KR20000062279A - 적응 전치보상(ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ)시스템 - Google Patents

적응 전치보상(ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ)시스템 Download PDF

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KR20000062279A
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distortion
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KR1019997005673A
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살린져쉘돈
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킹 가일 엠.
지티이 가번먼트 시스템즈 코포레이션
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Abstract

도입된 비선형을 보상하기 위하여, 송신기에 의해 전송되기 전에 신호를 적절하게 전치보상하는 방법과 장치가 개시된다. 수신 신호에 대한 통계 정보는 수신기에 누적되며, 바람직하게는 프로세싱을 위하여 송신기로 다시 전송된다. 프로세싱에는 송신기-채널-수신기 체인의 어느 곳에서든 발생하는 현상인 바이어스, 이득 불균형, 로크 및 쿼드 각도 에러, AM-AM 및 AM-FM 변환 효과를 포함하는 비선형 왜곡을 포함하는 신호의 왜곡 특성을 판단하기 위한 콘스텔레이션 분석이 포함된다. 수신 신호 콘스텔레이션에서의 왜곡 통계를 분석하여, 송신기 그리고/또는 수신기 파라미터를 조정한다. 이렇게 함으로써, 전송된 콘스텔레이션에서 신호 심볼의 위치는 정확하게 전치보상되어, 수신 신호의 왜곡을 보상, 개선하므로 수신 신호의 신뢰성을 향상시킬 수 있다.

Description

적응 전치보상(ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ)시스템{ADAPTIVE PREDISTORTION SYSTEM }
일반적으로, 디지털 데이터 통신 시스템은 원거리 전송 및 수신 지역간에 데이터를 송신 그리고/또는 수신하기 위해 사용된다. 모든 데이터 통신 시스템의 주요 부분은 통신되는 데이터의 신뢰성과 완전성이다. 이상적으로, 송신 위치로부터 송신되는 데이터는 수신 위치에서 수신되는 데이터와 동일해야 한다. 그러나, 실제적으로는 수신 위치에서 수신되는 데이터는 송신 위치에서 송신된 원래의 데이터와 연관시켜 볼 때 손상되어 있는 경우가 자주 있다. 이러한 데이터 통신 에러는 부분적으로 하나 또는 그 이상의 전송 장비, 전송 매체, 또는 수신 장비에 기인한다. 전송 매체에 관련하여, 이러한 유형의 데이터 에러는 특정 전송 매체와 연관된 이상적인 조건을 충족시키지 못하기 때문이다.
예를 들면, 무선 통신 시스템의 경우, 일반적으로 공기인 전송 매체는 전송되는 데이터를 열화시키는 대기중의 영향 그리고 기타 원인들에 의해 방해를 받는다. 이러한 비이상적인 조건들 중 일부는 모델링되고 고려되어서, 그들로부터 야기되는 유해한 효과를 보상하고 감소시키며, 가능하다면 삭제한다. 이와 관련하여, 일반적으로 신호 감쇠는 데이터 신호가 대기중에 전파해야 할 거리의 기능으로 알려져 있다. 그러므로, 주지의 거리 종속적인 대기중의 감쇠에도 불구하고 데이터 신호가 적절하고 정확하게 수신측에 수신될 수 있을 정도로 매우 강력한 데이터 신호 전송이 가능한 무선 통신 시스템을 설계할 수 있다. 공기 또는 대기 전송 매체와 연관된 다른 비이상적인 유형으로는 모델링될 수 없으며 따라서 보정 또는 삭제될 수 없는 매우 임의적인 경우들이 있다.
상호접속 와이어상의 데이터 전송에 있어서는 노이즈와 감쇠 현상등이 문제가 된다. 예를 들면, 와이어는 주파수 종속 감쇠 특성을 가지고 있다. 또한, 와이어는 열 또는 다른 유형의 노이즈의 영향을 받는다.
이러한 문제점들을 해결하기 위해, 데이터 통신 시스템은 에러 검출과 에러 보정 방법에 주로 의존하여 데이터 에러의 발생을 검출하고 보정한다. 에러 검출의 간단한 한 예로서, 특정 블럭이 홀수 또는 짝수의 1비트를 포함하고 있는지의 여부를 나타내는 데이터 블럭 각각과 연관된 패리티 비트를 사용할 수 있다. 이 방법은 매우 간단하면서도 많은 이점을 가진다. 데이터 블럭당 1비트 에러까지는 에러 검출을 간단하게 할 수 있다. 또한, 패리티 비트를 사용하면 데이터 블럭에서의 두개의 비트 에러 발생은 패리티 위반이 아니므로 검출할 수 없다. 또한, 패리티 비트를 사용하면 에러 검출만이 가능하고 보정은 할 수 없다. 에러가 검출될 때마다, 일반적으로 수신측은 송신측으로부터의 특정 데이터 블럭의 재전송을 요구하게 된다.
데이터 통신 시스템에서 일반적으로 사용되는 에러 보정 방법의 한 유형으로서 중복 데이터 전송과 수신측의 보우팅(voting) 회로를 사용할 수 있다. 이러한 시스템에서, 전송되는 데이터는 몇 회에 걸쳐, 예를 들면 5회, 반복된다. 수신측에서 5개의 데이터 블럭이 모두 수신되고, 이들은 각 데이터 비트의 5개의 수신 버전들을 비교하고 보우팅 콘센서스에 기초하여 비트를 1 또는 0으로 판단하는 보우팅 회로에 의해 처리된다. 이러한 시스템이 데이터 에러를 검출하고 보정할 수는 있으나, 효과적인 데이터 처리량 또는 전송 속도면에서 보면 많은 비용이 지출된다. 이것은 각 데이터 블럭이 몇 회에 걸쳐 반복되어야 하기 때문이다.
에러 보정 방법의 다른 유형은 트렐리스 코드화 변조(TCM)와 같이 부호화된 데이터를 사용하는 것이다. 트렐리스 코드화 변조는 전송 중에 발생하는 데이터 에러를 보정하기 위한 전송기에서의 순방향 에러 정정과 이에 대응하는 수신기에서의 복호화와 연관된다. 송신기에 의해 송신되는 신호는 현재의 신호가 이전 신호에 종속되도록 일정한 형태의 메모리 또는 히스토리를 가진다. 이것은 현재와 이전 신호를 근거로 후속 가능 신호에 대한 선택을 제한함으로써 가능하다. 이런 방법으로, 수신기는 이전에 수신된 신호의 순서를 알 수 있으며, 이로써 현재 수신된 신호의 출처 판단에 도움을 얻을 수 있다. 수신기에서, 수신된 신호의 순서 정보는 전송 가능성이 가장 높은 후속 신호를 선택하기 위해 사용된다. 송신기와 수신기 모두, 이전 신호에 기초하여 후속 신호에 대한 소정의 제한된 선택이 무엇인지를 알고 있다. 그러므로, 전송 중 신호가 손상되어도, 수신기는 정확한 대상 신호를 식별할 수 있다. TCM 방법의 한 유형은 본 출원에서 참증으로 반영된 U.S. Patent No. 4,980,897, Decker et al., 제목 "MULTI-CHANNEL TRELLIS ENCODER/DECODER"에 개시되어 있다.
상기 보정/검출 방법은 바이너리 블럭 코드의 일 예이다. 특히, (n,k,d) 바이너리 블럭 코드는 블럭 길이 n과 최소 거리 d(코딩 거리)의 2k바이너리 코드어이다. 전송된 데이터는 길이 k의 바이너리 코드로 구분되고, 각 블럭은 길이 n의 바이너리 코드어로 매핑된 후 변조되어 채널을 통해 전송된다. 이러한 블럭 코드는 각 코드어 내에서 t=(d-1)/2 에러까지 정정할 수 있다.
상이한 데이터 전송 포맷 유형들은 상이한 감쇠 및 왜곡들에 영향을 받는다. 주파수 편이 변조(FSK) 또는 진폭 편이 변조(ASK)와 같은 협대역 전송 포맷들은 주파수 종속 감쇠에 어느 정도 내성이 있으므로, 왜곡이 별로 문제가 되지 않는다. 그러나, 협대역 신호의 전체 대역은 감쇠 널(null)에 해당되어 엄격하게 감쇠된다. 스프레드 스펙트럼과 같은 광대역 전송 포맷은 협대역 감쇠 널에 의한 신호 열화에 영향을 덜 받는다. 그러나, 스프레드 스펙트럼 신호와 연관된 광대역에 기인하여, 스프레드 스펙트럼 신호는 주파수 종속 감쇠에 의한 왜곡을 보다 많이 경험하게 된다. 그러므로, 종래의 광대역 시그널링 포맷은 왜곡의 영향을 받으며 종래의 협대역 시그널링 포맷은 감쇠의 영향을 받는다.
신호 개선 방법의 다른 유형으로는 수신 신호를 적절히 필터링함으로써, 전송기, 전송 매체 그리고/또는 수신기에 의해 도입된 감쇠 그리고/또는 시간 지연에서의 주파수 종속 차이에 의한 에러에 대한 보정을 하는 방법이 있다. 이런 방법으로, 비트 에러를 유발하는 심볼간 간섭 등의 유해한 효과는 삭제되며 수신된 신호는 원래의 레벨과 품질로 복귀한다. 이러한 방법은 일반적으로 등화(equalization)라고 한다.
대부분의 실제적인 경우에서, 채널 특성은 알려져 있지 않으며 시간에 따라 변한다. 그러므로, 스위칭된 네트워크에서 작동하는 음성 대역 모뎀의 경우에서 등화기는 새로운 채널 연결에 따라 갱신되어야 하며 시간에 따른 채널의 변화를 추적하도록 필터 셋팅을 자동으로 적응시킬 수 있어야 한다. 등화기에는 두 가지 종류가 있다. 프리셋 등화기에서, 데이터 비트의 트레이닝 시퀀스는 전송되어, 국소적으로 생성된 시퀀스와 수신기에서 비교된다. 결과로 나타나는 에러 전압은 등화기 필터 탭 이득을 (최소 왜곡의 결과를 가져오는) 최적 셋팅으로 조정한다. 적응 등화기에서, 탭 이득 조정은 등화기 출력 에러의 판단 지향적 피드백을 통해 전송된 데이터 비트로부터 직접 이루어져, 출력 에러를 최소화한다.
