KR20000071763A - 채널 추정 방법과 채널 추정에 근거한 보상 방법 - Google Patents

Abstract

채널 추정의 방법은 블록 단위로 수신된 신호에서 제 1 신호 구성요소의 N 블록들에 대한 선형 회귀 계수들을 결정하고, N 블록들에 대한 선형 회귀 계수들에 근거하여 채널 추정을 결정한다. 채널 추정을 사용하여, 수신된 신호의 제 2 신호 구성요소에서 채널 왜곡은 상당히 제거될 수 있다.

Description

채널 추정 방법과 채널 추정에 근거한 보상 방법{A method of channel estimation and compensation based thereon}

발명의 분야

본 발명은 무선 통신 분야에 관한 것이며, 특히 채널 추정과 채널 추정에 근거한 보상 방법에 관한 것이다.

관련 기술의 설명

최근 10여년간, 다수의 반송파 전송과 고성능의(smart) 안테나 알고리즘과 같은, 많은 새로운 기술들이 다수의 사용자가 있는 무선 통신 시스템들의 용량을 증가시켜왔다. 그러나, 이러한 새로운 기술들에 의해 약속된 성능 향상은 일반적으로 채널 추정의 정확성에 의해 제한되었다. 채널 추정은 송신기와 물리적인 채널 또는 신호가 전송되는 매체에 의해 도입된 신호의 수신기 사이에서 왜곡을 추정한다. 이 왜곡(즉, 채널 추정)의 추정을 사용하여, 수신기는 이 왜곡을 다소 제거할 수 있고 수신된 신호의 정확성을 향상시킬 수 있다.

채널 추정에 있어서 작은 개선조차 예를 들어, 다수의 사용자 기술들에 중요한 이점으로 도입될 수도 있다.

종래의 채널 추정 기술들은 일반적으로 물리적 채널이라 생각되며, 그러므로 물리적인 채널의 왜곡은 유한한 길이의 샘플링 윈도우 상에서 시불변이다. 채널 추정은 샘플링 윈도우 상에 몇몇의 관찰된 파라미터의 평균값을 취함으로써, 그 다음에 평균 값을 수신된 신호에서 왜곡을 제거하기 위해 적용함으로써 할당된다. 이런 종래의 기술들의 예들은 재귀적 최소 제곱(recursive least square;RLS), 최소 평균 제곱(least mean square;LMS) 및 이동 평균 필터링을 포함한다.

그러나, 이 기술들은 움직이는 이동국을 포함하는 무선 이동 통신 시스템과 같은 빠르게 변화하는 환경에서 바람직한 결과들을 생성하고 적응시키는데는 부족하며, 여기서 물리 채널은 빠르게 변화할 수 있다. 더우기, 코드 분할 다중 접속(CDMA) 시스템들에서, 낮은 신호대 잡음비(SNR)는 용량을 극대화하는데 바람직하며, 높은 잡음은 채널 추정 문제점을 더 복잡하게 하는데 이는 채널 추정 기술이 잡음 여유도에 대한 긴 윈도우 크기와 시불변에 대한 작은 윈도의 크기의 충돌 요구조건을 만족시키야만 하기 때문이다.

본 발명에 따른 채널 추정의 방법은 채널이 시간에 대해 선형적으로 변화하는 것을 가정한다. 수신된 신호에서 제 1 신호 구성요소의 샘플링 윈도우내의 샘플들상에서 선형 회귀를 수행함으로써, 신속하게 변하는 환경에 따라 변하는 채널 추정이 획득된다.

선형 회귀에 대한 계산상의 복잡성은 샘플들의 블록에 대해 선형 회귀 계수들을 결정함으로써 간략화된다. 블록 단위마다, 수신된 신호의 새로운 샘플들이 획득되고, 그러므로 선형 회귀 계수들이 유도된다. 새로운 블록에 대하여 결정된 선형 회귀 계수들과 이전 블록에 대하여 저장된 선형 회귀 계수들을 사용하여, 전체 윈도우에 대한 선형 회귀 계수들이 결정된다.

