KR20040023577A - 적응 포워드 에러 정정을 제공하는 장치 및 방법 - Google Patents

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KR20040023577A
KR20040023577A KR10-2003-7007667A KR20037007667A KR20040023577A KR 20040023577 A KR20040023577 A KR 20040023577A KR 20037007667 A KR20037007667 A KR 20037007667A KR 20040023577 A KR20040023577 A KR 20040023577A
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모토로라 인코포레이티드
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Abstract

노이즈 버스트들 및 이들이 일어나는 레이트에 기초한 적응형 포워드 에러 정정 기술을 개시하고 있다. 포워드 에러 정정 파라미터들은 노이즈 버스트 지속 기간 및 주기를 기술하는 통계들을 이용하여 결정된다. 노이즈 버스트의 발현, 지속 기간 및 주기는 디코딩 처리 동안에 계산된 에러 벡터 크기에 의해 결정된다.

Description

적응 포워드 에러 정정을 제공하는 장치 및 방법{Apparatus and method for providing adaptive forward error correction}
디지털 형태에서 정보의 전송은 지수적인 레이트로 계속해서 성장하고 있다. 텍스트, 비디오, 오디오, 및 멀티미디어를 포함하는 아날로그 정보는 무선 또는 유선에 기초한 통신 네트워크를 통한 전송을 위해 디지털화된다. 일반적으로, 기저대역 통신 방식들의 예외를 통해, 디지털 정보는 통신 매체를 통한 효율적인 전송을 위해 라디오 주파수 캐리어에 걸쳐 변조된다. 상기 정보는 연속적으로 통신 링크들을 통해 또는 패킷들로 전달될 수 있고, 또한 다중 사용자에 의한 채널의 보다 효율적인 사용을 제공하도록 시간 또는 주파수 다중화될 수 있다.
본 발명은 일반적으로 데이터 통신과, 데이터 통신 시스템들 및 장치들, 보다 구체적으로는 데이터 통신 시스템에서 최적화된 포워드 에러 정정을 적합하게 제공하는 장치 및 방법에 관한 것이고, 최적화는 노이즈 버스트들의 예측된 발생에 기초한다.
도 1은 본 발명에 따른 통신 시스템을 예시하는 블록도.
도 2는 에러 벡트 크기 슬라이딩 윈도우들의 예시를 도시하는 도면.
도 3은 공통 수신기 구조를 도시하는 블록도.
도 4, 도 5, 및 도 6은 본 발명의 지침들을 구현하는 흐름도.
디지털적으로 인코딩된 비디오, 음성, 및 데이터의 다른 형태를 활용하는 한가지 그러한 특정 통신 시스템으로는 일리노이 샤움버그의 Motorola, Inc.에 의해 현재 전개되고 잇는 CableCommTM시스템이 있다. CableCommTM시스템에 있어서, 하이브리드 광 화이버 및 동축 케이블은, 예를 들어 케이블 텔레비전 기능을 갖는, 주택에 배치된 개인 가입자 액세스 유닛들과 같은 수신 스테이션들에 실질적인 대역폭을 제공한다. 또한, 동축 케이블들은 제어, 수신, 및 전송 장비가 존재하는 중앙 위치("헤드 엔드(head end)"로서 지칭됨)에서 터미네이팅(terminating)하는 화이버 광 케이블들에 접속된다. 헤드 엔드 장비는, 인터넷, 온라인 서비스들, 전화 네트워크들, 비디오/영화 가입자 서비스들과 같은, 임의의 다양한 네트워크 또는 다른 정보 소스들에 접속될 수 있다. CableCommTM시스템을 통해, 디지털 데이터는 다운스트림 방향으로 헤드 엔드로부터 개인 사용자들로, 또는 업스트림 방향으로 사용자로부터 헤드 엔드로 전송될 수 있다.
CableCommTM시스템의 일 실시예에 있어서, 다운스트림 데이터는 88-860 MHz의 주파수 스펙트럼에서 6 MHz 대역폭 채널들을 통해, 30 Mbps(초당 메가비트)의 레이트에서 64 쿼드러처 진폭 변조("QAM")를 사용하여 전송된다. 업스트림 방향 보다 다운스트림 방향으로 전송되는 데이터의 현저하게 더 큰 양에 대해 비대칭적 요구들을 기대하는 경우, 보다 적은 용량이 업스트림 데이터 전송에 제공된다. 업스트림 채널은 2 bit/symbol을 갖는 384 k symbols/sec의 심볼 레이트를 통해 5-42MHz로부터 주파수 대역에서 PI/4 차동 쿼드러처 위상 편이 방식(PI/4-DQPSK) 변조를 이용한다. 또한, 상기 통신 시스템은 멀티포인트 구성, 즉 엔드 사용자들에 다운스트림을 전송하는 하나 또는 그 이상의 헤드 엔드 스테이션들과, 헤드 엔드로 업스트림을 전송하는 많은 엔드 사용자들을 갖도록 설계되어 있다. 상기 통신 시스템은 비디오 또는 텍스트 파일들과 같은, 인코딩된 데이터의 패킷들을 독립적으로 전송하고 수신하는 사용자들을 통한 비동기 전송을 위해 설계되어 있다. 일반적으로, 이러한 데이터 유형의 전송은 전용 또는 회로 스위칭된 접속을 통해 정보의 동기 스트림들과 함께 다소 연속적으로 전송하기 보다는, 헤드 엔드에서 설정된 폴링(polling), 경합(contention), 또는 다른 프로토콜들에 따라 선택된 채널들에 걸쳐 불확정한 간격들에서 데이터를 수신하거나 전송하는 사용자들을 갖는 버스트 방식(bursty)이다.
비동기 데이터 전송에 대해서는, 수신기에 의해 신뢰성 있는 검출을 위해 인식가능한 프레임들 또는 패킷들로 데이터를 구성하는 것이 바람직하다. CableCommTM시스템에 있어서, 데이터 패킷의 프리앰블(preamble)은 정확한 데이터 수신 및 디코딩을 보증하도록 타이밍 및 동기화 정보를 포함한다. 타이밍 정보는, 보안(암호화)과, 에러 검출 및 정정을 위해 인코딩될 수 있는 소스 정보 또는 애플리케이션 정보에 우선한다. 포워드 에러 정정 체크섬(checksum) 정보(소스 정보 또는 애플리케이션 정보에 부가된 비트의 형태로)는 에러 검출 및 에러 정정 양자를 허용한다.
전송 채널에서의 손상들 및 통신 장치들 내에서의 실패들은 필연적으로, 하나 또는 그 이상의 비트에서의 에러들(전송된 워드의 정보 일부에서 상기 에러들이 발생할 때 특히 성가신)을 생성하므로, 수신 엔드에서 디코딩 처리 동안 그러한 에러들을 검출하고 가능한한 정정하는 것이 바람직하다. 에러 검출 및 정정의 기본적인 전제(포워드 에러 정정으로서 언급됨)는 정보 데이터 이외에, 체크 비트(또는 체크 바이트, 체크섬 비트이거나, 포워드 에러 정정 비트)로서 언급되는 추가적인 비트를 전송하는 것이다. 포워드 에러 정정은, 정보만을 전송하기 위해 필요한 것 이상의 비트의 전송을 요구하고, 이러한 비트는, 에러 검출 및 정정 처리들이 수신 엔드에서 수행될 수 있도록 전송된 워드에 부가된다.
에러 정정 정보의 포함으로부터 일어나는 한가지 어려운 점은 데이터 전송에 대해 오버헤드를 부가하는 전체적인 워드 또는 패킷 사이즈의 부수적인 증가이고, 그에 따라 데이터 스루풋(through-put)을 감소시킨다. 또한, 에러 정정 정보의 포함은 통상적으로, 체크 섬 워드를 디코딩하고, 필요한 경우 데이터 워드에서 에러들을 정정하기 위해 수신 엔드에서 소비되는 여분의 시간으로 인해, 시스템 응답 시간 또는 지연을 증가시킨다. 적어도 어느 정도까지 여분의 에러 정정 오버헤드를 억제하기 위해, 포워드 에러 정정 파워로 지칭되는, 정정될 수 있는 데이터 에러들의 수가 통신 시스템의 필요로되는 성능 요구들에 부합하도록 선택된다. 그러나, 시스템에 의해 초래되는 오버헤드의 양은 선택된 포워드 에러 정정 파워에 직접적으로 비례한다. 포워드 에러 정정 파워가 "과도한", 낮은 노이즈 상태들과 같은 특정 상황들이 존재할 수 있으므로, 보다 높은 데이터 처리율이 포워드 에러 정정 파워를 감소시킴으로써 달성될 수 있다. 그러나, 불충분한 정정 파워가 인가되는 경우, 전체 시스템 스루풋 성능은, 정정 방식이 정정할 수 없는 전송된 데이터에서의 에러들로 인해 손해를 입을 것이고, 그에 따라 정정될 수 없는 워드들의 재전송을 필요로한다. 이상적으로, 인가된 정정 파워는 통신 채널의 손실 레벨에 매칭되어야 한다.
에러 정정 기능을 제공하는 다양한 종래 기술 방법들이 공지되어 있지만, 통상적으로 이러한 방법들은, 기대되는 것 보다 낮은 노이즈 상태들이 존재할 때 응답 지연을 감소시키고 데이터 처리율을 증가시키기 위한 가능한 기회들 및 채널의 특정 노이즈 상태들과 상관없이, 고정된 에러 정정 기능을 이용한다.
