KR20020019884A

KR20020019884A - 자동 컨버전스를 위한 센서 신호 처리

Info

Publication number: KR20020019884A
Application number: KR1020010053305A
Authority: KR
Inventors: 존바레트 조지
Original assignee: 데니스 에이치. 얼백; 톰슨 라이센싱 소시에떼 아노님
Priority date: 2000-09-07
Filing date: 2001-08-31
Publication date: 2002-03-13
Also published as: GB2370743A; GB0120254D0; CN1343068A; JP2002176602A; US20030214610A1; DE10140760A1; MXPA01009014A; CN1255985C; GB2370743B

Abstract

프로젝션 디스플레이 장치는 스크린 이미지 측정 장치를 포함하고 불필요한 조명의 영향을 받기 쉽다. 측정 장치는 프로젝트된 이미지에 의한 조명에 반응하는 제 1 성분과 불필요한 조명에 의한 조명에 반응하는 제 2 성분(Vinf)을 갖는 출력 신호(Iill)를 생성하기 위해서 스크린(700)의 가장 자리에 인접하여 위치되는 광 센서(S1 내지 S8)를 포함한다. 출력 신호의 제 1 성분은 통과시키고 출력 신호(Iill)의 제 2 성분(Vinf)의 진폭은 감쇠시키기 위해 출력 신호(Iill)를 필터링하기 위한 필터(C3, C4, R27, R28)가 광 센서에 연결된다.

Description

자동 컨버전스를 위한 센서 신호 처리{SENSOR SIGNAL PROCESSING FOR AUTOMATIC CONVERGENCE}

본 발명은 비디오 프로젝션 디스플레이 분야에 관한 것으로, 특히 프로젝트된 이미지의 검출과 주위 조명(ambient illumination)이 존재하는 상황에서 발생하는 광 생성 신호의 처리에 관한 것이다.

프로젝션 비디오 디스플레이에 있어서, 기하학적인 래스터 왜곡(distortion)이 음극선 디스플레이 관의 물리적인 배치로부터 야기된다. 이러한 래스터 왜곡은 만곡 형태의 오목한 형광체 표면 및 광 프로젝션 경로의 고유 배율(inherent magnification)을 갖는 음극선관을 사용함으로써 더욱 심해진다. 프로젝트된 이미지는 시청 스크린 상에서 정렬될(in register one with the other) 필요가 있는 세 개의 스캐닝 래스터로 구성된다. 세 개의 프로젝트된 이미지의 정확한 오버레이는 기하학적인 왜곡을 보상하고 세 개의 프로젝트된 이미지의 중첩(superimposition)을 용이하게 하기 위해서 다수의 파형에 대한 조정을 필요로 한다. 그러나, 다수 파형의 수동적인 정렬은 제조 동안에 큰 노동력을 요하고, 정교한 테스트 장비를 사용하지 않고서는 사용자 위치에서의 셋업(setup)을 불가능하게 할 수 있다. 제조 정렬을 간단히 하고 사용자 위치 조정을 용이하게 하는 자동 컨버전스 시스템이 래스터 크기 및 컨버전스를 결정하기 위해 주변 디스플레이 스크린 위치에서 래스터에지 측정을 사용할 수 있다. 그러나, 이러한 자동 컨버전스 시스템은 디스플레이 스크린 상에 입사하는 중간 레벨의 주위 광(ambient light)을 통해 작용을 할 때는 여러 문제점에 직면할 수 있다. 전형적으로, 불필요한 조명의 영향을 감소시키려 하는데 있어서 자동 셋업 시스템이 검출하기에 가장 난해한 컬러인 녹색 채널 마커나 교정(calibration) 신호가 검출될 수 없는 레벨까지 검출기 감도를 감소시킬 때는 기능 장애(malfunction)가 발생한다. 이 때에, 주위 광의 인텐시티가 너무 커서 자동-정렬 동작이 종료된다는 사실을 알려주는 온 스크린 메시지가 생성되어 디스플레이된다. 그러한 셋업 실패는 자동적인 컨버즈(converge)가 일예로 스폿라이트(spot light)를 통해 빛이 비춰지거나 또는 제어 불가능한 조명을 통해 큰 디스플레이 영역에 빛이 비춰질 때와 같이 이상적인 상황 보다 못한 상황 아래에서 수행되어질 경우에는 문제가 된다.

불필요한 주위 조명은 햇빛 및/또는 백열광 또는 형광성 광 소스의 산출물일 수 있다. 햇빛이나 일광은 디스플레이 표면에 걸쳐 음영 캐스트(shadow cast)의 형성과 함께 구름 형태(cloud)의 발생(passage)으로 인한 인텐시티(intensity)의 무작위한 변동을 가장 발생시키기 쉽다. 이러한 인텐시티의 무작위한 변동은 센서 신호의 큰 진폭을 갖는 저 주파수 변동을 발생시킨다. 인위적인 조명은, 음영으로 인한 인텐시티 변동 외에도, 전력 라인 주파수와 관련된 잡음 주파수 스펙트럼을 센서 신호에서 발생시킬 것이다. 그러므로, 광 센서 신호는 필요한 신호 성분과 불필요한 신호 성분으로 이루어진 혼합된 신호 성분을 포함할 수 있고, 그 경우에 필요한 프로젝트된 이미지 성분은 신호 대 잡음 비율이 심하게 손상된다는 것이 인지될수 있다.

도 1은 프로젝션 비디오 디스플레이의 간략화된 정면도.

도 2는 본 발명의 특징을 포함하는 비디오 이미지 프로젝션 디스플레이 장치의 간략화된 블록도.

도 3의 a는 디지털적으로 제어되는 전류 소스, 센서 신호 검출기 및 본 발명의 센서 신호 프로세서를 도시하는 개략도.

도 3의 b는 다른 본 발명의 센서 신호 프로세서를 도시하는 개략도.

도 4의 a 내지 e는 주위 광의 간섭이 존재하는 상황에서 센서 신호 처리를 묘사하는 시뮬레이션.

도 5는 50㎂의 입력 전류를 갖는 본 발명의 프로세서(280 및 280A)의 진폭 대 주파수 응답을 묘사하는 시뮬레이션.

도 6은 1V 진폭의 입력 간섭 신호를 갖는 본 발명의 프로세서(280 및 280A)의 진폭 대 주파수 응답을 묘사하는 시뮬레이션.

<도면 주요 부분에 대한 부호의 설명>

250 : 전류 소스 275 : 센서 검출기

280 : 광 센서 증폭기 블록 280A : 증폭 회로

D0 내지 D7 : 디지털 워드 S1 내지 S8 : 광 센서

프로젝션 디스플레이 장치는 스크린 이미지 측정 장치를 포함하고, 불필요한 조명을 받기 쉽다. 그 측정 장치는 프로젝트된 이미지에 의한 조명에 반응하는 제 1 성분과 불필요한 조명에 의한 조명에 반응하는 제 2 성분을 갖는 출력 신호를 생성하기 위해서, 스크린의 가장자리에 인접하여 위치한 광 센서를 포함한다. 출력 신호의 제 1 성분은 통과시키고 출력 신호의 제 2 성분의 진폭은 감쇠시키도록 상기 출력 신호를 필터링하기 위해 필터가 광 센서에 연결된다.