복수 공액의 채널 추정을 수신된 신호에서 제 2 신호 구성요소에 적용함으로써, 제 2 신호 구성요소에서 채널 왜곡은 상당히 감소될 수 있다.

게다가, 주파수 오프셋(송신기의 변조기와 수신기의 복조기 사이의 주파수 미스매치)에 의해 야기된 왜곡을 추정함으로써 그리고 채널 추정을 실행하기 전에 주파수 오프셋을 보상함으로써, 훨씬 큰 샘플링 윈도우는 채널 추정을 실행하기 위해 사용된다. 이는 보다 큰 잡음 여유도로 바뀐다.

본 발명은 하기에서 주어진 상세한 기술과 실례의 방법으로 제공된 첨부 도면으로 더욱 완전히 이해될 것이며, 동일한 참조 숫자들은 각종 도면들에서 일치하는 부분들을 나타낸다.

도 1 은 본 발명에 따라 채널 추정을 산출하고 채널 추정 보상을 수행하는 장치를 도시한 도면.

도 2 는 본 발명에 따라 채널 추정을 산출하는 방법의 흐름도를 도시한 도면.

* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *

10 : 주파수 오프셋 추정기 12 : 주파수 오프셋 보상기

14 : 채널 추정기 16 : 채널 추정 보상기

18 : 윈도우 크기 발생기

도 1 은 본 발명에 따라 채널 추정을 산출하고 채널 추정 보상을 수행하는 장치를 도시한다. 도시된 바와 같이, 수신된 신호는 주파수 오프셋 추정기(10)에 공급된다. 수신된 신호에서 공지된 신호 구성요소를 사용하여, 주파수 오프셋 추정기(10)는 수신된 신호의 주파수 오프셋을 추정한다.

식(1)은 수신된 신호에서 신호 구성요소의 수신된 심볼들을 하기에서 일반적으로 나타낸다.

여기서 r(t) 는 수신된 심볼이고, s(t) 는 송신된 심볼이고, f(t) 는 주파수 오프셋이며, g(t) 는 채널 왜곡이다.

수신기에서 신호들을 복조하기 위해 사용되는 발진기가 송신기에서 신호들을 변조하기 위해 사용되는 발진기와 완전한 동기를 이루지 않기 때문에, 이 둘 사이의 오프셋은 존재할 것이고 수신된 심볼에서, 주파수 오프셋으로 불리는, 왜곡으로 나타날 것이다. 이 왜곡은 채널 왜곡과 비교하여 작은 샘플링 윈도우 상에 주기적인 신호로 나타난다. 주파수 오프셋 추정기(10)는 주파수 오프셋 추정(t) 발생시키고, 상기 주파수 오프셋 추정(t) 과 수신된 심볼 r(t)를 주파수 오프셋 보상기(12)에 공급한다.

주파수 오프셋 보상기(12)는 수신된 신호에서 주파수 오프셋을 보상하기 위해 추정된 주파수 오프셋(t) 를 사용하여 수신된 신호의 이미 알고 있는 그리고 알고 있지 않은 신호 구성요소들에서 보상된 수신 심볼들 r'(t)을 발생시킨다.

보상된 수신 심볼들 r'(t)은 채널 추정기(14)에 의해 수신되는데, 채널 추정기(14)는 이미 알려진 신호 구성요소와 윈도우 크기의 보상된 수신 심볼들 r'(t)을 사용하여 채널 왜곡 g(t)의 추정(t) 를 발생시킨다. 하기에서 상세히 기술된 바와 같이, 채널 추정(t)는 선형 회귀 계수들을 구성한다. 채널 추정기(14)는 채널 추정(t)과 보상된 수신 심볼들 r'(t)을 채널 추정 보상기(16)에 공급한다. 채널 추정 보상기(16)는 수신된 신호에서 알려지지 않은 신호 구성요소들의 보상된 수신 심볼들 r'(t)에서 채널 왜곡을 보상하기 위해 채널 추정(t)를 사용한다.

