KR20020014778A - 부호분할다중접속 이동통신시스템의 채널 부호화/복호화장치 및 방법 - Google Patents

부호분할다중접속 이동통신시스템의 채널 부호화/복호화장치 및 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20020014778A
KR20020014778A KR1020010049821A KR20010049821A KR20020014778A KR 20020014778 A KR20020014778 A KR 20020014778A KR 1020010049821 A KR1020010049821 A KR 1020010049821A KR 20010049821 A KR20010049821 A KR 20010049821A KR 20020014778 A KR20020014778 A KR 20020014778A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
linear combinations
vectors
code
symbols
linear
Prior art date
Application number
KR1020010049821A
Other languages
English (en)
Other versions
KR100393618B1 (ko
Inventor
김재열
Original Assignee
윤종용
삼성전자 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 윤종용, 삼성전자 주식회사 filed Critical 윤종용
Publication of KR20020014778A publication Critical patent/KR20020014778A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100393618B1 publication Critical patent/KR100393618B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/10—Code generation
    • H04J13/12—Generation of orthogonal codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0057—Block codes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
    • H03M13/05—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
    • H03M13/13—Linear codes
    • H03M13/136—Reed-Muller [RM] codes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/63—Joint error correction and other techniques
    • H03M13/635—Error control coding in combination with rate matching
    • H03M13/6362—Error control coding in combination with rate matching by puncturing
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0067—Rate matching
    • H04L1/0068—Rate matching by puncturing
    • H04L1/0069—Puncturing patterns

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Probability & Statistics with Applications (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Error Detection And Correction (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
  • Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)

Abstract

본 발명은 부호분할다중접속 이동통신시스템에서 TFCI 부호발생기 및 이를 구현하기 위한 방법에 관한 것으로, 특히 효과적인 오류 정정 성능을 얻기 위한 최소거리를 가질 수 있도록 하는 천공위치들을 결정하여 TFCI 비트들을 부호화한 후 부호화된 소정 개수의 심볼들 중 결정된 천공위치들의 심볼들을 천공하여 송신하는 장치를 제안함으로서 오류 정정 성능을 향상시킬 수 있을 뿐만 아니라 천공위치를 간단한 규칙성에 의해 결정함으로서 부호화를 위한 구성과 복호화를 위한 구성을 간소화할 수 있다.