다른 본 발명의 실시예에서, 프로젝션 디스플레이 장치를 위한 자동 컨버전스 장치는 프로젝션을 위한 컨버전스 이미지를 생성하는 디지털 컨버전스 회로를 포함한다. 그 디지털 컨버전스 회로는 프로젝트된 컨버전스 이미지의 측정에 반응하여 컨버전스 에러 정정을 결정한다. 광 센서는 프로젝트된 컨버전스 이미지를 위한 디스플레이 표면에 인접하여 위치되고, 주위 광 및 프로젝트된 컨버전스 이미지에 의한 조명에 반응하여 센서 신호를 생성한다. 센서 신호를 위한 필터는 프로젝트된 컨버전스 이미지를 나타내는 센서 신호의 주파수 성분은 향상시키고 주위 광을 나타내는 센서 신호의 주파수 성분은 감쇠시키는 특성을 갖는다. 필터에 의해 처리된 센서 신호는 측정을 위해 디지털 컨버전스 회로에 연결된다.

(실시예)

도 1은 비디오 프로젝션 디스플레이 장치의 정면도를 도시하고 있다. 프로젝션 디스플레이는 스크린(700) 상에 프로젝트되는 래스터 스캐닝 이미지(rasterscanned image)를 갖는 복수의 음극선관을 포함한다. 캐비닛(cabinet)은 스크린(700)을 지지하면서 그 스크린(700)을 둘러싸고 있으며, 스크린 보다 약간 작은 화상 디스플레이 영역(800)을 제공한다. 스크린(700)은, 영역(OS)으로 표시된 바와 같이, 캐비닛(C) 내에 숨겨져 있고(concealed) 오버스캔 모드로 동작될 때 래스터 스캐닝 이미지로 조명될 수 있는 가장자리 영역을 나타내기 위해서 점선으로 묘사되어 있다. 광 센서는 숨겨진 에지 영역의 내부이면서 시청 영역(800)의 외부인 스크린(700)의 주변에 인접하여 위치된다. 그러나, 래스터 스캐닝 이미지는 캐비닛 내에 현가되지 않거나 부분적으로 숨겨지지 않는 스크린 또는 표면상에 화상 디스플레이를 생성하도록 또한 프로젝트될 수 있다. 이러한 화상 디스플레이 방법은 전면(front) 프로젝션 디스플레이로서 알려져 있다. 전면 프로젝션 장치에서, 광 센서는 앞서 설명된 바와 같이 위치되지만, 스크린의 주변에 인접해 있는 숨겨지지 않는 위치에 위치된다. 설명될 자동 컨버전스 정정 시스템(automatic convergence correction system)의 동작은 전면 또는 후면 디스플레이 프로젝션에 동일하게 적용가능한다. 8 개의 센서가 스크린 가장자리의 중간과 구석에 위치하는 것으로 도 1에 도시되어 있다. 이러한 센서 위치를 통해, 일예로 회전(rotation), 활꼴(bow), 사다리꼴(trapezium), 바늘꽂이꼴(pincushion) 등과 같은 어떤 기하학적인 에러와 화상의 폭 및 높이를 결정하기 위해서, 예컨대 피크 비디오 값 블록(M)과 같은 전자적으로 생성된 테스트 패턴을 측정함으로써, 디스플레이 되는 이미지가 스크린 영역 전체에 걸쳐 차례로 중첩되도록 정렬하는 것이 가능하다. 측정은 세 개의 프로젝트된 컬러 이미지 각각에서 수평 및 수직 방향 모두로 수행됨으로써, 적어도 48 개의 측정값을 산출한다.

측정 및 정렬 시스템의 동작은 도 2를 참조하여 설명될 것이고, 도 2는 래스터 스캐닝 비디오 프로젝션 디스플레이 부분을 블록도 형태로 묘사하고 있다. 도 2에서, 세 개의 음극선관(R, G 및 B)은 래스터 스캐닝 단색 컬러 이미지를 형성하는데, 상기 래스터 스캐닝 단색 컬러 이미지는 각각의 렌즈 시스템을 통해 스크린(700) 상에 단일 디스플레이 이미지(800)를 컨버즈하여 형성하도록 지시된다. 각각의 음극선관에는 수평 및 수직 편향과 수평 및 수직 컨버전스를 제공하는 4 개의 코일 세트가 묘사되어 있다. 수평 편향 코일 세트는 수평 편향 증폭기(600)에 의해 구동되고, 수직 편향 코일 세트는 수직 편향 증폭기(650)에 의해 구동된다. 수평 및 수직 편향 증폭기 모두는 편향 파형 신호를 통해 구동되는데, 상기 편향 파형 신호는 데이터 버스(951)를 통해 진폭 및 파형이 제어되고 디스플레이를 위해 선택된 신호 소스와 동기된다. 예시적인 녹색 채널 수평 및 수직 컨버전스 코일(615 및 665) 각각은 증폭기(610 및 660)에 의해서 각각 구동되고, 컨버전스 정정 파형 신호가 공급된다. 정정 파형 신호(GHC 및 GVC)는 일예로 고정 및 동적 컨버전스와 같은 DC 및 AC 컨버전스 신호를 나타내는 것으로 고려될 수 있다. 그러나, 이러한 기능적인 특성은, 일예로 완전한 래스터를 이동시키고 명확한 고정 컨버전스 또는 중앙집중 효과를 달성하기 위해서 동일한 값이나 오프셋만큼 모든 측정 위치 주소를 변경함으로써 용이해질 수 있다. 유사하게, 동적 컨버전스 효과는 특정 측정 위치의 위치 주소 변경을 통해 생성된다. 녹색 채널을 위한 정정 파형 신호(GHC 및 GVC)는 메모리(550)로부터 판독된 디지털 값을 변환하는 예시적인 디지털-아날로그 변환기(311 및 312)에 의해 생성된다.

입력 디스플레이 신호 선택기는, 버스(951)를 통해, 두 신호 소스(IP1 및 IP2), 일예로 방송 비디오 신호와 SVGA 컴퓨터 생성 디스플레이 신호 중에서 하나를 선택한다. 비디오 디스플레이 신호(RGB)는 디스플레이 비디오 선택기로부터 유도되고, 일예로 사용자 제어 정보와 같은 전자적으로 생성된 메시지 정보, 디스플레이 셋업 및 정렬 신호, 및 버스(302 및 951)를 통해 연결된 제어기(301, 900 및 950)로부터의 명령에 반응하여 생성된 메시지가 온 스크린 디스플레이 생성기(500)에 의해 결합될 수 있다. 자동적인 감도 교정 또는 컨버전스 정렬 동안에, 제어기(900)는 데이터 버스(302)를 통해 제어기(301)에 명령을 전송하고, 제어기(301)는 사전 결정된 비디오 진폭 값을 가지는 직사각형 블록(M)을 갖는 예시적인 검은색 레벨 신호를 포함하는 예시적인 녹색 채널 교정 비디오 테스트 신호(AV)를 생성하도록 비디오 생성기(310)에 지시한다. 제어기(900 및 301)는 또한 스캐닝된 디스플레이 래스터 내에서 블록(M)을 위치지정하기 위해 수평 및 수직 타이밍을 결정하거나 스캐닝된 래스터나 마커 블록(M)을 보유하고 있는 스캐닝된 래스터의 부분을 이동시킴으로서 예시적인 센서(S1)를 조명하도록 블록(M)을 위치시킨다. 녹색 채널 테스트 신호(AV)는 IC(300)로부터 출력되며 온 스크린 디스플레이 생성기(500)로부터의 녹색 채널 출력 신호와 증폭기(510)에서 결합된다. 따라서, 증폭기(510)로부터의 출력 신호는 예시적인 녹색 음극선관(GCRT)에 연결되고, 디스플레이 소스 비디오 및/또는 OSD 생성 신호 및/또는 IC(300)에서 생성된 교정 비디오 테스트 신호(AV)를 포함할 수 있다.

