범위내에서 값을 변경할 수 있도록 한다.
일례의 고속 충전 셋업 스위치는 사용자로 하여금 7 가지의 개시시의 주요 선택 메뉴, (1)배터리 파라미터 셋업; (2)배터리 충전을 완료 및 등화; (3)시간 및 일자 설정; (4)지연된 개시; (5)더미스터 인터락(예스/노); (6)조정 비율; (7)종료를 스크롤함으로써 방향을 설정할 수 있도록 한다.
(1) 배터리 파라미터 셋업
이 메뉴에 진입한 후, 사용자는 고속 충전기가 만날 것으로 예상되는 배터리 전압을 선택하고, 각각의 배터리 전압에 대해 배터리 용량(암페어-시간) 및 최대 충전 속도("최대 암페어 출력"), 즉 충전 동안 배터리에 전달되도록 허용되는 최대 전류를 선택한다(충전기는 공장을 떠나기 전에 최소의 암페어-시간과 최소의 최대 암페어 출력으로 설정되어 있다). 배터리 용량 및 최대 충전 속도는 배터리 구조 및 화학적 성질, 예를 들어 첨가제, 혼합이 있는지 등의 함수이며, 배터리 제조업체마다 변할 수 있다. 메뉴는 사용자가 스크롤하는 사전 정의된 목록으로부터 배터리 전압의 선택을 제공한다. 이 예에서, 6, 12, 18, 24, 36 및 40개의 셀을 갖고 있는 고용량 개방향 납축전지용의 고속 충전기인 경우, 사전 설정된 배터리 전압은 12, 24, 36, 48, 72 및 80볼트이다. 각각의 배터리 전압에 대해, 사용자는 충전기 제조업체에 의해 사전 설정된 범위, 예를 들어 200 내지 1500 암페어-시간내에서 루프를 형성하는 "변경값" 메뉴를 통해 스크롤함으로써 배터리 용량을 암페어-시간으로 선택할 수 있을 것이다. 다음에, 사용자는 마찬가지로 다시 예를 들어 100 내지 500 암페어의 선택된 범위내에서 루프를 형성하는 "변경값"을 통해, 안전 충전 속도를 나타내도록 사전 설정되는 한계치내의 값을 변경함으로써 최대 허용 가능한 충전 속도를 선택한다. 최대 충전 속도는 초기에 입력된 배터리 전압에 관련되며, 최대 암페어 출력을 위한 사전 설정된 범위를 나타내는 메뉴가 각각의 배터리 전압에 대해 액세스된다. 납축전지의 경우, 86℉에서의 셀당 2.4 볼트는 충전기가 그 이하에서 작동되어야만 하는 "개싱 전압(gassing voltage)"이 된다. 개싱 전압은 배터리 화학적 성질 및 온도에 좌우된다.
(2) 완료 및 등화
"완료 및 등화"(fin/eq) 메뉴는 관리자로 하여금 배터리 충전 프로세스가 완료되고 등화될 수 있는 일중의 시간 및 일자를 설정할 수 있도록 한다. 완료는 저전류, 예를 들어 100Ahr 당 약 3～5 암페어를 인가함으로써 90% 내지 100%를 충전하는 처리이다. 본 실시예에서의 등화는 셀 전압을 고르게 하고 잔여 산화 제품의 재조합을 구동하기 위해 예를 들어 셀당 약 2.42볼트의 일정 전압을 인가함으로써 배터리를 약간 과충전하는 처리이다. 이들 단계는 회피할 수 없는 아웃개싱(out-gassing)과 관련되며, 능동 이동(active shift) 동안 수행되지 않고, 비이동(off-shift) 동안 또는 주말이나 휴일에 걸쳐 수행된다. 등화는 일반적으로 일주일당 적어도 한번 권장된다.
(3) 시간 및 일자 설정
관리자가 시간 및 일자를 설정한다.
(4) 지연된 개시
시간 및 일자 정보로 하여금 충전기를 자동적으로 턴온 및 턴오프하도록 하여 비이동과 같은 편리한 시간 동안 완료 모드 및 등화 모드에 진입하도록 한다.
(5) 더미스터 또는 인터락
관리자는 충전기가 배터리 온도를 감지하기 위해 접속된 더미스터 또는 단순하게 컨넥터 인터락을 가졌는지의 여부에 기초하여 선택할 수 있다(yes/no). 기능에 상관없이 이러한 권선 접속은 부하 하의 배터리 접속차단을 감지하기 위해 사용된다. 이것은 충전기로 하여금 이 상태하에서의 아크 방전을 방지하기 위해 셧다운되도록 한다.
(6) 조정 비율
배터리 전압의 독립적인 측정이 이루어지고, 고속 충전기의 출력 전압 센서에 의해 측정되는 배터리 전압과 비교된다. 조정 비율은 예를 들어 출력 전압 센서, DSP 인터페이스 보드 상의 상태조절 회로, op-앰프 및 필터, DSP 상의 아날로그-대-디지탈 변환 오차로부터의 측정에 걸쳐 누적된 오차를 보상한다. 배터리에서의 전압이 출력 필터(출력 전압 센서)에서의 전압과 최대, 예를 들어 -3% 내지 +3%, 통상적으로는 +/- 2%, 더욱 바람직하게는 +/- 1% 만큼 상이할 것이다. 따라서, 조정 비율은 손실 및 측정 오차뿐만 아니라 디지탈 대 아날로그 입력의 변환으로 생기는 오차를 조정하고, 출력 전압 측정이 예를 들어 50 mV 내에서 합리적으로 정확하게 되도록 해준다.
(7) 종료
셋업 프로그램을 떠나 정상 프로그램으로 복귀하며, 조정이 완료되었다.
다른 실시예에서, 추가의 또는 상이한 제어 기능이 메뉴 구동 셋업에 포함될 수 있다. 예를 들어, 개방형 납축전지와 같은 개방형 배터리에 대해서는 표준 I-V-I 프로파일과, 밀봉형 납축전지와 같은 밀봉형 배터리를 충전하기 위한 커스텀 프로파일과, 예를 들어 NiCd 또는 NiMH 저장 배터리와 같은 상이한 전기화학적 성질 및 전압의 배터리를 충전하기에 적합한 상이한 프로파일과 같은 하나보다 많은 충전 알고리즘이 DSP에 저장될 수 있다.
셋업 후의 조작
충전기가 만나게 될 배터리 용량과 각각의 배터리 전압에 대한 최대 충전 속도를 설정하는 성능은 고속 충전의 효율적인 사용이 안정하게 허용 가능할 뿐만 아니라 신속하게 충전하도록 해준다. 또한, 가변 전압의 배터리들과의 충전기의 플렉서블한 사용이 가능하게 되며, 이때 예를 들어 하나보다 많은 트럭 또는 리프트가 각각의 충전기에 할당되어 동일 위치에서 48 볼트 및 36 볼트 배터리를 보게 되는 것이 일반적인 것이 되고, 상이한 배터리 크기를 요구하는 장비의 조합이 아마도 항상 발생할 것이다. 더욱이, 배터리 용량을 설정하는 것은 배터리 게이지를 정확하게 하여, 조작자가 배터리 충전 상태에 관한 양호한 정보를 갖는다. 반대로, 다른 충전기는 간혹 조작자로 하여금 배터리의 아이덴티티를 판정하기 위해 별도의 배터리 모니터링 장치("BMID")를 충전될 배터리에 삽입하도록 하고, 이에 따라 추가의 비용 및 복잡화를 요구한다.
