KR20030080593A - 송/수신 다중 안테나를 포함하는 이동 통신 장치 및 방법 - Google Patents

송/수신 다중 안테나를 포함하는 이동 통신 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

송/수신 다중 안테나를 포함하는 이동 통신 장치 및 방법이 개시된다. 기지국 및 이동국을 포함하는 이 장치는, 적어도 하나의 송신 안테나를 갖는 기지국은 수신한 궤환 신호로부터 장기 및 단기 정보들과 신호 대 간섭 잡음비를 복원하고, 복원된 장기 및 단기 정보들과 복원된 신호 대 간섭 잡음비로부터 생성한 베이시스 정보를 이용하여 전용 물리 채널 신호들을 공간적으로 처리하고, 공간적으로 처리된 결과와 파일롯트 신호들을 가산한 결과를 이동국으로 전송하며, 적어도 하나의 수신 안테나를 갖는 이동국은 기지국으로부터 전송된 파일롯트 신호들로부터 송신 및 수신 안테나별 하향 채널의 특성에 해당하는 제1 특성을 측정하고, 제1 특성을 반영하여 장기 및 단기 정보들과 신호 대 간섭 잡음비를 포함하는 하향 전력 제어 정보를 결정하고, 결정된 정보들을 궤환 신호로 변환하여 기지국으로 전송하고, 장기 정보는 유효한 고유 벡터들과 유효한 장기 고유값들을 포함하고, 단기 정보는 유효한 단기 고유 벡터들을 포함하고, 하향 전력 제어 정보는 하향 송신 전력의 증감을 나타내는 것을 특징으로 한다. 그러므로, 폐루프 시스템의 장점을 최대화하여 간섭과 잡음 및 페이딩의 영향을 최소화시킬 수 있을 뿐만 아니라 전송 데이타 량을 최대화시킬 수 있는 효과를 갖는다.

Description

송/수신 다중 안테나를 포함하는 이동 통신 장치 및 방법{Mobile communication apparatus and method having transmitting/receiving multiantenna}
본 발명은 이동 통신에 관한 것으로서, 특히, 패이딩, 간섭 및 잡음의 영향을 최소화시킬 수 있는 송/수신 다중 안테나를 포함하는 이동 통신 장치 및 방법에 관한 것이다.
차세대 이동 통신 시스템은 현재 PCS 이동 통신 시스템과 달리 보다 고속의 데이터를 전송한다. 유럽, 일본은 비동기 방식인 광 대역 코드 분할 다중 접속(W-CDMA:Wideband Code Division Multiple Access) 방식을, 북미는 동기 방식인 CDMA-2000(다중 반송파 코드 분할 다중 접속) 방식을 무선 접속 규격으로 표준화하고 있다.
일반적으로 이동 통신 시스템은 한 기지국을 통해 여러 이동국들이 교신하는 형태로 구성된다. 이동 통신 시스템에서 데이터를 고속으로 전송하기 위해서 페이딩(fading)과 같은 이동 통신 채널의 특성에 따른 손실 및 사용자별 간섭을 최소화해야 한다. 페이딩의 영향으로 통신이 불안정하게 되는 것을 방지하기 위한 방식으로 다이버시티 방식을 사용하며, 이러한 다이버시티 방식들중 하나인 공간 다이버시티(space diversity) 방식은 다중 안테나를 이용한다.
한편, 다중 안테나를 사용하면 사용자들간의 간섭을 최소화할 수 있기 때문에 향후 이동 통신 시스템은 다중 안테나를 필수적으로 사용한다. 다중 안테나를 이용하여 페이딩을 극복하는 다이버시티 방식중 전송단의 용량을 높이기 위해 사용되는 전송 다중 안테나 시스템은 차세대 이동 통신의 특성 상 전송 방향의 대역폭을 많이 요구한다.
고속 데이터를 전송을 하기 위해, 일반적인 이동 통신 시스템은 채널 특성들중에서 통신 성능에 가장 심각한 영향을 미치는 특성들중 하나인 페이딩을 잘 극복해야 한다. 왜냐하면, 페이딩은 수신 신호의 진폭을 수 dB에서 수십 dB까지 감소시키기 때문이다. 페이딩을 잘 극복하기 위해서 여러 가지 다이버시티 기술이 사용된다. 일반적인 CDMA 방식은 채널의 지연 분산(delay spread)를 이용해 다이버시티 수신하는 레이크(Rake) 수신기를 채택하고 있다. 레이크 수신기는 다중 경로(multi-path) 신호를 수신하는 수신 다이버시티 기술이다. 그러나, 이 다이버시티 기술은 지연 분산이 작은 경우 동작하지 않는 단점을 갖는다.
간섭(Interleaving)과 코딩을 이용하는 시간 다이버시티(time diversity) 방식은 도플러 스프레드(Doppler spread) 채널에서 사용된다. 그러나, 이 방식은 저속 도플러 채널에서 이용되기 어려운 문제점을 갖는다. 지연 분산이 작은 실내 채널과 저속 도플러 채널인 보행자 채널에서 페이딩을 극복하기 위해 공간 다이버시티가 사용된다. 공간 다이버시티는 두 개 이상의 안테나들을 사용하는 방식으로서, 한 안테나에 의해 전달된 신호가 페이딩에 의해 감쇄된 경우, 다른 안테나를 이용해 그 신호를 수신하는 방식이다. 공간 다이버시티는 수신 안테나를 이용하는 수신 안테나 다이버시티와 송신 안테나를 이용하는 송신 안테나 다이버시티로 나뉜다. 이동국의 경우 면적과 비용 측면에서 수신 안테나 다이버시티를 설치하기 힘들기 때문에, 기지국의 송신 안테나 다이버시티 사용이 권장된다.
송신 안테나 다이버시티는 이동국으로부터 다운 링크(downlink) 채널 정보를 기지국이 궤환 받는 폐루프(closed loop) 전송 다이버시티와 이동국으로부터 기지국으로 궤환이 없는 개루프(open loop) 전송 다이버시티가 있다. 전송 다이버시티는 이동국에서 채널의 위상과 크기를 측정하여 최적의 가중치를 찾는다. 기지국은 채널의 크기와 위상을 측정하기 위해 안테나 별로 구분되는 파일럿 신호를 보내야 한다. 이동국은 파일럿 신호를 통해 채널의 크기 및 위상을 측정하고 측정된 채널의 크기 및 위상 정보로부터 최적의 가중치를 찾는다.
한편, 송신 안테나 다이버시티에서 안테나 수가 증가하면 다이버시티 효과 및 신호 대 잡음비는 계속 향상되지만, 다이버시티 효과의 개선 정도는 기지국에서 사용하는 안테나들의 개수(또는, 신호가 전송되는 경로)가 증가함에 따라 즉, 다이버시티의 정도가 증가함에 따라 계속 줄어든다. 그러므로, 많은 희생을 통해 매우개선된 다이버시티 효과를 얻는 것이 반드시 바람직한 방법이라고 할 수 없다. 따라서 다이버시티 효과를 개선시키는 것보다 간섭 신호의 전력을 최소화시키고 내부 신호의 신호 대 잡음비를 최대화시키는 방향으로 기지국에서 사용하는 안테나의 개수를 증가시키는 것이 바람직하다.
다이버시티 효과 뿐만 아니라 간섭 및 잡음에 의해 내부 신호가 받는 영향을 최소화시키는 빔 포밍 효과를 고려한 전송 적응 어레이(arrary) 안테나 시스템을 '다운 링크 빔포밍(beamforming) 시스템'이라 한다. 이 때, 전송 다이버시티와 마찬가지로 궤환 정보를 이용하는 시스템을 '폐루프 다운 링크 빔포밍 시스템'이라 한다. 이동국으로부터 기지국으로 궤환되는 정보를 이용하는 폐루프 다운 링크 빔포밍 시스템은, 궤환 채널의 대역 폭이 충분하게 확보되어 있지 않다면 채널 정보의 변화를 잘 반영하지 못해 통신 성능을 열화시키는 문제점을 갖는다.
유럽 방식 IMT-2000 표준화 단체인, 3GPP(Generation Partnership Project) R(Release)99 버전은 2개 안테나들을 위한 폐 루프 전송 다이버시티 방식으로 전송 안테나 어레이(TxAA) 제1 모드 및 제2 모드를 채택하고 있다. 여기서, TxAA 제1 모드는 노키아에서 제안한 것으로 두 안테나들의 위상차만을 궤환시키고 TxAA 제2 모드는 모토롤라에서 제안한 것으로 두 안테나들의 위상 뿐만 아니라 이득도 궤환시킨다. TxAA 제1 모드 및 제2 모드는 유럽 방식 IMT-2000표준인 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System) 시스템을 위한 표준화 단체 3GPP에서 정한 명세(specification)에 개시되어 있다.
폐 루프 전송 다이버시티 방식의 TxAA 제1 모드 또는 제2 모드는 적응 어레이 안테나를 사용하며 전송 적응 어레이 안테나들 각각에 다른 복소수(complex)값에 해당하는 가중치를 인가하도록 구성된다. 적응 어레이 안테나에 인가되는 가중치는 전송 채널과 관계된 값으로서 예를 들면 w=h*(w와 h는 벡터이다.)를 사용한다. 이하, 굵은 글씨체로 표시된 것은 벡터를 표시하고, 굵은 글씨체로 표시되지 않은 것은 스칼라를 표시한다. 여기서, h는 전송 어레이 채널이고 w는 전송 어레이 안테나 가중치 벡터이다.
일반적으로, 이동 통신 시스템들 중 주파수 분할 듀플렉스(FDD:Frequency Division Duplex)를 사용하는 방식은 전송 채널과 수신 채널의 특성이 다르기 때문에 기지국에서 전송 채널(h)을 알기 위해서 전송 채널 정보를 궤환시켜야 한다. 이를 위해 TxAA 제1 모드 또는 제2 모드는 채널 정보(h)로부터 구하게 될 가중치(w) 정보를 이동국이 구하여 기지국으로 보내도록 구성되어 있다. TxAA 제1 모드는 가중치(w=[|w1|exp(jθ1),|w2|exp(jθ2)])(w1과 w2는 스칼라이다.) 정보 중 위상 성분에 해당하는 θ2-θ1 부분만 두 비트로 양자화하여 궤환시킨다. 따라서, 위상의 정밀도는 π/2가 되고 양자화 오류는 최대 π/4가 된다. 궤환의 효율성을 높이기 위해 매 순간 두 비트들 중 한 비트만 갱신(update)하는 정제(refine) 방법을 사용한다. 예를 들면 두 비트들의 조합으로서 {b(2k), b(2k-1)}, {b(2k), b(2k+1)}(여기서, b는 매 순간 슬롯(slot) 단위로 궤환되는 비트를 의미한다)이 가능하도록 한다. TxAA 제2 모드는 가중치 정보의 구성 요소인 위상과 이득을 모두 궤환시킨다. 위상은 3비트로 궤환시키고 이득은 1비트로 궤환시킨다. 따라서, 위상의 정밀도는 π/4이고 양자화 오류는 최대 π/8가 된다. 궤환의 효율성을 높이기 위해 매 순간4비트 중 한 비트만 갱신하는 진보된 정제(progressive refine)모드를 사용한다. 정제 모드에서 각 비트는 직교하는 베이시스(basis)의 값이 되는 반면 진보된 정제 모드는 그러한 규정을 갖지 않는다.
