KR20040008842A - 오에프디엠 시스템의 무선 랜 모뎀을 위한 동기화 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 OFDM 시스템에서 고속 무선 LAN 모뎀을 위한 동기화 기술에 관한 것이다. 이러한 본 발명은, 시간영역에서 심볼의 동기를 위하여 윈도우 위치 옵셋에 대한 대략적 동기를 획득하고, 순회 프리픽스를 이용하여 심볼 타이밍과 샘플링 주파수 옵셋을 추정한 후 이를 보정하는 제1과정과; 주파수 영역에서 파일롯 심볼을 이용하여 미세한 샘플링 클럭 옵셋을 추정하여 보정하는 제2과정에 의해 달성된다.

Description

오에프디엠 시스템의 무선 랜 모뎀을 위한 동기화 방법{SYNCHRONIZATION METHOD FOR WIRELESS LAN MODEM OF OFDM SYSTEM}

본 발명은 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템에서 고속 무선 LAN 모뎀을 위한 동기화 기술에 관한 것으로, 특히 시간영역에서 심볼 타이밍 동기와 주파수 옵셋 추정을 획득하고, 차례로 주파수 영역에서 샘플링 클럭 옵셋을 추정하여 보상하는 오에프디엠 시스템의 무선 랜 모뎀을 위한 동기화 방법에 관한 것이다.

OFDM 방식은 고속 디지털 전송에 적합한 방식으로 알려져 있으나, 많은 계산과 대용량 메모리가 필요하다는 단점으로 인하여 시스템을 구현하는데 어려움이 있었다. 그러나, 최근 들어 디지털 신호 처리와 초고집적 회로 기술의 발전에 힘입어 디지털 방송, 무선 LAN 등을 포함한 다양한 통신 분야에 널리 적용되어 개발되고 있는 실정에 있다. 무선 멀티미디어 서비스 요구의 증가로 인해 12Mbps 전송속도를 갖는 무선 LAN의 표준안인 기존의 IEEE 802.11 규격을 향상시켜, 5GHz 대에서 654Mbps의 전송속도를 갖는 OFDM 방식의 IEEE 802.11a 무선 LAN 표준 초안이 확정되었다. 그런데, OFDM 전송방식은 전통적인 단일 방송파 변조 방식의 수신 방법을 OFDM 방식에 그대로 사용할 수가 없으므로 OFDM 신호에 적합한 수신 기술을 적용할 필요가 있다.

무선 LAN의 접속방식으로 대역확산 변조방식, 협대역 마이크로웨이브, 적외선 등을 사용한 제품들이 현재까지 무선 LAN의 주류를 이루고 있다. 최근 유무선채널에서 고속 데이터 전송에 적합한 방식으로 OFDM방식이 활발히 연구되고 있다. 다중경로 페이딩을 갖는 무선통신채널에서 심볼주기가 짧은 고속데이터 전송시에 단일 반송파(single-carrier) 방식을 사용하게 되면 심볼간 간섭이 더욱 심해지기 때문에 수신단의 복잡도가 크게 증가하는 반면, 다중 반송파 방식의 경우에는 데이터 전송속도를 그대로 유지하면서 각 부반송파에서의 심볼주기를 부반송파의 수만큼 확장시킬 수 있기 때문에 하나의 탭을 갖는 간단한 등화기로 다중경로에 의한 심각한 주파수 선택적 페이딩 채널에 잘 대처할 수 있다.

고속 무선 LAN 시스템을 위한 몇 개의 주요한 표준안이 제시되고 있다. 먼저는 "HIPERLAN type 1"로 명명된 유럽통신표준기구 ETS(ETS: European Telecommunication Standards Institute)에 의해 정의되었고, 또 하나는 IEEE 802.11에서 매우 활발하게 진행되고 있는 5GHz의 U-NII 대역 802.11a와 2.4GHz에서의 IEEE 802.11b가 있다. 본 발명은 IEEE 802.11a에 적용할 동기화 방법에 관한 것이다. 도 1의 표에서는 타이밍과 관련된 OFDM 심볼 파라미터를 나타내고 있다. OFDM 심볼 전송 시 하나의 심볼에 실리는 데이터 비트수는 N_DBPS와 같으며, 654Mbps의 전송속도를 갖기 위한 심볼주기는로 전송률과 관계없이 같다. 데이터 OFDM 심볼의 보호구간은이므로 부반송 심볼주기이 되며, 부채널간의 간격가 된다. 64point FFT를 사용하므로, 총 부반송파수 52개를 제외한 12개는 입력채널의 간섭을 방지하기 위한 가상반송파로 사용되며, 보호구간으로는 16개의 샘플로 구성된 순회 프리픽스(cyclic prefix)를 사용한다. 샘플링 주기가 되며, 전송대역폭은 20MHz가 된다.