프리셋 등화기의 한 형태로서, 왜곡 통신 채널을 통해 송신기로부터 수신기로 반복적으로 송신되는 트레이닝 시퀀스를 사용함에 있어서, 일련의 파라미터들이 설정되어 왜곡 통신 채널의 효과를 견제한다. 이러한 시스템은 본 출원에서 참증으로 반영한 U.S. Patent No. 5,285,474, Chow et al. "METHOD FOR EQUALIZING A MULTICARRIER SIGNAL IN A MULTICARRIER COMMUNICATION SYSTEM"에 개시되어 있다. 여기에 개시된 과정은 소정의 컨버전스(convergence) 조건이 충족될 때까지 반복된다. 컨버전스는 (산출된 파라미터를 사용한) 등화 수신 신호를 트레이닝 시퀀스의 (수신기측) 로컬 복사(replica)와 비교함으로써 판단된다.
등화의 대안으로서 전치보상이 있는데, 이 방법은 전송기 그리고/또는 채널의 왜곡 특성이 측정되고, 이와 반대로, 수신기측의 순효과가 순왜곡을 가지지 않은 신호가 되도록, 보상 왜곡이 송신기로 입력되는 데이터에 도입되어, 자연 발생적인 왜곡에 의한 메시지 에러를 삭제하는 것이다.
무선 시스템과 같은 디지털 통신 시스템에서, 신호 열화 또는 비선형 왜곡의 주요 출처는 송신기측에서 사용되는 고전력 증폭기이다. 일반적으로 대부분의 고전력 증폭기는 비선형 영역(고 출력 전력)으로 진행하는 선형 작동 영역(저전력)을 가진다. 대부분의 통신 시스템에서, 전송 매체와 연관된 손실과 감쇠를 보상하기 위해, 전송기는 고전력 레벨에서 작동한다. 그러나, 고전력 레벨에서의 작동은 증폭기와 연관된 비선형성을 도입시킨다. 고전력 레벨에서의 비선형성을 삭제하는 한가지 방법으로서 고전력 증폭기를 사용할 수 있으나, 이것은 회로 설계를 복잡하게 하고 높은 비용을 요구한다. 또한, 고전력 증폭기는 많은 전력을 소모하고, 보다 많은 열과 무선 주파수 간섭(RFI)을 발생시키며, 회로 보드 공간을 많이 차지한다. 증폭기의 비선형 작동 영역을 사용하여 고전력 증폭기에 대한 필요성을 없애기 위해, 몇 가지 유형의 전치보상이 사용되어 증폭기에 의해 도입된 비선형 효과를 보상한다. 이러한 방법 중 하나가 본 출원에 참증으로서 반영된 Georges Karam and Hikmet Sari "A Data Predistortion Technique with Memory for QAM Radio Systems", IEEE Transactions on Communications, Vol. 39, No. 2, February 1991에 제시되어 있다.
Karam과 Sari는 비선형성에 의한 콘스텔레이션(constellation)의 왜곡을 보상하고, 송신기내의 전송된 심볼 각각에 대한 필터링에 의한 심볼간 간섭에서 기인한 각 이상적인 콘스텔레이션 포인트에서의 분산 클러스터로의 전송 심볼의 스프레딩을 보상하기 위해, 비선형 전력 증폭기에 입력되는 직교 진폭 변조(QAM)된 각 데이터 심볼 위치의 인페이즈 및 직교 성분을 전치보상하는 방법을 설명하였다. 이러한 필터링에 의해 각 심볼의 명백한 콘스텔레이션 좌표는 선행 또는 후속 심볼의 값에 의해 다소간 변화한다. 각 펄스의 입력 진폭은 이와 같은 이유로 변하므로, 모든 이상적 심볼 포인트에서의 펄스에 대한 비선형 왜곡량 또한 선행 및 후속 심볼의 값에 따라 변한다. M-포인트 콘스텔레이션의 각 심볼이 L 선행 및 L 후속 심볼, 즉, 스스로를 포함한 K = 2L + 1 심볼에 의해 영향을 받는다면, 각 콘스텔레이션 포인트는 MK-1차이 전치보상값을 갖는다. 이러한 값들 각각에 대해 요구된 전치보상을 저장하기 위한 메모리가 제공되어야 한다. 이러한 메모리의 사이즈는 거대한 콘스텔레이션을 위해 비실용적으로 거대해지므로, Karam과 Sari는 사분면 대칭과 이상적 심볼 포인트를 그룹으로 분할하여 총 메모리 요구를 감소시키는 방법을 추천한다. Karam과 Sari는 적정 메모리 요구와 함께 주요 전치보상 프로세싱 이득을 256-QAM(또는 그 이상으로) 변조에 대해서까지 획득할 수 있음을 보여주었다.
Karam과 Sari가 제안한 방법은 AM-AM(진폭 입력 왜곡이 진폭 출력 왜곡을 야기함)과 AM-PM(진폭 입력 왜곡이 위상 출력 왜곡을 야기함) 변환을 포함한 송신기 비선형성에 대한 보상의 기능을 가지고 있으나, 그 대부분이 시간에 따라 변하고 그 모두가 출력 심볼 에러율에 영향을 끼치는 전송 채널과 수신기에서 발생할 수 있는 여러 유형의 왜곡들을 전혀 언급하지 않았다. 이러한 왜곡들에는 오프셋 바이어스, 인페이즈/직교 이득 부정합, 로크 각도 에러, 쿼드 각도 에러, 비선형 왜곡, 위상 노이즈, 멀티패스, 간섭, 크로스토크 등이 포함된다.
상기 설명된 Karam, Sari의 방법에는 두 가지의 또다른 한계가 있다. 첫번째, 이들의 방법은 HPA의 비선형 이득과 위상 특성이 불변량이므로 처음부터 측정하여 모델링할 수 있으며, 측정된 스케일링 계수들은 입력 데이터를 적절하게 전치보상하기 위해 메모리에 저장될 수 있다고 가정하였다. 사실, HPA 비선형 커브는 구성요소의 노후화, 전압 변화, 기온, 기타 환경적 변화에 의해 시간에 따라 변경될 수 있다. 그러므로, HPA 비선형 파라미터를 주기적으로 점검하고 재교정해야 한다. 이것은 최초 송신기에서는 가능하나, 원거리 중계기와 위성 트랜스폰더에서는 매우 어려우며 불가능할 수도 있다.
Karam, Sari가 제시한 방법의 두번째 한계는 HPA를 선행하는 전치보상기의 입력에서의 데이터 스트림의 심볼들의 인페이즈 및 직교 진폭에 대한 정보를 요구한다는 것이다. 이러한 정보는 최초 송신기에서는 가용하나, 중계기와 트랜스폰더에서는 가용하지 않다는 것이다. 그러므로, 우선 신호가 복조된 후, 전치보상 메모리로의 입력에 대한 심볼의 인페이즈 및 직교 진폭이 측정되어야 한다. 그런 다음, 전치보상된 신호는 HPA 입력에 대해 재변조된다. 이러한 과정들은 특히 위성 트랜스폰더에 있어서 장비의 사이즈, 무게, 전력, 비용면에서의 증가를 가져오는 단점이 있다.
본 발명은 데이터 통신에 관한 것이다. 본 발명은 특히, 통신 시스템의 송신기로부터 수신기로 전송되기 전의 신호를 적합하게 전치보상하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
도 1은 본 발명의 전치보상 시스템의 블럭도.
도 2a, 2b, 2c는 다양한 변조 방법을 보여주는 도면.
도 3a는 포지티브 로크 각도 에러 효과를 보여주는 도면.
도 3b는 네거티브 로크 각도 에러 효과를 보여주는 도면.
도 4a는 포지티브 쿼드 각도 에러 효과를 보여주는 도면.
도 4b는 네거티브 쿼드 각도 에러 효과를 보여주는 도면.
도 5는 로크 각도 에러, 쿼드 각도 에러, 이득 부정합의 혼합 효과를 보여주는 도면.
도 6은 수신된 각 심볼의 콘스텔레이션에서의 위치를 개별적으로 수정하지 않고, 적은 수의 송신기 파라미터를 조정함으로써 신호를 전역적으로 전치보상하는 본 발명의 전치보상 시스템의 일 실시예를 도시한 블럭도.
도 7은 콘스텔레이션을 준선형 방법으로 각각 개별적으로 전치보상될 수 있는 간단한 4-QAM 하위 콘스텔레이션으로 분해하는 방법을 보여주는 도면.
본 발명은 신호 전송 이전에 적응 전치보상하는 개선된 방법 및 장치를 제공한다. 본 발명에 의한 적응 전치보상은 간편한 절차와 저비용으로 실행될 수 있으며, 특히 수신기의 복잡성과 비용이 최대한 낮게 유지되어야 하는 상황에 유용하다. 적응 전치보상은 전압 오프셋(바이어스), 이득 부정합, 로크 및 쿼드 각도 에러, 채널 및 수신기 비선형들을 보상한다. 멀티패스 및 주파수 분산 채널 효과는 수신기에 따르는 적응 등화기를 사용하여 보상될 수 있다. 일부 시스템에서, 간섭 및 크로스 토크는 이러한 현상들이 최소화되는 반송 주파수로 전송기를 튜닝함으로써 최소화될 수 있다.
본 발명에 따르면, 수신기는 신호의 진폭-위상 콘스텔레이션에서의 각 수신 심볼 클러스터에서의 데이터 샘플값에 대한 통계를 누적한다. 그런 다음, 통계는 저 데이터 속도 반전 제어 채널을 통해서, 제어 파라미터 및 심볼 전치보상값이 산출되는 송신기측 프로세서에게 전송된다. 전치보상에 의해 제어되는 왜곡 현상은 송신기측의 메모리에 기초한 전치보상기의 후속 적응 전치보상기에서 정정된다. 수신기측에서 가장 용이하게 정정되는 현상을 위해, 송신기측에서 데이터 프로세서를 사용하여 산출된 제어 파라미터가 저 데이터 속도 순방향 제어 채널을 통해 수신기로 전송된다. 또는, 수신기에 누적된 통계정보에 대한 산출은 수신기 자체에서 실행될 수도 있다.