Description

부호분할다중접속 이동통신시스템의 채널 부호화/복호화 장치 및 방법{CHANNEL CODING/DECODING APPARATUS AND METHOD FOR A CDMA MOBILE COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 부호분할다중접속 이동통신시스템의 부호발생기에 관한 것으로, 특히 TFCI 부호발생기 및 이를 구현하기 위한 방법에 관한 것이다.
일반적으로 부호분할다중접속을 수행하는 차세대 이동통신시스템(이하 'IMT2000 시스템'이라 칭함)에서는 하나의 물리적 채널 안에 음성서비스, 화상서비스, 데이터서비스 등을 지원하기 위한 여러 가지 서비스 프레임들을 같이 전송한다. 상기 서비스 프레임들은 고정된 데이터 전송율로 전송되거나 가변적인 데이터 전송율로 전송된다. 상기 고정된 데이터 전송율로 전송되는 서로 다른 서비스들은 각각의 서비스 프레임의 확산 레이트(spreading rate)를 수신측에 일일이 알려줄 필요가 없다. 하지만, 상기 가변적인 데이터 전송율로 전송되는 서비스들은 데이터 전송율이 서비스 중간에 달라질 수 있으므로 각각의 서비스 프레임들의 확산 레이트를 수신측에 알려줘야 한다. 상기 확산 레이트는 상기 데이터 전송율에 의해 결정된다.
한편, 상기 IMT2000 시스템에서는 데이터의 전송속도와 데이터의 확산 레이트가 반비례한다. 상기 각각의 서비스가 사용하는 프레임들의 전송속도가 다른 경우에 현재 전송되고 있는 서비스의 조합을 알려주는 역할을 하는 것이 전송 포맷 조합 표시비트(TFCI)이다. 상기 TFCI는 해당하는 각각의 서비스들이 올바르게 수신될 수 있도록 한다.
NB-TDD(Narrowband TDD)의 경우 상기 TFCI의 사용 예는 도 1과 같다. 특히, 상기 NB-TDD(Narrowband TDD)에서는 고속 데이터 전송을 위하여 8PSK(Phase shift Keying) 변조(modulation)를 사용하고, 이 때 상기 TFCI의 값은 길이 24인 부호로 부호화되어 전송된다.
상기 도 1을 참조하면, 하나의 프레임은 두 개의 서브 프레임들로 구성된다. 한편, 상기 서브 프레임들은 7개의 타임 슬롯(Time Slot, 이하 "TS"라 칭함)들과 다운링크 파일럿 타임슬롯(DwPTS), 신호 전송이 없는 가이드 피리어드(Guard Period) 및 업링크 파일럿 타임슬롯(UpPTS)을 포함한다. 상기 7개의 TS들은 다운링크용과 업링크용으로 구분된다. 상기 다운링크용 TC는 상기 7개의 TS들 중 TS#0, TS#4, TS#5 및 TS#6이며, 상기 업링크용 TS는 상기 7개의 TS들 중 TS#1, TS#2 및 TS#3이다. 상기 TS는 데이터 심볼들을 저장하는 데이터 영역들과, 상기 데이터 영역들 각각에 저장된 데이터 심볼들에 대응한 TFCI들을 저장하는 두 개의 TFCI 영역들과, 전력 제어를 위한 미드엠블을 저장하는 영역과, SS 심볼들을 저장하는 영역 및 TPC 심볼들을 저장하는 영역으로 이루어진다. 이때, 상기 프레임의 길이(Tf)는 10ms이며, 상기 서브 프레임의 길이(Tsf)는 5ms이다. 또한, 상기 TS들 각각의 길이(Tslot)는 0.625ms이다.
도 2는 NB-TDD 방식의 프레임을 전송하는 부호분할다중접속 이동통신시스템의 송신기 구조를 도시한다.
상기 도 2를 참조하여 종래 부호분할다중접속 이동통신시스템의 송신기 구조를 설명하면, TFCI 비트들은 TFCI 부호화부(200)에 입력되며, 상기 TFCI 부호화부(200)는 상기 TFCI 비트들을 소정 부호율에 의해 부호화하여 TFCI 부호화 심볼들을 발생한다. 상기 TFCI 부호화 심볼들은 제1멀티플렉서(제1MUX)(210)에 입력된다. 이때, 상기 도 1의 하나의 슬롯 내에 포함된 데이터 심볼, SS 심볼 및 TPC 심볼로 구성되는 기타신호들이 상기 제1MUX(210)의 다른 입력으로 인가된다. 상기 TFCI 부호화 심볼들과 상기 데이터 심볼들, SS 심볼들 및 TPC 심볼들은 상기 제1MUX(210)에서 멀티플렉싱된다. 상기 멀티플렉싱된 신호들은 채널 확산기(220)에 입력되어 직교부호로 채널확산된다. 상기 직교부호로 확산된 신호는 스크램블러(230)에 입력되어 스크램블링 코드와 스크램블링되어진 후 제2멀티플렉서(제2MUX)(240)에 입력된다. 이때, 상기 제2MUX(240)의 다른 입력으로 미드엠블(Midamble) 신호가 입력되어 상기 스크램블링 되어진 신호와 멀티플렉싱됨으로서 상기 도 1에서 보이고 있는 슬롯 구조를 가지는 신호가 출력된다. 상기 제1MUX(210) 및 상기 제2MUX(240)는 제어부의 제어에 의해 상기 도 1에서 보이고 있는 프레임 구조를 출력한다. 한편, 상기 제어부는 도면에서 보이고 있지는 않다.
도 3은 전술한 송신기에 대응한 종래의 NB-TDD방식 수신기의 간략한 구성을 도시하고 있다.
상기 도 3을 참조하여 수신기의 구조를 설명하면, 상기 송신기로부터 수신된신호는 제1디멀티플렉서(제1DeMUX)(340)에 의해 디멀티플렉싱되어 미드엠블(Midamble) 신호가 분리된다. 상기 미드엠블 신호가 분리된 신호들은 디스크램블러(330)에 입력되어 상기 송신기에서 사용된 스크램블링 코드로 디스크램블링 되어진다. 상기 디스크램블링 되어진 신호들은 채널 역확산기(320)에 입력되어 상기 송신기에서 사용된 직교부호로 역확산된다. 상기 역확산된 신호는 제2디멀티플렉서(제2DeMUX)(310)에 입력되어 TFCI 부호화 심볼과 그 외의 기타 신호들을 분리한다. 상기 기타 신호는 데이터 심볼들, TCP 심볼들 및 SS 심볼들을 의미한다. 상기 분리되어진 TFCI 부호화 심볼들은 TFCI 복호화기(300)에 의해 복호화되어 TFCI 비트들로 출력된다.
상기 TFCI 비트들은 전송 정보들의 조합에 따라 1-2비트로 표현되어 2-4가지의 조합을 나타내거나, 3-5비트로 표현되어지는 디폴트 TFCI 비트들은 8-32개의 조합을 나타낸다. 또한, 6-10비트로 표현되어지는 확장된 TFCI 비트들은 64-1024개의 조합을 표현한다. 상기 TFCI 비트들은 수신기에서 수신 프레임 전송관련 정보를 해석하기 위해 반드시 필요한 정보이다. 따라서, 상기 TFCI 비트들에 전송 오류가 발생한다면 수신기에서는 각 서비스들의 프레임을 올바르게 수신하지 못하는 경우가 발생한다. 이러한 이유로 인해 상기 TFCI 비트들은 전송 중에 오류가 발생하더라도 수신기에서 오류를 정정할 수 있는 성능이 우수한 오류정정부호를 사용하여 부호화된다.
도 4에는 5비트로 표현되는 디폴트 TFCI의 오류정정부호화 방식의 예가 도시되어 있다. 상기 도 4에서 보여지고 있는 예는 (24,5) 부호화부를 그 구성으로 하고 있다. 즉, 5비트로 표현되는 디폴트 TFCI 비트들을 부호화하여 24 심볼의 TFCI 부호화 심볼을 출력하는 구성을 도시하고 있다.
상기 도 4에 도시된 바와 같이 1-32 사이의 TFCI 정보는 5비트로 표현되어, (16,5) 상호직교부호(Bi-orthogonal) 부호기(400)로 입력되며, 상기 (16,5) 상호직교부호 부호기(400)에 의해 16 심볼의 TFCI 부호화 심볼들로 출력된다. 상기 16 심볼의 TFCI 부호화 심볼들은 반복기(410)로 입력된다. 상기 반복기(410)는 상기 입력된 TFCI 부호화 심볼들의 짝수 번째 심볼들은 그대로 출력하고, 홀수 번째 심볼들은 반복하여 출력함으로서 총 24개의 TFCI 부호화 심볼들을 출력한다. 전술한 예에서는 TFCI 비트들로서 5비트가 입력되는 경우에 대해 설명하였으나 5비트보다 작은 비트 수의 TFCI 비트들이 입력되는 경우에는 상기 입력되는 TFCI 비트들의 앞에 부족한 비트 수만큼의 0을 추가하여 5비트 길이로 만들어진다.
