KR200428036Y1

KR200428036Y1 - 디코더

Info

Publication number: KR200428036Y1
Application number: KR2020060019301U
Authority: KR
Inventors: 이정자
Original assignee: 포스데이타 주식회사
Priority date: 2006-07-18
Filing date: 2006-07-18
Publication date: 2006-10-04

Abstract

본 고안은 무선 채널에 대한 측정 결과로 수신 신호를 보정함으로써, 코히어런트(coherent) 방식으로 간단하게 디코딩을 수행할 수 있는 디코더를 제공하기 위한 것이다.

본 고안의 OFDMA 방식을 지원하는 시스템의 디코더는, 수신된 QPSK 모듈레이션된 신호를 버퍼링하기 위한 수신 버퍼; 파일럿 신호에 대한 채널추정 결과에 따라 상기 수신 신호를 보정하기 위한 무선 채널 추정/보상부; 상기 수신 버퍼에 버퍼링된 수신 신호로부터 상관 메트릭스를 생성하기 위한 상관 메트릭스 생성부; 및 상기 상관 메트릭스로부터 얻어진 디코딩 메트릭을 이용하여 디코딩을 수행하기 위한 디코딩 수행부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기와 같은 본 고안의 디코더를 실시함에 의해, 신호가 전송되는 무선 채널에 대한 채널추정 결과로 수신되는 무선 신호를 보정함으로써, 보다 구조가 단순한 코히어런트 방식으로 수행하게 하는 효과를 가져온다.

fast feedback, ACK/NACK, OFDMA, QPSK, 상향링크

Description

디코더{Decoder}

도 1은 본 고안의 디코더가 구현될 수 있는 무선 휴대 인터넷 시스템의 구성도.

도 2는 무선 휴대 인터넷 시스템의 데이터 전송 구간 프레임의 구조를 도시한 타이밍도.

도 3a는 빈의 구조를 도시한 데이터 구조도.

도 3b는 OPUSC 타일의 구조를 도시한 데이터 구조도.

도 3c는 PUSC 타일의 구조를 도시한 데이터 구조도.

도 4는 본 고안의 디코더와 대응하는 인코더의 일부 구조를 도시한 블록도.

도 5는 본 고안의 디코딩 방법의 일실시예를 도시한 흐름도.

도 6은 본 고안의 디코더가 구현될 수 있는 휴대 인터넷 기지국의 수신단 무선 코어 모듈의 구조를 도시한 블록도.

도 7은 본 고안의 디코더를 구성하는 채널 추정/보상부의 일실시예를 도시한 블록도.

도 8은 본 고안의 디코더를 구성하는 디모듈레이션/디코딩부의 일실시예를 도시한 블록도.

도 9는 본 고안의 디코더의 상관 메트릭스 생성 과정을 도시하기 위한 프로세싱 개념도.

* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명

10 : 디코더 100 : 채널 추정/보상부

110 : 채널 추정부 160 : 채널 보상부

200 : 디모듈레이션/디코딩부 240 : 상관 메트릭스 생성부

250 : 상관 메트릭스 버퍼 260 : 디코딩 수행부

본 고안은 무선 데이터 통신에 사용되는 개연성을 이용한 디코딩에 관한 것으로, 특히 무선 휴대 인터넷 통신에 사용되는 디코더에 관한 것이다.

무선 데이터 통신에 있어서, 잡음에 의해 오염된 신호에서 올바른 신호를 추정하기 위한 방법으로서, 개연성(likelyhood)을 이용하는 방식이 사용되고 있다. 상기 방식에 대한 인코딩은 데이터 통신 시스템의 송신측에서 전송하고자하는 데이터(패이로드)를 그 보다 많은 양의 신호로 심볼 매핑하여 변조하는 과정이며, 상기 방식에 대한 디코딩은 데이터 통신 시스템의 수신측에서 심볼 매핑된 신호들로부터 적당한 추정 알고리즘에 따라 가장 개연성이 높은 패이로드를 추정하는 과정이다. 개연성을 이용한 인코딩 과정에 있어 심볼 매핑되는 데이터는 단순히 데이터 양적 으로 심볼 매핑될 뿐만 아니라, 주파수 공간 및 타임 공간의 넓은 영역으로 심볼 매핑되도록 구현하는 것이 에러 정정의 정확도에 있어 보다 바람직하다. 상기와 같은 인코딩-디코딩 방식은 데이터의 훼손이 허용되지 않는 분야의 데이터 통신에 사용되며, 일반적인 무선 데이터 통신에서도 제어 신호(예 : ACK/NACK 신호)나 피드백 신호 같은 정확성이 요구되는 신호의 전송용으로 사용된다.

한편, 무선 채널로 사용하는 반송파에 데이터를 싣는 방법으로 진폭 또는 주파수를 변조하는 식의 여러 방식이 제안되어 있는데, 그 중 QPSK 모듈레이션은 직교 위상 편이 변조라 불리어지며, 반송파의 위상 변화를 90°간격으로 취하여 한 주기의 부호로 2비트의 정보를 전달한다. QPSK 모듈레이션은 복조가 정확하게 이루어지므로 디지털 방식의 휴대 전화, 자동차 전화나 디지털 코드 없는 전화 등의 이동 통신 방식에 사용되며, 최근에 실시되고 있는 무선 휴대 인터넷의 신호 전송 방식으로 사용되고 있다.

한편, 무선 데이터 통신 시스템의 발전 과정에 대하여 살펴보면, 1970년대 말 미국에서 셀룰라(cellular) 방식의 무선 이동 통신 시스템(Mobile Telecommunication System)이 개발된 이래 국내에서는 아날로그 방식의 1세대(1G; 1st Generation) 이동 통신 시스템이라고 할 수 있는 AMPS(Advanced Mobile Phone Service) 방식으로 음성 통신 서비스를 제공하기 시작하였다. 이후, 1990년대 중반에 2세대(2G; 2nd Generation) 이동 통신 시스템이 시작되어 상용화 되었으며, 1990년대 말에 무선 멀티미디어 및 고속 데이터 서비스를 목표로 시작된 3세대(3G; 3rd Generation) 이동 통신 시스템인 IMT-2000(International Mobile Telecommunication-2000)이 일부 상용화되어 서비스 운영되고 있다.

한편, 현재는 3세대 이동 통신 시스템에서 4세대(4G: 4th Generation) 이동 통신 시스템으로 발전해나가고 있는 상태로, 3세대 이동 통신 시스템보다 고속의 데이터 전송 서비스를 제공할 수 있는 휴대 인터넷 기술에 대한 연구가 활발히 진행되고 있다.

