KR20030020892A - 동기 전동기의 제어 장치 - Google Patents

Abstract

동기 전동기의 전류를 검출하는 전류 검출기와, 이 전류 검출기로부터 얻어진 전류를 각 주파수 w로 회전하는 회전 2축 좌표(d-q축)상의 전류로 좌표 변환하는 좌표 변환기와, 회전 2축 좌표(d-q축)상의 전류 지령에 회전 2축 좌표(d-q축)상의 전류가 추종하도록 회전 2축 좌표(d-q축)상의 전압 지령을 출력하는 전류 제어기와, 전류 제어기로부터 얻어진 회전 2축 좌표(d-q축)상의 전압 지령을 3상 전압 지령으로 좌표 변환하는 좌표 변환기와, 회전 2축 좌표(d-q축)상의 전류와 회전 2축 좌표(d-q축)상의 전압 지령에 근거하여 각 주파수 w와 동기 전동기의 추정 전류와 추정 회전자 자속과 추정 회전 속도를 연산하는 적응 옵저버와, 전압 지령에 근거하여 동기 전동기에 전압을 인가하는 인버터를 구비하며, 적응 옵저버는 추정 회전자 자속의 q축 성분이 0으로 되도록 각 주파수 w를 연산한다.

Description

동기 전동기의 제어 장치{SYSTEM FOR CONTROLLING SYNCHRONOUS MOTOR}

일반적으로, 동기 전동기를 제어하는 경우에는, 인코더, 리졸버, 홀 소자 등의 위치 센서를 필요로 한다. 그러나, 동기 전동기의 제어 장치에 위치 센서를 이용하면, 가격면이나 센서의 신뢰성, 배선이 복잡성 등의 점에서 불리하다. 이러한 관점에서, 위치 센서를 이용하지 않고 동기 전동기를 제어하는 방법이 제안되어 있다.

예컨대, 관성 등이 기계적인 정수와, 자석 자속 등에 의해 정해지는 유기 전압 계수와, 인덕턴스나 저항 등의 동기 전동기의 전기적인 정수에 근거하여 동기 전동기의 회전 위치 및 회전 속도를 연산하는 방법으로서, 미국 특허 제 5,296,793 호, 미국 특허 제 5,296,794 호, 일본 특허 공개 평성 제 03-049589 호 공보, 일본 특허 공개 평성 제 03-049588 호 공보 등의 발명이 있다.

또한, 자석 자속 등의 회전자 자속의 함수인 유기 전압 계수와, 인덕턴스나저항 등의 동기 전동기의 전기적인 정수에 근거하여 동기 전동기의 회전 위치 및 회전 속도를 연산하는 방법으로서, 일본 특허 공개 평성 제 08-308286 호 공보, 일본 특허 공개 평성 제 09-191698 호 공보 등의 발명이 있다.

그러나, 이들 제어 방법을 이용한다고 해도, 관성 등의 기계 정수가 미지(未知)이거나, 전동기의 발열 등에 기인하는 자석 자속의 자력 감소가 발생할 때에 제어 성능이 열화한다고 하는 문제가 있었다.

한편, 관성 등이 기계적인 정수나 자석 자속 등의 회전자 자속의 함수인 유기 전압 계수를 필요로 하지 않고, 상기의 문제를 해결할 수 있는 제어 방법이, 예컨대 전기학회 논문지 D113권 5호(1993년) 「적응 옵저버(observer)에 의한 브러쉬리스 DC 모터의 위치 센서리스 제어」에서 제안되어 있다.

도 15는 이 전기학회 논문지 D113권 5호에서 나타내여져 있는 종래의 동기 전동기의 제어 장치이다. 상기 도면에 있어서, (1)은 동기 전동기이고, (2)는 전류 검출기이고, (3)은 인버터이고, (4)는 전류 제어기이고, (5∼8)은 좌표 변환기이며, (9)는 적응 옵저버이며, (10)은 회전 위치 연산기이다.

동기 전동기(1)는 회전자에 영구 자석을 갖고, 그 회전자 자속의 크기는 pdr이다. 또, 회전자 자속의 방향(d축 방향)의 인덕턴스 Ld와 그것에 직교하는 방향(q축 방향)의 인덕턴스 Lq는 일치하고 있으며, 그 값은 L이다. 또한, 동기 전동기(1)의 코일 저항은 R이다.

여기서는, 동기 전동기를 벡터 제어를 하는데 있어 주지한 바와 같이, 회전 2축 좌표축(d-q축)상의 d축 전류 지령 지령 id*으로서 임의의 값이 이미 인가되고,또한, 회전 2축 좌표축(d-q축)상의 q축 전류 지령 iq*으로서 동기 전동기(1)가 소망하는 토크에 비례하는 값이 이미 인가되어 있는 것으로 한다.

전류 제어기(4)는 회전 위치 연산기(10)가 출력하는 회전 위치에 동기하여 회전하는 회전 2축 좌표축(d-q축)상의 검출 전류 id 및 iq가 상기 d축 전류 지령 id* 및 상기 q축 전류 지령 iq*에 각각 추종하도록, 회전 2축 좌표축(d-q축)상의 d축 전압 지령 vd* 및 q축 전압 지령 vq*을 출력한다.

좌표 변환기(5)는 회전 위치 연산기(10)로부터 얻어지는 여현 cos(th0) 및 정현 sin(thO)에 근거하여, 회전 2축 좌표축(d-q축)상의 d축 전압 지령 vd* 및 q축 전압 지령 vq*을 정지 2축 좌표(a-b축)상의 a축 전압 지령 va* 및 b축 전압 지령 vb*으로 좌표 변환한다.

좌표 변환기(6)는 정지 2축 좌표(a-b축)상의 a축 전압 지령 va* 및 b축 전압 지령 vb*을 3상 전압 지령 vu*, vv*, vw*로 좌표 변환한다. 인버터(3)는 좌표 변환기(8)로부터 얻은 3상 전압 지령 vu*, vv*, vw*에 일치하도록 동기 전동기(1)에 3상 전압을 인가한다.

전류 검출기(2)는 동기 전동기(1)의 U상 전류 iu와 V상 전류 iv를 검출한다. 좌표 변환기(7)는 전류 검출기(2)로부터 얻어진 U상 전류 iu와 V상 전류 iv를 정지 2축 좌표(a-b축)상의 a축 전류 ia 및 b축 전류 ib로 좌표 변환한다.

좌표 변환기(8)는 회전 위치 연산기(10)로부터 얻어지는 여현 cos(th0) 및 정현 sin(th0)에 근거하여, 상기 정지 2축 좌표(a-b축)상의 a축 전류 ia 및 b축 전류 ib를 회전 2축 좌표(d-q축)상의 d축 전류 id 및 q축 전류 iq를 출력한다.

적응 옵저버(9)는 상기 정지 2축 좌표(a-b축)상의 a축 전압 지령 va* 및 b축 전압 지령 vb*과, 정지 2축 좌표(a-b축)상의 a축 전류 ia 및 b축 전류 ib에 근거하여 정지 2축 좌표(a-b축)상의 a축 추정 회전자 자속 par0 및 b축 추정 회전자 자속 pbr0과 추정 회전 속도 wr0을 출력한다.