채널 상의 노이즈 레벨들 또는 손실이 시간에 따라 변화할 수 있기 때문에, 정확한 데이터 수신을 위해 충분한 에러 정정을 제공하는 적응가능하고 유동적인 에러 정정 기능은 증가된 데이터 처리율에 대한 오버헤드를 동시에 최소화하는 동안 요구된다. 본 발명의 양도인에게 양도된 미국 특허 제 5,699,365호에서는 적응가능하고 유동적인 에러 정정 기능의 제한된 정도를 제공한다. 상기 특허에 개시되어 있는 장치 및 방법은 통신 채널의 파라미터를 모니터링하고, 실제 파라메트릭 값과 문턱값을 비교한다. 모니터링된 파라미터가 문턱값 내에 있지 않은 경우, 포워드 에러 정정의 추가적인 정도는 전송된 비트 스트림에 부가된다. 불리하게는, 이러한 종래 기술 메카니즘에서는 주어진 통신 채널을 통해 주어진 시간에 인가될 최적의 포워드 에러 정정 파워를 양적으로 결정하기 위한 능력이 부족하다. 종래 기술은 에러 텀(error term), 특히 비트 에러, 패킷 에러, 프레임 에러 등의 결과로서 포워드 에러 정정 파라미터들을 수정하는데 집중되어 있다. 또한, 그러한 접근 방식은 새로운 노이즈 상태들에 천천히 적응시킴으로써 최상의 해결책에 도달하고, 최상의 포워드 에러 정정 구성의 즉각적인 평가를 형성하지는 않는다. 본 발명은 포워드 에러 정정을 위한 최적화된 파라미터들을 선택하도록 노이즈에 특징을 지우고 노이즈 특성들을 분석함으로써 이러한 문제를 설명한다. 본 발명은 시간에 따라 적응시켜야 하는 전통적인 피드백 제어 루프에 의존하지 않는다.
본 발명은 첨부된 도면 및 양호한 실시예들의 기술을 통해 보다 쉽게 이해되고, 본 발명의 이점들 및 사용법 또한 보다 명백해질 것이다.
본 발명에 따른 특정 포워드 에러 정정 방법 및 장치를 상세히 기술하기 이전에, 본 발명에는 우선적으로 에러 정정과 관련된 단계들 및 장치의 조합을 통해 존재한다는 것을 알아야 한다. 따라서, 하드웨어 구성요소들 및 방법의 단계들은, 본 명세서에서 기술의 이익을 갖는 당업자에게 보다 명백할 구조적인 세부사항들을 통해 설명을 모호하게 하지 않도록 본 발명에 적절한 특정 세부사항들만을 나타내는 도면들에서의 종래 요소들에 의해 표현되어 진다.
상기 언급된 바와 같이, 통신 채널 상의 버스티(bursty) 또는 임펄스 노이즈, 예를 들어 채널 상에 갑자기 나타나고, 상대적으로 짧은 지속 시간을 가지며, 이어서 갑자기 사라지는 노이즈의 출현에 따른 통신 시스템에서의 적응 포워드 에러 정정을 제공하기 위한 방법 및 장치에 대한 요구가 존재한다. 여러 그러한 노이즈 버스트들은, 채널이 어떤 기간 동안 조용한 후에 빠르게 연속적적으로 발생할 수 있다. 특정 종래 기술들은 노이즈 버스트를 적응시키고, 버스트가 끝난 후에 재적응시키기 위해 상대적으로 오래 걸릴 수 있다. 본 발명에 따른 장치 및 방법은 노이즈 버스트들의 지속 기간 및 기간의 통계적 특성들을 결정하고, 이어서 노이즈의 영향들을 극복하도록 요구되는 최적 포워드 에러 정정 파라미터들을 결정한다. 그러므로, 본 발명은 동적으로 변하는 노이즈 환경에서 향상된 포워드 에러 정정을 제공한다. 오버헤드 및 지연을 최소화하여 증가된 데이터 스루풋을 제공하는 동안, 통계적 기술들은 포워드 에러 정정 파라미터들을 설정하기 위해 활용되고, 그에 의해 포워드 에러 정정 파라미터 최적화를 향상시킨다(향상된 노이즈 특성화로 인해). 유리하게는, 본 발명의 장치 및 방법은 통신 채널 상의 노이즈에 관련된 상태들을 변경하는 것에 예측적으로 응답하고, 그러한 예측들에 기초하여 최적 포워드 에러 정정 파워를 확립한다.
도 1은 본 발명의 지침들에 따른 통신 시스템(100)을 예시하는 블록도이다. 통신 시스템(100)은 통신 매체(115)를 통해, 트랜시버들로서 동작하는 일 실시예에서, 복수의 제 2 스테이션들(110, 112, 114, 116)에 결합되는, 일 실시예에서 제 1트랜시버인 제 1 스테이션(101)을 포함한다. 양호한 실시예에서, 통신 매체(115)는 광 화이버 및 동축 케이블들을 포함하는 하이브리드 네트워크이다. 당업자에게 공지된 바와 같이, 다른 실시예들에서, 통신 매체는 동축 케이블, 화이버 광 케이블, 트위스트된 쌍 구리 선들일 수 있고, 또한 무선 및 위성 방식 통신을 위해 공기, 대기, 또는 스페이스를 포함할 수 있다. 또한, 제 1 스테이션(101)은 인터넷, 온라인 서비스들, 전화 및 케이블 텔레비전 네트워크들, 및 다른 통신 시스템들과 같은 네트워크들을 포함할 수 있는 네트워크(105)에 결합된다. 다른 실시예들에서, 제 2 스테이션들(110, 112, 114, 116)은 하나 이상의 제 1 스테이션에 접속될 수 있고, 또한 상기 언급된 바와 같은 복수의 통신 미디어에 의해 각각의 제 1 스테이션에 접속될 수 있다. 또한, 네트워크(105)는, 독창적인 개념들이 통신 매체(115)를 통해 활용될 수 있는 바와 같이, 본 발명의 요구되는 요소가 아니다.
양호한 실시예에서, 통신 매체(115)는 복수의 통신 채널을 갖거나 지원한다. 참조하기 쉽도록, 제 1 스테이션(101)이 제 2 스테이션(114)과 같은 제 2 스테이션에 정보 신호들 또는 다른 데이터를 전송하는 통신 채널들은 다운스트림 채널들로서 지칭된다. 유사하게는, 제 2 스테이션(114)이 제 1 스테이션(101)에 정보 신호들 또는 다른 데이터를 전송하는 통신 채널들은 업스트림 통신 채널들로서 지칭된다. 당업자에게 공지된 바와 같이, 업스트림 및 다운스트림 채널들은 동일한 물리적 채널(예를 들어, 시간 분할, 주파수 분할이나, 또는 코드 분할 다중화의 사용을 통해)일 수 있거나 개별적인 물리적 채널들일 수 있다. 또한, 이러한 다양한 채널들은 업스트림 및 다운스트림 방향들 이외에, 다른 방식들로 논리적으로 분할될 수있다. 상기 언급된 바와 같이, CableCommTM시스템의 양호한 실시예에서, 통신 매체는 88-860 MHz의 주파수 스펙트럼에서의 다운스트림 채널들, 및 5-42 MHz의 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 채널들을 갖는 하이브리드 화이버 동축 케이블이다.
본 발명의 특정 애플리케이션에 따라서, 제 1 스테이션(101)은 하나 또는 그 이상의 제 2 스테이션들(110, 112, 114, 116)을 통해 포인트 대 포인트(point-to-point) 또는 포인트 대 다중포인트(point-to-multipoint) 통신을 위한 간단한 송신기일 수 있다. 또다른 실시예에서, 제 1 스테이션(101)은 제 2 스테이션들(110, 112, 114, 116)을 갖는 포인트 대 포인트 및 포인트 대 다중포인트 통신을 위한 양방향 트랜시버일 수 있다. 제 1 스테이션(101)이 CableCommTM시스템의 요소인 실시예에서, 제 1 스테이션(101)은 업스트림 및 다운 스트림 방향들 양자에서 차분된 신호들을 제공하도록 제 2 스테이션들(110, 112, 114, 116)의 각각을 통해 양방향으로의 통신을 위한 복수의 프로세서들, 메모리 유닛들, 수신기들, 및 송신기들을 포함한다. 하나 또는 그 이상의 프로세서들은 폴링 메세지들 또는 긍정 응답 메세지들과 같은, 업스트림 및 다운스트림 데이터 프로토콜들과 관련된 함수들을 제공한다. 본질적으로, 상기 프로세서들은 제 1 스테이션(101)과 관련된 다양한 함수들을 제어한다. 각각의 수신기들은 포워드 에러 정정 및 주기적 용장성 정정 바이트를 디코딩하고 변조하기 위해 Motorola 68302 프로세서, Motorola 56000 시리즈 디지털 신호 프로세서, 일리노이 샤움버그의 Motorola로부터 사용가능한 ZIF SYN 집적 회로와, California, Milpitas의 LSI Logic로부터 사용가능한 LSI LogicL64714(리드 솔로몬 디코더)를 포함할 수 있다. 양호한 실시예에서, 또한 구현된 함수들에 따라, 각각의 송신기들은 포워드 에러 정정 및 주기적 용장성 체크들을 위해 코딩 및 변조하기 위한 Motorola 68302 프로세서, Motorola 56000 시리즈 디지털 신호 프로세서, ZIF SYN 집적 회로와, LSI Logic L64711(리드 솔로몬 인코더)를 포함할 수 있다. 결과적으로, 본 명세서에서 사용되는 바와 같이, 제 1 스테이션(101)은 구현되거나 될 수 없는 추가적인 특징 및 특정 하드웨어 구현들에 상관없이, 데이터와 다른 신호 수신 및 전송의 모든 함수들을 수행할 수 있다. 마지막으로, 제 1 스테이션은 네트워크(105)가 존재하는 그러한 실시예들에서 네트워크(105)와 인터페이싱하도록 네트워크 인터페이스 장치(본 기술 분야에 공지됨)를 포함한다. 공동으로 양도된 미국 특허 제5,699,365호(상기 언급된 바와 같은)에는 CableCommTM시스템 애플리케이션에는 사용되는 바와 같은 제 1 스테이션(101)의 추가적인 세부사항들에 대해 설명되어 있다.
