KR20010077645A - 이동통신시스템의 채널 복조 장치 및 방법 - Google Patents

이동통신시스템의 채널 복조 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 이동통신시스템에 관한 것으로서, 특히 전송 다이버시티를 적용하는 이동통신시스템의 채널 복조 장치 및 방법에 관한 것이다.
본 발명은 이동통신시스템의 채널 복조 장치에 있어서, 수신되는 전용 물리 채널을 역확산하는 역확산기와, 수신되는 공통 파일럿 채널을 수신 안테나별로 채널 추정하는 채널추정기와, 상기 역확산기에서 역확산된 신호에 상기 채널추정기에서 채널 추정한 신호를 가지고 전송 다이버시티 부호화 시구간에 따라 채널 보상하는 채널 보상기를 포함하여 구성된다.

Description

이동통신시스템의 채널 복조 장치 및 방법{APPARATUS FOR DEMODULATING CHANNEL AND METHOD THEREOF IN MOBILE TELECOMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 이동통신시스템에 관한 것으로서, 특히 전송 다이버시티를 적용하는 이동통신시스템의 채널 복조 장치 및 방법에 관한 것이다.
도 1은 이동통신시스템의 기지국 채널 변조 장치를 도시한 블록도이다.
도 2는 STTD 인코더를 통한 채널 인코딩의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 3은 STTD 인코더를 통한 채널 비트 인코딩의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 4는 공통 파일럿 채널의 구조를 도시한 도면이다.
이하, 상기 도 1내지 도 4를 참조하여 기지국 채널 변조 장치의 동작을 설명하기로 한다.
이동통신 시스템(Mobile Telecommunication System)에서는 무선 채널 상에서 발생하는 페이딩(Fading) 현상에 의해 수신 신호의 위상이 왜곡된다. 이렇게 페이딩 현상에 의해 왜곡된 수신 신호의 위상은 데이터 복조시 보상을 수행하지 않을 경우, 송신측에서 전송한 송신데이터의 정보 오류원인이 되어 이동통신 서비스의 품질을 저하시키게 되는 원인이 된다. 이러한 무선 채널상의 신호 위상 왜곡을 추정 및 보상하여 정보오류를 최소화시키기 위해 상기 도 1에 도시한 바와 같이 현재 3GPP (3rd Generation Partnership Project)에서 표준화중인 IMT-2000(International Mobile Telecommunication-2000) 이동통신 시스템의 하향링크(기지국에서 이동국으로의 순방향)에서 전송 다이버시티 기법을(Down link Transmit Diversity) 적용하고 있다. 상기 전송 다이버시티 기법은 하향링크 신호를 수신하여 다이버시티 이득을 얻을 수 있게 하는 알고리즘을 의미하며, 크게 오픈 루프 모드(Open Loop Mode)와 폐루프 모드(Closed Loop Mode)로 구분된다. 상기 오픈 루프 모드는 상기 기지국에서 데이터 신호를 인코딩하여 다이버시티 안테나를 통해 전송하면, 이동국에서 수신신호를 디코딩함으로써 다이버시티 이득을 얻게 되는 방식이며, 폐루프 모드는 기지국의 각 송신 안테나를 통해 전송된 신호가 겪게 되는 채널환경을 이동국에서 예측하고, 상기 예측된 값으로부터 수신신호의 전력을 최대로 생성할 수 있는 기지국 안테나들의 가중치(Weight)를 계산하여 상향링크(Up link, 이동국에서 기지국으로의 역방향) 신호를 통해 기지국에 전송하면, 상기 기지국에서 상기 상향링크 신호를 수신하여 각각의 안테나들의 가중치를 조절하는 방식이다.
상기 오픈 루프 모드 방식중의 하나인 STTD(시공간 블록 코딩 전송 다이버시티, Space Time block coding based Transmit Diversity) 방식을 적용한 경우, 상기 STTD가 DPCH(전용 물리 채널, Dedicate Physical CHaanel)을 고려하며, CPICH(공통 파일럿 채널, Common PIlot CHannel)을 사용해 STTD 디코딩을 위한 채널 예측값을 안테나 별로 도출하여 적용한다.