정보는 비트의 (2진 숫자 시스템의 0과 1로) 디지털 형태로 표현된다. 주어진 대역폭 W의 채널을 통해 전송되는 비트 속도 R은 Shannon의 통신 용량 법칙에 의해 한정된다. 심볼당 (파형당) k 정보 비트 전송을 위해 다중 신호 위상 및 진폭을 사용함으로써, 대역폭 효율 R/W는 k = log2M에 비례하여 증가한다. 여기에서, M은 주어진 좌표에서의 심볼수이다. 각각 고유의 비트 시퀀스를 나타내는 고유의 심볼들의 2차원 콘스텔레이션은 2개의 직교 위상(인페이즈 및 직교)을 가진 파형들이 각 좌표에서 M개의 가능한 진폭 중 하나를 지정하는 직교 진폭 변조(QAM)에 의해 형성된다. M은 일반적으로 2의 거듭제곱의 형태를 취하며, 각 좌표의 심볼 진폭은 일반적으로 균일한 간격을 가지며 원래에 대해 대칭적이다. M이 2의 짝수 거듭제곱이면, 정방형 QAM 콘스텔레이션을 획득한다. M이 2의 홀수 거듭제곱이고 일부 코너 심볼 위치가 삭제되면, 크로스 QAM 콘스텔레이션을 획득한다. 직교 부분 응답(QPR) 코딩에 있어, M은 2의 거듭제곱이 아니고 홀수 정수이다. 무반송파 AM/PM(CAP) 변조에 사용되는 콘스텔레이션은 상기 설명된 변조 방법의 콘스텔레이션처럼 보이나, 반송파상에 변조없이 대역폭에 형성된다. 본 발명은 이러한 유형의 모든 신호들에 적용될 수 있다. 약간의 수정을 가하면, 본 발명은 원형 위상 편이 변조된 콘스텔레이션과 비평방 그리드상에 배열된 심볼들을 가진 기타 콘스텔레이션에 적용될 수 있으며, 이러한 유형의 콘스텔레이션으로의 확장은 본 발명의 범위내에 포함된다.
복조기는 콘스텔레이션 영역을 인접한 이상적 심볼 위치간 균일한 간격으로 배치된 경계를 가진 셀로 나눔으로써 어느 심볼이 전송되었는지를 판단한다. 수신 심볼의 좌표를 셀 경계와 비교하면 수신된 심볼을 알 수 있다. 그런 다음, 수신기는 식별된 심볼을 그 심볼과 연관된 대응하는 비트 시퀀스로 번역한다. 노이즈, 심볼간 간섭(ISI), 멀티패스 등에 의해 수신 심볼의 위치는 전송된 심볼의 이상적 좌표에 중심을 둔 분산된 클러스터로 흐려진다(스미어링). 바이어스, 이득 불균형, 로크 및 쿼드 각도 에러, 비선형 효과 등의 문제들로 인해 수신된 심볼 클러스터의 중심은 예측가능한 방법으로 그들의 이상적인 위치로부터 쉬프트된다. 상기 문제들중 어느 하나로 인하여, 수신된 심볼의 위치가 이상적인 위치로부터 쉬프트 방향의 가장 가까운 셀 경계까지의 거리 이상으로 쉬프트되면, 수신기는 정확한 셀이 아닌 셀에 심볼이 위치하도록 결정한다. 그러면, 심볼은 식별되지 않으며 전송된 비트 스트림은 부정확하게 복호화된다. 본 발명의 목적은 수신 심볼을 수신기의 판단 경계와 연관시켜 쉬프트할 수 있는 콘스텔레이션의 왜곡을 최소화하여 복호화 비트에러율(BER)을 최소화하는 것이다. 물론, 이로 인해 순수 랜덤 노이즈 효과는 경감되지 않으며 최소 획득가능한 BER상에 한계를 설정하게 된다.
수신된 신호의 분석은 콘스텔레이션 분석(아래에 상세히 설명된)을 이용하여 실행된다. 콘스텔레이션 분석은 수신기측에서 측정된 수신 신호에 대한 통계 데이터에 대하여 실행된다. 송신기 또는 수신기 중 어느 하나에서 실행될 콘스텔레이션 분석을 통해 수신된 신호의 왜곡 특성을 얻을 수 있다. 이러한 정보는, 신호 전송 전에 출력 신호가 전송기에 의해 적절히 보상될 수 있도록 송신기에 제공된다. 일반적으로, 수신기보다 송신기에서 신호를 보상하는 것이 유리한데, 그 이유는 수신기에 신호가 수신될 즈음에는 그 신호는 복구불가능하기 때문이다. 산출이 전송기 또는 수신기 중 어느 하나에서 실행되기는 하나, 수신기의 비용을 최소화하는 것이 중요한 사항인 경우에는 송신기에서 콘스텔레이션 분석에 대한 통계 데이터를 처리하는 것이 낫다. 그러나, 수신기의 미숙한 조정으로 인한 왜곡은 이러한 왜곡을 야기시키는 수신기 파라미터를 정정하기 위한 재조정 명령을 수신기로 전송하는 것이 최상의 정정 방법이다.
본 발명은 아래의 도면의 간단한 설명과 실시예에 대한 설명으로부터 보다 명확해질 것이다.
도 1은 본 발명의 전치보상 시스템을 도시한 블럭도이다. 심볼 소스, 또는 변조기(12)는 전송될 데이터를 제공한다. 이 데이터는 QAM 또는 상기 언급한 다른 포맷으로 되어 있다. 변조된 심볼 스트림은 상기 설명한 Karam과 Sari의 교시에 따라 구현된 메모리를 가진 전치보상기(14)로 우선 입력된다. 메모리를 가진 전치보상기(14)로부터 출력된 데이터는 적응 전치보상기(16)로 입력된다. 적응 전치보상기(16)의 출력은 전력 증폭기(18)로 입력된다. 메모리를 가진 전치보상기(14)는 일반적으로 전력 증폭기가 비선형 모드에서 작동하는 경우에 일반적으로 사용된다. 이런 경우, 메모리를 가진 전치보상기(14)는 전력 증폭기(18)의 비선형 효과를 보상한다. 비선형 전력 증폭기(18)의 경우, 심볼의 테스트 시퀀스는 종종 스위치(20)를 이용하여 적응 전치보상기(16)를 바이패스하여 전력 증폭기(18)로 직접 전송된다. 테스트 시퀀스는 전력 증폭기의 이득이 온도 또는 전압 변화에 의해 변하는 비율에 견줄만한 비율로 재전송되어야 한다. 테스트 시퀀스는 데이터 스트림을 종종 인터럽트하는 계속적인 심볼 스트림으로서, 또는 바람직하게는 데이터의 각 프레임을 수반하는 간접 비트의 일부인 선택된 심볼로서 전송될 수 있다. 테스트 시퀀스가 이용되는 주파수는 특정 작동 환경에 따라 달라진다. 이러한 테스트 심볼들은 전력 증폭기 출력으로부터 추출되며, 심볼 콘스텔레이션의 발생지점으로부터 테스트 심볼들의 정규화된 거리가 측정되며, 이 측정치는 전치보상기의 메모리에서의 심볼 위치 맵핑을 재조정하기 위해 사용된다. 또는, 적응 전치보상기(16)는 전력 증폭기(18)의 비선형 작동을 보상하기 위해 사용된다.
전력 증폭기(18)로부터, 신호는 순방향 전송 채널(22)을 통과하여 수신기(24)까지 전파된다. 수신기(24)에서, 심볼 클러스터의 위치, 사이즈, 형태에 관한 통계치가 주기적으로 측정되어, 역방향 제어 채널(26)을 통해 전송기측의 파라미터 프로세서 컴퓨터(28)로 전송된다. 통계적인 분석에 사용되는 모든 심볼상의 인페이즈 및 직교(I-Q) 측정치를 협대역 역방향 제어 채널을 통해 전송하는 것은 그 채널의 용량을 상당히 초과하는 것이 되므로 통계치는 수신기(24)에서 측정된다. 일반적으로, 역방향 제어 채널상의 왜곡은 순방향 채널상의 왜곡보다 상당히 작으며 통계 정보의 전송에 영향을 끼치지 않는다. 프로세서(28)는 순방향 채널과 수신기에서 발생하는 콘스텔레이션 왜곡의 파라미터를 산출한다. 이러한 파라미터들은 적응 전치보상기(16)에서 전송된 심볼들의 I-Q 좌표를 조정하여 결과로 나타나는 수신된 왜곡을 최소화한다. 수신기에서의 전압 바이어스 또는 이득 불균형(I, Q 좌표에서 등가의 값을 가지지 않는 스케일 부여)에 의한 선형 콘스텔레이션 오프셋과 같은 일부 유형의 왜곡에 대해, 정정 전압값은 이러한 콘스텔레이션 오프셋과 이득 불균형 효과를 감소시키기 위해 순방향 전송 채널(22)상의 간접 비트 형태로 수신기(24)로 전송된다. 마지막으로, 적응 등화기(30)는 순방향 전송 채널(22)에 대해 멀티패스 전파와 Rayleigh 페이딩 등의 주파수 종속(분산성) 현상을 완화시킨다. 그런 다음, 정정된 심볼 데이터는 정보 비트 스트림이 추출되는 복조기(32)로 이동한다.
도 2a, 2b, 2c는 16-QAM(직교 진폭 변조), 32-크로스 QAM, 25-QPR(직교 부분 반응) 심볼 콘스텔레이션의 구성을 보여준다. QAM 및 QPR 콘스텔레이션을 위해, 상태는 좌측 코너에서 시작하여 i = 1,2,..., 또한 j = 1,2...등과 같이 x, y 방향으로 넘버링된다. 원점 중심 좌표 시스템에서, 콘스텔레이션 포인트 (i,j)는 좌표에서 이상적으로 위치된다. 여기에서,
(1)
여기에서, M은 각 좌표에서의 심볼수이다. 예를 들면, 도 2a의 16-QAM 콘스텔레이션에 대해, M=4이고, i=1,...,4에 대해,= -3/2, -1/2, 1/2, 3/2이다. 표기를 쉽게 하기 위해, 아래의 수식이 사용된다.
(2)
시스템상의 다양한 문제들 때문에, 실측 클러스터의 실제 중심이 콘스텔레이션 구성에서 이상적인 상태 위치상에 정확하게 대응하지 않는다. 그러나, 클러스터 중심의 위치는 아래의 수식에서와 같이 i, j의 결합 비선형 다항식에 적합하다고 가정한다.