휴대 인터넷은 휴대용 기기로 언제 어디서나 고속으로 인터넷 서비스를 제공받기를 원하는 사용자의 욕구를 만족시켜줄 수 있을 뿐만 아니라 국내 정보통신산업 전반에 미치는 파급효과도 적지 않아 미래의 새로운 유망산업으로 기대되고 있으며, 이에 따라 현재 IEEE 802.16e를 중심으로 휴대 인터넷의 국제표준화가 진행되고 있는 실정이다.

도 1은 본 고안이 적용되는 휴대 인터넷 서비스 시스템의 간략화된 전체 구조를 도시하고 있다. 도시한 휴대 인터넷 서비스 시스템은, 가입자가 휴대인터넷 서비스를 제공받기 위해 사용하는 기기인 휴대 단말기(12, PSS : Portable Subscriber Station); 유선 네트워크의 종단에 위치하며 무선 인터페이스를 통해 상기 휴대 단말기와 송수신을 하기 위한 기지국(13, RAS : Radio Access Station); 상기 기지국을 제어하고 IP 패킷을 라우팅하기 위한 제어국(14, ACR : Access Control Router); 및 휴대 인터넷망에 접속한 적법한 가입자에게만 서비스를 제공하도록, 가입자 및 단말에 대한 인증, 권한 검증 및 과금을 수행하는 정책(15, AAA : Authentication, Authorization, Accounting) 서버로 이루어진다.

상기에서, 가입자 단말(12)과 기지국(13)은 직교 주파수 분할 다중 화(Orthogonal Frequency Division Multiple Access, OFDMA) 방식으로 통신을 수행한다. OFDMA 방식은 복수의 직교주파수의 서브캐리어(sub carrier)를 복수의 서브 채널로 이용하는 주파수 분할 방식과, 시분할 방식(TDM) 방식을 결합한 다중화 방식으로, OFDMA 방식은 본질적으로 다중 경로(multi path)에서 발생하는 페이딩(fading)에 강하고 데이터 전송률이 높아 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있어 휴대 인터넷 시스템에서 가입자 단말의 이동성을 제공할 수 있는 기술이다.

앞서 말한 바와 같이 상기 OFDMA를 비롯한 무선 통신 시스템에서는 제어 신호(예 : 패스트 피드백 신호, ACK/NACK 신호) 같은 중요 신호의 송수신의 정확성을 보장하기 위해, 전송하려는 패이로드를 충분히 넓은 무선 채널로 심볼 매핑하여 전송하는 모듈레이션/인코딩 방법을 사용한다.

그런데, 상기와 같이 무선 채널에 심볼 매핑된 패이로드를 수신측에서 추정할 때는, 수신된 신호를 각 패이로드 후보값 모두에 대한 채널 신호와의 개연성(likelyhood)을 측정해야 하는데, 이는 수신측 시스템에 큰 부담이 되지 않을 수 없었다.

본 고안은 상기 문제점들을 해결하기 위하여 안출된 것으로서, 개연성을 이용한 디코딩 구조를 단순화할 수 있는 디코더를 제공하는데 그 목적이 있다.

이를 위해, 본 고안은 무선 채널에 대한 측정 결과로 수신 신호를 보정함으 로써, 코히어런트(coherent) 방식으로 간단하게 디코딩을 수행할 수 있는 디코더를 제공하는데 그 심화된 목적이 있다.

상기 목적을 달성하기 위한 본 고안의 OFDMA 방식을 지원하는 시스템의 디코더는, 수신된 QPSK 모듈레이션된 신호를 버퍼링하기 위한 수신 버퍼; 파일럿 신호에 대한 채널추정 결과에 따라 상기 수신 신호를 보정하기 위한 무선 채널 추정/보상부; 상기 수신 버퍼에 버퍼링된 수신 신호로부터 상관 메트릭스를 생성하기 위한 상관 메트릭스 생성부; 및 상기 상관 메트릭스로부터 얻어진 디코딩 메트릭을 이용하여 디코딩을 수행하기 위한 디코딩 수행부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 고안의 사상에 따른 특징부 중 하나가 수신된 위상 신호의 실수부값 또는 절대값만을 취하여 디코딩을 수행하는 것인데, 실수부값은 a+bi로 표시되는 복소수 신호의 표현에서 a값을 의미하며, 절대값은 크기(amplitude)값인 (a²+b²)^1/2를 의미한다. 구현에 따라 위상 신호의 실수부값을 디코딩에 사용하거나, 또는 절대값을 디코딩에 사용하는데, 상기 실수부값 또는 절대값을 통칭하는 개념으로 실수값이라 칭하겠다.

이하, 첨부한 도면을 참고로 하여 본 고안의 실시예에 대하여 본 고안이 속 하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 고안은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다.

예컨대, 본 고안의 사상은 데이터를 복소수 신호의 형태로 전송하며, 수신 신호가 규정된 패턴과 정확히 일치하지 않더라도 소정의 알고리즘에 따라 가장 개연성이 높은 값으로 추정하는 방식의 통신 시스템의 수신단에서의 데이터 복조용 디코더에 적용이 가능하다. 비록 설명의 편의를 위해 하기 실시예에서는 OFDMA 방식의 무선 휴대 인터넷 시스템 기지국의 수신단 디코더로 구체화하여 기술하지만, 이는 고안의 범위를 제한하는 것은 아니다.

(실시예)

본 실시예는 본 고안의 사상을 IEEE 802.16d 또는 IEEE 802.16e의 규격을 따르는 무선 휴대 인터넷 시스템에 적용한 것으로, 특히 패스트 피드백 신호의 전송용으로 구현한 것이다. 즉, 본 실시예에서는 6비트 패이로드를 48개의 서브 캐리어로 전송하는 패스트 피드백 신호 전송용 서브채널을 고려하였다. 각 패스트 피드백 서브채널은 단말기에 할당되는 하나의 OFDMA 서브채널로 이루어지고, 각 OFDMA 서브채널은 일반적인 업링크 데이터의 맵핑과 유사한 방법으로 맵핑된다.

상기 OFDMA를 적용한 무선 휴대 인터넷 시스템에서 하나의 기지국과 다수개의 단말기간의 데이터 통신이 수행되는 무선 채널 상의 전체 전송 프레임은 도 2에 도시한 바와 같은 구조를 가진다. 도시한 프레임은 5ms의 구간 동안 시분할 방식을 적용한 것으로서, 단말기들에서 기지국으로 데이터가 전달되는 업링크 구간과, 기지국에서 단말기들로 데이터가 전달되는 다운링크 구간으로 구분된다.