배터리 파라미터가 설정된 후, 고속 충전기는 조작자가 배터리를 완전 정지 및 점심 시간 동안 충전기에 접속하여 배터리가 그 대부분의 사용 동안에 상대적으로 높은 충전 상태에서 작동하도록 하는 "기회시에 충전(opportunity charging)" 모드로 사용될 준비가 된다. 접속시, 고속 충전기의 출력 전압 센서는 배터리의 전압을 측정하고, 고속 충전기는 일정 전류 사이클에 걸친 설정 최대 전류에서의 전압을 식별한 후에 배터리를 충전한다. 배터리 전압이 최대값에 도달할 때, 고속 충전기는 일정 전압 체제로 스위치하고, 배터리 충전 상태가 증가함에 따라 일정 전압을 유지하기 위해 전류가 감소된다. 전류가 예를 들어 100Ahr의 배터리 용량당 5 암페어의 사전 설정된 낮은 값으로 감소할 때, 그리고 시간이 허용된 시간 슬롯내에 있다면, 충전기는 "완료" 모드로 진입하고, 배터리가 100% 충전 상태에 도달하기까지 계산된 시간 동안 예를 들어 100 암페어-시간당 3～5 암페어의 낮은 값의 일정 전류를 전달한다. 예를 들어, 1000 암페어-시간 36 볼트 배터리가 90% 충전 상태에 도달할 때까지 43.5 볼트의 일정 전압 상태 동안 충전되었다면, 배터리가 추가의 80 AHR을 받아들일 수 있다는 것을 암시하는 800AHR(사용 가능량) × 0.9 = 720AHR 또는 약 100AHR이 아웃 개싱 및 낭비된 에너지(자체 발열 등)로 인한 손실을 위해 조정된다.
인식되지 않는 전압 또는 일치하지 않는 용량 배터리가 접속된다면, 전술된 시스템은 배터리가 안전하게 처리되는 것을 보장한다. 그 전압에 해당하는 암페어 시간 용량 설정으로 프로그래밍된 것보다 더 작은 용량의 배터리가 접속되면, 충전 상태 표시기("연료 게이지")는 다소 부정확할 것이고, 일반적으로 선택되는 것보다 더 짧은 기간 동안 더 높은 속도로 충전할 것이지만, 최대 전압이 도달될 때 신속하게 전류를 차단할 것이다. 그 전압에 대한 암페어 시간 용량 설정으로 프로그래밍된 것보다 더 큰 용량의 배터리가 접속되면, 요구된 것보다 더 저속으로 충전될 것이다. 배터리가 충전기에 접속되고 사전 설정되지 않은 범위의 전압을 갖는 것으로 판독되면, 고속 충전기는 배터리가 인지되는 전압에 도달할 때까지 배터리를 "소량씩 충전(trickle charge)"(사전 설정된대로, 100 암페어 또는 50 암페어 등)한다. 배터리가 사전 설정된 시간(예를 들어, 1시간)내에서 인지되지 않는다면, 충전기는 자체를 턴오프할 것이다. 일부 배터리는 "완전 방전" 상태, 즉 20% 충전 상태 이하로 방전된 상태로 충전을 위해 도착한다. 단시간 동안의 소량씩 충전된 후, 그 전압이 상승하고, 배터리가 예를 들어 36 볼트 배터리로써 인지된다. 납축전지의 예에 대해서는 배터리가 고속 충전이 개시되기 전에 셀당 2V 또는 그 이상에 있는 것이 바람직하다. 산업상의 환경에서, 배터리를 잠시 동안 또는 수 분 동안 소량씩 충전하는 것은 비정상적인 것이 아니며, 이것은 기회시 충전의 문맥에서 수용 가능하다.
상기의 예는 DSP로 가능한 제어의 기술사상 및 가요성을 예시하기 위한 것이다. 아날로그에 의해, 충전 알고리즘, 변수 및 바람직한 충전 속도가 예를 들어 NiCd, Nihydride, NiMH 등의 다른 배터리 유형에 대해 직접 구해질 수 있다.
복수의 배터리용 충전기
한번에 둘 이상의 배터리를 충전할 수 있는 충전기는 단일 충전기를 다음의 것과 함께 배치함으로써 구성될 수 있다:
ㆍ 충전되는 배터리당 하나의 히트 싱크(유지보수의 용이함을 위해);
ㆍ 각각의 배터리 충전 포트에 대한 출력 필터;
ㆍ 각각의 배터리 충전 포트에 대한 출력 전압 및 전류 센서;
ㆍ 각각의 배터리 충전 포트에 대한 출력 케이블 세트;
ㆍ 각각의 배터리 충전 포트에 대한 하나의 퓨즈;
ㆍ 각각의 배터리 충전 포트에 대한 제어량의 디스플레이 및 설정치
따라서, 충전기의 2개의 충전 포트는 증가된 책무를 처리하기 위해 공통적인 파트를 더 크게 크기 조정하기는 하지만 다수의 공통적인 파트를 공유할 수 있다. 배터리 전압의 측정치가 각각의 배터리에 대한 출력 센서로부터 별도로 입력되기 때문에, 최대 충전 속도 및 배터리 용량은 각각의 배터리 충전 포트에 대해 별도로 설정될 수 있다. 하나의 이러한 고속 충전기에 의해 충전될 수 있는 배터리의 수에 대한 상한치는 이용 가능한 전기 서비스 및 충전기의 역률에 의해 설정된다. 480VAC에서의 100 암페어의 전기 서비스에 대해:
피상전력 = 480*173 = 83KVA
출력전력 = 0.88*0.87*83KVA = 63.5KW
(계산된 효율 및 역률)
이것은 충전기가 전달할 수 있는 이용 가능한 출력 전력이다. 충전소의 양의 이 수와 각각의 배터리에 대해 요구된 전력으로부터 계산될 수 있다.
본 발명의 특성 및 특징부는 하기의 비제한적인 실시예에 의해 더욱 완전하게 보여진다.
실시예
실시예 1. 단일 고용량 배터리를 충전하기 위한 고속 충전기
도 30은 단일 고용량 개방형 납축전지를 충전하기 위한 본 발명의 고속 충전기의 블록도이다. 3-상 전력이 Square D 60-암페어 접속차단 스위치(260A) 및 부스만 50-암페어 입력 퓨즈(261A)를 통해 컨택터(262A)에 입력되고, 이 컨택터(262A)는 충전을 위해 트랜스포머(264A)에 전력을 인가하기 위해 솔리드 스테이트 릴레이(265A)를 통해 DSP 콘트롤러(263A)에 의해 스위칭된다. 입력 480VAC를 106VAC로 변환하는 이 3-상 스텝 다운 트랜스포머(264A)는 불과 80℃의 온도 상승으로 지속적인 30kVA로 레이팅된다. 3-상 트랜스포머의 출력은 전력 변환기부(266A)에 결선된다. 전력 변환기부는 다음의 부품을 포함한다:
ㆍ 정류기(267A)
ㆍ 필터부(268A)
ㆍ IGBT 고주파 제어된 스위치(269A)
ㆍ 프리휠링 다이오드(270A)
ㆍ 샌드위치형 버스 구조체
ㆍ 온도 감지 더미스터(271A)
ㆍ 히트 싱크
정류기부(267A)는 3상 정류기로써 구성된 3개의 듀얼 다이오드 모듈을 포함한다. 각각의 다이오드는 95℃ 온도에서 지속적인 240 암페어에 대해 레이팅된다. 각각의 다이오드의 차단 전압은 1900V이고, 열 임피던스는 0.17℃/W이다. 이러한 용도의 바람직한 정류기 다이오드는 Sanrex 파트 넘버 DD240KB160 이다. 정류기는 3-상 106VAC를 360㎐ AC 성분을 갖는 143V의 평균으로 변환하고, 이것을 버스 구조체에 공급한다.