상기 도 4의 (16,5) 상호직교부호(Bi-orthogonal) 부호기(400)의 부호간 최소거리(minimum distance)는 8이다. 또한, 상기 도 4의 반복기(410)를 거치더 라도 (24,5)부호로써 최소거리가 8이 된다. 일반적으로 이진 선형 부호(Binary Linear Codes)의 오류 정정 능력은 이진 선형부호의 각 부호간 최소거리에 따라 결정된다. 입력 정보비트를 부호화하여 출력하는 부호화 심볼의 수에 따른 최적부호(optimal code)가 되기 위한 이진 선형 부호의 입력과 출력 값에 따른 부호간의 최소거리는 하기의 참조문언[1]에 기술되어 있다.
**참조문헌[1] An Updated Table of Minimum-Distance Bounds for Binary Linear Codes (A.E. Brouwer and Tom Verhoeff, IEEE Transactions on informationTheory, VOL 39, NO. 2, MARCH 1993)**
상기 도 4에서 전송되는 TFCI 비트가 5비트이고, TFCI 부호화 비트가 24 심볼임을 생각하면 상기 참조문헌[1]에서 요구하는 최적부호의 각 부호간 최소거리는 12이다. 그러나 상기 도 4에서 보이고 있는 부호화부로부터 출력되는 부호화 심볼들간의 최소거리는 8이므로, 이는 최적부호를 가진다고 할 수 없다. 상기 도 4의 오류정정부호화 방식에서 최적부호를 가지지 못한다면 동일한 채널환경에서 TFCI 비트들의 오류 발생 확률이 커진다. 이로 인해 수신기에서 데이터 프레임의 전송율을 잘못 인식하는 경우가 증가하여 상기 데이터 프레임에 대한 오류율이 증가하게된다. 따라서, 상기 TFCI 비트들의 부호화를 통해 최적부호를 얻을 수 있도록 하는 오류정정부호화 방식이 절실하게 요구된다.
전술한 바와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은 TFCI 비트들을 사용하는 부호분할다중접속 이동통신시스템에서 최적부호를 생성할 수 있는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 최적부호가 생성될 수 있도록 일차 리드뮬러 부호를 천공하기 위한 최적의 천공 위치를 결정하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 오류 정정 성능이 우수한 일차 리드뮬러 부호를 얻기 위한 최적의 천공 위치를 결정하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 부호화된 입력 정보비트들을 최적의 천공위치들에의해 천공하여 전송하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 최적의 천공위치에 따라 천공된 일차 리드뮬러 부호에 의해 입력 정보비트들을 부호화하여 전송하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 입력 정보비트에 의해 선택되어지는 천공된 부호화 심볼열을 선택하여 출력하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 일차 리드뮬러 부호에 의해 부호화된 입력 정보비트들을 송신기에서 사용한 최적의 천공위치를 이용하여 복호화하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 최적의 천공위치에 따라 천공된 일차 리드뮬러 부호에 의해 부호화된 입력 정보비트들을 복호화하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
전술한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 제1견지에 있어 본 발명은 k의 입력 정보비트들에 의해 2k개의 일차 리드뮬러 부호들로부터 2k-2t개의 일차 리드뮬러 부호를 발생하는 방법에 있어서, 상기 k를 차수로 하는 벡터들에 대해 선형독립이며, 상기 k를 차수로 하는 t개의 벡터들을 선택하는 과정과, 상기 선택한 t개의 상기 벡터들을 선형 조합하여 2t개의 선형 조합들을 발생하는 과정과, 상기 2t개의 선형 조합들에 대응하는 2t개의 천공위치들을 구하는 과정과, 상기 2k개의 일차 리드뮬러 부호로부터 상기 2t개의 천공위치들을 천공하여 상기 2k-2t개의 일차 리드뮬러 부호를 발생하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
전술한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 제2견지에 있어 본 발명은 부호분할다중접속 이동통신시스템의 송신기에서 k개의 입력 정보비트들을 부호화하여 전송하는 부호화 장치에 있어서, 상기 k개의 입력 정보비트들을 2k개의 비트들로 이루어진 일차 리드뮬러 부호들로 부호화하여 2k개의 부호화 심볼들을 출력하는 부호기와, 상기 k를 차수로 하는 벡터들에 대해 선형독립인 t개의 벡터들을 선택하고, 상기 2t개의 부호화 심볼들로부터 상기 선택한 t개의 상기 벡터들을 선형 조합한 2t개의 선형 조합들 각각에 대응하는 천공위치들의 부호화 심볼들을 천공하여 2k-2t개의 부호화 심볼들을 출력하는 천공기를 포함함을 특징으로 한다.
도 1은 종래 협대역 시분할 듀플렉스 방식을 사용하는 부호분할 다중접속 통신시스템에서의 프렘임 구조를 설명하는 도면.
도 2는 종래 전송 포맷 조합 표시비트를 전송하기 위한 부호분할다중접속 이동통신시스템의 송신기 구조를 보여주고 있는 도면.
도 3은 도 2에서 보이고 있는 송신기에 대응한 종래 부호분할다중접속 이동통신시스템의 수신기 구조를 보이고 있는 도면.
도 4는 종래 (24,5) TFCI 부호화부의 구조를 보이고 있는 도면.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 최적의 천공위치를 구하기 위한 처리 흐름을 보여주고 있는 도면.
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 송신기에 구비된 부호화부의 구조를 보여주고 있는 도면.
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 수신기에 구비된 복호화부의 구조를 보여주고 있는 도면.
도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 부호기의 일 예를 보여주고 있는 도면.
도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 부호기의 다른 예를 보여주고 있는 도면.
이하 본 발명에 따른 도면을 참조하여 상세히 설명하면 다음과 같다.
우선, 본 발명은 TFCI 비트를 사용하는 CDMA 이동통신시스템에서 최적부호를 생성하도록 상기 TFCI 비트를 부호화하는 방법이다. 예컨대, 길이 32인 일차 리드뮬러(first order Reed Muller) 부호에 의해 출력된 부호화 심볼들 중 8 심볼을 천공함으로써 얻어지는 천공된 (24,5) 일차 리드뮬러 부호를 CDMA 이동통신시스템에 적용하는 하는 것이다. 즉, 상기 천공된 (24,5) 일차 리드뮬러 부호는 길이 32인 일차 리드뮬러(punctured first order Reed Muller) 부호에 의해 출력된 32개의 부호화 심볼들 중 8 심볼들을 천공한 24개의 부호화 심볼이다. 상기 일차 리드뮬러부호는 직교부호에 갈음하며, 후술되는 본 발명에 따른 설명에서는 월시부호로서 상기 직교부호를 대신한다.