전술한 TxAA 제1 모드 및 제2 모드는 안테나 수와 시공간(space-time) 채널의 특성이 변할 때 다음과 같은 문제점들을 갖는다.
먼저, 안테나 수가 증가하면 각 안테나 별로 가중치를 궤환시켜야 하므로 궤환시킬 정보를 많이 갖게 되어 이동국의 이동 속도에 따라 통신 성능을 열화시킨다. 즉, 일반적으로 페이딩 채널에서 이동국의 이동 속도가 빨라지면 시공간 채널의 변화가 심화되므로, 채널 정보의 궤환 속도가 증가해야 한다. 따라서 궤환 속도가 한정되어 있으면, 안테나 수가 증가함에 따라 증가하는 궤환 정보는 통신 성능을 저하시키는 결과를 초래한다.
다음으로, 안테나들간 거리가 충분히 확보되지 않으면 각 안테나의 채널간 상관값(correlation)이 증가한다. 이렇게 채널간 상관값이 증가하면 채널 메트릭스의 정보량이 감소하며, 효율적으로 궤환 방식을 이용하면 안테나 수가 증가되어도 고속 이동체 환경에서 성능 열화가 일어나지 않는다. 하지만 TxAA 제1모드 및 제2 모드는 시공간 채널을 구성하는 두 안테나들의 각 채널이 완전히 독립적이라는 가정 하에 구성되어 있으므로, 안테나 수와 시공간 채널의 특성이 변하는 경우에 효율적으로 이용될 수 없다. 게다가, 전술한 두 모드들은 안테나를 2개 보다 많이 사용하는 환경에 적용된 례를 갖지 못하며, 3개 이상 안테나를 사용한다고 하더라도 우수한 성능을 제공할 수 없다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는, 송신 안테나들과 수신 안테나들을 각각 갖는 기지국과 이동국 사이에 존재하는 안테나별 공간 채널의 하향 특성을 반영하는 장기 및 단기 정보들을 최소화시켜 이동국으로부터 기지국으로 궤환하여, 간섭 및 잡음의 영향을 최소화하고 전송 데이타량을 최대화시키면서 페이딩의 영향을 더욱 최소화시킬 수 있는 송/수신 다중 안테나를 포함하는 이동 통신 장치를 제공하는 데 있다.
본 발명이 이루고자 하는 다른 기술적 과제는, 상기 송/수신 다중 안테나를 포함하는 이동 통신 장치에서 수행되는 이동 통신 방법을 제공하는 데 있다.
도 1은 본 발명에 의한 이동 통신 장치의 개략적인 블럭도이다.
도 2는 도 1에 도시된 이동 통신 장치에서 수행되는 본 발명에 의한 이동 통신 방법을 설명하기 위한 플로우차트이다.
도 3은 도 2에 도시된 제30 단계에 대한 본 발명에 의한 실시예를 설명하기 위한 플로우차트이다.
도 4는 도 1에 도시된 제1, 제2, ... 또는 제X 이동국의 본 발명에 의한 실시예의 블럭도이다.
도 5는 도 3에 도시된 제42 단계에 대한 본 발명에 의한 바람직한 일 실시예를 설명하기 위한 플로우차트이다.
도 6은 도 4에 도시된 장기 정보 결정부의 본 발명에 의한 실시예의 블럭도이다.
도 7는 도 5에 도시된 제92 단계에 대한 본 발명에 의한 실시예를 설명하기 위한 플로우차트이다.
도 8은 도 3에 도시된 제44 단계에 대한 본 발명에 의한 실시예를 설명하기위한 플로우차트이다.
도 9는 도 4에 도시된 단기 정보 결정부의 본 발명에 의한 실시예의 블럭도이다.
도 10은 도 8에 도시된 제132 단계에 대한 본 발명에 의한 실시예를 설명하기 위한 플로우차트이다.
도 11은 도 3에 도시된 제50 단계에 대한 본 발명에 의한 실시예를 설명하기 위한 플로우차트이다.
도 12는 도 4에 도시된 하향 전력 제어부의 본 발명에 의한 실시예의 블럭도이다.
도 13은 도 2에 도시된 제32 단계에 대한 본 발명에 의한 실시예를 설명하기 위한 플로우차트이다.
도 14는 도 1에 도시된 기지국의 본 발명에 의한 일 실시예의 블럭도이다.
도 15는 도 13에 도시된 제172 단계에 대한 본 발명에 의한 실시예를 설명하기 위한 플로우차트이다.
도 16은 도 14에 도시된 베이시스 정보 생성부의 본 발명에 의한 실시예의 블럭도이다.
도 17은 테이블을 예시적으로 나타내는 도면이다.
도 18은 도 15에 도시된 제208 단계에 대한 본 발명에 의한 실시예를 설명하기 위한 플로우차트이다.
도 19는 도 18에 도시된 실시예를 수행하는 도 16에 도시된 제3 고유 분석계산부의 본 발명에 의한 바람직한 일 실시예의 블럭도이다.
도 20은 도 13에 도시된 제174 단계에 대한 본 발명에 의한 실시예를 설명하기 위한 플로우차트이다.
도 21은 도 20에 도시된 제260 단계에 대한 본 발명에 의한 실시예를 설명하기 위한 플로우차트이다.
도 22는 도 14에 도시된 이득 조정부의 본 발명에 의한 바람직한 일 실시예의 블럭도이다.
도 23은 도 14에 도시된 베이시스 벡터 적용부의 본 발명에 의한 실시예의 블럭도이다.
상기 과제를 이루기 위해, 기지국 및 이동국을 포함하는 본 발명에 의한 이동 통신 장치는, 적어도 하나의 송신 안테나를 갖는 상기 기지국은 수신한 궤환 신호로부터 장기 및 단기 정보들과 신호 대 간섭 잡음비를 복원하고, 복원된 상기 장기 및 상기 단기 정보들과 복원된 상기 신호 대 간섭 잡음비로부터 생성한 베이시스 정보를 이용하여 전용 물리 채널 신호들을 공간적으로 처리하고, 상기 공간적으로 처리된 결과와 파일롯트 신호들을 가산한 결과를 상기 이동국으로 전송하며, 적어도 하나의 수신 안테나를 갖는 상기 이동국은 상기 기지국으로부터 전송된 상기 파일롯트 신호들로부터 상기 송신 및 상기 수신 안테나별 하향 채널의 특성에 해당하는 제1 특성을 측정하고, 상기 제1 특성을 반영하여 상기 장기 및 상기 단기 정보들과 상기 신호 대 간섭 잡음비를 포함하는 하향 전력 제어 정보를 결정하고, 결정된 정보들을 상기 궤환 신호로 변환하여 상기 기지국으로 전송하고, 상기 장기 정보는 유효한 장기 고유 벡터들과 유효한 장기 고유값들을 포함하고, 상기 단기 정보는 유효한 단기 고유 벡터들을 포함하고, 상기 하향 전력 제어 정보는 하향 송신 전력의 증감을 나타내는 것이 바람직하다.
상기 다른 과제를 이루기 위해, 적어도 하나의 송신 안테나를 갖는 기지국과 적어도 하나의 수신 안테나를 갖는 이동국간에 통신을 수행하는 본 발명에 의한 이동 통신 방법은, 상기 송신 및 상기 수신 안테나별 하향 채널의 특성인 제1 특성을 반영하여 상기 이동국에서 결정된 장기 및 단기 정보들과 신호 대 간섭 잡음비를 상기 이동국으로부터 수신한 궤환 신호로부터 복원하고, 복원된 상기 장기 및 상기 단기 정보들과 상기 신호 대 간섭 잡음비로부터 생성한 베이시스 정보를 이용하여 전용 물리 채널 신호들을 공간적으로 처리하고, 상기 공간적으로 처리된 결과와 파일롯트 신호들을 가산하여 상기 이동국으로 전송하는 단계로 구성되고, 상기 장기 정보는 유효한 장기 고유 벡터들과 유효한 장기 고유값들을 포함하고, 상기 단기 정보는 유효한 단기 고유 벡터들을 포함하는 것이 바람직하다.
이하, 본 발명에 의한 송/수신 다중 안테나를 포함하는 이동 통신 장치의 구성 및 동작과, 그 장치에서 수행되는 본 발명에 의한 이동 통신 방법을 첨부한 도면들을 참조하여 다음과 같이 설명한다.
도 1은 본 발명에 의한 이동 통신 장치의 개략적인 블럭도로서, 기지국(10), 제1, 제2, ... 및 제X 이동국들(20, 22, ... 및 24)로 구성된다.
도 2는 도 1에 도시된 이동 통신 장치에서 수행되는 본 발명에 의한 이동 통신 방법을 설명하기 위한 플로우차트로서, 궤환 신호를 구하는 단계(제30 단계) 및 궤환 신호로부터 복원한 장기 및 단기 정보와 신호 대 간섭 잡음비(SINR:Signal to Inteference and Noise Ratio)를 이용하여 공간적으로 처리된 전용 물리 채널 신호들(DPCH::Dedicate Physical CHannel)과 파일롯트 신호들을 가산하여 전송하는 단계(제32 단계)로 이루어진다.
도 1에 도시된 제1, 제2, ... 및 제X 이동국들(20, 22, ... 및 24)은 서로 동일한 기능을 수행하며, 기지국(10)은 적어도 하나의 송신 안테나를 갖고, 제1, 제2, ... 또는 제X 이동국(20, 22, ... 또는 24)은 적어도 하나의 수신 안테나를 갖는다. 이 때, 제1, 제2, ... 또는 제X 이동국(20, 22, ... 또는 24)은 예를 들면 단말기 따위에 해당한다.
도 1에 도시된 기지국(10)은 장기 및 단기 정보들과 SINR을 제1, 제2, ... 또는 제X 이동국(20, 22, ... 또는 24)으로부터 수신한 궤환 신호로부터 복원하고, 복원된 장기 및 단기 정보들과 복원된 SINR로부터 생성한 베이시스 정보를 이용하여 전용 물리 채널 신호들(DPCH)을 공간적으로 처리하고, 공간적으로 처리된 전용 물리 채널 신호들과 파일롯트 신호(PICH:PIlot CHannel)들을 가산한 결과를 제1, 제2, ... 또는 제X 이동국(20, 22, ... 또는 24)으로 전송한다(제32 단계). 여기서, 파일롯트 신호[Pi(k)](1≤i≤B, B는 송신 안테나의 개수로서 1이상의 양의 정수를 나타낸다.)는 공통 파일롯트 채널 신호(CPICH:Common PIlot CHannel), 전용 파일롯트 채널 신호(DCPICH:Dedicate CPICH) 또는 2차 공통 파일롯트 채널 신호(SCPICH:Secondary CPICH) 따위가 될 수 있다.