한편, 종래의 OFDM 동기화 방법으로 Schmidl이 제안한 방법을 들 수 있는데, 그 Schmidl이 제안한 프리엠블은 도 2와 같은 구조를 가진다. Schmidl이 제안한 시간 동기화 방법에서는 도 2에서와 같이 프리엠블을 사용하여 도 3과 같이 시간 동기화를 수행하고, 주파수 동기화를 수행한다.

즉, 전체 신호의 길이를 N이라 할 때 N/2의 동일한 신호 2개를 사용하는 것이다. 이런 신호는 디지털 신호 처리의 간단한 기법으로 다른 신호의 처리 없이 단지 짝수 번째 부 반송파에 신호를 실어 보내고 홀수 번째 부 반송파에는 신호를 전송하지 않는 것으로 구현될 수 있다. N/2 길이의 신호를 2개 전송함으로써 얻을 수 있는 이점은 소수배 주파수 오차의 추정 범위가 늘어난다는 것과 N의 길이를 갖는 하나의 신호로 시간 동기와 주파수 동기를 모두 획득할 수 있다는 것이다. 이와 같은 이유로 인하여 Schmidl이 제안한 구조와 같은 프리엠블이 WLAN 802.11a나 802.16의 프리엠블 표준화 작업에 많은 영향을 주었다.

Schmidl이 제안한 시간 동기 알고리즘은 수신된 신호를이라고 할 때, 다음의 [수학식1]과 같이 메트릭(metric)의 최대치를 찾도록 동작한다.

상기는 프리엠블의 길이의 1/2에 해당하는 수신 샘플만큼을 상관(correlation)시킨 값으로 볼 수 있고,는 메트릭 값을 표준화시키기 위한 것으로 볼 수 있다. Schmidl이 제안한 구조에 의하여 메트릭가 최대가 되는 곳은 프리엠블의 시작점이 되므로 이를 이용하여 심볼의 시작점을 찾을 수 있다.

상기에서 구한를 이용하여 주파수 오차도 구할 수 있으며, 다음과 같은 [수학식2]를 이용하여 소수배 주파수 오차를 구하게 된다.

도 4는 Schmidl의 시간 동기 방법에서 백색잡음이 전혀 없는 상황의 메트릭 값을 나타낸 것이다. 여기에 나타난 바와 같이, 백색잡음이나 채널의 왜곡이 전혀 없는 경우에도 프리엠블의 순회 프리픽스(cyclic prefix)에 의해 메트릭의 값이 최대가 되는 곳이 순회 프리픽스의 길이만큼 나타나게 된다.

만약, 채널에 의한 왜곡이나 백색잡음이 존재하는 경우에는 최대 값이 반드시 프리엠블의 시작점에서 나타난다고 할 수 없다. 따라서, 많은 경우 최대값의 90%가 되는 곳을 프리엠블의 시작점으로 설정한다.

이와 같이 종래의 OFDM 동기화 방법에 있어서는 대부분 최대값의 90%가 되는 곳을 프리엠블의 시작점으로 설정하지만, 최대점의 모호성에 의해 심볼 동기 추정의 MSE(MSE: Mean-Square Error)는 상당히 커지게 되는 문제점이 있었다.

따라서, 본 발명의 목적은 OFDM 시스템의 시간 영역에서, 수정된 ML 추정기를 이용하여 심볼 타이밍과 발진기 주파수 옵셋에 대한 검출 및 보정 작업을 수행하고,주파수 영역에서 미세한 샘플링 클럭 옵셋을 추정하여 이를 보정하는 오에프디엠 시스템의 무선 랜 모뎀을 위한 동기화 방법을 제공함에 있다.