필터부(268A)는 각각 600㎌ 이어서 총 2400㎌ 버스 커패시턴스를 형성하는 4개의 필름 커패시터를 포함하며, 이러한 용도의 바람직한 필름 커패시터는 Roederstien 파트 넘버 GMKC600-600IBRX 이다. 각각의 커패시터는 총 400 암페어 버스 리플 전류 용량을 허용하기 위해 100Arms의 정격을 갖는다. 각각의 커패시터의 내부 인덕턴스는 통상적으로 50nH이고, 항상 150nH 미만이다. 이것은 12.5nH 또는 그 미만과 37.5nH의 최대치의 버스 커패시턴스에 대한 총 ESL을 구성한다.
IGBT PWM 제어된 스위치(269A)는 전력 변환기 모듈이고, 버스 구조체에 접속한다. 바람직한 소자는 25℃ 전류 정격에서 지속적인 600 암페어 및 600V의 정격 VCES를 갖는 트렌치 게이트 IGBT(미국 펜실베이나주 15697-1800 번지 영우드 힐 스트리트 200에 소재하고, www.pwrx.com의 이메일 주소를 갖는 POWEREX Inc.로부터 상업적으로 이용 가능한 Powerex CM600HU-12F)이다. 이 소자는 300VDC 버스 상의 600 암페어에서 총 12.2mj의 스위칭 손실을 갖는다. 열 임피던스는 0.08℃/W 접합대 싱크이며, 600 암페어에서 1.6 볼트의 온상태 전압을 갖는다. 이 스위치는 출력 필터에 공급하기 위해 평균 전압을 달성하도록 펄스 폭 변조 제어된다.
본 발명에 사용된 IGBT는 어떠한 적합한 유형도 가능하다. 본 발명에 유용한 IGBT 소자는 전술된 POWEREX 소자 외에도 미국 뉴저지주 08833번지 레바논 1050 Rt. 22에 소재하고 www.eupec.com의 이메일 주소를 갖는 Eupec 사와, 미국 텍사스주 75006번지 캐롤튼 하이랜더 웨이 2532에 소재하고 www.fujisemiconductor.com의 이메일 주소를 갖는 후지 후지 반도체(Fuji Semiconductor)사와, 독일 누른버그 D-90253 P.O.BOX 82 02 51에 소재한 www.semikron.com의 이메일 주소를 갖는 세미크론 인터내셔널(Semikron International)사로부터 상업적으로 이용 가능한 IGBT 소자를 포함한다.
프리휠링 다이오드(270)는 IGBT의 오프 시간 동안 출력 필터 초크내의 저장된 에너지를 전도한다. 바람직한 파트는 POWEREX RM300CA-9W 고속 복구 웰더 다이오드 모듈(미국 펜실베이나주 15697-1800 번지 영우드 힐 스트리트 200에 소재하고, www.pwrx.com의 이메일 주소를 갖는 POWEREX Inc.로부터 상업적으로 이용 가능한)이다. 이것은 공통 캐소드를 갖는 듀얼 다이오드 패키지이며, 각각의 다이오드는 114℃에서 지속적인 300 암페어를 운반할 수 있다. 이것은 본 회로에서 총 600 암페어의 지속적인 용량을 제공한다. 모듈에 대한 600 암페어에서의 통상적인 온상태 전압은 1 볼트이다. 역복구 시간은 0.5 ㎲이며, 역복구 전하는 50μC이다. 그것은 450 볼트의 피크 차단 전압 및 0.074 ℃/W의 열 임피던스를 갖는다. 낮은 온상태 전압과 우수한 열임피던스는 이 어플리케이션을 위한 효과적인 선택이 되게 한다.
본 발명에서 스위칭 소자로써 사용될 때의 플라이휠 다이오드는 어떠한 적합 유형도 가능하다. 본 발명에 유용한 플라이휠 다이오드 소자는 전술된 POWREX 소자외에도 미국 뉴저지주 08833번지 레바논 1050 Rt. 22에 소재하고 www.eupec.com의 이메일 주소를 갖는 Eupec 사와, 미국 텍사스주 75006번지 캐롤튼 하이랜더 웨이 2532에 소재하고 www.fujisemiconductor.com의 이메일 주소를 갖는 후지 반도체(Fuji Semiconductor)사와, 독일 누른버그 D-90253 P.O.BOX 82 02 51에 소재한 www.semikron.com의 이메일 주소를 갖는 세미크론 인터내셔널(Semikron International)사로부터 상업적으로 이용 가능한 다이오드 소자를 포함한다.
샌드위치형 버스 구조체는 모든 전력 변환기 부품을 상호접속시킨다. 이 버스 구조체는 8인치 구치 펀칭된 시트와 30mil 두께의 Nomex　410 폴리(메타-페닐렌이소프탈아미드)(E.I. du Pont de Nemours and Company)로 구성된다. 전도 구리 시트간의 간격은 Nomex　410 절연체에 의해 제공되며, 더욱 일반적으로는 절연 물질 두께에 의해 결정된 바와 같이 약 15 내지 100 mils의 범위에 있는 것이 바람직할 수 있다. 스트레이 인덕턴스의 기여는 공지된 전류에서 프리휠링 다이오드에 걸쳐 스위칭 파형의 오버샷 전압의 측정을 통해 최상으로 발견된다. 이러한 측정된 오버샷 전압의 값으로부터, 전압 변동의 시간(dt) 및 전류의 변화량(di)은 다음의 식에 의해 버스 인덕턴스(Lbus)의 값을 계산한다:
Lbus = Vmeasured*dt/di
측정된 데이타 Vmeasured는 100V, dt는 200㎱, di는 500A로부터 30nH의 Lbus를 산출한다. 공진 주파수 방정식으로부터, 이것은 18.76㎑의 공진 주파수를 계산한다.
온도 센서(271A)는 전력 반도체에 인접하여 히트 싱크에 장착되고, 히트 싱크의 온도를 감지한다. 반도체 접합부 온도는 열 임피던스로부터 계산된다. 바람직한 소자는 실온에서 5k 옴을 갖는 BetaTherm 파트 넘버 5K3D148 마이너스 온도 계수(NTC) 더미스터이다. 95℃의 온도에서, 더미스터의 저항은 394 옴으로 감소한다. 더미스터의 온도대 저항 데이타로부터, 콘트롤러는 반도체의 온도가 얼마인지를 알게 된다. 바람직하게는, 과온도에 대한 온도 트립 포인트는 95℃ 이어서 약간의 열 확산 열 임피던스를 허용한다.
마지막 회로 부품은 히트 싱크이며, 이 히트 싱크는 예를 들어 R-Theta 파트 넘버 DFC305T19A37AH118BXX 히트 싱크와 같은 적합한 유형이 될 것이다. 히트 싱크는 전력 반도체를 위한 냉각 메카니즘으로써 작용한다. 히트 싱크는 1/2 인치 두께의 알루미늄 베이스 플레이트내에 프레싱된 속이 빈 알루미늄 핀과, 강제 공냉을 위해 핀을 따라 바람을 부는 2개의 100feet3/min 팬으로 구성된다.
전력 변환기 출력은 직렬 인덕터(272A) 및 출력 커패시터 필터(273A)로 구성되는 출력 필터부에 접속한다.
인덕터는 130μH 600A 연속 적층형 스틸 I 코어이다. 이러한 용도를 위해 바람직한 출력 초크 인덕터 소자는 Laconia Magnetics LMI-3499(미국 뉴햄프셔 03247 번지 라코니아 프레스캇 힐 로드 P.O.BOX 1457에 소재한 Laconia Magnetics로부터 상업적으로 이용 가능한)이다. 출력 초크는 어떠한 적합한 유형도 가능하다. 다른 출력 초크 소자가 용이하게 상업적으로 이용 가능하며, 그러나 소자로는 미국 오하이오주 44134 번지 클리브랜드 브룩파크 로드 2550에 소재한 TRENCO로부터 이용한 것이 있다.