본 발명에 의한 기지국(10)이 전술한 바와 같이 동작할 수 있도록 지원할 수 있다면, 적어도 하나의 수신 안테나를 갖는 제1, 제2, ... 및 제X 이동국(20, 22, ... 및 24)은 어떠한 형태로든지 구현될 수 있다. 즉, 제1, 제2, ... 또는 제X 이동국(20, 22, ... 또는 24)은 송신 및 수신 안테나별 하향 채널(downlink channel)의 특성[이하, 제1 특성(H)이라 한다.](여기서,H은 행렬이다.)(이하, 굵은 글씨체로 표시된 것은 벡터를 표시하고, 굵은 글씨체로 표시되지 않은 것은 스칼라를 표시한다.)을 반영하여 장기 및 단기 정보들과 SINR을 포함하는 하향 전력 제어 정보를 결정할 수 있으면 된다. 이 때, 송신 및 수신 안테나별 하향 채널의 특성(H)이란, 기지국(10)으로부터 제1, 제2, ... 및 제X 이동국(20, 22, ... 및 24)중 어느 이동국(20, 22, ... 또는 24)으로 전송되는 채널의 위상과 크기를 의미한다. 단, 제1 특성(H)의 열(column)은 기지국(10)의 송신 안테나에 의한 채널로 구성되고, 행(row)은 제1, 제2, ... 또는 제X 이동국(20, 22, ... 또는 24)의 수신 안테나에 의한 채널로 구성된다. 즉,H의 열 성분들은 송신 안테나에 의한 공간에 대해 구해지고, 행 성분들은 수신 안테나에 의한 공간에 대해 구해진다.
예컨데, 제1, 제2, ... 또는 제X 이동국(20, 22, ... 또는 24)은 기지국(10)으로부터 전송된 파일롯트 신호들로부터 제1 특성(H)을 측정하고, 측정된 제1 특성(H)으로부터 송신 및 수신 안테나별 채널의 상관 특성을 반영한 장기 정보와 단기 정보와 하향 전력 제어 정보를 결정하고, 결정된 장기 및 단기 정보들과 하향 전력 제어 정보를 궤환 신호로 변환하여 기지국(10)으로 전송한다(제30 단계). 여기서, 장기 정보는 유효한 장기 고유 벡터들과 유효한 장기 고유값들을 포함하고,단기 정보는 유효한 단기 고유 벡터들로 구성되며, 하향 전력 제어 정보는 하향 송신 전력의 증감에 대한 정보로 구성된다.
본 발명의 이해를 돕기 위해, 제1, 제2, ... 또는 제X 이동국(20, 22, ... 또는 24)의 실시예 및 제30 단계를 먼저 설명하고, 기지국(10)의 실시예 및 제32 단계를 나중에 설명하기로 한다.
이하, 제30 단계 및 제1, 제2, ... 또는 제X 이동국(20, 22, ... 또는 24)에 대한 본 발명에 의한 실시예들을 첨부한 도면들을 참조하여 다음과 같이 설명한다.
도 3은 도 2에 도시된 제30 단계에 대한 본 발명에 의한 실시예(30A)를 설명하기 위한 플로우차트로서, 제1 특성(H)을 측정하고, SINR을 구하는 단계(제40 단계), 채널의 장기 및 단기 정보들을 결정하는 단계(제42 및 제44 단계들), 고속 및 저속 궤환 정보와 하향 전력 제어 정보를 구하는 단계(제46 ∼ 제50 단계들) 및 궤환 신호로 변환하는 단계(제52 단계)로 이루어진다.
도 4는 도 1에 도시된 제1, 제2, ... 또는 제X 이동국(20, 22, ... 또는 24)의 본 발명에 의한 실시예의 블럭도로서, 안테나 어레이(60), 채널 특성 측정부(70), 장기 정보 결정부(72), 단기 정보 결정부(74), 고속 및 저속 궤환부들(76 및 78), 신호 복원부(80), 신호 변환부(82) 및 하향 전력 제어부(84)로 구성된다.
도 4에 도시된 안테나 어레이(60)는 M(여기서, M은 1이상의 양의 정수이다.) 개의 수신 안테나(62, 64, ... 및 66)를 갖고, 기지국(10)으로부터 전송된 공간적으로 신호 처리된 전용 물리 채널 신호들과 파일롯트 신호들을 수신한다. 이 때,채널 특성 측정부(70)는 기지국(10)으로부터 전송되어 안테나 어레이(60)를 통해 수신된 파일롯트 신호들로부터 제1 특성(H)을 측정하며, 측정된 제1 특성(H)으로부터 송신 및 수신 안테나별 하향 채널의 순시 상관 특성[이하, 제2 특성(R)이라 한다.]을 다음 수학식 1과 같이 생성하고, 생성된 제2 특성(R)을 장기 정보 결정부(72) 및 단기 정보 결정부(74)로 각각 출력하며, 생성된 제2 특성(R)을 이용하여 하향 전력 제어를 위한 SINR을 다음 수학식 2와 같이 셍성하고, 생성된 SINR을 하향 전력 제어부(84)로 출력한다(제40 단계). 여기서, 제2 특성(R)은 B×B 행렬이다.
제40 단계후에, 장기 정보 결정부(72)는 채널 특성 측정부(70)에서 측정된 제2 특성(R)으로부터 장기 정보에 해당하는 유효한 장기 고유 벡터들(Q LT)과 유효한 장기 고유값들(Λ LT)을 결정하고, 결정된 유효한 장기 고유 벡터들(Q LT)과 유효한 장기 고유값들(Λ LT)을 단기 정보 결정부(74) 및 저속 궤환부(78)로 각각 출력한다(제42 단계). 여기서, 장기 고유값은 장기 고유 벡터와 일대일 매핑 관계를 가지며, 유효한 장기 고유값과 매핑되는 장기 고유 벡터가 유효한 장기 고유 벡터에 해당한다. 이 때, 유효한 장기 고유 벡터들(Q LT)은 B×NB행렬이고, 유효한 장기 고유값들(Λ LT)은 NB×NB행렬이다.
이하, 도 3에 도시된 제42 단계 및 도 4에 도시된 장기 정보 결정부(72)의 본 발명에 의한 실시예들을 첨부된 도면들을 참조하여 다음과 같이 설명한다.
도 5는 도 3에 도시된 제42 단계에 대한 본 발명에 의한 바람직한 일 실시예(42A)를 설명하기 위한 플로우차트로서, 제2 특성(R)을 누적하여 송신 및 수신 안테나별 하향 채널의 장기 상관 특성을 구하는 단계(제90 단계) 및 장기 상관 특성으로부터 장기 정보를 생성하는 단계(제92 단계)로 이루어진다.
도 6은 도 4에 도시된 장기 정보 결정부(72)의 본 발명에 의한 실시예(72A)의 블럭도로서, 누적부(100) 및 제1 고유 분석 계산부(110)로 구성된다.
제40 단계후에, 도 6에 도시된 누적부(100)는 채널 특성 측정부(70)로부터 입력한 제2 특성(R)을 누적하고, 누적된 결과[R LT(k)]를 송신 및 수신 안테나별 하향 채널의 장기 상관 특성[이하, 제3 특성(R LT)이라 한다.]으로서 제1 고유 분석 계산부(110)로 출력한다(제90 단계). 여기서, 제3 특성(R LT) 즉, 누적된 결과[R LT(k)]는 다음 수학식 3과 같이 표현될 수 있으며, B×B 행렬이다.
즉,
여기서, ρ는 망각 상수(forgetting factor)를 나타내고, k는 이산적인 시간을 나타낸다.
제90 단계후에, 제1 고유 분석 계산부(110)는 누적부(100)로부터 입력한 제3 특성(R LT)으로부터 고유 분석법(EVD:Eigen Value Decomposition)에 의거하여 장기 정보인 유효한 장기 고유 벡터들(Q LT) 및 유효한 장기 고유값들(Λ LT)을 생성하고, 생성된 유효한 장기 고유 벡터들(Q LT)과 유효한 장기 고유값들(Λ LT)을 단기 정보 결정부(74) 및 저속 궤환부(78)로 각각 출력한다(제92 단계). 여기서, 고유 분석법에 대해서는 "Matrix Computation"이라는 제목으로 'G. Golub'와 'C. Van. Loan'에 의해 저술되고 런던(London)에 위치한 존스 홉킨스 대학(Johns Hopkins University) 출판사에 의해 1996년도에 출간된 책에 개시되어 있다.
이하, 도 5에 도시된 제92 단계 및 도 6에 도시된 제1 고유 분석 계산부(110)의 본 발명에 의한 실시예들을 다음과 같이 설명한다.
도 7는 도 5에 도시된 제92 단계에 대한 본 발명에 의한 실시예(92A)를 설명하기 위한 플로우차트로서, 장기 고유 벡터들과 장기 고유값들중 유효한 벡터들과 유효한 값들을 장기 정보로서 선택하는 단계(제120 ∼ 제124 단계들)로 이루어진다.
도 6에 도시된 바와 같이, 제1 고유 분석 계산부(110)는 도 7에 도시된 실시예(92A)를 수행하기 위해, 제1 고유 분석부(112), 벡터 수 계산부(114) 및 제1 선택부(116)로 구현될 수 있다.
먼저, 제90 단계후에, 제1 고유 분석부(112)는 누적부(100)로부터 입력한제3 특성(R LT)으로부터 전술한 고유 분석법에 의거하여 B×B개의 장기 고유 벡터들(q LT1∼q LTB)과 B×B개의 장기 고유값들(λLT1∼ λLTB)을 생성하고, 생성된 B×B개의 장기 고유값들(λLT1∼ λLTB)을 벡터 수 계산부(114)와 제1 선택부(116)로 각각 출력하는 한편, 생성된 B×B개의 장기 고유 벡터들(q LT1∼q LTB)을 제1 선택부(116)로 출력한다(제120 단계).
제120 단계후에, 벡터 수 계산부(114)는 제1 소정 임계값을 초과하는 장기 고유값들의 개수를 카운팅하고, 카운팅된 결과를 유효 장기 고유 벡터수(NB)(1≤NB≤B)로서 결정하며, 결정된 유효 장기 고유 벡터수(NB)를 제1 선택부(116)로 출력한다(제122 단계). 이를 위해, 벡터 수 계산부(114)는 카운터(미도시) 따위로 구현될 수 있다. 이 때, 제1 소정 임계값은 '0'이 아닌 '0'에 근사된 값으로서, 제3 특성(R LT)에 존재하는 잡음의 크기를 의미한다.
제122 단계후에, 제1 선택부(116)는 제1 고유 분석부(112)로부터 입력한 B×B개의 장기 고유 벡터들(q LT1∼q LTB)중에서 B개 만큼의 장기 고유 벡터들을 선택하고 선택된 장기 고유 벡터들로 이루어진 NB개의 열 벡터들을 유효한 장기 고유 벡터들(Q LT)로서 출력하고, 제1 고유 분석부(112)로부터 입력한 B×B개의 장기 고유값들(λLT1∼ λLTB)중에서 잡음이 제거된 유효 장기 고유 벡터 수(NB)만큼의 장기 고유값들을 선택하며 선택된 장기 고유값들로 이루어진 대각 형렬을 유효한 장기 고유값들(Λ LT)로서 출력한다(제124 단계).
한편, 제42 단계후에, 단기 정보 결정부(74)는 채널 특성 측정부(70)로부터 입력한 제2 특성(R)과 장기 정보 결정부(72)로부터 입력한 장기 정보(Q LT및Λ LT)로부터 단기 정보에 해당하는 유효한 단기 고유 벡터들(Q ST)을 결정하고, 결정된 유효한 단기 고유 벡터들(Q ST)을 고속 궤환부(76)로 출력한다(제44 단계). 여기서, 유효한 단기 고유 벡터들(Q ST)은 NB×(NB-1)행렬이다.