도 1은 타이밍 관련 IEEE 802.11a 심볼 파라미터 표.

도 2는 종래 기술에 의한 프리엠블의 포맷도.

도 3은 종래 기술에 의한 시간동기화 방법을 나타낸 설명도.

도 4는 종래의 시간 동기화 방법에서 백색잡음이 없는 상황에서의 메트릭값 그래프.

도 5는 본 발명의 IEEE 802.11a를 위한 동기화 구현 예를 나타낸 블록도.

도 6은 주파수 옵셋에 따른 성능 시뮬레이션(AWGN) 그래프.

도 7a 및 도 7b는 ML 추정기에 의해 생성된 신호(N=64, L=16,= 0.1,SNR=7dB)의 그래프.

도 8은 본 발명에 의한 ML 추정기의 블록도.

도 9a 및 도 9b는 수정된 ML 추정기에 의해 생성된 신호(N=64, L=16,= 0.1,SNR=7dB)의 그래프.

도 10은 IFFT 부채널의 핀 배치도.

도 11a 및 도 11b는 샘플링 클럭 옵셋의 형태를 보인 포맷도.

도 12의 (a)-(d)는 각 파일럿 심볼의 샘플링 클럭 옵셋을 나타낸 그래프.

도 13은 본 발명에 의한 프리엠블의 포맷도.

도 14는 본 발명에 의한 시간동기화 방법을 나타낸 설명도.

도 15는 본 발명과 종래 기술에 의한 메트릭값의 비교 그래프.

도 16은 시간 동기 알고리즘의 성능을 SME 관점에서 살펴본 그래프.

본 발명에 의한 오에프디엠 시스템의 무선 랜 모뎀을 위한 동기화 방법은, 시간영역에서 심볼의 동기를 위하여 윈도우 위치 옵셋에 대한 대략적 동기를 획득하고, 순회 프리픽스를 이용하여 심볼 타이밍과 발진기의 주파수 옵셋을 추정한 후 이를 보정하는 제1과정과; 주파수 영역에서 파일롯 심볼을 이용하여 미세한 샘플링 클럭 옵셋을 추정하여 이를 보정하는 제2과정으로 이루어지는 것으로, 이와 같이 이루어진 본 발명의 작용을 첨부한 도 5 내지 도 16을 참조하여 상세히 설명하면 다음과 같다.

전통적인 단일 반송파 변조 방식의 수신 요소기술을 OFDM 방식에 그대로 사용할 수가 없으므로 OFDM신호에 적합한 요소 기술을 적용할 필요가 있다. OFDM 시스템에서 고려해야할 동기문제는 크게 시간동기와 주파수 동기로 나눌 수 있다. 여기서, 시간동기란 심볼 타이밍 복원과 샘플링 클럭 옵셋 추정에 대한 동기이고, 주파수 동기란 송수신기간에 주파수 차이에 의한 주파수 옵셋 추정과 반송파 위상 추정에 관련된 사항이다. 상기 반송파위상에서의 옵셋의 영향은 데이터가 차동방식(differential)으로 변조된다면 사라질 것이다. 본 발명에서 제안하는 방법은 먼저 시간영역에서 심볼의 동기를 위하여 윈도우 위치 옵셋에 대한 대략적 동기를 획득한 후 발진기의 주파수 옵셋을 추정하여 이를 보정한다. 그리고 주파수영역에서 파일롯 심볼을 이용하여 주파수 영역에서 샘플링 클럭 옵셋을 추정하고 보정하는 방법을 채택하였다. 도 5는 이러한 동기화 구조의 블록도를 나타낸 것이다.

첫째, 상기 시간영역에서의 동기 획득을 위한 처리과정에 대하여 설명하면 다음과 같다.

주파수 동기는 송수신기간의 고주파(RF)의 반송파 주파수를 일치시키는 기능이며, 반송파 주파수 차이인 주파수 옵셋이 존재하면 수신 신호의 주파수 스펙트럼에 주파수 이동이 발생하여 부반송파간 직교성이 상실되고, 다음의 [수학식3]과 같이 FFT 출력신호에 두 가지의 심각한 영향으로 나타난다.

