KR20020069178A - 모바일 위성 통신용 플랫 안테나 - Google Patents

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KR20020069178A
KR20020069178A KR1020020009750A KR20020009750A KR20020069178A KR 20020069178 A KR20020069178 A KR 20020069178A KR 1020020009750 A KR1020020009750 A KR 1020020009750A KR 20020009750 A KR20020009750 A KR 20020009750A KR 20020069178 A KR20020069178 A KR 20020069178A
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푸바 오토모티브 게엠베하 운트 코. 카게
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Abstract

선형의 도체편들(4)과 하나의 안테나 연결 지점(5)으로 이루어지며 수평 방향의 도전성 기저면(1)에 위치하는 모바일 위성 통신을 위한 안테나에 있어서, 고주파를 전달하는 링 구조(2)가 상기 도전성 기저면(1)과 함께 실질적으로 수직인 연장부(4a)를 가지는 도체편들과 실질적으로 수평인 연장부(4b)를 가지는 도체편들로 형성되고, 상기의 실질적으로 수직인 연장부(4a)를 가지는 도체편들과 실질적으로 수평인 연장부(4b)를 가지는 도체편들이 상기 도전성 기저면(1)에 수직으로 세워진 평면(0)에 놓이고 실질적으로 수직 연장부(4a)를 가지는 도체편들 중 하나가 또는 실질적으로 수평인 연장부(4b)를 가지는 도체편들 중 하나가 상기 안테나 연결 지점(5)의 형성을 위해 불연속되어 있으며 상기 도체편(4a),(4b)들 중 하나가 불연속됨으로써 임피던스(7)에 할당된 하나 이상의 임피던스 연결 지점(6)이 존재하게 되며 상기 임피던스 연결 지점(6)과 안테나 연결 지점(5)의 위치들 및 임피던스(7)는 상기 도전성 기저면(1)에 대해 수직으로 세워진 평면(0)에 입사파(80)의 설정된 고도각(81)을 위한 상기 평면에서 편파된 파로 상기 설정된 안테나 이득값들이 조정되도록 선택되는 것을 특징으로 하는 안테나가 제공된다.

Description

모바일 위성 통신용 플랫 안테나{FLAT ANTENNA FOR MOBILE SATELLITE COMMUNICATION}
본 발명은 실질적으로 선형인 도체편들과 하나의 안테나 연결지점으로 이루어지며 실질적으로 수평을 이루는 도전성 기저면에 설치되는 모바일 위성 통신용플랫 안테나에 관한 것이다. 이런 종류의 안테나는 DE 40 08 505.8에 이미 공지되어 있다. 상기 안테나는 V-형상으로 아래쪽으로 기울어져 있으며 선형의 도체편으로 이루어지는 반쪽 다이폴들을 포함하는 교차하는 수평 다이폴들로 이루어지고, 이 때 상기 반쪽 다이폴들은 서로 90도 각도로 기계적으로 고정되며 수평 방향의 도전성 기저면에 고정된 선형의 수직 도체의 상단부에 설치되어 있다.
위성 통신에서 일반적으로 요구되는 원형 분극(circular polarization)을 만들기 위해 V-형상으로 아래를 향해 경사진 양 수평 다이폴들이 90도 위상 회로망에 의해 전기적으로 상호 연결되어 있다. 위성 통신 시스템에 따라서 위성 안테나에 대해 25도 또는 30도와 90도 사이의 고도각 영역에서는 항시 3dBi의 안테나 이득이 원형 분극에 대해 엄격하게 요구된다. 이런 구조의 안테나에 있어서 정점 각도의 영역에서 요구되는 안테나 이득은 일반적으로 아무런 문제없이 실현될 수 있다. 그에 반해 20도 내지 30도의 낮은 고도각의 영역에서 요구되는 안테나 이득은 실현되기 어렵고, 수평 다이폴이 V-형상으로 아래를 향해 기울어져 있으므로 수평 다이폴이 동작하려면 당연히 도전성 기저면으로부터 충분히 큰 간격을 요구하기 때문에 모바일 서비스에서 요구되는 것처럼 안테나 높이가 매우 작은 경우에는 소정의 안테나 이득이 결코 실현될 수 없다.
또한, 필요한 이득을 충족하기 위해 고도가 작은 각도 영역에서뿐만 아니라 경사 방사 시에도 선형 도체로서 휘어있는 안테나를 이용하는 것은 이미 공지되어 있다. 오늘날 자주 이용되는 안테나 형상은 Kilgus에 따른 쿼드러필러 헬리컬 안테나이다(IEEE Transactions on Antennas and Propagation, 1976, p238-241). 그러한 안테나는 종종 여러 파장의 길이를 가지지만 구조높이가 낮은 플랫 안테나로는 알려져 있지는 않다. EP 0 952 625 A2에 개시된 구조높이가 낮은 안테나에 있어서도 위에서 언급한 고도가 낮은 각도 영역에서의 이득값은 충족되지 않고 있다.
본 발명의 목적은 방위각의 주 평면에서 정점 각도 영역에서의 안테나 이득에 대한 낮은 고도 영역에서의 안테나 이득의 비를 필요에 따라 조정하며, 그러한 다수 안테나의 결합을 통해 원형 분극파의 위성 통신을 위한 이득 필요에 따른 지향성 다이어그램을 안테나의 구조 높이가 전기적으로 작은 경우에도 실현할 수 있는 안테나를 제공하는데 있다.
상기 목적은 독립항의 전제부에 따른 안테나에 있어서 독립항의 특징들 및 또 다른 청구항들에 제안된 조치들을 통해 달성된다.
본 발명에 따른 안테나는 특히 위성 통신을 위한 실시예에서, 단순하고 그 결과 경제적으로 제조될 수도 있다. 그 외에도, 도전성 기저면상에 구성되었다는 점과 안테나의 작게 구성된 높이 때문에 상기 안테나는 특히 차량에서의 이용에 적합하다. 또 다른 장점은 상기 안테나가 지상 통신을 위한 콤비네이션 안테나로 확장될 수 있다는 것이며, 이는 차량에서 공간을 절약할 수 있게 한다. 또 다른 장점은 도전성 기저면에 불연속성이 존재하는 경우 또는 예를 들어 지붕 경사부나 지붕 가장자리와 같이 수평면에 대해 경사가 있는 경우에도 그 때문에 초래되는 지향성 다이어그램의 장애가 보상될 수 있다는 것이다.
본 발명은 하기에서 도면을 이용해 상술된다.
도 1 실질적으로 수직인 도체편(4a) 및 실질적으로 수평인 도체편(4b)과 도전성 기저면(1)으로 형성되며 고주파를 전달하는 링 구조(2)를 가지는 본 발명에 따른 안테나의 원리를 도시한 도면.
도 2 안테나 연결 지점(5)에서 일방의 디커플이 이루어지는 본 발명에 따른 안테나의 원리를 도시한 도면.
도 3a 비대칭 도선(10a, 10b)으로 형성된 대칭성변환 회로망(symmetry-converting metwork, 9)과, 안테나 연결 지점들(5, 5')을 가지는 본 발명에 따른 대칭 안테나.
도 3b 반 동작파장의 홀수배만큼 차이나는 길이를 가지는 비대칭 도선들(10a, 10b)로 형성되는 대칭성변환 회로망(symmetry-converting network, 9)을 가지는 본 발명에 따른 대칭 안테나,
도 3c 대칭 및 비대칭 전압의 독립적 비대칭 디커플을 위한 변압기 원리에 따른 대칭성변환 회로망(9)을 가지는 본 발명에 의거한 대칭 안테나,
도 4a 안테나 연결 지점(5)이 안테나의 대칭축(8)의 영역에 배치되고 신호들이 대칭 2선 피더에 의해 아래로 유도되는 본 발명에 따른 대칭 안테나.
