KR20010036834A - Charge pump voltage multiplier circuit - Google Patents
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Abstract
Description
본 발명은 반도체 집적 회로에 관한 것으로, 좀 더 구체적으로는 전압 곱셈기 회로에 관한 것이다.TECHNICAL FIELD The present invention relates to semiconductor integrated circuits and, more particularly, to voltage multiplier circuits.
잘 알려진 바와 같이 반도체 집적 회로의 응용 분야들 가운데 전원 전압보다 높은 전압을 필요로 하는 분야는 매우 많다. 예컨대, EEPROM 또는 플래시 EEPROM과 같은 불휘발성 메모리들은 전원 전압보다 높은 독출 전압을 필요로 한다. 이러한 고전압은 일반적으로 메모리 회로와 함께 집적된 전압 곱셈기(또는 승압기) 회로에 의해서 발생된다.As is well known, many applications for semiconductor integrated circuits require a voltage higher than the supply voltage. For example, nonvolatile memories such as EEPROM or flash EEPROM require a read voltage higher than the supply voltage. This high voltage is typically generated by a voltage multiplier (or booster) circuit integrated with the memory circuit.
도 1은 종래의 전하 펌프 전압 곱셈기를 보여주는 회로도이다.1 is a circuit diagram showing a conventional charge pump voltage multiplier.
도 1을 참조하면, 종래의 전하 펌프 전압 곱셈기 회로는 전압 곱셈기(10)와 링 오실레이터(ring oscillator; 20)를 포함한다. 상기 링 오실레이터(20)는 낸드 게이트(ND1)와 14 개의 인버터들(I3 ~ I16)로 구성된다. 상기 낸드 게이트(ND1)는 외부로부터 입력되는 개시 신호(START)와 상기 마지막 인버터(I16)의 출력 신호를 받아들여 낸드 연산한다. 상기 인버터들(I3 ~ I16)은 상기 낸드 게이트(ND1)의 출력 단자와 상기 낸드 게이트(ND1)의 일입력 단자 사이에 직렬로 순차적으로 배열된다. 상기 인버터들의 개수와 인버터를 구성하는 트랜지스터들의 사이즈를 조절함으로써 원하는 발진 주파수를 가지는 펄스 신호를 얻을 수 있다. 또한, 다른 회로들의 클럭 속도와 무관하게 원하는 전하 펌핑 속도를 얻을 수 있다. 상기 인버터들(I3, I4)의 출력 신호인 제 1 및 제 2 펄스 신호들(CK, CKB)은 상기 전압 곱셈기(10)로 제공된다. 상기 제 1 및 제 2 펄스 신호들(CK, CKB)은 상보적인 신호들이다.Referring to FIG. 1, a conventional charge pump voltage multiplier circuit includes a voltage multiplier 10 and a ring oscillator 20. The ring oscillator 20 includes a NAND gate ND1 and 14 inverters I3 to I16. The NAND gate ND1 receives a start signal START input from the outside and an output signal of the last inverter I16 to perform a NAND operation. The inverters I3 to I16 are sequentially arranged in series between the output terminal of the NAND gate ND1 and the one input terminal of the NAND gate ND1. By adjusting the number of the inverters and the size of the transistors constituting the inverter can be obtained a pulse signal having a desired oscillation frequency. In addition, the desired charge pumping speed can be achieved regardless of the clock speed of other circuits. First and second pulse signals CK and CKB, which are output signals of the inverters I3 and I4, are provided to the voltage multiplier 10. The first and second pulse signals CK and CKB are complementary signals.
상기 전압 곱셈기(10)는 상기 링 오실레이터(20)로부터 출력되는 제 1 및 제 2 펄스 신호들(CK, CKB)을 각각 받아들여 반전시키는 인버터들(I1, I2), 상기 인버터들(I1, I2)의 출력 단자에 각각 연결된 커패시터들(C1, C2), 전원 전압(VDD)과 상기 커패시터들의 일단인 노드들(N1, N2) 사이에 각각 연결된 NMOS 트랜지스터들(MN1, MN2), 상기 노드들(N1, N2)과 승압 전압(Vboost) 출력 단자 사이에 연결된 PMOS 트랜지스터들(MP1, MP2), 그리고 커패시터(C3)를 포함한다.The voltage multiplier 10 receives inverters I1 and I2 and inverts the first and second pulse signals CK and CKB output from the ring oscillator 20, respectively, and the inverters I1 and I2. NMOS transistors MN1 and MN2 connected between the capacitors C1 and C2, the power supply voltage VDD and the nodes N1 and N2 which are one end of the capacitors, respectively. PMOS transistors MP1 and MP2 connected between N1 and N2 and the boosted voltage Vboost output terminal, and a capacitor C3.
