KR20040007535A - 수동 간섭 위치에 대한 협대역 선검출 신호 처리 시스템및 방법 - Google Patents

수동 간섭 위치에 대한 협대역 선검출 신호 처리 시스템및 방법 Download PDF

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Abstract

수동의 간섭 위치 애플리케이션들에서의 협대역의 선검출 신호 처리에 대한 시스템 및 방법이 개요된다. 수신 서브시스템은 제어되지 않은 전송기로부터 기준 신호와 타겟 신호를 수신한다. 타겟 신호는 타겟으로부터 반사된다. 수동의 간섭 위치 시스템은 기준와 타겟 신호들에서 선검출 동작들을 수행하는 서브처리기들을 포함한다. 함수들은 제로 도플러 제거, 직교 복조, 기준 빔 재생, 간섭 처리 구간 선택, 파워 스펙트럼 밀도 추정, 크로스 모호성 함수 형성 등을 포함한다. 이들 동작들 내에서, 기준 신호는 제 1 출력 기준 신호를 형성하기 위해 타겟 신호에 대해 필터링된다. 제 1 출력 기준 신호는 제 1 출력 타겟 신호를 형성하기 위해 제 1 타겟 신호와 결합된다. 이어서 출력 타겟 신호는 다음의 수동의 간섭 위치 처리 동작들을 위해 사용된다. 필터는 타겟 신호와 다음의 타겟 신호간의 차이에 대해 업데이트된다. 또한, 두 경로들은 기준 및 타겟 신호들을 상관 처리하기 위해 사용된다.

Description

수동 간섭 위치에 대한 협대역 선검출 신호 처리 시스템 및 방법{System and method for narrowband pre-detection signal processing for passive coherent location}
(관련 기술의 설명)
레이더 시스템들은 관심있는 타겟의 존재를 검출하고 그 타겟에 대한 정보를 제공한다. 종래 레이더 시스템들은 펄스 레이더(pulsed radar)와 지속파 레이더(continuous wave radar)를 구비한다. 펄스 레이더에 있어서, 타겟 거리의크기는 전자기 에너지 펄스의 전송으로부터 그 반사된 에너지의 수신까지의 경과된 시간의 측정에 의해 결정된다. 지속파 레이더에 있어서는, 지속파가 전송된다. 타겟 거리는 전송된 신호와 수신된 반사 신호간의 주파수 편이의 측정에 의해 결정된다.
종래의 레이더 시스템들은 전자기 에너지를 전송한다. 전송된 전자기 에너지의 일부분은 관심있는 타겟에서 반사되어 공간으로 산란된다. 레이더 시스템은 반사된 에너지를 수신하고 수신된 반사 에너지와 전송된 에너지의 복제들(replicas)을 상관시킴으로써 관심있는 타겟에 대한 정보를 추출한다.
(관련 기술의 교차 참조)
이 출원은 본원에 참조 문헌으로서 포함되는, 2001년 5월 4일자로 출원된, 발명의 명칭이 PCL 응용들을 위한 협대역 선검출 신호 처리 시스템 및 방법인 미국 임시 특허 출원 제 60/288,452호의 이점을 청구한다.
(기술 분야)
본 발명은 수동 간섭 위치(PCL) 시스템에 관한 것으로, 보다 상세하게는 PCL 응용들을 위한 협대역 선검출 신호 처리 시스템 및 방법에 관한 것이다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 수동 간섭 위치 시스템, 타겟 및 복수의 전송기들의 블록도.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 수동 간섭 위치 시스템의 블록도.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 수동 간섭 위치 시스템에서의 선검출 신호 처리의 흐름도.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 제로-도플러 제거 디바이스의 개략도.
도 5은 본 발명의 실시예에 따른 직교 복조 디바이스의 개략도.
도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따른 수동 간섭 위치 시스템에서의 선검출 신호 처리에 대한 흐름도.
(발명의 요약)
따라서, 본 발명은 PCL 응용 및 PCL 응용을 위한 신호 처리 방법에 관한 것이다.
수동 간섭 위치 응용들에서 협대역 선검출 신호 처리를 위한 시스템 및 방법이 개시된다. 수신 서브시스템은 기준 신호와 타겟 신호를 비제어 전송기(uncontrolled transmitter)로부터 수신한다. 타겟 신호는 타겟으로부터 반사된다. 수동 간섭 위치 시스템은 기준 및 타겟 신호들에 대해 선검출 동작들을 수행하는 서브-처리기들을 구비한다. 그 기능들은 제로-도플러 제거(zero-doppler cancellation), 직교 복조, 기준 빔 재생, 간섭 처리 구간 선택, 파워 스펙트럼 밀도 추정, 크로스 모호성 함수 형성(cross ambiguity function formation) 등을 구비한다. 이들 동작들 내에서, 기준 신호는 제 1 출력 기준 신호를 형성하기 위해 타겟 신호에 대해 필터링된다. 제 1 출력 기준 신호는 제 1 출력 타겟 신호를 형성하기 위해 제 1 타겟 신호와 조합된다. 이후 출력 타겟 신호는 후속 수동 간섭 위치 처리 동작들에 사용된다. 필터는 타겟 신호와 후속 타겟 신호간의 차이에 대해 갱신된다. 더욱이, 2개의 경로들은 기준 및 타겟 신호들의 상관 처리를 위해 사용된다.
본 발명의 추가의 특징은 및 이점들은 이하의 상세한 설명에 기술될 것이고, 그 상세한 설명으로부터 명백할 것이며, 또는 본 발명의 실시에 의해 알 수 있을 것이다. 본 발명의 목적들 및 다른 이점들은 특히 도면들뿐만 아니라 상세한 설명 및 그 청구의 범위에 기술된 구조에 의해 실현되고 얻어질 수 있을 것이다.
상기 일반적인 설명 및 다음의 상세한 설명 모두는 예시적 또는 설명을 위한 것이며 청구된 본 발명의 추가 설명을 제공하기 위해 의도된 것이다.
본 발명의 추가 이해를 위해 제공하기 위해 포함되고 이 명세서의 일부에 포함되고 그 일부를 구성하는 첨부 도면들은 본 발명의 실시예들을 설명하고 상세한 설명과 함께 본 발명의 원리를 설명하기 위한 역할을 한다.
(바람직한 실시예의 상세한 설명)
이하, 본 발명의 최선의 실시예에 대해 상세히 설명하며, 본 발명의 예는 첨부 도면들에 도시되어 있다.
수동 간섭 위치("PCL") 시스템들은 멀티 스태틱 광역 이동 타겟 감시 센서(multi-static wide area moving target surveillance sensors)들을 이용하는 수동 감시 시스템들이다. PCL 기술은 관심있는 타겟들에 에너지를 전송하지 않고 검출 능력을 제공한다.
수동 레이더 시스템들은, 종래의 레이더 시스템들과 대조적으로, 상업 방송 주파수 변조("FM") 무선 신호들과 텔레비전 방송 신호들 등과 같은 비제어 일루미네이터들(illuminators)로부터 전송된 전자기 에너지를 이용한다. 수동 레이더 시스템들은 비제어 일루미네이터들로부터 전송되고 관심있는 타겟에서 반사된 신호들인 반사 신호들 및 비제어 일루미네이터들로부터의 직접 경로 신호들을 수신한다.수동 레이더 시스템들은 수신된 반사 신호들을 수신된 직접 경로 신호들과 상관시킴으로써 관심있는 타겟에 대한 정보를 추출한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 PCL 시스템, 타겟 및 복수의 전송기들의 블록도이다. 도 1은 복수의 비제어 일루미네이터들, 또는 전송기들(110, 112, 114), 관심있는 타겟(150) 및 PCL 시스템(100)을 도시한다. 전송기들(110, 112, 114)은 내비게이션 보조 전송기들 및/또는 중계기들 및 상업용 텔레비전("TV") 방송 전송기들 및/또는 중계기들 등과 같은 비제어 협대역 일루미네이터들을 구비할 수 있다. 타겟(150)은 항공기일 수 있다.