이때, 상기 8 심볼을 천공하는 천공위치가 달라지면 상기 천공된 (24,5) 일차 리드뮬러 부호의 최소거리(dmin: minimum distance)는 달라질 수 있다. 상기 최소거리는 여러 부호어의 해밍거리 값들 중 가장 작은 값을 지칭하는 것이다. 한편, 상기 최소거리가 클수록 선형 오류정정부호(Linear Error Correcting Code)에 있어서 오류 정정 성능이 우수하다. 즉, 전술한 바와 같이 상기 선형 오류정정부호(Linear Error Correcting Code)의 성능을 나타내는 척도(measure)로서는 오류정정부호의 부호어(codeword)의 해밍 거리(Hamming distance) 분포를 들 수 있다. 이는 각각의 부호어에서 0이 아닌 심볼들의 개수를 의미한다. 즉, "0111"이 어떤 부호어라면 이 부호어에 포함된 1의 개수, 즉, 해밍거리는 3이다. 이러한 해밍거리 값들 중 가장 작은 값에 해당하는 최소거리가 클수록 일차 리드뮬러 부호의 오류 정정 성능이 우수함을 뜻하게 되는 것이다. 이는, 상기 길이 32인 일차 리드뮬러(punctured first order Reed Muller) 부호에서 우수한 오류 정정 성능을 가지는 천공된 (24,5) 일차 리드뮬러 부호를 만들기 위해서는 천공위치를 구하는 것이 중요함을 나타낸다.
실제로, (24,5) 일차 리드뮬러 부호는 (32,5) 일차 리드뮬러 부호에서 23= 8 심볼을 천공함으로써 얻어진다. 이를 일반적으로 표현하면 (2k,k) 일차 리드뮬러 부호에서 2t비트를 천공함으로써 얻어진 (2k-2t,k) 일차 리드뮬러 부호에 k=5, t=3을적용한 특정 예이다. 상기 (2k-2t,k) 일차 리드뮬러 부호를 발생하는 부호기는 최소거리 2k-1-2t-1을 갖는다.
따라서, 본 발명에서는 (2k,k) 일차 리드뮬러 부호에서 2t비트를 천공함으로써 얻어진(2k-2t,k) 일차 리드뮬러 부호를 생성함에 있어서 상기 부호를 최적화시키는 2t개의 천공위치를 구하는 방법을 후술하고자 한다. 한편, 이하 설명에서는 (2k-2t,k) 일차 리드뮬러 부호를 (2k-2t,k) 부호로 통칭하여 사용한다.
먼저, 상기한 바와 같은 최적의 천공위치를 구하는 방법을 설명하기 전에 본 발명의 배경이 되는 한가지 수학용어를 정의하기로 한다. k차 벡터v=(vk-1,...,v1, v0)를 원소로 하는 벡터공간 V에 대해서 선형 독립은 하기 <수학식 1>에서와 같이 정의된다.
도 5는 본 발명의 일 실시 예에 따른 CDMA 이동통신시스템에서 최적의 천공위치를 얻기 위한 제어 흐름을 보여주고 있는 도면이다.
상기 도 5를 참조하여 최적의 천공위치를 구하는 방법을 살펴보면, 500단계에서 상기 <수학식 1>에 의해 t개의 선형독립인 k차 벡터 v0,v1,..., vt-1을 선택한다. 상기 t개의 k차 벡터 선택이 완료되면 510단계에서는 상기 선택된 t개의 k차 벡터 v0,v1,...,vt-1에 대해 가능한 모든 선형 조합들을 계산한다. 상기 가능한 모든 선형 조합들은 하기 <수학식 2>에 의해 계산한다.
여기서, i는 선형조합 가지 수에 대한 인덱스를 의미하고, k는 상기 벡터의 차수를 나타내는 것으로 상기 벡터의 좌표의 개수를 의미한다.
이때, 상기 <수학식 2>에 의해 계산될 수 있는 총 가능한 선형조합들의 개수는 2t가 된다.
한편, 520단계에서는 상기 계산된 모든 가능한 2t개의 선형조합들에 대해서, 천공위치 pi를 하기 <수학식 3>에 의해 구하게 된다.
상기 <수학식 3>은 상기 2t개의 선형조합들(ci) 각각을 10진수로 변환하는 것이다.
이하 상기한 과정의 이해를 돕기 위해 k=5, t=3인 경우를 일 예로 하여(24,5)부호의 천공 위치를 구해보기로 한다.
먼저, 상기 500단계에서는 3개의 선형독립인 5차 벡터 v0, v1, v2로서, v0=(0,0,0,0,1), v1=(0,0,0,1,0), v2=(0,0,1,0,0)를 선택한다.
상기 500 단계에서 3개의 선형독립인 5차 벡터들을 선택하면 상기 510단계로 진행하여 상기 선택된 3개의 5차 벡터 v0, v1, v2각각에 대해 가능한 모든 선형 조합 ci을 상기 <수학식 2>에 의해 계산한다.
상기 <수학식 2>에 의해 모든 선형조합 ci를 구해보면,
c1=(0,0,0,0,0),
c2=v0=(0,0,0,0,1),
c3=v1=(0,0,0,1,1),
c4=v1+v0=(0,0,0,1,1),
c5=v2=(0,0,1,0,0),
c6=v2+v0=(0,0,1,0,1),
c7=v2+v1=(0,0,1,1,0),
c8=v2+v1+v0=(0,0,0,0,1)
이 된다.
상기 510단계에서 가능한 모든 선형조합들이 구하여지면, 520단계에서 상기 계산된 모든 가능한 23=8의 선형조합들에 대해서, 천공위치 pi를 상기 <수학식 3>을 이용하여 구한다. 상기 <수학식 3>에 의해 천공위치를 구하여 보면,
p1=024+023+022+021+020=0,
p2=024+023+022+021+120=1,
p3=024+023+022+121+020=2,
p4=024+023+022+121+120=3,
p5=024+023+122+021+020=4,
p6=024+023+122+021+120=5,
p7=024+023+122+121+020=6,
p8=024+023+122+121+120=7
이 된다.
따라서, 상기 k=5, t=3인 경우에 (32,5) 일차 리드뮬러 부호들의 0, 1, 2,3, 4, 5, 6, 7번째 심볼들을 천공하면, (24,5)부호로서 최적 부호를 얻을 수 있다.
실제로, 최적의 (24,5)부호를 구하기 위한 (32,5) 일차 리드뮬러 부호의 천공위치들은 상기의 위치들 이외에도 많이 존재한다. 이때, 상기 천공위치들 이외의 다른 천공위치들은 상기 선형조합 ci를 이용하여 구할 수 있다. 즉, k×k 인버터블 행렬(invertible matrix) A에 선형조합 ci를 곱한 벡터 c'i들에 대하여 상기 도 5의 520단계를 수행하면 다른 최적의 천공위치들을 구할 수 있다. 상기와 같은 k×k 인버터블 행렬(invertible matrix)은만큼 존재한다.
실제로 상기 k x k 인버터블 행렬은 역행렬이 존재하는 행렬로 생성하는 방법으로부터 상기 존재하는 개수를 쉽게 계산할 수 있다. 상기 k x k 인버터블 행렬을 구하는 방법으로 첫 번째 열에는 0 벡터가 아닌 어떤 k차 열 벡터를 선택하여 놓으면 되는데 이와 같은 경우의 수는 2k- 20만큼 존재한다. 두 번째 열에는 상기 0 벡터도 아니고, 상기 첫 번째 열에 사용된 열 벡터가 아닌 열 벡터를 선택하여 놓으면 되는데 이와 같은 경우의 수는 2K- 21만큼 존재한다. 세 번째 열에는 상기 첫 번째 열과 두 번째 열에 사용된 열 벡터의 선형조합으로 나타나는 열 벡터가 아닌 열 벡터를 선택하여 놓으면 되는데 이와 같은 경우의 수는 2K- 21만큼 존재한다. 이와 같은 방식으로 i번째 열에는 상기 첫 번째 열부터 i-1번째 열에 사용된 i-1개의 열 벡터의 선형조합으로 나타나는 열 벡터가 아닌 열 벡터를 선택하여 놓으면 되는데 이와 같은 경우의 수는 2k-2i-1만큼 존재한다. 상기와 같이 열 벡터를 선택하여 배치하게 되면, 인버터블 행렬을 쉽게 구할 수 있다. 이때, 상기 모든 인버터블 행렬의 개수는개가된다.
예를 들어 전술한 상기 예에 대해서 아래 <수학식 4>와 같은 5×5 인버터블 행렬(invertible matrix) A를 사용하여 설명한다..