여기서,는 각각 k번째 부반송파에 대한 송수신 신호와 채널 전달함수이고,은 상대적 주파수 옵션으로 부반송파간 주파수 간격에 대한 실제 주파수 옵셋의 비율로 정의된다. 주파수 옵셋의 영향은 첫째 항과 같이 신호의 크기 감소와 위상회전, 그리고 둘째 항와 같이 인접 부반송파간의 간섭으로 나타난다. 셋째 항는 AWGN에 의한 영향을 나타낸다. 다음의 [수학식5]는 AWGN 잡음이 없을때에도 30dB의 SIR을 얻기 위해서는 주파수 옵셋의 영향은를 만족해야한다. 이러한 결과는 부반송파간 주파수 간격이 12%의 정밀도를 가져야 한다는 것을 의미한다.

OFD 방식은 주파수 옵셋에 민감하므로 시스템의 초기화 과정에서 선행되어야 할 기능이다. 도 6은 AWGN 환경 하에서 주파수 옵셋에 대한 QPSK-OFDM의 컴퓨터 시뮬레이션 성능을 나타낸 것이다. OFDM의 심볼은 심볼간 간섭을 제거하고 부반송파간 직교성을 유지하기 위하여 각 심볼 사이에 보호구간을 둔다. 이러한 보호구간 간격 중에서 심볼의 일정부분을 복사하여 사용하면 이를 "순회 프리픽스"라 한다. 현재 이러한 순회 프리픽스를 사용하여 심볼 타이밍과 샘플링 주파수 옵셋을 추정하는 ML 추정방법을 Van de Beek가 제안하였다. 이 방식의 기본적인 개념은 수신단에서 표본화된 입력신호의 공액복소수와 N 샘플 지연된 입력신호를 연속적인 상호상관(cross-correlation)을 수행하는 것에 기반을 둔다. 이때, 심볼의 일부 구간과 순회 프리픽스는 서로 상관을 갖게 되고, 그 외의 부분에서는 평균 0값을 갖게 된다. 즉, 순회 프리픽스의 샘플값 r(k)는 심볼의 유효구간의 샘플값 r(k+N)과 동일한 값을 갖는다.

수신기가 시작지점를 변화시키면서 구한 상관값들 중 상관값의 실수부가 최대인 시작 지점을 추정 심볼 시작 지점으로 결정할 수 있다. 곱셈기의 출력은 순회 프리픽스의 길이를 가지는 이동 평균 필터(moving average filter)를 거치게 된다. 이러한 필터 출력의 절대값은 피크 검출기에 입력으로 작용할 것이고, 심볼의 윈도우 옵셋을 보정하고 샘플링 클럭을 생성하는 VCXO의 제어신호를 번갈아 생성하는 DPLL에도 공급된다. 그리고, 송신기와 수신기의 국부발진 주파수 옵셋에 의해 발생된 샘플링 주파수 옵셋은 신호의 상호 상관값이 최대가 되는 점에서 위상을 측정함으로써 쉽게 계산할 수 있다.

따라서, 다음의 [수학식8],[수학식9]와 같이 최대값을 구하는 식이 ML-추정이다.

도 7a 및 도 7b는 IEEE 802.11a의 표준에 따른 Monte Carlo 시뮬레이션 결과를 나타낸 것으로, 0.1의 주파수 옵셋이 발생했을 때 ML 추정기는 이를 정확히 검출하였다.

이러한 ML 추정기는 IEEE 802.11a의 심볼규격에 적용하면 심볼의 샘플수(N)가 작은 관계로 인하여 낮은 SNR인 경우에는 심볼타이밍의 값의의 피크값이 뚜렷하지 않아 이러한 구조를 그대로 IEEE 802.11a에 적용시킬 수 없게 된다. 따라서, 이러한 구조를 수정해서 사용해야 될 이유가 있다. 이러한 추정기를 한 심볼구간에서만 관측하는 것이 아니라, 다음의 [수학식10]과 같이 M개의 심볼에서 동시에 관측하면 보다 뚜렷한의 추정값을 얻을 수 있을 것이다.

그러나, 이렇게 여러개의 심볼을 관측하였을 때 감수하여야 할 사항은 하드웨어 사이즈의 증대라고 말할 수 있다. 따라서, 본 발명에서는 3개의 심볼을 관측하고, 이의 구조의 하드웨어를 간단하게 하는 구조를 제안하였다. ML 추정기에서 중요한 하드웨어는 제곱기(곱셈기)라고 할 수 있다.