전송기들(110, 112, 114)은 전자기 에너지 신호들을 모든 방향들로 전송한다. 전송된 신호들의 일부는 타겟(150)에 의해 반사되어 산란된다. PCL 시스템(100)은 타겟 경로 신호들(130)이라 하는 산란 신호들의 일부를 수신할 수 있다. 더욱이, PCL 시스템(100)은 전송기들(110, 112, 114)로부터 직접 신호들의 일부를 수신한다. 이들 신호들은 기준 경로, 또는 직접 경로, 신호들(140)로 알려질 수 있다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 PCL 시스템(100)을 도시한다. PCL 시스템(100)은 안테나(200), 수신 서브시스템(202), A/D 컨버터 서브시스템(204), 처리 서브시스템(206) 및 디스플레이(208)를 구비한다. PCL 시스템(100)은 비제어 전송기들로부터 전송된 신호들을 수신한다.
안테나(200)는, 전송기(110, 112, 114)를 구비하는, 비제어 일루미네이터들로부터 기준 경로 신호(140)를 수신한다. 안테나(200)는 또한 타겟(150)으로부터반사된 타겟 경로 신호(130)를 수신한다. 안테나(200)는 기준 경로 신호(140)와 타겟 경로 신호(130)를 수신 서브시스템(202)에 통신한다.
수신 서브시스템(202)은 안테나(200)로부터의 기준 경로 신호(140)와 타겟 경로 신호(130)를 수신하여 처리한다. 수신 서브시스템(202)은 변환기(transducer)를 구비할 수 있다. A/D 컨버터 서브시스템(204)은 수신 서브시스템(202)의 출력을 수신하고 바람직한 샘플링 속도로 신호들을 샘플링함으로써 신호들의 디지털 샘플들을 출력한다. A/D 커넥터 서브시스템(204)은 각 샘플링 시간에서 아날로그 신호들의 크기를 이용하여 디지털 파형을 형성한다. A/D 컨버터 서브시스템(204)은 수신된 신호를 증폭하기 위해 증폭기를 구비할 수 있다.
처리 서브시스템(206)은 수신 신호들의 디지털 샘플들을 A/D 컨버터 서브시스템(204)으로부터 수신한다. 처리 서브시스템(206)은 관심있는 타겟(150)에 대한 정보를 추출하기 위해 수신된 기준 신호(140)와 타겟 신호(130)를 처리한다. 처리된 정보는 타겟(150)의 위치에 관련된 가속도 정보, 위치, 속도를 포함할 수 있다.
처리 서브시스템(206)은 서브처리기들을 구비할 수 있다. 서브처리기들은 최적화된 신호들을 제공하기 위해 에러들을 제공하는 선검출 신호 처리기(240)와 타겟(150)에 대한 정보를 추출하기 위한 신호 처리기(242)를 구비할 수 있다. 선검출 신호 처리기(240)는 검출처리에 추정 파워 스펙트럼 밀도("PSD") 또는 크로스 모호성 함수("CAF")를 부여하는 데 필요한 연산들을 수행한다. 선검출 신호 처리기(240)는 데이터 디인터리버 기능성 소자(210), 변환 기능성 소자(212), 등화(equalization) 기능성 소자(214), 제로-도플러 제거("ZDC") 기능성소자(216), 직교 복조 함수 요소(218), 기준 빔 재생 기능성 소자(220), 역변환 기능성 소자(222), 빔 형성 기능성 소자(224, 간섭 처리 구간("CPI") 선택 기능성 소자(226), 움직임 보상 기능성 소자(228), 파워 스펙트럼 밀도("PSD") 추정 기능성 소자(230), 크로스 모호성 함수("CAF") 형성 기능성 소자(232), 및 RMS 계산 기능성 소자(234)를 구비할 수 있다. 처리 서브시스템(200)은 다양한 상술된 요소들의 기능들을 수행하도록 프로그래밍된 데이터 저장 능력들을 가진 고성능 컴퓨터를 구비할 수 있다. 대안으로, 하드웨어 요소들은 선검출 처리 서브시스템들의 일부 또는 전부로 사용될 수 있다.
출력 장치(208)는 처리 서브시스템(206)으로부터 수신된 정보를 수신하고 디스플레이한다. 바람직하게는, 서브시스템들(202, 204, 206, 208)은 고속망을 통해 결합될 수 있다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 선검출 신호 처리기(240)에 의한 신호 처리의 흐름도를 도시한다. 단계(300)는, ADC 시계열 데이터의 블록들이 함께 다중화될 때, A/D 컨버터 서브시스템(204)으로부터 안테나(200)에서 수신된 타겟 경로 신호(130)와 기준 경로 신호(140)의 디지털 샘플들을 수신하는 선검출 신호 처리기(240)를 실행시킨다. ADC 시계열들의 블록들은 데이터 디인터리버 기능성 소자(210)에 의해 수신된다.
데이터 디인터리빙 기능성 소자(210)는 후속 필터링 동작들에서 요구될 때 시계열 데이터의 입력 블록들로부터 기준 신호(140) 데이터와 타겟 신호(130) 데이터를 추출하고, 병렬 처리를 위해 적당한 ACD 배율을 적용한다. 데이터 디인터리빙기능성 소자(210)는 2개의 주 병렬 경로들을 이용하여 신호들을 건넨다. 2개의 주 병렬 경로들은 다른 형태의 협대역 일루미네이터들을 다룬다. 기준 채널(370)과 타겟 채널(372)을 구비하는 제 1 경로(302)는 TV 반송파들로 대표되는 제로 대역폭 신호에 대한 흐름을 보여 준다. 기준 채널(380)과 타겟 채널(382)을 구비하는 제 2 경로(304)는 상관 처리가 제 1 경로에 사용되는 직접 파워 스펙트럼 밀도("PSD") 추정보다 성능이 일반적으로 우수한 약간의 대역폭을 가진 신호들에 대한 흐름을 나타낸다.
제 1 경로(302)의 단계(310)를 참조하면, 데이터 변환 기능성 소자(212)는 기준 신호(140) 데이터와 타겟 신호(130) 데이터를 기준 채널(370)과 타겟 채널(372) 각각을 통해 수신한다. 데이터 변환 기능성 소자(212)는 이산 퓨리에 변환("DFT"), 바람직하게는 고속 퓨리에 변환("FFT") 동작을 이용함으로써 실시한다. FFT 동작은 입력 데이터를 시간 함수에서 주파수 함수로 변환한다. 바람직하게는, 오버랩-세이브 FFT 동작은 모든 범위들에 대해 실시될 수 있다. 오버랩-세이브 FFT 동작이 관심있는 각 시계열 데이터와 독립적으로 반복되어, 타겟 신호 데이터의 각각 및 기준 신호 데이터의 각각에 대한 DFT 출력 및 고유 "세이브" 블록을 제공한다. 바람직하게는, DFT 길이, N은 작은 정수들(즉, 2, 3, 4 또는 5)의 적으로 인수분해되도록 선택될 수 있고, 그 결과 유효 FFT 기술이 2N 길이 DFT를 실시하는 데 이용될 수 있다.
단계(312)를 참조하면, 등화 기능성 소자(214)는 기준 채널 및 타겟 채널을 통해 데이터 변환 기능성 소자(212)의 출력을 수신한다. 등화 기능성 소자(214)는필터들을 기준 신호(140) 데이터와 타겟 신호(130) 데이터 각각에 적용한다. 필터들은 관심있는 반송파 주파수 주위에 집중된 약 50kHz대에 대한 진폭 리플, 타겟 신호(130) 데이터와 기준 신호(140) 데이터 사이의 주파수에 대한 주파수 편이 비율의 차이인 타겟 신호 대 기준 미분 그룹 지연, 신호 대 잡음 비의 비율과 타겟 신호들 간의 위상 에러들의 차이인 차미분 이득을 최소화할 수 있다. 필터들은 오프-라인 교정 절차를 통해 얻어질 수 있다. 등화 기능성 소자(214)는 신호를 구성하는 주파수들의 분산으로 인한 채널 내에서의 연속 전송된 신호들의 중첩인 심볼간 간섭("ISI")을 보상한다. 등화 기능성 소자(214)는 채널 왜곡을 보상함으로써 에러 확률을 최소화한다. 등화 절차는 각 시계열 데이터에 대해 독립적으로 반복될 수 있다.