이 때, k×k 인버터블 행렬(invertible matrix) A에 선형조합 ciT를 곱한 벡터 c'i를 구해보면,
c'1=Ac1T=(0,0,0,0,0)T,
c'2=Ac2T=(0,0,1,0,0)T,
c'3=Ac3T=(0,1,0,0,0)T,
c'4=Ac4T=(0,1,1,0,0)T,
c'5=Ac5T=(1,0,0,0,0)T,
c'6=Ac6T=(1,0,1,0,0)T,
c'7=Ac7T=(1,1,0,0,0)T,
c'8=Ac8T=(1,1,1,0,0)T
이 된다.
상기의 과정에서 T는 트랜스포즈(transpose)를 의미하는데, 상기 행으로 표현된 벡터 ciT를 트랜스포즈(transpose)하여 열의 벡터로 바꾼 후 행렬 A에 곱했다.
전술한 바에 의해 가능한 모든 선형조합들이 구하여 지면, 상기 520단계에서 상기 계산된 벡터 c'iT에 대해서, 천공위치 pi를 상기 <수학식 3>을 이용하여 구한다. 상기 <수학식 3>에 의해 천공위치를 구하여 보면,
p1=024+023+022+021+020=0,
p2=024+023+122+021+020=4,
p3=024+123+022+021+020=8,
p4=024+123+122+121+020=12,
p5=124+023+022+021+020=16,
p6=124+023+122+021+020=20,
p7=124+123+022+021+020=24,
p8=124+123+122+021+020=28
이 된다.
따라서, 상기 k=5, t=3인 경우에 (32,5) 일차 리드뮬러 부호에 대해 다른 최적의 천공위치들인 0, 4, 8, 12, 16, 20, 24, 28번째 심볼을 천공하면, (24,5)부호로서 최적의 부호를 얻을 수 있다..
다음으로, 하기에 나타날 실시 예에서는 상기에서 제공된 (2k- 2t,k)부호를 사용하는 예로써 특히 앞에서 구한 두 가지 천공위치들을 사용한 (24,5)부호를 사용하는 예들을 나타낸다.
제1실시 예
발명의 제1실시 예에서는 전술한 생성방법에 따른 송신기의 부호화 장치 및 방법을 제공한다. 도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 CDMA 이동통신시스템의 송신기에 구비된 부호화부의 구성을 보여주고 있는 도면이다.
상기 도 6을 참조하면, 5비트의 입력 정보비트들(a0,a1,a2,a3,a4)은 (32,5) 일차 리드뮬러 부호기(600)의 입력으로 인가된다. 상기 5비트의 입력 정보비트들(a0,a1,a2,a3,a4)을 입력받은 상기 일차 리드뮬러 부호기(600)는 상기입력 정보비트들(a0,a1,a2,a3,a4)을 부호화하여 32개의 부호화 심볼들로 이루어진 부호화 심볼열을 출력한다.
도 8은 상기 일차 리드뮬러 부호기(600)의 일 예로서 그 상세 구성을 보이고 있는 도면이다.
상기 도 8을 참조하여 상기 일차 리드뮬러 부호기(600)에 대해 보다 구체적으로 살펴보면, 상기 5비트의 입력 정보비트들 a0,a1,a2,a3,a4는 각각이 대응하는 승산기 840, 841, 842, 843, 844로 입력된다. 이 때, 월시부호 발생기(810)에서는 길이 32인 월시부호 W1, W2, W4, W8 및 W16이 동시에 출력된다. 상기 동시에 출력되는 월시부호 W1, W2, W4, W8 및 W16 또한 각각이 대응하는 승산기 840, 841, 842, 843, 844로 입력된다.
보다 구체적으로, 상기 월시부호 W1= 01010101010101010101010101010101은 제1승산기(840)로 출력되고, 상기 월시부호 W2= 00110011001100110011001100110011은 제2승산기(841)로 출력된다. 또한, 상기 월시부호 W4= 00001111000011110000111100001111은 제3승산기(842)로 출력되고, 상기 월시부호 W8=00000000111111110000000011111111은 제4승산기(843)로 출력되며, 상기 월시부호 W16=00000000000000001111111111111111은 제5승산기(844)로 출력된다.
한편, 상기 제1승산기(840)는 상기 입력 정보비트 a0과 상기 월시부호 W1을 입력으로 하고, 상기 입력 정보비트 a0을 상기 월시부호 W1과 비트 단위로 승산하여 32개의 부호화 심볼들을 출력한다. 즉, 상기 제1승산기(840)는 상기 입력 정보비트 a0을 길이 32인 상기 월시부호 W1에 의해 부호화하여 32개의 부호화 심볼들로이루어진 부호화 심볼열을 출력한다.
나머지 입력 정보비트 a1, a2, a3, a4 각각을 월시부호 W2, W4, W8, W16 각각과 비트 단위로 승산하는 과정은 제2내지 제5승산기(841, 842, 843, 844)에 의해 전술한 과정과 동일 절차에 의해 수행된다.
상기 제1 내지 제5승산기 840, 841, 842, 843, 844 각각으로부터 부호화되어 출력되는 5개의 부호화 심볼열들은 가산기(860)의 입력으로 제공된다. 상기 가산기(860)는 상기 제1 내지 제5승산기 840, 841, 842, 843, 844 각각으로부터 부호화되어 출력되는 5개의 부호화 심볼열들을 심볼 단위로 가산하여 길이 32인 하나의 부호화 심볼열을 출력한다.
한편, 전술한 바에서는 상기 일차 리드뮬러 부호기(600)는 5비트의 입력 정보비트들 각각을 서로 다른 월시부호들로 부호화하여 가산함으로서 길이 32인 하나의 부호화 심볼열을 출력하는 구성을 제안하고 있다. 하지만, 다른 예로서 5비트의 입력 정보비트들에 대응되는 길이 32의 부호화 심볼열을 출력하는 방법으로 구현할 수도 있다. 즉, 상기 일차 리드뮬러 부호기(600)는 입력될 수 있는 모든 5비트의 입력 정보비트들 각각에 대응하여 길이 32의 서로 다른 부호화 심볼열들을 저장하는 메모리 테이블을 구비하고, 입력되는 5비트의 입력 정보비트들에 대응하는 부호화 심볼열을 독출하여 출력하도록 한다.
상기 일차 리드뮬러 부호기(600)로부터 출력되는 부호화 심볼열은 천공기(610)의 입력으로 인가된다. 상기 부호화 심볼열을 입력받은 상기 천공기(610)는 상기 입력받은 부호화 심볼열을 구성하는 32개의 심볼들 중 앞에서제안하고 있는 방법에 의해 구하여진 8개의 천공위치들의 심볼들을 천공하여 출력한다. 예컨대, 최적의 천공위치가 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7번째 심볼들로 결정되면 상기 천공기(610)는 상기 부호화 심볼열의 심볼들 중 상기 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7번째 심볼들을 천공한다. 따라서, 상기 천공기(610)로부터는 상기 천공위치들에 해당되지 않는 24개의 심볼들로 구성된 부호화 심볼열을 출력한다.
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 CDMA 이동통신시스템의 수신기에 구비되는 복호화부의 구성을 보여주고 있는 도면이다.