여기서, 상기 도 1을 상세하게 설명하면;
상기 채널 변조 장치는 다이버시티 안테나를 위한 서로 다른 파일럿 패턴(Pilot Pattern)을 가지는 두 개의 공통 파일럿 채널과 하나의 전용 물리 채널을 가진다. 상기 전용 물리 채널의 채널 인코더(113), 전송률 매칭기(113), 인터리버(115)는 전송 다이버시티를 적용하지 않는 경우와 동일하게 동작한다.
상기 전용 물리 채널을 구성하는 데이터 심벌과 TPC, TFCI 심벌은 멀티플렉서(MUX)(117)에서 멀티플렉싱되어 STTD 인코더(119)로 출력된다. 상기 STTD 인코더(119)는 상기 멀티플렉서(117)에서 출력된 신호를 입력하여 STTD 인코딩한다. 상기 STTD 인코더(199)를 통한 채널 인코딩의 일 실시예를 상기 도 2 및 도 3을 통해 상세하게 설명하면; 전용 물리 채널의 파일럿 심벌을 제외한 모든 채널 심벌들은 상기 STTD 인코더(119)를 통해 STTD 인코딩 되어 두 개의 안테나, 즉 제1안테나와 제2안테나를 통해 전송된다. 도시한 바와 같이 S1S2의 신호가 상기 STTD 인코더(119)를 통해 STTD 인코딩되어 제1안테나를 통해 S1S2로, 제2안테나를 통해 -S2 *S1 *로 전송된다.
여기서, 상기 S1를 b0b1의 채널비트로, 상기 S2를 b2b3의 채널비트로 가정하면 상기 도 3에 도시된 바와 같이 제1안테나를 통해 b0b1b2b3의 채널 비트가, 상기 제2안테나를 통해 -b2b3b0-b1의 채널 비트가 전송된다.
그래서, 멀티플렉서(121)를 통해 상기 STTD 인코더(119)를 통한 두 신호와, 파일럿 심벌과, 다이버시티 파일럿 심벌이 멀티플렉싱 되어 믹서(123) 및 믹서(125)로 출력되어 소정 길이를 가지는 스크램블링 코드와 믹싱되어 가산기(131) 및 가산기(133)로 각각 출력된다. 한편, 공통 파일럿 채널은 믹서(127)로, 다이버시티 공통 파일럿 채널은 믹서(129)로 출력되어 소정 길이를 가지는 스크램블링 코드와 믹싱되어 상기 가산기(131) 및 가산기(133)로 각각 출력된다.
여기서, 상기 공통 파일럿 채널은 다른 하향링크의 물리 채널들, 예를 들어 전용 물리 채널의 위상기준(Phase Reference)으로 사용하기 위해 변조된 물리채널로, 제1안테나 공통 파일럿 채널(Common Pilot Channel)과 제2안테나 공통 파일럿 채널로 구분된다. 상기 하향링크 전송 다이버시티를 적용하는 경우에 상기 제1안테나 공통 파일럿 채널과 제2안테나 공통 파일럿 채널은 동일한 확산코드(Spreading Code)와 스크램블링 코드(Scrambling Code)를 사용하여 확산된 후 각각 제1안테나 및 제2안테나로 전송된다. 상기 제1안테나 공통 파일럿 채널과 제2안테나 공통 파일럿 채널은 서로 다른 변조 패턴을 사용한다. 도시한 바와 같이 제1안테나 파일럿 패턴은 A(=1+j)가 모든 시구간동안 전송되는 반면에, 제2안테나 패턴은 A,-A,-A,A와 같은 패턴이 반복되다가 프레임의 마지막 슬럿인 제15슬럿의 마지막 두 심벌 구간 동안은 A,-A로 구성된다.