단계(314)를 참조하면, 제로-도플러 제거 기능성 소자(216)는 타겟 신호(130) 데이터에 존재하는 기준 신호(140) 데이터의 부분을 최소화하는 타겟 채널(372B) 및 기준 채널(370B)을 통해 수신된 타겟 신호(130) 데이터에 대한 적응형 제로 도플러 제거("ZDC"), 또는 시간-영역 신호 처리 동작을 실시한다. 각 RF 통과대역(각 국부 발진기("LO") 튜닝과 별개)에 대해, 구성 가능한 입력은 ZDC가 수행되어야 할지 아닌지의 여부를 표시한다. ZDC가 수행되는 것이면, 기준 신호(140)는 빔성형 계수들의 관련 세트를 갖는 A/D 채널들의 오더 리스트(ordered list) 또는 단일 요소 A/D 채널 중 어느 하나로 지정된다. 단계(313)를 참조하면, 지연이 기준 채널(370C) 내의 신호들에 지연 요소에 의해 도입될 수 있다.
단계(316)를 참조하면, RMS(root mean square) 대역폭 계산 기능성소자(234)는 기준 신호(140) 데이터를 기준 채널(370C)을 통해 수신하고 기준(140) 신호 데이터의 대역폭의 RMS 값을 추정한다. 이 값은 나중의 검출 및 특징 추출 처리에서 일어나는 수행되는 지연 측정의 편차의 계산에서 요구된다.
단계(318)를 참조하면, 직교 복조 기능성 소자(218)는 지연 요소 및 제로-도플러 제거 기능성 소자(216)의 출력을 통해 등화 기능성 소자(214)로부터 기준 데이터(140) 신호를 수신한다. 직교 복조 기능성 소자(218)는 이하에 기술되는, 도 5에 개략적으로 도시된 시간-영역 신호 처리 동작을 실시한다.
단계(320)를 참조하면, 역변환 기능성 소자(222)는 직교 복조 기능성 소자(218)에 의해 생성된 기준 신호(140) 데이터와 타겟 신호(130) 데이터를 받아들이고 역변환을 실시한다. 바람직하게는, 관심있는 신호들에 대한 복소-값 (complex-valued) 시계열의 B/2=N-(MEFF-1) 길이 블록들이 생성될 수 있다. 타겟 어레이 요소 신호들 및 기준 신호들 각각은 독립적으로 처리된다. 바람직하게는, 유효 필터 길이는 홀수(odd)이다.
단계(322)를 참조하면, 빔 형성 기능성 소자(224)는 선행하는 기능성 소자들에 의해 생성된 타겟 신호(130) 데이터를 받아들이고 이들을 결합하여 방위 및 고도의 특정 라인들을 따라 선택성을 가진 타겟 빔들을 형성한다. 빔 형성 함수(322)는 선택적인 단계일 수 있다.
단계(324)를 참조하면, ("CPI") 선택 기능성 소자(226)는 선행하는 기능성 소자들로부터 생성된 타겟 신호(130)와 기준 신호(140)를 수신하고, 네트워크 내의모든 수신기 노드들로부터 검출 보고 데이터를 정확하게 타임-태그하고 동기화하기 위해 CPI를 선택한다. CPI 선택은 ("GPS") 시간에 대해 타임-태그들을 바이어싱하고 미리 정해진 시간 순간들에 대해 센터링된 CPI들을 선택함으로써 수행된다. 이러한 시간 구간은 약 10에서 약 100 밀리초의 범위에 있을 수 있다. GPS 시간은 GPS 수신기로부터 주기적으로 래치되고 시간상 가까운 A/D 샘플과 관련된다. 이러한 GPS 시간 마크로, 메모리내의 모든 버퍼링된 A/D 데이터는 GPS 시간 마크로부터의 샘플들의 수 및 샘플링 속도를 이용하여 정확하게 타임-태그될 수 있다.
단계(326)를 참조하면, 움직임 보상 기능성 소자(228)는 CPI 선택 기능성 소자(226)으로부터 신호들을 수신하고 관심있는 타겟("TOI"; target-of-interest)에 대한 트랙커 피드백을 받아들이고 CPI에 대해 그 움직임을 보상하여 TOI에 대한 검출 성능을 증강함으로써 움직임 보상을 실시한다. 움직임 보상 동작은 처리 제어 옵션들 중 하나로서 수행될 수 있다. 움직임 보상 기능성 소자(326)는 상태 벡터 시간과 CPI 시간간의 시간차가 임계치,를 넘지 않을 때 움직임 보상을 실시한다. 움직임 보상 옵션이 행해질 때, 피드백은 트랙커 기능에서와 같이 TOI가 식별된 후 주기적으로 제공되는 상태 벡터이다. 상태 벡터 피드백은 벡터 트리플릿,으로 표시된다.
여기서, R0, V0, A0는 t0에서의 타겟 위치, 속도, 가속도 벡터들을 나타낸다.
단계 328를 참조하면, 파워 스펙트럼 밀도("PSD") 추정 기능성 소자(230)는 선행하는 기능성 소자들로부터 생성된 기준 신호(140)와 타겟 신호(130)를 수신하고 파워 스펙트럼 밀도를 추정한다.
일 실시예에 있어서, 윈도우드 피리오도그램(windowed periodogram)은 PSD의 추정으로서 계산된다. 다른 스펙트럼 밀도 추정기들이 사용될 수 있다. 피리오도그램은 이산 퓨리에 변환에 기초한다. 피리오도그램은 스펙트럼내의 별개의 피크로서 하나의 주파수 값에 가까운 사인 곡선의 존재를 디스플레이한다. 일 실시예에 있어서, 피리오도그램은, n=0,1,..., N-1에 대해,
에 따라 계산될 수 있다.
여기서 CPI 내의 데이터는 X[n], n=0, 1, .., N-1로서 표현되고, 윈도우는 W[n],n=0, 1, .., N-1로 표시된다.
윈도우 기능은 구성 변수 WINDOP를 통해 선택된다.
해밍 윈도와 블랙맨 윈도가 사용될 수 있다. 해밍 윈도는, n=0,1,..., N-1에 대해,
으로 정의될 수 있다.
해밍 윈도의 파워 이득들은 일정 진폭 신호에 대해서는 -5.4dB이고 백색 잡음 노이즈 시퀀스에 대해서는 -4.0dB이다.
블랙맨 윈도는, n=0,1,..., N-1에 대해,
여기서, a0=0.42323, a1=0.49755, a2=0.07922이다.
블랙맨 윈도의 파워 이득들은 일정 진폭 신호에 대해서는 -7.5dB이고 백색잡음 시퀀스에 대해서는 -5.1dB이다. 검출 처리 단계에서, 총 잡음 파워는 피리오도그램 성분들의 평균이고, 여기서 상기 평균은 "잡음 빈들(noise bins)"로서 분류된 빈들에 대해 취해진다.
각 링크에 대해, 파워 스펙트럼 밀도는 신호들이 움직임을 보상하기 위해 변조된 후 추정된다. 검출기는, 각 링크 "k"에 대해, 즉,
일 때는 언제나, 타겟에 대한 예측 도플러에 대해 선택 가능한 구간 내의 도플러를 가진 검출 보고들을 받아들인다.
개별적으로, 기준 신호(140)와 타겟 신호(130)가 제 1 경로(302)에서 처리되는 것과 같은 시간에, 신호들은 도 3에 도시된 것과 같이, 상관 처리를 위해 제 2 경로(304)에서 처리된다. 제 2 경로(304)에서의 신호 처리 단계들은 이하에 기술된다.