그와 마찬가지로, 각각의 제 2 스테이션(110, 112, 114, 116)은 통신 미디어(115)를 통해 양방향 통신을 수신하고 보내기 위해 프로세서 및 메모리 유닛을 포함한다. 또한, 각각의 제 2 스테이션은 제 2 스테이션에 의해 수신된 디지털 데이터를 처리하도록 데이터 터미널 장비에 접속될 수 있다. 일 실시예에서, 제 2 스테이션들(110, 112, 114, 116)의 구성요소들은 특정 하드웨어 구현에 상관없이 QAM 복조 및 포워드 에러 정정 디코딩(다운스트림 신호들을 위한), QPSK 변조 및 포워드 에러 정정 인코딩(업스트림 전송을 위한)과, 전송 레벨 및 주파수 조정과같은 함수들을 수행한다. 양호한 실시예에서, 각각의 제 2 스테이션들(110, 112, 114, 116)을 제어하기 위한 프로세서는 결합된 메모리를 포함하는 Motorola M68302 프로세서(또한, 통합된 다중프로토콜 프로세서로도 공지됨)이다. 상기 프로세서는 컴퓨터, 워크 스테이션, 또는 다른 데이터 터미널 장비로의 접속을 위해 이더넷 포트 또는 RS232 인터페이스에 결합된다. 또한, 상기 프로세서는 통신 매체(115)를 통한 통신을 위해 채널 인터페이스 유닛에 결합된다. 구현된 함수들에 의존하는 채널 인터페이스 유닛은 상술된 함수들을 수행하도록 Motorola 68HC11 집적 회로, ZIF SYN 집적 회로, California, Irvine의 Broadcom으로부터 사용가능한 Broadcom BCM 3100 QAMLink 집적 회로, Motorola TxMod 집적 회로와, LSI Logic L64711 및 L64714를 포함할 수 있다. 공동으로 양도된 미국 특허 제5,699,365호(상기 언급된 바와 같음)에는 CableCommTM시스템에서 사용되는 바와 같은 제 2 스테이션들(110, 112, 114, 116)의 추가적인 세부사항들에 대해 설명되어 있다.
상술된 바와 같이, 양호한 CableCommTM시스템에서 통신 매체의 업스트림 채널들은 5 및 42 MHz 사이의 주파수 범위에 있고, 다중 노이즈 소스들로부터 간섭에 민감할 수 있다. 유사하게는, 무선 통신 시스템들은 랜덤 및 예측불가능한 기저 상의 채널을 분열시키는 노이즈 소스들에 민감하다. 포워드 에러 정정은 노이즈 또는 다른 왜곡들에 의해 야기될 수 있었던 데이터 전송 에러들에 대해 보상하도록, 통신 채널에서, 예를 들어 양호한 실시예와 관련하는 업스트림 채널 상에서 양호하게 활용된다. 포워드 에러 정정은 데이터의 전송 동안 발생할 수도 있었던 에러들의특정 유형들 및 크기들을 검출하고 정정하도록 수신기에 허용하기 위해 정보 비트 또는 애플리케이션 비트에 부가되는 에러 정정 코드를 포함한다. 제 2 스테이션(112)과 같은 전송 유닛은 정보 또는 애플리케이션 비트로부터 에러 정정 코드를 생성하고 전송을 위해 정보 또는 애플리케이션 비트에 에러 정정 코드를 부가한다. 제 1 스테이션(101)과 같은 수신 유닛은 정보 데이터에서 수신된 에러들을 검출하고 에러 정정 비트(또는 바이트)의 수에 의해 허가되는 만큼 많은 검출된 에러들을 정정하도록 에러 정정 코드를 사용한다. 결과적으로, 상기 데이터의 수신 이전에, 수신 유닛은, 적절한 디코딩 및 에러 정정이 상기 수신기에서 달성될 수 있도록 상기 송신기에서 활용되는 에러 정정 코드의 유형을 알아야 한다. 포워드 에러 정정 파라미터들의 이러한 교환은, 공동으로 소유된 미국 특허 제5,699,365호에 제시되고 청구된 바와 같이, 통신 링크의 품질에서의 변화들과 동시에 일어나는 고정된 주기적 간격들 또는 산발적인 간격들에서 발생하는 파라미터 교환 메세지 시퀀스 동안, 이전 배열에 의해 달성될 수 있다.
본 발명의 양호한 실시예는 업스트림 채널 상에서 사용되는 것과 같은 포워드 에러 정정을 위해 리드 솔로몬 에러 정정 코드의 최적화를 허용한다. 다운스트림 채널은 가변 인터리버(interleaver)와 리드 솔로몬 에러 정정 코드를 사용한다. 리드 솔로몬 에러 정정 코드는, 에러 정정 코드가 데이터의 고정된 크기 블록을 통해 계산되는 블록 에러 정정 코드이다. 통상적으로, 리드 솔로몬 코드는 파라미터 쌍(n, k)에 의해 명시되고, 여기서 "n"은 코드 워드 크기이고 "k"는 블록 크기(즉, 정보 바이트의 수)이다. 그러므로, n 바이트 코드워드는 k 정보 바이트와 (n-k) 에러 정정 코드 바이트를 합산하여 구성된다. 리드 솔로몬 코드에 의해 정정될 수 있는 심볼 에러들의 최대수(심볼이 통상적으로 하나의 8 비트 바이트) t는 t=(n-k)/2이다. 하나의 일반적으로 사용되는 리드 솔로몬 코드는 (128, 122) 코드이고, 여기서 코드 워드 크기는, 각각의 코드 워드가 122 정보 바이트 및 6 에러 정정 코드 바이트를 포함하는 128 바이트이다. 그러므로, 이러한 데이터 상에서 동작하는 디코더는 128 바이트 코드 워드에서 3개의 다른 바이트 에러들까지 정정할 수 있다. 개별적으로, 3개의 바이트 에러들은 연속적인 바이트 내에 존재할 필요가 없다는 것을 의미한다. 본 발명의 지침들은 연결된 코드들과 관련하여 사용되는 블록 코드들 또는 다른 블록 코드들과 같은, 다른 에러 정정 코드들에 적용될 수 있다.
통상적인 종래 기술 포워드 에러 정정 구현에 있어서, 포워드 에러 정정 파라미터들은 통신 채널 상의 기대되는 노이즈의 측정 레벨에 대해 보상하도록 미리 결정되고 고정된 값으로 설정된다. 노이즈 레벨이 기대되는 레벨 위로 증가하는 경우, 포워드 에러 정정 방식은 모든 전송 에러들을 정정할 수 없을 것이다. 그러므로, 정정된 데이터는 재전송되어야 하고, 최악의 경우에 있어서는 통신 채널이 더 이상 사용가능하지 않을 수 있다. 데이터 처리율은 재전송 시간으로 인해 현저하게 감소되거나, 최악의 경우에는 제거된다. 유사하게는, 노이즈 레벨이 기대되는 레벨 이하로 감소하는 경우, 인식된 데이터 처리율은 필요하지 않은 정정 바이트의 과도한 수의 전송으로 인해 채널에 의해 지원되는 최대 처리율 이하일 것이다.
포워드 에러 정정 파라미터들을 확립하는 것은 에러 정정 코드에 의해 부가된 오버헤드의 양(왜냐 하면 에러 정정 코드들은 정보를 위해 이용되었을 수 있는 대역폭을 활용하고 따라서 정보 스루풋을 감소시키기 때문) 및 채널 조건들에 기인하여 필요로 하는 에러 정정의 양(재전송의 회피를 통해 데이터 스루풋을 증가시키는 역할을 함)의 균형을 맞추는 것을 필요로 한다. 최적의 상황에서, 주어진 통신 채널을 통한 정보의 스루풋을 최대화하기 위해, 에러 정정 코드는 기존의 노이즈 레벨을 보상하도록 그 이상도 그 이하도 아닌 정확히 충분한 에러 정정을 활용할 수 있다. 보다 더 많은 에러 정정 능력은 필요하지 않는 에러 정정 코드들을 전송하는 초과 오버헤드에 기인하여 스루풋을 낮게 한다. 불충분한 포워드 에러 정정 파워는 에로로 수신된 정보의 재전송에 의해 생성된 오버헤드로 인해 스루풋을 낮게 한다. 그러나, 통신 채널상의 노이즈 레벨은 시간에 대해 변화하고, 따라서 임의의 주어진 기간에 최적치보다는 적은 포워드 에러 정정 파라미터들의 고정된 세트의 선택을 하게 한다. 상술한 바와 같이, 하나의 종래 기술의 방법은, 통상적인 또는 기대된 노이즈 레벨을 보상하도록 포워드 에러 정정 파라미터들의 고정된 세트를 선택하지만, 노이즈가 지정된 문턱값을 초과할 때 통신 채널을 이용하는 것을 중단시킨다. 명백하게는, 고정된 에러 정정 코드 파라미터들을 활용하는 이 종래 기술의 방법은 제한된 수의 통신 채널들이 사용가능한 상황에서 최적은 아니다. 또한, 통신 장비, 예컨대 통신 시스템의 수신기에 의해 도입된 스루풋 딜레이나 지연을 최소화하는 것이 중요하다. 예컨대, 폴링된 프로토콜에서의 스루풋 지연은 포워드 에러 정정 디코딩에 앞서는 폴링 메시지의 전송 및 포워드 에러 정정 디코딩에 이어지는 폴링 메시지에 대한 응답의 수신 사이의 시간으로서 규정될 수 있다. 포워드 에러 정정 코드들은 통상적으로 에러 정정 디코딩 및 디코딩에 대한 처리 및 연산 시간 요건으로 인해 통신 장비에서 추가적인 스루풋 지연을 도입한다. 스루풋 지연의 양은 통상적으로 코드의 에러 정정 파워에 비례한다. 예컨대, 인터리빙/디인터리빙 처리에 의해 도입된 지연은 인터리버 깊이에 비례하고, 리드 솔로몬 디코딩/디코딩 처리에 의해 도입된 지연은 코드 워드 크기 및 에러 정정 바이트 수에 비례한다. 또한 블록 포워드 에러 정정 코드들을 활용할 때, 전체 코드 블록은 디코딩이 완료될 수 있게 되기 전에 수신되므로, 최종 비트의 수신에 앞서 전송의 제 1 비트를 정정하는 것이 불가능하다.
아래에서 보다 상세히 기술되듯이, 본 발명의 장치 및 방법은 노이즈 버스트 지속 기간 및 노이즈 버스트 히트(hit) 또는 발현의 레이트의 예측들에 기초하여 2개 이상의 데이터 통신 스테이션들 간의 통신 채널에서 포워드 에러 정정 파라미터들을 변경하는 기술을 제공한다. 노이즈 버스트의 지속 기간 및 레이트는 수신된 신호의 에러 벡터 크기로부터 계산된 통계들 및 수집된 샘플들에 기초하여 예측된다. 포워드 에러 정정 구성 파라미터들은 이들이 동적으로 변할 때 수신 및 전송 스테이션들 간에 통신된다.