양호하게도, 본질적이지는 않지만, 장치는 채널 추정기(14)에서 선형 회귀 계수들에 근거한 윈도우 크기 W를 적응성 있게 발생시키는 윈도우 크기 발생기(18)를 더 포함한다.

본 발명의 작동은 이제 상세히 기술될 것이다. 상술한 바와 같이, 수신된 신호의 이미 알려진 신호 구성요소들에서 심볼들에 근거한 추정들은 수신된 신호의 이미 알려진 구성요소와 알려지지 않은 구성요소들의 보상을 수행하기 위해 사용된다. CDMA2000 과 같은 몇몇의 무선 통신 시스템들은 업링크(기지국에 의해 수신) 통신과 다운링크(기지국에 의해 송신) 통신 둘 다에서 이미 알려진 신호 구성요소들을 포함한다. CDMA2000에서, 업링크 통신과 다운링크 통신에서 파일럿 신호들은 이미 알려진 신호 구성요소이다.

대안적으로, 트레이닝 시퀀스로 불리는 이미 알려진 심볼 시퀀스는 알려지지 않은 신호 구성요소에 주기적으로 삽입되어 이미 알려진 신호 구성요소로서 사용될 수 있다. 예를 들어, 시분할 다중 접속(TDMA) 시스템들은 이런하 주기적인 트레이닝 시퀀스들을 포함한다.

다른 대안으로서, 알려지지 않은 신호 구성요소의 비 코히어런트 검출이 수행된다. 비 코히어런트 검출은 채널 왜곡과 관계없는 데이터 심볼들의 추정이다. 비 코히어런트 검출의 결과는 이미 알려진 신호 구성요소로 취급된다.

이전에 언급된 바와 같이, 주파수 오프셋은 다음의 식으로 표시될 수 있는 주기적인 신호로 나타난다.

여기서 w 는 송신기의 변조기에서 발진기와 비교되는 수신기내의 복조기에서 국부 발진기 사이의 주파수 차이다.

결과적으로, w 는 아래의 식(3)에서 도시된 시간 상에서 인접한 심볼들 사이의 위상 차를 평균함으로써 추정될 수 있다.

여기서 a(n△t)는 시간 n△t 에서 수신된 신호의 이미 알려진 신호 구성요소이며, a(n△t-△t)는 시간 (n-1)△t 에서 수신된 신호의 이미 알려진 신호 구성요소이며, △t는 인접한 심볼들 사이의 시간이고, S 는 추정을 생성하기 위해 사용되는 다수의 샘플들이다.

주파수 오프셋 추정기(10)는 식(3)에 따라 w를 추정하고, 식(2)에서를 사용하는 것은 주파수 오프셋 추정(t) 을 발생시킨다.

주파수 오프셋 보상기(12)는 주파수 오프셋 추정(t)의 공액을 수신된 신호의 수신된 심볼들 r(t) 에 인가함으로써 주파수 오프셋 f(t)을 보상하고, 수신된 신호의 보상된 수신 심볼들 r'(t)를 발생시킨다. 주파수 오프셋을 추정함으로써 그리고 주파수 오프셋을 보상함으로써, 보다 큰 샘플링 윈도우는 부수적인 이점인 보다 큰 잡음 여유도를 갖는 채널 추정을 수행하기 위해 사용될 수 있다.