두 복소수의 절대치의 자승은 상기 [수학식11]과 같이 전개할 수 있다. 이러한 동작을 위해서는 실수 곱셈기가 4개 , 실수 덧셈기가 3개를 필요로 한다. 상기[수학식11]은 다음 [수학식12]와 같이 전개될 수 있다. 여기서, 셋째 항은 [수학식13]의 상관 항의 실수부와 같음을 알 수 있다. 그러므로 이 블록을 별도로 구현하지 않아도 된다. 이렇게 실수 곱셈기 2개, 실수 덧셈기가 4개 필요하여 곱셈기의 수를 절반으로 줄일 수 있다.

도 8과 같은 수정된 ML 추정기 구조로 하여 세 개의 심볼을 관측하는 것을 예로 한다. 이와 같은 경우 12개의 곱셈기 대신 6개의 곱셈기만을 필요로 하게 된다. 도 9a 및 도 9b에서는 이러한 수정된 ML 추정기를 이용하여 도 7과 같이 시뮬레이션을 수행한 결과를 나타낸 것이다.

둘째, 상기 주파수 영역에서의 동기 획득을 위한 처리과정에 대하여 설명하면 다음과 같다.

샘플 타이밍 동기는 송신시 주파수 대역의 효율을 감안하여 IFFT된 신호에 대해 펄스 쉐이핑(Pulse shaping)을 하게 된다. 펄스 쉐이핑된 신호를 수신하였을 때 아날로그/디지털 변환기의 샘플 위치를 정확히 추정하지 못할 경우 이웃 샘플로부터의 간섭을 받게 되어 신호의 왜곡을 초래하게 된다. 이렇게 발생되는 샘플 타이밍 에러는 수신 신호의 크기와 위상을 왜곡시킨다. 일반적으로, 시간영역에서의지연은 주파수 영역에서의 위상 변화를 초래한다. 이는 부반송파의 주파수에 따라 선형적으로 증가하는 위상 변화를 초래한다. 또한, 샘플 타이밍 옵셋이 클수록 부반송파의 주파수 증가에 따른 위상의 증가를 더 크게 한다.

본 발명에서는 이러한 선형적인 증가의 기울기를 이용하여 샘플링 타이밍 에러를 추정하고자 한다. 모의실험의 환경에서는 IEEE 802.11a 물리적 계층에서 한 개의 심볼 당 4개가 삽입되는 파일럿 심볼에 적용한다. 송신기에서 직병렬 변환기를 통해 48개씩 모아진 데이터는 -2626번째의 부반송파 위치로 각각 맵핑된다. 이때 0번째 부반송파는 DC 부반송파 그리고, 4개의 파일럿 심볼은 매 OFDM 심볼의 -21, -7, 7, 21번째 부반송파에 실리게 되며, 가상 BPSK 신호가 실리게 된다. 도 10은 실제 IFFT의 핀 맵핑을 보여주는데, -26-1번째의 부반송파는 IFFT의 3863번째의 입력이 되고, 126번째의 부반송파는 IFFT의 126번째의 입력이 된다. 따라서, 파일럿 심볼 7,21,-21,-7번째 부반송파는 각각 7,21,33,57번째 핀에 입력된다. 샘플링 클럭 위상 옵셋은 샘플링 타이밍 옵셋에 의한 k번째 부반송파에 발생하는 위상회전은 다음의 [수학식14]와 같다.

j번째 심볼에서 k1과 k2의 두 파일럿 심볼간의 위상 회전량의 차이는 다음 [수학식15]에 의해 구할 수 있다. 편의상 k2>k1이라 가정하면,

상기 [수학식15]를 1 샘플 크기의 FFT 윈도우 위치 복원 오류에 의한 위상 차이로 정규화하면 다음 [수학식16]과 같이 표현된다.