이러한 용도에 적합 커패시터는 100Arms의 정격을 갖는 Roeserstien 파트 넘버 GMKC600-600 IBRX이다. 이 필터는 IGBT 스위칭 변환기에 의해 발생된 AC 성분과 입력단 상의 최소 커패시턴스 기술로부터의 AC 리플 전압을 필터링하여 제거하도록 크기 조정된다. 출력의 AC 성분이 적을수록 충전되는 배터리 및 출력 홀 이펙트 센서에서 발생할 열이 적어진다. 이 설계에서, 출력 AC 성분은 총출력의 5% 이하로 유지된다.
충전기의 DC 출력 및 입력 버스 전압은 전압 센서(274A, 286A)로 모니터링된다. 이 장치는 DSP 및 인터페이스 회로(263A)에 대한 출력을 스케일링하기 위해 선형 증폭기 회로를 갖는 Agilent 7800A 고립 증폭기를 사용할 것이다. 이 센서는 또한 디지탈 신호 프로세서(DSP) 기반 제어 보드와 같은 민감한 전자 제어 회로를 보호하기 위해 고립 및 필터링을 제공한다. 고립이 비용상의 이유로 요구되지 않는다면, 고립 증폭기 대신에 단순한 레지스터 디바이더가 사용될 수 있다.
예를 들어 HTA400-S/SP2 전류 트랜스듀서(미국 WI53218 밀워키 웨스트 밀 로드 6643에 소재하고 www.lem.com 이메일 주소를 갖는 LEM U.S.A로부터 상업적으로 이용 가능한)를 포함할 수도 있는 LEM 홀 이펙트 센서(276A)는 충전기의 출력 DC 전류를 모니터링한다. 고려해야할 한 가지 중요한 스펙은 AC RMS 리플 전류 암페어수 및 동일 리플 전류의 주파수의 제품이 400k를 초과할 수 없다는 점이다. 과도한 발열은 이 스펙이 초과되는 경우 홀 이펙트 센서의 자기 코어의 결과로 나타날 것이다. 홀 이펙트 센서는 3㎲ 응답 시간으로 고속 전류 측정을 제공한다. 출력 전류와 일직선으로 발견된 전류 분기와 달리, 홀 이펙트는 측정되는 전류로부터 고립되고, 그에 따라 부하 효율에 영향을 주지 않는다. 전체적인 정확도는 +/- 1% 이고, 섭씨 온도당 판독치의 0.05%의 이득 변동이다.
홀 이펙트 센서는 미국 플로리다 32807 올랜도 행잉 모스 로드 6120에 소재하고 www.sypris.com의 이메일 주소를 갖는 F. W. Bell Products로부터 상업적으로 이용 가능한 홀 이펙트 트랜스듀서뿐만 아니라, 예를 들어 전술된 HTA400-S/SP2 전류 트랜스듀서(미국 WI53218 밀워키 웨스트 밀 로드 6643에 소재하고 www.lem.com 이메일 주소를 갖는 LEM U.S.A로부터 상업적으로 이용 가능한)를 포함한 어떠한 적합한 유형도 가능할 것이다.
회로는 배터리에의 외부 접속 전에 충전기 출력에서의 최종 회로 보호를 위해 600 암페어 퓨즈(284A)를 포함한다. 이러한 용도로 바람직한 퓨즈 어셈블리는 부스만 퓨즈 홀더 파트 넘버 1BS104를 갖는 부스만 퓨즈 #JIN-600이다.
충전기 상에는 커다란 적색 긴급 스톱 스위치(285A)가 존재하고, 이 스위치는 제어 전력 및 솔리드 스테이트 릴레이 컨택터 코일 회로 모두를 인터럽트한다. 이것은 긴급 상황에서 순간적인 오프 제어 능력을 제공한다.
DSP 콘트롤러(263A)는 배터리 충전을 위해 특별하게 개발된 제어 보드이다. 이 콘트롤러는 플래시 메모리 및 펄스 폭 변조 발생을 위한 타임 프로세서 유닛을 통합하는 Texas Instruments TMS320LF2406 디지탈 신호 프로세서를 포함한다. 이 콘트롤러는 각종의 센서로부터 되돌려 보내지는 정보를 판독하고, 펄스 폭 변조 신호에 적합한 변경을 행하여 IGBT 스위치(277)에 전송한다. 제어는 개시, 정지(278A) 및 셋업 파라미터 변경(279A)을 위한 스위치와 같은 다른 조작자 입력을 포함한다. 제어의 다른 입력은 예를 들어 Model# CU20029SCPB-T20A 로서 Noritake로부터 상업적으로 이용 가능한 디스플레이와 같은 2개 라인의 대형 문자 진공 형광 알파뉴메릭 디스플레이(280A)와, 중지(적색), 충전중(주황색), 완료/등화(황색) 및 완료(녹색)의 충전기 상태 표식을 위한 상이한 색상의 발광 다이오드(LED)(281A)를 포함한다. 24VAC 50VA 제어 트랜스포머(283A)에 의해 DSP 콘트롤러 및 모든 주변 회로에 전력이 공급되며, 제어 트랜스포머는 예를 들어 Hammond Transformer (Model# SL50AG)를 포함할 수도 있을 것이다.
실시예 2. 2개의 고용량 배터리를 충전하기 위한 고속 충전기
도 31은 2개의 고용량 배터리를 동시에 충전하기 위한 본 발명의 고속 충전기의 블록도이다. 이 회로는 예1에서의 단일 고속 충전기와 유사하다. 입력 스위치기어, 퓨징 및 트랜스포머는 2개의 배터리를 수용하기 위해 크기 조정되며, 다른 부품은 2배로 제공된다. 충전기가 중요 파트를 공통적으로 공유하기 때문에, 유지보수는 간편하다.
도 31의 듀얼 고속 충전기에서, 3-상 전력은 대형 Square D 100 암페어 접속차단 스위치(300C) 및 부스만 90A 입력 퓨징(301C)을 통해, 더 높은 용량 Square D 75A 컨택터(303C)에 제공된다. 입력 480/600VAC 를 106VAC로 변환하는 3-상 스텝 다운 트랜스포머(305C)는 불과 80℃의 온도로 지속적인 60kVA에 대해 레이팅된다. 3-상 트랜스포머의 출력은 2개의 전력 변환기부(306C, 307C)에 전기적으로 접속된다. 전력 변환기부 및 출력 필터부는 실시예1의 단일 고속 충전기에 대해 설명된 것과 동일한 구성요소를 포함하며, 그들이 2개씩 존재한다는 점만이 다르다.
DSP 콘트롤러는 양쪽 충전기의 센서로부터 되돌려 보내진 정보를 판독하고, 각각의 펄스 폭 변조 신호에 적합한 변경을 행하여 라인(308C, 309C)을 통해 적합한 IGBT 스위치(402, 400)에 전송한다. 충전기 제어 패널은 각각 충전기 "A" 및 "B"로 좌측과 우측에 배열된다. 제어는 "A" 및 "B" 측(310B) 모두를 개시 및 중시시키기 위한 스위치 입력을 포함한다. 제어의 다른 출력은 "A" 및 "B" 측 모두에 대한 충전기 상태 표시를 위해 디스플레이(311C, 312C) 및 2개 행의 상이한 색상의 발광 다이오드(LED)(311B)를 포함한다. 그 파트는 단일 고속 충전기에서 발견된 것과 동일하지만, 단지 양쪽 충전기의 제어를 위한 2개 측면을 수용하기 위해 디스플레이 패널이 확대되어 배치된다.