상기 도 7을 참조하여 복호화부의 동작을 살펴보면, 송신기로부터 수신한 길이 24의 부호화 심볼열은 0 삽입기(710)의 입력으로 제공된다. 상기 길이 24의 부호화 심볼열을 입력으로 하는 상기 0 삽입기(710)는 상기 도 6에서 보이고 있는 천공기(610)에서 사용한 천공위치들에 0을 삽입하여 출력한다. 즉, 상기 천공기(610)에서 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7번째 부호화 심볼들을 천공하였다면 상기 0 삽입기(710)는 상기 길이 24의 부호화 심볼열의 앞의 8개의 천공위치에 0을 삽입하여 길이 32의 부호화 심볼열을 출력한다. 이를 위해 상기 0 삽입기(710)는 0을 삽입할 위치, 즉 상기 천공기(610)에서 사용되어진 천공위치들을 알고 있어야 한다. 이는 송신기로부터의 소정 절차에 의해 제공된다. 상기 출력된 길이 32의 부호화 심볼열은 역 하다마드 변환기(Inverse Fast Hadamard Transform)(705)의 입력으로 인가된다. 상기 길이 32의 부호화 심볼열을 입력으로 하는 상기 역 하다마드 변환기(705)는 상기 입력된 길이 32의 부호화 심볼열을 길이 32인 모든 일차 리드뮬러 부호어들과 비교하고, 상기 비교 결과에 의해 상기 모든 일차 리드뮬러 부호어들각각에 대응한 신뢰도들을 계산한다. 상기 일차 리드뮬러 부호어는 상시 송신기에서 부호화를 위해 사용된 월시부호들이 될 수 있으며, 상기 신뢰도는 상기 부호화 심볼열과 상기 월시부호들 각각의 상관도를 계산함으로서 얻을 수 있다. 또한, 상기 역 하다마드 변환기(705)는 상기 길이 32의 부호화 심볼열을 상기 모든 일차 리드뮬러 부호어들 각각에 의해 복호화 동작을 수행한다. 상기 역 하다마드 변환기(705)는 상기 계산되어진 신뢰도들과 상기 일차 리드뮬러 부호어들 각각에 의해 복호된 입력 정보비트들을 출력한다. 상기 신뢰도들과 상기 복호된 입력 정보비트들은 쌍으로 이루어지며, 상기 쌍의 수는 상기 일차 리드뮬러 부호어들의 개수로와 같다. 한편 상기 신뢰도들과 상기 입력 정보비트들의 쌍은 비교기(700)의 입력으로 인가한다. 상기 비교기(700)는 상기 입력되는 상기 신뢰도들 중 가장 신뢰도가 높은 것을 선택하고, 상기 선택된 신뢰도와 쌍을 이루는 입력 정보비트를 복호 비트로 출력한다.
전술한 실시 예에서는 최적의 천공위치로서 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7번째 심볼들을 예로서 제안하고 있다. 하지만, 앞에서도 밝힌 바와 같이 이외에도 최적의 천공위치로 0, 4, 8, 12, 16, 20, 24, 28번째 심볼들을 사용할 수도 있다. 상기 최적의 천공위치로 0, 4, 8, 12, 16, 20, 24, 28번째 심볼들이 사용되면, 상기의 천공위치에 따라 상기 0 삽입기(710)의 0 삽입 위치가 바뀌게 된다.
한편, 상기 실시 예에서 나타낸 천공위치는 부호화부의 성능을 최적으로 하는 천공위치일 뿐만 아니라, 위치들이 간단한 규칙성을 가지고 있어서 송신기의 부호화부 및 수신기의 복호화부를 구성하는 하드웨어의 복잡도를 줄일 수 있다.
제2실시 예
전술한 제1실시 예에서는 부호화 심볼열을 천공하는 구성을 제안하고 있으나 후술할 본 발명의 제2실시 예에서는 입력 정보비트들을 부호화하기 전에 부호화를 위한 월시부호들에 대해 천공하는 구성을 제안하고자 한다. 즉, 본 발명의 제2실시 예에서는 부호기, 천공기를 따로 두지 않고 한번에 천공 및 부호화 동작을 수행하도록 하는 부호화 장치 및 방법을 제공한다.
도 9는 상기 제2실시 예에 따른 부호기의 구성을 보여주고 있는 도면이다.
상기 도 9를 참조하여 본 발명의 제2실시 예에 따른 부호화 동작을 보다 구체적으로 살펴보면, 5비트의 입력 정보비트들 a0,a1,a2,a3,a4는 대응하는 제1 내지 제5승산기 940, 941, 942, 943, 944에 각각 입력된다. 이 때, 월시부호 발생기(910)에서는 8 비트가 천공된 길이 24인 월시부호 W1, W2, W4, W8, W16이 동시에 출력된다. 상기 월시부호 발생기(910)에서 출력되는 길이 24의 월시부호들은 제1실시 예에서 사용되었던 길이 32의 월시부호들 중 최적의 천공위치들에 대응하는 8비트가 천공된 형태이다. 즉, 앞에서도 밝힌 바와 같이 상기 최적의 천공위치로는 0,1,2,3,4,5,6,7번째 비트 또는 0,4,8,12,16,20,24,28번째 비트에 해당한다. 이하 설명에서는 최적의 천공위치를 0,1,2,3,4,5,6,7번째 비트로 가정하여 설명하도록 한다.
상기 월시부호 발생기(910)로부터 동시에 출력되는 천공된 월시부호 W1, W2, W4, W8, W16은 대응하는 제1 내지 제5승산기 940, 941, 942, 943, 944에 각각 입력된다. 보다 구체적으로, 상기 천공된 월시부호 W1= 010101010101010101010101은제1승산기(940)로 출력되고, 상기 천공된 월시부호 W2= 001100110011001100110011은 제2승산기(941)로 출력된다. 또한, 상기 천공된 월시부호 W4= 000011110000111100001111은 제3승산기(942)로 출력되고, 상기 천공된 월시부호 W8=111111110000000011111111은 제4승산기(943)로 출력되며, 상기 천공된 월시부호 W16=000000001111111111111111은 제5승산기(944)로 출력된다.
한편, 상기 제1승산기(940)는 상기 입력 정보비트 a0과 상기 천공된 월시부호 W1을 입력으로 하고, 상기 입력 정보비트 a0을 상기 천공된 월시부호 W1과 비트 단위로 승산하여 출력한다. 즉, 상기 제1승산기(940)는 상기 입력 정보비트 a0을 길이 24인 상기 천공된 월시부호 W1에 의해 부호화하여 24개의 부호화 심볼들로 이루어진 부화화 심볼열을 출력한다.
나머지 입력 정보비트 a1, a2, a3, a4 각각을 월시부호 W2, W4, W8, W16 각각과 비트 단위로 승산하는 과정은 제2내지 제5승산기(941, 942, 943, 944)에 의해 전술한 과정과 동일 절차에 의해 수행된다.
상기 제1 내지 제5승산기 940, 941, 942, 943, 944 각각으로부터 부호화되어 출력되는 5개의 부호화 심볼열들은 가산기(960)의 입력으로 제공된다. 상기 가산기(960)는 상기 제1 내지 제5승산기 940, 941, 942, 943, 944 각각으로부터 부호화되어 출력되는 5개의 부호화 심볼열들을 심볼 단위로 가산하여 하나의 부호화 심볼열을 출력한다.
한편, 전술한 도 9의 구성에서는 월시부호 발생기(910)에서 최적의 천공위치에 해당하는 8비트를 천공한 24비트의 월시부호들을 출력하는 구성을 제안하고 있으나 다른 구현 예로서 상기 월시부호 발생기(910) 다음 단에 천공기를 구비하도록 하여 상기 월시부호 발생기(910)로부터의 길이 32의 월시부호들을 천공하여 출력하는 구성으로 구현할 수도 있다. 또한, 전술한 바에서는 상기 일차 리드뮬러 부호기(600)는 5비트 입력 정보비트들 각각을 서로 다른 월시부호들로 부호화하여 가산함으로서 길이 24인 하나의 부호화 심볼열을 출력하는 구성을 제안하고 있다. 하지만, 다른 예로서 5비트의 입력 정보비트들에 대응되는 길이 24의 부호화 심볼열을 출력하는 방법으로 구현할 수도 있다. 즉, 상기 일차 리드뮬러 부호기(600)는 입력될 수 있는 모든 5비트의 입력 정보비트들 각각에 대응하여 길이 24의 서로 다른 부호화 심볼열들을 저장하는 메모리 테이블을 구비하고, 입력되는 5비트의 입력 정보비트들에 대응하는 부호화 심볼열을 독출하여 출력하도록 한다.
상술한 바와 같이 본 발명은 시간분할 듀플렉스 방식의 협대역 부호분할다중접속 이동통신시스템에서 전송 포맷 조합 표시 비트를 최적으로 부호화 및 복호화 함으로서 최적의 최소거리를 얻을 수 있도록 함으로서 오류 정정 성능을 향상시킬 수 있는 효과가 있다. 또한, 천공위치를 간단한 규칙성에 의해 결정함으로서 부호화를 위한 구성과 복호화를 위한 구성을 간소화할 수 있는 효과가 있다.