제 2 경로(304)의 단계(330)를 참조하면, 데이터 변환 기능성 소자(212)는 기준 신호(140) 데이터와 타겟 신호(130) 데이터를 기준 채널(380)과 타겟 채널(382) 각각을 통해 수신한다. 데이터 변환 기능성 소자(212)는, 전술한 바와 같이, 후속 필터링 동작들에 의해 요구되는, 이산 퓨리에 변환, 바람직하게는 고속 퓨리에 변환 동작을 이용하여 실시된다.
단계(332)를 참조하면, 등화 기능성 소자(214)는 기준 채널(380)과 타겟 채널(382)을 통해 데이터 변환 기능성 소자(212)의 출력을 수신한다. 등화 기능성 소자(214)는 채널 왜곡을 보상하기 위해 기준 신호(140) 데이터 및 타겟 신호(130) 데이터 각각에 필터들을 적용시킨다. 그 등화 절차는 데이터의 각 시계열에 대해 개별적으로 반복될 수 있다.
단계 334를 참조하면, 제로-도플러 제거 기능성 소자(216)는 타겟 신호(130) 데이터에 존재하는 기준 신호(140) 데이터의 부분을 최소화하기 위해 타겟 채널(382B) 및 기준 채널(380B)을 통해 수신된 타겟 신호(130) 데이터에 대해 도 5에서 개략적으로 도시된 적응성 제로-도플러 제거 동작을 구현한다. 단계 333을 참조하면, 기준 채널 380C 내의 신호들에 대한 지연 소자에 의해 지연이 도입될 수 있다.
단계 336을 참조하면, 제곱근평균제곱 대역폭 계산 기능성 소자(234)가 기준 채널(380C)을 통해 기준 신호(140) 데이터를 수신하고, 기준 신호(140) 데이터의 대역폭의 RMS 값을 추정한다. 이 값은 다음 검출 및 모양 추출 처리시에 수행되는 지연 측정 변동의 계산에 바람직하다.
단계 338을 참조하면, 직교 복조 기능성 소자(218)가 단계 333의 지연 소자를 통해 등화 기능성 소자(214)로부터의 기준 신호(140) 및 제로-도플러 제거 기능성 소자(216)의 출력을 수신한다. 직교 복조 기능성 소자(218)는 도 5에 대해 개략적으로 기재된 시간-영역 신호 처리 동작을 구현한다.
단계 340을 참조하면, 역변환 기능성 소자(222)가 직교 복조 기능성 소자(218)에 의해 생성된 기준 신호(140) 데이터 및 타겟 신호(130) 데이터를 받아들이고, 역변환 연산을 구현한다. 바람직하게, 관심있는 신호들에 대한 복소-값의시계열의 B/2=N-(MEFF-1)/2 길이 블록들이 생성될 수 있다. 타겟 어레이 소자 신호들 및 기준 신호 각각이 개별적으로 처리된다. 유효 필터 길이는 홀수(odd)가 바람직하다.
단계 342를 참조하면, 빔 형성 기능성 소자(224)는 진행 기능성 소자들에서 생성된 타겟 신호(130) 데이터를 받아들이고, 방위(azimuth) 및 고도(elevation)의 특정 라인들을 따라 선택성을 갖는 타겟 빔들을 형성하기 위해 그들을 결합한다. 그 빔 형성 기능은 선택적일 수 있다.
단계 344를 참조하면, CPI 선택 기능성 소자(226)는 앞서 기재된 바와 같이, 선행하는 기능성 소자들에서 생성된 기준 신호(140) 및 타겟 신호(130)를 수신하고, 네트워크 내의 모든 수신기 노드들로부터 동기 검출 보고 데이터 및 정확한 타임-태그에 대한 CPI를 선택한다. 단계 346을 참조하면, 운동 보상 기능성 소자(228)는 CPI 선택 기능성 소자로부터 신호들을 수신하고, 중요-타겟("TOI")에 대한 트래커 피드백(tracker feedback)을 받아들이고, CPI를 통해 그 운동을 보상에 의해 TOI에 대한 검출 성능을 개선함으로써 운동 보상을 구현한다. 그 운동 보상 연산은 선택적일 수 있다.
제 2 경로(304)의 단계 350을 참조하면, 크로스 모호성 함수 형성 추정 기능성 소자(232)는 타겟 채널(380C) 및 기준 채널(380D)을 통해 선행하는 기능성 소자들로부터 생성된 기준 신호(140) 및 타겟 신호(130)를 각각 수신한다. 크로스 모호성 함수 형성 추정 기능성 소자(232)는 타겟 신호들 각각에 대해 T 샘플의 CPI를통해 크로스-모호성을 계산한다. 그 크로스 모호성 함수는 이러한 공통성들의 존재 또는 구조를 결정하기 위해 두개의 신호들 또는 시스템들 산의 공통성을 추출한다. 그 간섭 처리 구간은 1-1/ρ,ρ=2, 4, 등에 의해 중첩될 수 있다.
개별적으로, 단계 348에서, 파워 스펙트럼 밀도 추정 기능성 소자(power spectral density estimation functional element)(230)는 기준 채널(382C)을 통해 진행 기능성 소자들로부터 생성된 기준 신호(140)를 수신하고, 파워 스펙트럼 밀도 추정한다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따라서 선검출 신호 처리기(240) 내의 적응성 케로-도플러 제거 디바이스를 검출한다. 제로-도플러 제거 기능성 소자(216)는 기준 채널(370B) 및 타겟 채널(372B)을 통해 시계열 타겟 신호(130)를 수신한다. 타겟 채널(372B)은 지연 소자(404)를 통해 타겟 신호(130)를 라우팅한다. 제 1의 수신된 기준 신호 데이터는 필터(410)에 의해 제 1의 수신된 타겟 신호 데이터에 대해 필터링한다. 그 수신된 필터링된 제 1의 기준 신호 데이터는 제 1의 수신된 타겟 신호 데이터에 존재하는 제 1의 수신된 기준 신호 데이터의 부분을 최소화하기 위해 제 1의 수신된 타겟 신호 데이터와 결합한다. 이어서, 필터 업데이트 기능성 소자(412)는 제 2의 수신된 타겟 신호 데이터와 필터(410)을 비교함으로써, 제 2의 수신된 타겟 신호 데이터에 대해 필터(410)을 업데이트한다. 기준 채널(370B)을 통한 제 2의 수신된 기준 신호 데이터는 제 2의 수신된 타겟 신호 데이터에 대해 업데이트된 필터(410)로 필터링된다. 필터(410)는 필터(410)를 각각의 시계열과 비교함으로써 타겟 채널(372B)을 통해 수신된 타겟 신호(130) 데이터의 시계열 각각에대해 필터 업데이트 기능성 소자(412)에 의해 계속적으로 업데이트한다. 개시된 제로-도플러 제거 동작은 각각의 소자 시계열에 대해 개별적으로 반복될 수 있다. 기준 신호(140) 데이터는 적응적으로 필터링된다. 각각의 필터링된 기준 신호(140) 데이터의 시계열은 각각의 타겟 신호(130) 데이터의 시계열과 결합된다. 필터(410)는 바람직하게는 적응성 위너 필터(Wiener filter)를 포함할 수 있다. 개시된 적응성 제로-도플러 제거를 적용시킴으로써, 이동에 대한 보다 정확한 타겟 신호 데이터가 생성된다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 직교 복조 디바이스의 개략도를 도시한다. 실제 값 신호 데이터의 위상은을 갖는 데이터를 곱함으로써 시프트될 수 있다. π/2의 중심 주파수를 갖는 실수-값 신호 데이터는 복조되고, ("FIR LPF")와 같은 저역 통과 필터(512)로 필터링되며, 복소-값 신호 데이터를 생성하기 위해 데시메이팅된다. 실수-값 입력 시계열 데이터는 샘플당 제로 라디안으로 센터링되고, 감소된 샘플율을 갖는 시계열의 복소, 또는 직교 표현을 생성하기 위해 복조되고, 필터링되며, 데시메이팅된다. 데시메이션 소자(514)는 입력 시계열 데이터를 데시메이팅할 수 있다.