제어기(301)는 여러 알고리듬을 포함하는 프로그램 메모리(550)에 저장되어 있는 프로그램을 또한 실행시킨다. 초기 셋업 조정을 용이하게 하기 위해서, 제어기(301)는 데이터 버스(303) 상에 디지털 워드(D)를 출력하는데, 상기 데이터 버스(303)는 제어가능 전류 소스(250)에 연결되어 있다. 디지털 워드(D)는 전류 소스(250)에 의해 생성되어져서 센서 검출기(275)에 공급될 센서 특정 전류를 나타낸다.

세 컬러 이미지의 조정 및 정렬을 용이하게 하기 위해, 셋업 블록(M)이 앞서 설명된 바와 같이 생성되어 예시적인 녹색 CRT에 연결된다. 도 1에서, 테스트 패턴 블록(M)은 센서(S1) 가까이에 도시되어 있고, 앞서 설명된 바와 같이, 각각의 센서는 오버스캐닝된 래스터를 통해 프로젝트되는 비디오 신호 내의 마커 블록을 적시에 생성하거나 또는 마커 블록(M)이 센서(S1)를 비추도록 스캐닝된 래스터를 위치 지정함으로써 조명될 수 있다. 일예로 컴퓨터 디스플레이 포맷 신호와 같은 특정 디스플레이 신호 입력을 통해, 실질적으로 스캐닝된 영역 모두가 신호 디스플레이를 위해 사용될 수 있음으로써 오버스캐닝된 래스터를 통한 동작은 대부분 차단된다. 컴퓨터 디스플레이 포맷 신호를 통한 동작 동안에, 래스터 오버스캔은 예컨대 1%와 같이 공칭상 극소의 %로 제한된다. 그러므로 이러한 실질적으로 제로인 오버스캔 상황 하에서는, 예시적인 센서(S1)가 블록(M)의 래스터 위치지정을 통해 조명될 수 있다. 명확하게, 각각의 센서 조명은 비디오 신호 시간 조정과 래스터 위치지정 또는 일시적인 래스터 확장 중 어느 하나와의 결합을 통해 용이해질 수 있다.

각각의 센서는 상기 센서에 입사되는 조명의 인텐시티와 실질적으로 선형적인 관계를 이루는 컨덕션(conduction)를 가능하게 하는 전자 흐름을 생성한다. 그러나, 각각의 개별적인 센서에서의 조명의 인텐시티는, 일예로 각각의 개별적인 CRT의 형광체 휘도가 각기 다르고, 세 개의 단색 컬러 이미지 사이에는 렌즈 및 광 경로 차이가 있을 수 있다는 것과 같은 여러 이유로 인해 크게 변할 수 있다. 각각의 CRT가 오래됨에 따라, 형광체의 휘도는 쇠퇴하고, 또한 세월이 지남에 따라, 먼지가 광 프로젝션 경로 내에 축적될 수 있어서 센서에서의 조명의 인텐시티를 감소시킬 수 있다. 센서 전류 변화에 대한 다른 원인은 각각의 센서와 그것들의 고유 스펙트럼 감도 사이의 감도의 변동으로부터 유발된다.

도 2를 참조하면, 비디오 생성기(310)는 초기 비-피크 비디오 값을 갖고 실질적으로 검은색 또는 검은색 레벨의 백그라운드 상에 위치되는 예시적인 녹색 비디오 블록(M)을 생성하도록 제어 논리부(301)에 의해서 지시 받는다. 비-피크 비디오 값을 갖는 유사한 비디오 블록이 각각의 컬러 채널에서 생성될 수 있고, 그것은 스크린에서 동시에 생성되어 중첩될 때 실질적으로 검은색 백그라운드 상에서 흰색 이미지 블록을 생성한다. 따라서, 예시적인 녹색 블록(M)이 비디오 생성기(310)에 의해 생성되어 증폭기(510)를 통해 녹색 CRT에 연결된다. 비디오 생성기(310)는, 일예로 센서(S1)와 같은 특정 센서가 블록(M)으로부터의 녹색 광에 의해 조명되도록 하기 위해서, 수평 및 수직 스크린 위치에서 녹색 블록(M)을 생성하도록 마이크로 제어기(301)에 의해 제어된다. 센서의 조명은 결국, 도 2에 묘사된 바와 같이, 펄스(Isen)를 생성하기 위해서, 설명되어질 바와 같이, 증폭기(U280)에 의해 처리되는 광 생성 전류를 발생시킨다.

앞서 설명되어진 매우 다른 광 생성 센서 전류가 도 2에 묘사된 제어 루프(100)에 의해서 유리하게 보상, 교정 및 측정된다. 센서 프로세서는 회로 블록(200)에 묘사되어 있고, 도 3의 a에서 더욱 상세하게 묘사된다. 간단히 설명하자면, 기준 전류(Iref)는 디지털적으로 제어되는 전류 소스에 의해 생성되고, 센서 조명이 없는 경우에 검출기(275)를 바이어스시키는 전류(Isw)로서 센서 검출기(275)에 공급됨으로서 그 검출기(275)의 출력 상태는 저 상태(low)가 되는데, 그러한 "0"의 출력 상태는 점등되지 않거나 조명되지 않은 센서 상태를 나타내기 위해 선택된다. 일예로 S1 내지 S8과 같은 센서가 조명되었을 때, 광 생성 전하는 증폭기(280)의 출력단에서 음 상태 펄스(negative going pulse)(Isen)를 형성하도록 처리된다. 음 펄스(Isen)는 정전류 기준(Iref)을 우회시킴으로써, 스위치 전류(Isw)를 감소시켜서 센서 검출기(275)가 턴 오프 되게 한다. 검출기(275)로의 펄스 공급이 차단됨으로써, 출력은 공칭적으로 높은 공급 전압 전위를 가정하고, 상기 공급 전압 전위는 점등되거나 조명된 센서를 나타내도록 선택된다. 센서 검출기(275)로부터의 출력은 디지털 컨버전스 IC(300)의 입력단에 연결되는 양의 상태인 펄스 신호(202)이다. 수평 및 수직 레이트(rate) 카운터가 정지하도록 함으로써 점등 센서가 측정 매트릭스의 어디에서 발생했는지를 결정하는 카운트를 제공하는 펄스 신호(202)의 상승 에지가 샘플링된다.

센서 전류는 센서 검출기(275)가 센서 조명의 손실을 나타내도록 스위칭할 때까지 기준 전류(Iref)를 제어가능하게 증가시킴으로써 유리하게 측정된다. 검출기(275)가 센서 조명의 손실을 나타내도록 할 기준 전류의 값은 그 센서 상에 입사하는 조명의 레벨을 나타낸다. 따라서, 이 전류는 센서 및 컬러 특정 임계 값으로서 처리되어 저장될 수 있다. 저장된 기준 전류 값은 센서마다 그리고 컬러마다 다르지만, 검출기 스위칭은 측정된 Isen 스위칭 값의 1/2 까지 떨어진 조명 값을 발생하도록 균일화된다.