도 4b 도 4a의 상세도,
도 4c 2선 피더가 차폐되어 있는 도 4a의 상세도,
도 4d 상기 2선 피더 대신에 2개의 동축선을 가지며 대칭 전압과 비대칭 전압의 독립적 비대칭 디커플을 위한 변압기 원리에 따라 대칭성변환 회로망(9)을 가지는 도 4a와 유사한 본 발명에 따른 안테나,
도 5 치수 정보 및 정합 회로망(17)을 가지는 본 발명에 따른 안테나,
도 6a 서로 직각을 이루는 평면들상의 본 발명에 따른 2개 안테나 -안테나 출력 신호들이 90도 위상 천이 부재(18)를 거쳐 가산 회로(19)에서 모아짐- 로 형성되는 원형 분극용 안테나,
도 6b 도 6a에 따른 안테나를 위한 스트립 라인 레이아웃에 대한 예,
도 6c 원형 분극을 위한 안테나의 3차원 그림,
도 7 120도의 방위 각도로 배열된 3개 평면들상의 본 발명에 따른 3개의 안테나 - 안테나의 출력 신호들이 120도 위상 천이 부재(18)에 의해 가산 회로(19)에서 모아짐- 로 형성되는 원형 분극을 위한 안테나.
도 8 수직 도체(4a')가 이 배열의 대칭점에서 생략되어 있는 도 7에 따른 원형 분극을 위한 안테나.
도 9a 비대칭 전압을 디커플하기 위해 또 다른 연결 포트(Tu)를 가지는 본 발명에 따른 안테나.
도 9b 도 9a의 본 발명에 따른 안테나에서 신호 디커플의 원리,
도 10a 비대칭 전압을 디커플하기 위한 또 다른 연결 포트(Tu)를 가지고, 출력 신호들이 90도 위상 천이 부재(18)에 의해 가산 회로(19)에 모아지는, 서로 직각을 이루는 평면들상의 본 발명에 따른 2개 안테나로 형성되는 원형 편파를 위한 안테나.
도 10b 도 10a에 따른 본 발명의 안테나에 있어서 신호 디커플의 원리.
도 11 본 발명에 따른 안테나의 예에서 임피던스(7)의 성질(유도성 또는 용량성) 및 값의 변화가 있는 경우 지향성 다이어그램의 변형예.
도 12a 본 발명에 따른 안테나의 예에 대한 고도 다이어그램.
도 12b 본 발명에 따른 안테나의 입체 다이어그램.
도 13 본 발명에 따른 경사 안테나의 예에 대한 고도 다이어그램.
도 14a 평면(1)에 대해 평행하며 임피던스(7)를 통해 불연속된 반타원의 형상을 한 평면형 루프 커패시턴스(31).
도 14b 도 14a와 같으나, 반타원체의 도체 구조를 가짐.
도 15a 평면(1)에 대해 평행한 평면(30)에 실질적으로 수평인 연장부(4b)를 가지는 와이어 또는 스트립 형상 도체편(32).
도 15b 도 15a와 같고, 바람직하게는 기판 기술을 이용한 평면으로 구성된 도체편(4b)을 가짐.
도 16 역시 기판 기술에 의한 도 15b와 유사한 실시예,
도 17a-c 용량성 커플링 효과의 관점에서 엄격한 대칭 구조를 가지는 본 발명에 따른 안테나의 기본적 작용의 설명,
도 18a 3각형 루프 커패시턴스(31)의 엄격한 대칭 구조를 한 원형 편파를 위한 그리고 전류 경로를 설명하기 위한 본 발명에 따른 안테나,
도 18b 링 형상 중앙 구조(37)와 결합 커패시터(34)를 가지는 안테나,
도 19 상기 수직 대칭선(8)에서 부가적인 수직 안테나 도체(20)를 가지지만, 도 18b와 유사한 본 발명에 따른 안테나,
도 20 각뿔대의 형상을 한 유전체에 적절하게 형성되어 있는 루프 커패시턴스(31)들의 콤비네이션,
도 21a 도 10b와 유사하지만, 또 다른 무선 서비스들을 위한 비대칭 전압의 디커플을 위한 또 다른 연결 포트(40a 내지 40c)를 가지는 안테나,
도 21b 도 21a처럼, 상기 연결 포트(T1a, T1b, T2a, T2b)에서 주파수 선택적인 디커플 회로망(42)을 가지는 안테나,
도 22 위성 및 다수의 지상 무선 서비스를 위한 본 발명에 따른 안테나의 가능한 기본 구조.
*도면의 주요부분에 대한 부호의 설명*
1: 기저면 2: 링 구조
19: 가산회로 21: 전력 분배기
본 발명에 따르면, 선형의 도체편들(4)과 하나의 안테나 연결 지점(5)으로 이루어지며 수평 방향의 도전성 기저면(1)에 위치하는 모바일 위성 통신을 위한 안테나에 있어서, 고주파를 전달하는 링 구조(2)가 상기 도전성 기저면(1)과 함께 실질적으로 수직인 연장부(4a)를 가지는 도체편들과 실질적으로 수평인 연장부(4b)를 가지는 도체편들로 형성되고, 상기의 실질적으로 수직인 연장부(4a)를 가지는 도체편들과 실질적으로 수평인 연장부(4b)를 가지는 도체편들이 상기 도전성 기저면(1)에 수직으로 세워진 평면(0)에 놓이고 실질적으로 수직인 연장부(4a)를 가지는 도체편들 중 하나가 또는 실질적으로 수평인 연장부(4b)를 가지는 도체편들 중 하나가 상기 안테나 연결 지점(5)의 형성을 위해 불연속되어 있으며 상기 도체편(4a),(4b)들 중 하나가 불연속됨으로써 임피던스(7)에 할당된 하나 이상의 임피던스 연결 지점(6)이 존재하게 되며 상기 임피던스 연결 지점(6)과 안테나 연결 지점(5)의 위치들 및 임피던스(7)는 상기 도전성 기저면(1)에 대해 수직으로 세워진 평면(0)에 입사파(80)의 설정된 고도각(81)을 위한 상기 평면에서 편파된 파로 상기 설정된 안테나 이득값들이 조정되도록 선택되는 것을 특징으로 하는 안테나가 제공된다.
도 1에는 도전성 기저면(1)에 수직으로 세워진 평면(0) 안에서 실질적으로 수직인 연장부(4a)를 가진 도체편들과 실질적으로 수평인 연장부(4b)를 가진 도체편들을 구비하며, 상기 도전성 기저면(1)과 함께 형성되며 고주파를 전송하는 링 구조(2)로 이루어지는 본 발명에 따른 안테나의 기본 형상이 도시되어 있다. 이경우, 고주파를 전송하는 링 구조(2)의 불연속 지점에 제 1 의 임피던스 연결점(6a)과 제 2 의 임피던스 연결점(6b)으로 이루어지는 임피던스 연결 지점(6)에 삽입되어 있는 임피던스(7)가 본 발명에 의거한 중요한 기능을 맡는다. 상기 평면(0)에서 분극되는 전자파가 일정한 고도각(81)으로 입사되는 경우, 수평 방향의 전기장 요소가 주로 실질적으로 수평인 연장부(4b)를 가지는 도체편들을 통해 받아들여지고 및 - 그에 대응하여 - 수직 방향의 전기장 요소는 주로 실질적으로 수직인 연장부(4a)를 가지는 도체편들을 통해 받아들여진다. 상기 안테나 연결 지점(5)을 상기 링 구조(2)의 불연속 지점에 적절히 배치하고 링 구조(2) 내에 임피던스(7)를 적절히 배치하는 경우에 수직 및 수평방향의 전기장 요소가 희망하는대로 중첩적으로 수용되는 버티컬 다이어그램이 조정될 수 있다.
고도 각도가 작은 영역에서의 안테나 이득에 대한 정점 각도 영역에서의 안테나 이득의 비율을 제어하는 것은 위성 통신용 안테나에 있어서 기본 요건이 된다. 그러므로 수직 및 수평방향의 수용에 대한 조정성은 본 발명의 기초가 된다. 본 발명의 유리한 실시예에서, 상기 안테나 연결 지점(5)은 도전성 기저면(1)에 형성되어 안테나 신호들이 제 1 의 안테나 연결점(5a)과 제 2 의 안테나 연결점(5b) 사이에서 링 구조(2)로부터 디커플된다. 그렇게 형성된 안테나 연결 지점(5)에, 도 2에 도시된 바처럼, 비대칭 도선에의 커플이 이루어진다.