실시예 3. 제어된 전류 강하를 갖는 고속 충전기
제어된 전력 충전기는 3-상 480 도는 600VAC 라인으로부터 30 암페어 이상 저하되지 않도록 구성된다. 이 특징은 다수의 산업상 설치장비에서 매우 중요하다. 30 암페어 3-상 서비스, 480 또는 600VAC는 대표적인 제조업체 공장을 통해 발견된 웰딩/서비스 플러그뿐만 아니라 현존 충전기의 다수에 대해 제공되고 있다. 새로운 60 암페어 또는 100 암페어 서비스를 실행하기 위한 비용은 너무 과도하여 제한되고 있다. 써드 시프트(third shift) 또는 주말 중단 기간 동안 단일 노동자로 오버타임 또는 표준 임금의 2배로 행해져야 한다. 현존 서비스를 사용할 수 있게 됨에 따른 편리함과 비용 절감은 상당한 장점이 된다. 따라서 공지된 모든 다른 유형의 고속 충전기는 라인으로부터 40 암페어를 초과하여 요구한다. 공지된 유형의 고속 충전기의 이러한 전류 강하 조건은 30 암페어 서비스가 현재 이용되는 모든 설치장비를 위해 새로운 전기 서비스를 요구할 것이다. 본 발명의 고속 충전기는 종래 기술의 이러한 한계를 극복하며, 이에 의해 본 발명의 분야에서 상당한 진보를 달성한다.
본 발명에 따라 제조된 고속 충전기에서, 입력 전류는 출력 전류 및 전압을 모니터링하고 출력 전력을 계산하며 근사적인 효율 및 역률을 보상하는 계수를 승산함으로써 제어된다. 이 값은 30 암페어를 초과하는 전류 강하를 방지하기 위해 초과되어서는 안 되는 최대값에 비교된다. 값이 이 최대치를 초과하면, 펄스 폭 변조가 감소된다. 값이 최대치 미만이라면, 펄스 폭 변조는 충전 사이클 동안의 전압 및 전류의 일상적인 제한에 의해 제어된다.
다음의 수식과, 이 수식과 동일하게 효과를 내기 위한 소프트웨어 코드를 포함하는 부속하는 알고리즘 프로시져는 본 발명의 이러한 특징을 예시한다.
수식: Is((AMPS1*VOLTS1)/16 ＜ 17136)?
만약 '예'라면, PWM = PWM -1
만약 '아니오'라면, 이 알고리즘에 의해 아무런 동작도 취해지지 않음
전력 출력 제한을 위한 코드 예:
******출력을 20KW로 제한한다************************
SPM 0 ; 제품 이동모드를 0으로 세팅한다
LDP #AMPS1 ; 데이터 포인터를 Amps1로 세팅한다
LT AMPS1 ; Amps 값을 TREG로 로딩한다
LDP #VOLTS1 ; 데이터 포인터를 Volts1으로 세팅한다
MPY VOLTS1 ; 함께 승산한다
PAC ; 값을 누산기로 이동한다
RPT #3 ; 다음번 명령을 4회(1+#) 반복한다
SFR ; 우측으로 4회 이동하여 16으로 제산하고, 값을 <65,536 으로 스케일링한다
SUB #17136 ; 최대허용값에서 제산한다
BCND DEC_PWM1,GT ; 최대수치보다 작으면, 즉시 DEC PWM처리를 수행한다
********************
본 명세서에 참고자료로 개시되거나 통합된 각종의 공보에 개시된 구성용소가 그 등가물과 함께 본 발명의 실시예에 사용될 수도 있을 것이다. 본 발명의 적어도 하나의 실시예에서의 모든 치수, 비율 및/또는 형상을 포함하는 첨부 도면은 정확한 것이며, 상세한 설명에서 참고자료로 포함된다. 각종 실시예의 부품 및 방법의 전부 혹은 실질적으로 전부가 본 발명에 설명된 적어도 하나의 실시예 또는 실시예 전부와 함께 사용될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 고속 충전기는 IGBT 풀 브릿지 전력 변환기 장치의 제공과 함께 풀 브릿지 구성으로 구현될 수도 있을 것이다. 본 발명에 개시된 각종 예시 실시예의 세부구성은 본 명세서내의 개시 내용에 기초하여 추가로 변경 및 수정될 수 있을 것이다. 본 발명에서 언급된 모든 특허, 특허 출원, 공보 및 웹사이트는 참고자료로 통합된다. 본 발명에서 인용된 문서 중의 어떠한 것에 인용된 참고자료 및 문서 전부 또한 참고자료로 통합된다.
특허, 특허 출원 및 공보내의 세부구성은 청구범위에서의 추가 제한으로써의 절차 동안 청구범위에 통합 가능한 것으로 고려될 수도 있을 것이다. 바람직한 실시예를 통해 상기에 설명된 바와 같은 본 발명은 본 발명의 정신 및 기술사상으로부터 일탈함이 없이 변형 및 수정이 이루어질 수 있기 때문에 제공된 세부구성의 모든 것으로 제한되는 것으로 받아들여져서는 안 된다.

Claims (100)

  1. 정류된 입력을 산출하는 AC 입력 정류기 및 AC 입력 정류기와 접속되고 약 2㎑ 이상의 주파수에서 동작하는 필름 커패시터를 포함하는 입력 전력 상태조절기(input power conditioner);
    입력 전력 상태조절기와 접속되어 입력 전력 상태조절기로부터 정류된 입력을 수신하는 벅 레귤레이터(buck regulator) 및 약 2㎑ 이상의 주파수에서 동작하는 스위칭 부품(switching componentry)을 포함하며, 전력 출력을 제공하는 전력 변환기(power converter); 및
    상기 전력 변환기와 전력 출력-수신 관계로 접속되어 필터링된 고속 충전 전력 출력을 발생하는 유도성 필터(inductive filter)를 포함하는 고용량 배터리용 고속 충전기.