회전 위치 연산기(10)는 상기 정지 2축 좌표(a-b축)상의 a축 추정 회전자 자속 par0 및 b축 추정 회전자 자속 pbr0으로부터 추정 자속 벡터의 회전 위치 th0의 여현 cos(th0), 정현 sin(th0)을 하기에 나타내는 수학식 1∼3에 따라서 연산한다.

(수학식 1)

(수학식 2)

(수학식 3)

도 16은 도 15에 나타낸 적응 옵저버(9)의 내부 구성을 도시하는 도면이다. 동일 도면에 있어서, (11)은 전동기 모델이고, (12, 13)은 감산기이고, (14)는 속도 동정기이고, (15)는 이득 연산기이며, (16)은 편차 증폭기이다.

전동기 모델(11)은 정지 2축 좌표(a-b축)상의 a축 전압 지령 va* 및 b축 전압 지령 vb*과, 추정 회전 속도 wr0과, 후술하는 편차 e1, e2, e3, e4에 근거하여, 정지 2축 좌표(a-b축)상의 a축 추정 전류 ia0 및 b축 추정 전류 ib0과, a축 추정회전자 자속 par0 및 b축 추정 회전자 자속 pbr0을 하기 수학식 4에 따라서 연산한다.

(수학식 4)

감산기(12)는 상기 a축 추정 전류 ia0으로부터 a축 전류 ia를 감산한 결과를 a축 전류 편차 ea로서 출력한다. 감산기(13)는 상기 b축 추정 전류 ib0으로부터 b축 전류 ib를 감산한 결과를 b축 전류 편차 eb로서 출력한다.

속도 동정기(14)는 상기 par0, pbr0, ea, eb에 근거하여, 하기 수학식 5에 따라서 추정 회전 속도 wr0을 출력한다.

(수학식 5)

이득 연산기(15)는 상기 추정 회전 속도 wr0에 근거하여, 하기 수학식 6∼9에 따라서 이득 g1, g2, g3, g4를 출력한다. 단, k는 1보다 큰 임의의 실수이다.

(수학식6)

(수학식 7)

(수학식 8)

(수학식 9)

편차 증폭기(16)는 상기 전류 편차 ea, eb를 상기 이득 g1, g2, g3, g4에 의해서 증폭하여 편차 e1, e2, e3, e4를 출력한다. 즉, 편차 증폭기(16)는 하기 수학식 10에 따라서 편차 e1, e2, e3, e4를 전동기 모델(11)로 출력한다.

(수학식 10)

이상의 구성에 의해 적응 옵저버(9)는 추정 회전자 자속 par0, pbr0 및 추정 회전 속도 wr0을 출력한다.

상기한 바와 같은 종래의 동기 전동기의 제어 장치는 적응 옵저버를 정지 2축상에서 구성하고 있었기 때문에, 높은 회전 속도로 운전할 때, 적응 옵저버에 입력되는 전압 va*, vb*의 주파수 성분도 높아진다. 따라서, 적응 옵저버의 연산을 계산기로 실현하는 경우, 높은 회전 속도로 구동하기 위해서는 대단히 빠른 주기로 전압 va*, vb*의 샘플링을 실행할 필요가 있었다.

또한, 상기한 바와 같은 종래의 동기 전동기의 제어 장치는 회전자 자속의 방향(d축 방향)의 인덕턴스 Ld와, 그것에 직교하는 방향(q축 방향)의 인덕턴스 Lq가 일치하지 않는 동기 전동기, 즉 돌극비가 1이 아닌 동기 전동기에는 적용하는 것이 곤란하였다. 돌극비가 1이 아닌 동기 전동기의 경우에는, 정지 2축 좌표상의 인덕턴스는 회전자의 위치에 따라서 인덕턴스의 값이 변화된다.

종래의 동기 전동기의 제어 장치는 정지 2축 좌표상에 적응 관측기를 구성하고 있고, 인덕턴스값을 일정하게 취급할 수 없기 때문에, 이러한 동기 전동기에 적용하는 것이 곤란하였다.

또한, 상기한 바와 같은 종래의 동기 전동기의 제어 장치는 적응 옵저버의 극(極)이 동기 전동기의 극에 비례하도록 이득 g1, g2, g3, g4를 정하고 있었다. 그러나, 저회전 속도로 구동하는 경우, 동기 전동기의 극이 작기 때문에, 적응 옵저버의 극도 작게 된다. 따라서, 추정 자속의 응답성이 열화하기 때문에, 제어계 자체의 특성도 열화한다는 문제가 있었다.

또한, 상기 피드백 이득 g1, g2, g3, g4 이득의 설정은 적응 옵저버(9)의 극이 동기 전동기(1)의 고유의 극에 비례하도록 정했지만, 추정 회전 속도와 실제로의 회전 속도 사이에 편차가 있는 경우에는 상태 추정을 하는데 있어 적절한 이득으로 되어 있지 않기 때문에, 실제의 회전 속도 wr과 추정 회전 속도 wr0 사이에 편차가 발생하면 자속 추정의 정밀도가 열화한다고 하는 문제가 있었다.

따라서, 본 발명은 적용 옵저버를 회전 2축상에서 구성하고, 또한 높은 회전 속도로 동기 전동기를 제어할 수 있는 동기 전동기의 제어 장치를 제공하는 것을 목적으로 하고 있다.

발명의 개시

본 발명에 따른 동기 전동기의 제어 장치는, 동기 전동기의 전류를 검출하는 전류 검출기와, 상기 전류 검출기에 의해 얻어진 전류를 각(角) 주파수로 회전하는 회전 2축 좌표(d-q축)상의 전류로 좌표 변환하는 좌표 변환기와, 회전 2축 좌표(d-q축)상의 전류 지령에 상기 회전 2축 좌표(d-q축)상의 전류가 추종하도록 회전 2축 좌표(d-q축)상의 전압 지령을 출력하는 전류 제어기와, 상기 전류 제어기로부터 얻어진 회전 2축 좌표(d-q축)상의 전압 지령을 3상 전압 지령으로 좌표 변환하는 좌표 변환기와, 상기 회전 2축 좌표(d-q축)상의 전류와 상기 회전 2축 좌표(d-q축)상의 전압 지령에 근거하여 상기 각 주파수와 상기 동기 전동기의 추정 전류와 추정 회전자 자속과 추정 회전 속도를 연산하는 적응 옵저버와, 상기 전압 지령에 근거하여 상기 동기 전동기에 전압을 인가하는 인버터를 구비하며, 상기 적응 옵저버는 추정 회전자 자속의 q축 성분이 0(영)이 되도록 각 주파수를 연산하는 것을 특징으로 한다.

본 발명에 따르면, 적응 옵저버가, 추정 회전자 자속의 q축 성분이 0으로 되도록 각 주파수를 연산하는 것으로 했기 때문에, 적응 옵저버를 회전 2축상에서 구성할 수 있다.