상기 가산기(131)는 상기 믹서(127)와 믹서(123)에서 출력된 신호를 가산하여 제1안테나를 통해 송신하고, 상기 가산기(133)는 상기 믹서(129)와 믹서(125)에서 출력된 신호를 가산하여 제2안테나를 통해 송신한다.
상기 도 1내지 도4에서 설명한 바와 같이 이동통신시스템의 기지국의 채널 변조 장치에서는 전송 다이버시티를 적용하여 다수개의 안테나, 예를 들어 2개의 안테나를 통해 파일럿 위상을 달리한 물리채널들을 변조하여 각각 전송하고 있다. 따라서, 상기 이동통신 시스템의 이동국은 상기 기지국에서 전송 다이버시티를 적용하여 전송한 채널을 전송 안테나별 전파경로상의 위상 왜곡을 각각 독립적으로 측정하여 수신신호에 보상하는 동기형 채널 복조 시스템을 필요로 하게 되었다.
따라서, 본 발명의 목적은 전송 다이버시티를 적용하는 이동통신시스템에서 동기형 채널 복조 장치를 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 전송 다이버시티를 적용하는 이동통신시스템에서 동기형 채널 복조 방법을 제공함에 있다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 장치는; 이동통신시스템의 채널 복조 장치에 있어서, 수신되는 공통 물리 채널을 역확산하는 역확산기와, 수신되는 공통 파일럿 채널을 수신 안테나별로 채널 추정하는 채널추정기와, 상기 역확산기에서 역확산된 신호에 상기 채널추정기에서 채널 추정한 신호를 가지고 전송 다이버시티 부호화 시구간에 따라 채널 보상하는 채널 보상기를 포함하여 구성됨을 특징으로 한다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 방법은; 이동통신시스템의 채널 복조 방법에 있어서, 수신되는 공통 물리 채널을 역확산하는 과정과, 수신되는 공통 파일럿 채널을 수신 안테나별로 채널 추정하는 과정과, 상기 역확산된 신호를 상기 채널 추정한 신호를 가지고 전송 다이버시티 부호화 시구간에 따라 채널 보상하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 한다.
도 1은 이동통신시스템의 기지국 채널 변조 장치를 도시한 블록도
도 2는 STTD 인코더를 통한 채널 인코딩의 일 실시예를 도시한 도면
도 3은 STTD 인코더를 통한 채널 비트 인코딩의 일 실시예를 도시한 도면
도 4는 공통 파일럿 채널의 구조를 도시한 도면
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 이동국 채널 복조 장치를 도시한 블록도
도 6은 도 5의 채널 추정기를 상세하게 도시한 블록도
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 이동국 채널 복조 장치를 도시한 블록도이다.
이동통신 시스템의 기지국에서 전송 다이버시티를 적용하여 제1안테나 및 제2안테나를 통해 전송한 신호는 상기 이동국의 단일 수신 안테나로 수신된다. 상기 기지국에서 STTD 방식으로 변조된 전용 물리 채널 신호는 상기 각각의 송신 안테나별로 독립적인 전파경로를 거쳐 상기 이동국의 수신 안테나로 수신되며, 상기 수신된 전용 물리 채널 신호는 전용물리채널(DPCH) 역확산기(511)로 입력되어, 채널 구분을 위한 확산 코드(Spread Code)와 해당 셀의 스크램블링 코드(Scrambling Code)로 복소유형의 역확산을 수행하여 전용 물리 채널 신호를 얻는다.
상기 역 확산된 전용 물리 채널 채널은 복소합&덤프기(Complex Sum＆Dumper)(513)에서 Integration/Dump를 통해서 전용 물리 채널의 심볼 에너지를 얻게 된다.