상기 Tu와 Ts는 유효 심볼 간격과 한 샘플의 간격을 나타낸다. 이들 사이에 관계는 Tu = NTs가 된다. 이때, Tu를 1로 정규화 하면 Ts = 1/N이 된다. 한 심볼은 64샘플(FFT size : 64)이고, 파일럿 심볼의 7번째와 21번째 부채널에 1을 입력하여 이 두 파일럿 심볼간의 위상 회전량의 차이를 구하고, 다음 21번째와 -21번째 부채널의 파일럿 심볼, -21째와 -7번째의 부채널의 파일럿 심볼에 1입력하여 각각 이 두 파일럿 심볼간의 세 개의 위상 회전량을 구한다. 그리고, 이 두 결과값을 평균하여 심볼의 샘플링 타이밍 옵셋량을 추출하게 된다.

도 12는 각 전송된 파일럿 심볼이 1/4샘플의 샘플링 타이밍 옵셋의 영향을 받은 것을 보여준다. 다음의 [수학식17])에 대입하면 추정된 샘플량을 정확히 검출할 수 있다.

상기에서 추정된 샘플링 위상 옵셋은 원-탭(one-tap) 등화기의 탭을 변화시켜 보상할 수 있다.

결국, 본 발명에서는 고속 무선 LAN의 표준안으로 확정된 OFDM 방식의 IEEE 802.11a 무선모뎀의 동기화 방법을 창안한 것으로, 시간 영역에서 수정된 ML 추정기를 이용하여 심볼 타이밍과 발진기 주파수 옵셋에 대한 검출 및 보정하고, 주파수 영역에서 미세한 샘플링 클럭 옵셋을 추정하여 이를 보정하는 결합 동기화를 수행한다.

한편, 본 발명에 의한 심볼 동기 추정 방법을 도 13 내지 도 16을 참조하여 상세히 설명하면 다음과 같다.

Schmidl이 제안한 프리엠블에서 심볼의 시작점을 정확하게 찾지 못하게 되는 가장 큰 이유는 한 샘플 옆의 상관(correlation) 값 즉,와의 값의 차이가 크지 않기 때문이다. 이러한 이유로 인하여 메트릭가 완만한 모양을 하고 있다. 따라서, 임펄스와 비슷한 형태의 메트릭 값이 나타날 수 있도록 프리엠블을 설계하고, 이에 상응되게 메트릭 값을 구하는 방법을 바꾸어 주어 편차(variance)가 적은 추정이 가능하도록 하였다.

도 13은 본 발명에 의한 프리엠블 구조의 일예를 나타낸 것으로, 이에 도시한 바와 같이 N/4 길이의 신호 4개를 사용하여 프리엠블을 구성하였다. 여기서, B와 A는 대칭이 되게 구성하고,,는 A,B 신호의 복소수근(complex conjugate)임을 의미한다. 이와 같은 신호는 FFT의 특성을 이용하면, 한 번의 FFT만으로 구할 수 있다. FFT의 대칭(symmetric) 특징을 이용하여 IFFT 입력 신호를콤플렉스(complex) 신호가 아닌 리얼(real) 신호로만 구성하면 즉, BPSK 신호만을 이용하면 간단하게 본 발명에서 제안하는 구조의 신호를 얻을 수 있다.

본 발명의 OFDM 시스템에서는 프리엠블을 이용하여 시간 및 동기를 맞추기 위해 다음의 [수학식18]과 같이 메트릭을 구하도록 하였다.

상기를 구하는 방법을 도 14에 상세히 표현하였다. Schmidl이 제안한 방법과 마찬가지로, 본 발명에서 제안하는는 원하는 점에서 최대 값을 가지게 될 것이다. 그런데, Schmidl의 방법에서는 원하는 지점에서 1 샘플만 어긋나도 나머지 N/2-1 개의 값은 같은 값을 가지게 되어값이 상당히 큰 값을 가지게 될 것이다.

하지만, 본 발명에서는 도 14에 나타낸 바와 같이 1 샘플이 어긋나게 되면, 나머지 모든 값들도 모두 다른 값이 되어 상기값이 작아지게 된다. 이러한 이유로 인하여, 본 발명에 의한 프리엠블 구조와 메트릭을 구하는 방법을 이용하면 보다 정확한 심볼 동기 추정이 가능하게 된다.