  2. 제1항에 있어서, 상기 필터링된 고속 충전 전력 출력은 약 12 내지 약 300볼트 범위의 전압인 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  3. 제1항에 있어서, 상기 필터링된 고속 충전 전력 출력은 상기 고속 충전기가 고용량 배터리에 접속될 때 최대 부하 전류(maximun load current)의 약 5% 미만의 AC 리플 전류를 가지는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  4. 제1항에 있어서, 상기 필터링된 고속 충전 전력 출력은 상기 고속 충전기가 고용량 배터리에 접속될 때 최대 부하 전류(maximun load current)의 약 2.5% 미만의 AC 리플 전류를 가지는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  5. 제1항에 있어서, 상기 필터링된 고속 충전 전력 출력은 상기 고속 충전기가 고용량 배터리에 접속될 때 최대 부하 전압(maximun load voltage)의 약 0.5% 미만의 AC 전압 리플(voltage ac ripple)을 가지는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  6. 제1항에 있어서, 상기 고속 충전기가 30%의 SOC(state of charge,배터리의 충전상태)에서 100 암페어-시간 용량을 가지는 고용량 배터리에 접속되면 적어도 80% SOC에 대해 약 1.5 시간 미만의 충전율(charging rate)을 가지는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  7. 제1항에 있어서, 상기 스위칭 부품은 IGBT(insulated gate bipolar transistor)를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  8. 제1항에 있어서, 상기 스위칭 부품은 트렌치 게이트 IGBT(insulated gate bipolar transistor)를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  9. 제1항에 있어서, 상기 스위칭 부품은 MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) 를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  10. 제1항에 있어서, 상기 스위칭 부품은 플라이휠 다이오드(flywheel diode)를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  11. 제1항에 있어서, 상기 스위칭 부품은 약 2㎑ 내지 약 50㎑ 범위의 스위칭 주파수 및 약 100 내지 약 1400 볼트의 범위의 스위칭 전압에서 스위치 작동을 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  12. 제1항에 있어서, 상기 스위칭 부품은 약 2㎑ 내지 약 50㎑ 범위의 스위칭 주파수 및 150 암페어 내지 약 2000 암페어 범위의 펄스 전류와 약 100 내지 약 1400 볼트의 범위의 스위칭 전압에서 스위치 작동을 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  13. 제11항에 있어서, 상기 스위칭 부품은 바이폴라 트랜지스터(bipolar transistor)를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  14. 제1항에 있어서, 상기 스위칭 부품은 IGBT 및 플라이휠 다이오드를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  15. 제1항에 있어서, 상기 고속 충전기는 필터링된 고속 충전 전력 출력을 정류된 AC 입력 주파수의 실제적인 용량의 필터링없이 발생하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  16. 제1항에 있어서, 상기 전력 변환기는 PWM 회로(circuitry)를 포함하고 상기 벅 레귤레이터(buck regulator)의 작동을 변조하도록 배열되는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  17. 제1항에 있어서, 상기 필름 커패시터는 커패시터들의 배열을 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  18. 제17항에 있어서, 상기 필름 커패시터는 중합체(polymeric) 필름 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  19. 제18항에 있어서, 상기 필름 커패시터는 폴리프로필렌 필름 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  20. 제1항에 있어서, 상기 필름 커패시터는 고 리플 전류 필름 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  21. 제1항에 있어서, 상기 필터링된 고속 충전 전력 출력은 상기 고속충전기가 고용량 배터리에 접속되면 피크 전류의 약 10%를 초과하지 않는 리플 전류를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  22. 제1항에 있어서, 상기 유도성 필터는 에어 코어 초크 인덕터(air core choke inductor)를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  23. 제16항에 있어서, 상기 전력 변환기는 상기 PWM 회로의 듀티 사이클을 상기 정류된 입력의 AC 리플 전압에 응답하여 동기적으로 변화시키도록 배열되는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  24. 제23항에 있어서, 상기 전력 변환기는 연속적으로 상기 리플 전압을 모니터하고 펄스 바이 펄스(pulse-by-pulse)를 기초로 PWM 회로의 구동을 조정하도록 배열되는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  25. 제23항에 있어서, 상기 전력 변환기는 360 HzAC 리플 성분을 제거하여 상기 전력 출력이 일정한 DC 전압을 포함하도록 배열되는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  26. 제23항에 있어서, 상기 전력 변환기는 연속적으로 상기 전력 출력의 전압을 모니터하고, i) 제1 전압 셋포인트(setpoint)와 같게 조정하고, 나아가 제2 전압 셋포인트에서 상기 전력 출력 내의 전류와 같게 조정하도록 배열되는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  27. 제23항에 있어서, 상기 출력 변환기는 상기 전력 출력의 전압 및 전류를 모니터하고, 360 Hz AC 리플 전류 및 전압의 상기 전력 출력으로 통과를 허용하면서 그 셋포인트와 같게 조정하도록 배열되는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  28. 제27항에 있어서, 상기 출력 변환기는 그 전력을 아날로그 필터링하고 상기 전력 출력의 조정을 감소시키도록 그 전력을 시간 평균화(time averaging)하면서, 상기 전력 출력을 조정하도록 배열되는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  29. 제27항에 있어서, 상기 전력 변환기는 (i) 숫자로 나타낸 방법(numerical method) 및 (ii)그에 미리 결정된 제약(constraint)에 의해 주파수 조정을 제약하는 방법 중 적어도 하나의 방법에 의해 상기 전력 출력의 조정을 감소시키면서, 상기 전력 출력을 조정하도록 배열되는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  30. 제1항에 있어서, 고정된 충전 변수 상태에서 시간-변화 충전을 제어하도록 프로그래밍 가능하게 배열된 프로그래밍 가능한 콘트롤러를 더 포함하고,
    상기 충전 변수(charging variable)는 충전 전압 및 충전 전류로 구성된 그룹으로부터 선택되는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  31. 제30항에 있어서, 상기 프로그램가능한 콘트롤러는 IVI 충전 프로파일에 따라 시간-변화 충전을 제어하도록 프로그램가능하게 배열되는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  32. 제31항에 있어서, 상기 IVI 충전 프로파일은 약 50%의 배터리 용량까지 충전하는 제 1 정전류(constant current), 배터리가 용량의 약 5A/100 Ahrs의 충전 속도에 도달할 때까지 충전하는 제 2 정전압(current voltage), 및 정격 배터리 Ahrs 용량(rated battery Ahrs capacity)까지 충전하는 제 3 정전류를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  33. 제1항에 있어서, 충전 전류를 미리 결정된 전류 셋포인트 아래로 제어하도록 프로그램가능하게 배열되는 프로그램가능한 콘트롤러를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  34. 제33항에 있어서, 상기 미리 결정된 전류 셋포인트는 약 30 암페어 근처인 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  35. 제33항에 있어서, 상기 충전 전류는 상기 스위칭 부품의 펄스 폭 스위칭(pulse width switching)에 의해 미리 결정된 전류 셋 포인트 아래로 유지되는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  36. 제1항에 있어서, 고속 충전기에 의해 충전되는 동안 배터리의 온도를 유지하기 위한 열관리 요소(들)(thermal management element (s))을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  37. 제36항에 있어서, 상기 열관리 요소는 (i) 배터리의 냉각을 위한 유체 흐름 소스 및 (ii) 상기 배터리로부터의 열과 열적으로 접촉하고 열을 전도성 있게 방산하기 위한 열적으로 전도성이 있는 방산 요소(들)(dissipation element(s)) 중 적어도 하나를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  38. 배터리 충전 전력 전송 부재와, 고정된 충전 변수 상태에서 시간-변화 충전을 제어하도록 프로그래밍 가능하게 배열된 프로그래밍 가능한 콘트롤러를 포함하고,
    상기 충전 변수는 충전 전압 및 충전 전류로 구성된 그룹으로부터 선택되고,
    상기 프로그래밍 가능한 콘트롤러는 IVI 충전 프로파일에 따라 시간-변화 충전을 제어하도록 프로그래밍 가능하게 배열되는 것을 특징으로 하는 배터리 충전기.
  39. 배터리 충전 전력 전송 부재와, 배터리 충전 전력을 발생하기 위한 전력 관리 회로가 그 안에 배치되는 하우징을 포함하고,
    상기 배터리 충전 전력 전송 부재는 팽창된(extended) 사용 위치로부터 수축된 비사용 위치로 하우징을 향해 충전 케이블이 수축되도록 하고, 배터리 충전을 위한 상기 하우징으로부터 팽창하여 멀리 떨어지게 되도록 하는, 수축기(retractor)와 함께 배열된 충전 케이블을 포함하는 배터리 충전기.
  40. 선택적으로 발광 가능한(illuminatable) 발광 요소의 어레이와, 상기 어레이를 배터리 충전기에 전기적으로 접속시키고, 배터리 충전기에 접속된 때와 배터리 충전기에 의한 배터리의 충전 동안의 배터리의 충전 상태에 응답하여 상기 어레이로부터의 광의 방출을 위해 점차적으로 증가하는 수의 상기 발광 요소를 작동시키도록 배열된 회로를 포함하는 배터리 충전 미터(battery charging meter).
  41. 제40항에 있어서, 상기 발광 요소의 어레이는 선형이고, 그 종말점은 상기 배터리의 저/무충전 상태 및 완충전 상태 각각의 지시(indicia)에 의해 구별되는 것을 특징으로 하는 배터리 충전 미터.
  42. 제41항에 있어서, 상기 지시는 "E" 및 "F" 지시를 포함하는 것을 특징으로 하는 배터리 충전 미터.