한편, 공통 파일럿 채널 역확산기(517)에서는 수신되는 신호중 공통 파일럿 채널의 기준위상을 이용하기 위해 공통 파일럿 채널 구분용의 확산코드(일 예로 OVSF 코드)와 해당 셀의 스크램블링 코드를 이용하여 복소유형의 역확산을 수행한다. 이렇게 역확산된 공통 파일럿 채널은 복소합&덤프기(Complex Sum＆Dumper)(519)를 통해서 Integration/Dump를 통해서 공통 파일럿 채널 심볼 에너지를 얻게 된다. 상기 복소합&덤프기(Complex Sum＆Dumper)(513) 및 복소합&덤프기(Complex Sum＆Dumper)(519)의 출력신호는 기지국의 제1안테나, 제2안테나를 통해 전송한 신호가 식별이 안된 상태이며, 다중경로 페이딩 채널을 통해 신호의 진폭과 위상이 왜곡되어 있으며 잡음 또한 혼재된 상태이다.
상기 제1안테나 및 제2안테나의 독립적인 전파경로에 대한 채널추정을 통한 위상왜곡을 측정하기 위해 상기 복소합&덤프기(Complex Sum＆Dumper)(519)의 출력 신호를 입력신호로 하여 제1안테나 채널 추정기(Channel Estimator)(521)와 제2안테나 채널 추정기(523)에서 제1 안테나 및 제2안테나의 전파경로에 대한 채널추정을 수행한다. 상기 각각의 제1안테나 채널 추정기(521) 및 제2안테나 채널 추정기(523)는 동일한 구성을 가지며, 다면 채널 추정을 위한 공통 파일럿 채널이 상이하게 적용되므로, 제1안테나 추정기(521)의 동작을 일 예로 설명하기로 한다.
상기 복소합&덤프기(Complex Sum＆Dumper)(519)의 출력신호, 즉 상기 제1안테나 추정기(521)의 입력 신호 x(n)은 상기 기지국의 제1안테나 및 제2안테나를 통해서 전송된 공통 파일럿 채널 심벌 에너지를 의미하며, 상기 도 4에서 도시한 바와 같이 파일럿 심벌 패턴이 상기 제1안테나 및 제2안테나 별로 식별되지 않은 혼재된 신호이다. 공통 파일럿 채널 변조 패턴 복소 컨쥬게이터(Complex Conjugate of CPICH Modulation Pattern)(611)에서 발생한, 파일럿 심벌 에너지를 안테나 전파 경로별로 식별하기 위해 상기 공통 파일럿 채널 역확산기(517)의 공통 파일럿 채널 심벌 패턴의 복소 컨쥬게이트(complex conjugate)를 취한 심벌을 출력한다.
상기 입력신호 x(n)과 상기 공통 파일럿 채널 변조 패턴 복소 컨쥬게이터(611)에서 출력한 공통 파일럿 채널 심벌 패턴의 복소 컨쥬게이트(complex conjugate)를 취한 심벌은 믹서(613)에서 믹싱되고, 상기 믹서(613)에서 출력한 신호는 복소합&덤프기(615)로 출력된다. 상기 복소합&덤프기(615)는 믹서(613)에서 출력한 공통 파일럿 채널 심벌 속도의 출력신호를 제1안테나 및 제2안테나의 파일럿 심벌간의 직교성이 성립하는 심벌간의 복소 가산을 수행하며 수행된 결과를 저역 통과 필터(LPF: Low Pass Filter)(617)로 출력한다. 이때 복소 가산 동작 원리는 두 신호간의 연산을 수행하되 한번 연산에 이용된 신호는 다음 신호와의 연산에 이용하지 않는다. 즉 제1안테나 및 제2안테나 간의 채널추정을 식별하기 위해서 상기 도 4에 도시한 바와 같이 제1안테나 및 제2안테나의 파일럿 심벌간의 직교성(orthogonality)이 성립하는 심벌간의 연산수행을 의미하는 것이다.