상기 IEEE 802.16e 및 802.16d의 규격에 따르면 패스트 피드백(fast feedback) 신호 및 ACK/NACK 신호는 각 단말기에 할당된 서브 채널을 이루는 48개의 서브 캐리어에 분포된 QPSK 모듈레이션 신호로 전송하도록 규정하고 있다. 패스트 피드백 서브채널은 48개의 서브 캐리어를 가지는 QPSK 모듈레이션을 이용하고, 6비트의 패스트 피드백 데이터를 실을 수 있다. 48개의 서브 캐리어는 6개의 OPUSC 타일 또는 6개의 PUSC 타일로부터 확보될 수 있다.

도 2은 상기 규격의 무선 휴대 인터넷의 업/다운 링크 프레임 구조를 나타낸다. 도시한 프레임을 업 링크 프레임 및 다운 링크 프레임으로 나뉘며, 상기 다운 링크 프레임은 PUSC 부채널 구간, 다이버시티 부채널 구간 및 AMC 부채널 구간으로 이루어지며, 상기 업 링크 프레임은 상향 제어 심볼 구간, 다이버시티 부채널 구간 및 AMC 구간으로 이루어진다. 각 구간은 정해진 용도에 맞게 각 단말기에 대한 데이터를 전송하거나, 제어 신호들을 전송하는데 사용된다.

도 2의 프레임에서 데이터를 구획하여 전송하는 전송 단위로서 타일 및 빈을 사용하고 있는데, 빈 및 타일은 위상 신호 하나를 실을 수 있는 1주기의 서브 캐리어들로 이루어진다. 빈은 도 3a에 도시한 바와 같이 동일한 시점에서 9개의 순차적인 주파수를 가지는 서브 캐리어로 이루어진 데이터 전송 단위로서, 중간 주파수를 가지는 서브 캐리어를 파일럿 신호의 전송용으로 사용한다. 타일은 OPUSC 타일 및/ 또는 PUSC 타일이 사용될 수 있는데, OPUSC 타일은 도 3b에 도시한 바와 같이 3개의 주파수 단위 및 3개의 타임 단위로된 9개의 서브 캐리어로 이루어지며, 가운데 서브 캐리어 하나를 파일럿 신호의 전송용으로 사용한다. PUSC 타일은 도 3c에 도시한 바와 같이 3개의 주파수 단위 및 4개의 타임 단위로된 12개의 서브 캐리어로 이루어지며, 꼭지점 부분의 4개의 서브 캐리어를 파일럿 신호의 전송용으로 사용한다.

무선 휴대 인터넷의 운용시 전송되는 많은 종류의 신호들 중 본 실시예에 따른 QPSK 모듈레이션 방식으로 전송될 수 있는 신호로는 패스트 피드백 신호 및 ACK/NACK 신호가 있다. 이 신호들은 IEEE 802.16d 또는 IEEE 802.16e 등의 규격에서 규정한 종류에 따라 1비트, 3비트, 4비트 또는 6비트의 크기를 가지는 패이로드이다. 상기 규격에서는 패스트 피드백 신호의 경우 하나의 단말기에 대한 상기 패이로드를 싣기 위한 서브 캐리어의 개수를 48개로 규정하고 있다. 또한, 상기 48개의 서브 캐리어를 확보하기 위해, 하나의 서브 채널은 6개의 타일을 포함하도록 규정하고 있다. 또한, 상기 규격에서는 1비트의 ACK/NACK 신호의 경우 하나의 단말기에 대한 상기 패이로드를 싣기 위한 서브 채널은 3개의 타일로 이루도록 규정하고 있다.

도 4는 무선 인터넷 시스템을 구성하는 휴대 단말기 측의 인코더의 구조를 도시하고 있다. 도시한 인코더는 인코딩하려는 6비트 데이터를 입력받기 위한 입력 버퍼(620); 및 상기 입력 버퍼(620)에 래치된 데이터를 소정의 알고리즘에 따라 인코딩하기 위한 맵핑 블록(640)을 포함한다. 상기 6비트 데이터는 소정의 제어 신호 생성기(720)로부터 입력받는다.

상기 6비트 입력값은 6개의 타일을 채울 수 있는 6개의 벡터 인덱스열로 심볼 매핑된다. 각 6비트 입력값에 따른 6개의 벡터 인덱스열의 출력값은 하기 표 1에 도시한 바와 같다. 상기 표에서 각 타일값으로 표기된 '1' ~ '7'의 인덱스 넘버는 하기 표 2에 도시한 바와 같은 벡터들의 집합으로 표시된다. 각 벡터는 각각 90도의 위상차를 가지는 하기 수학식 1과 같은 4개의 복소수로 표현되며, 서브 캐리어에 물리적으로 적용된다.

6비트 payload	벡터 인덱스열	6비트 payload	벡터 인덱스열
000000	0,0,0,0,0,0	100000	6,7,5,1,2,4
000001	1,1,1,1,1,1	100001	7,6,4,0,3,5
000010	2,2,2,2,2,2	100010	4,5,7,3,0,6
000011	3,3,3,3,3,3	100011	5,4,6,2,1,7
000100	4,4,4,4,4,4	100100	2,3,1,5,6,0
000101	5,5,5,5,5,5	100101	3,2,0,4,7,1
000110	6,6,6,6,6,6	100110	0,1,3,7,4,2
000111	7,7,7,7,7,7	100111	1,0,2,6,5,3
001000	2,4,3,6,7,5	101000	7,5,1,2,4,3
001001	3,5,2,7,6,4	101001	6,4,0,3,5,2
001010	0,6,1,4,5,7	101010	5,7,3,0,6,1
001011	1,7,0,5,4,6	101011	4,6,2,1,7,0
001100	6,0,7,2,3,1	101100	3,1,5,6,0,7
001101	7,1,6,3,2,0	101101	2,0,4,7,1,6
001110	4,2,5,0,1,3	101110	1,3,7,4,2,5
001111	5,3,4,1,0,2	101111	0,2,6,5,3,4
010000	4,3,6,7,5,1	110000	5,1,2,4,3,6
010001	5,2,7,6,4,0	110001	4,0,3,5,2,7
010010	6,1,4,5,7,3	110010	7,3,0,6,1,4
010011	7,0,5,4,6,2	110011	6,2,1,7,0,5
010100	0,7,2,3,1,5	110100	1,5,6,0,7,2
010101	1,6,3,2,0,4	110101	0,4,7,1,6,3
010110	2,5,0,1,3,7	110110	3,7,4,2,5,0
010111	3,4,1,0,2,6	110111	2,6,5,3,4,1
011000	3,6,7,5,1,2	111000	1,2,4,3,6,7
011001	2,7,6,4,0,3	111001	0,3,5,2,7,6
011010	1,4,5,7,3,0	111010	3,0,6,1,4,5
011011	0,5,4,6,2,1	111011	2,1,7,0,5,4
011100	7,2,3,1,5,6	111100	5,6,0,7,2,3
011101	6,3,2,0,4,7	111101	4,7,1,6,3,2
011110	5,0,1,3,7,4	111110	7,4,2,5,0,1
011111	4,1,0,2,6,5	111111	6,5,3,4,1,0