본 발명의 지침들이 적용되는 데이터 스트림은 코드 워드라고도 칭하여지는 포워드 에러 정정 프레임으로 분할된다. 각각의 코드 워드는 두 개의 부분들, 즉 정보를 수신 스테이션에 전송하고 에러들이 일어나는 경우에 정정될 인가 또는 정보 데이터 부분, 및 수신 스테이션이 인가 또는 정보 데이터에서 에러들을 검출하여 정정할 수 있게 하는 에러 정정 부분으로 분할된다. 코드 워드의 에러 정정 부분은 또한 정정 바이트, 체크 바이트, 또는 체크섬으로도 칭하여진다. 임의의 포워드 에러 정정 체계의 정정 파워는 정정 바이트들의 수를 증가시키거나, 전체 코드 워드 길이를 감소시키거나 이들 동작들 모두를 행하는 것에 의해 증가될 수 있다. 그러나, 포워드 에러 정정 파워를 증가시키는 것은 에러 정정 오버헤드 바이트들의 증대된 수의 결과로서 최대 채널 데이터 스루풋을 감소시킨다. 이와 유사하게, 포워드 에러 정정 파워를 감소시키는 것은 보다 낮은 포워드 에러 정정 오버헤드의 직접적인 결과로서 최대 데이터 스루풋을 증가시킨다. 마지막으로, 레이턴시는 에러 정정 바이트의 수나 코드 워드 길이가 감소할 때마다 감소된다. 통신 채널내의 데이터 비트들을 훼손시키는 노이즈 버스트들의 레이트 및 지속 기간은 선험적으로 알려져 있고 일정한 이상계에서는, 2개의 포워드 에러 정정 파라미터들, 코드 워드 길이(CW_LENGTH) 및 정정 바이트들의 수(CB_LENGTH)는 다음과 같이 계산된다.
CW_LENGTH = (각 노이즈 버스트의 시작 사이의 비트 수)/8 (1)
CB_LENGTH = 2*(ROUND_UP((비트에서의 각 노이즈 버스트의 지속 기간)/8)
+ 1) (2)
식 (1)에 따르면, CW_LENGTH는 노이즈 버스트 주기와 같고, 연속 노이즈 버스트들의 시작 사이에서 일어나는 바이트들의 수로서 규정된다. CW_LENGTH에 대해 이 값을 이용하는 것은 각각의 코드 워드가 하나의 단일 노이즈 버스트에 의해 인터럽트될 것임을 보증한다. 정정 바이트들의 수(CB_LENGTH)는 노이즈 버스트의 지속 기간 동안에 일어나는 모든 바이트 에러들의 정정을 확실하게 하도록 계산되고,상기 식 (2)로 주어진다. 리드 솔로몬 포워드 에러 정정 알고리즘은 전체 바이트들에 대해 동작한다. 노이즈 버스트가 일 바이트에서 하나의 비트를 스팬(SPAN)하는 경우, 전체 바이트는 훼손된 것으로 간주된다. 그러므로, 계산된 CB_LENGTH는 바이트 경계상에서 정확하게 시작하거나 끝나지 않는 노이즈 버스트들을 고려해야 한다. (ROUND_UP 함수 및 "+1"은 그러한 노이즈/바이트 불일치에 대해 정정한다.) 2 인수에 의한 곱셈이 필요한데, 그 이유는 리드 솔로몬 포워드 에러 정정 알고리즘이 정정될 정보 바이트들의 수만큼 많은 체크 바이트들을 2회 필요로 하기 때문이다. 이들 식에 따르면, 통신 매체(115)는 CB_LENGTH와 같은 에러 정정 바이트들의 수가 뒤따르는 각각의 코드 워드 전송 동안에 (CW_LENGTH - CB_LENGTH) 정보 또는 인가 데이터 바이트의 전송을 지원한다. 물론, 노이즈 버스트 지속 기간 및 주기는 미리 알려져 있지 않고 일정하지도 않으므로, 그것들은 본 발명의 지침에 따라 통계적으로 추정되어야한다.
본 발명은 수신기의 슬라이서(slicer) 기능(아날로그 신호가 디지털 비트 스트림으로 변환되는 지점)에 의해 제공된 에러 벡터 크기(슬라이서 에러라고도 칭함)를 이용하여 노이즈 버스트들의 주기 및 지속 기간을 결정한다. 에러 벡터 크기는 아날로그 형태로의 디지털 신호의 디코딩과 연관된 노이즈 유도 에러를 나타낸다. 반드시, 이 에러 값은 특정 디지털 비트가 실제 정확하게 디코딩된 불확실성을 나타낸다. 노이즈가 채널상에 존재하지 않기 때문에, 전송 동안에 부가적인 채널 노이즈의 도입으로 인해, 1로서 디코딩된 디지털 비트가 실제로는 0으로서 전송되었을 약간의 확률이 항상 존재한다. 에러 벡터 크기는 이 에러의 크기를 나타낸다. 결정적인 에러 벡터 크기 값들은 노이즈 버스트 이벤트들의 지속 기간 및 주기를 통계적으로 기술하는 연속 갱신된 통계적 평균 및 분산 추정들을 생성하는데 이용되고, 그 통계들은 최적의 포워드 에러 정정 파라미터들을 계산하는데 이 이용된다. 하나의 실시예에 있어서, 본 발명의 지침들은 25%씩 스루풋 효율을 개선할 수 있다. 이 알고리즘에 의해 필요로 되는 에러 벡터 크기 계산은 대부분의 COTS(commercial-off-the-shelf) 수신기 칩에 의해 제공된 공통 메트릭이 아닌 반면에, 그러한 메트릭을 발생하기 위한 다른 기회가 존재한다. 구체적으로는, 모토로라 56003과 같은 프로그램가능 디지털 신호 처리기에서의 수신기의 구현은 비트 슬라이싱 기능 동안 에러 벡터 크기 계산의 프로그래밍을 가능하게 한다. 이와 유사하게, ASIC(application specific integrated circuit)내에서의 수신기의 구현은 또한 ASIC에 상기 기능을 설계함으로써 에러 벡터 크기 계산의 구현을 가능하게 한다.
노이즈 버스트는 두 조건이 충족될 때 에러 벡터 크기에 기초해 선언되어진다. 첫째, 에러 벡터 크기는 데이터 전송 시스템내에 에러들을 도입할 것 같은 스레숄드 값(EVMmax)을 초과해야 한다. 스레숄드 아래의 에러 벡터 크기들은 통계적으로 유효하지 않은 노이즈 버스트들에 의해 생성된 것으로 간주되며 따라서 전송된 데이터에서 에러들을 야기할 가능성은 없을 것이다. EVMmax의 값은 시스템 사용자들에 의해 허용될 수 있는 허용가능한 최대 비트 에러 레이트 및 통신 매체(115)상에 채용된 변조 유형의 함수로서 선택되어진다. 예컨대, 통신 채널이 16 QAM 변조를활용하고 최대 허용가능 비트 에러 레이트가 1×10-6인 경우, 최대 에러 베터 크기는 약 21dB일 것이다. 상이한 변조 유형에 대한 에러 벡터 크기 및 비트 에러 레이트 간의 관계를 나타내는 그래프들은, 1998년 뉴욕의 John Wiley 및 Sons 인코포레이티드에서 발간한 Heinrich Meyr, Marc Moeneclaey 및 Stefan A. Fechtel에 의한 "Digital Communication Receivers-Synchronization, Channel Estimation, and Signal Processing"를 포함하는, 통신 서적들에서 쉽게 찾아볼 수 있다.
둘째, 측정된 에러 벡터 크기는 과거 값에 대해 갑작스런 증가치를 반영해야 한다. 이 조건은 비록 본 발명의 이용을 통해 랜덤하게 분포된 노이즈에 대한 몇몇 실시예들이 주목받을지라도, 랜덤하게 분포된 비트 에러들을 정정한다기 보다는 오히려 노이즈에 의해 야기된 버스트 에러들을 정정하는데 가장 적합하다. 이 제 2 조건이 충족되는지의 여부를 평가하기 위해, 본 발명은 에러 벡터 크기들의 두 개의 슬라이딩 윈도우 평균치들을 계산한다. 도 2를 참조하면, 수평축이 시간을 나타내고, 각가의 수직 해쉬 표시는 에러 벡터 크기 샘플이 수집되는 시간을 식별한다. 하나의 슬라이딩 위도우 값은 노이즈 버스트가 없는 경우에 평균 또는 기대된 에러 벡터 크기를 나타낸다(도 2p서는 EVMfloor값이라 칭함). 이 파라미터의 초기 값은 시스템 시동시에 계산될 수 있다. 도시된 대로, EVMfloor값은 에러 벡터 크기 샘플들 n 및 m-1 사이에서 계산된다. 제 2 슬라이딩 윈도우는 복수의 측정된 에러 벡터 크기들이 노이즈 버스트의 발현 여부를 결정하도록 평균되어지는 테스트 윈도우이다(도 2에서는 EVMtest값이라 칭함). 샘플들 m 및 p 사이에서, 제 2 윈도우 동안 주어진 샘플 시간에 버스트가 발현하지 않았으면, 예컨대, 제 m 샘플은 에러 벡터 크기 바닥값을 재계산하는데 이용된다. 따라서, EVMfloor값(이를 평균값이라 함)은 샘플 (n+1)로부터 샘플 m까지 EVM 값들을 이용하여 재계산된다. EVMfloor값 게산은 고정된 길이의 슬라이딩 윈도우이다. 즉, 보다 나중의 샘플 값들이 우측에 부가될 때, 샘플 값들은 좌측으로부터 떨어지게 된다. 또다른 실시예에서, EVMfloor샘플 윈도우 크기는 가변적일 수 있다. 또한, 노이즈 버스트가 EVMtest샘플 윈도우(이를 평균값이라 함)에서 검출되지 않은 경우, EVMtest샘플 윈도우는 샘플들 (m+1), (m+2), ..., (p+1)을 이용하여 재계산된다. 둘 다의 슬라이딩 윈도우 지속 기간들(값들이 평균되어지는)은 하나의 샘플 값으로서 길게 또는 짧게 될 수 있다.
본 발명의 동작에 있어서, 샘플들 시간 m, (m+1), (m+2)....p에서 결정된 각각의 EVMtest값은 EVMfloor값 + δ 또는 분산 값과 비교된다. EVMtest값은 또한 상술한 스레숄드 EVMmax값에 비교된다. 모든 테스트가 긍적적인 경우, 노이즈 버스트의 존재가 선언된다.