상기 복소합&덤프기(615)에서 출력한 신호는 제1안테나 및 제2안테나의 전파경로에 대한 채널추정은 독립적으로 식별이 되었지만, 상기 채널 추정된 신호에는 잡음성분이 혼재하고 있으며, 상기 혼재된 잡음을 제거하기 위해 상기 복소합&덤프기(615)에서 출력한 신호는 상기 저역통과필터(617)로 출력되는 것이다. 상기 저역통과 필터(617)는 1 탭 FIR(Finite Impulse Response, 유한 임펄스 응답) 필터를 이용해 저대역 여파를 수행한다. 상기 저역통과 필터(617)를 거친 최종 출력 신호 y(n)은 잡음 제거된 채널추정치로써 상기 기지국의 제1안테나 및 제2안테나의 전송 경로상에서 발생하는 위상왜곡 측정 신호로써 상기 도 5에 도시한 h1, h2를 의미한다.
한편, 전용 물리 채널 심벌 에너지인 상기 복소합&덤프기(513)에서 출력한 신호는 직/병렬 변환기(serial-to-parallel Converter)(515)를 통해 직/병렬 변환된 전용 물리 채널 수신신호 r1, r2를 출력한다. 여기서, 상기 전용 물리 채널 수신신호 r1, r2를 상세하게 설명하면,
먼저, 상기 기지국에서 STTD 방식으로 전송 다이버시티를 적용하여 채널 변조된 전용 물리 채널 신호가 상기 기지국의 제1안테나 및 제2안테나 별로 독립적인 전파경로를 거쳐 상기 이동국에 수신되며, 상기 STTD 부호화 시구간 관점에서 첫 번째 수신신호 r1과 두 번째 수신 신호 r2는 하기 수학식 1과 수학식 2로 각각 표현 가능하다.
여기서, h1은 상기 기지국 제1안테나를 통해 전송되는 신호가 겪게 되는 채널특성이며, h2는 상기 기지국 제2안테나를 통해 전송되는 신호가 겪게 되는 채널특성이며, 상기 h1과 h2는 두 심벌 구간 동안 거의 변화가 없다고 가정한다. 그리고, 상기 S1은 STTD 방식으로 부호화할 블록의 첫 번째 심벌이고, 상기 S2는 STTD 방식으로 부호화할 블록의 두 번째 심벌이며, n1과 n2는 수신신호에 더해지는 백색 가산성 가우시안 잡음(Additive White Gaussian Noise) 성분이다.
상기 직/병렬 변환기(515)에서 출력한 수신신호 r1과 r2와 상기 제1안테나 채널 추정기(521) 및 제2안테나 채널 추정기(523)에서 출력한 채널추정치인 h1과 h2를 입력으로 하여 각각의 컨쥬게이터(Conjugator)(525),(527),(529),(531)는 상기 입력신호들에 대한 컨쥬게이트를 취해 각각의 믹서(533),(535),(537),(539)로 출력한다. 상기 각각의 믹서(533),(535),(537),(539)는 상기 각각의 컨쥬게이터(525),(527),(529),(531)에서 출력한 신호와 상기 r1, r2, h1, h2와 믹싱하여 해당 가산기(541) 및 (543)로 출력한다.
상기 가산기(541)는 상기 믹서(533) 및 (535)에서 출력하는 믹싱된 신호를 가산하여 병/직렬 변환기(parallel to serial Converter)(545)로 출력하고, 상기 가산기(543)는 믹서(537) 및 (539)에서 출력하는 믹싱된 신호를 가산하여 상기 병/직렬 변환기(545)로 출력한다. 상기 각각의 컨쥬게이터 및 믹서, 그리고 가산기 및 병/직렬 변환기(545)는 상기 기지국에서 전송한 전용 물리 채널 신호를 STTD 방식으로 복조하고, 상기 채널 추정치를 이용하여 동기형 복조를 위한 채널 보상을 수행하는 것이다.
즉, 상기 가산기(541) 및 가산기(543)에서 출력되는 신호인 S1' 및 S2'은 하기 수학식 3 및 수학식 4로 표현 가능하다.