본 발명의 유리한 실시예에서, 링 구조(2)는, 도 3a에 도시된 것처럼, 수직 대칭선(8)에 대해 대칭적으로 형성되어 있다. 그러므로 이 안테나는 역시 수직 대칭선(8)에 대해 대칭적으로 배열된 2개의 동일 임피던스(7)를 포함하며 제 1 의 안테나 연결 지점(5)에 대칭적으로 배열된 안테나 연결 지점(5')을 상기 도전성 기저면(1)에서 갖는다. 이 도전성 기저면(1)에 상기 링 구조(2)를 결합시킴으로써, 도 3b에 도시된 것처럼, 예를 들어 상기 신호의 λ/2-위상 라인 의해 실현될 수 있는 대칭성변환 회로망(9)의 유리한 실시예가 가능하게 된다. 이 도전성 기저면(1)에 대칭적으로 형성된 비대칭 수신 전압(Uu) - 도면에서 화살표를 통해 그 방향이 파악된다 -의 디커플은 도 3b의 비대칭 도선을 단순히 평행하게 연결함으로써 이루어지며, 이 때 상기 도선의 길이는 λ/2만큼 차이가 난다. 모아지는 대칭 수신 전압(∼Us)이 도 3b의 집수점(11)에서 처리된다.
그와 같은 대칭성변환 회로망(9)은 인쇄형 마이크로스트립 기술로 매우 유리하게 그리고 경제적으로 실시될 수 있다. 이런 배열에서 임피던스(7)를 다르게 구성하는 경우 상기 평면(0)에 도 11에 도시된 버티컬 다이어그램이 만들어질 수 있다. 상기 링 구조(2) 내에 임피던스(7)를 배열하는 것이 넓은 범위에서 자유롭게 선택될 수 있으며, 이 때 도 3a와 도 3b에 표시된 λ/4의 영역(16)을 위해 도체 길이를 연장하는 것이 특히 양호한 것으로 증명된다. 이는 안테나 연결 지점(5)에 작용하는 안테나 임피던스에 대하여 특히 그러하고, 안테나 임피던스는 특히 도선회로로 용이하게 실현가능한 대칭성변환 회로망(9)에 대해 적합해야 한다. 그에 반해 버티컬 다이어그램을 알맞게 조정하는 것은 상기 영역(16)의 다양한 길이에 대해 넓은 범위에서 임피던스(7)를 적절히 선택함으로써 이루어질 수 있다. 반파장보다 약간 더 작은 횡길이(15)를 선호하는 경우 도 11에 도시된 지향성 다이어그램이 1/4파장보다 작은 구조높이(14)에서도 달성될 수 있다. 종래 기술에 따른 위성 통신 안테나의 단점을 극복하기 위해 필요한 것은 정점 각도 영역에서의 방사에 비해 고도 각도가 작은 영역에서의 방사를 높이는 것이다. 이는 본 발명에 따라 임피던스(7)를 커패시터로 구성함으로써 이루어진다. 그 결과 리액턴스가 커지면서, 즉, 커패시턴스 값이 감소하면서 고도 각도가 작은 영역에서 방사의 상승이 이루어지게 된다. 이는 점점 작아지는 커패시턴스 값에 대해 도 11의 다이어그램(D3, D2, D1)이 보여주고 있다. 상기 임피던스(7)가 커패시터 대신에 인덕터로 실시되는 경우, 도 11의 D4와 D5로 표시되는 고도 다이어그램을 얻는다. 이것은 중간 고도에서의 각도 영역을 마스크하는 성질을 갖는다. 이 때 지향성 다이어그램(D5)의 인덕턴스값은 지향성 다이어그램(D4)을 위한 인턴스값보다 더 크게 선택될 수 있다. 그러므로, 위성 통신에 대해, 특별한 응용을 위한 특수한 경우를 제외하고, 위에서 설명한 요건에 근거하여 본 발명에 따른 안테나에서 커패시터가 임피던스(7)로 이용될 수 있다. 그와 같은 다수의 안테나를 원형 분극되는 위성 통신 안테나로서 결합하기 위해서는 안테나의 상기 성질이 필수적이다.
상기 안테나 연결 지점(5)에 부가적인 비대칭 전압(Uu)을 사용가능한 것이 유리한 것으로 보이며, 이는 비대칭 수신 전압(Uu)을 디커플하기 위한 상기 대칭성변환 회로망(9)에 부가하여, 대칭 수신 전압(Us)을 디커플하기 위한 전력 분배기(21)가 가산회로(19)에 제공됨으로써 도 3c에서 이용될 수 있다. 그러므로 도 3c에서 대칭 전압을 위한 집수점(11a)에 그리고 비대칭 전압을 위한 집수점(11b)에서 비대칭 수신 전압(Uu)도 대칭 수신 전압(Us)도 서로 따로 디커플될 수 있다.
상기 대칭 전압(Us)의 또 다른 유리한 디커플은, 도 4a에서 처럼, 수직 대칭선(8)에 배열되는 안테나 연결 지점(5)에서 이루어질 수 있다. 이에 대해, 도 4b에서(도 4a의 상세도), 2선 피더(feeder)(24)가 제 1 의 안테나 연결점(5a) 및 제 2 의 안테나 연결점(5b)에 연결되어 있으며 수직 대칭선(8)을 따라 도전성 기저면(1)으로 이어지며, 이 때 이의 근처에 도선 연결 지점(25)이 구성되어 있다. 거기에는 상기 2선 피더(24)의 단부들 사이에서 대칭적인 수신 전압(Us)에 비례하는 전압(∼Us)이 형성되고 상기 2선 피더(24)의 각 단부와 도전성 기저면(1) 사이에는 비대칭 수신 전압(Uu)에 비례하는 전압(∼Uu)이 형성된다.
본 발명의 또 다른 유리한 구성에서는, 도 4c에서처럼, 2선 피더(24)는 차폐된 2선 피더(23)로 대체될 수 있으며, 이 때 피더의 차폐 도체는 도전성 기저면(1)에 연결되어 있다. 이 때문에 상기 도전성 기저면(1)에서 전압(∼Uu)의 디커플이 더 양호하게 이루어질 수 있다. 또 다른 유리한 양호한 실시예에서 상기 차폐된 2선 피더(23)는, 도 4d에서처럼, 간단하게 2개의 병렬 동축선으로 실시될 수 있으며, 이의 차폐부는 도전성 기저면(1)에 연결되어 있다. 상기 전력 분배기(21)에 의해 전압(∼Us, ∼Uu)은 도 4b, 도 4c, 도 4d의 배열로 위에서 설명한 것처럼 독립적으로 디커플될 수 있다.
본 발명에 의거한 안테나를 특히 간단하게 만드는 경우에, 도 5에 도시된 것처럼, 상기 링 구조(2)는 직사각형으로 형성될 수 있다. 약 1/4λ의 영역(16), 약 1/3λ의 횡길이(15) 및 약 1/6λ의 구조높이(14)로 실현된 안테나 형상은 요구되는 지향성 다이어그램에서 충분히 작은 손실을 보이고 있다. 2,3GHz의 주파수를 위한본 발명에 따른 구현된 안테나는 예를 들어 4,5㎝의 횡길이에서 2㎝의 구조높이만을 갖는다. 구조높이가 더 작은 경우에 임피던스(7)를 위해 커패시터값을 적절히 선택하는 경우 지향성 다이어그램의 요건이 충족되고 다만, 손실의 증가를 감안해야 한다. 그러므로 그 뒤에 연결된 정합 회로망(17)에서 나타나는 손실은 안테나 높이가 더 작을수록 커진다.