이하, 도 3에 도시된 제44 단계 및 도 4에 도시된 단기 정보 결정부(74)의 본 발명에 의한 실시예들을 첨부된 도면들을 참조하여 다음과 같이 설명한다.
도 8은 도 3에 도시된 제44 단계에 대한 본 발명에 의한 실시예(44A)를 설명하기 위한 플로우차트로서, 송신 및 수신 안테나별 하향 채널의 단기 상관 특성을 구하는 단계(제130 단계) 및 단기 상관 특성으로부터 단기 정보를 구하는 단계(제132 단계)로 이루어진다.
도 9는 도 4에 도시된 단기 정보 결정부(74)의 본 발명에 의한 실시예(74A)의 블럭도로서, 단기 상관 특성 생성부(140) 및 제2 고유 분석 계산부(142)로 구성된다.
제42 단계후에, 단기 상관 특성 생성부(140)는 채널 특성 측정부(70)로부터 입력한 제2 특성(R)과 장기 정보 결정부(72)로부터 입력한 장기 정보(Q LT및Λ LT)를 이용하여 송신 및 수신 안테나별 하향 채널의 단기 상관 특성[이하, 제4 특성(R ST)이라 한다.]을 다음 수학식 4와 같이 생성하고, 생성된 제4 특성(R ST)을 제2 고유 분석 계산부(142)로 출력한다(제130 단계). 여기서, 제4 특성(R ST)은 NB×NB행렬이다.
제130 단계후에, 제2 고유 분석 계산부(142)는 단기 상관 특성 생성부(140)로부터 입력한 제4 특성(R ST)으로부터 전술한 고유 분석법에 의거하여 유효한 단기 고유 벡터들(Q ST)을 생성하고, 생성된 유효한 단기 고유 벡터들(Q ST)을 고속 궤환부(76)로 단기 정보로서 출력한다(제132 단계).
이하, 도 8에 도시된 제132 단계 및 도 9에 도시된 제2 고유 분석 계산부(142)의 본 발명에 의한 실시예들을 다음과 같이 설명한다.
도 10은 도 8에 도시된 제132 단계에 대한 본 발명에 의한 실시예(132A)를 설명하기 위한 플로우차트로서, 단기 고유 벡터들중 유효한 벡터들을 단기 정보로서 선택하는 단계(제150 및 제152 단계들)로 이루어진다.
도 9에 도시된 바와 같이, 제2 고유 분석 계산부(142)는 도 10에 도시된 실시예(132A)를 수행하기 위해, 제2 고유 분석부(144) 및 제2 선택부(146)로 구현될 수 있다.
먼저, 제130 단계후에, 제2 고유 분석부(144)는 단기 상관 특성 생성부(140)로부터 입력한 제4 특성(R ST)으로부터 전술한 고유 분석법에 의거하여 다음 수학식 5와 같은 NB개의 단기 고유 벡터들(Q ST0)을 생성하고, 생성된 NB개의 단기 고유 벡터들(Q ST0)을 제2 선택부(146)로 출력한다(제150 단계).
제150 단계후에, 제2 선택부(146)는 제2 고유 분석부(144)로부터 입력한 NB개의 단기 고유 벡터들(Q ST0)중에서 NB×(NB-1)개 만큼의 즉, 1부터 (NB-1)개 만큼의 단기 고유 벡터들을 선택하고, 선택된 단기 고유 벡터들로 이루어진 열 벡터들을 유효한 단기 고유 벡터들(Q ST)로서 다음 수학식 6과 같이 선택하여 출력한다(제152 단계).
한편, 제44 단계후에, 결정된 단기 정보(Q ST)와 장기 정보(Q LT및Λ LT) 및 결정된 하향 전력 제어 정보를 기지국(10)으로 궤환시키기에 적합한 궤환 신호로 변환하고, 변환된 궤환 신호를 안테나 어레이(60)를 통해 기지국(10)으로 전송한다(제46 ∼ 제52 단계들).
제46 ∼ 제52 단계들을 수행하기 위해, 고속 궤환부(76), 저속 궤환부(78),신호 변환부(82) 및 하향 전력 제어부(84)가 마련된다. 여기서, 제44 단계후에, 고속 궤환부(76)는 단기 정보 결정부(74)로부터 입력한 유효한 단기 고유 벡터들(Q ST)을 비트 변환하고, 비트 변환된 결과를 고속 궤환 정보로서 제1 소정 시간 단위로 신호 변환부(82)로 출력한다(제46 단계). 제46 단계후에, 저속 궤환부(78)는 장기 정보 결정부(72)로부터 입력한 장기 정보(Q LT및Λ LT)를 비트 변환하고, 비트 변환된 결과를 저속 궤환 정보로서 제2 소정 시간 단위로 신호 변환부(82)로 출력한다(제48 단계). 이 때, 제1 소정 시간은 제2 소정 시간보다 적다. 예를 들면, 제2 소정 시간은 제1 소정 시간의 10배가 될 수 있다. 이 경우, 단기 정보에 해당하는 10개의 비트가 고속 궤환부(76)로부터 신호 변환부(82)로 출력되는 동안 장기 정보에 해당하는 한 개의 비트만이 저속 궤환부(78)로부터 신호 변환부(82)로 출력된다. 따라서, 단기 정보는 장기 정보보다 고속으로 신호 변환부(82)로 전달될 수 있다.
제48 단계후에, 하향 전력 제어부(84)는 하향 전력 제어 정보를 채널 특성 측정부(70)로부터 입력한 SINR을 이용하여 생성하고, 생성된 하향 전력 제어 정보를 신호 변환부(82)로 출력한다(제50 단계). 여기서, 하향 전력 제어 방법에 대해서는, "CDMA Systems Engineering Handbook"이라는 제목으로 'J.S. Lee'와 'L.E.Miller'에 의해 저술되고 보스톤 및 런던에 위치한 아테크 하우스(Artech House) 출판사에 의해 1998년도에 출간된 책의 367-396페이지에 개시되어 있다.
본 발명에 의하면, 도 3에 도시된 바와 달리, 제46 및 제48 단계들은 동시에 수행될 수도 있고, 제48 단계가 먼저 수행된 후 제46 단계가 수행될 수도 있다. 이경우, 제50 단계는 제48 단계후에 수행될 수도 있고, 제42 ∼ 제48 단계들이 수행되는 동안의 어느 시점에 수행될 수도 있다.
이하, 도 3에 도시된 제50 단계 및 도 4에 도시된 하향 전력 제어부(84)의 본 발명에 의한 실시예를 첨부된 도면들을 참조하여 다음과 같이 설명한다.
도 11은 도 3에 도시된 제50 단계에 대한 본 발명에 의한 실시예(50A)를 설명하기 위한 플로우차트로서, SINR로부터 제2 소정 임계값(SINRTH)을 감산하는 단계(제156 단계) 및 감산된 결과의 부호에 따라 하향 전력 제어 정보를 구하는 단계(제158 단계)로 이루어진다.
도 12는 도 4에 도시된 하향 전력 제어부(84)의 본 발명에 의한 실시예(84A)의 블럭도로서, 감산부(160) 및 부호 검사부(162)로 구성된다.
도 12에 도시된 감산부(160)는 채널 특성 측정부(70)로부터 입력한 SINR로부터 제2 소정 임계값(SINRTH)을 감산하고, 감산된 결과를 부호 검사부(162)로 출력한다(제156 단계). 제156 단계후에, 부호 검사부(162)는 감산부(160)로부터 입력한 감산된 결과의 부호에 따라 하향 전력 제어 정보를 결정하고, 결정된 하향 전력 제어 정보(c)를 신호 변환부(82)로 출력한다(제158 단계). 예를 들면, 부호 검사부(160)는 감산된 결과를 통해 SINR이 제2 소정 임계값(SINRTH)이상인 것으로 인식되면 c=1로 결정하고, SINR이 제2 소정 임계값(SINRTH)보다 적은 것으로 인식되면 c=-1로 결정한다. 여기서, c=1은 하향 송신 전력을 감소시킨다는 것을 의미하고, c=-1은 하향 송신 전력을 증가시킨다는 것을 의미한다.
제50 단계후에, 신호 변환부(82)는 고속 궤환부(76)로부터 입력한 고속 궤환 정보, 저속 궤환부(78)로부터 입력한 저속 궤환 정보 및 하향 전력 제어부(84)로부터 입력한 하향 전력 제어 정보를 다중화하고, 다중화된 결과를 궤환시키기에 적합한 궤환 신호로서 안테나 어레이(60)로 출력한다(제52 단계). 이 때, 안테나 어레이(60)로 입력되는 궤환 신호는 기지국(10)으로 전송된다.
한편, 본 발명에 의하면, 제1, 제2, ... 또는 제X 이동국(20, 22, ... 또는 24)은 도 4에 도시된 바와 같이, 신호 복원부(80)를 더 마련할 수도 있다. 여기서, 제40 ∼ 제52 단계들이 수행되는 동안의 어느 시점에서, 신호 복원부(80)는 안테나 어레이(60)를 통해 수신되고, 기지국(10)에서 공간적으로 처리된 전용 물리 채널 신호들로부터 원래의 전용 물리 채널 신호들을 복원하고, 복원된 전용 물리 채널 신호들(DPCH')을 출력한다.
이하, 도 1에 도시된 기지국(10)과 도 2에 도시된 제32 단계에 대한 본 발명에 의한 실시예들을 첨부된 도면들을 참조하여 다음과 같이 설명한다.
도 13은 도 2에 도시된 제32 단계에 대한 본 발명에 의한 실시예(32A)를 설명하기 위한 플로우차트로서, 복원한 장기 및 단기 정보들과 SINR을 이용하여 전용 물리 채널 신호들(DPCH)을 공간적으로 처리하는 단계(제170 ∼ 제176 단계들) 및 공간적으로 처리된 전용 물리 채널 신호들에 파일롯트 신호들을 가산하는 단계(제178 단계)로 이루어진다.
도 14는 도 1에 도시된 기지국(10)의 본 발명에 의한 일 실시예의 블럭도로서, 정보 복원부(180), 베이시스(basis) 정보 생성부(182), 이득 조정부(184), 베이시스 벡터 적용부(186), 가산부(188) 및 안테나 어레이(190)로 구성된다.
도 14에 도시된 안테나 어레이(190)는 B개의 송신 안테나(192, 194, ... 및 196)를 갖고, 제1, 제2, ... 또는 제X 이동국(20, 22, ... 또는 24)으로부터 전송된 궤환 신호를 상향(uplink) 전용 물리 제어 채널(DPCCH:Dedicate Physical Control CHannel)을 통해 수신하고, 공간적으로 신호 처리된 전용 물리 채널 신호들과 파일롯트 신호들을 제1, 제2, ... 또는 제X 이동국(20, 22, ... 또는 24)으로 송신한다.
이 때, 제30 단계후에, 정보 복원부(180)는 안테나 어레이(190)를 통해 수신한 궤환 신호로부터 장기 정보와 유효한 단기 고유 벡터들과 SINR을 복원하고, 복원된 장기 정보와, 유효한 단기 고유 벡터들과 SINR을 베이시스 정보 생성부(182)로 출력한다(제170 단계). 여기서, 도 4에 도시된 고속 및 저속 궤환부들(76 및 78)에 의해 장기 정보는 저속으로 단기 정보는 고속으로 신호 변환부(82)로부터 각각 출력되기 때문에, 정보 복원부(180)에서 복원되는 정보들중 장기 정보는 저속으로 복원되고 단기 정보는 고속으로 복원된다.