도 2의 센서 처리 블록(200)은 도 3의 a에 상세히 도시되어 있고, 디지털적으로 제어되는 전류 소스(250)와, 센서 검출기(275)와, 광 센서 증폭기(280)를 포함한다. 전류 소스(250)는 디지털 제어 워드(D)에 의해 결정되는 크기를 갖는 제어된 전류(Iref)를 생성한다. 데이터 워드(D)는 제어기(301)에 의해 생성되고, 최하위 비트부터 최상위 비트까지를 각각 나타내는 8 개의 병렬 데이터 신호(D0 내지 D7)를 포함한다. 각각의 데이터 비트는 대응하는 PNP 트랜지스터(Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, Q6, Q7 및 Q8)의 베이스에 직렬 연결된 저항(R1, R3, R5, R7, R10, R13, R16 및 R19)을 통해 연결된다. 각 트랜지스터의 이미터는 양의 전원(+V)에 연결되고, 각각의 컬렉터는 여러 저항을 통해 PNP 전류 소스 트랜지스터(Q9)의 이미터에 연결된다. 그러므로, 트랜지스터(Q9)에 의해 공급되는 전류는 이미터 저항(R22)과 디지털적으로 선택되는 저항 망의 병렬 결합에 의해 제어된다. 전류 스위칭 트랜지스터의 컬렉터 저항(R2, R4, R6, R8 및 R9, R11 및 R12, R14 및 R15, R17 및 R18, R20 및 R21)이 이진 시퀀스로 증가하는 레지스턴스 값을 갖도록 선택된다. 일예로, 저항(R20 및 R21)의 병렬 결합은 거의 400 Ω이고, 저항(R17 및 R18)의 결합은 거의 800 Ω이다. 따라서, 디지털 워드(D0 내지 D7)는 모든 트랜지스터가 턴 온 되었을 때의 200 Ω과 모든 트랜지스터가 턴 오프 되었을 때의 저항(R22)으로 인한 100 ㏀사이의 레지스턴스 값을 선택할 수 있다. 디지털 워드(D0 내지 D7)는 0과 3.3 V의 전압 값을 가짐으로써 데이터 비트가 0 V 값을 가질 때는 저항 선택이 발생하고 그 비트가 3.3 V 값을 가질 때는 저항 선택이 이루어지지 않는다. 따라서, 저항(R22)과 트랜지스터(Q9)의 베이스에서의 전위는 트랜지스터 컬렉터에서 생성되는 기준 전류(Iref)의 크기를 결정한다.

디지털적으로 결정되는 전류(Iref)는 저항(R26)을 통해 트랜지스터(Q10)의 베이스에 연결되어 그 트랜지스터가 턴 온 되게 한다. 트랜지스터(Q10)의 이미터는 접지되고 컬렉터는 캐스코드 연결 증폭기를 형성하기 위해서 NPN 트랜지스터(Q11)의 이미터에 연결된다. 트랜지스터(Q11)의 베이스는 저항(R24 및 R23)에 의해 형성된 전압 분배기에 의해서 바이어싱된다. 저항(R24)은 양의 전원에 연결되고, 저항(23)은 접지에 연결된다. 저항(R23과 R24)의 접점은 트랜지스터(Q11)의 베이스-이미터 접점이 컨덕트되지 않았을 때 트랜지스터(Q9 및 Q11)의 베이스를 대략 1.65 V로 바이어싱한다. 트랜지스터(Q11)의 컬렉터는 출력 신호(202)를 생성하는데, 그 출력 신호(202)는 일예로 STV2050 타입의 디지털 컨버전스 집적 회로(IC)(300)나 마이크로 프로세서의 입력단에 연결하기 위해, 센서(S1)의 조명 상태, 즉 점등 또는 비 점등 상태를 나타낸다.

도 3의 a에 있는 센서 검출기(275)는 다음과 같이 동작한다. 기준 전류(Iref)는 트랜지스터(Q10)의 베이스에 스위치 전류(Isw)로서 연결되지만, 센서(일예로, S1 내지 S8)가 마커 블록(M)에 의해서 조명될 때마다 센서 전류(Isen)를 형성하기 위해서 저항(R27, R28)과 커패시터(C4, C3)를 통해 우회된다. 스위치 전류(Isw)는 트랜지스터(Q10)가 턴 온 및 포화 상태가 되도록 하고, 이는 컬렉터가 거의 50 ㎷인 공칭상 Vcesat의 접지 전위를 갖는다고 가정하게 한다. 그러므로, 트랜지스터(Q11)의 이미터는 공칭적으로 트랜지스터(Q10)의 포화 상태인 컬렉터-이미터 접점을 통해 접지되고, 트랜지스터(Q11)는 턴 온 되어 컬렉터가 공칭상 100 ㎷(즉 Q3 Vcesat + Q4 Vcesat)의 전위를 갖는 것으로 가정하게 한다. 트랜지스터(Q11)의 컬렉터는 출력 신호(202)를 형성하는데, 여기서 공칭상 0 V는 비점등 센서 상태를 나타내고, 공칭 전원 전압은 점등 센서를 나타낸다.

트랜지스터(Q10)를 포화 상태로 함으로써, 트랜지스터(Q11)의 이미터-베이스 전위는, 저항 분배기(R23 및 R24)로 인해, 공칭상 1.65 V로부터 트랜지스터(Q11)의 베이스-이미터 접점 전압과 트랜지스터(Q10)의 포화 상태 전압에 의해 형성되는 대략 0.7 V의 전압까지 감소된다. 전류 소스 트랜지스터(Q9) 및 캐스코드 트랜지스터(Q11)의 베이스는 결합되기 때문에, 전류 소스 트랜지스터(Q9)의 베이스에서의 바이어스는 공칭상 0.7 V까지 또한 감소된다. 트랜지스터(Q9)에서의 이러한 베이스 전위 변화는 거의 세 배 만큼 증가하는 정전류(Iref)를 초래한다.

광 센서 증폭기 블록(280)의 동작이 이후에 설명될 것이다. 그러나, 일예로 S1과 같은 센서가 프로젝트된 마커 블록에 의해 조명될 때는, 음의 상태인 전류 펄스(Isen)가 증폭기 블록(280)에 의한 유리한 진폭 및 주파수 응답 처리를 통해 형성된다. 기준 전류(Iref)는 일정하기 때문에, 점등 센서 펄스 전류(Isen)가 트랜지스터(Q10)의 베이스 전류(Isw)로부터 우회됨으로써, 트랜지스터가 턴 오프 되게 한다. 트랜지스터(Q10)를 오프 시킴으로써, 트랜지스터(Q11)는 턴 오프 되어, 컬렉터가 전원 전압까지 상승하도록 하고, 점등 센서를 나타내는 공칭상 3.3 V 진폭의 출력 신호(202)를 생성한다. 앞서 설명된 바와 같이, 트랜지스터(Q10 및 Q11)를 턴 오프 시킴으로써, 전류 소스 트랜지스터(Q9)의 베이스 바이어스는 저항 분배기(R23 및 R24)에 의해 결정되는 전위로 되돌아가고, 그 결과 정전류(Iref)의 크기는 거의 66% 만큼 감소된다. 따라서, 기준 전류(Iref)에 있어서의 감소는 검출을 종료하고 센서의 오프 또는 비점등 상태를 나타내기 위해 더 낮은 스위칭 임계치를 설정함으로써 점등 센서 상태를 유리하게 유지하거나 래치시킨다(latch).