벡터 인덱스	서브캐리어 모듈레이션된 값
0	P0, P1, P2, P3, P0, P1, P2, P3
1	P0, P3, P2, P1, P0, P3, P2, P1
2	P0, P0, P1, P1, P2, P2, P3, P3
3	P0, P0, P3, P3, P2, P2, P1, P1
4	P0, P0, P0, P0, P0, P0, P0, P0
5	P0, P2, P0, P2, P0, P2, P0, P2
6	P0, P2, P0, P2, P2, P0, P2, P0
7	P0, P2, P2, P0, P2, P0, P0, P2

상기 표 1 및 표 2에 따르면, 하나의 6비트 입력값은 6개의 타일값으로 변환되며, 각 타일값은 8개의 벡터들의 집합으로 이루어지며, 상기 각 벡터들은 하나의 서브 캐리어에 실리므로, 결국 하나의 6비트 입력값은 6*8 = 48개의 반송파에 실리게 된다. 하기 표 3은 상기 관계를 보다 구체적으로 나타내었다.

6 bit payload	48개 data subcarrier
000000	1+i -1+i -1- i 1- i 1+i -1+i -1- i 1- i 1+ i -1+ i -1- i 1- i 1+ i -1+ i -1- i 1- i 1+ i -1+ i -1- i 1- i 1+ i -1+ i -1- i 1- i 1+ i -1+ i -1- i 1- i 1+ i -1+ i -1- i 1- i 1+ i -1+ i -1- i 1- i 1 + i -1+ i -1- i 1- i 1+ i -1+ i -1- i 1- i 1+ i -1+ i -1- i 1- i
000001	1+ i 1- i -1- i -1+ i 1+ i 1- i -1- i -1+ i 1+ i 1- i -1- i -1+ i 1+ i 1- i -1- i -1+ i 1+ i 1- i -1- i -1+ i 1+ i 1- i -1- i -1+ i 1+ i 1- i -1- i -1+ i 1+ i 1- i -1- i -1+ i 1+ i 1- i -1- i -1+ i 1+ i 1- i -1- i -1+ i 1+ i 1- i -1- i -1+ i 1+ i 1- i -1- i -1 + i
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000100	1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1 + i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1 + i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1 + i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i
000101	1+ i -1- i 1+ i -1- i 1+ i -1- i 1+ i -1- i 1+ i -1- i 1+ i -1- i 1+ i -1- i 1+ i -1- i 1+ i -1- i 1+ i -1- i 1+ i -1- i 1+ i -1- i 1+ i -1- i 1+ i -1- i 1+ i -1- i 1+ i -1- i 1+ i -1- i 1+ i -1- i 1+ i -1- i 1+ i -1- i 1+ i -1 -i 1+ i -1- i 1+ i -1- i 1+ i -1- i
000110	1+ i -1- i 1+ i -1- i -1- i 1+ i -1- i 1+ i 1+ i -1- i 1+ i -1 - i -1- i 1+ i -1- i 1+ i 1+ i -1- i 1+ i -1- i -1- i 1+ i -1- i 1+ i 1+ i -1- i 1+ i -1- i -1- i 1+ i -1- i 1+ i 1+ i -1- i 1+ i -1- i -1- i 1+ i -1- i 1+ i 1+ i -1- i 1+ i -1- i -1- i 1+ i -1- i 1 + i
000111	1+ i -1- i -1- i 1+ i -1- i 1+ i 1+ i -1- i 1+ i -1- i -1- i 1+ i -1- i 1+ i 1+ i -1- i 1+ i -1- i -1- i 1+ i -1- i 1+ i 1+ i -1- i 1+ i -1- i -1- i 1+ i -1- i 1+ i 1+ i -1- i 1+ i -1- i -1- i 1+ i -1- i 1+ i 1+ i -1- i 1+ i -1- i -1- i 1+ i -1- i 1+ i 1+ i -1- i
...	... ...
111110	1+ i -1- i -1- i 1+ i -1 - i 1+ i 1+ i -1- i 1+ i 1 + i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1 + i 1+ i 1+ i 1+ i -1+ i -1 + i -1- i -1- i 1- i 1- i 1 + i -1- i 1+ i -1- i 1+ i -1 - i 1+ i -1- i 1+ i -1+ i -1 - i 1- i 1+ i -1+ i -1- i 1 - i 1+ i 1- i -1- i -1+ i 1 + i 1- i -1- i -1 + i
111111	1 + i -1- i 1+ i -1- i -1 - i 1+ i -1- i 1+ i 1+ i -1 - i 1+ i -1- i 1+ i -1- i 1 + i -1- i 1+ i 1+ i 1- i 1 - i -1- i -1- i -1+ i -1+ i 1 + i 1+ i 1+ i 1+ i 1+ i 1 + i 1+ i 1+ i 1+ i 1- i -1 - i -1+ i 1+ i 1- i -1- i -1 + i 1+ i -1+ i -1- i 1- i 1 + i -1+ i -1- i 1 -i

이제, 본 고안의 사상이 구현된 디코더에서 수행되는 디코딩 방법을 설명하겠다. 본 고안은 디코딩을 보다 빠르게 수행하며, 디코딩시 불필요한 연산을 줄이기 위해, 디코딩 이전에 파일럿 신호를 사용하여 무선 채널의 상태를 추정하고, 그 채널추정 결과에 따라 상기 무선 채널의 수신 신호를 보정함으로써, 복소수 형태의 신호인 채널의 수신 신호의 실수값(실수부값 또는 절대값)을 이용하여 디코딩을 수행토록 함에 특징이 있다.

즉, 본 실시예에서 수행하는 디코딩 과정은 도 5에 도시한 바와 같이, QPSK 모듈레이션된 신호를 수신하는 단계(S100); 파일럿 신호에 대한 채널추정 결과를 상기 수신 신호에 적용하여 보상하는 단계(S200, S300); 보상된 수신 신호에 대해 상관 메트릭스(Metrics)를 구하는 서브 캐리어 디모듈레이션을 수행하는 단계(S400); 및 상기 상관 메트릭스로부터 얻어진 디코딩 메트릭을 이용하여 디코딩을 수행하는 단계(S500, S600)을 포함하여 이루어진다.

상기 S200 단계에서의 무선 채널의 채널추정은, 하나의 기지국이 입력받는 업 링크 구간 전체에 대한 채널추정을 뜻하는 것이 아니라, 하나의 기지국과 하나의 단말기간에 형성되는 각 서브 채널에 대한 채널추정을 뜻한다. 따라서, 상기 채널의 채널추정은 상향 제어 심볼 구간 신호를 적용하는 것이 아니라, 특정 단말기와의 통신에 사용하는 서브 채널 구간의 각 타일에 포함되는 파일럿 신호를 적용하여 이루어진다.