제170 단계후에, 베이시스 정보 생성부(182)는 정보 복원부(180)에서 복원된 장기 정보와 유효한 단기 고유 벡터들과 SINR로부터 베이시스 정보인 베이시스 벡터들(Q)과 이득값들(P 1/2)을 생성하며, 생성된 이득값들(P 1/2)을 이득 조정부(184)로 출력하는 한편, 생성된 베이시스 벡터들(Q)을 베이시스 벡터 적용부(186)로 각각 출력한다(제172 단계). 여기서,Q는 B×N(여기서, N은 베이시스 벡터의 수를 나타낸다.)행렬이고,P 1/2은 N×1 행렬이다.
이하, 도 13에 도시된 제172 단계 및 도 14에 도시된 베이시스 정보 생성부(182)의 본 발명에 의한 실시예들을 첨부된 도면들을 참조하여 다음과 같이 설명한다.
도 15는 도 13에 도시된 제172 단계에 대한 본 발명에 의한 실시예(172A)를 설명하기 위한 플로우차트로서, 복원된 단기 정보를 보간하고 유효한 단기 고유값들을 생성하는 단계(제200 및 제202 단계들), 장기 및 단기 정보들을 이용하여 베이시스 벡터들(Q)과 이득값들(P 1/2)을 결정하는 단계(제200 ∼ 제208 단계들)로 이루어진다.
도 16은 도 14에 도시된 베이시스 정보 생성부(182)의 본 발명에 의한 실시예(182A)의 블럭도로서, 베이시스 벡터 보간부(220), 베이시스 값 생성부(222), 제1 승산부(224), 제2 승산부(226) 및 제3 고유 분석 계산부(228)로 구성된다.
제170 단계후에, 베이시스 벡터 보간부(220)는 정보 복원부(180)로부터 입력한 복원된 유효한 단기 고유 벡터들(Q ST')을 보간하고, 보간된 결과(Q ST0')를 제1 승산부(224)로 출력한다(제200 단계). 여기서, 고유 벡터의 보간 방법은 고유 벡터들 상호간의 직교 특성을 이용하여 다음 수학식 7과 같이 보간한다.
여기서, QST'는 다음 수학식 8과 같고, 다음 수학식 9과 같은 관계가 성립한다.
제200 단계후에, 베이시스 값 생성부(222)는 정보 복원부(180)로부터 입력한 복원된 SINR(SINR')과 NB로부터 결정한 테이블(T)에서 유효한 단기 고유값들(Λ ST')을 생성하고, 생성된 유효한 단기 고유값들(Λ ST')을 제1 승산부(224)로 출력한다(제202 단계). 이와 같이, 본 발명에 의하면, 이동국(20, 22, ... 또는 24)으로부터 기지국(10)으로 유효한 단기 고유값들(Λ ST)을 궤환시키지 않는다고 하더라도 SINR'으로부터 유효한 단기 고유값들(Λ ST')을 생성할 수 있다.
도 17은 테이블(T)을 예시적으로 나타내는 도면으로서, 종축은 테이블로서 데시벨(dB)의 단위를 가지며, 횡축은 NB를 각각 나타낸다.
본 발명의 일 실시예에 의하면, 베이시스 값 생성부(222)는 SINR' 및 NB에 해당하는 유효한 단기 고유값들을 예를 들면 도 17에 도시된 바와 같이 룩 업 테이블 형식으로 저장할 수 있다. 이 경우, SINR'과 NB에 응답하여 독출된 유효한 단기고유값들이 제1 승산부(224)로 출력된다.
본 발명의 다른 실시예에 의하면, 베이시스 값 생성부(222)는 룩 업 테이블 형식으로 유효한 단기 고유값들을 미리 저장하는 대신에, 다음 수학식 10 또는 11과 같이 SINR'(γ) 및 NB로부터 테이블[T(NB) 또는 T(NB, γ)]을 계산할 수도 있다.
여기서, E[ㆍ]는 평균(ensemble average)을 구하는 연산자를 나타내고,Λ ST(NB)는 단기 고유 벡터의 수가 NB인 경우에 대해 임의의R ST로부터 고유 분석법(EVD:Eigen Value Decomposition)에 의해 구해지는 확률 변수 대각 행렬(random variable diagonal matrix)을 나타내고,Λ ST(NB,γ)는 단기 고유 벡터의 수가 NB이고 신호 대 간섭 잡음비가 γ인 경우에 대해 임의의R ST로부터 고유 분석법에 의해 구해지는 확률 변수 대각 행렬을 나타내며, 수학식 10 또는 11에 표현된 테이블[T(NB) 또는 T(NB, γ)]을 이용하면 생성된 유효한 단기 고유값들(Λ ST')은 다음 수학식 12와 같이 된다.
제202 단계후에, 제1 승산부(224)는 정보 복원부(180)에서 입력된 장기 정보와 베이시스 벡터 보간부(220)로부터 입력한 복원된 유효한 단기 고유 벡터들에 해당하는 보간된 결과들(Q ST0')과 베이시스 값 생성부(222)에서 생성된 유효 단기 고유값들(Λ ST')을 다음 수학식 13과 같이 승산하고, 승산된 결과(W H)를 수신 채널 특성 매트릭스로서 제2 승산부(226)로 출력한다(제204 단계). 여기서, 수신 채널 특성 매트릭스(W H)는 B×NB행렬이다.
여기서,Q LT'와Λ LT'는 정보 복원부(180)에서 복원된 장기 정보로서,Q LT'는 복원된 유효한 장기 고유 벡터들을 나타내며 B×NB행렬이고,Λ LT'는 복원된 유효한 장기 고유값들을 나타내며 NB×NB행렬을 나타내며Q ST0'는 NB×NB행렬이고,Λ ST'는 NB×NB행렬이다.
제204 단계후에, 제2 승산부(226)는 제1 승산부(224)에서 승산된 결과인 수신 채널 특성 매트릭스(W H)로부터 이 값의 복소수 곱에 해당하는 자기 상관 매트릭스(R')를 다음 수학식 14와 같이 구하고, 구해진 결과(R')를 제3 고유 분석 계산부(228)로 출력한다(제206 단계). 여기서, 자기 상관 매트릭스(R')는 B×B 행렬이다.
제206 단계후에, 제3 고유 분석 계산부(228)는 자기 상관 메트릭스(R')로부터 유효한 순시 고유 벡터들 즉, 베이시스 벡터들(Q)과 이득값들(P 1/2)을 생성하여 출력한다(제208 단계).
이하, 도 15에 도시된 제208 단계 및 도 16에 도시된 제3 고유 분석 계산(228)의 본 발명에 의한 실시예들을 첨부된 도면들을 참조하여 다음과 같이 설명한다.
도 18은 도 15에 도시된 제208 단계에 대한 본 발명에 의한 실시예(208A)를 설명하기 위한 플로우차트로서, 순시 고유 벡터들과 순시 고유값들로부터 베이시스 벡터들과 이득값들을 구하는 단계(제240 ∼ 제244 단계들)로 이루어진다.
도 19는 도 18에 도시된 실시예(208A)를 수행하는 도 16에 도시된 제3 고유 분석 계산부(228)의 본 발명에 의한 바람직한 일 실시예(228A)의 블럭도로서, 제3 고유 분석부(252), 전력 할당부(254) 및 제3 선택부(256)로 구성된다.
먼저, 제206 단계후에, 제3 고유 분석부(252)는 제2 승산부(226)로부터 입력한 자기 상관 메트릭스(R')로부터 전술한 고유 분석법에 의거하여 B×B개의 순시고유 벡터들(Q 0)과 B×B개의 순시 고유값들(Λ 0)을 생성하고, 생성된 B×B개의 순시 고유 벡터들(Q 0)을 제3 선택부(256)로 출력하고, 생성된 B×B개의 순시 고유값들(Λ 0)을 전력 할당부(254)로 출력한다(제240 단계).
제240 단계후에, 전력 할당부(254)는 제3 고유 분석부(252)로부터 입력한 순시 고유값들(Λ 0)로부터 베이시스 벡터의 수(N)와 이득값들(P 1/2)을 생성하고, 생성된 베이시스 벡터의 수(N)를 제3 선택부(256)로 출력하고, 생성된 이득값들(P 1/2)을 이득 조정부(184)로 출력한다(제242 단계). 즉, 전력 할당부(254)는 순시 고유값들(Λ 0)을 이용하여 할당 비율을 구하고, 기지국(10)에 할당된 총 전력을 할당 비율을 이용하여 채널별로 할당하고, 할당된 결과를 이득값들(P 1/2)로서 결정한다. 이 때, 전력 할당부(254)는 순시 고유값들(Λ 0)로부터 워터 필링(Water Filling)법 또는 역 워터 필링법에 의거하여 할당 비율과 베이시스 벡터의 수(N)를 구할 수 있다. 여기서, 워터 필링(Water Filling)법은 "Digital baseband transmission and recording"이라는 제목으로 'Jan W.M. Bergmans'에 의해 저술되고 보스톤(Boston)에 위치한 KLUWER ACADEMIC 출판사에 의해 1996년도에 출간된 책에 개시되어 있다. 게다가, 역 워터 필링법은 "Linear precoding and decoding for multiple input multiple output(MIMO) wireless channels"이라는 제목으로 'Hemanth Sampath'에 의해 저술되고 2001년 4월 스탠포드(Stanford) 대학 박사학위논문으로 제출된 책에 개시되어 있다.
제242 단계후에, 제3 선택부(256)는 제3 고유 분석부(252)로부터 입력한 순시 고유 벡터들(Q 0)중에서 전력 할당부(256)로부터 입력한 베이시스 벡터의 수(N) 만큼의 순시 고유 벡터들을 선택하고, 선택된 N개의 순시 고유 벡터들로 이루어진 N크기의 열 벡터들을 유효한 순시 고유 벡터들 즉, 베이시스 벡터들(Q)로서 베이시스 벡터 적용부(186)로 출력한다(제244 단계).
한편, 제172 단계후에, 이득 조정부(184)는 베이시스 정보 생성부(182)로부터 입력한 N개의 이득값들(P 1/2)에 상응하여 전용 물리 채널 신호들(DPCH)의 크기를 조정하고, 조정된 크기를 갖는 전용 물리 채널 신호들을 베이시스 벡터 적용부(186)로 출력한다(제174 단계).
이하, 도 13에 도시된 제174 단계의 본 발명에 의한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 다음과 같이 설명한다.
도 20은 도 13에 도시된 제174 단계에 대한 본 발명에 의한 실시예(174A)를 설명하기 위한 플로우차트로서, 전용 물리 채널 신호들(DPCH)의 변조 차수, 부호화율 및 크기를 조정하는 단계(제260 단계) 및 조정된 결과를 갖는 전용 물리 채널 신호들을 확산 및 스크램블하는 단계(제262 단계)로 이루어진다.
도 20을 참조하면, 제172 단계후에, 전용 물리 채널 신호들(DPCH)의 변조 차수, 부호화율 및 크기를 조정한다(제260 단계).