노이즈 버스트가 표명되었다면, (비트들에서) 노이즈 버스트의 지속기간 및 (또한 비트에서) 연속하는 버스트들의 시작 사이의 기간은 EVMtest윈도우가 오른쪽으로 움직이는 것에 따라 측정된다. 위의 수학식(1) 및 (2)에 따라, 버스트 지속기간 및 기간의 평균 및 분산이 그 다음 계산되며, 그로부터 최적의 CW_LENGTH 및 CB_LENGTH 값들이 도출된다. 특히, 평균 및 분산 값들이 계산되고 확률 밀도함수(PDF)가 버스트 지속기간 및 기간 양자 모두를 위해 추정된다면(일반적으로 정규 분포가 예상될 것임), CW_LENGTH 및 CB_LENGTH의 값이 모든 버스트들을 정정할 확률이 계산될 수 있다. 예를 들어, 노이즈 에러들의 95%를 정정하기를 바란다면, 노이즈 지속 가간에 대한 PDF는, 노이즈 유도 에러들의 95%가 같거나 보다 더 짧을 것인 노이즈 지속기간 값 "X"을 산출한다. 유사하게, 노이즈 도착 기간(또는 노이즈 버스트 기간)에 대한 PDF는, 이 기간들의 95%가 같거나 보다 더 긴 값 "Y"를 산출할 것이다. 그 다음, 수학식 (1) 및 (2)을 이용하여, X 및 Y 값들에 근거한 CW_LENGTH 및 CB_LENGTH를 계산한다. 역으로, 누구나 원하는 신뢰수준 레벨(confidence level)을 선택하고, 그 다음 확률이 평균 및 분산 값들 및 추정된 확률 밀도 함수에 근거한다는 것을 달성하기 위하여 CW_LENGTH 및 CB_LENGTH를 계산한다. (신뢰수준 간격들 및 그 계산들의 완전한 설명을 위하여 1983년 뉴욕 맥밀란 출판사 주식회사의 로버트 브이. 행그(Robert V. Hogg) 및 엘리오트 에이. 타니스(Elliot A. Tanis)에 의한 확률 및 통계 추론-재판 의 5.3 - 5.5 장을 참조한다.)
도 3은 본 발명의 기술들을 채용하는 수신기(140)의 블록도이다. 통신 매체(115)를 통해 전해진 통신 신호는 아날로그 프런트 엔드(예를 들어, 본 기술에 숙련된 자에 널리 알려진 바와 같이, 필터들, 증폭기들, 튜너들을 포함)에 입력된다. 아날로그 프런트 엔드(142)로부터 출력된 아날로그 신호는 신호 처리 모듈(144)(예를 들어, 아날로그 대 디지털 변환기, 정합 필터, 위상 디로테이터 및 비트 슬라이서를 포함)에 입력된다. 신호 처리기(144)에 의해 생성된 비트 스트림은 하기에 더 논의될 포워드 에러 정정 처리기(146)에 입력된다. 일 실시예에서, 신호 처리기(144) 및 포워드 에러 정정 처리기(146) 양자 모두는 디지털 신호 처리기를 이용하여 구현된다. 정정된 비트 스트림은 수신된 코드 워드에 부가되는 체크섬 바이트들을 이용하여, 포워드 에러 정정 처리기(146)로부터의 출력에 의해 생성된다. 수신기(140)는 또한 에러 벡터 크기 값들을 결정하고, 본 발명의 기술들에 따라서 최적의 포워드 에러 정정 파라미터들을 계산한다. 신호 처리기(144)로 돌아가서, 에러 벡터 크기는 그로부터 버스트 처리 유닛(148)에 출력된다. 도 2에 도시된 바와 같이, 에러 벡터 크기는 각 샘플 시간 동안 신호 처리기(144)의 비트 슬라이서의 일부에서 유도된다. 버스트 처리 유닛(148)(하기에 더 논의될) 내에서 결정된 버스트 기간 값들 및 노이즈 버스트 지속기간은 포워드 에러 정정 파라미터 옵티마이저(150)에 입력된다. 포워드 에러 정정 파라미터 옵티마이저(150)의 세부적인 것은 하기에 도 6과 관련해서 논의될 것이다. 신뢰수준 레벨 값은 최적의 파라미터들을 계산할 때 이용하기 위하여 포워드 에러 정정 옵티마이저(150)에 입력된다. 최적화된 포워드 에러 정정 파라미터들(CW_LENGTH 및 CB_LENGTH)은 송신기(152)에 입력되어, 수신기와 통신하는 송신기에 의해 전달되는 데이터 스트림에서 구현하기 위하여 통신 매체(115)를 통해 송신된다. 최적화된 포워드 에러 정정 파라미터들은 또한 수신된 비트 스트림을 정정할 때 구현하기 위하여 포워드 에러 정정 처리기(146)에 입력된다.
도 4 및 도 5는 버스트의 발생을 식별하고, 버스트 기간을 결정하고(도 4) 버스트 지속기간을 결정하는(도 5) 버스트 처리 유닛(148)내에서 구현된 공정들을도시한다. 다음의 값들은 도 4 및 도 5에서 그 이용과 관련해서 정의된다.
에러 벡터 크기 테스트 값(EVMtest) : 테스트 윈도우 동안, 예컨대, 시스템이 노이즈 버스트가 있었는지를 결정하려고 시도할 때의 평균 에러 벡터 크기.
에러 벡터 크기 바닥값(EVMfloor) : 노이즈 버스트가 존재하지 않을 때의 평균 에러 벡터 크기.
에러 벡터 크기 최대값(EVMmax) : 규정된 비트 에러 레이트를 달성하기 위하여 주어진 변조 유형을 위해 허용될 수 있는 최대 에러 벡터 크기 값.
에러 벡터 크기 버스트 값(EVMburst) : 노이즈 버스트 이벤트 동안의 평균 에러 벡터 크기.
델타 : 도 4의 버스트 서치 상태 및 도 5의 버스트 처리 상태 사이의 불필요하고 효과 없는 토글링(toggling)을 방해하는 이력 현상 기간(hysteresis term).
도 4의 공정은 단계(170)(노이즈 버스트 서치 상태의 개시를 나타내는)에서 시작하여, 새로운 에러 벡터 크기 샘플 값(p번째 샘플)이 신호 처리기(144)에서 입력되는 단계(171)에 계속된다. 도 2에 도시된 바와 같이, 에러 벡터 크기 샘플이 각 샘플 또는 심볼 증가에서 획득된다고 생각해 본다. 에러 벡터 크기 샘플들은 신호 통신들 보드 레이트 또는 심볼 레이트에서 계산된다. 일 실시예에서, 통신 보드 레이트는 결과적으로 384 킬로보드의 에러 벡터 크기 샘플 레이트가 되는 384 킬로보드이지만, 충분한 처리기 전력이 심볼 레이트에서 이러한 계산들을 지원하기 위하여 신호 처리기(144)에 존재하는 경우에 어떤 심볼 레이트가 지원될 수 있다. 처리는 그 다음 버스트 기간 카운터가 증가되는 단계(172)로 이동한다. 버스트 기간 카운터의 값은 마지막 버스트의 개시 이래의 심볼 기간들 또는 샘플의 수를 나타낸다. 단계(174)에서, 단계(171)에서의 에러 벡터 크기 샘플은 이전의 에러 벡터 크기 샘플들에 부가되고, 도 2에 도시된 슬라이딩 윈도우 상의 에러 벡터 크기 테스트 값(평균)을 나타내는 평균치가 계산된다. EVM 테스트 윈도우의 길이가 도 2에 도시된 바와 같이 몇 개의 샘플들의 평균이나 하나의 샘플만일 수도 있다는 것에 주목한다. 결정 단계(176)에서, 계산된 에러 벡터 크기 테스트 값은 에러 벡터 크기 바닥값 평균(통신 매체(115)를 통한 노이즈가 없는 에러 벡터 크기 평균 또는 예상된 값을 나타냄) + 델타양에 비교된다. 에러 벡터 크기 테스트 값이 에러 벡터 크기 바닥값 + 델타보다 더 작으면, 그때 노이즈 버스트는 존재하지 않고 처리는 단계(178)로 이동한다. 마지막 계산된 에러 벡터 크기 값이 버스트의 개시를 나타내지 않기 때문에, 에러 벡터 크기 바닥값은 m번째 샘플을 이용하여 갱신되며, n번째 샘플은 EVMfloor 값 계산으로부터 드롭된다. 그 다음 처리는 (P+1) 샘플 값을 입력하기 위하여 단계(171)로 리턴한다.
결정 단계(176)에서 응답이 긍정이며, 처리는 에러 벡터 크기 테스트 값이 에러 벡터 크기 최대값과 비교되는 결정 단계(180)로 이동한다. 에러 벡터 크기 최대값은, 버스트가 어떤 미리 결정된 최대값보다 더 작을 때, 버스트의 발생 표명을 회피하기 위하여 설립된다. 일 실시예에서, 에러 벡터 최대값은 1×10-6의 최대 허용가능한 비트 에러 레이트에서 16QAM 변조에 대하여 대략 21 dB이다. 단계(180)에서 테스트가 실패하면, 처리는 에러 벡터 크기 바닥값이 갱신되는 단계(178)로 리턴한다.
결정 단계(180)에서 결정이 긍정이면, 그 다음 노이즈 버스트는 m번째 샘플에서 시작하고 단계(182)에서 버스트 기간은 버스트 기간 카운터로부터 로그(log)되거나 판독된다. 버스트 기간 카운더(단계(172) 참조)가 버스트 기간 즉, 이전 버스트의 개시이래 경과된 시간을 나타내는 값을 저장한다고 생각해 본다. 단계(182)에서 얻어지는 버스트 기간은, 도 3에 도시된 바와 같이, 최적의 포워드 에러 정정 파라미터들을 계산할 때 이용하기 위하여 포워드 에러 정정 파라미터 옵티마이저(150)에 입력된다. 도 4의 공정이 버스트의 개시를 검출하였기 때문에, 버스트 기간 카운터는 단계(184)에서 1로 초기화된다. 그 다음 단계(186)에서, 버스트 지속기간 카운터는 0으로 리셋되고 도 5와 관련해서 논의될 것인 버스트의 지속기간 동안 증가된다. 단계(188)에서, 에러 벡터 크기 버스트 값은 이를 에러 벡터 크기 테스트 값과 같게 설정함으로써 초기화된다. 이는 도 5의 플로우 차트에서 논의될 것인 버스트 처리 상태 동안 버스트의 끝을 검출하는 것을 허용한다. 마지막으로, 단계(188) 후, 공정은 도 5에서 설명되는 바와 같이 버스트 처리 상태(190)에 들어간다.