다음 발명에 따른 동기 전동기의 제어 장치는, 상기 발명에 있어서, 상기 적응 옵저버는 돌극비가 1이 아닌 전동기 모델을 갖는 것을 특징으로 한다.

본 발명에 따르면, 적응 옵저버가, 돌극비가 1이 아닌 전동기 모델을 갖는 것으로 했기 때문에, 저렴한 계산기라도 높은 회전 속도로 동기 전동기를 제어할수 있고, 또한 돌극성을 갖는 동기 전동기에까지 적용 범위를 확대할 수 있다.

다음 발명에 따른 동기 전동기의 제어 장치는, 상기 발명에 있어서, 상기 적응 옵저버는 동기 전동기의 회전 속도 오차로부터 자속 추정 오차까지의 전달 특성을 주파수 영역에서 평균화하도록 상기 추정 회전 속도의 함수에 의해 인가되는 피드백 이득을 갖는 것을 특징으로 한다.

본 발명에 따르면, 동기 전동기의 회전 속도 오차로부터 자속 추정 오차까지의 전달 특성을 주파수 영역에서 평균적으로 하는 추정 회전 속도의 함수에 의해 인가되는 피드백 이득을 갖는 것으로 했기 때문에, 저회전 속도로 구동할 때라도 동기 전동기의 극을 임의로 설정한 후에, 자속 추정의 정밀도가 열화되는 일없이, 동기 전동기를 안정적으로 제어할 수 있다.

다음 발명에 따른 동기 전동기의 제어 장치는, 상기 발명에 있어서, 상기 적응 옵저버는 상기 회전 2축 좌표(d-q축)상의 전류와 상기 추정 전류와의 편차의 q축 성분에 근거하여 추정 회전 속도를 연산하는 것을 특징으로 한다.

본 발명에 따르면, 회전 2축 좌표(d-q축)상의 전류와 추정 전류와의 편차의 q축 성분에 근거하여 추정 회전 속도를 연산하는 것으로 했기 때문에, 추정 전류와의 편차의 q축 성분과 추정 회전자 자속의 적(積)을 생략함으로써 연산에 필요한 승제(乘除)의 회수를 삭감하여, 연산 시간을 단축할 수 있다.

다음 발명에 따른 동기 전동기의 제어 장치는, 상기 발명에 있어서, 상기 적응 옵저버는 상기 회전 2축 좌표(d-q축)상의 전류와 상기 추정 전류와의 편차의 q축 성분을 상기 추정 회전자 자속으로 제산한 값에 근거하여 추정 회전 속도를 연산하는 것을 특징으로 한다.

본 발명에 따르면, 회전 2축 좌표(d-q축)상의 전류와 추정 전류와의 편차의 q축 성분을 추정 회전자 자속으로 제산한 값에 근거하여 추정 회전 속도를 연산하는 것으로 했기 때문에, 회전자 자속이 온도에 따라 변화되더라도, 회전 속도의 추정 응답을 일정하게 유지할 수 있다.

다음 발명에 따른 동기 전동기의 제어 장치는, 상기 발명에 있어서, 상기 적응 옵저버로부터 얻어진 추정 회전 속도 또는 상기 각 주파수 중 적어도 한쪽의 값에 근거하여 회전 속도 지령에 일치하도록 상기 회전 2축 좌표(d-q축)상의 전류 지령을 출력하는 속도 제어기를 구비하는 것을 특징으로 한다.

본 발명에 따르면, 적응 옵저버로부터 얻어진 추정 회전 속도 또는 각 주파수 중 적어도 한쪽의 값에 근거하여 회전 속도 지령에 일치하도록 회전 2축 좌표(d-q축)상의 전류 지령을 인가하는 속도 제어기를 마련하는 것으로 했기 때문에, 동기 전동기를 속도 제어할 수 있다.

본 발명은 위치 센서를 이용하지 않고 동기 전동기를 제어하는 제어 장치에 관한 것이다.

도 1은 본 발명의 실시예 1에 따른 동기 전동기의 제어 장치의 전체 구성을 나타내는 블럭도,

도 2는 실시예 1에 따른 적응 옵저버의 구성을 나타내는 블럭도,

도 3은 전동기 모델(11a)의 구성을 도시하는 도면,

도 4는 적응 옵저버(9b)의 구성을 도시하는 도면,

도 5는 전동기 모델(11b)의 구성을 도시하는 도면,

도 6은 적응 옵저버(9c)의 구성을 도시하는 도면,

도 7은 전동기 모델(11c)의 구성을 도시하는 도면,

도 8은 시스템 잡음과 측정 잡음이 외란으로서 입력되었을 때의 동기 전동기(1)의 블럭도,

도 9는 수학식 46에 의해서 얻어지는 피드백 이득 h11, h12, h21, h22, h31, h32, h41, h42의 일례,

도 10은 임의의 정수 ε의 값을 변화시켰을 때의 적응 옵저버의 최대극의 크기를 플롯한 것,

도 11은 수학식 46에 의해서 얻는 것이 가능한, 돌극비가 1이 아닌 동기 전동기에 관한 피드백 이득 h11, h12, h21, h22, h31, h32, h41, h42의 일례,

도 12는 임의의 정수 ε의 값을 변화시켰을 때의 적응 옵저버의 최대극의 크기를 플롯한 것,

도 13은 이득 연산기(15d)의 내부 구성을 도시하는 도면,

도 14는 회전 속도 지령과 추정 회전 속도의 편차를 증폭하는 공지의 속도 제어 수단의 구성을 도시하는 도면,

도 15는 종래의 동기 전동기의 제어 장치의 전체 구성을 나타내는 블럭도,

도 16은 종래의 적응 옵저버(9)의 내부 구성을 도시하는 도면이다.

발명을 실시하기 위한 최선의 형태

이하에 첨부 도면을 참조하여, 본 발명에 따른 수신기의 바람직한 실시예를 상세히 설명한다.

(실시예 1)

먼저, 본 발명에서 이용하는 적응 옵저버의 도출에 대하여 설명한다. 수학식 4, 5, 10에서 나타낸 전동기 모델을 임의의 각 주파수 w로 회전하는 회전 2축 좌표(d-q축)로 좌표 변환하면, 이하에 나타내는 수학식 11∼13이 얻어진다.

(수학식 11)

(수학식 12)

(수학식 13)

이 수학식 11∼13은 임의의 각 주파수 w로 회전하는 회전 2축 좌표축에서 성립하기 때문에, 당연히 하기에 나타내는 수학식 14로 인가되는 각 주파수 w로 회전하는 회전 2축 좌표축에서도 성립한다.

(수학식 14)

이 수학식 14로 인가되는 각 주파수 w의 연산은 추정 회전자 자속의 q축 성분이 0으로 되도록 각 주파수 w를 연산하는 것에 상당한다. 그래서, 본 실시예에서는 수학식 14로 인가되는 각 주파수 w로 회전하는 회전 2축 좌표축을 d-q축이라고 정의한다.