이하, 도 20에 도시된 제260 단계 및 도 14에 도시된 이득 조정부(184)의 본발명에 의한 실시예들을 첨부된 도면들을 참조하여 다음과 같이 설명한다.
도 21은 도 20에 도시된 제260 단계에 대한 본 발명에 의한 실시예(260A)를 설명하기 위한 플로우차트로서, 이득값들로부터 생성한 변조 차수들에 따라 변조한 DPCH를 이득값들과 승산하는 단계(제270 ∼ 제274 단계들)로 이루어진다.
도 22는 도 14에 도시된 이득 조정부(184)의 본 발명에 의한 바람직한 일 실시예(184A)의 블럭도로서, 제어부(280), P1차, P2차, ... 및 PNB차 변조부들(282, 284, ... 및 286), 제1, 제2, ... 및 제NNB승산기들(290, 292, ... 및 294) 및 제NNB+1 승산기(300)로 구성된다.
제172 단계후에, 제어부(280)는 베이시스 정보 생성부(182)로부터 입력한 이득값들(P 1/2)을 이용하여 P1차 변조부, P2차 변조부, ... 및 PNB차 변조부(282, 284, ... 및 286)의 변조 차수들을 선형 비례에 의해 계산하고, 계산된 변조 차수들을 P1차 변조부(282), P2차 변조부(284), ... 및 PNB차 변조부(286)로 각각 출력한다(제270 단계). 여기서, 제어부(280)는 이득값들(P 1/2)을 통해 채널별로 할당된 전력량을 검사하고, 각 채널에 할당된 전력량의 크기에 비례하여 각 채널의 변조 차수를 결정한다. 즉, 제어부(280)는 가장 큰 전력량을 할당받은 채널에 가장 큰 변조 차수를 할당하고, 가장 작은 전력량을 할당받은 채널에 가장 적은 변조 차수를 할당한다.
제270 단계후에, P1차 변조부(282), P2차 변조부(284), ... 및 PNB차 변조부(286)는 전용 물리 채널 신호들(DPCH)을 제어부(280)로부터 입력한 변조 차수들에 따라 P1차, P2차, ... 및 PNB차 쿼드러쳐 진폭 변조(QAM:Quadrature Amplitude Modulation) 변조하고, 변조된 결과들을 제1, 제2, ... 및 제NB승산기들(290, 292, ... 및 294)로 각각 출력한다(제272 단계). 여기서, P1차, P2차, ... 및 PNB차 변조부들(282, 284, ... 및 286)은 적응 변조 및 코딩(AMC:Adaptive modulation and coding)법에 의해 DPCH를 변조할 수 있다. 여기서, AMC는 "Variable-Rate Variable-Power MQAM for Fading Channels"이라는 제목으로 IEEE Trans. On Communications vol. 45, No. 10에서 'A. Goldsmith' 와 'S. Chua'에 의해 1997.10도에 발표된 논문에 개시되어 있다.
제272 단계후에, 제1, 제2, ... 및 제NB승산기들(290, 292, ... 및 294)은 P1차, P2차, ... 및 PNB차 변조부들(282, 284, ... 및 286)에서 변조된 결과들과 이득값들(P 1/2)을 승산하고, 승산된 결과들을 제NB+1 승산기(300)로 출력한다(제274 단계).
즉, 도 22에 도시된 제어부(280), P1차, P2차, ... 및 PNB차 변조부들(282, 284, ... 및 286), 제1, 제2, ... 및 제NNB승산기들(290, 292, ... 및 294)은 도 20에 도시된 제260 단계 또는 도 21에 도시된 제260A 단계를 수행하는 역할을 한다.
한편, 도 20을 참조하면, 제260 단계후에, 제NB+1 승산기(300)는 제1, 제2, ... 및 제NB승산기들(290, 292, ... 및 294)에서 승산된 결과들을 스크램블/스프레드(scramble/spread) 신호열들과 승산하고, 승산된 결과를 조정된 크기를 갖는 전용 물리 채널 신호들로서 베이시스 벡터 적용부(186)로 출력단자 OUT1을 통해 출력한다(제262 단계). 여기서, 스크램블/스프레드 신호열들이란, 스크램블 신호열(Csc)과 스프레드 신호열(Csp)을 승산한 결과(CspCsc)를 의미하며, 도 14에 도시된 바와 같이 외부로부터 입력되는 대신에 이득 조정부(184)에 미리 저장될 수도 있고, 도 14에 도시된 바와 달리 외부로부터 입력될 수도 있다.
본 발명에 의하면, 도 22에 도시된 이득 조정부(184A)는 제NB+1 승산기(300)를 선택적으로 마련할 수 있다. 만일, 제262 단계가 마련되지 않을 경우, 즉, 이득 조정부(184A)가 제NB+1 승산기(300)를 마련하지 않을 경우, 제1, 제2, ... 및 제NB승산기들(290, 292, ... 및 294)에서 승산된 결과들이 조정된 크기를 갖는 전용 물리 채널 신호들로서 베이시스 벡터 적용부(186)로 출력된다.
한편, 제174 단계후에, 베이시스 벡터 적용부(186)는 이득 조정부(184)로부터 입력한 조정된 크기를 갖는 전용 물리 채널 신호들에 베이시스 정보 생성부(182)로부터 입력한 베이시스 벡터들(Q)을 적용하고, 적용된 결과를 공간적으로 처리된 전용 물리 채널 신호들로서 가산부(188)로 출력한다(제176 단계).
도 23은 도 14에 도시된 베이시스 벡터 적용부(186)의 본 발명에 의한 실시예(186A)의 블럭도로서, 제NB+2 승산기(310)로 구성된다.
제176 단계를 수행하기 위해, 베이시스 벡터 적용부(186A)의 제NB+2 승산기(310)는 이득 조정부(184)로부터 입력단자 IN2를 통해 입력한 조정된 크기를 갖는 NB개의 전용 물리 채널 신호들(i)에 베이시스 정보 생성부(182)로부터 입력한 베이시스 벡터들(Q)을 다음 수학식 15와 같이 승산하고, 승산된 결과를 공간적으로 처리된 전용 물리 채널 신호들(o)로서 출력단자 OUT2를 통해 가산부(188)로 출력한다.
여기서,o는 다음 수학식 16과 같이 표현되고,i는 다음 수학식 17과 같이 표현된다.
제176 단계후에, 가산부(188)는 베이시스 벡터 적용부(186)로부터 입력한 공간적으로 처리된 전용 물리 채널 신호들에 입력단자 IN1을 통해 입력한 파일롯트신호들[P1(k), P2(k), P3(k), ... 및 PB(k)]을 가산하고, 가산된 결과들을 송신 안테나를 포함하는 안테나 어레이(190)를 통해 제1, 제2, ... 및 제X 이동국(20, 22, ... 또는 24)으로 전송한다(제178 단계).
제178 단계를 수행하기 위해, 가산부(188)는 B개의 가산기들(미도시)을 마련할 수 있다. 여기서, 각 가산기(미도시)는 베이시스 벡터 적용부(186)로부터 입력한 공간적으로 처리된 해당하는 전용 물리 채널 신호에 해당하는 파일롯트 신호들[P1(k), P2(k), P3(k), ... 및 PB(k)]을 가산하고, 가산된 결과를 안테나 어레이(190)의 해당하는 송신 안테나(192, 194, ... 또는 196)로 출력한다. 송신 안테나(192, 194, ... 또는 196)는 가산부(188)의 해당하는 가산기(미도시)에서 가산된 결과를 해당하는 이동국(20, 22, ... 또는 24)으로 전송한다.
전술한 도 1에 도시된 기지국(10)과 제32 단계 및 그의 실시예들은 전술한 이동국(10)과 제30 단계 및 그의 실시예들에 국한되지 않으며, 전술한 바와 같이 장기 및 단기 정보들을 생성하여 궤환 신호를 기지국(10)으로 전송할 수 있는 어느 이동국을 위해서도 적용될 수 있다.
이상에서 설명한 바와 같이, 본 발명에 의한 송/수신 다중 안테나를 포함하는 이동 통신 장치 및 방법은 공간 채널의 하향 특성을 반영한 장기 및 단기 정보들을 이동국으로부터 기지국으로 궤환시킬 뿐만 아니라 단기 정보의 경우 유효한 단기 고유 벡터들만을 궤환시키고 유효한 단기 고유값들을 궤환시키지 않으므로,폐루프 시스템의 장점을 최대화하여 간섭과 잡음 및 페이딩의 영향을 최소화시킬 수 있을 뿐만 아니라 전송 데이타 량(throughput)을 최대화시킬 수 있는 효과를 갖는다.

Claims (33)

  1. 기지국 및 이동국을 포함하는 이동 통신 장치에 있어서,
    적어도 하나의 송신 안테나를 갖는 상기 기지국은 수신한 궤환 신호로부터 장기 및 단기 정보들과 신호 대 간섭 잡음비를 복원하고, 복원된 상기 장기 및 상기 단기 정보들과 복원된 상기 신호 대 간섭 잡음비로부터 생성한 베이시스 정보를 이용하여 전용 물리 채널 신호들을 공간적으로 처리하고, 상기 공간적으로 처리된 결과와 파일롯트 신호들을 가산한 결과를 상기 이동국으로 전송하며,
    적어도 하나의 수신 안테나를 갖는 상기 이동국은 상기 기지국으로부터 전송된 상기 파일롯트 신호들로부터 상기 송신 및 상기 수신 안테나별 하향 채널의 특성에 해당하는 제1 특성을 측정하고, 상기 제1 특성을 반영하여 상기 장기 및 상기 단기 정보들과 상기 신호 대 간섭 잡음비를 포함하는 하향 전력 제어 정보를 결정하고, 결정된 정보들을 상기 궤환 신호로 변환하여 상기 기지국으로 전송하고,
    상기 장기 정보는 유효한 장기 고유 벡터들과 유효한 장기 고유값들을 포함하고, 상기 단기 정보는 유효한 단기 고유 벡터들을 포함하고, 상기 하향 전력 제어 정보는 하향 송신 전력의 증감을 나타내는 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를 포함하는 이동 통신 장치.
  2. 제1 항에 있어서, 상기 이동국은
    상기 수신 안테나들에서 수신된 상기 파일롯트 신호들로부터 상기 제1 특성을 측정하고, 측정된 상기 제1 특성으로부터 제2 특성을 생성하고, 생성된 상기 제2 특성으로부터 상기 신호 대 간섭 잡음비를 생성하는 채널 특성 측정부;
    상기 채널 특성 측정부로부터 입력한 상기 제2 특성으로부터 상기 유효한 장기 고유 벡터들과 상기 유효한 장기 고유값들을 결정하는 장기 정보 결정부;
    상기 채널 특성 측정부로부터 입력한 상기 제2 특성과 상기 장기 정보로부터 상기 유효한 단기 고유 벡터들을 결정하는 단기 정보 결정부;
    상기 단기 정보 결정부로부터 입력한 상기 유효한 단기 고유 벡터들을 비트 변환하고, 비트 변환된 결과를 제1 소정 시간 단위로 고속 궤환 정보로서 출력하는 고속 궤환부;
    상기 장기 정보 결정부로부터 입력한 상기 장기 정보를 비트 변환하고, 비트 변환된 결과를 제2 소정 시간 단위로 저속 궤환 정보로서 출력하는 저속 궤환부;
    상기 채널 특성 측정부에서 생성된 상기 신호 대 간섭 잡음비로부터 상기 하향 전력 제어 정보를 생성하고, 생성된 하향 전력 제어 정보를 출력하는 하향 전력 제어부; 및
    상기 고속 궤환 정보, 상기 저속 궤환 정보 및 상기 하향 전력 제어 정보를 다중화하고, 다중화된 결과를 상기 궤환 신호로서 상기 수신 안테나들로 출력하는 신호 변환부를 구비하고,
    상기 제2 특성은 상기 송신 및 상기 수신 안테나별 하향 채널의 순시 상관 특성에 해당하고, 상기 수신 안테나는 상기 궤환 신호를 상기 기지국으로 전송하고, 상기 제1 소정 시간은 상기 제2 소정 시간보다 적은 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를 포함하는 이동 통신 장치.