본 발명의 본질적인 유리한 구성은 도 5에 따른 여러 안테나를 원형 분극을 위한 위성 통신 안테나로서 결합하는데 있다. 이를 위해 특히 유리한 실시예에서 서로 직각을 이루는 평면(0)들에 있는 2개의 안테나들이 결합되어 있으며, 이 때 각각의 안테나는 도 6a와 도 6c에서처럼 대칭성변환 회로망(9)과 정합 회로(17)를 갖는다. 상기 정합 회로(17)의 출력에서 원형 분극를 위한 전압(Uz)은 위상 천이 부재(18)와 가산 회로(19)에 의해 형성된다. 후자는 도 6c에서 λ/4만큼 차이나는 길이를 가지는 도선의 병렬 회로에 의해 실현될 수 있다. 상기 정합 회로(17)는 도 6b에 도시된 것처럼 인쇄형 리액티브 소자를 통해 유리하게 실현될 수 있다. 대칭을 이루기 위한 도선들은 도선(10a, 10b)으로서, 정합 회로망은 직렬 또는 브랜치 라인(spur line)(17)으로서 그리고 상호 연결 및 90도 위상 천이는 도선(18)으로서 각각 기판 기술로 실시된다.
이런 실시예의 안테나에 있어서 다이어그램(D2, D3)의 성질을 갖는 도 11에 따른 고도 다이어그램(elevation diagram)은 도 5에 따른 개별 안테나에 대해 적절하게 조정된다. 도 6c에 따른 상호 결합 후에 원형 분극에 대해 요구되는 전체 다이어그램은 도 12a(방위각 = const.)와 도 12b(입체 다이어그램)에 따라 조정된다.
상기 도전성 기저면이 기울어진 경우, 예를 들어 차창의 가장자리 영역에서 차량 지붕이 곡선인 경우 도전성 기저면(1)의 비대칭과 그 기울기는 안테나의 개별 분기에서 커패시턴스값을 다르게 하여 보상될 수 있다. 이는 상기 다이어그램을 기울이는 것에 일치한다. 정점 각도에 비해 약 15도의 경사각을 가지며 본 발명에 따른 안테나로 조정가능한 경사 다이어그램이 도 13에 예시적으로 도시되어 있다.
본 발명의 또 다른 유리한 구성으로서 N개의 안테나가 도 7에서처럼 수직 대칭선(8)에 대해 360도/N의 각도 간격으로 회전 대칭으로 배열되어 있다. 그에 대응하여, 360도/N의 위상 천이 각도를 가지는 위상 천이 소자(18)가 제공되며, 이 때 이의 출력 신호들은 가산 회로(19)에서 모아지고 집수점(11)에서 처리될 수 있다. 임피던스(7)를 형성한다는 점에서 위에서 언급한 규칙들이 유효하다. 방위 지향성 다이어그램의 원형(roundness)은 충분히 큰 값 N을 선택함으로써 개선될 수 있다. 그런 종류의 배열의 회전 대칭은 도 8에서처럼 수직 도체(4a')의 생략을 허용하게 된다.
본 발명의 또 다른 유리한 구성으로서, 위성 통신 안테나는 위성 주파수로부터 벗어난 주파수에서 수직 분극을 가지는 부가적인 지상 통신을 위한 콤비네이션 안테나로 확장된다. 이는 자동차에서 공간을 절약하는데 매우 유리하다.
도 9a에서처럼 본 발명의 기본 형상에 따라 2개의 안테나로 형성되는 대칭 안테나의 경우 대칭선(8)을 따라서 수직 안테나 도체(20)가 존재하며, 이것은 한쪽 단부에서 링 구조(2)의 수평 부분에 연결되어 있으며 그의 하단부와 도전성 기저면(1) 사이에 연결 포트(Tu)가 비대칭 전압(Uu)을 형성하기 위해 형성되어 있다. 이 경우 수평 연장부(4b)를 가지는 도체편들은 수직 안테나 도체(20)를 위한 루프 커패시턴스로서 작용한다. 대칭 전압은 상기 링 구조(2)의 이에 대응하는 포트(T1a, T1b)로부터 픽업된다(tapped). 도 9b에서 정합 회로망(29)은 일반적인 동축선의 특성 임피던스에 지상 무선국의 주파수를 위한 연결 포트(Tu)에 존재하는 임피던스를 선택적으로 정합시키는데 이용된다. 이 정합 회로망(29)의 출력에는 Uu에 비례하는 전압(∼Uu)이 존재하게 된다.
위성 무선 서비스를 방해하지 않기 위해, 상기 정합 회로망(29)을 유리하게 구성하려면, 상기 연결 포트(Tu)는 위성 무선 주파수인 경우 리액턴스나 특히 유리하게는 단락이나 무부하를 로드한다. 상기 배열의 대칭성은 대칭성변환 회로망(9)에 연결함으로써 연결 포트(T1a, T1b)로부터 연결 포트(Tu)를 디커플시키는데 이용된다. 이는, 지상 통신이 양방향으로 이루어지는 경우, 위성 무선 서비스의 보호에 특히 중요하다. 잔여 비대칭성이 계속되는 경우 위성 무선 서비스의 디커플을 개선하는데 유리한 점은 연결 포트(T1a, T1b)가 지상 무선 서비스의 주파수에서 단락을 로드하도록 대칭성변환 회로망 9)을 구성하는 것이다.
도 10a에는 수직 안테나 도체(20)를 가지는 원형 편파를 위한 완전한 위성 통신 안테나가 도시되어 있다. 상기 포트(T1a, T1b)를 가지는 안테나에 대해 90도만큼 천이된 안테나의 연결 포트(T2a, T2b)에, 도 6c의 안테나에 대응하여, 도 10b에서처럼 그 다음 정합 회로(17)를 가지는 대칭성변환 회로망(9)이 연결되어 있다. 위성 무선 서비스의 보호를 위한 지상 통신 서비스의 주파수에서 상기 포트(T2a, T2b)의 로딩과 관련하여 상기 실시예가 적용된다.
본 발명의 유리한 형성으로서 실질적으로 수평인 연장부(4b)를 가지는 도체편들은 곡선 표면의 루프 커패시턴스(31)를 형성하기 위해 반타원의 형상으로 이루어지고 그 라운딩은 표면(30)에서 이루어지고, 이 표면은 평면(0)에 대해 직각을 이루고 평면(1)에 대해 평행을 이룬다. 이는 도 14a와 도 14b에 예시적으로 도시되어 있다. 임피던스(7)의 적절한 크기 설정과 관련하여 루프 커패시턴스(31)로서 작용하는 곡선 표면의 크기와 형상을 적절히 선택함으로써 버티컬 다이어그램도 실질적으로 수직인 연장부(4a)를 가지는 도체편의 베이스에 있는 베이스 임피던스도 원하는대로 조정될 수 있다. 이 경우 실질적으로 수평인 연장부(4b)를 가지는 도체편들은 와이어 또는 스트립 형상의 도체(32)로 된 루프 커패시컨스(31)를 형성하기 위해 도 14b에 표시된 것처럼 형성되고 격자 구조로도 실시될 수 있다. 상기 루프 커패시턴스(31)를 특히 간단하게 형성한 실시예에 대해 이것은 도전성 기저면(1)에 평행한 평면으로서의 평면(30)에 배열되고(도 15a) 바람직하게는 도 15a와 도 15b에 도시된 것처럼 기판 기술로 유리하게 형성될 수 있다. 이 경우 상기 루프 커패시턴스(31)와 대개 용량성인 임피던스(7)가 매우 정확하고 재생가능하게 제조될 수 있어 지향성 다이어그램도 상기 베이스 임피던스도 대량 생산 시에 적은 분산과 함께 보장되는 특히 유리한 성질이 얻어진다. 기판 기술의 본 발명에 따른 또 다른 실시예는 도 16에 도시되어 있다.