도 5의 단계(196)는, 다음 에러 벡터 크기 샘플이 단계(197)에서 판독되는 버스트 처리 상태의 시작을 나타낸다. 이는 도 4의 단계(171)에서 마지막 판독 샘플의 바로 다음에 오는 샘플값이다(p번째 샘플이 도 4의 단계(171)에서 판독된다면, p번째+1 샘플이 도 5의 단계(197)에서 판독될 것이다.). 단계(198)에서, 버스트들 사이의 시간을 나타내는 값을 저장한 버스트 기간 카운터가 증가된다. 버스트기간은 버스트의 끝에서 다음 버스트의 개시까지의 경과된 시간이다. 단계(200)에서, 에러 벡터 크기 테스트 값은 단계(197)에서 새로운 에러 벡터 크기 샘플(P+1)을 이용하여 갱신된다. 결정 단계(202)에서, 에러 벡터 크기 테스트 값은 델라 값보다 더 작은 에러 벡터 크기 버스트 값과 비교된다. 도 4의 단계(188)에서, 에러 벡터 크기 버스트 값이, 버스트가 처음 검출되었을 때의 에러 벡터 크기 테스트 값으로 초기화되었다고 생각해 본다. (m번째 샘플 값). 결정 단계(202)의 결과가 긍정이면, 그때 에러 검출 크기 테스트 값(예를 들어, 테스트 윈도우 상의 평균치)은, 버스트가 끝나게 되고 공정이 단계(206)로 이동됨을 나타내는 버스트 에러 벡터 크기에 비해 하락된다.
결정 단계(202)의 결과가 부정이면, 공정은 에러 벡터 크기 테스트 값이 최대 에러 벡터 크기와 비교되는 결정 단계(204)로 이동한다. 최대 에러 벡터 크기 값이 변조 유형 및 소망의 비트 에러 레이트에 의존한다고 생각해 본다. 에러 벡터 크기 테스트 값이 최대값보다 아래로 떨어졌다면, 그 때 버스트는 끝나게 되고 공정은 단계(206)로 이동한다. 결정 단계들(202 또는 204)중 어느 하나로부터의 긍정적인 결정이, 버스트 지속기간 값(단계(212)에서 증가되는)이 판독되는 버스트의 끝을 나타낸다는 것에 주목한다. 이 값은 도 3의 버스트 처리 유닛(148)으로부터 출력된 버스트 지속기간 신호를 나타낸다. 단계(208)에서 나타내지는 바와 같이, 공정은 도 4의 버스트 서치 상태에 돌아온다.
결정 단계들(202 및 204) 양자 모두로부터의 응답들이 부정이면, 그 때 노이즈 버스트는 계속된다. 따라서, 버스트(EVMburst) 동안의 에러 벡터 크기 평균은 단계(210)에서 갱신된다. 버스트 지속기간 카운터는 단계(212)에서 증가되고 공정은 버스트 처리 상태(196)의 개시로 리턴한다. 그후, 버스트가 있는 동안, 공정은 도 5를 통하여 버스트 지속기간 카운터 및 버스트 기간 카운터를 갱신하는 처리를 계속하고, 새로운 EVM 샘플들에 근거한 버스트(EVMburst) 동안 평균 에러 벡터 크기는 각각의 처리 주기 동안 단계(197)에서 판독한다.
도 6은 포워드 에러 정정 파라미터 옵티마이저(150)의 동작을 도시하는 플로우차트이다. 도 6은 버스트 지속기간 및 버스트 기간(단계(222)에의 입력으로 나타내지는)과 관련된 평균 및 분산 통계치들이 갱신되는 단계(222)로 공정이 이동하는 시작 단계(220)에서 시작한다. 버스트 지속기간 값은 도 5의 단계(206)에서 얻어지고 버스트 기간 값은 도 4의 단계(182)에서 얻어진다. 그 다음 공정은, 계산된 포워드 에러 정정 전력이 데이터 전송 동안 발생하는 모든 바이트 에러들을 정정할 확률을 나타내는 사용자 결정된 신뢰수준 레벨을 입력으로 수신하는 결정 단계(224)로 이동한다. 결정 단계(224)에서, 소망의 신뢰수준 레벨을 달성하기 위하여 충분한 수의 버스트 지속기간 및 버스트 기간 샘플들이 획득되었는지가 결정된다. 독자는 적당한 샘플 크기가 어떻게 결정될 것인지에 대한 완전한 설명을 위하여 1983년 뉴욕 맥밀란 출판사 주식회사의 로버트 브이. 행그 및 엘리오트 에이. 타니스에 의한 확률 및 통계 추론-재판 의 5.6 절 "샘플 크기"를 참조한다. 더 많은 샘플들이 요구된다면, 공정은 포워드 에러 정정 파라미터들이 계산되기 전에부가의 샘플들이 정정될 수 있도록 결정 단계(224)에서 시작 단계(22)로 돌아간다. 충분한 샘플들이 획득되었을 때, 공정은 결정 단계(224)에서, 코드 워드 길이의 에러 정정 파라미터들 및 정정 바이트들의 수가 단계(222)로부터의 분산 및 평균값들 및 단계(224)에 입력된 신뢰수준 레벨을 이용한 수학식(1) 및 (2)으로부터 계산되는 단계(226)로 이동한다. 독자는 파라미터들이 분산, 평균 및 커피던스 간격들에 근거하여 추정될 것인지에 대한 완전한 설명을 위하여 1983년 뉴욕 맥밀란 출판사 주식회사의 로버트 브이. 행그 및 엘리오트 에이. 타니스에 의한 확률 및 통계 추론-재판 의 5.3, 5.4 및 5.5 절을 참조한다. 이들 파라미터 값은 도 3에 도시된 바와 같이 송신기(152)에 송신된다. 따라서, 노이즈 채널 상태들이 변하기 때문에, 에러 벡터 크기들이 변하게 되고, 도 4, 5 및 6의 공정들은 송신된 데이터 스트림에 적용되는 포워드 에러 정정 파라미터들 CW_LENGTH 및 CB_LENGTH를 변경할 것이다.
본 발명은 바람직한 실시예를 참조로 설명하였지만, 본 기술의 숙련된 자에 의해 다양한 수정들이 고안되고 본 발명의 범위에서 벗어나지 않고 그것의 요소를 등가의 요소들로 교체할 수 있다는 것을 이해하게 될 것이다. 또한, 기본적인 범위에서 벗어나지 않고 본 발명의 기술들을 특정한 경우에 적응시키는 변형이 고안될 수 있다. 따라서, 본 발명은 상기 발명을 실행하는데 예상되는 최선의 모드로서 개시된 특정한 실시예에 제한되지 않지만, 본 발명이 첨부된 청구항의 범위 내에 들어 있는 모든 실시예들을 포함하도록 의도된다.

Claims (31)

  1. 정보 부분 및 에러 정정 부분을 포함하는 코드 워드들에서 에러들을 검출하여 정정하기 위해 통신 채널을 통해 전송되는 코드 워드들에 인가되는 포워드 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 방법에 있어서,
    (a) 상기 통신 채널상의 노이즈 발생들을 나타내는 적어도 하나의 통계적 메트릭을 결정하는 단계, 및
    (b) 상기 통계적 메트리에 기초하여 상기 코드 워드의 속성을 확립하는 단계를 포함하는, 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 속성은 상기 에러 정정 부분의 길이인, 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 속성은 코드 워드 길이 및 정보 부분 길이를 포함하는 그룹으로부터 선택되는, 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 단계 (a)는 상기 통신 채널상에서 일어나는 노이즈 버스트들에 대한 주기(period)를 나타내는 제 1 통계적 메트릭을 결정하는 단계와,
    상기 통신 채널상에서 일어나는 노이즈 버스트들에 대한 지속기간(duration)을 나타내는 제 2 통계적 메트릭을 결정하는 단계를 포함하고,
    상기 코드 워드의 속성은 상기 제 1 및 제 2 통게적 메트릭들에 기초하는, 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 제 1 통계적 메트릭은 평균 노이즈 버스트 주기인, 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 방법.
  6. 제 4 항에 있어서,
    상기 제 1 통계적 메트릭은 평균 및 분산 노이즈 버스트 주기인, 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 방법.
  7. 제 4 항에 있어서,
    상기 제 2 통계적 메트릭은 평균 노이즈 버스트 지속 기간인, 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 방법.
  8. 제 4 항에 있어서,
    상기 제 2 통계적 메트릭은 평균 및 분산 노이즈 버스트 지속 기간인, 에러정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 방법.
  9. 제 4 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 통계적 메트릭들은 통계적으로 유효한 제 1 및 제 2 통계적 메트릭들을 생성하도록 다수의 샘플들에 기초하는, 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 방법.
  10. 제 4 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 통계적 메트릭들은 미리 정해진 신뢰수준 레벨을 제공하도록 다수의 샘플 값들에 기초하는, 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 방법.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 코드 워드들은 변조된 캐리어 신호의 형태로 통신 채널을 통해 전송되고, 상기 단계 (a)는 상기 캐리어 신호를 디지털 기저대역 신호로 변환하는 처리 동안에 실행되는, 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 방법.
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 코드 워드들은 전송 사이트 및 수신 사이트 간에 상기 통신 채널을 통해 전송되고, 상기 코드 워드 속성들은 상기 전송 사이트에서 구현되고, 상기 적어도 하나의 통계적 메트릭은 상기 수신 사이트에서 결정되며, 상기 적어도 하나의 통계적 메트릭은 입력된 통계적 메트릭에 기초하여 상기 코드 워드의 속성을 확립하는데 이용하기 위해 상기 전송 사이트에 입력으로서 제공되는, 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 방법.
  13. 제 1 항에 있어서,
    상기 단계 (b)는, 상기 확립된 코드 워드 속성이 상기 신뢰수준 레벨에 의해 결정된 확률에 따라서 상기 코드 워드의 정보 부분에서 에러들의 정정을 가능하게 할 확률을 나타내는 외부적으로 제공된 신뢰수준 레벨을 수신하는 단계를 포함하는, 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 방법.