즉, 상기 가산기(541)에서 출력된 S1' 및 상기 가산기(543)에서 출력된 S2'는 왜곡된 진폭과 위상이 보상된 신호이며, 상기 가산기(541)에서 출력된 S1' 및 상기 가산기(543)에서 출력된 S2'는 상기 병/직렬 변환기(545)에서 다시 연속적인 신호로 변환되고, 상기 연속적인 신호는 채널 복호 회로부에 입력하여 에러정정을 수행한다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같은 본 발명은, 이동통신 시스템의 기지국에서 전송 다이버시티를 적용하여 신호를 전송할 경우 이동국이 상기 전송다이버시티 전송된 신호를 수신하여 수신 경로에 따른 위상 왜곡 및 진폭을 보상한 채널 보상을 가능하게 한다는 이점을 가진다.
따라서 상기 위상 왜곡 및 진폭을 보상한 채널 보상을 수행한 채널 복조를 가능하게 한다는 이점을 가진다.

Claims (18)

  1. 이동통신시스템의 채널 복조 장치에 있어서,
    수신되는 전용 물리 채널을 역확산기와,
    수신되는 공통 파일럿 채널을 수신 안테나별로 채널 추정하는 채널추정기와,
    상기 역확산기에서 역확산된 신호에 상기 채널추정기에서 채널 추정한 신호를 가지고 전송 다이버시티 부호화 시구간에 따라 채널 보상하는 채널 보상기를 포함하여 구성됨을 특징으로 하는 이동통신시스템의 채널 복조 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 채널 추정기는;
    상기 공통 파일럿 채널을 확산코드를 믹싱하여 역확산하는 공통 파일럿 채널 역확산기와,
    공통 파일럿 채널 변조 패턴의 복소 컨쥬게이트를 생성하는 공통 파일럿 채널 변조 패턴 복소 컨쥬게이터와,
    상기 역확산된 공통 파일럿 채널과 상기 공통 파일럿 채널 변조 패턴의 복소 컨쥬케이터를 믹싱하는 믹서와,
    상기 믹서에서 출력한 신호를 적분, 덤프하는 복소합 및 덤프기를 포함하여 구성됨을 특징으로 하는 이동통신시스템의 채널 복조 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 채널 추정기는 상기 복소합 및 덤프기에서 출력한 신호의 잡음을 제거하기 위한 저역 필터링을 수행하는 저역통과 필터를 더 포함하여 구성됨을 특징으로 하는 이동통신시스템의 채널 복조 장치.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 채널 추정기는 상기 전송 다이버시티에서 적용한 안테나 수에 동일한 개수로 구성됨을 특징으로 하는 이동통신시스템의 채널 복조 장치.
  5. 제2항에 있어서,
    상기 공통 파일럿 채널 변조 패턴은 전송 안테나별로 상이한 패턴을 가짐을 특징으로 하는 이동통신 시스템의 채널 복조 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 전송 다이버시티는 시공간 블록 코딩 전송 다이버시티임을 특징으로 하는 이동통신 시스템의 채널 복조 장치.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 채널 보상기는;
    상기 역확산된 신호 및 채널추정된 신호를 복소 컨쥬게이트 취하는 컨쥬게이터와,
    상기 복소 컨쥬게이트 된 역확산 신호와 상기 채널 추정된 신호를 믹싱하는 제1믹서와,
    상기 복소 컨쥬게이트 된 채널추정된 신호와 상기 역확산된 신호를 믹싱하는 제2믹서와.
    상기 제1믹서 및 제2믹서의 출력을 가산하는 가산기를 포함하여 구성됨을 특징으로 하는 이동통신시스템의 채널 복조 장치.
  8. 제4항에 있어서,
    상기 채널 보상기에서 채널 보상한 신호는 상기 안테나가 제1안테나, 제2안테나로 구성되었을 경우, 제1안테나를 통해 수신한 채널 보상신호는 하기 수학식 5로 계산됨을 특징으로 하는 이동통신시스템의 채널 복조 장치.