파일럿 신호는 미리 규정된 크기(amplitude) 및 0의 위상(phase)을 가진다. 도 3의 채널 추정부(110)는 실제로 수신한 파일럿 신호의 크기 및 위상과, 상기 미리 규정된 이상적인 파일럿 신호의 크기 및 위상을 비교하여 그 차이를 파악한다. 크기의 차이는 신호의 감쇄 정도를 나타내며, 위상의 차이는 신호의 지연 정도를 나타낸다. 이를 상기 파일럿 신호와 무선 채널을 공유하는 수신 신호에 적용하면, 상기 감쇄 정도에 따라 수신 신호의 크기(amplitude)를 판단하는 단위 기준값이 조절되며, 상기 지연 정도에 따라 수신 신호의 인식 시점이 조절되도록 구현할 수 있다.

여기서, 무선 휴대 인터넷의 경우 규격에 의하면 하나의 단말기에 대한 패스트 피드백 신호 전송용으로 6개의 타일을 할당하는 바, 상기 채널 추정 및 보정 과정을 6개의 타일에 대하여 일괄적으로 동일한 보정량을 적용하여 수행하도록 구현할 수도 있다. 그러나, 6개의 타일은 그 사용 주파수 및 타임 슬롯에 적지않은 차이가 존재하므로, 각 타일의 파일럿 신호로부터 획득한 채널추정 결과를 동일한 타일의 서브 캐리어 전송 신호들에만 적용하는 방식으로, 6개의 타일에 대한 채널 추정 및 보정을 따로따로 수행토록 구현하는 것이 바람직하다. PUSC 타일의 경우 파일럿 신호가 4개이므로, 상기 무선 채널 추정에 있어, 4개의 파일럿 신호에 대한 채널추정의 평균치를 이용할 수 있다.

상기와 같이 6개의 타일에 포함되는 48개의 서브 캐리어에 실린 패이로드 신호는, 해당 타일에 대한 채널추정에 따른 보정이 적용된 상태로 측정되어, 입력 버퍼(6개의 타일 버퍼로 이루어짐)에 버퍼링됨에 의해 상기 S300 단계가 완료된다.

보다 구조를 간단하게 하기 위해 보상된 수신 신호들의 실수값만을 획득하는 또 다른 구현인 경우에는, 특정 수신 신호의 크기(amplitude)가 상기 감쇄 정도에 따라 결정된 상기 단위 기준값의 몇 배인가에 따른 배수로 크기(amplitude)를 기록하도록 구현할 수 있다.

한편, 상기 S300 단계 이후 디모듈레이션/디코딩을 원칙적으로 수행한다면, 64*48개의 서브 캐리어에 대한 디코딩 테이블이 필요하며, 이는 상기 테이블을 기록하기 위한 메모리에도 부담이 될 뿐만 아니라, 디코딩을 수행하는 연산장치에도 부담이 된다. 그런데, 무선 휴대 인터넷의 규격은, 6개의 타일 각각에 8개씩의 위상 신호를 나누어 전송하도록 규정하며, 상기 48개의 위상 신호들을 8개의 위상 신호로 이루어진 부분 집합 6개로 구분하고, 각 부분 집합은 하나의 벡터 인덱스값을 표시하고, 상기 소정 개수의 벡터 인덱스값들의 조합이 하나의 패이로드를 표시하도록 규정하고 있다.

따라서, 본 실시예에서는 무선 휴대 인터넷 규격에 따른 상기 타일 분할 구조 및 소정의 벡터 인덱스를 생성하는 알고리즘을 이용하여 보다 간단한 구조로 디모듈레이션을 수행하도록 착안하였다. 이를 위해 디코딩 과정의 중간 생성 데이터로서, 하나의 타일에 수신된 신호와 표 2의 각 벡터 인덱스와의 개연성을 뜻하는 상관 메트릭을 구하는데, 6개의 타일 및 8개의 벡터 인덱스들에 대하여 상관 메트릭스 1세트를 생성한다. 여기서, 상기 타일 또는 빈의 실수값들과 상기 벡터 인덱스의 개연성을 인덱스-개연성이라 칭하며, 상기 상관 메트릭스와 패이로드가 될 수 있는 값과의 개연성을 패이로드-개연성이라 칭하겠다.

상기 S400 단계의 디모듈레이션 과정에 상기 수신 신호의 실수값을 이용하는 본 고안의 사상을 적용하는 방법으로, 상기 상관 메트릭스를 실수값들로 구성하는 방법과, 위한 수신 신호의 실수값을 취하여 버퍼링하고 실수값으로된 디모듈레이션 코드를 사용하여 상기 상관 메트릭스를 생성하는 방법이 있다. 후자의 경우가 보다 구현이 간단하며, 전자의 경우는 종래 기술로부터 개량이 용이한데, 본 실시예에서는 전자의 경우를 위주로 설명하겠다.

상기 전자의 경우에 채널 보상을 수행하는 S300 단계 후의 디모듈레이션/디코딩 방법은, 상기 보상된 수신 신호의 타일 또는 빈 단위로 8개의 복소수로 이루어진 기본 벡터 세트를 각각 내적하여 상관 메트릭스를 생성하는 단계(S400); 상기 상관 메트릭스와 각 패이로드 후보값(최종적인 디코딩 결과에 대한 후보값이라은 의미로 디코딩 후보값이라 칭할 수도 있다)에 대한 디코딩 메트릭스를 생성하는 단계(S500); 및 상기 디코딩 메트릭스 중 가장 큰 디코딩 메트릭에 해당하는 후보값을 패이로드로 결정하는 단계(S600)를 포함한다. 여기서, 상기 S500 단계에서는, 상기 상관 메트릭스의 구성요소 중 상기 상관 메트릭스와 특정 패이로드 후보값에 대한 디코딩 메트릭을 구하기 위해 사용되는 부분 집합을 선별하는 단계와, 상기 선별된 부분 집합의 값들을 합산하여 상기 패이로드 후보값에 대한 디코딩 메트릭을 계산하는 단계를 모든 패이로드 후보값에 대하여 반복함으로써, 디코딩 메트릭스를 생성할 수 있다.

다음, 본 실시예의 디코더의 구조를 살펴보고, 상기 S400 단계의 상관 메트릭스 생성의 세부 과정 및 상기 S500 단계의 디코딩 메트릭스 생성의 세부 과정은 상기 디코더의 구조와 함께 설명하겠다.