상기 NMOS 트랜지스터(MN1)와 PMOS 트랜지스터(MP1)의 게이트들은 각각 상기 제 2 노드(N2)와 연결되어 상기 제 1 펄스 신호(CK)에 의해 제어되고, 상기 NMOS 트랜지스터(MN2)와 PMOS 트랜지스터(MP2)의 게이트들은 각각 상기 제 1 노드(N1)와 연결되어 상기 제 2 펄스 신호(CKB)에 의해 제어된다.Gates of the NMOS transistor MN1 and the PMOS transistor MP1 are connected to the second node N2, respectively, and are controlled by the first pulse signal CK, and the NMOS transistor MN2 and the PMOS transistor MP2 are respectively connected to the second node N2. Gates are respectively connected to the first node N1 and controlled by the second pulse signal CKB.
MOS 커패시터는 일반적인 커패시터보다 단위 면적당 커패시터 용량이 클 뿐만 아니라 생산 공정에서 마스크(mask) 장 수를 최소화할 수 있기 때문에 생산 시간과 생산 비용을 단축할 수 있다. 그러나, 상술한 바와 같은 구성을 갖는 전압 곱셈기(10)는 펌핑 커패시터들(C1, C2)을 MOS 커패시터로 구성할 수 없다. 왜냐하면, MOS 커패시터는 게이트 전압이 드레솔드 전압(Vth) 이상일 때 소스-드레인 단자 사이에 채널이 형성되어 커패시터로 동작할 수 있는데, 초기에 전원 전압(VDD) 공급이 개시될 때 상기 노드들(N1, N2)은 접지 전압 레벨을 유지하기 때문이다.MOS capacitors not only have a larger capacitor capacity per unit area than conventional capacitors, but also minimize the number of masks in the production process, thereby reducing production time and cost. However, the voltage multiplier 10 having the configuration as described above cannot configure the pumping capacitors C1 and C2 as MOS capacitors. This is because the MOS capacitor may operate as a capacitor by forming a channel between the source and drain terminals when the gate voltage is higher than the threshold voltage Vth. When the supply of the power voltage VDD is started, the nodes N1 N2) maintains the ground voltage level.
따라서, 본 발명의 목적은 전하 펌핑용 커패시터를 MOS 커패시터로 구성한 전하 펌핑 전압 곱셈기 회로를 제공하는데 있다.Accordingly, an object of the present invention is to provide a charge pumping voltage multiplier circuit comprising a charge pumping capacitor as a MOS capacitor.
도 1은 종래의 전하 펌프 전압 곱셈기 회로도; 그리고1 is a circuit diagram of a conventional charge pump voltage multiplier; And
도 2는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 전하 펌프 전압 곱셈기 회로도이다.2 is a circuit diagram of a charge pump voltage multiplier according to a preferred embodiment of the present invention.