Claims (32)

  1. k의 입력 정보비트들에 의해 2k개의 일차 리드뮬러 부호들로부터 2k-2t개의 일차 리드뮬러 부호를 발생하는 방법에 있어서,
    상기 k를 차수로 하는 벡터들에 대해 선형독립이며, 상기 k를 차수로 하는 t개의 벡터들을 선택하는 과정과,
    상기 선택한 t개의 상기 벡터들을 선형 조합하여 2t개의 선형 조합들을 발생하는 과정과,
    상기 2t개의 선형 조합들에 대응하는 2t개의 천공위치들을 구하는 과정과,
    상기 2k개의 일차 리드뮬러 부호로부터 상기 2t개의 천공위치들을 천공하여 상기 2k-2t개의 일차 리드뮬러 부호를 발생하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 선형독립은 하기 <수학식 5>의 조건을 만족함을 특징으로 하는 상기 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 선형 조합들(ci)은 하기 <수학식 6>에 의해 발생함을 특징으로 하는 상기 방법.
    여기서, i는 상기 선형 조합들의 가지 수에 대한 인덱스를 의미함.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 2t개의 천공위치들은 상기 2t개의 선형 조합들 각각을 10진수로 변환함으로서 구하여짐을 특징으로 하는 상기 방법.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 2t개의 천공위치들은 상기 2t개의 선형 조합들 각각을 하기 <수학식 7>에 대입함으로서 구하여짐을 특징으로 하는 상기 방법.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 2k개의 일차 리드뮬러 부호는 상기 k개의 입력 정보비트들을 부호화하기 위한 직교부호임을 특징으로 하는 상기 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 2k개의 일차 리드뮬러 부호는 상기 k개의 입력 정보비트들을 소정 직교부호에 의해 부호화한 부호화 심볼열임을 특징으로 하는 상기 방법.
  8. k의 입력 정보비트들에 의해 2k개의 일차 리드뮬러 부호들로부터 2k-2t개의 일차 리드뮬러 부호를 발생하는 방법에 있어서,
    상기 k를 차수로 하는 벡터들에 대해 선형독립이며, 상기 k를 차수로 하는 t개의 벡터들을 선택하는 과정과,
    상기 선택한 t개의 상기 벡터들을 선형 조합하여 2t개의 선형 조합들을 발생하는 과정과,
    상기 2t개의 선형 조합들에 대응하는 2t개의 천공위치들을 구하는 과정과,
    k×k의 역행렬이 존재하는 복수개의 k×k 행렬들 중 하나의 k×k 행렬을 선택하는 과정과,
    상기 2t개의 천공위치들 각각을 상기 선택한 k×k 행렬과의 곱에 의해 새로운 2t개의 천공위치들을 구하는 과정과,
    상기 2k개의 일차 리드뮬러 부호로부터 상기 새로운 2t개의 천공위치들을 천공하여 상기 2k-2t개의 일차 리드뮬러 부호를 발생하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 선형독립은 하기 <수학식 8>의 조건을 만족함을 특징으로 하는 상기 방법.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 선형 조합들(ci)은 하기 <수학식 9>에 의해 발생함을 특징으로 하는 상기 방법.
    여기서, i는 상기 선형 조합들의 가지 수에 대한 인덱스를 의미함.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 2t개의 천공위치들은 상기 2t개의 선형 조합들 각각을 10진수로 변환함으로서 구하여짐을 특징으로 하는 상기 방법.
  12. 제8항에 있어서,
    상기 2t개의 천공위치들은 상기 2t개의 선형 조합들 각각을 하기 <수학식 10>에 대입함으로서 구하여짐을 특징으로 하는 상기 방법.
  13. 제8항에 있어서,
    상기 2k개의 일차 리드뮬러 부호는 상기 k개의 입력 정보비트들을 부호화하기 위한 직교부호임을 특징으로 하는 상기 방법.
  14. 제8항에 있어서,
    상기 2k개의 일차 리드뮬러 부호는 상기 k개의 입력 정보비트들을 소정 직교부호에 의해 부호화한 부호화 심볼열임을 특징으로 하는 상기 방법.
  15. 제8항에 있어서,
    상기 선택한 k×k 행렬(A)은임을 특징으로 하는 상기 방법.
  16. 부호분할다중접속 이동통신시스템의 송신기에서 k개의 입력 정보비트들을 부호화하여 전송하는 부호화 장치에 있어서,
    상기 k개의 입력 정보비트들을 2k개의 비트들로 이루어진 일차 리드뮬러 부호들로 부호화하여 2k개의 부호화 심볼들을 출력하는 부호기와,
    상기 k를 차수로 하는 벡터들에 대해 선형독립인 t개의 벡터들을 선택하고, 상기 2t개의 부호화 심볼들로부터 상기 선택한 t개의 상기 벡터들을 선형 조합한 2t개의 선형 조합들 각각에 대응하는 천공위치들의 부호화 심볼들을 천공하여 2k-2t개의 부호화 심볼들을 출력하는 천공기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 선형독립은 하기 <수학식 11>의 조건을 만족함을 특징으로 하는 상기 장치.
  18. 제16항에 있어서,
    상기 선형 조합들(ci)은 하기 <수학식 12>에 의해 발생함을 특징으로 하는 상기 장치.
    여기서, i는 상기 선형 조합들의 가지 수에 대한 인덱스를 의미함.
  19. 제16항에 있어서,
    상기 2t개의 천공위치들은 상기 2t개의 선형 조합들 각각을 10진수로 변환함으로서 구하여짐을 특징으로 하는 상기 장치.
  20. 제18항에 있어서,
    상기 2t개의 천공위치들은 상기 2t개의 선형 조합들 각각을 하기 <수학식 13>에 대입함으로서 구하여짐을 특징으로 하는 상기 장치.
  21. 부호분할다중접속 이동통신시스템의 송신기에서 k개의 입력 정보비트들을 부호화하여 전송하는 부호화 장치에 있어서,
    상기 k를 차수로 하는 벡터들에 대해 선형독립인 t개의 벡터들을 선택하고, 상기 2t개 비트들로 이루어진 일차 리드뮬러 부호들로부터 상기 선택한 t개의 상기벡터들을 선형 조합한 2k개의 선형 조합들 각각에 대응하는 천공위치들의 일차 리드뮬러 부호 비트들을 천공하여 2k-2t개 비트들로 이루어진 일차 리드뮬러 부호들을 출력하는 부호 발생기와,
    상기 k개의 입력 정보비트들을 상기 2k-2t개 비트들로 이루어진 일차 리드뮬러 부호들로 부호화하여 2k-2t개의 부호화 심볼들을 출력하는 부호기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 선형독립은 하기 <수학식 14>의 조건을 만족함을 특징으로 하는 상기 장치.
  23. 제21항에 있어서,
    상기 2t개의선형 조합들(ci)은 하기 <수학식 15>에 의해 발생함을 특징으로 하는 상기 장치.
    여기서, i는 상기 선형 조합들의 가지 수에 대한 인덱스를 의미함.
  24. 제21항에 있어서,
    상기 2t개의 천공위치들은 상기 2t개의 선형 조합들 각각을 10진수로 변환함으로서 구하여짐을 특징으로 하는 상기 장치.
  25. 제23항에 있어서,
    상기 2t개의 천공위치들은 상기 2t개의 선형 조합들 각각을 하기 <수학식 16>에 대입함으로서 구하여짐을 특징으로 하는 상기 장치.
  26. 제21항에 있어서, 상기 부호기는,
    상기 k개의 입력 정보비트들 중 한 비트의 입력 정보비트를 상기 2k-2t개 비트들로 이루어진 일차 리드뮬러 부호들 중 2k-2t개 비트들로 이루어진 하나의 일차 리드뮬러 부호로 승산하여 2k-2t개의 부호화 심볼들로 이루어진 부호화 심볼열을 출력하는 k개의 승산기들과,
    상기 k개의 승산기들 각각으로부터 출력되는 상기 부호화 심볼열들을 부호화 심볼 단위로 가산하여 2k-2t개의 부호화 심볼들로 이루어진 하나의 부호화 심볼열을 출력하는 가산기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  27. 2k-2t개의 부호화 수신심볼들을 송신기로부터 수신하고, 상기 2k-2t개의 부호화 수신심볼들로부터 k개의 정보비트들을 복호하는 방법에 있어서,
    상기 k를 차수로 하는 벡터들에 대해 선형독립인 t개의 벡터들을 선택하고,상기 선택한 t개의 상기 벡터들을 선형 조합한 2t개의 선형 조합들 각각에 대응하는 위치들을 구하는 과정과,
    상기 2k-2t개의 부호화 수신심볼들의 상기 구하여진 위치들에 0을 삽입하여 2k개의 부호화 심볼들을 출력하는 과정과,
    상기 2k개의 부호화 심볼들과 상기 송신기에서 사용된 2k개의 비트들로 이루어진 일차 리드뮬러 부호들 각각과의 신뢰도들을 계산하는 과정과,
    상기 계산에 의해 가장 높은 신뢰도에 대응하는 일차 리드뮬러 부호에 의해 상기 2k개의 부호화 심볼들로부터 상기 k개의 정보비트들을 복호하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  28. 제27항에 있어서,
    상기 선형독립은 하기 <수학식 17>의 조건을 만족함을 특징으로 하는 상기 방법.
  29. 제27항에 있어서,
    상기 2t개의 선형 조합들(ci)은 하기 <수학식 18>에 의해 발생함을 특징으로 하는 상기 방법.
    여기서, i는 상기 선형 조합들의 가지 수에 대한 인덱스를 의미함.
  30. 제27항에 있어서,
    상기 2t개의 위치들은 상기 2t개의 선형 조합들 각각을 10진수로 변환함으로서 구하여짐을 특징으로 하는 상기 방법.
  31. 제29항에 있어서,
    상기 2t개의 위치들은 상기 2t개의 선형 조합들 각각을 하기 <수학식 19>에 대입함으로서 구하여짐을 특징으로 하는 상기 방법.
  32. 2k-2t개의 부호화 수신심볼들을 송신기로부터 수신하고, 상기 2k-2t개의 부호화 수신심볼들로부터 k개의 정보비트들을 복호하는 방법에 있어서,
    상기 k를 차수로 하는 벡터들에 대해 선형독립인 t개의 벡터들을 선택하고, 상기 선택한 t개의 상기 벡터들을 선형 조합한 2t개의 선형 조합들 각각에 대응하는 위치들을 구하여 상기 2k-2t개의 부호화 수신심볼들의 상기 구하여진 위치들에 0을 삽입하여 2k개의 부호화 심볼들을 출력하는 0 삽입기와,
    상기 2k개의 부호화 심볼들과 상기 송신기에서 사용된 2k개의 비트들로 이루어진 일차 리드뮬러 부호들 각각과의 신뢰도들을 계산하고, 상기 각각의 신뢰도에대응하는 일차 리드뮬러 부호들에 의해 상기 2k개의 부호화 심볼들로부터 상기 k개의 정보비트들을 복호하는 역하다마드 변환기와,
    상기 역하다마드 변화기로부터 상기 신뢰도와 상기 정보비트를 쌍으로 입력받고, 상기 신뢰도들을 비교하여 가장 높은 신뢰도와 쌍을 이루는 정보비트들을 출력하는 비교기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
KR10-2001-0049821A 2000-08-18 2001-08-18 부호분할다중접속 이동통신시스템의 채널 부호화/복호화장치 및 방법 KR100393618B1 (ko)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR20000048726 2000-08-18
KR1020000048726 2000-08-18
KR1020000048372 2000-08-21
KR20000048372 2000-08-21