이 수학식 14를 수학식 11의 4행째에 대입하면, 하기 수학식 15가 얻어진다.

(수학식 15)

본 발명에서는 추정 회전자 자속 벡터의 방향을 d축으로 일치시킨다. 이때, 하기 수학식 16이 성립하기 때문에, 수학식 15, 16을 수학식 11, 12에 대입하면 하기 수학식 17, 18이 얻어진다.

(수학식 16)

(수학식 17)

(수학식 18)

따라서, 수학식 4∼10으로 이루어지는 종래의 적응 옵저버와 동일한 연산을 수학식 13, 14, 17, 18에 근거하여 실행하면, 회전 2축 좌표축상에서 실행할 수 있게 된다.

또, 종래의 적응 옵저버에 입력되는 정지 2축 좌표상의 전압 지령 va*, vb*은 교류이었던데 반하여, 여기서 나타낸 수학식 13, 14, 17, 18로 이루어지는 적응 옵저버에 입력되는 전압 지령 vd*, vq*은 회전 2축 좌표축상의 변수이기 때문에 직류량이다.

따라서, 종래의 적응 옵저버의 연산을 계산기로 실현하는 경우, 높은 회전 속도로 구동하기 위해서는 대단히 빠른 주기로 전압 va*, vb*의 샘플링을 실행할 필요가 있었지만, 여기서 나타낸 수학식 13, 14, 17, 18로 이루어지는 적응 옵저버는 전압 지령 vd*, vq*이 직류량이기 때문에, 이 문제를 해결할 수 있다.

다음에, 본 실시예 1에 따른 동기 전동기의 제어 장치의 구성에 대하여 설명한다. 도 1은 본 실시예 1에 따른 동기 전동기의 제어 장치의 구성을 도시하는 도면이다. 동일 도면에 있어서, (1, 2, 3, 4)는 상기 종래 장치와 동일한 것이기 때문에, 여기서는 그 설명을 생략한다. (5a, 8a)는 좌표 변환기이고, (9a)는 적응 옵저버이며, (17)은 적분기이다.

좌표 변환기(5a)는 적분기기(17)로부터 얻어지는 회전 위치 th0에 근거하여회전 2축 좌표축(d-q축)상의 d축 전압 지령 vd* 및 q축 전압 지령 vq*을 3상 전압 지령 vu*, vv*, vw*로 좌표 변환한다.

좌표 변환기(8a)는 전류 검출기(2)로부터 얻어진 U상 전류 iu와 V상 전류 iv를 적분기(17)로부터 얻어지는 회전 위치 th0에 근거하여 상기 정지 2축 좌표(a-b축)상의 a축 전류 ia 및 b축 전류 ib를 회전 2축 좌표(d-q축)상의 d축 전류 id 및 q축 전류 iq를 출력한다.

적응 옵저버(9a)는 상기 회전 2축 좌표축(d-q축)상의 d축 전압 지령 vd* 및 q축 전압 지령 vq*과, 회전 2축 좌표축(d-q축)상의 d축 전류 id 및 q축 전류 iq에 근거하여, 추정 회전자 자속 pdr0과 각 주파수 w와 추정 회전 속도 wr0을 출력한다.

적분기(17)는 상기 적응 옵저버(9a)로부터 얻어진 각 주파수 w를 적분하여 회전 위치 th0을 출력한다.

도 2는 적응 옵저버(9a)의 내부 구성을 도시하는 도면이다. 동일 도면에 있어서, (15)는 종래 장치와 동일한 것이기 때문에 그 설명은 생략한다. (11a)는 전동기 모델이고, (12a, 13a)는 감산기이고, (14a)는 속도 동정기이며, (16a)는 편차 증폭기이다.

전동기 모델(11a)은 회전 2축 좌표(d-q축)상의 d축 전압 지령 vd* 및 q축 전압 지령 vq*과 추정 회전 속도 wr0과 후술하는 편차 e1, e2, e3, e4에 근거하여, 회전 2축 좌표(d-q축)상의 d축 추정 전류 id0 및 q축 추정 전류 iq0과 d축 추정 회전자 자속 pdr0 및 각 주파수 w를 수학식 14, 17에 따라서 연산한다.

감산기(12a)는 상기 d축 추정 전류 id0으로부터 d축 전류 id를 감산한 결과를 d축 전류 편차 ed로서 출력한다. 감산기(13a)는 상기 q축 추정 전류 iq0으로부터 q축 전류 iq를 감산한 결과를 q축 전류 편차 eq로서 출력한다.

속도 동정기(14a)는 상기 pdr0, eq에 근거하여 수학식 18에 따라서 추정 회전 속도 wr0을 출력한다. 이득 연산기(15)는 상기 추정 회전 속도 wr0에 근거하여 수학식 6∼9에 따라서 이득 g1, g2, g3, g4를 출력한다.

편차 증폭기(16a)는 상기 전류 편차 ed, eq를 상기 이득 g1, g2, g3, g4에 의해서 증폭하여 편차 e1, e2, e3, e4를 출력한다. 즉, 편차 증폭기(16a)는 수학식 13에 따라서 편차 e1, e2, e3, e4를 전동기 모델(11a)로 출력한다.

이상의 구성에 의해, 적응 옵저버(9a)는 추정 회전자 자속 pdr0, 각 주파수 w 및 추정 회전 속도 wr0을 출력한다.

도 3은 전동기 모델(1la)의 구성을 도시하는 도면이다. 동일 도면에 있어서, (18, 19)는 매트릭스 이득이고, (20∼23)은 가감산기이고, (24∼26)은 적분기이며, (27)은 제산기이다.

매트릭스 이득(18)은 입력된 상기 전압 지령 vd*, vq*에 근거하여 수학식 17의 우변 제 2 항의 연산 결과를 출력한다. 매트릭스 이득(19)은 입력된 각 주파수 w, 추정 회전 속도 wr0, 추정 전류 id0, iq0 및 추정 회전자 자속 pdr0에 근거하여 수학식 17의 우변 제 1 항의 연산 결과를 출력한다.

가감산기(20∼22)는 수학식 17의 우변 제 1 항과 제 2 항과 제 3 항을 가감산하여, 각각 d/dt id0, d/dt iq0, d/dt pdr0을 출력한다. 적분기(24)는 상기d/dt id0을 적분하는 것에 의해 id0을 출력한다. 적분기(25)는 상기 d/dt iq0을 적분하는 것에 의해 iq0을 출력한다. 적분기(26)는 상기 d/dt pdr0을 적분하는 것에 의해 pdr0을 출력한다.

제산기(27)는 입력된 e4, pdr0에 근거하여 수학식 14의 우변 제 2 항의 연산 결과를 출력한다. 감산기(23)는 추정 회전 속도 wr0으로부터 상기 제산기(27)의 출력을 감산하는 것에 의해 수학식 14의 우변, 즉 각 주파수 w를 출력한다.

이상의 구성에 의해, 전동기 모델(9a)은 회전 2축 좌표(d-q축)상의 d축 추정 전류 id0 및 q축 추정 전류 iq0과 d축 추정 회전자 자속 pdr0 및 각 주파수 w를 수학식 14, 17에 따라서 연산한다.