여기에서,와는 클러스터(i,j)의 중심에 대한 측정된 모델 좌표이다. Ax와 Ay는 x와 y 방향의 콘스텔레이션 오프셋을 나타내는 상수이다. Bxx와 Byy는 선형 이득 또는 열 및 행 간격이다(즉, x, y 방향의 1차 변경이다). Bxy는 행 함수(즉, 해당 포인트에서의 y 좌표값의 함수로서의 x 방향의 1차 변경)로서의 열 위치에서 단위 상승당 선형 실행 또는 수평 스큐이다. Byx는 열 함수(즉, 해당 포인트에서의 x 좌표값의 함수로서의 y방향의 1차 변경)로서의 행 위치에서 단위 실행당 선형 상승 또는 수직 스큐이다. Cxx, Cyy, Dxx, Dyy는 대응하는 비선형 이득 또는 열 및 행 간격의 변화이다. Cxx는 x 방향의 2차 변경, Cyy는 y 방향의 2차 변경, Dxx는 x 방향의 3차 변경, Dyy는 y 방향의 3차 변경이다. 마찬가지로, Cxy, Cyx, Dxy, Dyx는 열 및 행 위치에서 대응하는 비선형(2, 3차) 스큐이다. 이상적인 비왜곡의 경우, Bxx= Byy= 1이며, 기타 모든 모델 파라미터들은 0이다.와를 획득하려면, 파라미터 Ax, Bxx, ... 산출을 위해 {xijk}와 {yijk} 세트를 사용해야 한다. 여기에서 k는 각 클러스터내의 개별 심볼들을 나타낸다.
가용 데이터 샘플(위상 공간에서 측정된 콘스텔레이션 포인트)에 적합한 최상의 최소 제곱을 제공하는 수식의 파라미터를 산출함에 있어서의 문제점은 다중 선형 회귀인데, 이것은 산출이 파라미터에 선형적으로 종속되기 때문이다. 과도 책정된 데이터 세트(파라미터보다 데이터 샘플이 더 많은 경우)로부터 이러한 파라미터들을 산출하는 표준 통계 과정은 최소 제곱 산출을 위해 "정규 방정식"을 설정하고 풀기 위한 것이다.(본 원에서 참증으로 반영된 N.R.Draper and H. Smith, Applied Regression Analysis, John Wiley ＆ Sons, Inc., 1996을 참조한다.)
수식(3)의 파라미터에 대응하는 정규 방정식을 설정하고 풀기 위하여 매트릭스 표기법을 이용한다. Px, Py파라미터 매트릭스와 클러스터 (i,j)를 위한 계수 Cij의 매트릭스는 아래와 같이 정의된다.
여기에서 프라임(')은 매트릭스 전치를 나타낸다. 또한, 매트릭스,, (i,j)번째 클러스터의 모든 심볼들의 x, y 좌표 매트릭스, 클러스터 (i,j)에 대한 에러 매트릭스와는 아래와 같이 정의될 수 있다.
클러스터(i,j) 에는 Kij데이터 샘플이 있으며, Cij의 각 열에는 Kij와 동일한 요소가 있다.
파라미터 Ax, Bxy, ...는 모든 클러스터에서 데이터 샘플에 종속되므로, 모든 클러스터의 관측은 이러한 파라미터들의 산출에 결합된다. 전체 콘스텔레이션에 대한 계수, 데이터, 에러 매트릭스 C, Dx, Dy, Ex, Ey는 아래의 분할 매트릭스와 같이 정의될 수 있다.
수식(3)은 아래와 같이 매트릭스 형태로 나타낼 수 있다.
파라미터 매트릭스 Px, Py를 산출하기 위한 정규 방정식은 아래와 같이 주어질 수 있다.
여기에서 프라임(')은 매트릭스 전치를 나타낸다. 이러한 방정식의 해법은 아래와 같다.
여기에서,-1은 매트릭스의 역을 나타낸다. 또한, 아래의 수식을 정의할 수 있다.
그러면, 수식(13)은 아래와 같이 나타낼 수 있다.
상기 분석은 본 원에서 참증으로 반영된 McKissock (M.J. McKissock, "Constellation Measurement: A Tool for Evaluating Digital Radio,"Hewlette-Packard Journal, July 1987의 분석과 유사하다.
상기 본 발명의 분석은 수식 (3a), (3b)의 비선형 항들의 산출로 확장될 수 있다.
수식(14)에서 수식(8)과 (5)를 이용하여 li= i-d, mi= j-d를 정의하면 아래의 결과가 나타난다.
수식(17)의 각 항이 i, j, k에서의 동일한 범위에 대해 합산되므로, A는 7x7 매트릭스로 남는다.
이와 유사하게, 수식(15a)와 (15b)에서 수식 (6)과 (8)을 이용하면, 아래의 결과가 나타난다.
수식(18)과 (19)의 각 항이 i, j, k에서의 동일한 범위에 대해 합산되므로, Bx와 By는 1x7 매트릭스로 남는다.
본 발명에서, 파라미터 매트릭스 Px와 Py는 수식 (17), (18), (19)를 수식 (16a)와 (16b)에 삽입하고, 그 결과를 실제 데이터 좌표값 xijk와 yijk로 평가하여 얻을 수 있다. 이것은 수식(3)의 계수를 제공한다. 그런 다음, 수식(4)에 의해 주어진 Px와 Py의 성분들은 콘스텔레이션의 각 클러스터의 최상 모델 좌표를 평가하기 위해 수식(3)에 삽입된다.
이상적인 콘스텔레이션 플롯의 중심으로부터 실제 측정된 콘스텔레이션의 x, y 오프셋은 각각 Ax와 Ay와 등가이다. 콘스텔레이션의 회전 또는 직교 왜곡(로크 각도 에러, 쿼드 각도 에러, AM-PM 변환 비선형성)이 없다면, I 및 Q방향의 x, y 오프셋은 유일한 콘스텔레이션 오프셋이다. 산출된 x, y 오프셋, Ax, Ay가 0이 아니면, -Ax, -Ay만큼 콘스텔레이션을 쉬프트하기 위한, 즉, 콘스텔레이션을 중심으로 다시 이동하기 위한 바이어스 전압을 조정하기 위해 명령이 수신기(24)로 전송된다. 또는, 동일한 효과를 얻기 위해 모든 전송된 심볼들은 -Ax, -Ay만큼 송신기에서 미리 쉬프트된다. 일반적으로, 콘스텔레이션 (Ax,Ay)에서의 변환 오프셋은 수신기의 미숙한 조정에 기인하므로, 그러한 수신기 에러는 수신기내에서 에러 소스에서 정정하는 것이 바람직하다. 간단한 방법으로 또한 최저 가격으로 수신기(24)를 획득하려면, 수신기(24)의 조정기능에 선행하여, 송신기로부터 출력되는 심볼들을 전치보상하여 수신기(24)의 정정불가한 에러를 보상하는 것이 바람직하다.
x, y 좌표간 선형 이득율은 아래와 같다.
또한, 회전 및 직교 왜곡이 없는 경우, 이 이득율은 변조기(송신기)와 복조기(수신기)의 순수 선형 I-Q 이득 부정합과 등가이다. 회전 또는 직교 왜곡이 있는 경우, I-Q 이득 부정합은 x-y 이득율에 간단히 연관된 것은 아니다. 이득 불균형이 모두 수신기(24)내에 존재하고(즉, 송신기와 순방향 전송 채널(22)에 의해 도입된 왜곡이 없는 것으로 가정하고), RG〉1이면, 인수 RG만큼 인페이즈 이득을 감소시키거나, 동일한 인수만큼 직교 이득을 증가시키기 위한 명령이 수신기(24)로 전송된다. RG〈1이면, 인수 RG만큼 인페이즈 이득을 증가시키거나, 동일한 인수만큼 직교 이득을 감소시키기 위한 명령이 수신기(24)로 전송된다.
이득율 RG는 수식(3)의 선형항에만 종속하여 정의된다는 것에 유의한다. Bxx, Byy는 콘스텔레이션에서 인접 열과 행간의 간격이며, 모든 열과 행은 균일한 간격을 가지는 것으로 가정한다(Cxx, Dxx등의 비선형성을 무시함). 비선형 항들을 무시할 수 없는 경우, 열과 행 간격은 진폭의 함수가 된다. 이러한 경우, 2차, 3차 이득율은 아래와 같이 나타낼 수 있다.
C와 D 항이 무시할 수 없는 항이라는 것은 메모리를 가진 전치보상기(14)에 의해 정정되지 않은 추가 비선형성이 순방향 전송 채널(22) 그리고/또는 수신기(24)에 있다는 것을 나타낸다. 이런 경우, 적응 전치보상기(16)를 이용하여 송신기에서 송신된 심볼의 좌표를 재조정하는 것이 바람직하다.〉 1 이면, Cxx가 인수만큼 감소하거나, Cyy가 동일한 인수만큼 증가한다. 이와 유사하게,〉 1 이면, Dxx가 인수만큼 감소하거나, Dyy가 동일한 인수만큼 증가한다.
로크 각도 에러는 콘스텔레이션의 이상적인 위치에 상대적으로 콘스텔레이션의 회전 각도를 측정한다. 이러한 유형의 에러는 반송파 복구 위상 동기 루프 조정미숙 (복조기가 입력 신호와 정확하게 위상 일치하지 않음) 또는 반송파 복구 루프를 혼란시키는 간섭 톤과 같은 요소에 의해 발생한다.
도 3a와 도 3b는 간단한 QPSK(즉, 4-QAM) 변조에 대한 이득 부정합이 있는 경우의 로크 각도 에러를 도시한다. 위상 회전 각도 (로크 각도 에러) θ는 여기에서 시계방향의 포지티브로 정의된다. 도 3a는 포지티브 θ에 대한 기하학적 도면이고 도 3b는 네거티브 θ에 대한 기하학적 도면이다. Bxx는 x축상에 투영된 상수 I 좌표의 열사이의 간격이다. Byy는 y축상에 투영된 상수 Q 좌표의 행사이의 간격이다. Bxx는 우측으로 포지티브하며, Byy는 위쪽으로 포지티브하다. Bxy는 연속되는 클러스터 행사이의 단위 상승당 선형 발생이다. Byx는 연속되는 클러스터 열사이의 단위 실행당 선형 상승이다. Bxy는 아래에서 위로 연결된 행에서 이동시에 우측으로 포지티브하다. 마찬가지로, Byx는 좌측에서 우측으로 연결된 열에서 이동시에 위쪽으로 포지티브하다. 이러한 규칙은 방정식과 로크 및 쿼드 각도 에러의 모든 가능한 혼합에 대한 결과의 일관성을 위해 설정되었다.
도 3a와 도 3b에 도시된 다른 각도에는 회전 콘스텔레이션의 최우측 클러스터로부터 포지티브 x축까지의 각도 α가 포함된다. 또한, 공동 I 좌표를 가진 우측 클러스터간 측정되며 최우측 클러스터에서 발생된 회전 콘스텔레이션의 대각선 사이의 각도 ζ도 포함된다. Ψx와 Ψy는 Ψx= -tan-1(Byx/Bxx) 와 Ψy= -tan-1(Bxy/Byy)로 정의된다. 그러면, 로크 각도 에러는 아래와 같이 주어진다.