채널 추정기(14)는 블록 단위로 이미 알려진 신호 구성요소의 샘플들을 수신하고, 윈도우 크기 W와 같은 다수의 블록들 N 상의 채널 추정을 결정한다. 본 발명을 구체화시키는 무선 통신 시스템의 셋업 동안, 윈도우 크기들의 잠재적인 범위는 예측된 도플러 주파수 범위에 근거하여 결정되는데, 예측된 도플러 주파수 범위는 임의의 이미 공지된 기술들을 사용하여, 이동국이 움직일 수 있는 속도에 따른다. 최대 및 최소 윈도우 크기들을 획득하여, 윈도우에 대한 최대 및 최소의 블록들은 식 N = (W/2)(1/2) 에 따라 결정된다. 최대 및 최소수의 블록들 사이에 놓여 있는 정수값은 설계자들의 선택에 따라, 윈도우에 대한 다수의 블록들로 선택된다. 양호하게도, 본질적이지는 않지만, 다수의 블록들은 정수배가 무선 통신 시스템이 작동하는 것에 따라 무선 표준에 의해 상술된 데이터의 한 프레임 크기와 같도록 선택된다. 결과적으로, 다수의 블록들 N을 셋팅하는 것 이외에, 이 처리는 초기 윈도우 크기 W 와 블록의 크기를 확립한다.

채널 추정을 발생시키기 위한 채널 추정기(14)의 작동이 도 2에 도시된 흐름도와 관련하여 이제 기술할 것이다.

단계 S20 에서, 카운트 값 C는 1로 설정되고, 채널 추정기(14)는 C 가 단계 S25 에서 N-1 보다 큰지 결정한다. C 가 N-1 보다 작으면, 단계 S30 에서 이미 알려진 신호 구성요소에 대한 다음 블록의 샘플들에서 샘플들은, C번째 블록, 수신되고 저장된다. 이 샘플들은 채널 추정기(14)가 동시에 한 블록의 샘플들에 단지 저장되도록 이전에 저장된 블록의 샘플들 상에 저장된다. 채널 추정기(14)는 단지 한 블록의 샘플들을 저장하는데 한정되지 않으며, 채널 추정기(14)의 메모리 요구를 감소시키는데 한정되지 않는다.

단계 S35 에서, 채널 추정기(14)는 C번째 블록의 샘플들에 대한 선형 회귀 계수들을 계산하고 저장한다. 특히, 채널 추정기(14)는 C번째 블록에서 샘플들의 평균 제곱 오차(mean square error)를 최소화시키는 라인의 평균과 경사도를 계산한다. 다음으로, 단계 S40 에서, 블록들 1 내지 C 에 대해 저장된 선형 회귀 계수들을 사용하여, 채널 추정기(14)는 채널 추정을 계산한다. 특히, 채널 추정기(14)는 각 블록에 대해 선형 회귀 계수들에 의해 표시된 것과 같은 1 내지 C 블록들에서 샘플들의 평균 제곱 오차를 최소화시키는 라인의 평균과 경사도를 계산한다. 각 블록에 대한 샘플들을 사용하는 대신에, 선형 회귀 계수들만이 사용된다. 결과적으로, 1 내지 C-1 블록들에 대해, 샘플들이 아니라, 선형 회귀 계수들만이 저장되었다.

단계 S40 후에, 카운트 값 C 는 단계 S50 에서 하나 증가되며, 처리는 단계 S25 로 돌아간다. N-1 블록들이 처리되고 선형 회귀 계수들이 저장되자마자, 카운트 값 C 는 N-1 을 초과할 것이다. 따라서, 처리는 단계 S25 내지 S55로 갈 것이고, 다음 블록의 샘플들을 수신하면서, 전체 샘플링 윈도우에 대한 샘플들은 수신되어질 것이다.

단계 S55 에서, 이미 알려진 신호 구성요소에 대한 다음 블록의 샘플들, C 번째 블록의 샘플들은 수신되고 저장된다. 이 샘플들은 채널 추정기(14)가 동시에 한 블록의 샘플들을 저장하는 것을 계속하도록 이전에 저장된 블록의 샘플들 상에 저장된다. 상기에서 언급된 바와 같이, 채널 추정기(14)는 한 블록의 샘플들만을 저장하는데 한정되지 않으며, 채널 추정기(14)의 메모리 요구를 감소시키는데 한정되지 않는다.