복합 엔벨로프를 찾음으로써, 실수-값 신호 데이터는 동위상 성분 및 직교 표현의 직교 성분을 갖는 로우 패스 함수이고, 곱셈 인자의 존재에 의해 복잡해지는 대역-통과 시스템의 분석이 필터링 처리의 본질을 유지하는 동등하지만 보다 간단한 로우 패스 분석으로 대체된다. 도 5에 도시된 복조, 필터링 및 데시메이팅은 보다 많은 메모리 유효 동작을 사용하는 신호로 결합될 수 있다. 또한, 그 유효 필터 길이가 홀수이면, 위상 누산기(phase accumulator)는 부호 변화로서 구현될 수 있다. 직교 복조 기능성 소자(218)는 수신된 타겟 신호 및 수신된 기준 신호(140) 데이터에 대해 도 5에서의 신호 처리 동작을 구현한다.
도 6은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 선검출(pre-detection) 신호 처리에 대한 플로우차트를 도시한다. 아래에 기재된 신호 처리 동작들은 선검출 처리기(240)을 사용하여 발생할 수 있다. 그러나, 선검출 처리기(240)는 미국특허 제5,604,503호에 기재되어 있는 바와 같이 대안의 일정 모듈러스 기준 재생(constant modulus reference regeneration)을 사용할 수 있으며, 기준 채널의 부재에 대해, 여기서 참조로 포함된다.
단계 600을 참조하면, 선검출 신호 처리기(240)는 함께 곱해진 ADC 시계열 데이터의 블록들처럼, A/D 변환기 서브시스템(204)으로부터 타겟 경로 신호(130) 및 기준 경로 신호(140)의 디지털 샘플들을 수신한다. 도 6을 참조하여 기재된 실시예들에 따르면, 데이터 디-인터리빙 기능성 소자(210)는 시계열 데이터의 입력 신호 데이터 블록들로부터 기준 신호(140) 데이터 및 타겟 신호(130) 데이터를 추출해서는 안된다. 데이터 디-인터리빙 기능성 소자(210)는 제 1 경로(602) 및 제 2 경로(604)의 두 개의 평행한 경로들을 사용한 신호들을 통과시킨다. 제 1 경로(602)는 TV 캐리어들로 대표되는 제로-대역폭 신호들에 대한 플로우를 도시한다. 제 2 경로(604)는 상관 처리가 제 1 경로(602)에 사용된 직접 "PSD" 추정에 대한 성능보다 우수한 몇몇 대역폭을 갖는 신호들에 대한 플로우를 도시한다.
제 1 경로(602)의 그 신호 처리 단계들이 아래에 기재된다. 단계 610을 참조하면, 데이터 변형 기능성 소자(212)는 제 1 경로(602)를 통해 타겟 신호(130) 데이터 및 기준 신호(140) 데이터를 갖는 입력 신호를 수신한다. 그 데이터는 타겟 채널(672) 및 기준 채널(670)을 통해 각각 수신될 수 있다. 데이터 변형 기능성 소자(212)는 이산 퓨리에 변환 동작들, 바람직하게는 패스트 퓨리에 변환("FFT") 동작들에 의해 구현하며, 연속하는 필터링 동작들이 소망된다. 그 FFT 동작들은 시간 함수에서 주파수 함수로 입력 데이터를 변형한다. 바람직하게는, 오버랩-세이브 FFT 동작이 모든 가능한 주파수 범위를 포함하도록 구현될 수 있다. 그 오버랩-세이브 FFT 동작은 관심있는 각각의 시계열 데이터에 대해 개별적으로 반복되므로, 입력 신호 데이터에 대해 특이한 "세이브" 블록 및 "DFT" 출력을 제공한다. 바람직하게는, DFT 길이, N은 효율적인 FFT 기술이 2N-길이 DFT를 구현하는데 사용될 수 있도록 작은 정수들(예를 들어, 2, 3, 4, 또는 5)의 곱으로 팩터링되도록 선택될 수 있다.
단계 612를 참조하면, 등화 기능성 소자(214)는 데이터 변형 기능성 소자(212)의 출력을 수신하고, 특이한 필터들을 출력에 적용시킨다. 단계 614를 참조하면, 직교 복조 기능성 소자(218)는 등화 기능성 소자(214)의 출력을 수신하고, 샘플당 제로 라디안으로 센터링되는 시계열의 복합 표현을 생성하기 위해, 도 5를 참조하여 기재된 시간-영역 신호 처리 동작들을 구현한다.
단계 616을 참조하면, 기준 빔 재생 기능성 소자(220)는 직교 복조 기능성소자(218)을 수신하고, 본 명세서에 참조로 통합된 미국특허 제5,604,503호에 기재되어 있는 바와 같이, 기준 신호(140)(즉, D-P 신호) 및 타겟 신호(140)(즉, T-P 신호)를 추정한다.
단계 618을 참조하면, 제로-도플러 제거 기능성 소자(216)는 기준 빔 재생 기능성 소자(220)에 의해 추정된 타겟 신호(130) 및 기준 신호(140)를 타겟 채널(672B) 및 기준 채널(670B)을 통해 수신한다. ZDC 기능성 소자(216)는 도 4를 참조하여 앞서 기재된 시간-영역 신호 처리 동작들을 구현한다. 단계 617을 참조하면, 지연이 기준 채널(670C) 내의 신호들에 대한 지연 소자에 의해 도입될 수 있다.
단계 620을 참조하면, RMS 대역폭 제거 기능성 소자(234)는 기준 채널(670C) 내의 기준 신호(140)의 대역폭을 추정한다. 그 추정된 값은 다음의 검출 및 모양 추출 처리에서 수행되는 지연 측정의 변동의 계산시에 소망될 수 있다.
단계 622를 참조하면, 기준 신호(140) 및 타겟 신호(130)의 데이터는 역변환 기능성 소자(222)에 수신될 수 있다. 앞서 기재된 바와 같이, 역변환 기능성 소자(222)는 앞서 기재된 바와 같이, 직교 복조 기능성 소자(218)에 의해 생성된 타겟 어레이 소자 신호들의 N-길이 DFT들 및 기준 신호(140)의 N-길이 DFT들을 받아들일 수 있다. 역변환 기능성 소자(222)는 신호들(130, 140)에 대한 복합-값 시계열의 B/2=N-(MEFF-1)/2 길이 블록들을 생성할 수 있다. 타겟 어레이 소자 신호들 및 기준 신호(140)는 앞서 기재된 바와 같이 개별적으로 처리될 수 있다. 바람직하게는 유효 길이 필터 길이는 홀수 있다.
단계 624를 참조하면, 빔형성 기능성 소자(224)는 이전의 기능성 소자들에 의해 생성된 타겟 신호(130) 또는 기준 신호(140)의 어레이 소자 신호들을 받아들인다. 빔형성 기능성 소자(224)는 방위각 및 고도의 특정 라인들을 따라 선택성을 갖는 신호들을 형성하기 위해 어레이 소자 신호들을 결합시킨다. 이러한 단계는 신호 처리 동작에서 선택적일 수 있다.
단계 626을 참조하면, CPI 선택 기능성 소자(226)는 GPS 수신기에 대한 주기적인 글로벌 위치 시스템("GPS") 시간을 래치할 수 있고, 그 시간을 제 시간에 가장 근접한 A/D 샘플과 연관시킬 수 있다. GPS 시간 마크를 사용하면, 선검출 처리기(240)에 결합된 메모리 내의 버퍼링된 A/D 데이터가 그 마크로부터의 샘플율 및 많은 샘플들을 사용하여 정확하게 타임-태그될 수 있다. 그러므로, CPI 선택 기능성 소자(226)는 GPS 타임 상의 타임-태그들을 베이싱하고 미리 규정된 시간 순간들 상에서 센터링된 CPI들을 선택함으로써 네트워크 내의 모든 수신기 노드들로부터 검출 리포트 데이터를 동기화할 수 있다.