본 발명의 또 다른 유리한 구성으로서, 링 구조(2)에서 실질적으로 수평인 연장부(4b)를 가지는 도체편들과 여러 임피던스(7, 7')는 링구조(2)를 형성하고, 링구조(2)에, 실질적으로 수직인 연장부(4a)를 가지는 도체편들이 있는 평면(0)을기준으로, 또한 임피던스(7, 7')의 임피던스값이라는 점에서도 대칭이 되는 배열이 얻어진다. 이 때 상기 배열의 대칭은 기저면(0)에 대해서도 기저면(1)에 대해서도 직각인 대칭 평면(33)을 기준으로 제공되어야 한다. 그러한 배열은 도 17a, 도 17b, 도 17c에 도시되어 있다. 도 17c에 도시된 것처럼, 본 발명에 의거한 안테나의 기능을 설명하기 위해 먼저 도 17a에서 링 구조(2)가 관찰된다. 그러한 링 구조는 커패시터(7, 7')를 포함하며, 이 때 수직의 대칭선에 대칭적인 커패시터가 동일한 경우 이를 통해 형성된 프레임은 전기적으로도 대칭적이다. 실질적으로 수평인 연장부(4b)를 가지는 도체편과 대기 사이의 커패시터 역시 이런 대칭을 방해하지 않는다. 그러므로 도 17a의 배열은 본 발명의 독립항에 따라 구성되며 부가적으로 대칭성의 성질을 가지는 안테나를 나타낸다. 이런 배열의 작용을 보다 양호하게 보이기 위해 실질적으로 수직인 연장부(4a)를 가지는 도체편 역시 삽입된 평면(0)과 대칭 평면(33)이 음영처리되어 표시되어 있다.
따라서 예를 들어 도 9b에 도시된 것처럼, 대칭성 변환 회로망(9)을 전술한대로 결합함으로써 대칭적인 안테나 배열의 연결 포트(T1a, T1b)로부터 전압(Us)이 디커플된다. 그 작용을 설명하기 위해 기억할 것은 도 17a의 평면(33)에 먼저 실질적으로 수직인 연장부(4a)를 가지는 도체편이 설치되어 있지 않다는 것이다. 도 3a의 용어에 일치하게 7, 7'로 표시된 임피던스는 도 17a 내지 도 17c의 수직 대칭선(8)의 그 한쪽에서 7로 그리고 대칭선(8)의 다른 쪽에서 7'로 기입되어 있다. 그러므로 도 17a의 모든 유효 임피던스는 T1a, T1b로 표시된 포트를 기준으로 그에 대응하는 인덱스 7, 7'와 함께 대칭 평면(33)을 기준으로 한 배열의 관점에서, 그리고 포트(T1a, T1b)에 대한 공동 효과에 근거하여 부가적으로 1의 도면 부호를 갖고 있다. 도 17a에서 대칭 평면(33)에 위치하지만, 표시되어 있지 않은 커패시터는 포트(T1a, T1b)의 관점에서 효과없다. 도 17b에서 이해를 돕기 위해 포트(T1a, T1b)와 관련하여 실질적으로 수직인 연장부(4a)를 가지는 도체편들이 생략되어 있다. 도 17a에 서술된 전체 리액티브 소자의 배열이 동일한 경우, 부속된 포트(T2a, T2b)를 갖는 링 구조(2)는 대칭평면(33) 형성되어 있다. 그에 따라 리액티브 소자(7)의 명칭은 도 17a에 기입된 용어에 상응하게 상기 양 포트와 관련되어 있다. 도 17a와 도 17b의 양 링 구조(2)를 도 17c에 도시된 전체 배열로 결합하는 경우, 본 발명에 따라 수직 대칭선(8)을 기준으로 완전한 대칭적인 2개의 링 구조(2)가 얻어진다. 그로부터 도 17c에 도시된 결합 커패시터를 나타내는 도 18a의 루프 커패시턴스(31)의 크기를 적절히 선택하는 경우, 도 18a에 도시된 것과 같은 본 발명에 따른 구성이 얻어지는데, 루프 커패시턴스를 적절히 구성함으로써, 결합 커패시터는 본 발명에 따른 유효한 요구되는 크기의 임피던스(7)를 형성한다.
도 18a에 도시된 전류(I1, I2)를 위한 화살표는 상기 양 프레임(2)의 원칙적인 전류 흐름을 나타낸다. 상기 화살표는 임피던스(7)로 이루어지는 임피던스 회로망이 양 프레임 부분들에 대해 공동으로 어떻게 작용하며 어느 임피던스에서 전류(I1, I2)가 동일하고 상호 중첩되는지를 알 수 있게 한다. 도 18a에 예시적으로 4개 포트(T1a, T1b, T2a, T2b)의 할당이 제공되고, 이미 설명한 대로 원형 편파되는 방사를 위한 본 발명에 따른 안테나를 구성할 수 있다. 하기에서 도 18b, 도 19, 도 20에서 예시된 실시예들은 이런 종류의 안테나를 위한 것이다. 도 18b에는수직 대칭선(8)의 주변에서 양 프레임이 도전성 중앙 구조(37)에 의해 바람직하게는 인쇄된 결합 커패시터에 의해 커플된다. 그에 일치하게 형성된 루프 커패시턴스(31)는 이의 결합 커패시터 및 링 형상으로 구성된 중앙 구조(37)를 위한 그러한 커패시터와 함께 원하던 지향성 다이어그램의 관점에서 안테나의 크기를 정할 수 있게 만든다. 도 19의 안테나의 도전성 중앙 구조(37)는 링형상으로 형성할 때 수직 안테나 도체(20)의 설치를 허용하며, 이것은 간단하게 구성된 방사기 결합 커패시터(38)를 가지는 연결 포트(Tu)에서 원하는 임피던스를 형성하기 위해 링 형상 중앙 구조(37)에 적합하게 커플된다. 도 20에서 본 발명에 따른 안테나의 또 다른 예에서 각뿔대 형상의 유전체에 적절하게 형성된 루프 커패시턴스(31)의 콤비네이션이 설치되므로, 결합- 및 공간 커패시터에 의해 적절한 지향성 다이어그램이 조정된다.
본 발명의 또 다른 유리한 실시예로서 원형 편파되는 위성 신호 및 조밀한 고주파 대역에서 지상 무선국에 의해 방사되며 수직 편파되는 무선 신호를 조정하여 동시에 수신하는 안테나가 구성된다. 그런 응용을 위해 위성 무선 서비스로부터 지상 무선 서비스의 주파수 선택적인 디커플은 주파수 간격이 작아서 불가능하다. 그에 반해 위에서 설명한 안테나의 대칭적 실시예는 원편파(Zu)의 수신을 위한 출력과 수직 안테나 도체(20) 사이의 완전한 디커플을 갖는다. 그러므로 이 시스템은 양 무선 서비스들 사이에서 협대역 주파수 선택에 의존적이지 않으며 지상 방상 신호와 위성으로부터 방사된 신호는 서로 독립적으로 수신된다. 그 때문에 다른 포트에서 전력 인출을 통한 상호 댐핑이 이루어지지 않는다. 그러므로 상기안테나의 대칭성에 근거하여 이런 성질은 싱글 주파수 신호에 대해서도 제공되도록, 수직 편파되는 전기장 요소의 수신이 수직 안테나 도체(20)에서 수직 편파된 전기장 요소의 수신과 관련한 포트에서의 댐핑을 원형 편파(Zu)의 수신을 위한 출력과 관련하여 야기하지 않는다. 이런 사실은 도 10a, 도 10b, 도 19, 도 20, 도 22에 따른 안테나에 제공되어 있다.
본 발명의 또 다른 유리한 구성으로서 도 22에는 수직 편파되는 지상 무선국들과의 부가적으로 결합된 양방향성 무선 동작을 위한 안테나가 도시되어 있다. 이 때 수직 안테나 도체(20)는 부가적으로 수직 편파되는 지상 무선국들과의 적어도 하나의 양방향 무선 동작을 위해 이용된다. 이 때 주파수가 가장 낮은 무선 서비스를 위한 수직 안테나 도체(20)의 방사기 길이(43)가 충분히 크게 선택되는 것이 유리하다. 더 높은 무선 채널 주파수를 위한 전기적으로 작용하는 방사기 길이(43)를 주파수 선택적으로 반드시 단축하는 경우에 도 21a와 도 21b에 도시된 것처럼 유리하게 수직 안테나 도체(20)에 상기 주파수를 위한 버티컬 다이어그램과 베이스 임피던스의 형성을 위해 적절한 더미 소자(41)를 가지는 불연속 지점이 첨부된다.