*도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명** Description of the symbols for the main parts of the drawings *
100 : 전압 곱셈기 200 : 링 오실레이터100: voltage multiplier 200: ring oscillator
상술한 바와 같은 본 발명의 목적을 달성하기 위한 본 발명의 특징에 의하면, 상보적인 제 1 및 제 2 펄스 신호를 받아들여 전원 전압보다 높은 승압 전압을 발생하는 전하 펌프 전압 곱셈기 회로는: 상기 제 1 펄스 신호와 제 1 노드 사이에 연결된 제 1 펌핑 커패시터와 상기 제 2 펄스 신호와 제 2 노드 사이에 연결된 제 2 펌핑 커패시터를 포함한다. 제 1 MOS 트랜지스터는 상기 전원 전압과 상기 제 1 노드 사이에 형성된 전류 통로 및 상기 제 2 노드와 연결된 게이트를 갖는다. 제 2 MOS 트랜지스터는 상기 전원 전압과 상기 제 2 노드 사이에 형성된 전류 통로 및 상기 제 1 노드와 연결된 게이트를 갖는다. 제 3 MOS 트랜지스터는 상기 제 1 노드와 승압 전압 출력 노드 사이에 형성된 전류 통로 및 상기 제 2 노드와 연결된 게이트를 갖는다. 제 4 MOS 트랜지스터는 상기 제 2 노드와 상기 승압 전압 출력 노드 사이에 형성된 전류 통로 및 상기 제 1 노드와 연결된 게이트를 갖는다. 더욱이, 상기 전하 펌프 전압 곱셈기 회로는 상기 전원 전압 공급이 개시될 때 상기 제 1 노드를 프리챠지하는 제 1 프리챠지 수단과 상기 전원 전압 공급이 개시될 때 상기 제 2 노드를 프리챠지하는 제 2 프리챠지 수단을 포함한다.According to a feature of the present invention for achieving the object of the present invention as described above, a charge pump voltage multiplier circuit which receives complementary first and second pulse signals to generate a boosted voltage higher than the power supply voltage comprises: And a first pumping capacitor connected between the pulse signal and the first node and a second pumping capacitor connected between the second pulse signal and the second node. The first MOS transistor has a current path formed between the power supply voltage and the first node and a gate connected to the second node. The second MOS transistor has a current path formed between the power supply voltage and the second node and a gate connected to the first node. The third MOS transistor has a current path formed between the first node and the boosted voltage output node and a gate connected to the second node. The fourth MOS transistor has a current path formed between the second node and the boosted voltage output node and a gate connected to the first node. Moreover, the charge pump voltage multiplier circuit includes first precharge means for precharging the first node when the power supply voltage is started and a second precharge for precharging the second node when the power supply voltage supply is started. Charging means.
바람직한 실시예에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 펌핑 커패시터들은 각각 MOS 커패시터로 구성된다.In a preferred embodiment, the first and second pumping capacitors each consist of a MOS capacitor.
바람직한 실시예에 있어서, 상기 제 1 프리챠지 수단은 상기 전원 전압과 상기 제 1 노드 사이에 형성된 전류 통로 및 상기 전원 전압과 연결된 게이트를 가지는 제 5 MOS 트랜지스터로 구성되고, 상기 제 2 프리챠지 수단은 상기 전원 전압과 상기 제 2 노드 사이에 형성된 전류 통로 및 상기 전원 전압과 연결된 게이트를 가지는 제 6 MOS 트랜지스터로 구성된다.In a preferred embodiment, the first precharge means comprises a fifth MOS transistor having a current path formed between the power supply voltage and the first node and a gate connected to the power supply voltage, wherein the second precharge means And a sixth MOS transistor having a current path formed between the power supply voltage and the second node and a gate connected to the power supply voltage.
(실시예)(Example)
이하 본 발명에 따른 실시예를 첨부된 도면 도 2를 참조하여 상세히 설명한다.Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
도 2는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 전하 펌프 전압 곱셈기 회로를 보여주는 도면이다.2 shows a charge pump voltage multiplier circuit according to a preferred embodiment of the present invention.
도 2를 참조하면, 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 전하 펌프 전압 곱셈기 회로는 전압 곱셈기(100)와 링 오실레이터(ring oscillator; 200)를 포함한다. 상기 링 오실레이터(200)는 낸드 게이트(ND1)와 14 개의 인버터들(I3 ~ I16)로 구성된다. 상기 낸드 게이트(ND1)는 외부로부터 입력되는 개시 신호(START)와 상기 마지막 인버터(I16)의 출력 신호를 받아들여 낸드 연산한다. 상기 인버터들(I3 ~ I16)은 상기 낸드 게이트(ND1)의 출력 단자와 상기 낸드 게이트(ND1)의 일입력 단자 사이에 직렬로 순차적으로 배열된다.2, a charge pump voltage multiplier circuit according to a preferred embodiment of the present invention includes a voltage multiplier 100 and a ring oscillator 200. The ring oscillator 200 includes a NAND gate ND1 and 14 inverters I3 to I16. The NAND gate ND1 receives a start signal START input from the outside and an output signal of the last inverter I16 to perform a NAND operation. The inverters I3 to I16 are sequentially arranged in series between the output terminal of the NAND gate ND1 and the one input terminal of the NAND gate ND1.