도 6은 무선 휴대 인터넷 시스템의 RAS 수신부의 하부 MAC 계층 이전의 무선 코아 모듈 영역의 구성을 도시하고 있다. 휴대 인터넷 시스템은 다운 링크와 업 링크를 시간으로 구분하는 TDD 방식이 사용되며, 다중접속 방식으로는 OFDMA가 사용된다. OFDMA 방식의 무선 신호는 다수개의 서브캐리어에 실린 상태로 안테나에 수신되어 저주파 통과 필터(20)를 경유한 뒤, FFT(Fast Fourier Transform) 블록(40)에서 다수개의 QPSK 모듈레이션 신호로 변환되어, 본 실시예에 따른 디코더(100)로 입력된다. 상기 디코더(100)에서 획득한 패이로드는 최종적으로 MAC 계층(60)으로 전달된다.

상기 디코딩 과정을 수행하기 위한 본 실시예의 OFDMA 방식을 지원하는 시스템의 디코더는 도시한 바와 같이, 6개의 타일 또는 빈에 분포되는 다수개의 수신 신호들에 실린 패이로드을 추정하기 위한 디코더(10)로서, 상기 각 타일 또는 빈에 포함되는 파일럿 신호를 모니터링하고, 모니터링 결과에 따라 상기 수신 신호들을 보정하기 위한 무선 채널 추정/보상부(100); 및 보정된 복소수 신호 형태의 수신 신호를 디코딩하여 패이로드를 결정하기 위한 디모듈레이션/디코딩부(200)로 이루어진다.

본 고안의 사상을 구현한 상기 무선 채널 추정/보상부(100)는 도 7에 도시한 바와 같이, 상기 타일 또는 빈에 포함된 파일럿 신호의 감쇄 정도 및/또는 시간 지연을 채널추정하는 무선 채널 추정부(110); 및 상기 타일 또는 빈에 포함된 데이터 신호의 크기(amplitude) 측정에 상기 감쇄 정도를 적용하거나, 데이터 신호의 위상 측정에 상기 시간 지연을 적용하는 무선 채널 보상부(160)를 포함한다.

상기 무선 채널 추정부(110)는, 수신 신호들을 입력받기 위한 신호 입력단(112), 상기 신호 입력단(112)으로 입력되는 수신 신호들 중 파일럿 신호를 획득하기 위한 파일럿 버퍼(114), 및 상기 파일럿 버퍼에 버퍼링된 파일럿 신호의 크기 및 위상을 채널추정하기 위한 파일럿 채널추정부(110)로 구현될 수 있다. 이 경우 상기 파일럿 신호를 제외한 상기 신호 입력단(112)으로 입력되는 수신 신호들은 채널 보상부(160)로 입력되고, 상기 채널 보상부(160)은 상기 파일럿 채널추정부(110)의 채널추정 결과에 따라 입력되는 수신 신호들을 보정한다. 상기 수신 신호들은 위상으로 데이터를 기록하는 QPSK 모듈레이션 신호이므로, 상기 수신 신호들의 보정 과정 중 특히 시간 지연에 대한 보상이 중요하다. 상기 시간 지연에 대한 보상은 상기 파일럿 신호에 대한 시간 지연이 0이 되도록 신호의 검출 시점을 늦추는 것으로 수행될 수 있다. 수신 신호들의 보정은 하기 도 8의 수신 버퍼(220)에 보정된 값을 기록하는 것으로 완료된다.

본 고안의 사상을 구현한 상기 디모듈레이션/디코딩부(200)는 도 8에 도시한 바와 같이, 채널 추정/보상부(100)에서 보상된 QPSK 모듈레이션된 신호를 버퍼링하기 위한 수신 버퍼(220); 상기 수신 버퍼에 버퍼링된 수신 신호로부터 상관 메트릭스를 생성하기 위한 상관 메트릭스 생성부(240); 및 상기 상관 메트릭스로부터 얻어진 디코딩 메트릭을 이용하여 디코딩을 수행하기 위한 디코딩 수행부(260)로 이루어진다.

상기 수신 버퍼(220)는 서브 채널을 구성하는 각 타일 별로 수신 신호를 버퍼링하기 위한 다수개의 타일 버퍼를 포함할 수 있다. 상기 휴대 인터넷 규격을 따르는 일실시예의 경우 6개의 타일 버퍼로 이루어진다.

상기 디코딩 수행부(260)는, 모든 패이로드 후보값에 대하여 지정된 상기 상관 메트릭스의 일부 집합을 합산하여 디코딩 메트릭스를 생성하기 위한 디코딩 메트릭스 생성부; 및 상기 디코딩 메트릭스 중 가장 큰 값을 가지는 메트릭으로부터 패이로드를 결정하기 위한 디코딩 결정부를 포함할 수 있다.

구현에 따라 상기 상관 메트릭스를 저장하기 위한 상관 메트릭스 버퍼(250)를 더 포함할 수 있다. 또한, 도 8에서 수신 버퍼(220)를 디모듈레이션/디코딩부(200)에 포함되는 구성요소로 표시하였지만, 관점에 따라서는 디모듈레이션/디코딩부(200)와 독립적인 구성요소로 볼 수도 있다.

도 8 및 도 9를 참조하여 본 실시예의 디코더의 상기 디모듈레이션/디코딩부(200)에서 수행되는 디코딩 과정을 상세히 설명하겠다. 48개의 각 서브 캐리어에 실리는 수신 신호 - 상기 수학식 1의 4개 값 중 하나의 값을 가진다 - 는, 각 서브 캐리어에 대한 순번 별로, 0번 수신 신호에서 47번 수신 신호라 칭하겠다.

도 8에 도시한 타일 버퍼 #0(타일 0에 대한 버퍼)에는 48개의 수신 신호 중 0번 에서 7번까지의 수신 신호가 저장되며, 타일 1의 버퍼에는 8번에서 15번까지의 수신 신호, 타일 2의 버퍼에는 16번에서 23번까지의 수신 신호가 저장되며, 동일한 과정이 반복되어 최종적인 타일 6의 버퍼에는 42번에서 47번까지의 수신 신호가 저장된다.

본 고안에 따른 디코딩은 각 타일 버퍼에 저장된 8개의 값들에 대하여 우선적으로 디모듈레이션 및 제1 디코딩(이하, 디모듈레이션이라 약칭함)을 수행하여, 상관 메트릭스(metrics)를 생성하고, 상기 상관 메트릭스를 이용하여 제2 디코딩(이하, 상관 디코딩이라 칭함)을 수행한다. 메트릭스의 생성 과정 및 사용 과정 설명의 편의를 위해 도 9에서 상관 메트릭스를 6*8 행렬 형태로 배열하였다. 상기 타일 버퍼는 타일 버퍼 #0에서 타일 버퍼 #5 까지 6개가 존재하는데, 도 9에는 타일버퍼 #0에 대한 디모듈레이션 과정을 도시하였다.