  3. 제2 항에 있어서, 상기 이동국은
    상기 수신 안테나들에서 수신된 상기 공간적으로 처리된 결과로부터 상기 전용 물리 채널 신호들을 복원하고, 복원된 상기 전용 물리 채널 신호들을 출력하는 신호 복원부를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를 포함하는 이동 통신 장치.
  4. 제2 항에 있어서, 상기 장기 정보 결정부는
    상기 채널 특성 측정부로부터 입력한 상기 제2 특성을 누적하고, 누적된 결과를 제3 특성으로서 출력하는 누적부; 및
    상기 제3 특성으로부터 고유 분석법에 의거하여 상기 유효한 장기 고유 벡터들 및 상기 유효한 장기 고유값들을 생성하는 제1 고유 분석 계산부를 구비하고,
    상기 제3 특성은 상기 송신 및 상기 수신 안테나별 하향 채널의 장기 상관 특성에 해당하는 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를 포함하는 이동 통신 장치.
  5. 제4 항에 있어서, 상기 제1 고유 분석 계산부는
    상기 누적부로부터 입력한 상기 제3 특성으로부터 상기 고유 분석법에 의거하여 장기 고유 벡터들과 장기 고유값들을 생성하여 출력하는 제1 고유 분석부;
    제1 소정 임계값을 초과하는 상기 장기 고유값들의 개수를 카운팅하고, 카운팅된 결과를 유효 장기 고유 벡터수로서 출력하는 벡터 수 계산부; 및
    상기 제1 고유 분석부로부터 입력한 상기 장기 고유 벡터들 및 상기 장기 고유값들중에서. 상기 유효 장기 고유 벡터 수만큼의 잡음이 제거된 상기 장기 고유 벡터들과 잡음이 제거된 상기 장기 고유값들을 선택하여 상기 유효한 장기 고유 벡터들 및 상기 유효한 장기 고유값들로서 각각 출력하는 제1 선택부를 구비하고,
    상기 제1 소정 임계값은 상기 제3 특성에 존재하는 잡음의 크기를 의미하는 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를 포함하는 이동 통신 장치.
  6. 제2 항에 있어서, 상기 단기 정보 결정부는
    상기 채널 특성 측정부로부터 입력한 상기 제2 특성과 상기 장기 정보로부터 제4 특성을 생성하여 출력하는 단기 상관 특성 생성부; 및
    상기 제4 특성으로부터 고유 분석법에 의거하여 상기 유효한 단기 고유 벡터들을 생성하여 출력하는 제2 고유 분석 계산부를 구비하고,
    상기 제4 특성은 상기 송신 및 상기 수신 안테나별 하향 채널의 단기 상관 특성에 해당하는 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를 포함하는 이동 통신 장치.
  7. 제6 항에 있어서, 상기 제2 고유 분석 계산부는
    상기 단기 상관 특성 생성부로부터 입력한 상기 제4 특성으로부터 상기 고유 분석법에 의거하여 단기 고유 벡터들을 생성하여 출력하는 제2 고유 분석부; 및
    상기 제2 고유 분석기로부터 입력한 상기 단기 고유 벡터들중에서, NB×(NB-1)(여기서, NB는 상기 유효 장기 고유 벡터의 수에 해당한다.)개 만큼의 상기 단기 고유 벡터들을 선택하여 상기 유효한 단기 고유 벡터들로서 출력하는 제2 선택부를 구비하는 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를 포함하는 이동 통신 장치.
  8. 제2 항에 있어서, 상기 하향 전력 제어부는
    상기 채널 특성 측정부로부터 입력한 상기 신호 대 간섭 잡음비로부터 제2 소정 임계값을 감산하고, 감산된 결과를 출력하는 감산부; 및
    상기 감산부로부터 입력한 감산된 결과의 부호에 따라 상기 하향 전력 제어 정보를 결정하고, 결정된 상기 하향 전력 제어 정보를 상기 신호 변환부로 출력하는 부호 검사부를 구비하는 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를 포함하는 이동 통신 장치.
  9. 제1 항에 있어서, 상기 기지국은
    상기 송신 안테나를 통해 수신된 상기 궤환 신호로부터 상기 장기 및 상기유효한 단기 고유 벡터들과, 상기 신호 대 간섭 잡음비를 복원하고, 복원된 상기 장기 및 상기 유효한 단기 고유 벡터들과 신호 대 간섭 잡음비를 출력하는 정보 복원부;
    복원된 상기 장기 및 상기 유효한 단기 고유 벡터들로부터 베이시스 정보인 베이시스 벡터들과 이득값들을 생성하는 베이시스 정보 생성부;
    상기 이득값들에 상응하여 상기 전용 물리 채널 신호들의 크기를 조정하고, 조정된 결과들을 출력하는 이득 조정부;
    상기 이득 조정부로부터 입력한 상기 조정된 크기를 갖는 상기 전용 물리 채널 신호들에 상기 베이시스 벡터들을 적용하고, 적용된 결과를 상기 공간적으로 처리된 결과로서 출력하는 베이시스 벡터 적용부; 및
    상기 공간적으로 처리된 결과에 상기 파일롯트 신호들을 가산하고, 가산된 결과를 출력하는 가산부를 구비하고,
    상기 송신 안테나들은 상기 가산된 결과를 상기 이동국으로 전송하는 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를 포함하는 이동 통신 장치.
  10. 제9 항에 있어서, 상기 베이시스 정보 생성부는
    상기 정보 복원부로부터 입력한 복원된 유효한 단기 고유 벡터들을 보간하고, 보간된 결과를 출력하는 베이시스 벡터 보간부;
    상기 정보 복원부로부터 입력한 복원된 상기 신호 대 간섭 잡음비와 NB(여기서, NB는 상기 유효 장기 고유 벡터의 수에 해당한다.)로부터 결정한 테이블에서 상기 유효한 단기 고유값들을 생성하는 베이시스 값 생성부;
    복원된 상기 장기 정보와, 상기 유효한 단기 고유 벡터들을 보간한 결과와 생성된 상기 유효한 단기 고유값들을 승산하고, 승산된 결과를 출력하는 제1 승산부;
    상기 제1 승산부에서 승산된 결과로부터 자기 상관 매트릭스를 계산하고, 계산된 상기 자기 상관 매트릭스를 출력하는 제2 승산부; 및
    상기 제2 승산부로부터 입력한 상기 자기 상관 메트릭스 상기 베이시스 벡터들과 상기 이득값들을 생성하는 제3 고유 분석 계산부를 구비하는 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를 포함하는 이동 통신 장치.
  11. 제10 항에 있어서, 상기 제3 고유 분석 계산부는
    상기 제2 승산부로부터 입력한 상기 자기 상관 메트릭스로부터 상기 고유 분석법에 의거하여 순시 고유 벡터들과 순시 고유값들을 생성하는 제3 고유 분석부;
    상기 제3 고유 분석부로부터 입력한 상기 순시 고유값들로부터 상기 베이시스 벡터의 수와 상기 이득값들을 생성하는 전력 할당부; 및
    상기 제3 고유 분석부로부터 입력한 상기 순시 고유 벡터들중에서 상기 전력 할당부로부터 입력한 상기 베이시스 벡터의 수 만큼의 순시 고유 벡터들을 선택하고, 상기 선택된 순시 고유 벡터들로 이루어진 열 벡터들을 상기 베이시스 벡터들로서 출력하는 제3 선택부를 구비하는 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를포함하는 이동 통신 장치.
  12. 제10 항에 있어서, 상기 제1 승산부는
    복원된 상기 장기 정보, 상기 유효한 단기 고유 벡터들을 보간한 결과(Q ST0') 및 생성된 상기 유효한 단기 고유값들(Λ ST')을 아래와 같이 승산하고, 승산된 결과(W H)를 상기 제2 승산부로 출력하는 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를 포함하는 이동 통신 장치.
    (여기서,Q LT'와Λ LT'는 복원된 상기 장기 정보로서,Q LT'는 복원된 상기 유효한 장기 고유 벡터들을 나타내고,Λ LT'는 복원된 상기 유효한 장기 고유값들을 나타낸다.)
  13. 제10 항에 있어서, 상기 전력 할당부는
    워터 필링(Water Filling)법 또는 역 워터 필링법에 의거하여 상기 순시 고유값들로부터 할당 비율과 상기 베이시스 벡터의 수를 계산하고, 상기 기지국에 할당된 총 전력을 상기 할당 비율을 이용하여 채널별로 할당하고, 할당된 결과를 상기 이득값들로서 결정하는 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를 포함하는 이동 통신 장치.
  14. 제9 항에 있어서, 상기 이득 조정부는
    상기 이득값들로부터 선형 비례에 의해 변조 차수들을 계산하고, 계산된 상기 변조 차수들을 출력하는 제어부;
    상기 전용 물리 채널 신호들을 상기 제어부로부터 입력한 상기 변조 차수들에 상응하여 변조하고, 변조된 결과들을 출력하는 P1차, P2차, ... 및 PNB차(여기서, NB는 유효 장기 고유 벡터 수를 의미한다.) 변조부들; 및
    상기 P1차, 상기 P2차, ... 및 상기 PNB차 변조부들로부터 입력한 상기 변조된 결과들과 상기 이득값들을 승산하고, 승산된 결과들을 상기 조정된 결과들로서 출력하는 제1, 제2, ... 및 제NB승산기들을 구비하는 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를 포함하는 이동 통신 장치.
  15. 제14 항에 있어서, 상기 P1차, 상기 P2차, ... 및 상기 PNB차 변조부들 각각은 상기 전용 물리 채널 신호들을 상기 변조 차수들에 상응하여 쿼드러쳐 진폭 변조하는 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를 포함하는 이동 통신 장치.
  16. 제14 항에 있어서, 상기 이득 조정부는
    상기 제1, 상기 제2, ... 및 상기 제NB승산기들로부터 입력한 상기 승산된결과들을 스크램블/스프레드 신호열들과 승산하고, 승산된 결과를 상기 조정된 결과들로서 상기 베이시스 벡터 적용부로 출력하는 제NB+1 승산기를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를 포함하는 이동 통신 장치.
  17. 제9 항에 있어서, 상기 베이시스 벡터 적용부는
    상기 이득 조정부로부터 입력한 상기 조정된 결과들에 상기 베이시스 정보 생성부로부터 입력한 상기 베이시스 벡터들을 승산하고, 승산된 결과를 상기 공간적으로 처리된 결과로서 출력하는 제NB+2 승산기를 구비하는 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를 포함하는 이동 통신 장치.