본 실시예에 따르면, 적응 옵저버를 회전 2축상에서 구성하고 있기 때문에, 높은 회전 속도로 운전하는 때라도, 적응 옵저버에 입력되는 전압 vd*, vq*의 주파수 성분은 직류 성분이다. 이 때문에, 적응 옵저버의 연산을 계산기로 실현하는 경우에도, 대단히 빠른 주기로 전압 vd*, vq*의 샘플링을 실행할 필요가 없다. 따라서, 저렴한 계산기를 이용하는 경우이더라도, 높은 회전 속도로 동기 전동기를 제어할 수 있다.

(실시예 2)

그런데, 상기 실시예 1에서는 동기 전동기의 인덕턴스에 돌극성이 없는 경우에 적용할 수 있었지만, 그대로로는 돌극성을 갖는 동기 전동기에는 적용할 수가 없다. 그래서, 본 실시예 2에서는 돌극성을 갖는 동기 전동기에도 적용 가능한 동기 전동기의 제어 장치에 대하여 설명한다.

주지한 바와 같이, 돌극성을 갖는 동기 전동기에서는, 회전자 자속의 방향의 인덕턴스값과, 그것에 직교하는 방향의 인덕턴스값이 다르기 때문에, 이하에서는 회전자 자속의 방향의 인덕턴스값을 Ld, 그것에 직교하는 방향의 인덕턴스값을 Lq라고 정의한다.

일반적으로, d축이 회전자 자속의 방향에 동기하여 회전하는 회전 2축 좌표(d-q축)상에서는 하기 수학식 19가 성립한다는 것이 알려져 있다.

(수학식 19)

그래서, 수학식 17과 19의 각 요소를 비교하는 것에 의해, 돌극성을 갖는 동기 전동기에 관한 적응 옵저버로서, 하기 수학식 20, 21, 22를 도입하는 것이 가능하다.

(수학식 20)

(수학식 21)

(수학식 22)

또, 수학식 13에서는 g1∼g4의 4 종류의 요소로 피드백 이득을 구성하고 있지만, 수학식 21의 계수는 돌극비를 고려한 g11∼g41의 8 종류의 요소, 예컨대 하기 수학식 23∼30을 참조하여 피드백 이득을 구성한다.

(수학식 23)

(수학식 24)

(수학식 25)

(수학식 26)

*

(수학식 27)

(수학식 28)

(수학식 29)

(수학식 30)

본 실시예 2의 구성은 도 1에서 동기 전동기(1) 대신에 동기 전동기(1b), 적응 옵저버(9a) 대신에 적응 옵저버(9b)를 이용할 뿐이다(도시하지 않음).

동기 전동기(1b)는 회전자에 영구 자석을 갖고, 그 회전자 자속의 크기는 pdr이다. 또한, 회전자 자속의 방향(d축 방향)의 인덕턴스값은 Ld이고, 그것에 직교하는 방향(q축 방향)의 인덕턴스값은 Lq이다.

도 4는 적응 옵저버(9b)의 구성을 도시하는 도면이다. 동일 도면에 있어서, (12a, 13a, 14a)는 상기 실시예와 동일한 것이기 때문에 그 설명을 생략한다. (11b)는 전동기 모델이고, (15b)는 이득 연산기이며, (16b)는 편차 증폭기이다.

전동기 모델(11b)은 회전 2축 좌표(d-q축)상의 d축 전압 지령 vd* 및 q축 전압 지령 vq*과 추정 회전 속도 wr0과 후술하는 편차 e1, e2, e3, e4에 근거하여, 회전 2축 좌표(d-q축)상의 d축 추정 전류 id0 및 q축 추정 전류 iq0과 d축 추정 회전자 자속 pdr0 및 각 주파수 w를 수학식 20, 21에 따라 연산한다.

이득 연산기(15b)는 상기 추정 회전 속도 wr0에 근거하여 수학식 23∼30에 따라서 이득 g11, g12, g21, g22, g31, g32, g41, g42를 출력한다. 편차 증폭기(16b)는 상기 전류 편차 ed, eq를 상기 이득 g11, g12, g21, g22, g31, g32, g41, g42에 의해서 증폭하여 편차 e01, e02, e03, e04를 출력한다. 즉, 편차 증폭기(16b)는 수학식 22에 따라서 편차 e01, e02, e03, e04를 전동기 모델(11b)로 출력한다.

이상의 구성에 의해, 적응 옵저버(9b)는 추정 회전자 자속 pdr0, 각 주파수 w 및 추정 회전 속도 wr0을 출력한다.

도 5는 전동기 모델(11b)의 구성을 도시하는 도면이다. 동일 도면에 있어서, (20∼27)은 상기 실시예와 동일한 것이기 때문에 그 설명을 생략한다. (18b, 19b)는 매트릭스 이득이다.

매트릭스 이득(18b)은 입력된 상기 전압 지령 vd*, vq*에 근거하여 수학식 20의 우변 제 2 항의 연산 결과를 출력한다. 매트릭스 이득(19b)은 입력된 각 주파수 w, 추정 회전 속도 wr0, 추정 전류 id0, iq0 및 추정 회전자 자속 pdr0에 근거하여 수학식 20의 우변 제 1 항의 연산 결과를 출력한다.

가감산기(20∼22)는 수학식 20의 우변 제 1 항과 제 2 항과 제 3 항을 가감산하여 각각 d/dt id0, d/dt iq0, d/dt pdr0을 출력한다. 제산기(27)는 입력된 e04, pdr0에 근거하여 수학식 21의 우변 제 2 항의 연산 결과를 출력한다. 감산기(23)는 추정 회전 속도 wr0으로부터 상기 제산기(27)의 출력을 감산하는 것에 의해수학식 21의 우변, 즉 각 주파수 w를 출력한다.

이상의 구성에 의해, 전동기 모델(9b)은 회전 2축 좌표(d-q축)상의 d축 추정 전류 id0 및 q축 추정 전류 iq0과 d축 추정 회전자 자속 pdr0 및 각 주파수 w를 수학식 20, 21에 따라서 연산한다.

본 실시예 2에 따르면, 상기 실시예 1과 마찬가지로, 저렴한 계산기라도 높은 회전 속도로 동기 전동기를 제어하는 것이 가능한 것에 부가하여, 돌극성을 갖는 동기 전동기에까지 적용 범위를 확대할 수 있다.

(실시예 3)

그런데, 상기 실시예 2에서는 적응 옵저버(9b)의 상태 변수를 id0, iq0, pdr0, pqr0(=0)으로서 취급하는 것으로 했지만, 상태 변수를 pds0, pqs0, pdr0, pqr0으로 해도 된다. 여기서, pds0, pqs0은 하기에 나타내는 수학식 31에 의해 정의되는 회전 2축 좌표상의 추정 전기자 반작용의 d축 성분 및 q축 성분이다.

(수학식 31)

그리고, 이 수학식 31을 수학식 20∼22에 대입하면, 하기에 나타내는 수학식 32∼35를 얻는다.