기본 벡터 생성부(242)는 8개의 기본 벡터의 패턴을 기록한 디모듈레이션 테이블을 포함할 수 있으며, 상기 기본 벡터의 패턴 정보를 리딩하여 디모듈레이션 수행에 필요한 기본 벡터 신호를 생성한다. 여기서, 상기 기본 벡터는 각각 0에서 7까지의 값을 나타낸다.

상관 메트릭스 생성부(240)는 도시한 바와 같이 상기 타일버퍼 #0에 버퍼링된 값과 상기 기본 벡터 신호를 일대일 내적한 후 합산하여 상관 메트릭을 산출한다. 타일 버퍼 #0에 기록된 하나의 값에 대해, 상기 기본 벡터 생성부(242)의 8개의 기본 벡터와 한 번씩 상기 상관 메트릭 산출 과정이 수행되므로, 상기 과정에 대한 결과는 모두 8개가 생성된다. 도면에서 상기 디모듈레이션 테이블(242)의 첫번째 열(column)의 값을 적용한 결과값이 m00이고, 마지막 여덟번째 열(column)의 값을 적용한 결과값이 m07이다. 상기 8개의 결과값들(m00 ~ m07)은 상관 메트릭스 버퍼(250) 상의 제1 열(column)에 대한 위치에 저장된다.

마찬가지의 과정으로 타일버퍼 #1에 기록된 값에 대하여 디모듈레이션이 수행되어 얻어진 8개의 결과값들(m01 ~ m17)은 상기 상관 메트릭스 버퍼(250)의 제2 열(column) 위치에 저장된다. 이와 같은 과정들이 타일버퍼 #2 내지 타일버퍼 #5까지 수행되며, 마지막 타일버퍼 #5에 기록된 값에 대하여 디모듈레이션이 수행되어 얻어진 8개의 결과값들(m50 ~ m57)은 상기 상관 메트릭스 버퍼(250)의 제6 열(column) 위치에 저장된다.

상기와 같은 과정으로 생성된 상기 상관 메트릭스 버퍼(250)에 기록되는 도시한 상관 메트릭스를 구성하는 각 메트릭은, 열(column) 차수로 표시되는 각 타일에 대하여, 벡터 인덱스가 행의 차수값일 확률을 표현하게 된다. 예컨대, 도 9의 상관 메트릭스 중 m02는 0번 타일에 실린 신호가 2번 벡터를 나타낼 확률에 대응하는 인덱스-개연성을 나타내며, m25는 2번 타일에 실린 신호가 5번 벡터를 나타낼 확률에 대응하는 인덱스-개연성을 나타낸다. 상기 상관 메트릭스 생성 과정에서는 가장 큰 인덱스-개연성을 가지는 벡터 인덱스를 결정하지 않고, 8개의 벡터 인덱스에 대한 인덱스-개연성들을 상기 상관 메트릭스에 기록하였다. 이는 보다 많은 신호 왜곡이 발생하는 경우에도 후속되는 디코딩 메트릭의 계산 과정에 의해 48개의 모든 실수값들로부터 정확한 신호를 추정할 수 있도록 한다.

상기 디코딩 메트릭스 생성부는, 상기 상관 메트릭스 기록값을 가지고 최종 디코딩값이 특정 패이로드일 확률인 패이로드-개연성을 측정한다. 측정된 패이로드-개연성은 디코딩 메트릭으로 기록되며, 6개 타일의 수신 신호들에 대하여 0부터 63까지의 패이로드 후보값 각각에 대한 패이로드-개연성을 측정하여 디코딩 메트릭스를 생성할 수 있다. 상기 디코딩 메트릭스의 생성 과정 중 상기 표 1의 관계가 표현된 패이로드 테이블을 이용할 수 있다.

패이로드 테이블은 각 패이로드 후보값에 대한 벡터 인덱스가 기록된 것으로, 제1행에는 패이로드가 0일때의 벡터 인덱스 열을 기록하며, 제2행에는 패이로드가 1일때의 벡터 인덱스 열을 기록하는 방식으로 구현될 수 있다. 따라서, 6비트 패이로드를 싣는 경우 64개의 행(row)을 가지며, 4비트 패이로드를 싣는 경우에는 16개의 행을 가진다. 하기 표 4는 6비트 패이로드에 대한 패이로드 테이블의 일실시예를 나타낸다.

0	0	0	0	0	0
1	1	1	1	1	1
2	2	2	2	2	2
3	3	3	3	3	3
4	4	4	4	4	4
5	5	5	5	5	5
6	6	6	6	6	6
7	7	7	7	7	7
2	4	3	6	7	5
3	5	2	7	6	4
0	6	1	4	5	7
1	7	0	5	4	6
6	0	7	2	3	1
7	1	6	3	2	0
4	2	5	0	1	3
5	3	4	1	0	2
4	3	6	7	5	1
5	2	7	6	4	0
6	1	4	5	7	3
7	0	5	4	6	2
0	7	2	3	1	5
1	6	3	2	0	4
2	5	0	1	3	7
3	4	1	0	2	6
3	6	7	5	1	2
2	7	6	4	0	3
1	4	5	7	3	0
0	5	4	6	2	1
7	2	3	1	5	6
6	3	2	0	4	7
5	0	1	3	7	4
4	1	0	2	6	5
6	7	5	1	2	4
7	6	4	0	3	5
4	5	7	3	0	6
5	4	6	2	1	7
2	3	1	5	6	0
3	2	0	4	7	1
0	1	3	7	4	2
1	0	2	6	5	3
7	5	1	2	4	3
6	4	0	3	5	2
5	7	3	0	6	1
4	6	2	1	7	0
3	1	5	6	0	7
2	0	4	7	1	6
1	3	7	4	2	5
0	2	6	5	3	4
5	1	2	4	3	6
4	0	3	5	2	7
7	3	0	6	1	4
6	2	1	7	0	5
1	5	6	0	7	2
0	4	7	1	6	3
3	7	4	2	5	0
2	6	5	3	4	1
1	2	4	3	6	7
0	3	5	2	7	6
3	0	6	1	4	5
2	1	7	0	5	4
5	6	0	7	2	3
4	7	1	6	3	2
7	4	2	5	0	1
6	5	3	4	1	0

상기 표의 경우 상기 디코딩 메트릭스 생성부는, 상기 상관 메트릭스 기록값이 0이 될 패이로드-개연성, 1이 될 패이로드-개연성, ..., 및 63이 될 패이로드-개연성을 계산하여, 디코딩 메트릭스를 생성한다.