그 후에, 단계 S60 에서, 채널 추정기(14)는 C 번째 블록의 샘플들에 대한 선형 회귀 계수들을 계산하고 저장한다. 특히, 채널 추정기(14)는 C 번째 블록에서 샘플들의 평균 제곱 오차를 최소화시키는 라인의 평균과 경사도를 계산한다. 다음으로, 단계 S65에서, 블록들 (C+1-N) 내지 C(샘플링 윈도우의 크기 또는 N 블록들의 총계) 에 대한 저장된 선형 회귀 계수들을 사용하여, 채널 추정기(14)는 채널 추정을 계산한다. 특히, 채널 추정기(14)는 각 블록에 대한 선형 회귀 계수들에 의해 표시된 바와 같은 (C+1-N) 내지 C 블록들에서 샘플들의 평균 제곱 오차를 최소화시키는 라인의 평균과 경사도를 계산한다. 각 블록에 대한 샘플들을 사용하는 대신에, 선형 회귀 계수만이 사용된다. 결과적으로, N-1 블록들에 대해, 샘플들이 아니라, 선형 회귀 계수들만이 저장되었다. 이는 채널 추정기(14)에 대한 메모리 요구를 현저히 감소시킨다.

다음으로, 단계 S70 에서, C 번째 블록에 대한 선형 회귀 계수들은 (C+1-N) 번째 블록에 대한 선형 회귀 계수들 상에 저장된다. 단계 S70 후에, 카운트 값 C 는 단계 S50에서 하나 증가되고 처리는 단계 S25 로 돌아간다.

종래의 채널 추정 기술들과 달리, 본 발명에 따른 채널 추정 방법은 관찰 윈도우 상에 일정한 채널을 추정하지 않는다. 그 대신에, 채널은 선형적으로 시간을 변화시킬 것이다(즉, 복합 평면에서 임의 스트레이트 라인).

그러므로, 동시에 한 블록만이 관찰 또는 샘플링 윈도우를 이동시키기 위해 갱신되는 갱신된 선형 회귀를 블록을 통해 채널 추정을 발생시킴으로써 큰 관찰 윈도우에서 생기는 처리 지연과 계산 복잡도는 관찰 윈도우 자체에서 샘플들을 사용하는 것과 비교하여 현저하게 감소된다. 그러나, 선형 회귀 계수들을 사용하는 대신에, 샘플들은 채널 추정을 발생시키기 위해 사용될 수 있다. 물론, 이런 실행은 상당히 큰 양의 메모리를 요구할 것이다.

채널 추정 보상기(16)는 채널 추정기(14)에서 채널 추정(t)의 복소 공액을 보상된 수신 심볼에서 채널 왜곡을 제거하기 위해 수신된 신호에서 알려지지 않은 신호 구성요소의 보상된 수신 심볼들 r'(t)에 인가한다.

CDMA2000 무선 시스템에서, 예를 들어, 알려지지 않은 신호 구성요소는 트래픽 채널일 것이다. 트레이닝 시퀀스들을 포함하는 상기에서 논의된 대안에 있어서, 알려지지 않은 신호 구성요소는 수신된 신호의 비트레이닝 시퀀스 부분일 것이다. 수신된 신호의 비 코히어런트 검출을 포함하는 추가의 대안에 있어서, 비 코히어런트 검출 후에 알려지지 않은 신호 구성요소와 수신된 신호에서 비 코히어런트 검출 전에 수신된 신호는 이미 알려진 신호 구성요소이다.