    단, h1: 상기 제1안테나로 전송되는 신호가 겪는 채널특성
    h2: 상기 제2안테나로 전송되는 신호가 겪는 채널특성
    S1: 시공간 타임 블록 전송 다이버시티 방식으로 부호화할 블록의 첫 번째 심벌
    S2: 시공간 타임 블록 전송 다이버시티 방식으로 부호화할 블록의 두 번째 심벌
    n1: 제1안테나로 수신되는 신호에 가산되는 백색 가산성 가우시안 잡음
    n2: 제2안테나로 수신되는 신호에 가산되는 백색 가산성 가우시안 잡음
  9. 제8항에 있어서,
    상기 채널 보상기에서 상기 제2안테나를 통해 수신한 채널 보상 신호는 하기 수학식 6을 통해 계산됨을 특징으로 하는 이동통신시스템의 채널 복조 장치.
  10. 이동통신시스템의 채널 복조 방법에 있어서,
    수신되는 전용 물리 채널을 역확산하는 과정과,
    수신되는 공통 파일럿 채널을 수신 안테나별로 채널 추정하는 과정과,
    상기 역확산된 신호를 상기 채널 추정한 신호를 가지고 전송 다이버시티 부호화 시구간에 따라 채널 보상하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 이동통신시스템의 채널 복조 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 채널 추정하는 과정은;
    상기 공통 파일럿 채널을 확산코드를 믹싱하여 역확산하는 과정과,
    공통 파일럿 채널 변조 패턴의 복소 컨쥬게이트를 생성하는 과정과,
    상기 역확산된 공통 파일럿 채널과 상기 공통 파일럿 채널 변조 패턴의 복소 컨쥬케이터를 믹싱하는 과정과,
    상기 믹싱된 신호를 적분, 덤프하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 이동통신시스템의 채널 복조 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 믹싱된 신호를 복소합 및 덤프한 후 신호의 잡음을 제거하기 위한 저역 필터링을 수행하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 이동통신시스템의 채널 복조 방법.
  13. 제11항에 있어서,
    상기 채널 추정 과정은 상기 전송 다이버시티에서 적용한 안테나 각각에 대한 채널 추정을 수행함을 특징으로 하는 이동통신시스템의 채널 복조 방법.
  14. 제11항에 있어서,
    상기 공통 파일럿 채널 변조 패턴은 전송 안테나별로 상이한 패턴을 가짐을 특징으로 하는 이동통신 시스템의 채널 복조 방법.
  15. 제10항에 있어서,
    상기 전송 다이버시티는 시공간 블록 코딩 전송 다이버시티임을 특징으로 하는 이동통신 시스템의 채널 복조 방법.
  16. 제10항에 있어서,
    상기 채널을 보상하는 과정은;
    상기 역확산된 신호 및 채널추정된 신호를 복소 컨쥬게이트 취하는 과정과,
    상기 복소 컨쥬게이트 된 역확산 신호와 상기 채널 추정된 신호를 믹싱하는 과정과,
    상기 복소 컨쥬게이트 된 채널추정된 신호와 상기 역확산된 신호를 믹싱하는 과정과.
    상기 복소 컨쥬게이트 된 역확산 신호와 상기 채널 추정된 신호를 믹싱한 신호와 복소 컨쥬게이트 된 채널추정된 신호와 상기 역확산된 신호를 믹싱한 신호를 가산하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 이동통신시스템의 채널 복조 방법.
  17. 제13항에 있어서,
    상기 채널 보상한 신호는 상기 안테나가 제1안테나, 제2안테나로 구성되었을 경우, 제1안테나를 통해 수신한 채널 보상신호는 하기 수학식 7로 계산됨을 특징으로 하는 이동통신시스템의 채널 복조 방법.
    단, h1: 상기 제1안테나로 전송되는 신호가 겪는 채널특성
    h2: 상기 제2안테나로 전송되는 신호가 겪는 채널특성
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    n2: 제2안테나로 수신되는 신호에 가산되는 백색 가산성 가우시안 잡음
  18. 제17항에 있어서,
    상기 채널 보상기에서 상기 제2안테나를 통해 수신한 채널 보상 신호는 하기 수학식 8로 계산됨을 특징으로 하는 이동통신시스템의 채널 복조 방법.
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