상기 링 오실레이터(200)는 개시 신호(START)가 하이 레벨인 동안 동작한다. 상기 개시 신호(START)가 하이 레벨이고 마지막 인버터(I16)의 출력 신호가 하이 레벨이면 상기 낸드 게이트(ND1)는 로우 레벨의 신호를 출력한다. 상기 낸드 게이트(ND1)의 출력 신호가 인버터들(I3 ~ I16)을 모두 거친 후 마지막 인버터(I16)로부터 출력되는 신호는 로우 레벨이 된다. 따라서, 상기 낸드 게이트(ND1)는 하이 레벨의 신호를 출력한다. 즉, 상기 인버터들(I3, I4)로부터 각각 출력되는 제 1 및 제 2 펄스 신호들(CK, CKB)은 상기 개시 신호(START)가 하이 레벨인 동안 소정 시간마다 하이 레벨과 로우 레벨로 번갈아 천이하는 펄스 신호가 된다.The ring oscillator 200 operates while the start signal START is at a high level. When the start signal START is high level and the output signal of the last inverter I16 is high level, the NAND gate ND1 outputs a low level signal. After the output signal of the NAND gate ND1 passes through the inverters I3 to I16, the signal output from the last inverter I16 becomes low level. Therefore, the NAND gate ND1 outputs a high level signal. That is, the first and second pulse signals CK and CKB respectively output from the inverters I3 and I4 alternate between high level and low level every predetermined time while the start signal START is at the high level. Becomes a pulse signal.
상기 제 1 및 제 2 펄스 신호들(CK, CKB)의 주파수는 상기 인버터들의 개수와 인버터를 구성하는 트랜지스터의 사이즈를 조절함으로써 변경할 수 있다. 상기 인버터들(I3, I4)의 출력 신호인 제 1 및 제 2 펄스 신호들(CK, CKB)은 상기 전압 곱셈기(10)로 제공된다. 상기 제 1 및 제 2 펄스 신호들(CK, CKB)은 상보적인 신호들이다.The frequency of the first and second pulse signals CK and CKB may be changed by adjusting the number of the inverters and the size of a transistor constituting the inverter. First and second pulse signals CK and CKB, which are output signals of the inverters I3 and I4, are provided to the voltage multiplier 10. The first and second pulse signals CK and CKB are complementary signals.
상기 전압 곱셈기(10)는 상기 링 오실레이터(20)로부터 출력되는 제 1 및 제 2 펄스 신호들(CK, CKB)을 각각 받아들여 반전시키는 인버터들(I1, I2), 상기 인버터들(I1, I2)의 출력 단자에 각각 연결된 펌핑 커패시터들(C1, C2), 전원 전압(VDD)과 상기 커패시터들의 일단인 노드들(N1, N2) 사이에 각각 연결된 NMOS 트랜지스터들(MN1, MN2), 상기 전원 전압(VDD)과 상기 노드들(N1, N2) 사이에 각각 연결된 NMOS 트랜지스터들(MN3, MN4), 상기 노드들(N1, N2)과 승압 전압(Vboost) 출력 단자 사이에 연결된 PMOS 트랜지스터들(MP1, MP2), 그리고 커패시터(C3)를 포함한다. 이 실시예에서 상기 펌핑 커패시터들(C1, C2)은 MOS 커패시터로 구성된다.The voltage multiplier 10 receives inverters I1 and I2 and inverts the first and second pulse signals CK and CKB output from the ring oscillator 20, respectively, and the inverters I1 and I2. NMOS transistors MN1 and MN2 connected between the pumping capacitors C1 and C2, the power supply voltage VDD, and the nodes N1 and N2 which are one end of the capacitors, respectively. NMOS transistors MN3 and MN4 connected between VDD and the nodes N1 and N2, and PMOS transistors MP1 connected between the nodes N1 and N2 and a boosted voltage output terminal, respectively. MP2), and capacitor C3. In this embodiment, the pumping capacitors C1 and C2 are composed of MOS capacitors.
상기 NMOS 트랜지스터(MN1)와 PMOS 트랜지스터(MP1)의 게이트들은 각각 상기 제 2 노드(N2)와 연결되어 상기 제 1 펄스 신호(CK)에 의해 제어되고, 상기 NMOS 트랜지스터(MN2)와 PMOS 트랜지스터(MP2)의 게이트들은 각각 상기 제 1 노드(N1)와 연결되어 상기 제 2 펄스 신호(CKB)에 의해 제어된다. 상기 NMOS 트랜지스터들(MN3, MN4)의 게이트들은 각각 상기 전원 전압(VDD)과 연결된다.Gates of the NMOS transistor MN1 and the PMOS transistor MP1 are connected to the second node N2, respectively, and are controlled by the first pulse signal CK, and the NMOS transistor MN2 and the PMOS transistor MP2 are respectively connected to the second node N2. Gates are respectively connected to the first node N1 and controlled by the second pulse signal CKB. Gates of the NMOS transistors MN3 and MN4 are connected to the power supply voltage VDD, respectively.