상기 정의된 Bmn과 포지티브 로크 각도 에러에 대한 부호 정의에 의해, Byx는 네거티브이며 기타 모든 Bmn은 포지티브이다. 그러므로, 수식(23)의 양쪽 항은 포지티브이며 예상대로 θ〉 0이 된다. 마찬가지로, 네거티브 로크 각도 에러에 대해, Bxy는 네거티브이며 기타 모든 Bmn은 포지티브이다. 그러므로, 수식(23)의 양쪽 항은 네거티브이며 θ〈 0이 된다. 로크 각도 에러가 없는 경우, 수식(23)이 아래와 같이 되도록 θ=0이다.
θ = 0이라 해도, Bxy와 Byx는 0이 아닐 수 있다. 이것은 쿼드 각도 에러(아래에 상세히 설명됨)는 있으나 로크 각도 에러는 없는 경우이다. 로크 각도 또는 쿼드 각도 에러가 모두 없는 경우, Bxy= Byx= 0이다.
로크 각도 에러에 대한 또다른 유용한 수식을 도 3a와 도 3b에 도시된 각도에서 구할 수 있다. 콘스텔레이션이 그 축들(로크 각도 회전을 가지거나 가지지 않은)에 대해 대칭적이며, 이러한 숫자들을 아래와 같이 나타낼 수 있다.
도 3a는, 각도는 시계방향으로 포지티브하다는 것을 상기시키면서, 포지티브 로크 각도 에러에 대해, ζ 〉 0, α 〉 0, θ 〉 0 라는 것을 도시한다. 마찬가지로, 도 3b는 네거티브 로크 각도 에러에 대해, ζ 〈 0, α 〈 0, θ 〈 0 라는 것을 도시한다. ζ과 α는 Bmn항으로 구할 수 있으며, Bmn으로 환산한 θ에 대한 수식의 결과가 나타난다. 수식(23)은 쿼드 각도 에러가 없는 경우에 유효하다. 또한 로크 각도 에러는 없고 쿼드 각도 에러한 있는 경우에 대해서도 유효하며, 이런 경우, 수식(24)는 그대로 유효하며 θ = 0이다. 로크 각도 및 쿼드 각도 에러가 둘다 있는 경우, 수식(23)은 정확한 결과를 나타내지 않는다. 그러면, 좀더 일반적인 수식(25)를 사용할 수 있다. Bmn항으로 나타낸 수식(25)에 대한 수식이 아래에 주어질 것이다.
쿼드 각도 에러는 변조기와 복조기의 I 및 Q 좌표가 x-y 평면에서 수직으로부터 떨어져있는 정도를 측정하며, 변조기와 복조기의 브랜치들이 위상 직교에 정확히 있지 않음을 나타낸다. 그 결과, 복조기의 하나의 좌표에서 임계 결정 슬라이서의 출력은 다른 좌표들의 값에 종속되며, 어느 심볼이 실제 전송되었는지를 판단함에 있어 판단 에러가 나타난다. 쿼드 각도 에러가 있는 경우, 콘스텔레이션은 하나의 수직 방향을 따라 확장되며, 다른 수직 방향을 따라 압축된다. 이와 반대로, 로크 각도 에러는 확장 없이 전체 콘스텔레이션이 고정된 회전을 하는 결과를 가져온다.
도 4a와 도 4b는 간단한 QPSK 변조에 있어 로크 각도 회전은 없으나 이득 부정합이 있는 경우의 쿼드 각도 에러를 도시한다. 여기에서의 모든 결과는 모든 QAM, QPR 변조에 동등하게 적용될 것이다. 좌표 이득 Bxx, Byy와 스큐 Bxy, Byx는 앞에서 도 3a, 3b에 대해 설명된 부호 규칙과 동일한 규칙으로 정의된다. 또한, 앞에서 정의된 각도 Ψx, Ψy는 시계방향으로 포지티브하며 이전과 동일한 부호 규칙을 가진다.
쿼드 각도 에러가 없는 경우, 콘스텔레이션은 장방형(I와 Q 성분간에 이득 불균형이 없는 경우에는 정방형)이다. 장방형 사각형의 코너 각도는 물론 90도이다. 쿼드 각도 에러가 있는 경우, 콘스텔레이션은 더이상 장방형이 아니며 코너 각도는 90도보다 크거나 작다.은 주대각선(우측 상향 대각선)에 대한 코너 각도를 나타낸다. 쿼드 각도 에러 ψ는이 90도로부터 떨어진 양이다. 그러므로,= 90°+ ψ이다. 도 4a에서와 같이,이 네거티브이면,〈 90°이다: 도 4b에서와 같이, ψ이 포지티브이면〉 90°이다
쿼드 각도 에러 ψ는 각도 ψx와 ψy에 대하여 아래와 같은 관계를 가진다.
(26)
네거티브 쿼드 각도 에러의 경우, 도 4a에 도시한 바와 같이, Bxy와 Byx는 모두 포지티브이므로, ψx는 네거티브, ψy는 포지티브,ψ는 네거티브이다. 각도 ψx와 ψy는 시계방향으로 포지티브이며 반시계방향으로는 네거티브이다. 포지티브 쿼드 각도 에러의 경우, 도 4b에 도시한 바와 같이, Bxy와 Byx는 모두 네거티브이므로, ψx는 포지티브, ψy는 네거티브,ψ는 포지티브이다. 쿼드 각도 에러에 의해 콘스텔레이션 패턴의 면과 대각선의 길이가 변하나, 대각선 사이의 각도는 변하지 않는다.
쿼드 각도 에러가 없으면, ψ = 0이다. 그러므로 수식(26)은 아래와 같이 나타낼 수 있다.
쿼드 각도 에러와 로크 각도 에러가 없는 경우, 수식(24)와 (27)은 동시에 충족되어야 한다. 이것은 Bxy= Byx= 0인 경우에만 가능하다. 도 3a, 3b, 4a, 4b는 이러한 조건들이 무회전, 무왜곡, 장방형 콘스텔레이션의 결과를 가져옴을 도시한다.
수신기와 복조기에 어떤 결함이 있고, 혼합 및 상대적 진폭이 어떠한 다양한 콘스텔레이션 왜곡, 예를 들면, 로크 각도 에러, 쿼드 각도 에러, 이득 부정합 등을 가지는지 일반적으로 알려지 있지 않다. 그러므로, 일반적인 경우, 모든 유형의 에러가 존재한다고 가정하고 모든 유형의 에러에 대한 진폭을 구해야 한다.
도 5는 로크 각도 에러, 쿼드 각도 에러, 이득 부정합의 결합을 도시한다. 여기에서, 로크 및 이득 부정합 에러를 가진 회전 장방형 QPSK 콘스텔레이션상에 겹쳐서 놓여진 쿼드 각도 에러 효과가 도시된다. 수식(3)의 콘스텔레이션 모델에서 관측된 데이터의 회귀 분석으로부터 도출된 x, y 이득과 스큐, Bmn은 왜곡된 콘스텔레이션에서의 클러스터의 간격을 나타낸다. Bmn은 우측 상향에서 포지티브로 정의되므로 도 5에서 Byx를 제외한 모든 Bmn이 포지티브이다. 이전에 정의된 각도 α,θ,ζ는 시계방향으로 포지티브이다. SI는 왜곡 콘스텔레이션의 인페이즈(I) 좌표 클러스터 간격이고 SQ는 직교(Q) 좌표 클러스터 간격이다. Da와 Db는 왜곡 콘스텔레이션의 대각선 길이,와 β는 내각이다. 도 5에 도시된 분석은 QPSK 신호에 대한 것이나, 그 결과는 모든 QAM과 QPR 콘스텔레이션에 적용될 수 있다.
도 5에 도시된 분석은 로크 각도 에러 θ와 선형 이득율 RG에 대한 아래와 같은 수식의 결과를 나타낸다.
일반 환경에서, 수식(3)의 계수를 산출한 후, 로크 각도 에러는 수식(28)로부터 획득되며, 이득율은 수식(29)으로부터 획득되며, 쿼드 각도 에러는 수식(29)로부터 획득된다. 0이 아닌 로크 각도 에러는 일반적으로 수신 복조기(32)의 반송파 복구 회로에서의 위상 미조정을 표시하여, 복조된 심볼 위상들이 전송 위상과 비교하여 θ만큼 회전하도록 하며, 이러한 미조정은 반송파 복구 회로의 출력측의 조정가능한 위상 쉬프터에 반송파 위상을 - θ만큼 쉬프트하라는 명령을 전송함으로써 정정될 수 있으며, 이로써 전체 콘스텔레이션을 - θ만큼 회전할 수 있다. 또는, 전송 변조기의 반송파 발진기의 위상을 쉬프트함으로써 동일한 효과를 얻을 수 있다. 이렇게 함으로써, 반송파 복구 회로에서 실행했을 경우와 동등하게 복조기의 심볼 판단 슬라이싱 회로를 이용하여 콘스텔레이션을 얼라인먼트로 회전한다.
0이 아닌 쿼드 각도 에러는 변조기 또는 복조기의 직교 위상 쉬프터에서의 위상 에러를 나타내며, 변조기 또는 복조기의 2개의 브랜치는 위상 직교되지 않는다. 즉, 위상이 90도 떨어져있다. 변조기의 쿼드 각도 에러 ψ는 -ψ만큼 변조기 직교 위상 쉬프터를 변경함으로써 정정된다. 복조기의 쿼드 각도 에러 ψ는 -ψ만큼 복조기 직교 위상 쉬프터를 변경하라는 명령을 복조기로 전송하거나, -ψ만큼 변조기 직교 위상 쉬프터를 변경하여 전송 콘스텔레이션을 전치보상함으로써 정정된다. 쿼드 각도 에러가 혼합에러 ψ를 가진 변조기와 복조기 모두에 존재하는 경우, -ψ만큼 변조기 직교 위상 쉬프터를 변경함으로써 양쪽의 에러들을 정정할 수 있다. 일반적으로, 각 장비들에 대한 개별적인 테스트를 실행하지 않고서는 어느 기기가 쿼드 각도 에러의 원인을 제공하는 지를 판단할 수 없다. 그러므로, 모든 쿼드 각도 에러는 변조기 직교 위상 쉬프터를 -ψ만큼 회전하여 정정하는 것이 바람직하다.