  14. 정보 부분 및 에러 정정 부분을 포함하는 코드 워드들을 전송하는 통신 채널에 대해 포워드 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 방법에 있어서,
    상기 통신 채널은 상기 코드 워드들에 응답하여 디지털 신호를 생성하는 수신기를 포함하고, 각각의 코드 워드는 복수의 데이터 심볼들을 포함하고, 데이터 심볼 값의 불확실성은 에러 벡터 크기이며, 상기 방법은,
    (a) 에러 벡터 크기 바닥값(floor)을 결정하는 단계,
    (b) 상기 에러 벡터 크기 바닥값을 에러 벡터 크기 값들과 비교하는 단계,
    (c) 상기 에러 벡터 크기 값이 상기 에러 벡터 크기 바닥값을 초과하는 동안의 시간으로서 노이즈 버스트들의 지속 기간을 결정하는 단계,
    (d) 연속 노이즈 버스트들 간의 주기를 결정하는 단계, 및
    (e) 상기 노이즈 버스트 지속기간 및 상기 노이즈 버스트 주기에 기초해서 하나 이상의 포워드 에러 정정 파라미터들을 결정하는 단계를 포함하는, 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 방법.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 에러 벡터 크기 바닥값은 노이즈 버스트들이 존재하지 않는 동안 복수의 에러 벡터 크기 샘플들에 대한 상기 에러 벡터 크기 값의 평균인, 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 방법.
  16. 제 14 항에 있어서,
    상기 단계 (b)는 각각의 데이터 심볼에 대해 결정된 각각의 에러 벡터 크기 값과 상기 에러 벡터 크기 바닥값을 비교하는 단계를 더 포함하는, 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 방법.
  17. 제 14 항에 있어서,
    상기 에러 벡터 크기 값은 복수의 데이터 심볼들에 대해 계산된 평균 에러 벡터 크기 값인, 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 방법.
  18. 제 14 항에 있어서,
    상기 노이즈 버스트 주기는 복수의 노이즈 버스트들에 대한 평균 노이즈 버스트 주기인, 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 방법.
  19. 제 14 항에 있어서,
    상기 노이즈 버스트 지속 기간은 복수의 연속 노이즈 버스트들에 대한 평균 노이즈 버스트 지속 기간인, 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 방법.
  20. 제 14 항에 있어서,
    노이즈 버스트가 존재하지 않을 때 상기 에러 벡터 크기 값을 이용하여 상기 에러 벡터 크기 바닥값을 재계산하는 단계 (f)를 더 포함하는, 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 방법.
  21. 제 1 장치 및 제 2 장치 간에 전송되는 코드 워드들에 인가되는 포워드 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 방법에 있어서,
    상기 코드 워드들은 정보 부분 및 에러 정정 부분을 포함하고,
    상기 방법은,
    (a) 하나 이상의 코드 워드들을 훼손할 수 있는 노이즈를 나타내는 적어도 하나의 통계적 메트릭을 결정하는 단계, 및
    (b) 상기 통계적 메트릭에 기초하여 상기 코드 워드의 속성을 확립하는 단계를 포함하는, 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 방법.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 코드 워드 속성은 상기 코드 워드의 길이 및 상기 에러 정정 부분의 길이를 포함하는 그룹으로부터 선택되는, 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 방법.
  23. 제 21 항에 있어서,
    상기 통계적 메트릭은 평균 및 분산 노이즈 버스트 주기인, 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 방법.
  24. 제 23 항에 있어서,
    상기 노이즈 버스트 주기는 연속 노이즈 버스트들의 시작 사이의 시간으로서 측정되는, 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 방법.
  25. 제 23 항에 있어서,
    상기 노이즈 버스트 주기는 연속 노이즈 버스트들의 종료 사이의 시간으로서 측정되는, 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 방법.
  26. 제 21 항에 있어서,
    상기 통계적 메트릭은 평균 및 분산 노이즈 버스트 지속 기간인, 에러 정정파라미터들을 적응적으로 결정하는 방법.
  27. 제 21 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 장치들 각각은 전송 또는 수신 모드중 어느 하나로 선택적으로 동작하고, 상기 통계적 메트릭에 기초해서 상기 코드 워드의 속성을 확립하는 단계는 상기 전송 장치로부터 상기 수신 장치에 뒤이어 전송된 코드 워드들에의 작용을 위해 상기 수신 장치에서 실행되고 상기 전송 장치로 전송되는, 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 방법.
  28. 제 27 항에 있어서,
    상기 수신 모드에서 디코더가 상기 코드 워드의 각각의 데이터 심볼에 대해 에러 벡터 크기 값을 생성하기 위해 코드 워드들을 수신하는, 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 방법.
  29. 정보 부분 및 에러 정정 부분을 포함하는 코드 워드들을 전송하는 통신 채널에 대해 포워드 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하기 위한 컴퓨터 판독가능 코드를 가지는 컴퓨터 이용가능 매체를 포함하는 컴퓨터 프로그램 제품을 포함하는 제조 물품으로서, 상기 통신 채널은 통신 채널을 통해 전달된 신호에 응답하여 디지털 신호를 생성하기 위한 수신기를 포함하고, 데이터 심볼의 값의 불확실성은 에러 벡터 크기인, 상기 제조 물품에 있어서,
    에러 벡터 크기 값을 결정하는 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드 모듈과,
    상기 에러 벡터 크기 값들과 상기 에러 벡터 크기 바닥값을 비교하는 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드 모듈과,
    상기 에러 벡터 크기 값이 상기 에러 벡터 크기 바닥값을 초과하는 시간으로서 노이즈 버스트의 지속 기간을 결정하는 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드 모듈과,
    연속 노이즈 버스트들의 주기를 결정하는 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드 모듈과,
    상기 노이즈 버스트 지속 기간 및 상기 노이즈 버스트 주기에 기초해서 하나 이상의 포워드 에러 정정 파라미터들을 결정하는 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드 모듈을 포함하는, 제조 물품.
  30. 제 1 전송기로부터 수신기에 신호를 전송하는 통신 채널에 대해 포워드 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 장치에 있어서,
    상기 신호는 코드 워드들에 의해서 변조되고, 각각의 코드 워드는 데이터 심볼들의 형태로 정보 부분 및 에러 정정 부분을 포함하고, 코드 워드내의 데이터 심볼의 불확실성은 에러 벡터 크기이며, 상기 장치는,
    상기 수신기에서, 상기 수신된 신호를 복조하는 복조기와,
    복조기 출력 신호에 응답하여 상기 코드 워드들을 발생하고, 데이터 심볼 값의 불확실성을 나타내는 에러 벡터 크기를 더 발생하는 신호 처리 모듈과,
    상기 에러 벡터 크기에 응답하는 노이즈 버스트 처리 모듈로서,
    (a) 에러 벡터 크기 바닥값을 결정하는 제 1 모듈,
    (b) 상기 에러 벡터 크기 바닥값을 에러 벡터 크기 값과 비교하는 제 2 모듈,
    (c) 상기 에러 벡터 크기가 상기 에러 벡터 크기 바닥값을 초과하는 동안의 시간으로서 노이즈 버스트들의 지속 기간을 결정하는 제 3 모듈,
    (d) 연속 노이즈 버스트들의 주기를 결정하는 제 4 모듈을 포함하는, 상기 노이즈 버스트 처리 모듈과,
    상기 노이즈 버스트 지속 기간 및 상기 노이즈 버스트 주기에 응답하고 상기 포워드 에러 정정 파라미터들이 상기 통신 채널상의 노이즈에 의해 야기된 코드 워드에서의 에러들을 정정할 확률을 나타내는 외부 생성된 신뢰수준 레벨에 또한 응답하는 파라미터 최적화기로서, 상기 신뢰수준 레벨, 상기 노이즈 버스트 지속 기간 및 상기 노이즈 버스트 주기에 응답하여 포워드 에러 정정 파라미터들을 결정하는, 상기 파라미터 최적화기와,
    상기 포워드 에러 정정 파라미터들을 상기 제 1 전송기에 전송하는 제 2 전송기로서, 상기 제 1 전송기는 상기 전송된 코드 워드들에서 상기 최적화된 포워드 에러 정정 파라미터들을 구현하는, 상기 제 2 전송기를 포함하는, 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 장치.
  31. 제 30 항에 있어서,
    상기 포워드 에러 정정 파라미터들은 상기 코드 워드 길이 및 상기 에러 정정 부분 길이로 이루어진 그룹으로부터 선택되는, 에러 정정 파라미터들을 적응적으로 결정하는 장치.