광 센서 증폭기 블록(280)의 동작은 다음과 같이 동작한다. 앞서 설명된 바와 같이, 광 센서(S1 내지 S8)는 디스플레이 스크린(700)의 주변 둘레에 위치하고, 일예로 U280과 같은 단일 증폭기에 병렬적인 배열로 연결될 수 있으며, 또는 대응하는 증폭기에 개별적으로 연결될 수 있다. 그러나, 병렬 또는 개별적인 센서 연결의 선택은 광 센서 신호의 신호대 잡음비 손실에 있어 거의 영향을 주지 않는다.

디스플레이 스크린 및 광 센서의 주위 조명은 햇빛, 및 백열등 또는 형광 램프의 산출물일 수 있다. 전형적으로 주위 조명은 프로젝션 스크린 및 센서에 가해지는 인위적인 조명 및/또는 간헐적으로 차단되는 햇빛을 나타내면서 천천히 변화하는 저 주파수 파형 신호를 산출한다. 그러한 주위 조명을 통해, 그로 인한 광 센서 신호는 저 주파수 성분 외에도 가변적인 진폭의 DC 성분을 포함한다. 인위적인 조명의 존재는 ㎒의 주파수 범위로 확장하는, 전력 라인 주파수와 관련된 광대역 잡음 스펙트럼을 산출한다. 비록 햇빛 성분은 쉽게 제거될 수 있는 것 같이 보일 수 있지만, 그것의 관련된 저 주파수 변동은 프로젝트된 측정 마커(M)에 의해서 생성되는 필요한 센서 신호의 손실 또는 손상을 야기할 수 있다. 도 4의 a는 프로젝트된 마커(M)의 측정 동안에 발생하는 인위적인 조명과 그림자를 통한 햇빛의 불필요한 조명의 영향을 받는 센서 신호의 시뮬레이션이다. 차단되거나 간헐적인 햇빛을 시뮬레이팅하기 위해 선택된 파형은 3 ㎃의 피크대 피크 진폭과 거의 2 ㎐의 주파수를 갖는 삼각파를 갖는다. 크로스 해칭으로 도시된 더 높은 주파수 잡음 성분이 삼각파 상에서 중첩된다. CRT에서 생성되어 프로젝트된 마커(M)에 대응하는 필요한 센서 신호는 도 4의 b에 묘사되어 있다. 시뮬레이팅되는 마커 유도 신호의 주기는 디스플레이 필드마다 4 번의 마커 측정을 용이하게 하기 위해서 4 ㎳가 되도록 선택된다. 시뮬레이팅된 마커 유도 센서 신호는 50 ㎂의 피크 진폭, 거의 50 ㎲의 상승 시간 및 공칭상 1 ㎳의 감쇠 시간을 갖는다. 따라서, 불필요한 신호 진폭대 필요한 신호 진폭은 거의 60:1의 비율을 갖기 때문에 상당히 불리하다는 것이 인지될 수 있다.

증폭기(U280)로 입력되는 센서 신호는 필요한 신호 성분과 불필요한 신호 성분 둘 모두 외에도 다른 외부 유도 신호를 포함한다. 불필요한 신호 성분은 프로젝트된 측정 블록(M)의 간헐적인 플래싱을 대부분 차단하는(obscure) 진폭을 갖는다. 앞서 설명된 바와 같이, 천천히 변하는 저 주파수 신호는, 일예로 가변적인 클라우드 커버(cloud cover), 관목 또는 나무 움직임, 또는 심지어 사람의 그림자와 같은 여러 주변 광 차단 소스로부터 발생될 수 있다. 전형적으로, 광대역 잡음은 인위적인 광 소스나 햇빛으로부터 발생한다.

따라서, 필요한 신호 진폭대 불필요한 신호 진폭의 비율이 거의 60:1이라고인지된다면, 광 센서 신호는 불필요한 신호 성분이 신호 처리에 의해서 실질적으로 제거되는 증폭기 블록(280)에 연결된다. 8 개의 광 센서(S1 내지 S8)는, 블록(280)에서, 저역 필터를 통해 연결된 각각의 이미터와 병렬로 연결되어 일예로 TL082 타입과 같은 연산 증폭기(U280)의 입력 단자에 형성된 공통 노드에서 합해지는 것으로 도시되어 있다. 표유(stray) 또는 기생(parasitic) 커패시턴스(Cs)가, 도 3의 a에서, 간섭 전압 소스(Vinf)와 직렬 연결되는 것으로 묘사되어 있다. 이러한 간섭 신호 소스는 센서 이미터의 접점에 도시되어 있지만, 이 커패시턴스와 그에 연결되는 간섭 신호는 센서의 상호연결 지점 도처에 분포되어 있다. 저역 필터는 접지에 연결된 커패시터(C1) 및 그와 직렬 연결된 페라이트(ferrite) 인덕터(FB1)에 의해 형성된다. 표유 커패시턴스(Cs) 및 커패시터(C1)에 대한 값의 비율은, 일예로, 증폭기(U280)의 스퓨리어스 동작이나 심지어 성분 손상을 야기할 수 있는 고전압 키네스코프 arc 성분, 스캐닝 주파수 신호 또는 무선 주파수 간섭으로부터 발생되는 연결 또는 유도 전압(Vinf)의 상당한 감쇠를 제공한다.

임의의 광 센서가 조명되었을 때, 광 생성 전류(일예로 Iill)는 조명된 광 센서 트랜지스터의 컬렉터-이미터 접점을 통해 접지로부터 저역 필터로 흐른다. 저역 통과된 센서 신호 전류는 연산 증폭기(U280)의 인버팅 입력단에 인가되고, 출력 단자에서 저 임피던스 전압으로 변환된다. 광 센서 입력 전류에 비례하여 출력 전압을 생성하기 위해서 피드백 저항(R29)이 증폭기 출력단으로부터 인버팅 입력단에 연결된다. 증폭기의 비-인버팅 입력단은 -12 V 전원과 "0" V 또는 접지 전위 사이에 연결된 저항(R30 및 R31)에 의해 형성된 전위 분배기에 의해서 생성되는 일예로-0.6 V인 전압 소스에 연결된다. 피드 백 저항(R29)과 그에 병렬 연결된 커패시터(C2)에 의해서 결정되어지는 센서 전류를 위한 증폭기(U280)의 이득은 높다. 증폭기 이득은 인버팅 입력단에서의 전압이 일예로 -0.6 V인 비-인버팅 입력단에서의 전압과 상당히 거의 같게 되도록 한다. 따라서, 인버팅 입력단에서의 전압은 각각의 컬렉터-이미터 접점에 걸리는 정전압을 통해 광 센서(S1 내지 S8)를 바이어싱하기 위해서 인가된다. 증폭기(U280)의 출력단에서는 DC 연결되어 센서 조명을 증가시킴에 따라 센서 전류도 증가시킴으로써 음의 진폭에 있어 증가하는 센서 신호의 저 임피던스 전압 버전이 형성된다. 비교적 큰 진폭을 갖는 음의 전원 전압이 높은 레벨의 주위 광에 의해 야기되는 큰 광 생성 전류로부터 발생하는 큰 음의 신호 전압을 허용하도록 증폭기 헤드 룸이나 출력 신호 스윙(swing)을 허용하기 위해서 증폭기(U280)에 공급된다. 피드백 저항(R3)의 저항 값은, 일예로 50㎂인 마커 유도 전류 펄스가 후속하는 검출기(275)에 의해 분석될 수 있는 반면에, 일예로 3 ㎃인 주위 광 관련 전류가 선형적으로 증폭됨으로써 필요한 신호 성분 및 피드백 루프 제어의 부수적인 손실과 증폭기 오버로드를 제거하도록, 결정된다. 피드백 저항(R29)은 증폭기(U280)의 증폭기 고 주파수 응답을 대략 58 KHz의 컷오프 주파수로 제한하는 주파수 선택성 피드백을 제공하기 위해서 커패시터(C2)와 병렬로 연결된다. 이러한 고 주파수 피드백은 증폭기의 대역폭을 유리하게 감소시킴으로써 센서 신호에서의 불필요한 잡음 및 외부 신호 픽업을 최소화한다. 증폭기(U280)로부터의 출력이 도 4의 c에 묘사되어 있는데, 여기서 필요한 마커 신호 펄스는 작은 톱니 모양에서 확인될 수 있다.