단계 628을 참조하면, 운동 보상 기능성 소자(228)는 CPI를 통해 그 운동을 보상함으로써 TOI에 대한 트랙커 피드백을 받아들이고, TOI에 대한 검출 성능을 개선한다. 단계 628로부터의 피드백은 도 3의 단계 326을 참조하여 기재된 바와 같이, 트랙커 함수에서와 같이 식별된 후 주기적으로 제공되는 상태 벡터가 될 수 있다. 단계 628은 선택적일 수 있다. 단계 630을 참조하면, 파워 스펙트럼 밀도 기능성 소자(230)는 도 3의 단계 328을 참조하면 앞서 기재된 바와 같이, 파워 스펙트럼 밀도("PSD")의 추정으로서 윈도우드 피리오도그램을 계산한다.
제 2 경로(604)에 대한 처리 단계들은 기준 채널(680) 내의 기준 신호(140) 및 타겟 채널(682) 내의 타겟 신호(130)을 수신한다. 제 2 경로(604)는 몇가지 변동들을 제외하고 제 1 경로의 순서를 따른다. 단계 631을 참조하면, 데이터 변형 기능성 소자(212)는 이산 퓨리에 변환 동작들을 구현하며, 바람직하게는 패스트 퓨리에 변환 동작들을 사용함으로써 구현하며, 다음의 필터링 동작들이 소망된다. 그 FFT는 시간 변환으로부터 주파수 변환으로 입력 데이터를 변환한다. 바람직하게는, 오버랩-세이브 FFT 동작이 주파수의 모든 가능한 범위들을 포함하도록 구현될 수 있다. 그 오버랩-세이브 FFT 동작은 관심있는 각각의 시계열에 대해 개별적으로 반복되므로, 입력 단일 데이터에 대한 특이한 "세이브" 블록 및 "DFT" 출력을 제공한다. 바람직하게는, DFT 길이, N이 효율적인 FFT 기술이 2N-길이 DFT를 구현하도록 사용될 수 있도록 작은 정수들(예를 들어, 2, 3, 4, 또는 5)의 곱으로 팩터링되도록 선택될 수 있다.
단계 632를 참조하면, 등화 기능성 소자(214)는 데이터 변형 기능성 소자(212)의 출력을 수신하고 출력에 특이한 필터들을 적용시킨다. 단계 634를 참조하면직교 복조 기능성 소자(218)은 등화 기능성 소자(214)의 출력을 수신하고, 샘플당 제로 라디안으로 센터링되는 시계열의 복합 표현을 생성하기 위해 도 5를 참조하여 개시된 시간-영역 신호 동작들을 구현한다.
단계 636을 참조하면, 기준 빔 재생 기능성 소자(220)는 직교 복조 기능성 소자(218)의 출력을 수신하고 본 명세서에 참조로 포함된 미국 특허 제5,604,503호에 기재된 바와 같이, 기준 신호(140)(즉, D-P 신호) 및 타겟 신호(130)(즉, T-P 신호)를 추정한다.
단계 638을 참조하면, 제로-도플러 제거 기능성 소자(216)는 타겟 채널(682B) 및 기준 채널(680B) 각각을 통해 기준 빔 재생 기능성 소자(220)에 의해 추정된 타겟 신호(130) 및 기준 신호(140)를 수신한다. ZDC 기능성 소자(216)는 도 4를 참조하여 앞서 기재된 시간-영역 신호 처리 동작들을 구현한다. 단계 637을 참조하면, 지연이 신호들에 대한 지연 소자에 의해 기준 채널(680C) 내에 도입될 수 있다.
단계 640을 참조하면, RMS 대역폭 제거 기능성 소자(234)는 기준 채널(680C) 내에서 기준 신호(140)의 대역폭을 추정한다. 그 추정된 값은 다음의 검출 및 모양 추출 처리시에 수행되는 지연 측정의 변동의 계산에 소망될 수 있다. 단계 622를 참조하면, 기준 신호(140) 및 타겟 신호(130)의 데이터는 역변환 기능성 소자(222)에 수신된다. 앞서 기재된 바와 같이, 역변환 기능성 소자(222)는 앞서 기재된 바와 같이, 직교 복조 기능성 소자(218)에 의해 생성된 타겟 어레이 소자 신호들의 N-길이 DFT들 및 기준 신호(140)의 N-길이 DFT들을 받아들일 수 있다. 역변환 기능성 소자(222)는 신호들(130, 140)에 대한 복합-값의 시계열의 B/2=N-(MEFF-1)/2 길이 블록들을 생성한다. 그 타겟 어레이 소자 신호들 및 기준 신호(140)는 앞서 기재된 바와 같이 개별적으로 처리될 수 있다. 바람직하게는, 유효 길이 필터 길이는 홀수 있다.
단계 644를 참조하면, 빔형성 기능성 소자(224)는 이전의 기능성 소자들에 의해 생성된 타겟 신호(130) 또는 기준 신호(140)의 어레이 소자 신호들을 받아들인다. 빔형성 기능성 소자(224)는 방위각 및 고도의 특정 라인들을 따라 선택성을 갖는 신호들을 형성하기 위해 어레이 소자 신호들을 결합한다. 이 단계는 신호 처리 동작들에 선택적일 수 있다.
단계 648을 참조하면, 운동 보상 기능성 소자(228)는 TOI에 대한 트랙커 피드백을 받아들이고, CPI를 통해 그 운동을 보상함으로써 TOI에 대한 검출 성능을 개선한다. 단계 648로부터의 피드백은 TOI가 트랙커 함수에서 그처럼 식별된 후 주기적으로 제공된 상태 벡터가 될 수 있으며, 단계 326을 참조하여 기재된 바와 같이, 단계 648이 선택적일 수 있다.
단계 650을 참조하면, 크로스 모호성 함수(:CAF") 형성 추정 기능성 소자(232)는 타겟 채널(682C) 및 기준 채널(680D) 각각을 통해 이전의 기능성 소자들로부터 생성된 타겟 신호(130) 및 기준 신호(140)를 수신한다. CAF 형성 추정 기능성 소자(232)는 타겟 신호(130)와 같은 각각의 타겟 신호들에 대한 T 샘플들의 CPI를 통해 크로스-모호성을 계산한다. 그 CAF는 이러한 공통성들의 존재 또는 구조를 결정하기 위해 두 개의 신호들 또는 시스템들 간의 공통성들을 추출한다. 그 CPI는 1-1/ρ, ρ=2, 4, 등과 같은 몇몇 인자에 의해 오버래핑될 수 있다. 단계 652를 참조하면, 파워 스펙트럼 밀도 기능성 소자(230)는 도 3의 단계 328을 참조하여 앞서 기재된 바와 같이, 파워 스펙트럼 밀도("PSD")의 추정으로서 윈도우드 피리오도그램을 계산한다.
등화, 제로-도플러 제거, 직교 복조 및 역변환과 같은 빔형성에 앞서 수행된 필터링된 동작들은 CPI의 선택 및 추정된 PSD 및 CAF 함수들의 형성에 앞서 출력 시계열 데이터의 인접한 블록들을 생성하기 위해 입력 시계열 데이터의 인접한 블록들에 대한 순서로 오버랩-세이브 패스트 콘볼루션 동작들을 이용하여 구현될 수 있다. 그 오버랩-세이브 필터링 동작들은 타겟 어레이 소자 신호들을 등화할 수 있고, 각각의 타겟 어레이 소자 신호에서 기준 신호의 양을 최소화할 수 있다.
부가적으로, 그 오버랩-세이브 필터링 동작들은 샘플당 제로 라디안으로 센터링된 타겟 소자 신호 데이터의 복합 표현을 생성할 수 있다. 그 기재된 기능성 소자들은 실시간으로 동작한다. 이해될 수 있는 것처럼, 본 발명의 선검출 신호 처리는 타겟 어레이 소자로부터 신호 에너지를 간섭하는 것을 제거할 수 있다. 부가적으로, 그 타겟 어레이 소자 신호들은 특정 방위각들을 따라 직선의 빔들로 변형될 수 있다.