(수학식 32)

(수학식 33)

(수학식 34)

(수학식 35)

본 실시예 3의 구성은 도 1에서 적응 옵저버(9a) 대신에 적응 옵저버(9c)를 이용할 뿐이다. 도 6은 적응 옵저버(9c)의 구성을 도시하는 도면이다. 동일 도면에 있어서, (12a, 13a, 14a)는 상기 실시예와 동일한 것이기 때문에 그 설명은 생략한다. (11c)는 전동기 모델이고, (15c)는 이득 연산기이며, (16c)는 편차 증폭기이다.

전동기 모델(11c)은 회전 2축 좌표(d-q축)상의 d축 전압 지령 vd* 및 q축 전압 지령 vq*과 추정 회전 속도 wr0과 후술하는 편차 f1, f2, f3, f4에 근거하여, 회전 2축 좌표(d-q축)상의 d축 추정 전류 id0 및 q축 추정 전류 iq0과 d축 추정 회전자 자속 pdr0 및 각 주파수 w를 수학식 32, 33에 따라서 연산한다.

이득 연산기(15c)는 상기 추정 회전 속도 wr0에 근거하여 이득 h11, h12, h21, h22, h31, h32, h41, h42를 출력한다. 편차 증폭기(16c)는 상기 전류 편차ed, eq를 상기 이득 h11, h12, h21, h22, h31, h32, h41, h42에 의해서 증폭하여 편차 f1, f2, f3, f4를 출력한다. 즉, 편차 증폭기(16c)는 수학식 34에 따라서 편차 f1, f2, f3, f4를 전동기 모델(11c)로 출력한다.

이상의 구성에 의해, 적응 옵저버(9c)는 추정 회전자 자속 pdr0, 각 주파수 w 및 추정 회전 속도 wr0을 출력한다.

도 7은 전동기 모델(11c)의 구성을 도시하는 도면이다. 동일 도면에 있어서, (30)은 이득이고, (31, 32)는 매트릭스 이득이고, (33, 34)는 가감산기이고, (35)는 감산기이고, (36∼38)은 적분기이며, (39)는 제산기이다.

매트릭스 이득(31)은 입력된 각 주파수 w, 추정 회전 속도 wr0, 추정 전기자 반작용 pds0, pqs0, 및 추정 회전자 자속 pdr0에 근거하여, 수학식 32의 우변 제 1 항 1행째, 2행째의 연산 결과를 출력한다.

가감산기(33∼34)는 수학식 32의 우변 제 1 항과 제 2 항과 제 3 항의 2행째 및 3행째를 가감산하여 각각 d/dt pds0, d/dt pqs0을 출력한다. 이득(30)은 f3을 -1배하는 것에 의해 수학식 32의 우변 3행째를 연산하여 d/dt pdr0을 출력한다.

적분기(36∼38)는 각각 d/dt pds0, d/dt pqs0, d/dt pdr0을 적분하여 pds0, pqs0, pdr0을 출력한다. 이득 매트릭스(32)는 상기 pds0, pqs0에 근거하여, 수학식 35에 따라서 추정 전류 id0, iq0을 출력한다.

제산기(39)는 입력된 f4, pdr0에 근거하여 수학식 33의 우변 제 2 항의 연산 결과를 출력한다. 감산기(35)는 추정 회전 속도 wr0으로부터 상기 제산기(39)의 출력을 감산하는 것에 의해 수학식 33의 우변, 즉 각 주파수 w를 출력한다.

이상의 구성에 의해, 전동기 모델(9c)은 회전 2축 좌표(d-q축)상의 d축 추정 전류 id0 및 q축 추정 전류 iq0과 d축 추정 회전자 자속 pdr0 및 각 주파수 w를 수학식 32, 33, 35에 따라서 연산한다.

본 실시예 3은 상기 실시예 2와 상태 변수가 다르지만, 그 본질은 등가이다. 따라서, 상기 실시예 2와 동일하게 저렴한 계산기라도 높은 회전 속도로 동기 전동기를 제어하는 것이 가능한 것에 부가하여, 돌극성을 갖는 동기 전동기에까지 적용 범위를 확대할 수 있다.

(실시예 4)

그런데, 상기 실시예 1에서는 적응 옵저버의 피드백 이득을 동기 전동기 고유의 극에 비례하도록 정했다. 그러나, 적응 옵저버의 극을 수학식 6∼9에서 나타내어지는 이득 g1, g2, g3, g4를 정하고, 저회전 속도로 구동하면, 동기 전동기의 극이 작게 되고, 그것에 연관되어 적응 옵저버의 극도 작게 된. 이 때문에, 추정 자속의 응답성이 열화하여, 제어계 자체의 특성도 열화하므로, 실제의 회전 속도 wr과 추정 회전 속도 wr0 사이의 편차가 있는 경우, 추정 자속의 추정 정밀도가 열화한다고 하는 문제가 발생한다.

그래서, 본 실시예 4에서는, 동기 전동기의 속도 오차로부터 자속 추정 오차까지의 전달 특성을 주파수 영역에서 평균적으로 하는 방법에 대하여 설명한다. 본 방법을 이용한 동기 전동기의 제어 장치에서는 실제의 회전 속도 wr과 추정 회전 속도 wr0과의 편차에 기인하는 자속 추정 정밀도의 열화를 억제할 수 있어, 옵저버의 극의 크기를 소망하는 값으로 유지하는 것이 가능하기 때문에, 양호하게 회전 속도의 추정을 하는 것이 가능해진다.

먼저, 이 이득의 설계 방법에 대하여 설명한다. 상술한 바와 같이 임의의 주파수 w로 회전하는 회전 2축 좌표상의 동기 전동기의 방정식 다음 식으로 인가된다.

(수학식 36)

여기서, 전기자 반작용 pds, pqs를 수학식 37로 정의하고, 이 식을 수학식 36의 상태 방정식에 대입하면 수학식 38이 얻어진다.

(수학식 37)

(수학식 38)

여기서, 회전 속도 wr이 Δwr만큼 변화되면, 수학식 38은 수학식 39와 같이 변화된다.

(수학식 39)

따라서, 수학식 39는 수학식 38로 표현되는 이상적인 동기 전동기에 수학식 40으로 나타내어지는 시스템 잡음과 측정 잡음이 외란으로서 입력된 식이라고 해석할 수 있다.

(수학식 40)

도 8은 이때의 동기 전동기(1)의 블럭도이다.

이상의 것으로부터, 회전 속도와 추정 회전 속도 사이에 Δwr만큼 편차가 발생했을 때의 외란을 수학식 40으로 정식화하고, 이 수학식 40으로 나타내어지는 외란으로부터 추정 자속 오차까지의 전달 행렬 이득을 최소로 하도록 피드백 이득 h11, h12, h21, h22, h31, h32, h41, h42를 정하면, 회전 속도와 추정 회전 속도 사이에 편차가 발생하는 경우라도, 속도 편차에 기인하는 회전자 자속 추정으로의 영향을 억제할 수 있다.