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20020014778A true KR20020014778A (ko) 2002-02-25
KR100393618B1 KR100393618B1 (ko) 2003-08-02

Family

ID=36678581

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR10-2001-0049821A KR100393618B1 (ko) 2000-08-18 2001-08-18 부호분할다중접속 이동통신시스템의 채널 부호화/복호화장치 및 방법

Country Status (10)

Country Link
US (2) US7050417B2 (ko)
EP (1) EP1310046B1 (ko)
JP (1) JP3454815B1 (ko)
KR (1) KR100393618B1 (ko)
CN (2) CN1208903C (ko)
AU (1) AU772181B2 (ko)
CA (1) CA2387832C (ko)
DE (1) DE60133562T2 (ko)
RU (1) RU2232463C2 (ko)
WO (1) WO2002015409A1 (ko)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100493094B1 (ko) * 2002-09-17 2005-06-02 삼성전자주식회사 이동통신 시스템의 채널 부호화 및 복호화를 위한심볼천공 방법
KR101299771B1 (ko) * 2008-05-08 2013-08-23 엘지전자 주식회사 무선통신 시스템에서 부호어의 생성 방법 및 장치

Families Citing this family (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6961387B2 (en) * 2000-09-21 2005-11-01 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for coding/decoding optimal (11,5) codeword in a mobile communication system
GB2370472B (en) * 2000-12-21 2004-07-21 Ubinetics Ltd Coding
CA2405935C (en) * 2001-02-15 2007-08-21 Jae-Yoel Kim Apparatus and method for coding/decoding channels in a mobile communication system
US7151776B1 (en) 2002-02-28 2006-12-19 Cisco Technology, Inc. System and method for providing quality of service transport at an air interface of a telecommunications network
US6973579B2 (en) * 2002-05-07 2005-12-06 Interdigital Technology Corporation Generation of user equipment identification specific scrambling code for the high speed shared control channel
US7158635B2 (en) * 2002-05-07 2007-01-02 Interdigital Technology Corporation Generation of user equipment identification specific scrambling code for the high speed shared control channel
JP4041450B2 (ja) * 2003-10-23 2008-01-30 ソニー・エリクソン・モバイルコミュニケーションズ株式会社 通信端末装置および通信方法
CN1941669B (zh) * 2005-09-29 2012-07-25 上海原动力通信科技有限公司 一种下行公共导频的插入方法
JP4869339B2 (ja) * 2006-05-29 2012-02-08 パナソニック株式会社 無線基地局装置
FR2912019B1 (fr) * 2007-01-26 2009-04-10 Thales Sa Procede de codage de donnees.
FR2912020B1 (fr) * 2007-01-26 2009-03-06 Thales Sa Procede pour securiser la transmission d'informations.
KR100922970B1 (ko) 2007-02-08 2009-10-22 삼성전자주식회사 통신 시스템에서의 훈련 시퀀스 코드의 생성/변조 방법 및 이를 이용한 데이터 송신 장치
CN101316115B (zh) * 2007-05-31 2015-02-18 电信科学技术研究院 导频序列信号的检测方法、设备及系统
US20090031195A1 (en) * 2007-07-25 2009-01-29 Digital Prospect Sdn.Bhd. Method and apparatus for encoding and decoding Reed-Muller codes
KR100983282B1 (ko) * 2007-12-24 2010-09-24 엘지전자 주식회사 블록 코드를 이용한 다양한 길이를 가진 정보의 채널 코딩방법
KR100970645B1 (ko) 2007-12-24 2010-07-15 엘지전자 주식회사 블록 코드를 이용한 다양한 길이를 가진 정보의 채널 코딩방법
WO2009082146A2 (en) 2007-12-24 2009-07-02 Lg Electronics Inc. Channel coding method of variable length information using block code
ES2537235T3 (es) 2007-12-24 2015-06-03 Lg Electronics Inc. Procedimiento de codificación de canal de información de longitud variable, usando un código de bloque (32,11)
US9623493B2 (en) * 2008-11-19 2017-04-18 Kennametal Inc. Double-sided ball end mill cutting insert and tool therefor
CN101834615B (zh) * 2009-03-12 2012-12-26 高通创锐讯通讯科技(上海)有限公司 里德-索罗蒙编码器实现方法
US8516352B2 (en) 2009-07-21 2013-08-20 Ramot At Tel Aviv University Ltd. Compact decoding of punctured block codes
US8375278B2 (en) 2009-07-21 2013-02-12 Ramot At Tel Aviv University Ltd. Compact decoding of punctured block codes
US8516351B2 (en) 2009-07-21 2013-08-20 Ramot At Tel Aviv University Ltd. Compact decoding of punctured block codes
US9397699B2 (en) 2009-07-21 2016-07-19 Ramot At Tel Aviv University Ltd. Compact decoding of punctured codes
WO2011105834A2 (ko) * 2010-02-25 2011-09-01 엘지전자 주식회사 부호어의 생성 방법
US8549374B2 (en) * 2011-02-11 2013-10-01 Sharp Laboratories Of America, Inc. Dual Reed-Muller (RM) code segmentation for uplink control information (UCI)
JP6037156B2 (ja) * 2011-08-24 2016-11-30 ソニー株式会社 符号化装置および方法、並びにプログラム
US9166855B2 (en) * 2013-03-11 2015-10-20 Sony Corporation MIMO communication method, MIMO transmitting device, and MIMO receiving device

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4959842A (en) * 1988-04-13 1990-09-25 Codex Corporation Signal constellations
US5550809A (en) * 1992-04-10 1996-08-27 Ericsson Ge Mobile Communications, Inc. Multiple access coding using bent sequences for mobile radio communications
US5510912A (en) * 1993-08-09 1996-04-23 International Business Machines Corporation Method and apparatus for modulation of multi-dimensional data in holographic storage
US6373859B1 (en) * 1996-09-10 2002-04-16 Hewlett-Packard Company Methods and apparatus for encoding and decoding data
CA2185847A1 (en) * 1996-09-18 1998-03-19 Jean-Paul Chaib Method and apparatus for encoding and decoding digital signals
US5938787A (en) * 1997-03-27 1999-08-17 Ericsson Inc. Communications systems and methods employing code rate partitioning with nonorthogonal modulation
US5926488A (en) * 1997-08-14 1999-07-20 Ericsson, Inc. Method and apparatus for decoding second order reed-muller codes
US6240143B1 (en) * 1998-08-18 2001-05-29 Qualcomm Inc. Method and apparatus for the reflection and transmission of quasi orthogonal vectors
US6426978B1 (en) * 1998-10-01 2002-07-30 Ericsson Inc. Digital communication systems and methods for differential and/or amplitude encoding and decoding secondary symbols
FR2786966A1 (fr) * 1998-12-08 2000-06-09 Koninkl Philips Electronics Nv Recepteur, systeme de telecommunications cdma et procede de synchronisation d'un recepteur avec une station d'emission d'un tel systeme
KR100390693B1 (ko) * 2000-08-17 2003-07-07 이호규 직교부호를 이용한 이진 선형 복/부호 방법 및 그 복/부호기

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100493094B1 (ko) * 2002-09-17 2005-06-02 삼성전자주식회사 이동통신 시스템의 채널 부호화 및 복호화를 위한심볼천공 방법
KR101299771B1 (ko) * 2008-05-08 2013-08-23 엘지전자 주식회사 무선통신 시스템에서 부호어의 생성 방법 및 장치

Also Published As

Publication number Publication date
CA2387832A1 (en) 2002-02-21
EP1310046A1 (en) 2003-05-14
RU2232463C2 (ru) 2004-07-10
DE60133562D1 (de) 2008-05-21
CN1567730A (zh) 2005-01-19
CN100385795C (zh) 2008-04-30
CN1389020A (zh) 2003-01-01
CN1208903C (zh) 2005-06-29
AU772181B2 (en) 2004-04-08
US7050417B2 (en) 2006-05-23
WO2002015409A1 (en) 2002-02-21
DE60133562T2 (de) 2009-05-28
US20020044542A1 (en) 2002-04-18
KR100393618B1 (ko) 2003-08-02
US20050210364A1 (en) 2005-09-22
US7447190B2 (en) 2008-11-04
EP1310046B1 (en) 2008-04-09
JP3454815B1 (ja) 2003-10-06
EP1310046A4 (en) 2005-11-16
CA2387832C (en) 2006-07-11
AU7881901A (en) 2002-02-25
JP2004507146A (ja) 2004-03-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100393618B1 (ko) 부호분할다중접속 이동통신시스템의 채널 부호화/복호화장치 및 방법
JP3987508B2 (ja) 通信システムの伝送率情報復号化装置及び方法
JP3993093B2 (ja) 移動通信システムにおける伝送率情報の符号化及び復号化を行う装置及び方法
JP3936384B2 (ja) 符号分割移動通信システムでの硬分割モードのための伝送形式組合表示ビットの伝送装置及び方法
JP3730195B2 (ja) 符号分割移動通信システムにおける硬分割モードのための伝送形式組み合わせ表示ビットのシンボルマッピング装置及び方法
JP3860123B2 (ja) 符号分割多重接続移動通信システムにおける符号化及び復号化装置及び方法
JP3722752B2 (ja) 符号分割多重接続通信システムの符号化装置及び方法
JP3782995B2 (ja) 符号分割多重接続移動通信システムでの符号化／復号化装置及び方法
KR100464364B1 (ko) 부호분할다중접속 이동통신시스템에서 부호화 및 복호화장치 및 방법
RU2233540C2 (ru) Устройство и способ преобразования в символы бит указателя tfci для режима жесткого разбиения в системе мобильной связи cdma
AU2008200600B2 (en) Channel coding/decoding apparatus and method for a CDMA mobile communication system
RU2235433C2 (ru) Устройство и способ кодирования / декодирования битов указателя комбинации транспортных форматов (уктф) в асинхронной системе связи мдкр
KR20040016760A (ko) 패킷 데이터 이동통신시스템에서 상태표시채널 정보송/수신장치 및 방법

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20130627

Year of fee payment: 11

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20140627

Year of fee payment: 12

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20150629

Year of fee payment: 13

LAPS Lapse due to unpaid annual fee