도 21a에서 그런 종류의 콤비네이션 안테나의 블록도가 도시되어 있다. 상이한 무선 서비스들을 위한 임피던스 정합을 야기하기 위해, 정합 회로망(29a, 29b, 29c)이 출력(40a, 40b, 40c)과 함께 그에 대응하는 무선 장치의 연결을 위해 이용된다. 상이한 주파수 영역에서 신호와 임피던스 작용을 분리하기 위해 정합 회로망(29a, 29b, 29c)의 입력들이 주파수 선택적인 분리 회로(39a, 39b, 39c)에의해 공동의 연결 포트(Tu)에 연결되도록 정합 관계가 연결 포트(Tu)에서 상이한 무선 서비스의 무선 주파수 채널에서 서로 가능한 한 적게 영향을 받아야 한다.
수직 안테나 도체(20)의 연결 포트(Tu)와 링 구조(2)의 연결 포트(T1a, T1b, T2a, T2b) 사이에 이루어지며 방사를 통해 야기된 오결합을 피하기 위해 실질적으로 수직인 연장부(4a)를 가지는 도체편의 베이스의 근처에서 디커플 회로망(42)이 이용된다. 이들은 수직 편파되는 무선국과의 양방향 무선 동작의 주파수에서 신호에 대해 차단되지만 원편파된 위성 신호의 주파수에 대해서는 통과되도록 형성되어 있다. 그러므로 유리하게 이루어지는 것은 포트(T1a, T1b)의 대칭성변환 회로망(9)에 있는 임피던스가 그의 작용 요소에 의해서도 양방향 무선 서비스의 주파수에 있는 방사 댐핑을 야기하지도 않고 그런 주파수에서 불원의 리액턴스에 의해서도 장애 작용을 야기하지 않는다는 것이다.
본 발명에 따른 안테나는 특히 위성 통신을 위한 실시예에서, 단순하고 그 결과 경제적으로 제조될 수도 있다. 그 외에도, 도전성 기저면상에 구성되었다는 점과 안테나의 작게 구성된 높이 때문에 상기 안테나는 특히 차량에서의 이용에 적합하다. 또 다른 장점은 상기 안테나가 지상 통신을 위한 콤비네이션 안테나로 확장될 수 있다는 것이며, 이는 차량에서 공간을 절약할 수 있게 한다. 또 다른 장점은 도전성 기저면에 불연속성이 존재하는 경우 또는 예를 들어 지붕 경사부나 지붕 가장자리와 같이 수평면에 대해 경사가 있는 경우에도 그 때문에 초래되는 지향성 다이어그램의 장애가 보상될 수 있다는 것이다.

Claims (37)

  1. 실질적으로 선형의 도체편들(4)과 하나의 안테나 연결 지점(5)으로 이루어지며 실질적으로 수평 방향의 도전성 기저면(1)에 위치하는 모바일 위성 통신을 위한 안테나에 있어서, 상기 도전성 기저면(1)과 함께 실질적으로 수직인 연장부(4a)를 가지는 도체편들과 실질적으로 수평인 연장부(4b)를 가지는 도체편들로부터 고주파적으로 통전성인 링 구조(2)가 형성되고, 상기의 실질적으로 수직 인 연장부(4a)를 가지는 도체편들과 실질적으로 수평인 연장부(4b)를 가지는 도체편들이 상기 도전성 기저면(1)에 수직인 평면(0)에 놓이고 실질적으로 수직인 연장부(4a)를 가지는 도체편들 중 하나가 또는 실질적으로 수평인 연장부(4b)를 가지는 도체편들 중 하나가 상기 안테나 연결 지점(5)의 형성을 위해 불연속되어 있으며, 상기 도체편(4a),(4b)들 중 하나가 불연속됨으로써 임피던스(7)을 갖도록 회로가 구성되는 적어도 하나의 임피던스 연결 지점(6)이 존재하게 되며, 상기 도전성 기저면(1)에 대해 수직이고 분극화 된 파를 가지는 평면(0)과 미리 정해진 입사파(80)의 고도각(81)에 대해서 미리 정해진 안테나 이득값들이 설정되도록 상기 임피던스 연결 지점(6)과 안테나 연결 지점(5)의 위치들 및 임피던스(7)이 선정되는 것을 특징으로 하는 안테나.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 안테나 연결 지점(5)이 실질적으로 수직인 연장부(4a)를 가지는 도체편의 베이스에 형성되는데, 제 1 의 안테나 연결점(5a)은도전성 기저면(1) 위 상기 도체편의 하단부에 위치하며 제 2 의 안테나 연결점(5b)은 그에 인접한 지점에 있으며, 정점과(Zenith) 관련하여 원하는 방사특성의 비대칭성이 형성되도록, 동시에 고도각이 작은 경우 디렉션값이 충분하도록, 임피던스 연결 지점(6)의 위치와 임피던스(7)로서의 더미저항이 선정되는 것을 특징으로 하는 안테나.
  3. 제 1 항 및 제 2 항에 있어서, 상기 링 구조(2)는 도전성 기저면(1)에 수직으로 세워진 대칭선(8)을 기준으로 대칭적으로 형성되고, 그 결과 제 1 안테나 연결 지점 외에 그에 대칭인 또 다른 안테나 연결 지점(5')이 도전성 기저면(1)에 있는 다른 도체편의 하단부에 존재하며, 마찬가지로 또 다른 임피던스 연결 지점(6')은 동일 크기의 임피던스(7')와 함께 제 1 의 안테나 연결 지점에 대칭적으로 존재하며, 거기에서 대칭 전압(Us)이 생성되도록 상기 안테나 연결 지점(5')의 회로구성이 선택되는 것을 특징으로 하는 안테나.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 안테나 연결 지점(5, 5')의 회로구성을 위해 대칭성변환 회로망(symmetricity-converting network, 9)이 존재하는데, 이의 출력측에서는 입력측에서 기저면(1)에 대해서 대칭적으로 형성된 대칭전압(Us)이 한 집수점(11)에서 모아져 비대칭적으로 되는 것을 특징으로 하는 안테나.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 대칭성변환 회로망(9)은 동일한 파장저항을 가지는2개의 비대칭 도선(10a, 10b)으로 이루어지는데, 이들 각각은 입력측에서 안테나 연결 지점(5)에 연결되고 출력측에서 병렬로 연결되어 있으며, 그들(비대칭도선)의 길이는 그들의 전기적 길이가 동작파장반길이의 홀수배만큼 서로 상이하도록 선택되는 것을 특징으로 하는 안테나.
  6. 제 2 항 부터 제 5 항 까지의 어느 한 항에 있어서, 상기 링 구조(2)는 직사각형의 형태로 실시되어 있으며, 특별히 낮은 구조높이(14)의 요구와 관련하여 입사파(80)의 고도각(81)이 낮은 경우에도 충분한 안테나 이득값을 지향하기 위해서 횡방향 치수가(15)가 동작파장반길이보다 훨씬 작게 선택되지 않는 것을 특징으로 하는 안테나.
  7. 제 2 항 부터 제 6 항 까지의 어느 한 항에 있어서, 임피던스(들)(7)이 커패시터로서 실시되어 있는데, 그의 값은 미리 설정된 입사파(81)의 고도각에서 얻을 수 있는 안테나 이득값의 요구조건에 따라 설정되는 것을 특징으로 하는 안테나.
  8. 제 2 항 부터 제 7 항 까지의 어느 한 항에 있어서, 상기 대칭성변환 회로망(9)의 구성과 관련하여 안테나 연결 지점(5)에서 유리한 안테나 임피던스를 얻기 위해, 안테나 연결 지점(5)과 임피던스(7)의 위치 사이에서 실질적으로 수직인 연장부를 가지는 도체편(4b) 영역의 연장된 길이(16)를 위한 대략의 기준값으로서 1/4파장길이가 선정되는 것을 특징으로 하는 안테나.