상기한 바와 같이, 이득 불균형은 인페이즈 및 직교 채널을 결합하기 전에 변조기(12)에서 발생할 수 있고, 또는 이러한 채널들을 분리한 후 복조기(32)에서 발생할 수도 있다. 변조기(12)의 이득 불균형은 채널 결합 전에 채널들 중 어느 하나에, 예를 들면, 직교 채널에 조정가능한 선형 증폭기를 제공하고, 이 이득을 선형 이득율 RG가 1이 되는 방향으로 변화시킴으로써 삭제될 수 있다. 복조기(32)의 이득 불균형은 복조기(32)의 하나의 암(arm)에서 선형 증폭기의 이득을 RG = 1이 되도록 조정하거나, 변조기(12)에서 선형 증폭기를 RG = 1 이 되도록 조정하여 콘스텔레이션을 전치보상함으로써 정정될 수 있다. 이득 불균형은 변조기(12)와 복조기(32)의 어느 한 쪽 또는 양쪽 모두에서 발생할 수 있고, 불균형의 소스는 각 장비들에 대한 특별한 개별 테스트를 행하지 않고서는 알 수 없으므로, 모든 이득 불균형을 변조기(12)에서 정정하는
콘스텔레이션 측정에서 동시에 산출되므로, 여기에 대한 정정은 직접적이고 동시에 이루어진다. 모든 측정, 산출, 정정을 위한 조정들은 각도 에러와 이득 불균형이 허용가능할 만큼 작아질 때까지 계속 반복되어야 한다.
콘스텔레이션 분석에 의한 모든 선형 효과는 송신 변조기(12)에서 정정되며, 송신 고전력 증폭기(18)는 비선형의 유일한 소스가 될 수 있으므로 (순방향 전송 채널(22)이 순방향 전송 채널(22)로 추가 비선형 HPA를 삽입하는 몇 개의 리피터 단계 또는 위성 트랜스폰더를 포함하지 않는 한), 도 1의 파라미터 프로세서(28)의 제어 출력은 변조기(12)로 전송될 수 있다. 이러한 구성에서, 상기 설명된 다양한 에러에 대한 보상은 더이상 필요하지 않은 별도의 적응 전치보상기(16)가 아닌 변조기(12)에서 실행된다. 이것은 도 6에 도시된다.
여기에 설명된 과정은 콘스텔레이션 분해의 방법을 이용하여 중간 리피터와 트랜스폰더를 포함한 총 전송 경로에서 비선형 왜곡을 보상하기 위해 확대될 수 있다. 진폭 종속 비선형이 있는 경우, 모든 대칭적 콘스텔레이션은 I-Q 이득 부정합을 가진 16-QAM 콘스텔레이션을 도시한 도 7에서와 같이, 중첩형(nested) QPSK 하위 콘스텔레이션으로 처리된다. 도 7에서 괄호안의 숫자는 심볼 클러스터의 (i,j) 좌표를 나타낸다. 개별적인 숫자들은 하위 콘스텔레이션을 나타낸다.
콘스텔레이션에서, 모든 심볼 클러스터들은 I축과 Q축으로부터 동일한 공칭 거리를 가진다. 그러므로, QPSK 콘스텔레이션에 4개의 클러스트만이 있고 그들의 좌표가 선형 관계(1차 관계)에 있으므로, 진폭 비선형을 측정하는 것은 불가능하다. 각 QPSK 하위 콘스텔레이션 요소(도 7에서 k)는 아래와 같이 선형 모델로 나타낼 수 있다.
수식(33a)와 (33b)는 상수와 제 1항에서만 수식 (3)에 대응된다. QPSK 콘스텔레이션에 있어서, d' = 3/2, i'와 j'는 {1,2}세트의 값을 취하며, (i'-d')와 (j'-d')는 {-1/2,1/2} 세트의 값을 취한다. 하위 콘스텔레이션의 좌표는 물론 전체 콘스텔레이션의 좌표j 에 대응한다. 예를 들면, 하위 콘스텔레이션 1에 있어서, 아래의 관계가 성립된다. (넘버링이 콘스텔레이션 또는 하위 콘스텔레이션의 하위 좌측 코너에서 시작하며, 제 1 첨자는 x 좌표 또는 행 번호이며, 제 2 첨자는 y 좌표 또는 열 번호이다.)
그리고에 대해서도 유사하다.
도 5는 하위 콘스텔레이션에도 적응될 수 있으며, 이 경우 계수 Bmn은으로 대체된다. 그러므로, 도 5로부터 아래의 관계를 알 수 있다.
수식 (3), (34), (35)를 결합함으로써, 양에 대한 수식는 수식(3)을 이용하여 각 하위 콘스텔레이션에 대해 획득된다. 이러한수식들은,계수들을 수식 (3)의 계수 파라미터에 연관시키기 위해 수식(3)의 계수 파라미터를 이용하여 표현된다. 예를 들면, 도 7의 하위 콘스텔레이션에 있어, 계수 파라미터들간의 관계는 아래와 같다.
결과로 나타나는 양 E( )의 일반적인 특성은 다음과 같다.
1.는 콘스텔레이션 바이어스 Ax와 Ay에 항상 종속적이다.
2.는 제 2 계수 Cmn에 종속적이다.
3.는 동일한 첨자 m과 n을 가진 Bmn과 Dmn에 종속적이다.
4. 동일한 심볼 클러스터 쌍간의 차이에 기초한 x, y 성분은 동일한 형태를 가진다.
수식(30) - (32)를 유추함으로써, 아래의 양을 정의할 수 있다.
이러한 수량은 아래와 같이 하위 콘스텔레이션 k에 대한 로크 각도 에러 θk를 획득하기 위해 수식(28)을 확대하는 데 사용된다.
또한, 수식(26)을 유추함으로써, 하위콘스텔레이션 k에 대한 쿼드 각도 에러를 아래의 수식과 같이 나타낼 수 있다.
그리고, 수식(29)를 유추함으로써, 하위콘스텔레이션 k에 대한 이득율을 아래의 수식과 같이 나타낼 수 있다.
수식(40), (41), (42)는 송신기, 수신기, 모든 중간 리피터와 트랜스폰더를 포함한 전체 전송 체인에서 각 하위 콘스텔레이션에 대한 로크 각도 에러, 쿼드 각도 에러, 이득 불균형을 각각 제시한다.
이 수식들에서, 하위 콘스텔레이션에 대한 이상 이득율은 전체 콘스텔레이션에 대한 관계에 종속된다. 그러므로, 도 7에서, 장방형 하위 콘스텔레이션 3, 4에 대한 이상 이득율은 각각 3과 1/3인 반면, 정방형 하위 콘스텔레이션 1, 2에 대한 이상 이득율은 둘다 1이다. 심볼의 이상 이득율은 콘스텔레이션에서의 위치에 종속되므로, 이득율은 소스 전송 변조기의 증폭기 이득을 조정하여 정정될 수 없다. 이것은 동일한 이득을 모든 전송 심볼에 적용하기 때문이다. 각 심볼의 I 및 Q 좌표는 심볼 이득율(원점에서 심볼 위치까지의 벡터의 탄젠트와 등가)을 이상적인 값 RGk로 하기 위해 적응 전치보상기에서 하위 콘스텔레이션에 대한 희망 이득율에 따라 스케일되어야 한다. 여기에서, k는 심볼이 속하는 특정 하위 콘스텔레이션을 나타낸다. 이와 동시에, 하위 콘스텔레이션 로크 각도 에러와 이에 연관된 비선형 AM-PM 변환 왜곡을 정정하기 위해 심볼 위치는 -θk각도만큼 원점 주위를 회전한다. 마찬가지로, 하위 콘스텔레이션의 쿼드 각도 에러를 보상하기 위해, 심볼이 속하는 하위 콘스텔레이션의 Q축은 -ψk각도만큼 스큐되어야 한다. 마찬가지로, 개별 하위 콘스텔레이션들이 상이한 로크 각도와 쿼드 각도 에러를 경험할 수 있으므로, 로크 각도 에러와 쿼드 각도 에러에 대한 보상은 하위 콘스텔레이션을 기초로 실행된다. 이러한 보상은 도 1의 적응 전치보상기에 의해 실행된다.
본 발명의 바람직한 실시예에 대해 상세히 기술되었지만, 본 발명이 속하는 기술 분야에 있어서 통상의 지식을 가진 사람이라면, 첨부된 청구 범위에 정의된 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않는 한도내에서 본 발명을 여러 가지로 변형하여 실시할 수 있음을 알 수 있을 것이다.