  43. 배터리 충전 전력 전송 부재와, 배터리 충전 전력을 발생하기 위한 전력 관리 회로가 그 안에 배치되고, 상기 하우징의 내부 영역으로의 선택적인 액세스를 위한 개방가능/폐쇄가능 부재(openable/closable member)를 함유하는 하우징을 포함하고,
    상기 개방가능/폐쇄가능 부재는 상기 개방가능/폐쇄가능 부재가 개방될 때에 상기 전력 관리 회로에서의 개방 회로 상태를 발생하기 위한 부재와 접속되는 배터리 충전기.
  44. 하기의 단계를 포함하는 고용량 배터리의 고속 충전 방법:
    AC 입력 정류기와 접속되고 약 2㎑ 이상의 주파수에서 작동하는 필름 커패시터를 함유하는 회로에서 정류된 입력을 산출하는 AC 입력 정류기에 의해 입력 전력을 상태조절하는(conditioning) 단계;
    벅 레귤레이터와 약 2㎑ 이상의 주파수에서 작동하는 스위칭 부품을 포함하는 회로에서 전력 출력을 발생하도록 상기 상태조절 단계로부터의 전력을 변환하는 단계; 및
    필터링된 고속 충전 전력 출력을 발생하기 위해 전력 출력을 유도성으로 필터링하는 단계.
  45. IVI 충전 프로파일에 따라 상기 배터리에 충전 에너지를 전송하는 단계를 포함하는 배터리 충전 방법.
  46. 제44항에 있어서, 상기 IVI 충전 프로파일은 약 50%의 배터리 용량까지 충전하는 제 1 정전류(constant current), 배터리가 용량의 약 5A/100 Ahrs의 충전 속도에 도달할 때까지 충전하는 제 2 정전압(current voltage), 및 정격 배터리 Ahrs 용량(rated battery Ahrs capacity)까지 충전하는 제 3 정전류를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  47. 하기의 단계를 포함하는 고갈된 충전 상태를 가지는 고용량 배터리를 재충전하는 방법:
    상기 배터리의 충전 상태를 약 1.5 미만의 시간에서 완충전의 30% 내지 80%로 끌어올리기 위해, 상기 배터리를 100 암페어-시간의 배터리 용량당 30 암페어보다 큰 속도로 충전하는 단계; 및
    상기 충전 동안 상기 배터리의 온도를 125℉ 이하로 유지하는 단계.
  48. 제47항에 있어서, 상기 충전동안 상기 배터리의 온도를 125℉ 이하로 유지하는 단계는 상기 배터리에서 전해질(electrolyte) 온도를 더미스티컬하게 (thermistically) 모니터링하고 상기 충전동안 충전 속도를 변화시키는 것을 포함하는 방법.
  49. 제1항에 있어서, 약 12 내지 약 300 볼트 범위의 전압에서 에너지를 전달하도록 구축되고 배열되는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  50. 제1항에 있어서, 상기 필터링된 고속 충전 전력 출력을 상기 배터리로 전달하기 위한 고용량 납축전지(lead acid battery)에 접속되는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  51. (a) AC 입력;
    (b) 정류된 출력을 발생하기 위해 상기 AC 입력으로부터 AC 전력을 정류하는 수단;
    (c) 고용량 배터리를 충전시키기 위해 상기 정류된 출력을 변환된 DC 출력으로 변환하고, 벅 구성(buck configuration)의 전력 스위칭 회로에 의해 인덕터/커패시터 출력 필터로 스위칭된 고주파수의 높은 리플 전류 커패시터를 포함하는 수단; 및
    (d) 정류된 출력을 고용량 배터리에 전송하기 위한 케이블링을 포함하는 고용량 배터리용 고속 충전기.
  52. 제51항에 있어서, 상기 수단 (b)와 (c)는 단일의 하우징(unitary housing )에 함유되는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  53. 제52항에 있어서, 상기 하우징은 액세스 도어(access door)를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  54. 제53항에 있어서, 상기 액세스 도어는 상기 AC 입력으로 차단기(circuit breaker)로 연결되어 도어가 열리면 고속 충전기로 유효한 전력(power availability)을 차단하도록 하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  55. 제51항에 있어서, 상기 수단(c)는 펄스 폭 변조 회로에 의해 구동되는 제1 전자 스위치(first electronic switch) 및 제 1 스위치의 펄스 폭 변조 사이클에서 제 1 스위치가 오프(off)될 때 전류 경로를 제공하는 제 2 전자 스위치를 포함하는 것을 특징으로 하는 하는 고속 충전기.
  56. 제55항에 있어서, 상기 제 1 전자 스위치는 적어도 하나의 고 리플 전류 필름 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  57. 제55항에 있어서, 상기 제 2 전자 스위치는 플라이휠 다이오드를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  58. 제55항에 있어서, 상기 수단 (c)는 상기 정류된 출력을 상기 변환된 DC 출력으로 변환할 때 상기 정류된 출력의 실제적인 용량의 필터링을 제공하지 않는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  59. AC 입력의 정류 및 펄스 폭 변조로 출력 충전 전력을 발생하는 단계, 정류된 AC 출력 파형에 응답하여 출력 충전 전력을 변조하는 단계, 및 실질적으로 일정한 DC 전압 출력 충전 전력을 제공하기 위해, 정류된 AC 입력 파형(waveform)의 AC 리플 전압에 비례하여 그리고 그에 응답하여 펄스 폭 변조 듀티 사이클을 동기적으로 변화시키는 단계를 포함하는 고용량 배터리를 고속 충전하기 위한 방법.
  60. 배터리 충전 전력 전송 부재와, 고정된 충전 변수 상태에서 시간-변화 충전을 제어하도록 프로그래밍 가능하게 배열된 프로그래밍 가능한 콘트롤러를 포함하고,
    상기 충전 변수는 충전 전압 및 충전 전류로 구성된 그룹으로부터 선택되고,
    상기 프로그래밍 가능한 콘트롤러는 미리 결정된 충전 프로파일에 따라 시간-변화 충전을 제어하도록 프로그래밍 가능하게 배열되는 것을 특징으로 하는 배터리 충전기.
  61. 입력된 AC 전압의 전압 조정을 위한 트랜스포머(transformer)와 정류된 버스 전압을 발생하기 위한 정류기를 포함하는 입력부;
    정류된 버스 전압을 수신하도록 배열되고, 제1 전자 스위치와, 상기 제1 전자 스위치를 구동시키는 펄스 폭 변조 회로와, 상기 펄스 폭 변조 회로의 펄스 폭 변조 사이클에서 오프되는 전류 경로를 상기 제1 전자 스위치에 제공하는 제2 전자 스위치와, 버스 전압을 최소로 필터링하면서 제1 전자 스위치와 출력 필터 회로를 필터링하는 적어도 하나의 필름 커패시터를 포함하며, 상태조절된 전력 출력을 발생하는 상태조절부; 및
    상기 출력 필터 회로를 포함하며, 상태조절된 전력 출력을 수신하고 충전 전력 출력을 발생하도록 배열된 출력 필터를 포함하는 고용량 배터리용 고속 충전기.