  9. 제 4 항 부터 제 8 항 까지의 어느 한 항에 있어서, 손실이 적은 정합 회로(17)가 상기 집수점(11) 뒤에 연결되어 있어 집수점(11)에서의 복합 임피던스를 도체파장저항(Leitungswellenwiderstand)로서 실현할 수 있는 실제 임피던스로 변환하는 것을 특징으로 하는 안테나.
  10. 원형 분극화를 위한 안테나에 있어서, 제 4 항 부터 제 9 항까지의 청구에 따른 2개의 동종 안테나가 존재하며, 이의 실질적으로 선형인 도체편(4)들은 서로 직각으로 세워진 평면(0)들에 놓이고 그의 출력 신호들은 90도 위상 회전 부재(18)을 경유하여 합산회로(19)에서 합해지는 것을 특징으로 하는 안테나.
  11. 제 10 항에 있어서, PCB로서 형성된 도전성 기저면(1)에 양 안테나가 설치되고, 양 안테나의 대칭성변환 회로망(9)은 반파장 길이의 마이크로 스트립 와이어로서 그리고 정합회로(17)는 상기 PCB에서 더미소자로 실시되어 있으며, 90도 위상 회전 부재(18)가 적절한 특성 임피던스를 가지는 인쇄형 위상 디투어라인(detour line) (28)으로서 실현되어 있으며, 합산 회로(19)는 인쇄 도선들의 간단한 병렬 회로로서 실현되어있는 것을 특징으로 하는 안테나.
  12. 제 2 항 부터 제 11 항 까지의 어느 한 항에 있어서, 제 4 항 내지 제 9 항에 따른 N개의 동종 안테나가 존재하는데, 그의 선형 도체편(4)들이 한 평면(0)에놓이고 이 평면(0)은 360도/N의 방위각만큼 서로 엇갈려 있으므로, 수직 대칭선(8)을 중심으로 한 회전 대칭 배열은 이 대칭선에서 수직 도체(4a')가 N개의 모든 안테나에 공동으로 귀속되며 실질적으로 수직인 연장부(4a)를 가지는 도체편으로서 제공되고, 이 안테나의 출력 신호들은 해당 평면(0)의 방위각 옵셋에 일치하는 전기 위상 각을 가지는 위상회전멤버(18)에 의해 합산회로(19)에서 모아지는 것을 특징으로 하는 안테나.
  13. 제 12 항에 있어서, 상기 수직 도체(4a')는 상기 배열의 회전대칭에 근거하여 생략될 수 있는 것을 특징으로 하는 안테나.
  14. 제 1 항 부터 제 11 항 까지의 어느 한 항에 있어서, 상기 도전성 기저면(1)에 수직으로 세워지는 대칭선(8)을 기준으로 상기 링 구조(2)가 대칭적으로 형성되고 상기 안테나 연결 지점(5)이 대칭점(12)에서 대칭선(8)에 대해 대칭적으로 형성되고 제 1 의 임피던스 연결 지점(6)에 대해 또 다른 임피던스 연결 지점(6')이 동일한 크기의 임피던스(7)와 함께 대칭선(8)을 기준으로 상기 제 1 의 임피던스 연결 지점에 대해 대칭적으로 제공되고 상기 안테나 연결 지점(5)의 회로구성은 거기에서 대칭점(12)을 기준으로 대칭 전압(∼Us)이 설정되도록 선택되는 것을 특징으로 하는 안테나.
  15. 제 14 항에 있어서, 상기 안테나 연결 지점(5)에 대칭선(8)을 따라서 서로나란한 2개의 직선 도체가 2가닥전선(24)으로서 연결되어 있으며, 상기 도전성 기저면(1)에 인접한 2가닥전선(24)의 끝에서 도선 연결 지점(25)은 각각의 도체 끝부분과 도전성 기저면(1) 사이에 비대칭 전압(∼Uu)이 인가되고 상기 도체의 양끝 사이에는 대칭 전압(∼Us)이 인가되도록 선정되는 것을 특징으로 하는 안테나.
  16. 제 15 항에 있어서, 상기 2가닥전선(24)이 차폐된 2가닥전선(23)으로서 실시되어 있으며, 그의 차폐는 도선의 다른 단부에서 기저면(1)과 연결되어 있는 것을 특징으로 하는 안테나.
  17. 제 16 항에 있어서, 상기의 차폐된 2가닥전선(23) 대신에 2개의 병렬로 설치되는 동축선이 제공되고, 그의 내측 도체는 한쪽 단부에서 안테나 연결 지점(5)의 연결부에 연결되어 있으며 그의 외측 도체는 기저면(1)에 연결되어 있으므로, 내측 도체들 사이에는 그 지점에서 상기 대칭 전압(∼Us)이 인가되고 각각의 내측 도체와 기저면(1) 사이에 상기 비대칭 전압(∼Uu)이 인가되는 것을 특징으로 하는 안테나.
  18. 제 4 항 및 제 14 항 내지 제 17 항 중 어느 한 항에 있어서, 비대칭 전압(∼Uu)을 디커플하기 위해 디커플 회로망(9a)은 상기 대칭성변환 회로망(9)과 결합하여 존재하며 입력측에서 상기 안테나 연결 지점(5)에 또는 상기 도선 연결 지점(25)에 연결되어 있으며, 그의 출력에 제 1 의 집수점(11b)에 입력측에서 접지면(1)에 비대칭적으로 형성되는 비대칭 전압(∼Uu)이 모아져 비대칭적으로 존재하며 기저면(1)에 대해 대칭적으로 형성된 대칭 전압(∼Us)은 대칭성변환 회로망(9)의 출력에 대칭 전압(11a)을 위한 제 2 의 집수점에서 비대칭적으로 존재하는 것을 특징으로 하는 안테나.
  19. 제 18 항에 있어서, 상기 대칭선(8)을 따라 수직 안테나 도체(20)가 형성되어 있으며, 이것은 수직 안테나 도체(20)의 한 단부에서 링 구조(2)와 연결되어 있으며 도전성 기저면(1)에 인접한 단부에서는 비대칭 전압(∼Uu)을 형성하기 위한 연결 포트(Tu)가 형성되어 있는 것을 특징으로 하는 안테나.
  20. 제 19 항에 있어서, 입력측에서 제 1 의 연결 포트(T1a)와 제 2 의 연결 포트(T1b)로서 실시되어 있는 안테나 연결 지점(5)에 연결되어 있는 대칭성변환회로망(9) 및 손실이 적은 정합 회로(17) 외에 비대칭 전압(∼Uu)의 정합되는 디커플을 형성하기 위한 정합 회로망(29)이 제공되는 것을 특징으로 하는 안테나.
  21. 제 10 항과 관련한 제 20 항에 있어서, 상기 수직 안테나 도체(20)가 양 안테나의 교차점과 대칭점(12)에서 이 양 안테나에 연결되어 있는 것을 특징으로 하는 안테나.
  22. 제 10 항, 제 21 항 및 제 22 항 중 어느 한 항에 따른 원형으로 분극된 위성신호를 수신하기 위한 안테나에 있어서, 동작 파장의 약 1/4의 영역(16)의 길이에서 상기 임피던스(7)의 커패시터값은 더미저항값이 1/4파-모노폴 안테나의 임피던스보다 약 5 내지 30배 더 크도록 선택되며 그 결과 작은 고도 각도로 입사하는 방사와 정점으로부터 입사하는 방사의 안테나 이득은 요구조건에 상응하게 충분히 크도록 충분히 크게 선택되는 것을 특징으로 하는 안테나.
  23. 제 19 항 내지 제 22 항에 있어서, 수직분극을 가지는 전방향방사에서 부가의 송신 또는 수신 동작을 위해 비대칭 전압(∼Uu)이 연결 포트에 공급되거나 인출되는 것을 특징으로 하는 안테나.