본 발명의 정신 및 범위에서 벗어나지 않고 본 발명의 개시된 실시예에서 여러가지 변경들 및 변동들이 이루어질 수 있음을 이해해야 한다. 그러므로, 본 발명은 그들이 임의의 청구항들 및 그들의 등가물들의 범위 내에 있으면, 본 발명의 변경들 및 변동들을 포함하도록 의도된 것이다.

Claims (42)

  1. 수동 간섭 위치 애플리케이션들(passive coherent location applications)에서의 협대역 선검출 신호 처리(narrowband pre-detection signal processing)를 위한 방법에 있어서,
    제 1 기준 신호와 제 1 타겟 신호를 수신하는 단계와;
    제 1 출력 기준 신호를 형성하기 위해 필터를 사용하여 상기 제 1 타겟 신호에 대해 상기 제 1 기준 신호를 필터링하는 단계와;
    상기 제 1 출력 타겟 신호를 형성하기 위해 상기 제 1 출력 기준 신호와 상기 제 1 타겟 신호를 결합하는 단계와;
    제 2 기준 신호와 제 2 타겟 신호를 수신하는 단계와;
    상기 제 1 타겟 신호와 상기 제 2 타겟 신호간의 차이에 대해 상기 필터를 업데이트하는 단계와;
    제 2 출력 기준 신호를 형성하기 위해 상기 업데이트된 필터를 사용하여 상기 제 2 기준 신호를 필터링하는 단계와;
    제 2 출력 타겟 신호를 형성하기 위해 상기 제 2 출력 기준 신호와 상기 제 2 타겟 신호를 결합하는 단계를 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 타겟 신호와 상기 제 2 타겟 신호가 이동 타겟으로부터 반사되는,협대역 선검출 신호 처리 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 필터는 적응성 위너 필터(adaptive wiener filter)를 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 필터링 단계들은 상기 제 1 및 제 2 기준 신호들의 일부를 상기 제 1 및 제 2 타겟 신호들로부터 감소시키는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 방법은 상기 제 1 기준 신호와 상기 제 1 타겟 신호를 제 1 입력 신호로부터 추출하고 상기 제 2 기준 신호와 상기 제 2 타겟 신호를 제 2 입력 신호로부터 추출하는 단계를 더 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 방법은 채널 왜곡을 보상하기 위해 상기 제 1 및 제 2 타겟 신호들과 상기 제 1 및 제 2 기준 신호들을 필터링하는 단계를 더 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 방법은 상기 제 1 기준 신호의 제곱평균제곱근 대역폭(root-mean-square bandwidth)을 계산하는 단계를 더 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 방법은 상기 제 1 및 제 2 기준 신호들과 상기 제 1 및 제 2 출력 타겟 신호들의 복소-값 표현들(complex-valued representations)을 복조하고 생성하는 단계를 더 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  9. 제 8항에 있어서,
    상기 방법은 상기 제 1 및 제 2 기준 신호들과 상기 제 1 및 제 2 출력 타겟 신호들의 복소-값 표현들을 데시메이팅(decimating)하는 단계를 더 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 방법은 제 1 입력 신호로부터 상기 제 1 기준 신호와 상기 제 1 타겟 신호를 추정하는 단계와 제 2 입력 신호로부터 상기 제 2 기준 신호와 상기 제 2 타겟 신호를 추정하는 단계를 더 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  11. 제 14 항에 있어서,
    상기 제 1 기준 신호를 추정하는 단계는 상기 제 1 입력 신호로부터 상기 기준 신호의 크기를 추정하는 단계를 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  12. 제 14 항에 있어서,
    상기 방법은 상기 제 1 기준 신호와 상기 제 1 타겟 신호를 추정하기 전에 상기 제 1 입력 신호의 복소-값 표현들을 복조하고 생성하는 단계를 더 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  13. 제 16 항에 있어서,
    상기 방법은 상기 제 1 입력 신호의 복소-값 표현들을 데시메이팅하는 단계를 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  14. 제 1 항에 있어서,
    동시에 두 경로들에서 발생하는 상기 필터링하고 결합하는 단계를 더 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 방법은 상기 경로들 각각에서 간섭 처리 구간을 선택하는 단계를 더 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 방법은 타겟에 대한 트랙커 피드백(tracker feedback)을 받아들임으로써 운동을 보상하고 상기 각각의 경로들에서 상기 간섭 처리 구간에 걸쳐 운동을 보상하는 단계를 더 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 방법은 상기 운동 보상 후 파워 스펙트럼 밀도(power spectral density)를 추정하는 단계를 더 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  18. 제 14 항에 있어서,
    상기 방법은 동시에 상기 경로들 각각에 대한 파워 스펙트럼 밀도를 추정하는 단계와, 상기 경로 중 하나의 경로에 대한 크로스 모호성 함수(cross ambiguity function)를 추정하는 단계를 더 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  19. 수동 간섭 위치 애플리케이션들에서의 협대역 선검출 신호 처리를 위한 방법에 있어서,
    타겟 신호와 기준 신호를 포함하는 입력 신호를 수신하는 단계와;
    병렬 처리를 위해 상기 입력 신호를 두 경로들로 전달하는 단계를 포함하고, 상기 각각의 경로들은 상기 타겟 신호와 상기 기준 신호를 위한 타겟 채널과 기준채널을 각각 포함하고, 상기 경로들 중 하나의 경로는 상관 신호 처리를 위한 것인, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 방법은 상기 각각의 경로들에서 간섭 처리 구간을 선택하는 단계를 더 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 방법은 타겟에 대한 트랙커 피드백을 받아들임으로써 운동을 보상하는 단계와 상기 각각의 경로들에서 간섭 처리 구간에 걸쳐 운동을 보상하는 단계를 더 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 방법은 상기 운동 보상 후 파워 스펙트럼 밀도를 추정하는 단계를 더 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  23. 제 19 항에 있어서,
    상기 방법은 동시에 상기 경로들 각각에 대한 파워 스펙트럼 밀도를 추정하는 단계와 상기 경로들 중 하나의 경로에 대한 크로스 모호성 함수를 추정하는 단계를 더 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  24. 제 23 항에 있어서,
    해밍 윈도우(Hamming window)가 상기 파워 스펙트럼 밀도를 추정하는데 사용되는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  25. 제 23 항에 있어서,
    블랙맨 윈도우(Blackman window)가 상기 파워 스펙트럼 밀도를 추정하는데 사용되는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  26. 제 19 항에 있어서,
    상기 방법은 상기 입력으로부터 상기 기준 신호 및 상기 타겟 신호를 추정하는 단계를 더 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  27. 제 26 항에 있어서,
    기준 신호를 추정하는 단계는 상기 제 1 입력 신호로부터 상기 기준 신호의 크기를 추정하는 단계를 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  28. 제 26 항에 있어서,
    상기 방법은 상기 기준 신호와 상기 타겟 신호를 추정하기 전에 상기 입력의 복소-값 표현를 복조 및 생성하는 단계를 더 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리방법.