Claims (54)

  1. 송신기에 의해 전송된 수신 신호에 대한 통계 정보를 수신기에서 누적하는 단계와, 상기 누적 단계는 콘스텔레이션 통계 정보를 누적하기 위하여 심볼 클러스터 통계 정보를 누적하고 상기 심볼 클러스터 통계 정보를 이용하는 단계를 추가로 구비하며;
    보상값을 결정하기 위하여 상기 통계 정보를 프로세싱하는 단계;
    상기 신호를 보상하기 위하여 상기 보상값을 이용하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 디지털 신호는 최소한 QAM(직교 진폭 변조), TCM(트렐리스 코드화 변조), CAP(무반송파 AM/PM), MPSK(다중 위상 편이 변조), QPR(직교 부분 응답) 중 하나와 신호 콘스텔레이션을 포함함을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  3. 제 1항에 있어서, 상기 콘스텔레이션 통계 정보를 누적하는 단계와 상기 프로세싱 단계는 전치보상 파라미터를 결정하기 위한 것이며, 상기 방법은 상기 신호의 전송전에 상기 신호를 전치보상하기 위해 상기 전치보상 파라미터를 이용하는 단계를 추가로 구비함으로써 상기 수신 신호 심볼 클러스터가 소정의 신호 판단 경계에 따라 적절히 위치되도록함을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상시 수신기로부터 상기 수신기에 수신된 상기 디지털 신호를 전송한 송신기로, 수신 신호에서의 왜곡을 나타내는 통계적 제어 정보를 송신하는 단계; 및
    상기 신호의 전송 이전에 상기 신호를 전치보상하기 위해 송신기에 적용된 보상 전치보상의 유형, 규모, 방향 중 최소한 하나를 판단하기 위해 상기 통계적 제어 정보를 프로세싱함으로써, 수신기에서의 수신신호가 실질적으로는 왜곡을 가지지 않게 하는 단계를 추가로 구비함을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  5. 제 1항에 있어서,
    전압 오프셋, 이득 부정합율, 로크 각도 에러, 쿼드 각도 에러, 비선형 채널 왜곡, 수신기 왜곡 중 최소한 하나에 기인한 콘스텔레이션 왜곡을 판단하는 단계; 및 상기 신호의 인페이즈 및 직교 신호 성분들 중 최소한 하나에서의 상기 콘스텔레이션 왜곡을 보상하는 단계를 추가로 구비함을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  6. 제 5항에 있어서, 상기 보상 단계는 송신기와 수신기 중 최소한 어느 하나에서 실행됨을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  7. 제 1항에 있어서,
    상기 신호를 보상하기 위하여 메모리에 기초한 전치보상기를 사용하는 단계;
    상기 신호에 여전히 나타나는 잔류 비선형 왜곡을 판단하는 단계;
    상기 잔류 비선형 왜곡을 실질적으로 삭제하기 위하여 상기 신호를 적합하게 전치보상하는 단계를 추가로 구비함을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  8. 제 5항에 있어서, 상기 콘스텔레이션 왜곡을 나타내는 제어 정보는 협대역 제어 채널을 통해 상기 송신기와 수신기 사이에 교환됨을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  9. 제 8항에 있어서, 상기 수신기와 송신기 중 최소한 하나에서의 파라미터는 이전에 설정된 파라미터값으로부터 발생하는 상기 콘스텔레이션의 왜곡을 정정하기 위해 조정됨을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  10. 제 5항에 있어서, 로크 각도 에러에 의한 콘스텔레이션 왜곡을 판단하는 단계는
    콘스텔레이션에서의 로크 각도 에러의 크기와 방향 중 최소한 하나를 판단하는 단계; 및
    로크 각도 에러를 감소시키는 양과 방향으로 콘스텔레이션을 회전하기 위해 송신기와 수신기 중 최소한 하나에서 반송파 위상을 쉬프트하는 단계를 구비함을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  11. 제 5항에 있어서, 쿼드 각도 에러에 의한 콘스텔레이션 왜곡을 판단하는 단계는
    쿼드 각도 에러의 크기와 방향 중 최소한 하나를 판단하는 단계; 및
    쿼드 각도 에러를 감소시키는 양과 방향으로 송신기에서의 변조기 직교 위상 쉬프터와 수신기에서의 복조기 직교 위상 쉬프터 중 최소한 하나를 조정하는 단계를 구비함을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  12. 제 5항에 있어서, 전압 오프셋에 의한 콘스텔레이션 왜곡을 판단하는 단계는
    전압 오프셋의 크기를 판단하는 단계; 및
    전압 오프셋을 감소시키는 양과 방향으로 송신기와 수신기 중 최소한 하나에서의 바이어스 전압을 조정하는 단계를 구비함을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  13. 제 5항에 있어서, 이득 부정합율에 의한 콘스텔레이션 왜곡을 판단하는 단계는
    이득 부정합율의 크기를 판단하는 단계; 및
    이득 부정합율을 감소시키는 양과 방향으로 송신기와 수신기 중 최소한 하나에서의 증폭기 이득을 조정하는 단계를 구비함을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  14. 제 5항에 있어서, 비선형 채널 왜곡에 의한 콘스텔레이션 왜곡을 판단하는 단계는
    비선형 채널 왜곡의 크기를 판단하는 단계; 및
    비선형 채널 왜곡을 감소시키는 양과 방향으로 송신기와 수신기 중 최소한 하나에서 콘스텔레이션내 각 심볼의 위치를 조정하는 단계를 구비함을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  15. 제 5항에 있어서, 통계 정보 누적 단계는
    제 1, 2, 3 매트릭스를 생성하기 위하여 심볼 좌표의 가중 합계를 누적하는 단계;
    각 심볼 클러스터의 중심을 산출하기 위한 최소 제곱 모델에 사용된 콘스텔레이션의 제 1 좌표에 대한 계수들의 제 1 계수 매트릭스를 생성하기 위해 상기 제1 매트릭스를 역변환하고 상기 역변환된 제 1 매트릭스를 제 2 매트릭스와 승산하는 단계;
    각 심볼 클러스터의 중심을 산출하기 위한 상기 최소 제곱 모델에 사용된 콘스텔레이션의 제 2 좌표에 대한 계수들의 제 2 계수 매트릭스를 생성하기 위해 상기 역변환된 제 1 매트릭스를 제 3 매트릭스와 승산하는 단계를 구비함을 특징으로하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  16. 제 15항에 있어서, 상기 제 1, 2 좌표들은 각각 상기 심볼 클러스터의 x, y 카르테시안 좌표 치수인 것을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  17. 제 15항에 있어서, 가중 합산 누적 단계는 A, Bx, By로 지정된 상기 제 1, 2, 3 매트릭스를 생성하기 위해 아래의 수식에 따라 실행됨을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
    여기에서, l은 (i-(M+1)/2), m은 (j-(M+1/2))으로 정의되고, M은 콘스텔레이션의 각 좌표에서의 심볼수이고 i, j는 각 클러스터의 위치를 나타내는 1에서 M까지의 정수이다.
  18. 제 17항에 있어서, 상기 제 1, 2 좌표 계수 매트릭스는 아래와 같은 형태를 가지는 것을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
    여기에서, Ax와 Ay는 각각 x, y 방향의 콘스텔레이션 오프셋, Bxx와 Byy는 각각 x, y 방향의 선형 이득, Bxy는 단위 상승당 선형 실행, Byx는 단위 실행당 선형 상승, Cxx, Cyy, Dxx, Dyy는 각각 x, y 방향의 선형 이득, Cxy, Cyx, Dxy, Dyx는 각각 x, y 방향의 비선형 스큐이며, 상기 계수 A, B, C, D는 아래의 형태를 가진 측정된 클러스터 중심 위치의 고차 최소 제곱 모델에 사용된다.
  19. 제 18항에 있어서, 상기 이득 부정합율 RG는 Bxx/Byy율로 정의됨을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  20. 제 18항에 있어서, 상기 2, 3차 이득 부정합율 RG2와 RG3은 각각 Cxx/Cyy와 Dxx/Dyy로 정의됨을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  21. 제 18항에 있어서, 상기 로크 각도 에러는 아래의 수식에 따라 판단됨을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  22. 제 18항에 있어서, 상기 쿼드 각도 에러는 아래의 수식에 따라 판단됨을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  23. 제 18항에 있어서, 아래의 수식으로 표현된 양을 정의하기 위해 계수 파라미터를 사용함을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  24. 제 23항에 있어서, 상기 로크 각도 에러는 아래의 수식에 따라 판단됨을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  25. 제 23항에 있어서, 상기 이득 부정합율은 아래의 수식에 따라 판단됨을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  26. 최소한 하나의 비선형 영역을 포함하는 작동 영역을 가지는 최소한 하나의 증폭기;
    상기 최소한 하나의 증폭기의 최소한 하나의 비선형 영역에 의해 야기된 상기 신호의 왜곡과 실질적으로 동일한 그리고 반대의 양만큼 신호의 전송전에 전송될 신호를 보상하는 전치보상 회로;
    온도, 전압, 전력, 시간 중 최소한 하나의 변화에 대응하여 상기 최소한 하나의 증폭기의 최소한 하나의 비선형 영역의 갱신된 특징을 반복적으로 판단하는 적응 회로;
    상기 최소한 하나의 증폭기에 의해 전송된 테스트 시퀀스에 대응하여 상기 최소한 하나의 증폭기의 상기 갱신된 특징을 상기 전치보상 회로에 갱신하는 갱신 회로를 구비함을 특징으로 하는 디지털 전송 시스템용 적응 메모리 기초 전치보상기.
  27. 제 1, 5, 18항에 있어서, 상기 방법은 리피터 회로에서 실행됨을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  28. 제 15항에 있어서, 상기 프로세싱 단계는 상기 송신기와 수신기 중 어느 하나에서 실행됨을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  29. 제 15항에 있어서, 상기 보상 단계는 상기 송신기와 수신기 중 어느 하나에서 실행됨을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  30. 송신기에 의해 전송되고 수신기에 의해 수신되는 디지털 신호를 적응 보상하는 방법에 있어서, 상기 방법은
    소정의 변조 방법에 따라 송신기에서 디지털 신호를 변조하는 단계;
    수신기에 누적된 수신 신호에 대한 통계 정보로부터 결정된 보상값에 따라 상기 송신기에서 상기 변조된 신호를 적응 보상하는 단계;
    상기 보상된 변조 신호를 상기 수신기로 전송하는 단계;
    상기 보상된 변조 신호를 상기 수신기에서 수신하는 단계;
    상기 수신 신호에 대한 통계 정보를 수신기에 누적하는 단계를 구비하며,
    상기 누적 단계는,
    콘스텔레이션 통계 정보를 누적하기 위하여 심볼 클러스터 통계 정보를 누적하고 상기 심볼 클러스터 통계 정보를 이용하는 단계;
    제 1, 2, 3 매트릭스를 생성하기 위하여 심볼 좌표의 가중 합계를 누적하는 단계;