먼저, 수학식 41, 42, 43, 44에 의해 행렬 A, C, Q, R을 정의한다. 여기서, A는 수학식 38의 우변 제 1 항에 w=0을 대입한 행렬이고, C는 자속으로부터 전류까지의 행렬이고, Q는 시스템 노이즈에 관한 공분산 행렬이며, R은 측정 노이즈에 관한 공분산 행렬이다.

(수학식 41)

(수학식 42)

(수학식 43)

(수학식 44)

다음에, 수학식 44로 나타내어지는 리카치 방정식을 만족하는 정정(正定)의 유일해 P를 구한다. 그리고, 피드백 이득 h11, h12, h21, h22, h31, h32, h41, h42를 수학식 45로 인가하면, 회전 속도와 추정 회전 속도 사이에 편차가 발생하는 경우라도, 속도 편차에 기인하는 회전자 자속 추정으로의 영향을 억제하는 것이 가능하다.

(수학식 45)

단, 행렬 A는 회전 속도 wr을 포함하기 때문에, 피드백 이득 h11, h12, h21, h22, h31, h32, h41, h42도 회전 속도의 함수로 된다.

그래서, 미리 각각의 회전 속도에 대하여 피드백 이득 h11, h12, h21, h22, h31, h32, h41, h42의 값을 테이블로서 준비하고, 회전 속도 대신에 추정 회전 속도의 함수로서 피드백 이득 h11, h12, h21, h22, h31, h32, h41, h42를 정하면 된다.

도 9는 적당한 ε를 인가하여 수학식 46에 의해서 얻어지는 피드백 이득 h11, h12, h21, h22, h31, h32, h41, h42의 일례이다. 도 9의 관계를 테이블로서 이득 연산기에 미리 준비해 둘 뿐이다. 이득 연산기, 실제의 회전 속도는 검출할 수 없기 때문에, 추정 회전 속도의 함수로 해 두면 된다.

(수학식 46)

또한, 도 10은, 임의의 정수 ε의 값을 변화시켰을 때의 적응 옵저버의 최대극의 크기를 플롯한 것이다. 동일 도면을 보면 알 수 있는 바와 같이, ε의 크기를 변화시키면 적응 옵저버의 최대극의 크기도 변화된다. 이것을 이용하면, 옵저버의 극의 크기를 소망하는 값으로 정하는 것이 가능하다.

또, 도 9로부터 알 수 있는 바와 같이, 실시예 1과 같은 돌극비가 1인 동기 전동기의 경우에는, 수학식 47∼50이 성립한다.

(수학식 47)

(수학식 48)

(수학식 49)

(수학식 50)

그런데, 돌극비가 1인 동기 전동기의 경우, 수학식 37이 성립하기 때문에, 도 2의 이득 연산기 내부의 g1∼g4를 수학식 51∼54로 인가할 수 있으면, 수학식40으로 나타내어지는 외란으로부터 추정 자속 오차까지의 전달 행렬 이득을 최소로 할 수 있다.

(수학식 51)

(수학식 52)

(수학식 53)

(수학식 54)

본 실시예 4에 따르면, 저회전 속도로 구동할 때라도 동기 전동기의 극을 임의로 설정할 수 있어, 추정 회전 속도와 실제의 회전 속도 사이에 편차가 있을 때에 대해 상태 추정을 하는데 적절한 이득으로 되어 있기 때문에, 자속 추정의 정밀도가 열화되는 일없이, 동기 전동기를 안정하게 제어할 수 있다.

(실시예 5)

그런데, 상기 실시예 4에서는 돌극비가 1인 동기 전동기에 관한 제어 장치에 대하여 설명했지만, 실시예 3에서 설명한 돌극비가 1이 아닌 동기 전동기에 관한 제어 장치에 응용할 수도 있다.

즉, 실시예 4에서 수학식 41, 42 대신에 돌극비를 고려한 수학식 55, 56을 이용하여 리카치 방정식 수학식 45의 해 P를 구하고, 그 해 P를 수학식 46에 대입하면 된다.

(수학식 55)

(수학식 56)

도 11은 적당한 ε를 인가하여 수학식 46에 의해서 얻는 것이 가능한, 돌극비가 1이 아닌 동기 전동기(1a)에 관한 피드백 이득 h11, h12, h21, h22, h31, h32, h41, h42의 일례이다.

또한, 도 12는 임의의 정수 ε의 값을 변화시켰을 때의 적응 옵저버의 최대극의 크기를 플롯한 것이다. 동일 도면을 보면 알 수 있는 바와 같이, ε의 크기를 변화시키면 적응 옵저버의 최대극의 크기도 변화된다. 장치의 구성에 대해서는, 상기 실시예 4의 도 6에서, 이득 연산기(15c)를 이득 연산기(15d)로 치환했을 뿐이다.

도 13은 본 실시예 5에서의 이득 연산기(15d)의 내부 구성을 도시하는 도면으로서, (40∼47)은 이득 테이블이다. 이득 테이블(40)은 미리 도출한 도 11에서나타내어지는 h11의 관계를 기억하고, 입력된 추정 회전 속도 wr0에 근거하여 피드백 이득 h11의 값을 출력한다. 이득 테이블(41∼47)도 마찬가지로, 미리 도출한 도 11에서 나타내어지는 h12, h21, h22, h31, h32, h41, h42의 관계를 기억하고, 입력된 추정 회전 속도 wr0에 근거하여 피드백 이득 h12, h21, h22, h31, h32, h41, h42의 값을 각각 출력한다.

본 실시예에 따르면, 돌극비가 1이 아닌 동기 전동기라도, 저회전 속도로 구동할 때에도 동기 전동기의 극을 임의로 설정할 수 있어, 추정 회전 속도와 실제의 회전 속도 사이에 편차가 있을 때에 대해 상태 추정을 하는데 적절한 이득으로 되어 있기 때문에, 자속 추정의 정밀도가 열화되는 일없이, 동기 전동기를 안정하게 제어하는 것이 가능하다.

(실시예 6)

상기 실시예에서, 속도 동정기(14)는 수학식 18에 근거하여 연산했었지만, 수학식 18의 우변을 임의의 정수로 승제하더라도 된다. 예컨대, 회전자 자속 pdr 및 추정 회전자 자속 pdr0은 정수이므로, 수학식 18을 pdr0이나 (pdr0)^2로 제산한 수학식 57이나 수학식 58로 추정 회전 속도 wr0을 인가하더라도 된다.

(수학식 57)

(수학식 58)

추정 회전 속도 wr0을 수학식 57을 이용하여 인가하는 경우에는, 회전자 자속 pdr이 온도에 따라 변화되더라도, 회전 속도의 추정 응답을 일정하게 유지할 수 있다. 또한, 추정 회전 속도 wr0을 수학식 58을 이용하여 인가하는 경우에는, 연산에 필요한 승제의 회수를 삭감할 수 있기 때문에, 연산 시간을 단축하는 것이 가능하다.