상술한 바와 같은 구성을 갖는 전압 곱셈기(100)는 다음과 같이 동작한다. 초기에 상기 전압 곱셈기(100)로 전원 공급이 개시되면 상기 NMOS 트랜지스터들(MN3, MN4)에 의해 상기 제 1 및 제 2 노드들(N1, N2)은 (VDD-Vth) 레벨로 프리챠지된다. 그러므로 MOS 커패시터로 구성된 상기 펌핑 커패시터들(C1, C2)의 소스와 드레인 단자 사이에 채널이 형성된다. 상기 NMOS 트랜지스터들(MN3, MN4)은 초기에 상기 제 1 및 제 2 노드들(N1, N2)을 프리챠지하기 위해 사용되는 것이므로 매우 작은 트랜지스터를 사용해도 무방하다. 그러므로 상기 NMOS 트랜지스터들(MN3, MN4)을 구성함으로 인해 전압 곱셈기(100)의 전체 사이즈가 증가하는 문제는 발생하지 않는다.The voltage multiplier 100 having the configuration as described above operates as follows. When power is initially supplied to the voltage multiplier 100, the first and second nodes N1 and N2 are precharged to the level of (VDD-Vth) by the NMOS transistors MN3 and MN4. Therefore, a channel is formed between the source and drain terminals of the pumping capacitors C1 and C2 composed of MOS capacitors. Since the NMOS transistors MN3 and MN4 are initially used to precharge the first and second nodes N1 and N2, very small transistors may be used. Therefore, the configuration of the NMOS transistors MN3 and MN4 does not cause a problem of increasing the overall size of the voltage multiplier 100.
상기 개시 신호(START)가 로우 레벨에서 하이 레벨로 활성화됨에 따라 상기 링 오실레이터(200)는 발진 동작을 개시한다. 상기 인버터(I3)로부터 출력되는 제 1 펄스 신호(CK)가 하이 레벨(논리 '1')이면 상기 인버터(I4)로부터 출력되는 제 2 펄스 신호(CKB)는 로우 레벨(논리 '0')로 된다.As the start signal START is activated from a low level to a high level, the ring oscillator 200 starts an oscillation operation. When the first pulse signal CK output from the inverter I3 is at a high level (logical '1'), the second pulse signal CKB output from the inverter I4 is at a low level (logical '0'). do.
상기 제 1 펄스 신호(CK)에 응답하여 상기 인버터(I1)의 출력 신호가 하이 레벨로 됨에 따라 상기 제 1 노드(N1)가 (VDD-Vth+VDD) 레벨로 설정되어 상기 NMOS 트랜지스터(MN2)는 턴 온되고, PMOS 트랜지스터(MP2)는 턴 오프다. 상기 제 1 노드(N1)의 전압은 PMOS 트랜지스터(MP1)를 통하여 승압 전압(Vboost)으로 출력된다.As the output signal of the inverter I1 becomes high in response to the first pulse signal CK, the first node N1 is set to a level of (VDD-Vth + VDD) so that the NMOS transistor MN2 Is turned on, and the PMOS transistor MP2 is turned off. The voltage of the first node N1 is output as a boosted voltage Vboost through the PMOS transistor MP1.
반면, 상기 제 2 펄스 신호(CKB)에 응답하여 상기 인버터(I2)의 출력 신호가 로우 레벨로 되고, 상기 제 2 노드(N2)는 전원 전압(VDD) 레벨로 설정된다.On the other hand, in response to the second pulse signal CKB, the output signal of the inverter I2 becomes low level, and the second node N2 is set to the power supply voltage VDD level.
계속해서, 상기 제 1 펄스 신호(CK)와 제 2 펄스 신호(CKB)가 각각 하이 레벨과 로우 레벨로 천이하면, 상기 제 1 노드(N1)는 (VDD) 레벨로 되고, 상기 제 2 노드(N2)는 (2VDD) 레벨로 설정된다. 따라서, 상기 PMOS 트랜지스터(MP1)가 턴 온되어 상기 제 2 노드(N2)의 전압(2VDD)이 승압 전압(Vboost)으로 출력된다. 상기 제 2 노드(N2)가 (2VDD) 레벨로 승압됨에 따라 상기 제 1 NMOS 트랜지스터(MN1)가 턴 온되어 상기 제 1 노드(N1)가 (VDD) 레벨로 프리챠지된다.Subsequently, when the first pulse signal CK and the second pulse signal CKB transition to the high level and the low level, respectively, the first node N1 becomes the (VDD) level and the second node ( N2) is set to the (2VDD) level. Therefore, the PMOS transistor MP1 is turned on so that the voltage 2VDD of the second node N2 is output as the boosted voltage Vboost. As the second node N2 is boosted to the (2VDD) level, the first NMOS transistor MN1 is turned on and the first node N1 is precharged to the (VDD) level.