  18. 적어도 하나의 송신 안테나를 갖는 기지국과 적어도 하나의 수신 안테나를 갖는 이동국간에 통신을 수행하는 이동 통신 방법에 있어서,
    (a) 상기 송신 및 상기 수신 안테나별 하향 채널의 특성인 제1 특성을 반영하여 상기 이동국에서 결정된 장기 및 단기 정보들과 신호 대 간섭 잡음비를 상기 이동국으로부터 수신한 궤환 신호로부터 복원하고, 복원된 상기 장기 및 상기 단기 정보들과 상기 신호 대 간섭 잡음비로부터 생성한 베이시스 정보를 이용하여 전용 물리 채널 신호들을 공간적으로 처리하고, 상기 공간적으로 처리된 결과와 파일롯트 신호들을 가산하여 상기 이동국으로 전송하는 단계를 구비하고,
    상기 장기 정보는 유효한 장기 고유 벡터들과 유효한 장기 고유값들을 포함하고, 상기 단기 정보는 유효한 단기 고유 벡터들을 포함하는 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를 이용하는 이동 통신 방법.
  19. 제18 항에 있어서, 상기 이동 통신 방법은
    (b) 상기 기지국으로부터 전송된 상기 파일롯트 신호들로부터 상기 제1 특성을 측정하고, 상기 장기 및 상기 단기 정보들과 상기 신호 대 간섭 잡음비를 포함하는 하향 전력 제어 정보를 상기 제1 특성으로부터 결정하고, 결정된 상기 장기 및 상기 단기 정보들과, 상기 하향 전력 제어 정보를 상기 궤환 신호로 변환하여 상기 기지국으로 전송하는 단계를 더 구비하고,
    상기 하향 전력 제어 정보는 하향 송신 전력의 증감에 대한 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를 이용하는 이동 통신 방법.
  20. 제18 항 또는 제19 항에 있어서, 상기 (a) 단계는
    (a1) 상기 송신 안테나를 통해 수신된 상기 궤환 신호로부터 상기 장기 정보와, 상기 유효한 단기 고유 벡터들과 상기 신호 대 간섭 잡음비를 복원하는 단계;
    (a2) 복원된 상기 장기 정보와 복원된 상기 유효한 단기 고유 벡터들과 복원된 상기 신호 대 간섭 잡음비로부터 베이시스 정보인 베이시스 벡터들과 이득값들을 생성하는 단계;
    (a3) 상기 이득값들을 이용하여 상기 전용 물리 채널 신호들의 크기를 조정하는 단계;
    (a4) 상기 조정된 크기를 갖는 상기 전용 물리 채널 신호들에 상기 베이시스 벡터들을 적용하고, 적용된 결과를 상기 공간적으로 처리된 결과로서 결정하는 단계; 및
    (a5) 상기 공간적으로 처리된 결과에 상기 파일롯트 신호들을 가산하여 상기 송신 안테나를 통해 상기 이동국으로 전송하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를 이용하는 이동 통신 방법.
  21. 제20 항에 있어서, 상기 (a2) 단계는
    (a21) 상기 (a1) 단계후에, 복원된 상기 유효한 단기 고유 벡터들을 보간하는 단계;
    (a22) 복원된 상기 신호 대 간섭 잡음비와 상기 유효한 장기 고유 벡터의 수(NB)로부터 결정한 테이블에서 상기 유효한 단기 고유값들을 생성하는 단계;
    (a23) 복원된 상기 장기 정보와, 상기 유효한 단기 고유 벡터들을 보간한 결과 및 상기 유효한 단기 고유값들을 승산하여 수신 채널 특성 매트릭스를 구하는 단계;
    (a24) 상기 수신 채널 특성 매트릭스로부터 자기 상관 매트릭스를 구하는 단계; 및
    (a25) 상기 자기 상관 메트릭스로부터 상기 베이시스 벡터들과 상기 이득값들을 생성하고, 상기 (a3) 단계로 진행하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를 이용하는 이동 통신 방법.
  22. 제21 항에 있어서, 상기 (a25) 단계는
    상기 (a24) 단계후에, 상기 자기 상관 메트릭스로부터 고유 분석법에 의거하여 순시 고유 벡터들과 순시 고유값들을 생성하는 단계;
    상기 순시 고유값들로부터 상기 베이시스 벡터의 수(N)와 상기 이득값들을 생성하는 단계; 및
    생성된 상기 순시 고유 벡터들중에서, 상기 베이시스 벡터 수(N)만큼의 상기 순시 고유 벡터들을 선택하고, 선택된 N개의 상기 순시 고유 벡터들을 상기 베이시스 벡터들로서 결정하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를 이용하는 이동 통신 방법.
  23. 제20 항에 있어서, 상기 (a3) 단계는
    (a31) 상기 (a2) 단계후에, 상기 이득값들을 이용하여 상기 전용 물리 채널 신호들의 변조 차수, 부호화율 및 크기를 조정하고, 상기 (a4) 단계로 진행하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를 이용하는 이동 통신 방법.
  24. 제23 항에 있어서, 상기 (a3) 단계는
    (a32) 상기 (a31) 단계에서 조정된 결과들을 스크램블/스프레드 신호열들과 승산하고, 승산된 결과를 조정된 크기를 갖는 전용 물리 채널 신호들로서 결정하며, 상기 (a4) 단계로 진행하는 단계를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를 이용하는 이동 통신 방법.
  25. 제23 항에 있어서, 상기 (a31) 단계는
    상기 (a2) 단계후에, 상기 이득값들을 이용하여 상기 변조 차수들을 선형 비례에 의해 구하는 단계;
    상기 전용 물리 채널 신호들을 상기 변조 차수들에 따라 변조하는 단계; 및
    상기 변조된 결과들과 상기 이득값들을 승산하고, 상기 (a4) 단계로 진행하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를 이용하는 이동 통신 방법.
  26. 제20 항에 있어서, 상기 (a4) 단계는
    상기 (a3) 단계에서 상기 조정된 크기를 갖는 상기 전용 물리 채널 신호들에 상기 베이시스 벡터들을 승산하고, 승산된 결과를 상기 공간적으로 처리된 결과로서 결정하고, 상기 (a5) 단계로 진행하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를 이용하는 이동 통신 방법.
  27. 제20 항에 있어서, 상기 (b) 단계는
    (b1) 상기 수신 안테나에서 수신된 상기 파일롯트 신호들로부터 상기 제1 특성을 측정하고, 측정된 상기 제1 특성을 이용하여 제2 특성을 생성하고, 생성된 상기 제2 특성을 이용하여 상기 신호 대 간섭 잡음비를 생성하는 단계;
    (b2) 상기 제2 특성을 이용하여 상기 유효한 장기 고유 벡터들과 상기 유효한 장기 고유값들을 결정하는 단계;
    (b3) 상기 제2 특성과 상기 장기 정보로부터 상기 유효한 단기 고유 벡터들을 결정하는 단계;
    (b4) 상기 유효한 단기 고유 벡터들을 비트 변환하고, 비트 변환된 결과를 고속 궤환 정보로서 결정하는 단계;
    (b5) 상기 장기 정보를 비트 변환하고, 비트 변환된 결과를 저속 궤환 정보로서 결정하는 단계;
    (b6) 상기 하향 전력 제어 정보를 상기 신호 대 간섭 잡음비를 이용하여 생성하는 단계;
    (b7) 상기 고속 및 상기 저속 궤환 정보들과, 상기 하향 전력 제어 정보를 상기 궤환 신호로 변환하고, 변환된 상기 궤환 신호를 상기 수신 안테나를 통해 상기 기지국으로 전송하는 단계를 구비하고,
    상기 제2 특성은 상기 송신 및 상기 수신 안테나별 하향 채널의 순시 상관 특성에 해당하는 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를 이용하는 이동 통신 방법.
  28. 제27 항에 있어서, 상기 (b6) 단계는
    상기 (b5) 단계후에, 상기 신호 대 간섭 잡음비로부터 제2 소정 임계값을 감산하는 단계; 및
    상기 감산된 결과의 부호에 따라 상기 하향 전력 제어 정보를 결정하고, 상기 (b7) 단계로 진행하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를 이용하는 이동 통신 방법.
  29. 제27 항에 있어서, 상기 (b) 단계는
    상기 수신 안테나에서 수신된 상기 공간적으로 처리된 결과로부터 상기 전용 물리 채널 신호들을 복원하는 단계를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를 포함하는 이동 통신 방법.
  30. 제27 항에 있어서, 상기 (b2) 단계는
    (b21) 상기 (b1) 단계후에, 상기 제2 특성을 누적하고, 누적된 결과를 제3 특성으로서 결정하는 단계; 및
    (b22) 상기 제3 특성으로부터 고유 분석법에 의거하여 상기 유효한 장기 고유 벡터들 및 상기 유효한 장기 고유값들을 생성하고, 상기 (b3) 단계로 진행하는 단계를 구비하고,
    상기 제3 특성은 상기 송신 및 상기 수신 안테나별 하향 채널의 장기 상관 특성에 해당하는 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를 이용하는 이동 통신 방법.
  31. 제30 항에 있어서, 상기 (b22) 단계는
    상기 (b21) 단계후에, 상기 제3 특성으로부터 상기 고유 분석법에 의거하여 장기 고유 벡터들과 장기 고유값들을 생성하는 단계;
    제1 소정 임계값을 초과하는 상기 장기 고유값들의 개수를 카운팅하고, 카운팅된 결과를 유효 장기 고유 벡터수로서 결정하는 단계; 및
    생성된 상기 장기 고유 벡터들 및 상기 장기 고유값들중에서, 상기 송신 안테나의 개수(B)만큼의 상기 장기 고유 벡터들과 잡음이 제거된 상기 장기 고유값들을 선택하여 상기 유효한 장기 고유 벡터들 및 상기 유효한 장기 고유값들로서 결정하고, 상기 (b3) 단계로 진행하는 단계를 구비하고,
    상기 제1 소정 임계값은 상기 제3 특성에 존재하는 잡음의 크기를 의미하는 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를 이용하는 이동 통신 방법.
  32. 제27 항에 있어서, 상기 (b3) 단계는
    (b31) 상기 (b2) 단계후에, 상기 제2 특성과 상기 장기 정보로부터 제4 특성을 생성하는 단계; 및
    (b32) 상기 제4 특성으로부터 고유 분석법에 의거하여 상기 유효한 단기 고유 벡터들을 생성하고, 상기 (b4) 단계로 진행하는 단계를 구비하고,
    상기 제4 특성은 상기 송신 및 상기 수신 안테나별 하향 채널의 단기 상관 특성에 해당하는 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를 이용하는 이동 통신 방법.
  33. 제32 항에 있어서, 상기 (b32) 단계는
    상기 (b31) 단계후에, 상기 제4 특성으로부터 상기 고유 분석법에 의거하여 단기 고유 벡터들을 생성하는 단계; 및
    상기 단기 고유 벡터들중에서 NB×(NB-1)개(여기서, NB는 상기 유효한 장기 고유 벡터의 수에 해당한다.)만큼의 단기 고유 벡터들을 상기 유효한 단기 고유 벡터들로서 선택하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 송/수신 다중 안테나를 이용하는 이동 통신 방법.
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