(실시예 7)

상기 실시예에서는 토크 지령에 근거하여 동기 전동기를 토크 제어하는 장치에 대하여 설명했지만, 공지한 바와 같이, 회전 속도 지령과 추정 회전 속도의 편차를 증폭하는 속도 제어 수단을 이용하여 속도 제어하더라도 된다.

도 14는 회전 속도 지령과 추정 회전 속도의 편차를 증폭하는 공지의 속도 제어 수단의 구성을 도시하는 도면이다. 동일 도면에 있어서, (48)은 감산기이고, (49)는 속도 제어기이다.

감산기(48)는 회전 속도 지령 wr*으로부터 추정 회전 속도 wr0을 감산하여, 그 편차를 속도 제어기(49)로 출력한다. 속도 제어기(49)는 회전 속도 지령 wr*와 추정 회전 속도 wr0의 편차에 근거하여 q축 전류 지령 iq*을 출력한다.

본 실시예 7에 의해 상기 동기 전동기를 속도 제어할 수 있다. 또, 추정 회전 속도 wr0 대신에 각 주파수 w를 이용하더라도 마찬가지의 효과가 얻어진다.

이상 설명한 바와 같이, 본 발명에 의하면, 적응 옵저버는 추정 회전자 자속의 q축 성분이 0으로 되도록 각 주파수 w를 연산하는 것에 의해 적응 옵저버를 회전 2축상에서 구성하는 것이 가능해진다. 그 결과, 높은 회전 속도로 운전할 때라도, 적응 옵저버에 입력되는 전압 vd*, vq*의 주파수 성분은 직류 성분이기 때문에, 적응 옵저버의 연산을 계산기로 실현하는 경우라도 대단히 빠른 주기로 전압 vd*, vq*의 샘플링을 실행할 필요가 없다. 따라서, 저렴한 계산기라도 높은 회전 속도로 동기 전동기를 제어할 수 있다.

다음 발명에 의하면, 적응 옵저버는 돌극비가 1이 아닌 전동기 모델을 갖기 때문에, 저렴한 계산기라도 높은 회전 속도로 동기 전동기를 제어하는 것이 가능한 것에 부가하여, 돌극성을 갖는 동기 전동기에까지 적용 범위를 확대할 수 있다.

다음 발명에 의하면, 동기 전동기의 회전 속도 오차로부터 자속 추정 오차까지의 전달 특성을 주파수 영역에서 평균적으로 하는 추정 회전 속도의 함수로 인가되는 피드백 이득을 갖는 적응 옵저버를 구비하기 때문에, 저회전 속도로 구동할 때라도 동기 전동기의 극을 임의로 설정할 수 있어, 자속 추정의 정밀도가 열화되는 일없이, 동기 전동기를 안정하게 제어하는 것이 가능하다.

다음 발명에 의하면, 회전 2축 좌표(d-q축)상의 전류와 추정 전류와의 편차의 q축 성분에 근거하여 추정 회전 속도를 연산하는 적응 옵저버를 구비하기 때문에, 추정 전류와의 편차의 q축 성분과 추정 회전자 자속의 적을 생략함으로써 연산에 필요한 승제의 회수를 삭감할 수 있으므로, 연산 시간을 단축하는 것이 가능하다.

다음 발명에 의하면, 회전 2축 좌표(d-q축)상의 전류와 상기 추정 전류와의 편차의 q축 성분을 상기 추정 회전자 자속으로 제산한 값에 근거하여 추정 회전 속도를 연산하는 적응 옵저버를 구비하기 때문에, 회전자 자속이 온도에 따라 변화되더라도, 회전 속도의 추정 응답을 일정하게 유지하는 것이 가능하다.

다음 발명에 의하면, 적응 옵저버로부터 얻어진 추정 회전 속도 또는 각 주파수 w 중 적어도 한쪽의 값에 근거하여 회전 속도 지령에 일치하도록 회전 2축 좌표(d-q축)상의 전류 지령을 인가하는 속도 제어기를 구비하기 때문에, 동기 전동기를 속도 제어하는 것이 가능하다.

이상과 같이, 본 발명에 따른 동기 전동기의 제어 장치는 적응 옵저버를 포함하는 각종 동기 전동기에 이용되는 제어 장치에 적합하다.

Claims (6)

1. 동기 전동기의 전류를 검출하는 전류 검출기와,

   상기 전류 검출기에 의해 얻어진 전류를 각(角) 주파수로 회전하는 회전 2축 좌표(d-q축)상의 전류로 좌표 변환하는 좌표 변환기와,

   회전 2축 좌표(d-q축)상의 전류 지령에 상기 회전 2축 좌표(d-q축)상의 전류가 추종하도록 회전 2축 좌표(d-q축)상의 전압 지령을 출력하는 전류 제어기와,

   상기 전류 제어기로부터 얻어진 회전 2축 좌표(d-q축)상의 전압 지령을 3상 전압 지령으로 좌표 변환하는 좌표 변환기와,

   상기 회전 2축 좌표(d-q축)상의 전류와 상기 회전 2축 좌표(d-q축)상의 전압 지령에 근거하여 상기 각 주파수와, 상기 동기 전동기의 추정 전류와, 추정 회전자 자속과, 추정 회전 속도를 연산하는 적응 옵저버(observer)와,

   상기 전압 지령에 근거하여 상기 동기 전동기에 전압을 인가하는 인버터

   를 구비하되,

   상기 적응 옵저버는 추정 회전자 자속의 q축 성분이 0(영)으로 되도록 각 주파수를 연산하는 것

   을 특징으로 하는 동기 전동기의 제어 장치.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 적응 옵저버는 돌극비가 1이 아닌 전동기 모델을 갖는 것을 특징으로 하는 동기 전동기의 제어 장치.
3. 제 1 항에 있어서,

   상기 적응 옵저버는 동기 전동기의 회전 속도 오차로부터 자속 추정 오차까지의 전달 특성을 주파수 영역에서 평균화하도록 상기 추정 회전 속도의 함수로 인가되는 피드백 이득을 갖는 것을 특징으로 하는 동기 전동기의 제어 장치.
4. 제 1 항에 있어서,

   상기 적응 옵저버는 상기 회전 2축 좌표(d-q축)상의 전류와 상기 추정 전류와의 편차의 q축 성분에 근거하여 추정 회전 속도를 연산하는 것을 특징으로 하는 동기 전동기의 제어 장치.
5. 제 1 항에 있어서,

   상기 적응 옵저버는 상기 회전 2축 좌표(d-q축)상의 전류와 상기 추정 전류와의 편차의 q축 성분을 상기 추정 회전자 자속으로 제산한 값에 근거하여 추정 회전 속도를 연산하는 것을 특징으로 하는 동기 전동기의 제어 장치.
6. 제 1 항에 있어서,

   상기 적응 옵저버로부터 얻어진 추정 회전 속도 또는 상기 각 주파수 중 적어도 한쪽의 값에 근거하여 회전 속도 지령에 일치하도록 상기 회전 2축 좌표(d-q축)상의 전류 지령을 출력하는 속도 제어기를 구비하는 것을 특징으로 하는 동기 전동기의 제어 장치.