다시 상기 제 1 펄스 신호(CK)와 제 2 펄스 신호(CKB)가 각각 로우 레벨과 하이 레벨로 천이하면, 상기 제 2 노드(N2)는 (VDD) 레벨로 되고, 상기 제 1 노드(N1)는 접지 전압(2VDD) 레벨로 승압된다. 따라서, 상기 PMOS 트랜지스터(MP1)가 턴 온되어 상기 제 1 노드(N1)의 전압(2VDD)이 승압 전압(Vboost)으로 출력된다.When the first pulse signal CK and the second pulse signal CKB transition to the low level and the high level, respectively, the second node N2 becomes the (VDD) level, and the first node N1 Is stepped up to the ground voltage (2VDD) level. Accordingly, the PMOS transistor MP1 is turned on so that the voltage 2VDD of the first node N1 is output as the boosted voltage Vboost.
상기 제 1 펄스 신호(CK)와 제 2 펄스 신호(CKB)가 상보적으로 하이 레벨과 로우 레벨로 천이함에 따라 상술한 과정들이 반복되면서 상기 제 1 노드(N1)와 제 2 노드(N2)의 전압이 번갈아 승압 전압(Vboost)으로 출력된다. 그러므로 상기 승압 전압(Vboost)은 (2VDD-Vth) 레벨을 유지한다.As the first pulse signal CK and the second pulse signal CKB transition to the high level and the low level, the above-described processes are repeated, and thus the first node N1 and the second node N2 The voltage is alternately output as a boosted voltage Vboost. Therefore, the boosted voltage Vboost maintains the (2VDD-Vth) level.
상술한 바와 같이, 본 발명의 전하 펌프 전압 곱셈기 회로는 프리챠지용 트랜지스터들(MN3, MN4)을 부가하여 구성함으로서 펌핑 커패시터들(C1, C2)을 MOS 커패시터로 대체할 수 있다. MOS 커패시터는 일반적인 커패시터보다 단위 면적당 커패시터 용량이 클 뿐만 아니라 생산 공정에서 마스크(mask) 장 수를 최소화할 수 있기 때문에 생산 시간과 생산 비용을 단축할 수 있다.As described above, the charge pump voltage multiplier circuit of the present invention can replace the pumping capacitors C1 and C2 with MOS capacitors by adding the precharge transistors MN3 and MN4. MOS capacitors not only have a larger capacitor capacity per unit area than conventional capacitors, but also minimize the number of masks in the production process, thereby reducing production time and cost.
이상에서, 본 발명에 따른 회로의 구성 및 동작을 상기한 설명 및 도면에 따라 도시하였지만 이는 예를 들어 설명한 것에 불과하며 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 다양한 변화 및 변경이 가능함은 물론이다.In the above, the configuration and operation of the circuit according to the present invention are shown in accordance with the above description and drawings, but this is merely described, for example, and various changes and modifications are possible without departing from the spirit of the present invention. .
이상과 같은 본 발명에 의하면, 전하 펌프 전압 곱셈기 회로에 구성되는 펌핑 커패시터를 MOS 커패시터로 대체할 수 있다. 따라서, 생산 공정에서 마스크(mask) 장 수를 최소화할 수 있어서 생산 비용과 생산 시간을 절감할 수 있는 효과가 있다.According to the present invention as described above, the pumping capacitor configured in the charge pump voltage multiplier circuit can be replaced by the MOS capacitor. Therefore, it is possible to minimize the number of masks in the production process has the effect of reducing the production cost and production time.
Claims (3)
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1999
- 1999-10-12 KR KR1019990044011A patent/KR20010036834A/en not_active Application Discontinuation
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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KR20160019346A (en) * | 2014-08-11 | 2016-02-19 | 삼성전자주식회사 | Clocking circuits, charge pumps, and related methods of operation |
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