증폭기(U280)로부터의 출력은 커패시터(C3)를 통해 부하 저항(R28)에 AC 연결되는데, 상기 부하 저항(R28)은 접지에 연결된다. 커패시터(C3)와 저항(R28)은 제 1 고역 필터부를 형성한다. 커패시터(C3)와 저항(R28)의 접점은 커패시터(C4)에 또한 연결되는데, 상기 커패시터(C4)는 제 2 고역 필터부를 형성하기 위해서 저항(R27)과 직렬로 연결된다. 제 1 필터부는 주위 광 신호의 DC 성분을 제거하고, 대략 60 Hz의 낮은 컷오프 주파수로 인해, 디스플레이 스크린의 가변적인 그림자 조명에 관련되는 천천히 변화하는 신호 성분의 진폭을 상당히 감소시킨다. 그러나, 일예로 필요한 마커 플래시에 의해 야기되는 양 또는 음의 펄스는 제 2 필터 스테이지에 연결된다. 음의 상태인 광 생성 전압 피크가 마커 블록(M)으로부터 발생하는데, 상기 마커 블록(M)은 각각의 센서 위치에서 확인되는 바와 같이 렌즈의 출사동공(exit pupil)에서 바운드되는 작은 형광 영역의 주기적인 스캐닝의 결과로서 플래싱하는 것으로 간주될 수 있다. 그러한 측정 마커 플래시는 비록 공칭상 60 Hz 레이트로 발생하지만 60 Hz 레이트의 주기 보다 상당히 더 짧은 하강 시간과 급속한 상승 시간을 갖는다. 제 1 고역 필터 스테이지의 시상수는 주위 광 레벨을 천천히 변경하고 그 결과 검출기(275)의 오버로딩을 방지함으로써 커패시터(C3)를 충전 및 방전시키는 전류의 영향을 제거하거나 상당히 감소시키도록 선택된다. 요약하자면, 피드백 증폭기(U280)와 출력 고역 필터 장치는 대략 60 Hz의 낮은 주파수 컷오프와 대략 60 KHz의 높은 주파수 한계치를 갖는 대역 필터 특성을 제공한다.

도 5에 도시된 진폭-주파수 응답 좌표에서, 커브(A)는, 50 ㎂의 센서 전류 펄스가 인버팅 입력단에 인가되었을 때 커패시터(C4)와 저항(R27) 사이의 제 2 필터부에서 측정되는 피드백 증폭기(U280)의 광 센서 신호 응답을 나타낸다. 도 6에서, 커브(A)는 10 ㎊의 커패시턴스를 통해 인버팅 입력단에 연결된 1 V 진폭을 갖는 간섭 신호의 영향을 받을 때의 피드백 증폭기(U280)의 응답을 나타낸다.

커패시터(C3)로부터의 증폭 및 대역통과 필터링된 신호는 저항(R28)에 걸리는 음 상태의 전압 펄스를 형성한다. 이러한 전압 펄스는 커패시터(C4)를 통해 AC 연결되고, 저항(R27)에 의해 전류 펄스로 변환된다. 도 4의 d는 커패시터(C4)와 저항(R27)의 접점에서의 상기 필요한 전압 펄스를 도시하고 있다. 커패시터(C4)와 저항(R27)은 제 2 고역 필터 스테이지부를 형성하기 위해서 직렬로 연결된다. 커패시터(C4)는 검출기 트랜지스터(Q10)의 베이스 전위로의 DC 전류(Iref) 및 전하를 차단시킨다. 필터링된 센서 신호에 존재하는 양 및 음의 임펄스 모두는 트랜지스터(Q10)의 베이스에 연결된다. 양의 임펄스는 저항(R26)을 통해서 트랜지스터(Q10)의 베이스-이미터 접점에 의해 클램핑되고, 반면에 센서의 마커 조명으로부터 유도되는 음 상태의 전류 펄스는 트랜지스터(Q10)를 턴 오프 시키는 정전류(Iref)로부터의 전류를 우회시킨다. 앞서 설명된 바와 같이, 트랜지스터(Q10)가 턴 오프 되었을 때, 논리 "1" 값이 트랜지스터(Q11)의 컬렉터에서 발생하고, 센서의 마커 조명을 나타내는 3.3 V의 전압 값을 갖는, 도 4의 e에 묘사된, 출력 신호(202)를 형성한다. 따라서, 대역통과 주파수 특성을 갖는 본 발명의 증폭기는 광 센서 신호로부터 불필요한 주위 광 성분을 실질적으로 제거함으로써 주위 광에 의한 스크린 조명 동안에 자동적인 셋업을 가능하게 한다.

도 3의 b의 회로에서, 고 주파수 간섭 신호(Vhf)는 예시적인누화(crosstalk) 메커니즘, 즉 Css에 의해서 센서 신호 증폭기(U280A)에 연결되는 것으로 도시되어 있다. 증폭되었을 때, 이러한 누화 성분은 센서 신호대 잡음비를 떨어뜨릴 수 있고 후속하는 회로에서 스퓨리어스 컨버전스 마커 검출을 야기할 수 있다. 본 발명의 장치에서, 이러한 누화 신호는 연산 증폭기의 공통 모드 제거(common mode rejection)를 사용하기 위해서 증폭기(U280A)의 차동 입력단에 연결함으로써 실질적으로 감소된다. 도 3의 b에서, 도 3의 a에서와 동일한 성분 명칭이 사용되는데, 새로운 성분과 값은 3자리 숫자로 지정된다. 공통 모드 입력 연결은 일예로 20 Ω인 저항(R320)에 의해 제공되는데, 상기 저항(R320)은 증폭기(U280A)의 차동 입력단들 사이에 연결된다. 바이어스 전압 분배기 저항(R300 및 R310)은 도 3의 a에 도시된 값에 비해 2의 인자만큼 증가된다. 본 발명의 장치의 동작은 다음과 같다.

간섭성의 고 주파수 누화 신호(Vhf)는, 도 3의 b에서, 예시적인 표유 커패시턴스(Css)를 통해서, 일예로, 증폭기(U280A)를 포함하는 예컨대 TL082 타입의 IC 패키지의 다른 증폭기부(미도시)의 인접 단자들 사이에 연결되는 것으로 도시되어 있다. 대안적으로, 다른 누화가 광 센서 증폭기(U280A)의 인버팅 입력단에 연결된 회로나 인접 회로 보드 컨덕터 사이에서 발생할 수 있다. 저항(R320)은 공통 모드 입력 신호를 형성하기 위해서 간섭 신호의 상당히 큰 부분을 증폭기(U280A)의 비-인버팅 입력단에 연결하도록 유리하게 배치된다. 실질적으로 동일한 신호를 두 입력단에 인가하는 것은 신호(Vhf)로부터 발생하는 누화 성분(Vx)이 진폭에 있어 상당히 감소되는 출력 신호(Vo)를 산출한다. 그러나, 비록 증폭기(U280A) 주위의 피드백이 두 입력단을 동일한 전위로 유지하려고 할 지라도, 저항(R320)은 입력이 서로 다르도록 보장하는 비-인버팅 입력단에 감쇠기 부분을 형성한다. 이러한 차이는 결국 인버팅 입력단에서 음의 피드백 신호를 발생시키고, 신호 피킹 효과를 발생시키는 양의 피드백을 형성하기 위해서 비-인버팅 입력단에 부분적으로 연결된다.