  62. 제61항에 있어서, 제 1 스위치는 전력 트랜지스터(transistor)를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  63. 제62항에 있어서, 전력 트랜지스터는 약 100V 내지 약 1400V의 범위에서 전압을 스위칭하고, 적어도 2kHz의 주파수에서 주파수를 스위칭하기 위해 구축되고 배열되는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  64. 제62항에 있어서, 전력 트랜지스터는 IGBT를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  65. 제61항에 있어서, 제 2 스위치는 플라이휠 다이오드를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  66. 제61항에 있어서, 상기 출력 필터는 인덕터(inductor) 및 고주파수와 고 리플 전류 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  67. 제61항에 있어서, 상기 펄스 폭 변조 회로는 충전 전력 출력을 모니터링하는 출력 트랜스듀서(transducer), 트랜스듀서를 판독하는 콘트롤러 회로, 및 펄스 폭 변조 회로의 출력을 조절하는 콘트롤러를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  68. 제61항에 있어서, 상기 적어도 하나의 필름 커패시터는 폴리프로필렌 필름 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  69. 제61항에 있어서, 배터리 온도를 감지하기 위한 더미스터(thermistor) 센서, 고속 충전기에 저장되고 더미스터 센서에 의해 감지되는 배터리 온도에 반응하여 충전 조건을 변화시키도록 작동적으로 배열된 충전 프로그램을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  70. 제69항에 있어서, 상기 더미스터 센서는 배터리를 충전하는 동안 배터리의 전해질과 접촉하도록 배열되는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  71. 제69항에 있어서, 상기 더미스터 센서는 배터리를 충전하는 동안 배터리의 포스트 구조(post structure)의 접촉을 위해 배열되는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  72. 제69항에 있어서, 상기 더미스터 센서는 배터리를 충전하는 동안 배터리와 연결된 인터커넥트(interconnects)의 접촉을 위하여 배열되는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  73. 제69항에 있어서, 상기 프로그램은 충전 전압을 변화시키도록 작동적으로 배열되는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  74. 제69항에 있어서, 상기 프로그램은 충전 전류를 변화시키도록 작동적으로 배열되는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  75. 제69항에 있어서, 상기 프로그램은 배터리 온도가 미리 결정된 값을 초과하면 고속 충전기를 셧다운 시키도록 작동적으로 배열되는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  76. 제61항에 있어서, 상기 출력 필터 회로는 포화의 발생을 방지하기 위해 구축된 자기(magnetic) 코어 인덕터를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  77. 제76항에 있어서, 상기 자기 코어 인덕터는 단부 개방형 적층 스틸 I-코어(open-ended laminated steel I-core) 고주파수 초크를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
  78. 하기의 단계를 포함하는 고용량 배터리의 고속 충전 방법:
    정류된 버스 전압을 발생하기 위해 입력 AC 전압을 정류하는 단계;
    상태조절된 전력 출력을 발생하기 위해, 제1 전자 스위치와, 상기 제1 전자 스위치를 구동시키는 펄스 폭 변조 회로와, 상기 펄스 폭 변조 회로의 펄스 폭 변조 사이클에서 오프되는 전류 경로를 상기 제1 전자 스위치에 제공하는 제2 전자 스위치와, 버스 전압을 최소로 필터링하면서 제1 전자 스위치와 출력 필터 회로를 필터링하는 적어도 하나의 필름 커패시터를 포함하는 회로를 상태조절함으로써, 정류된 버스 전압을 상태조절하는 단계; 및
    고용량 배터리의 고속 충전을 위한 충전 전력 출력을 발생하기 위해 상기 상태조절된 전력 출력을 필터링하는 단계.
  79. 제78항에 있어서, 상기 입력 AC 전압은 3 상(phase) 전력 입력 전압이고, 펄스 폭 변조 사이클은 정류된 AC 입력 파형의 AC 리플 전압에 응답하여 변조되는 것을 특징으로 하는 방법.
  80. 제79항에 있어서, AC 리플 성분이 충전 전력 출력으로부터 실제적으로 제거되는 것을 특징으로 하는 방법.
  81. 제78항에 있어서, 상기 고속 충전은 도 11 의 플로우 차트에 따른 제어 기술에 따라서 제어되는 것을 특징으로 하는 방법.
  82. 제78항에 있어서, 상기 고속 충전은 도 12의 플로우 차트에 따른 제어 기술에 따라 제어되는 것을 특징으로 하는 방법.
  83. 제78항에 있어서, 상기 고속 충전은 도 14의 플로우 차트에 따른 제어기술 에 따라 제어되는 것을 특징으로 하는 방법.
  84. 제78항에 있어서, 적어도 하나의 정전류 단계 및 적어도 하나의 정전압 단계를 포함하는 단계들의 스테이지에 따른 진행에서 상기 고속 충전을 수행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  85. 제84항에 있어서, 제 1 정전류 단계, 제 2 정전압 단계 및 제3 정 전류 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  86. 제85항에 있어서, 제1단계는 배터리 용량의 약 50%까지 정전류에서 배터리를 충전하는 것을 포함하는 방법.
  87. 제86항에 있어서, 제2단계는 배터리가 배터리 용량의 약 5A/100Ahrs의 충전 속도에 도달할 때까지 정전압에서 배터리를 충전하는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  88. 제87항에 있어서, 제3단계는 배터리의 정격 Ahr. 용량까지 정전압에서 배터리를 충전하는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  89. 제87항에 있어서, 상기 배터리는 약 90%의 SOC가 최종결론인 제2단계에서 충전의 상태를 가지는 것을 특징으로 하는 방법.
  90. 제78항에 있어서, 125℉ 이하에서 배터리를 고속충전하는 동안 배터리의 온도를 유지하는 것을 특징으로 하는 방법.
  91. 제90항에 있어서, 상기 온도의 유지는 배터리위에 냉각 공기(collant air)의 흐름을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  92. 제90항에 있어서, 상기 온도의 유지는 125℉ 이상의 배터리 온도를 올리도록 하는 레벨 밑으로의 충전에 부수하는 온도 상승을 유지하도록 충전조건을 변조하는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  93. 제90항에 있어서, 상기 온도 유지는 상기 배터리에서 전해질의 온도를 모니터링하고, 125℉ 이하의 배터리 온도를 유지하도록 충전 조건을 응답적으로 변조하는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  94. 제78항에 있어서, 하나 이상의 배터리가 동시에(concurrently) 충전되는 것을 특징으로 하는 방법.
  95. 제78항에 있어서, 상기 배터리는 개방형 납축전지(flooded lead acid storage battery) 및 밀봉된 배터리로 구성된 군에서 선택되는 것을 특징으로 하는 방법.
  96. 제39항에 있어서, 상기 수축기는 장력 릴(tensioning reel)을 포함하는 것을 특징으로 하는 배터리 충전기.
  97. 제39항에 있어서, 상기 수축기는 상기 충전 케이블의 수축을 일으키도록 균형추와 연결된 도르래(pulley)를 포함하는 것을 특징으로 하는 배터리 충전기.
  98. 제61항에 있어서, 고속 충전기에 저장되고, 정류된 AC 입력 파형의 AC 리플 전압에 응답하여 상기 펄스 폭 변조 회로의 펄스 폭 변조 사이클을 조정하도록 작동적으로 배열된 충전 프로그램을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 배터리 충전기.
  99. 제61항에 있어서, 고속 충전기에 저장되고, 미리 결정된 충전 전력 출력을 발생하기 위해 상기 상태조절부를 제어하고 하기의 요소로 구성된 군으로부터 선택되는 적어도 하나의 변수 작동 파라미터에 대해 고속 충전기의 작동을 조정하도록 배열되는 프로그램을 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기:
    (1) 배터리 전압,
    (2) 배터리 용량,
    (3) 최대 충전 속도,
    (4) 충전 알고리즘 및
    (5) 배터리 충전을 완료하고 등화(equalizing)하기 위한 셋포인트 시간.
  100. 제61항에 있어서, 고속 충전기에서 저장되고, 고속 충전기의 충전 작동 단계의 선택적인 제어를 위하여 배열되는 프로그램을 더 포함하고,
    상기 충전 작동 단계는,
    (a) 배터리 파라미터 설정,
    (b) 배터리 충전을 완료하고 등화시킴,
    (c) 설정 시간 및 날짜,
    (d) 지연된 시작,
    (e) 배터리 온도 감지(예/아니오),
    (f) 조정 비율(calibration factor), 및
    (g) 종료/정상 충전 프로그램으로의 복귀를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 충전기.
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