다음으로, 윈도우 크기 발생기(18)의 작동이 기술될 것이다. 양호한 실시예에서, 윈도우 크기 발생기(18)는 채널 추정기(14)에서 선형 회귀 계수들에 근거한 샘플링 윈도우 크기 W 를 결정한다. 그러나, 선형 회귀 계수들이 발생되기 전에, 윈도우 크기 발생기(18)는 상술된 소정의 윈도우 크기를 채널 추정기(14)에 공급한다. 샘플링 윈도우(관찰 윈도우라고도 또한 불림) 크기는 설계자들의 선택을 최상으로 만족시키기 위해 경험적으로 결정될 수 있는, 설계 파라미터이며, 그러므로, 고정될 수 있다. 그러나, 언급된 바와 같이, 양호한 실시예에서, 샘플링 윈도우 크기 W 는 아래의 식(4)에 따라 채널 추정기(14)에서 선형 회귀 계수들에 근ㅎ거하여 적응성있게 결정된다.

여기서 alpha1 과 alpha2 는 설계자의 선택을 최상으로 만족시키는 상수들로 경험적으로 결정된다.

k₀(i) = i 번째 블록의 평균, k₁(i) = i 번째 블록의 경사도, n = 블록의 크기, L = 도플러 주파수가 상수(설계자의 선택에 따라 설계 파라미터 설정)라고 가정할 때의 관찰 거리, C = 블록 인덱스 또는 상기에서 논의된 카운트 값이다.

한 블록의 크기만큼 현 윈도우 크기를 초과하여 식(4)에 따라 결정된 윈도우 크기가 한 블록의 크기만큼 현 윈도우 크기보다 작은 경우, 윈도우 크기 발생기(18)는 윈도우 크기 W 를 한 블록만큼 각각 증가시키거나 감소시킨다. 따라서, 다수의 블록들 N 은 각각 증가하거나 감소한다. 다수의 새 블록들 N(즉, 윈도우 크기)은 채널 추정기(14)에 공급되고, 채널 추정(t)을 발생시키는데 사용된다.

윈도우 크기를 결정하는 방법은 상기 논의된 방법에 한정되지 않으며, 임의의 방법도 사용될 수 있음을 인지해야 할 것이다.

본 발명에 따른 방법은 적절하게 프로그램된 디지털 신호 처리기 또는 충분한 메모리 용량을 갖는 ASIC에 의해 실행될 수 있으며, 디지털 신호 처리기 또는 ASIC 는 전송된 신호의 수신기에 내재함을 이해해야 할 것이다. 따라서, 본 발명에 따른 방법은 무선 통신 시스템의 기지국과 이동국 둘 다에 사용될 수도 있다.

본 발명은 적절하게 프로그램된 디지털 신호 처리기 또는 충분한 메모리 용량을 갖는 ASIC에 의해 실행될 수 있으며, 디지털 신호 처리기 또는 ASIC 는 전송된 신호의 수신기에 내재함을 알 수 있다. 따라서, 본 발명은 무선 통신 시스템의 기지국과 이동국 둘 다에 사용될 수도 있다.

Claims (19)

1. 채널 추정 방법에 있어서,

   a) 수신된 신호에서 제 1 신호 구성요소의 N 블록들에 대한 선형 회귀 계수들을 결정하는 단계로서, 각각의 상기 N 블록들은 상기 제 1 신호 구성요소의 다수의 샘플들을 포함하는, 상기 선형 회귀 계수 결정 단계, 및

   b) 상기 N 블록들에 대한 상기 선형 회귀 계수들에 근거하여 채널 추정을 획득하는 단계를 구비하는 채널 추정 방법.
2. 제 1 항에 있어서, 상기 단계 a) 전에,