누화 신호(Vhf)에 대한 증폭기(U280A)의 신호 이득은 커패시터(Css 및 C1)에 의해 형성되는 커패시터 분배기에 의해 분배되고, 도 3의 b에 도시된 예시적인 값을 통해서는, 30 KHz 범위에 있는 간섭 신호에 대해 "1"과 "2" 사이이다. 이 이득 값은 커패시터(Cs 및 C1)에 의해서 형성된 커패시터 분할기에 제공되는 진폭의 개방 루프 이득 레벨로부터 상당히 감소되는데, 상기 커패시터(Cs 및 C1)는 도 3의 a에 있는 회로 장치에서 간섭 신호(Vinf)를 분배한다. 연결 저항(R320)의 값은 증폭기(U280A)를 위한 입력 전압 오프셋 사양(specification)에 근거하여 선택된다. 증폭기(U280A)의 오프셋 전압은 공통 모드 연결 저항(R320)으로 나누어지는 저항(R300 및 R310)의 병렬 레지스턴스{(R300//R310)/R320}에 의해서 비-인버팅 입력단에 형성되는 감쇠기의 비율만큼 증폭될 것이다. 일예로, 도 3의 b에 묘사된 저항 값을 통해서, 비율이 거의 70:1이고, 따라서 +/- 5 ㎷의 예시적인 입력 오프셋 전압을 갖는다면, 연산 증폭기는 예시적인 오프셋 신호를 70 배로 증폭하여 증폭기(U280A)의 인버팅 입력단에서 대략 +/- 350 ㎷의 변동을 발생시킬 것이다. 광 센서(S1 내지 S8)에 걸쳐서 0.5와 3 V 사이의 바이어스 전압을 유지시키는 것이 중요하다. 이러한 바이어스 전압은 두 입력단을 동일한 전위로 유지하려고 하는 연산 증폭기의 피드백 작용으로 인해서 인버팅 입력단에 형성된다. 그러므로, 비-인버팅 입력단에서의 전압은 인버팅 입력단에 의해서 추적된다. 오프셋으로 인한 증폭기 출력 전압 스윙은 앞서 설명된 감쇠로 인한 비-인버팅 입력단에서의 스윙 보다 더 크게 될 것이다. 그러나, 이러한 증폭된 오프셋 전압은 중요하지 않은데, 그 이유는 저역 필터 커패시터(C3)가 증폭기 출력단에서 DC 성분을 차단하기 때문이다. -0.8 V의 공칭적인 광 센서 바이어스가 전위 분배기 저항(R300 및 R310)에 의해서 형성된다. 이러한 바이어스 값은 500 ㎷ 이상의 광 센서 트랜지스터를 위한 바이어스를 유지하기 위해서 충분한 헤드 룸(head room)을 제공하도록 선택된다.

저항(R29)과 커패시터(C2)의 병렬 결합에 의해 음의 피드백이 제공되는데, 상기 저항(R29)과 커패시터(C2)는 증폭기(U280A)의 출력단으로부터 인버팅 입력단에 연결된다. 이러한 피드백은 공통 모드 저항(R320)에 걸리는 전압이 실질적으로 "0"이 되도록 함으로써 간섭 신호(Vinf)의 전압 진폭도 마찬가지로 감소된다. 피드백은 공통 모드 저항(R320)에 걸리는 실질적으로 "0"인 전압을 생성하기 때문에, 센서 전류(Iill)는 저항(R320)을 통과해 흐르는 것이 실질적으로 차단되고 피드백 저항(R29)을 통과해서 효과적으로 흐름으로써 증폭기(U280A)의 출력단에서 센서 신호 전압(Vs)을 생성한다.

진폭-주파수 응답 좌표가 도 5에 도시되어 있는데, 여기서 커브(B)는 50 ㎂의 입력 센서 전류 펄스를 갖는 저항(R27)과 커패시터(C4) 사이의 제 2 필터부에서 측정되는 피드백 증폭기(U280A)의 광 센서 신호 응답을 나타낸다. 도 6의 커브(B)는 10 ㎊ 커패시턴스를 통해 인버팅 입력단에 연결되는 1 V 진폭의 간섭 신호에 영향을 받을 때 피드백 증폭기(U280A)의 응답을 나타낸다.

도 5 및 6에서 A로 표시된 각 커브에 대한 고찰은, 회로(280)의 처리 장치가 거의 2:1 또는 6dB인 센서 신호대 간섭 비율을 제공한다는 것을 나타낸다. 따라서, 비록 도 3의 a에 있는 회로(280)가 주위 광에 대한 센서 응답의 훌륭한 억제와 센서 하니스 픽업(sensor harness pickup)을 제공할 지라도, 신뢰적인 프로젝트 마커 검출을 제공하는 능력이 도 6의 커브(A)에 도시된 바와 같은 최소의 센서 신호대 간섭 비율에 의해서 절충된다. 회로(280A)에 있는 본 발명의 처리 장치는 간섭 신호 픽업의 제거를 위해 공통 모드 입력단을 사용하고, 또한 저항(R320)을 연결함으로써 도 5 및 6의 커브(B)에 도시된 필요 및 불필요 신호의 좌표에 도시된 바와 같이 진폭-주파수 응답을 피크로 하는 피드백을 유리하게 제공한다. B 커브들의 비교는, 대역 통과 처리 장치의 고 주파수 응답이 대략 60 KHz로부터 대략 8 KHz까지 상당히 감소되는 것을 나타내는데, 이것은 스캔 관련 간섭 신호를 회로(280A)의 처리 장치의 통과대역 밖에 위치시킨다. 저항(R320)은 공통 모드 입력 연결을 가능하게 하는 것 외에도 저항(R29)을 통해 출력단으로부터 비-인버팅 입력단으로의 양의 피드백을 또한 제공한다. 이러한 양의 피드백은 대역통과 주파수 범위 내의 대략 7 KHz에서 발생하는 공진 또는 피킹 효과를 발생시키고, 이것은 회로(280)의 필요 신호의 증가에 비해서 거의 2.5 배만큼 필요 신호를 증가시킨다. 도 5의 커브(B)는 50 ㎂ 센서 입력 신호를 대략 53㎷의 진폭을 갖는 출력 신호로 유리하게 변환하는 것을 나타낸다. 간섭 신호에 대해서, 최종 출력 전압 진폭은 회로(280)의 성능에 비교해 볼 때 대략 1/3, 즉 3㎷까지 감소된다. 프로세서 대역폭의 감소 및 대역통과 피킹의 사용은 필요 신호대 불필요 신호 비율을 유리하게 향상시킨다. 도 5 및6에 있는 각각의 B 커브에 대한 비교는 회로(280A)가 거의 16:1 또는 24 dB의 센서 신호대 간섭 비율을 제공한다는 것을 보여준다.