  24. 제 23 항에 있어서, 비대칭 전압(11b)을 위한 집수점과 대칭 전압(11a)을 위한 집수점 사이에 배열의 잔여 비대칭을 통해 제한되는 디커플을 개선하기 위해 상기 대칭 전압(Us)과 상기 비대칭 전압(Uu)의 주파수의 다이버시티에서 주파수 선택적인 조치를 통해 정합 회로망(29)에서 그리고/또는 정합 회로(17)에서 개선이 이루어지는 것을 특징으로 하는 안테나.
  25. 제 3 항 내지 제 24 항에 있어서, 상기 도전성 기저면(1)에 불연속성이 있는 경우 또는 상기 배열의 달리 제공되는 대칭성에서 벗어나 수평선에 대한 경사 위치에서 상기 임피던스(7)가 그로부터 유래하는 지향성 다이어그램의 장애를 보상하기 위해 개별 분기에서 다르게 선택되는 것을 특징으로 하는 안테나.
  26. 제 1 항에 있어서, 루프 커패시턴스(31)를 형성하기 위하여 실질적으로 수평인 연장부(4b)를 가지는 도체편들이 평면적으로 구성되고 표면(30)에 놓이는데 , 이 표면은 그들 여러 치수중 하나에 있어서 면(0)에 대해 근본적으로 직각으로 세워지는 것을 특징으로 하는 안테나.
  27. 제 26 항에 있어서, 루프 커패시턴스(31)를 형성하기 위한 실질적으로 수평인 연장부(4b) 도선편들이 와이어나 스트립 형상 도체(32)로 형성되는 것을 특징으로 하는 안테나.
  28. 제 3 항 내지 제 9 항과 관련하여 제 26 항 및 제 27 항에 있어서, 상기 표면(30)이 도전성 기저면(1)에 평행한 면으로서 그리고 바람직하게는 인쇄기판 기술로 형성되는 것을 특징으로 하는 안테나.
  29. 제 28 항에 있어서, 상기 링 구조(2)를 형성하기 위해 실질적으로 수평인 연장부(4b)를 가지는 도체편들과 다수의 임피던스(7, 7')는 실질적으로 수직인 연장부(4a)를 가지는 도체편들이 있는 면(0)을 기준으로 임피던스(7, 7')의 임피던스값의 관점에서도 대칭적인 배열이 되도록 형성되며, 상기 배열의 대칭성은 면(0)에 대해서도 그리고 기저면(1)과 관련하여서도 수직으로 세워진 대칭평면(33)을 기준으로 제공되도록 형성되어 있는 것을 특징으로 하는 안테나.
  30. 제 10 항과 관련한 제 29 항에 있어서, 동종의 상기 양 안테나는 어느 한 안테나의 면(0)을 통해 다른 안테나의 대칭평면(33)이 형성되고 그 반대도 성립하며, 그리고 안테나의 대칭 평면(33)과 면(0)의 교차선으로부터 형성된 수직 대칭선(8)을 기준으로 한 전체 배열은 합동이 되는 사분원들로 구성되도록 형성되는 것을 특징으로 하는 안테나.
  31. 제 30 항에 있어서, 상단부에서 실질적으로 수직인 연장부(4a)를 가지는 도체편들을 부하(負荷)로 하는 적절한 크기의 루프 커패시턴스(31)를 형성하기 위해 그리고 상기 표면(30)에서 양 안테나의 링 구조(2)를 형성하기 위한 결합 커패시터(34)로서 임피던스(7)를 형성하기 위해 서로 전기적으로 분리된 평면형 도체 구조(35)가 제공되며, 그의 인접한 가장자리들은 형상 부여를 통해 그리고 그들 사이에 있는 분리 갭(36)을 통해 적절하게 형성되는 것을 특징으로 하는 안테나.
  32. 제 30 항에 있어서, 상단부에서 실질적으로 수직인 연장부(4a)를 가지는 도체편들을 부하(負荷)로 하는 적절한 크기의 루프 커패시턴스(31)를 상기 표면(30)에서 형성하기 위해 서로 전기적으로 분리된 평면 도체 구조(35)가 제공되며 수직 대칭선(8)을 에워싸는 중앙 구조(37)가 제공되며, 양 안테나의 링 구조(2)를 형성하기 위해 결합 캐패시터로서의 임피던스(7)를 형성하기 위해 루프 커패시턴스(31)가 용량적으로(capacitively) 상기 중앙 구조에 결합되어 있는 것을 특징으로 하는안테나.
  33. 제 19 항과 관련한 제 31 항 및 제 32 항에 있어서, 도체편의 수직 대칭선(8)의 바로 근처에 있는 영역이 자유롭게(빈자리로) 구성되지만 수직 안테나 도체(20)는 예를 들어 중앙 구조(37)나 루프 커패시턴스(31)처럼 링 구조(2)의 일부에 용량적으로 결합되고 방사기 길이(43)와 방사기 결합 콘덴서(38)가 연결 포트(Tu)에서의 적절한 임피던스라는 관점에서 용량적 결합을 설정하기 위해 선택되는 것을 특징으로 하는 안테나.
  34. 원형 분극화된 위성 전파신호와 그 주파수에 밀접한 고주파대역에서 지상 무선국에 의해 방사되는 수직 분극화된 무선신호를 조정하여 동시 수신하기 위한 제 21 항 또는 제 30 항과 관련한 제 10 항에 있어서, 비대칭 전압(Uu)에서 수직 분극화된 지상 전파신호를 수신하기 위한 정합 회로망(29)을 가지는 수직 안테나 도체(20)와 원형 분극화(Uz)를 위한 전압에서 원형 분극화된 위성 무선 신호의 수신을 위해 정합 회로(17), 위상회전멤버(18) 및 가산 회로(19)를 가지는 안테나가 구성되고, 이 때 대칭을 통해 제공되는 디커플을 이용하여 지상 전파신호의 위성전파신호의 상호 제한을 위한 유효한 주파수 선택적인 조치들이 제공되지 않는 것을 특징으로 하는 안테나.
  35. 제 34 항 및 수직 분극화된 지상 무선국과의 결합된 양방향 전파 동작을 위한 안테나에 있어서, 주파수가 가장 낮은 무선 서비스를 위한 수직 안테나 도체(20)의 방사기 길이(43)가 충분히 크게 선택되고, 상기 무선 서비스를 위해 그에 상응하는 정합 회로망(29a, 29b, 29c,...)이 적절한 무선 장치를 연결하기 위해 출력(40a, 40b, 40c,...)과 함께 제공되며, 정합 회로망(29a, 29b, 29c,...)의 입력들이 연결 포트(Tu)에 연결되어 있으며 정합 관계가 연결 포트(Tu)에서 상이한 무선 서비스의 무선 주파수 채널들에서 서로 가능한 적게 영향을 받도록 주파수 선택적인 분리 회로(39a, 39b, 39c,...)를 포함하는 것을 특징으로 하는 안테나.
  36. 제 35 항에 있어서, 상기 수직 안테나 도체(20)에서 높은 무선 채널 주파수를 위한 전기적으로 유효한 방사기 길이(43)의 주파수 선택적인 단축을 위해 더미소자(41)의 적절한 회로와 함께 불연속 지점이 배치되는 것을 특징으로 하는 안테나.
  37. 제 35 항 및 제 36 항에 있어서, 실질적으로 수직인 연장부(4a)를 가지는 도체편들의 베이스 근처에 링 구조(2)의 연결 포트(T1a, T1b, T2a, T2b)와 수직 안테나 도체(20)의 연결 포트(Tu) 사이에 방사를 통해 야기되는 오결합을 피하기 위해 디커플 회로망(42)이 제공되며, 이것은 신호에 대해 수직으로 분극화된 무선국과의 양방향 무선 동작의 주파수에 차단적으로 작용하지만 해당 주파수에서 원형 분극화된 위성 전파신호에 인접한 고주파 대역의 주파수에 대해서는 통과성을 가지는 것을 특징으로 하는 안테나.
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