상기 디코딩 메트릭스의 생성 과정을 자세히 설명하면, 표 4의 상기 패이로드 테이블의 한 행을 구성하는 단위 값들을 리딩하고, 각 단위 값의 열(column) 순차와 일치하는 열(column) 순차를 가지는 하기 표 5의 상기 상관 메트릭스의 구성요소들 중 각 단위값의 행 순차를 가지는 것을 선택한다. 그 결과 상기 상관 메트릭스에서 총 6개의 구성요소들이 선택되면, 선택된 6개의 구성요소의 값들을 합산하여, 상기 리딩한 행이 나타내는 패이로드값에 대한 패이로드-개연성값을 생성한다. 예컨대, 상기 패이로드 테이블 중 첫번째 행을 적용하는 경우에는 하기 표 5의 상관 메트릭스 구성요소 중 m00, m10, m20, m30, m40, m50에 해당하는 값들을 합산하며, 상기 패이로드 테이블 중 아홉번째 행을 적용하는 경우에는 m02, m14, m23, m36, m47, m55에 해당하는 값들을 합산한다.

이후, 상기 패이로드 결정부는 상기 패이로드 테이블의 64개의 행들에 대하여 구한 64개의 패이드로-개연성값들로 이루어진 디코딩 메트릭스에서 가장 큰 디코딩 메트릭을 선택하고, 선택된 디코딩 메트릭의 디코딩 메트릭스 상의 순번이 상기 상관 메트릭스에 실려있는 최종적인 패이로드로 결정된다.

이상을 통해 본 고안의 바람직한 실시예에 대하여 설명하였지만, 본 고안은 이에 한정되는 것이 아니고 특허청구범위와 고안의 상세한 설명 및 첨부한 도면의 범위 안에서 여러 가지로 변형하여 실시하는 것이 가능하고 이 또한 본 고안의 범위에 속하는 것은 당연하다.

예컨대, 상기 실시예에서는 제어 신호의 전송용으로 사용되는 타일에 본 고안의 사상을 적용한 경우로 구체화하여 설명하였지만, 데이터 신호의 전송용으로 사용되는 빈 등과 같은 무선 채널에 대하여도 마찬가지 방식을 적용할 수 있음은 자명하다.

또한, 상기 실시예에서는 6비트 패스트 피드백 신호를 전송하기 위한 구현으로 구체화하여 설명하였지만, 본 고안의 사상을 4비트 패스트 피드백 신호의 전송을 위해 구현하거나, 1비트의 ACK/NACK 신호의 전송을 위해 구현할 수 있다. 규격에 따른 4비트 패스트 피드백 신호에 대한 6개의 벡터 인덱스열의 출력값은 하기 표 6에 도시한 바와 같으며, 규격에 따른 1비트 ACK/NACK 신호에 대한 3개의 벡터 인덱스열의 출력값은 하기 표 7에 도시한 바와 같다. 하기 표 6 및 표 7의 신호들은 상기 실시예에서 설명한 것보다 단순한 구조를 가지는 바, 상기 실시예로부터 용이하게 유추가능하므로 구체적인 구현예의 설명은 생략한다.

상기와 같은 본 고안의 디코더를 실시함에 의해, 신호가 전송되는 무선 채널에 대한 채널추정 결과로 수신되는 무선 신호를 보정함으로써, 보다 구조가 단순한 코히어런트 방식으로 수행하게 하는 효과가 있다.

따라서, 본 고안은 디코더의 구조를 단순화하는 효과 및 디코더가 설치되는 기지국 장비의 하드웨어 부담을 경감하는 효과가 있다.

Claims

수신된 QPSK 모듈레이션된 신호를 버퍼링하기 위한 수신 버퍼;

파일럿 신호에 대한 채널추정 결과에 따라 상기 수신 신호를 보정하기 위한 무선 채널 추정/보상부;

상기 수신 버퍼에 버퍼링된 수신 신호로부터 상관 메트릭스를 생성하기 위한 상관 메트릭스 생성부; 및

상기 상관 메트릭스로부터 얻어진 디코딩 메트릭을 이용하여 디코딩을 수행하기 위한 디코딩 수행부

를 포함하는 OFDMA 방식을 지원하는 시스템의 디코더.
제2항에 있어서, 상기 상관 메트릭스는,

상기 보상된 수신 신호의 타일 또는 빈 단위로 8개의 기본 벡터 세트를 각각 내적하여 구해지는 것을 특징으로 하는 OFDMA 방식을 지원하는 시스템의 디코더.
제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 디코딩 수행부는,

모든 패이로드 후보값에 대하여 지정된 상기 상관 메트릭스의 일부 집합을 합산하여 디코딩 메트릭스를 생성하기 위한 디코딩 메트릭스 생성부; 및

상기 디코딩 메트릭스 중 가장 큰 값을 가지는 메트릭으로부터 패이로드를 결정하기 위한 디코딩 결정부

를 포함하는 OFDMA 방식을 지원하는 시스템의 디코더.
제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 디코딩 수행부는,

상기 상관 메트릭스의 실수값을 이용하여 상기 디코딩 메트릭을 생성하는 것을 특징으로 하는 OFDMA 방식을 지원하는 시스템의 디코더.
제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 상관 메트릭스 생성부는,

보상된 수신 신호의 실수값을 이용하여 상기 상관 메트릭스를 생성하는 것을 특징으로 하는 OFDMA 방식을 지원하는 시스템의 디코더.
제1항 또는 제2항에 있어서,

상기 상관 메트릭스를 저장하기 위한 상관 메트릭스 버퍼를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 OFDMA 방식을 지원하는 시스템의 디코더.
제1항 또는 제2항에 있어서,

상기 수신 신호에 대한 상관 메트릭 계산에 필요한 기본 벡터를 생성하기 위한 기본 벡터 생성부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 OFDMA 방식을 지원하는 시스템의 디코더.
제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 디코딩 수행부는,

모든 패이로드 후보값에 대하여 구해진 디코딩 메트릭스 중 가장 큰 값을 가지는 메트릭을 선택하는 것을 특징으로 하는 OFDMA 방식을 지원하는 시스템의 디코더.
제8항에 있어서, 상기 디코딩 수행부는,

행의 차수가 상기 패이로드 후보값이 되며,

각 행은 상기 상관 메트릭스 중 상기 각 패이로드 후보값에 대한 디코딩 메트릭을 구할때 사용되는 부분 집합을 기록한 패이로드 테이블을 포함하는 것을 특징으로 하는 OFDMA 방식을 지원하는 시스템의 디코더.
제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 QPSK 모듈레이션된 신호는,

피드백 메시지 또는 수신 확인 메시지를 포함하는 것을 특징으로 하는 OFDMA 방식을 지원하는 시스템의 디코더.