  29. 제 28 항에 있어서,
    상기 방법은 상기 입력 신호의 복소-값 표현들을 데시메이팅하는 단계를 더 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  30. 수동 간섭 위치 애플리케이션들에서의 협대역 선검출 신호 처리를 위한 방법에 있어서,
    타겟으로부터 반사된 타겟 신호를 포함하는 입력 신호를 수신하는 단계와;
    간섭 처리 구간을 선택하는 단계와;
    타겟에 대한 트랙커 피드백을 받아들임으로써 운동을 보상하고 상기 간섭 처리 구간에 걸쳐 운동을 보상하는 단계를 더 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  31. 제 30 항에 있어서,
    상기 방법은 상기 운동 보상 후 파워 스펙트럼 밀도를 추정하는 단계를 더 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  32. 수동 간섭 위치 애플리케이션들에서의 협대역 선검출 신호 처리를 위한 방법에 있어서,
    입력 신호를 수신하는 단계와;
    상기 입력 신호로부터 타겟 신호와 기준 신호를 추출하는 단계와;
    병렬 처리를 위해 두 경로들로 상기 타겟 신호와 상기 기준 신호를 전달하는 단계로서, 상기 각각의 경로들은 상기 타겟 신호와 상기 기준 신호를 위한 타겟 채널과 기준 채널을 각각 포함하는, 상기 전달 단계와;
    상기 타겟 신호와 상기 기준 신호에 대한 변환 동작을 구현하는 단계와;
    채널 왜곡에 대해 상기 변환된 타겟 신호와 상기 변환 기준 신호를 보상하는 단계와;
    상기 기준 신호와 상기 타겟 신호의 복소-값 표현들을 복조 및 생성하는 단계와;
    역(inverse)을 구현하는 단계와;
    상기 경로들 중 하나에서 파워 스펙트럼 밀도를 추정하고 상기 다른 경로들에서 파워 스펙트럼 밀도와 크로스 모호성 함수를 추정하는 단계를 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  33. 제 32 항에 있어서,
    상기 방법은 상기 타겟 신호에 대해 상기 기준 신호를 적응적으로 필터링하고 상기 타겟 신호와 결합함으로써 상기 타겟 신호 내의 상기 기준 신호의 일부를 감소시키는 단계를 더 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  34. 제 32 항에 있어서,
    상기 방법은 간섭 처리 구간을 선택하는 단계와;
    타겟에 대한 트랙커 피드백을 받아들임으로써 운동을 보상하고 상기 간섭 처리 구간에 걸쳐 운동을 보상하는 단계를 더 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  35. 수동 간섭 위치 애플리케이션들에서의 협대역 선검출 신호 처리를 위한 방법에 있어서,
    입력 신호를 수신하는 단계와;
    병렬 처리를 위해 두 경로들로 입력 신호를 전달하는 단계와;
    상기 입력 신호에 대해 변환 동작을 구현하는 단계와;
    채널 왜곡을 위해 상기 변환된 입력 신호를 보상하는 단계와;
    상기 보상된 입력 신호의 복소-값 표현들을 복조 및 형성하는 단계와;
    상기 복조된 입력 신호로부터 기준 신호와 타겟 신호를 추정하는 단계로서, 상기 기준 신호를 추정하는 단계는 상기 입력 신호로부터 기준 신호의 크기를 추정하는 단계를 포함하는, 상기 추정하는 단계와;
    역변환을 구현하는 단계와;
    상기 경로들 중 하나에서 파워 스펙트럼 밀도를 추정하고 상기 다른 경로들에서 파워 스펙트럼 밀도와 크로스 모호성 함수를 추정하는 단계를 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  36. 제 35 항에 있어서,
    상기 방법은 상기 추정된 타겟 신호에 대해 상기 추정된 기준 신호를 적응적으로 필터링하고 상기 추정된 타겟 신호와 결합함으로써 상기 추정된 타겟 신호에서 상기 추정된 기준 신호의 일부를 감소시키는 단계를 더 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  37. 제 35 항에 있어서,
    상기 방법은 간섭 처리 구간을 선택하는 단계와;
    타겟에 대한 트랙커 피드백을 받아들임으로써 운동을 보상하고 상기 간섭 처리 구간에 걸쳐 운동을 보상하는 단계를 더 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 방법.
  38. 수동 간섭 위치 애플리케이션들에서의 협대역 선검출 신호 처리를 위한 시스템에 있어서,
    제 1 기준 신호와 제 1 타겟 신호를 수신하기 위한 수단과;
    제 1 출력 기준 신호를 형성하기 위해 필터를 사용하여 상기 제 1 타겟 신호에 대해 상기 제 1 기준 신호를 필터링하기 위한 수단과;
    제 1 출력 타겟 신호를 형성하기 위해 상기 제 1 출력 기준 신호와 상기 제 1 타겟 신호를 결합하기 위한 수단과;
    제 2 기준 신호와 제 2 타겟 신호를 수신하기 위한 수단과;
    상기 제 1 타겟 신호와 상기 제 2 타겟 신호간의 차이에 대해 상기 필터를 업데이트하기 위한 수단과;
    제 2 출력 기준 신호를 형성하기 위해 상기 업데이트된 필터를 사용하여 상기 제 2 기준 신호를 필터링하기 위한 수단과;
    제 2 출력 타겟 신호를 형성하기 위해 상기 제 2 출력 기준 신호를 상기 제 2 타겟 신호와 결합하기 위한 수단을 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 시스템.
  39. 수동 간섭 위치 애플리케이션들에서의 협대역 선검출 신호 처리를 위한 시스템에 있어서,
    타겟 신호와 기준 신호를 포함하는 입력 신호를 수신하기 위한 수단과;
    병렬 처리를 위해 두 경로들로 상기 입력 신호를 전달하기 위한 수단으로서, 상기 경로들 각각은 상기 타겟 신호와 상기 기준 신호 각각을 위한 타겟 채널과 기준 채널을 포함하고, 상기 경로들 중 하나는 상관 신호 처리에 대한 것인, 협대역 선검출 신호 처리 시스템.
  40. 수동 간섭 위치 애플리케이션들에서의 협대역 선검출 신호 처리를 위한 시스템에 있어서,
    타겟으로부터 반사되는 타겟 신호를 포함하는 입력 신호를 수신하기 위한 수단과;
    간섭 처리 구간을 선택하기 위한 수단과;
    타겟에 대한 트랙커 피드백을 받아들임으로써 운동을 보상하고 상기 간섭 처리 구간에 걸쳐 운동을 보상하기 위한 수단을 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 시스템.
  41. 수동 간섭 위치 애플리케이션들에서의 협대역 선검출 신호 처리를 위한 시스템에 있어서,
    입력 신호를 수신하기 위한 수단과;
    상기 입력 신호로부터 타겟 신호와 기준 신호를 추출하기 위한 수단과;
    병렬 처리를 위해 제 1 및 제 2 경로들로 상기 타겟 신호와 상기 기준 신호를 전달하기 위한 수단으로서, 상기 경로들 각각은 상기 타겟 신호와 상기 기준 신호 각각을 위한 타겟 채널과 기준 채널을 포함하는, 상기 전달하기 위한 수단과;
    상기 타겟 신호와 상기 기준 신호에 대한 변환 동작을 구현하기 위한 수단과;
    채널 왜곡에 대해 상기 변환 타겟 신호와 상기 변환 기준 신호를 보상하기 위한 수단과;
    상기 기준 신호와 상기 타겟 신호의 복소-값 표현들을 복조하고 생성하기 위한 수단과;
    역을 구현하기 위한 수단과;
    상기 경로들 중 하나의 경로에서 파워 스펙트럼 밀도를 추정하고 상기 다른경로들에서 파워 스펙트럼 밀도와 크로스 모호성 함수를 추정하기 위한 수단을 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 시스템.
  42. 수동 간섭 위치 애플리케이션들에서의 협대역 선검출 신호 처리를 위한 시스템에 있어서,
    입력 신호를 수신하기 위한 수단과;
    병렬 처리를 위해 두 경로들로 상기 입력 신호를 전달하기 위한 수단과;
    상기 입력 신호에 대해 변환 동작을 구현하기 위한 수단과;
    채널 왜곡에 대해 상기 변환 입력 신호를 보상하기 위한 수단과;
    상기 보상된 입력 신호의 복소-값 표현들을 복조 및 형성하기 위한 수단과;
    상기 복조된 입력 신호로부터 기준 신호와 타겟 신호를 추정하는 수단으로서, 상기 기준 신호를 추정하는 단계는 상기 입력 신호로부터 상기 기준 신호의 크기를 추정하는 단계를 포함하는, 상기 추정하는 수단과;
    역변환을 구현하기 위한 수단과;
    상기 경로들 중 하나의 경로에서 파워 스펙트럼 밀도를 추정하고 상기 다른 경로들에서 파워 스펙트럼 밀도와 크로스 모호성 함수를 추정하는 수단을 포함하는, 협대역 선검출 신호 처리 시스템.
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