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100824814B1 (ko) * 2003-08-08 2008-04-23 인텔 코포레이션 고처리율의 무선 통신 시스템을 구현하기 위한 장치 및 방법과 머신 판독 가능한 매체
KR100984269B1 (ko) * 2004-03-23 2010-09-30 로베르트 보쉬 게엠베하 패킷 데이터의 에러 정정 방법

Families Citing this family (74)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3665315B2 (ja) * 2001-03-13 2005-06-29 松下電器産業株式会社 変調タイプのブラインド検出方法およびそのシステム
TWI230392B (en) * 2001-06-18 2005-04-01 Innovative Silicon Sa Semiconductor device
US20030005385A1 (en) * 2001-06-27 2003-01-02 Stieger Ronald D. Optical communication system with variable error correction coding
EP1341335B1 (en) * 2002-02-28 2015-09-23 Intel Corporation Channel monitoring for improved parameter selection in a communication system
US7315573B2 (en) * 2002-02-28 2008-01-01 Texas Instruments Incorporated Channel monitoring for improved parameter selection in a communication system
JP3973506B2 (ja) * 2002-07-19 2007-09-12 三洋電機株式会社 無線受信装置、無線受信方法および無線受信プログラム
US7555262B2 (en) * 2002-09-24 2009-06-30 Honeywell International Inc. Radio frequency interference monitor
US20040243889A1 (en) * 2003-01-27 2004-12-02 Peng Li N-dimensional determination of bit-error rates
US6940843B2 (en) * 2003-02-14 2005-09-06 Cisco Technology, Inc. Selecting an access point according to a measure of received signal quality
US7894536B2 (en) * 2003-04-15 2011-02-22 Texas Instruments Incorporated Calibration model to mitigate data conversion errors
DE602004011445T2 (de) * 2003-11-03 2009-01-15 Broadcom Corp., Irvine FEC-Dekodierung mit dynamischen Parametern
US20080232444A1 (en) * 2004-03-03 2008-09-25 Aware, Inc. Impulse Noise Management
GB0408383D0 (en) * 2004-04-15 2004-05-19 Koninkl Philips Electronics Nv A radio network and a method of operating a radio network
US7336732B1 (en) * 2004-07-28 2008-02-26 L-3 Communications Titan Corporation Carrier frequency detection for signal acquisition
US7397871B2 (en) * 2004-10-01 2008-07-08 L-3 Communications Titan Corporation Estimation of single-to-noise ratio by processing measured error vector magnitude
US7861132B1 (en) 2004-11-19 2010-12-28 The Directv Group, Inc. Adaptive error correction
ITTO20050221A1 (it) 2005-04-04 2006-10-05 St Microelectronics Srl Procedimento e sistema per la correzione degli errori a raffica nelle reti di comunicazione, rete e prodotto informatico relativi
US8381047B2 (en) * 2005-11-30 2013-02-19 Microsoft Corporation Predicting degradation of a communication channel below a threshold based on data transmission errors
US20080297316A1 (en) * 2005-12-14 2008-12-04 Nxp B.V. Method and Rfid Reader for Communication Via Radio Channel
US20070220403A1 (en) * 2006-02-27 2007-09-20 Honeywell International Inc. System and method for dynamic allocation of forward error encoding
JP4345896B2 (ja) * 2006-03-22 2009-10-14 株式会社半導体理工学研究センター 無線受信装置とその復調方法
KR101036385B1 (ko) * 2006-03-24 2011-05-23 제너럴 인스트루먼트 코포레이션 네트워크에 논리 채널을 구성하는 방법 및 장치
US9088355B2 (en) 2006-03-24 2015-07-21 Arris Technology, Inc. Method and apparatus for determining the dynamic range of an optical link in an HFC network
US8374288B1 (en) * 2006-09-18 2013-02-12 Mediatek Inc. Dummy burst detecting method and apparatus
US7792183B2 (en) * 2006-10-12 2010-09-07 Acterna Llc Digital quality index for QAM digital signals
US8718121B2 (en) 2006-10-12 2014-05-06 Jds Uniphase Corporation Test device and method of detecting an imbalance in a power level of a channel
EP1968270B1 (en) * 2006-10-12 2019-11-06 Viavi Solutions Inc. Digital quality index for QAM digital signals
US7876697B2 (en) * 2006-10-26 2011-01-25 General Instrument Corporation Method and apparatus for characterizing modulation schemes in an HFC network
US8537972B2 (en) * 2006-12-07 2013-09-17 General Instrument Corporation Method and apparatus for determining micro-reflections in a network
US7937640B2 (en) * 2006-12-18 2011-05-03 At&T Intellectual Property I, L.P. Video over IP network transmission system
GB0706427D0 (en) * 2007-04-02 2007-05-09 British Telecomm Data recovery scheme
US7730367B2 (en) * 2007-10-25 2010-06-01 Broadcom Corporation Method and system for testing devices using loop-back pseudo random data
US9848209B2 (en) 2008-04-02 2017-12-19 Microsoft Technology Licensing, Llc Adaptive error detection for MPEG-2 error concealment
US9924184B2 (en) * 2008-06-30 2018-03-20 Microsoft Technology Licensing, Llc Error detection, protection and recovery for video decoding
US9788018B2 (en) * 2008-06-30 2017-10-10 Microsoft Technology Licensing, Llc Error concealment techniques in video decoding
FR2936674B1 (fr) * 2008-09-26 2010-11-05 Centre Nat Etd Spatiales Procede d'acces de transmission sans duplexeur frequentiel
US9131241B2 (en) * 2008-11-25 2015-09-08 Microsoft Technology Licensing, Llc Adjusting hardware acceleration for video playback based on error detection
US8352832B2 (en) * 2009-06-19 2013-01-08 Deutsche Telekom Ag Unequal delay codes for burst-erasure channels
CN101931492A (zh) * 2009-06-25 2010-12-29 中兴通讯股份有限公司 数据块前向纠错算法的确定方法与装置
US8340510B2 (en) 2009-07-17 2012-12-25 Microsoft Corporation Implementing channel start and file seek for decoder
US8516532B2 (en) * 2009-07-28 2013-08-20 Motorola Mobility Llc IP video delivery using flexible channel bonding
US8612819B2 (en) * 2009-08-25 2013-12-17 Radvision Ltd. Systems, methods, and media for checking available bandwidth using forward error correction
US8526485B2 (en) * 2009-09-23 2013-09-03 General Instrument Corporation Using equalization coefficients of end devices in a cable television network to determine and diagnose impairments in upstream channels
CN101807970B (zh) * 2010-02-10 2012-09-26 中国电子科技集团公司第三十研究所 一种具备自适应纠错能力的分组传输方法
FR2958473B1 (fr) * 2010-04-06 2012-05-25 Canon Kk Procede et dispositif pour adapter des codes de correction d'erreur dans un reseau de communication
FR2958472A1 (fr) * 2010-04-06 2011-10-07 Canon Kk Procede et dispositif de detection de transition de lois de distribution d'erreur et procede et dispositif de protection de donnees transmises sur un reseau de communication
US9059817B2 (en) * 2010-11-22 2015-06-16 Microsoft Technology Licensing, Llc Minimizing network latency in interactive internet applications
US8654640B2 (en) 2010-12-08 2014-02-18 General Instrument Corporation System and method for IP video delivery using distributed flexible channel bonding
US8527196B2 (en) * 2011-03-23 2013-09-03 Denso International America, Inc. System and method for determining routes to desired locations
US8595603B2 (en) * 2011-03-29 2013-11-26 Intel Corporation Apparatus and methods for selective block decoding
US10498359B2 (en) * 2011-07-14 2019-12-03 Microsoft Technology Licensing, Llc Correction data
US8937992B2 (en) 2011-08-30 2015-01-20 General Instrument Corporation Method and apparatus for updating equalization coefficients of adaptive pre-equalizers
US8576705B2 (en) 2011-11-18 2013-11-05 General Instrument Corporation Upstream channel bonding partial service using spectrum management
US9113181B2 (en) 2011-12-13 2015-08-18 Arris Technology, Inc. Dynamic channel bonding partial service triggering
US8306166B1 (en) * 2012-01-17 2012-11-06 Casa Systems, Inc. System and method for detecting burst noise during quadrature amplitude modulation communications
US8867371B2 (en) 2012-04-27 2014-10-21 Motorola Mobility Llc Estimating physical locations of network faults
US8868736B2 (en) 2012-04-27 2014-10-21 Motorola Mobility Llc Estimating a severity level of a network fault
US8837302B2 (en) 2012-04-27 2014-09-16 Motorola Mobility Llc Mapping a network fault
US9003460B2 (en) 2012-04-27 2015-04-07 Google Technology Holdings LLC Network monitoring with estimation of network path to network element location
US9065731B2 (en) 2012-05-01 2015-06-23 Arris Technology, Inc. Ensure upstream channel quality measurement stability in an upstream channel bonding system using T4 timeout multiplier
US9136943B2 (en) 2012-07-30 2015-09-15 Arris Technology, Inc. Method of characterizing impairments detected by equalization on a channel of a network
US9137164B2 (en) 2012-11-15 2015-09-15 Arris Technology, Inc. Upstream receiver integrity assessment for modem registration
US9203639B2 (en) 2012-12-27 2015-12-01 Arris Technology, Inc. Dynamic load balancing under partial service conditions
US9197886B2 (en) 2013-03-13 2015-11-24 Arris Enterprises, Inc. Detecting plant degradation using peer-comparison
US10477199B2 (en) 2013-03-15 2019-11-12 Arris Enterprises Llc Method for identifying and prioritizing fault location in a cable plant
US9042236B2 (en) 2013-03-15 2015-05-26 Arris Technology, Inc. Method using equalization data to determine defects in a cable plant
US9025469B2 (en) 2013-03-15 2015-05-05 Arris Technology, Inc. Method for estimating cable plant topology
US10063305B2 (en) * 2015-12-01 2018-08-28 Credo Technology Group Limited Communications link performance analyzer that accommodates forward error correction
US10594491B2 (en) * 2015-12-24 2020-03-17 Intel Corporation Cryptographic system memory management
US9960794B2 (en) * 2016-06-20 2018-05-01 Qualcomm Incorporated Over the air acquisition of radio frequency impairment information
CN108833059B (zh) * 2018-07-02 2021-06-11 成都国恒空间技术工程有限公司 一种新型的智能接收系统
US20220399956A1 (en) * 2021-06-14 2022-12-15 Qualcomm Incorporated Error vector magnitude requirement updates
US20230055690A1 (en) * 2021-08-19 2023-02-23 Semiconductor Components Industries, Llc Error correction overwrite for audio artifact reduction
CN117478250A (zh) * 2022-07-21 2024-01-30 莱特普茵特公司 校正误差矢量幅度测量值

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4047151A (en) * 1974-12-24 1977-09-06 Rydbeck Nils R C Adaptive error correcting transmission system
US5200962A (en) * 1988-11-03 1993-04-06 Racal-Datacom, Inc. Data compression with error correction
US5699369A (en) 1995-03-29 1997-12-16 Network Systems Corporation Adaptive forward error correction system and method
US5699365A (en) 1996-03-27 1997-12-16 Motorola, Inc. Apparatus and method for adaptive forward error correction in data communications
US5870412A (en) 1997-12-12 1999-02-09 3Com Corporation Forward error correction system for packet based real time media
US6366624B1 (en) * 1998-11-30 2002-04-02 Ericsson Inc. Systems and methods for receiving a modulated signal containing encoded and unencoded bits using multi-pass demodulation

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100824814B1 (ko) * 2003-08-08 2008-04-23 인텔 코포레이션 고처리율의 무선 통신 시스템을 구현하기 위한 장치 및 방법과 머신 판독 가능한 매체
KR100984269B1 (ko) * 2004-03-23 2010-09-30 로베르트 보쉬 게엠베하 패킷 데이터의 에러 정정 방법

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