   c) 상기 제 1 신호 구성요소에서 주파수 오프셋을 보상하는 단계를 더 구비하는 채널 추정 방법.
3. 제 1 항에 있어서, 상기 단계 a)는,

   a1) 상기 N 블록들의 제 1 내지 (N-1) 번째 블록 각각에 대한 선형 회귀 계수들을 저장하는 단계,

   a2) 상기 N 블록들의 N 번째 블록에서 샘플들을 수신하는 단계, 및

   a3) 상기 수신된 샘플들을 사용하여 상기 N 번째 블록에 대한 선형 회귀 계수들을 결정하는 단계를 구비하는 채널 추정 방법.
4. 제 3 항에 있어서, 상기 단계 a1)는 상기 각각의 제 1 내지 (N-1) 번째 블록들에 대하여, 라인의 경사도와 평균을 저장하고, 상기 제 1 내지 (N-1) 번째 블록들의 상기 선형 회귀 계수들로서, 상기 제 1 내지 (N-1) 번째 블록들 중 대응하는 한 블록내의 샘플들의 평균 제곱 오차(mean square error)를 최소화시키는 채널 추정 방법.
5. 제 4 항에 있어서, 상기 단계 a3)은 라인의 경사도와 평균을 결정하고, 상기 N 번째 블록의 상기 선형 회귀 계수들로서, 상기 N 번째 블록내의 상기 수신된 샘플들의 평균 제곱 오차를 최소화시키는 채널 추정 방법.
6. 제 5 항에 있어서, 상기 단계 b)는 라인의 경사도와 평균을 획득하고, 상기 채널 추정으로서, 상기 제 1 내지 N 번째 블록들에 대한 상기 선형 회귀 계수들에 의해 표시된 것과 같은 상기 제 1 내지 N 번째 블록들내의 샘플들의 평균 제곱 오차를 최소화시키는 채널 추정 방법.
7. 제 3 항에 있어서, 상기 단계 a3) 는 라인의 경사도와 평균을 결정하고, 상기 N 번째 블록의 상기 선형 회귀 계수들로서, 상기 N 번째 블록내의 상기 수신된 샘플들의 평균 제곱 오차를 최소화시키는 채널 추정 방법.
8. 제 3 항에 있어서, 상기 단계 b) 는 라인의 경사도와 평균을 획득하고, 상기 채널 추정으로서, 상기 제 1 내지 N 번째 블록들에 대한 상기 선형 회귀 계수들에 의해 표시된 것과 같은 상기 제 1 내지 N 번째 블록들내의 샘플들의 평균 제곱 오차를 최소화시키는 채널 추정 방법.
9. 제 3 항에 있어서, 상기 단계 a)는 상기 N 번째 블록에 대한 샘플들만을 저장하는 채널 추정 방법.
10. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 신호 구성요소는 이미 알려진 신호 구성요소인 채널 추정 방법.
11. 제 10 항에 있어서, 상기 이미 알려진 신호 구성요소는 CDMA2000 시스템의 파일럿 신호인 채널 추정 방법.
12. 제 10 항에 있어서, 상기 이미 알려진 신호 구성요소는 주기적인 트레이닝 시퀀스인 채널 추정 방법.
13. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 신호 구성요소는 데이터 신호의 비 코히어런트 검출인 채널 추정 방법.
14. 제 1 항에 있어서, c) 상기 채널 추정을 사용하여 제 2 신호 구성요소의 심볼들을 결정하는 단계를 더 구비하는 채널 추정 방법.
15. 제 14 항에 있어서, 상기 제 1 신호 구성요소는 신호 세그먼트의 주기적인 트레이닝 시퀀스인 채널 추정 방법.
16. 제 15 항에 있어서, 상기 제 2 신호 구성요소는 상기 신호 세그먼트의 비 트레이닝 시퀀스 부분인 채널 추정 방법.
17. 제 14 항에 있어서, 상기 제 1 신호 구성요소는 데이터 신호의 비 코히어런트 검출이고, 상기 제 2 신호 구성요소는 상기 데이터 신호인 채널 추정 방법.
18. 제 1 항에 있어서, c) N 값을 적응성있게 변화시키는 단계를 더 구비하는 채널 추정 방법.
19. 제 18 항에 있어서, 상기 단계 c)는 상기 N 블록들 중 적어도 하나에 대한 선형 계수들에 근거하여 상기 N 값을 변화시키는 채널 추정 방법.