간섭 전압 신호의 공통 모드 제거와 연계하는(in combination with) 센서 전류 신호에 대한 전류-전압 변환과 그 결과로 인한 대역통과 응답 피킹에 대한 본 발명의 결합은 최적화된 센서 신호대 간섭 비율이 검출기(275)에 연결되는 것을 보장한다. 검출을 위해 연결되는 센서 신호는 도 3의 a에 있는 장치를 위해서 설명된 것으로부터 실질적으로 불변하지만, 고 주파수 누화 간섭이 대부분 없어지는 한편 주위 조명의 훌륭한 제거를 유지한다.

상술한 바와 같이, 본 발명은 프로젝트된 컨버전스 이미지를 나타내는 센서 신호의 주파수 성분을 향상시키고, 주위 광을 나타내는 센서 신호의 주파수 성분을 감쇠시키는 등의 효과를 가진다.

Claims

불필요한 조명(unwanted illumination)의 영향을 받고, 스크린 이미지 측정 장치를 포함하는 프로젝션 디스플레이 장치(projection display apparatus)로서, 상기 장치는,

프로젝트된 이미지(M)에 의한 조명에 반응하는 제 1 성분과 상기 불필요한 조명에 의한 조명에 반응하는 제 2 성분(Vinf)을 갖는 출력 신호(Iill)를 생성하기 위해, 스크린(700)의 가장자리에 인접하여 위치되는 광 센서(S1 내지 S8)와;

상기 출력 신호(Iill)의 상기 제 1 성분은 통과시키고 상기 출력 신호(Iill)의 상기 제 2 성분(Vinf)의 진폭은 감쇠시키기 위해, 상기 출력 신호(Iill)를 필터링하도록 상기 광 센서(S1 내지 S8)에 연결되는 필터(C3, C4, R27, R28)를

특징으로 하는, 프로젝션 디스플레이 장치.
제 1항에 있어서, 상기 필터링된 출력 신호(Iill)를 수신하는 검출기(275)는 상기 출력 신호(Iill)의 상기 제 1 성분에만 반응하는 것을 특징으로 하는, 프로젝션 디스플레이 장치.
제 1항에 있어서, 상기 필터링된 출력 신호(Iill)를 수신하는 검출기(275)는 상기 출력 신호(Iill)의 상기 감쇠된 제 2 성분(Vinf)에는 반응하지 않는 것을 특징으로 하는, 프로젝션 디스플레이 장치.
제 1항에 있어서, 상기 필터(C3, C4, R27, R28)는 대역통과 특성을 갖고 연산 증폭기(U280)를 포함하는 것을 특징으로 하는, 프로젝션 디스플레이 장치.
제 1항에 있어서, 상기 필터(C3, C4, R27, R28)는 능동 저역 필터(U280, R29, C2)와 수동 고역 필터(C3, C4, R27, R28)를 포함하는 것을 특징으로 하는, 프로젝션 디스플레이 장치.
프로젝션 디스플레이 장치를 위한 자동 컨버전스 장치(convergence arrangement)로서,

프로젝션을 위한 컨버전스 이미지(M)를 생성하고 상기 프로젝트된 컨버전스 이미지(M)의 측정에 반응하여 컨버전스 에러 정정을 결정하는 디지털 컨버전스 회로(300)와;

상기 프로젝트된 컨버전스 이미지(M)와 주위 광(ambient light)에 의한 조명에 반응하여 센서 신호(Iill)를 생성하기 위해, 상기 프로젝트된 컨버전스 이미지(M)를 위한 디스플레이 표면(700)에 인접하여 위치되는 광 센서(S1 내지 S8)와;

상기 프로젝트된 컨버전스 이미지(M)를 나타내는 상기 센서 신호(Iill)의 주파수 성분은 향상시키고, 상기 주위 광을 나타내는 상기 센서 신호의 주파수 성분은 감쇠시키는 특성을 갖는 상기 센서 신호를 위한 필터(C3, C4, R27, R28)로서,상기 필터에 의해 처리되는 상기 센서 신호(Iill)는 측정을 위해 상기 디지털 컨버전스 회로(300)에 연결되는, 상기 필터(C3, C4, R27, R28)를

포함하는, 자동 컨버전스 장치.
제 6항에 있어서, 상기 필터(C3, C4, R27, R28)는 대역 통과 주파수 특성을 갖는 것을 특징으로 하는, 자동 컨버전스 장치.
제 7항에 있어서, 상기 대역 통과 필터 주파수 특성은 DC 신호의 송신을 차단하는 것을 특징으로 하는, 자동 컨버전스 장치.
제 6항에 있어서, 상기 주위 광에 의한 상기 조명 레이트(illumination rate)는 60 Hz의 레이트보다 작은 주파수에서 발생하는 것을 특징으로 하는, 자동 컨버전스 장치.
제 6항에 있어서, 상기 프로젝트된 컨버전스 이미지(M)에 의한 상기 조명 레이트는 60 Hz의 레이트보다 큰 복수의 주파수에서 발생하는 것을 특징으로 하는, 자동 컨버전스 장치.
제 6항에 있어서, 상기 필터(C3, C4, R27, R28)는 대역 통과 주파수 특성을 갖는 연산 증폭기(U280)를 포함하는 것을 특징으로 하는, 자동 컨버전스 장치.
제 7항에 있어서, 상기 필터 특성은 상기 프로젝트된 컨버전스 이미지(M)에 의해 생성된 상기 복수의 주파수 내에 있는 주파수를 통과시키도록 선택되는 것을 특징으로 하는, 자동 컨버전스 장치.
프로젝트된 이미지 보다 더 큰 인텐시티(intensity)를 갖는 주위 조명이 존재하는 상황에서 표면상에 이미지를 프로젝트하는 비디오프로젝션 이미지 디스플레이 장치를 위한 자동 제어 장치(arrangement)로서,

상기 프로젝트된 이미지(M) 및 상기 주위 조명에 의한 조명을 위해 위치되는 광 센서(S1 내지 S8)로서, 상기 프로젝트된 이미지(M)와 상기 주위 조명의 상기 인텐시티를 나타내는 성분을 갖는 신호(Iill)를 생성하는, 상기 광 센서(S1 내지 S8)와;

상기 각각의 인텐시티를 나타내는 상기 성분을 가지면서 필터링된 출력 신호(Isen)를 생성하는 상기 신호(Iill)를 위한 필터(C3, C4, R27, R28)로서, 상기 각각의 인텐시티를 나타내는 상기 성분은 상기 프로젝트된 이미지를 나타내는 상기 성분(Iill)이 상기 주위 조명을 나타내는 상기 성분 보다 더 큰 진폭을 갖도록 변경되는, 필터(C3, C4, R27, R28)와;

상기 필터 출력 신호(Isen)에 존재하는, 상기 프로젝트된 이미지(M)를 나타내는 상기 성분(Iill)의 측정에 따라 상기 프로젝트된 이미지(M)의 컨버전스 제어를 제공하는 컨버전스 회로(300)를

특징으로 하는, 자동 제어 장치.
제 13항에 있어서, 상기 필터 특성은 상기 프로젝트된 이미지를 나타내는 상기 성분을 증폭하는 것을 특징으로 하는, 자동 제어 장치.
제 13항에 있어서, 상기 필터 특성은 상기 주위 조명을 나타내는 상기 성분을 감쇠시키는 것을 특징으로 하는, 자동 제어 장치.