결국, 본 발명에 의하면 더 정확한 심볼 동기 추정이 가능하다는 것이다. Schmidl이 제안한 방법과 본 발명에 의한 방법에서의 메트릭 값을 비교해 보면 도 15와 같다. 도 15에서, 본 발명에서의 메트릭 값이 Schmidl이 제안한 방법에서의메트릭보다 구분하기에 훨씬 쉬운 구조로 되어 있음을 알 수 있다. Schmidl의 방법에서는 순회 프리픽스에 의해 최대점이 순회 프리픽스의 길이만큼 생겨나는 것을 알 수 있다. 또한, 메트릭 값의 변화가 인접 샘플들 사이에서 많지 않은 것을 알 수 있다. 하지만 본 발명에서의 메트릭 값은 임펄스 모양의 값을 갖게 되어 심볼 동기를 맞추는데 모호성이 발생되지 않고, 이로 인하여 추정의 정확도가 월등히 향상된다.

도 16은 본 발명에 의한 동기화 방법의 성능을 MSE 관점에서 살펴본 그래프로서, 이 실험은 IMT-2000 채널 환경 중 인도어 에이(Indoor A) 채널에서 실행한 것이다. 여기에 나타난 바와 같이 본 발명에 의한 방법이 Schmidl의 방법보다 MSE 측면에서 훨씬 우수한 성능을 가짐을 알 수 있다. 이는 도 15의 설명에서와 같이 본 발명에서의 타이밍 메트릭이 Schmidl 방법에서의 타이밍 메트릭보다 훨씬 더 샤프한 특징을 보이기 때문이다.

이상에서 상세히 설명한 바와 같이 본 발명은 시간 영역에서 수정된 ML 추정기를 이용하여 심볼 타이밍과 발진기 주파수 옵셋에 대한 검출 및 보정하고, 주파수 영역에서 미세한 샘플링 클럭 옵셋을 추정하여 이를 보정하는 결합 동기화를 수행 함으로써, 이동통신 시스템의 통신 품질을 향상시키는데 이바지할 수 있는 효과가 있다.

Claims (6)

1. 시간영역에서 심볼의 동기를 위하여 윈도우 위치 옵셋에 대한 대략적 동기를 획득하고, 순회 프리픽스를 이용하여 심볼 타이밍과 샘플링 주파수 옵셋을 추정한 후 이를 보정하는 제1과정과; 주파수 영역에서 파일롯 심볼을 이용하여 미세한 샘플링 클럭 옵셋을 추정하여 보정하는 제2과정으로 이루어지는 것을 특징으로 하는 오에프디엠 시스템의 무선 랜 모뎀을 위한 동기화 방법.
2. 제1항에 있어서, 심볼 타이밍과 샘플링 주파수 옵셋의 추정을 위하여, 수신단에서 표본화된 입력신호의 공액복소수와 N 샘플 지연된 입력신호에 대해 연속적인 상호상관을 수행하는 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 오에프디엠 시스템의 무선 랜 모뎀을 위한 동기화 방법.
3. 제1항에 있어서, 심볼 타이밍을 결정할 때, 수신기가 시작지점 theta 를 변화시키면서 구한 상관값들 중 상관값의 실수부가 최대인 시작 지점을 추정 심볼 시작 지점으로 결정하는 것을 특징으로 하는 오에프디엠 시스템의 무선 랜 모뎀을 위한 동기화 방법.
4. 제1항에 있어서, 제2과정의 추정된 샘플링 위상 옵셋은 원-탭 등화기의 탭을 변화시켜 보상되는 것임을 특징으로 하는 오에프디엠 시스템의 무선 랜 모뎀을 위한 동기화 방법.
5. 제1항에 있어서, 심볼의 동기를 추정하기 위하여, FFT의 대칭 특징을 이용하여 N/4 길이의 신호 A,B,,(,는 A,B 신호의 공액 복소근)로 프리엠블을 구성하고, 이 프리엠블을 이용하여 시간 및 동기를 맞추기 위해 다음의 [수학식]과 같이 메트릭을 구하는 것을 특징으로 하는 오에프디엠 시스템의 무선 랜 모뎀을 위한 동기화 방법.
6. 전체 길이의 1/4의 길이를 가지는 제1신호와, 상기 제1신호와 대칭이되며 같은 길이의 제2신호와, 상기 제1신호의 공액 복소수인 제3신호와, 상기 제2신호의 공액 복소수인 제4신호를 차례로 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 오에프디엠 시스템의 무선 랜 모뎀을 위한 동기화 방법.