    각 심볼 클러스터의 중심을 산출하기 위한 최소 제곱 모델에 사용된 콘스텔레이션의 제 1 좌표에 대한 계수들의 제 1 계수 매트릭스를 생성하기 위해 상기 제1 매트릭스를 역변환하고 상기 역변환된 제 1 매트릭스를 상기 제 2 매트릭스와 승산하는 단계;
    각 심볼 클러스터의 중심을 산출하기 위한 상기 최소 제곱 모델에 사용된 콘스텔레이션의 제 2 좌표에 대한 계수들의 제 2 계수 매트릭스를 생성하기 위해 상기 역변환된 제 1 매트릭스를 상기 제 3 매트릭스와 승산하는 단계;
    전압 오프셋, 이득 부정합율, 로크 각도 에러, 쿼드 각도 에러, 비선형 채널 왜곡, 수신기 왜곡 중 최소한 어느 하나에 의한 콘스텔레이션 왜곡에 대한 보상값을 결정하기 위해 상기 통계 정보를 프로세싱하는 단계를 구비하며,
    상기 적응 보상 단계는 상기 신호의 인페이즈 및 직교 신호 성분들 중 최소한 어느 하나에서의 상기 콘스텔레이션 왜곡을 보상함을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  31. 제 30항에 있어서, 상기 수신기는 역방향 제어 채널을 통해 상기 송신기로 상기 통계 정보를 전송하고 상기 프로세싱 단계는 상기 송신기에서 실행됨을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  32. 제 30항에 있어서, 상기 프로세싱 단계는 상기 수신기에서 실행되고 상기 수신기는 역방향 제어 채널을 통해 상기 송신기로 상기 보상값을 전송함을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  33. 제 30항에 있어서, 메모리 기초 전치보상기를 이용하여 상기 변조 신호를 보상하는 단계를 추가로 구비함을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  34. 제 30항에 있어서, 상기 디지털 신호는 신호 콘스텔레이션의 일부이며, 상기 방법은 상기 신호 콘스텔레이션을 복수의 하위 콘스텔레이션으로 분할하는 단계와 각 하위 콘스텔레이션내에서 신호에 대하여 상기 누적 및 프로세싱 단계를 실행하는 단계를 추가로 구비함을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  35. 송신기에 의해 전송되고 수신기에 의해 수신되는 디지털 신호를 적응 보상하는 방법에 있어서, 상기 방법은
    소정의 변조 방법에 따라 송신기에서 디지털 신호를 변조하는 단계;
    수신기에 누적된 수신 신호에 대한 통계 정보로부터 결정된 보상값에 따라 상기 수신기에서 상기 변조된 신호를 적응 보상하는 단계;
    상기 변조 신호를 상기 수신기로 전송하는 단계;
    상기 변조 신호를 상기 수신기에서 수신하는 단계;
    상기 수신 신호에 대한 통계 정보를 수신기에 누적하는 단계를 구비하며,
    상기 누적 단계는,
    콘스텔레이션 통계 정보를 누적하기 위하여 심볼 클러스터 통계 정보를 누적하고 상기 심볼 클러스터 통계 정보를 이용하는 단계;
    제 1, 2, 3 매트릭스를 생성하기 위하여 심볼 좌표의 가중 합계를 누적하는 단계;
    각 심볼 클러스터의 중심을 산출하기 위한 최소 제곱 모델에 사용된 콘스텔레이션의 제 1 좌표에 대한 계수들의 제 1 계수 매트릭스를 생성하기 위해 상기 제1 매트릭스를 역변환하고 상기 역변환된 제 1 매트릭스를 상기 제 2 매트릭스와 승산하는 단계;
    각 심볼 클러스터의 중심을 산출하기 위한 상기 최소 제곱 모델에 사용된 콘스텔레이션의 제 2 좌표에 대한 계수들의 제 2 계수 매트릭스를 생성하기 위해 상기 역변환된 제 1 매트릭스를 상기 제 3 매트릭스와 승산하는 단계;
    전압 오프셋, 이득 부정합율, 로크 각도 에러, 쿼드 각도 에러, 비선형 채널 왜곡, 수신기 왜곡 중 최소한 어느 하나에 의한 콘스텔레이션 왜곡에 대한 보상값을 결정하기 위해 상기 통계 정보를 프로세싱하는 단계를 구비하며,
    상기 적응 보상 단계는 상기 신호의 인페이즈 및 직교 신호 성분들 중 최소한 어느 하나에서의 상기 콘스텔레이션 왜곡을 보상함을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  36. 제 35항에 있어서, 상기 수신기는 역방향 제어 채널을 통해 상기 송신기로 상기 통계 정보를 전송하고, 상기 프로세싱 단계는 상기 송신기에서 실행되며, 상기 송신기는 순방향 제어 채널을 통해 상기 수신기로 보상값을 전송함을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  37. 제 35항에 있어서, 상기 프로세싱 단계는 상기 수신기에서 실행됨을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  38. 제 30항에 있어서, 메모리 기초 전치보상기를 이용하여 상기 변조 신호를 보상하는 단계를 추가로 구비함을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  39. 제 35항에 있어서, 상기 디지털 신호는 신호 콘스텔레이션의 일부이며, 상기 방법은 상기 신호 콘스텔레이션을 복수의 하위 콘스텔레이션으로 분할하는 단계와 각 하위 콘스텔레이션내에서 신호에 대하여 상기 누적 및 프로세싱 단계를 실행하는 단계를 추가로 구비함을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
  40. 송신기에 의해 전송된 수신 신호에 대한 통계 정보를 수신기에 누적하는 통계 누적 회로, 상기 누적은 콘스텔레이션 통계 정보를 누적하기 위해 사용된 심볼 클러스터 통계 정보의 누적과 연관되며;
    보상값을 결정하기 위해 상기 통계 정보를 프로세싱하는 보상값 결정 회로;및
    상기 신호를 보상하기 위하여 상기 보상값을 이용하는 보상 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 시스템.
  41. 제 40항에 있어서,
    전압 오프셋, 이득 부정합율, 로크 각도 에러, 쿼드 각도 에러, 비선형 채널 왜곡, 수신기 왜곡 중 최소한 하나에 기인한 콘스텔레이션 왜곡을 판단하는 콘스텔레이션 왜곡 판단 회로를 추가로 구비하고;
    상기 보상 회로는 상기 신호의 인페이즈 및 직교 신호 성분들 중 최소한 하나에서의 상기 콘스텔레이션 왜곡을 보상하는 것을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 시스템.
  42. 제 41항에 있어서, 통계 누적 회로는
    제 1, 2, 3 매트릭스를 생성하기 위하여 심볼 좌표의 가중 합계를 누적하는 가중 합산 회로;
    각 심볼 클러스터의 중심을 산출하기 위한 최소 제곱 모델에 사용된 콘스텔레이션의 제 1 좌표에 대한 계수들의 제 1 계수 매트릭스를 생성하기 위해 상기 제1 매트릭스를 역변환하고 상기 역변환된 제 1 매트릭스를 제 2 매트릭스와 승산하는 매트릭스 역변환 회로; 및
    각 심볼 클러스터의 중심을 산출하기 위한 상기 최소 제곱 모델에 사용된 콘스텔레이션의 제 2 좌표에 대한 계수들의 제 2 계수 매트릭스를 생성하기 위해 상기 역변환된 제 1 매트릭스를 상기 제 3 매트릭스와 승산하는 승산 회로를 추가로 구비함을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 시스템.
  43. 제 42항에 있어서, 가중 합산 회로는 A, Bx, By로 지정된 상기 제 1, 2, 3 매트릭스를 생성하기 위해 아래의 수식에 따라 작동됨을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 시스템.
    여기에서, l은 (i-(M+1)/2), m은 (j-(M+1/2))으로 정의되고, M은 콘스텔레이션의 각 좌표에서의 심볼수이고 i, j는 각 클러스터의 위치를 나타내는 1에서 M까지의 정수이다.
  44. 제 43항에 있어서, 상기 제 1, 2 좌표 계수 매트릭스는 아래와 같은 형태를 가지는 것을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 시스템.
    여기에서, Ax와 Ay는 각각 x, y 방향의 콘스텔레이션 오프셋, Bxx와 Byy는 각각 x, y 방향의 선형 이득, Bxy는 단위 상승당 선형 실행, Byx는 단위 실행당 선형 상승, Cxx, Cyy, Dxx, Dyy는 각각 x, y 방향의 선형 이득, Cxy, Cyx, Dxy, Dyx는 각각 x, y 방향의 비선형 스큐이며, 상기 계수 A, B, C, D는 아래의 형태를 가진 측정된 클러스터 중심 위치의 고차 최소 제곱 모델에 사용된다.
  45. 송신기에 의해 전송되고 수신기에 의해 수신되는 디지털 신호를 적응 보상하는 시스템에 있어서, 상기 시스템은
    소정의 변조 방법에 따라 송신기에서 디지털 신호를 변조하는 신호 변조기;
    수신기에 누적된 수신 신호에 대한 통계 정보로부터 결정된 보상값에 따라 상기 송신기에서 상기 변조된 신호를 보상하는 적응 보상 회로;
    상기 보상된 변조 신호를 상기 수신기로 전송하는 송신기;
    상기 보상된 변조 신호를 상기 수신기에 수신하는 수신 회로;
    상기 수신 신호에 대한 통계 정보를 수신기에 누적하는 통계 누적 회로를 구비하며,
    상기 통계 누적 회로는,
    콘스텔레이션 통계 정보를 누적하기 위하여 심볼 클러스터 통계 정보를 누적하고 상기 심볼 클러스터 통계 정보를 이용하는 심볼 클러스터 누적 회로;
    제 1, 2, 3 매트릭스를 생성하기 위하여 심볼 좌표의 가중 합계를 누적하는 가중 합산 회로;
    각 심볼 클러스터의 중심을 산출하기 위한 최소 제곱 모델에 사용된 콘스텔레이션의 제 1 좌표에 대한 계수들의 제 1 계수 매트릭스를 생성하기 위해 상기 제1 매트릭스를 역변환하고 상기 역변환된 제 1 매트릭스를 상기 제 2 매트릭스와 승산하는 역변환 회로;
    각 심볼 클러스터의 중심을 산출하기 위한 상기 최소 제곱 모델에 사용된 콘스텔레이션의 제 2 좌표에 대한 계수들의 제 2 계수 매트릭스를 생성하기 위해 상기 역변환된 제 1 매트릭스를 상기 제 3 매트릭스와 승산하는 승산 회로;
    전압 오프셋, 이득 부정합율, 로크 각도 에러, 쿼드 각도 에러, 비선형 채널 왜곡, 수신기 왜곡중 최소한 어느 하나에 의한 콘스텔레이션 왜곡에 대한 보상값을 결정하기 위해 상기 통계 정보를 프로세싱하는 프로세싱 회로를 구비하며,
    상기 적응 보상 회로는 상기 신호의 인페이즈 및 직교 신호 성분들 중 최소한 어느 하나에서의 상기 콘스텔레이션 왜곡을 보상함을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 시스템.
  46. 제 45항에 있어서, 상기 수신기는 역방향 제어 채널을 통해 상기 송신기로 상기 통계 정보를 전송하고 상기 프로세싱 회로는 상기 송신기에 위치됨을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 시스템.
  47. 제 45항에 있어서, 상기 프로세싱 회로는 상기 수신기에 위치되고 상기 수신기는 역방향 제어 채널을 통해 상기 송신기로 상기 보상값을 전송함을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 시스템.
  48. 제 45항에 있어서, 전송전에 상기 변조 신호를 전치보상하는 메모리 기초 전치보상기를 추가로 구비함을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 시스템.
  49. 제 45항에 있어서, 상기 디지털 신호는 신호 콘스텔레이션의 일부이며, 상기 시스템은 상기 신호 콘스텔레이션을 상기 누적에 의해 프로세스된 복수의 하위 콘스텔레이션으로 분할하는 분할 회로와 각 하위 콘스텔레이션내의 신호를 위한 프로세싱 회로를 추가로 구비함을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 시스템.
  50. 송신기에 의해 전송되고 수신기에 의해 수신되는 디지털 신호를 적응 보상하는 시스템에 있어서, 상기 시스템은
    소정의 변조 방법에 따라 송신기에서 디지털 신호를 변조하는 신호 변조기;
    수신기에 누적된 수신 신호에 대한 통계 정보로부터 결정된 보상값에 따라 상기 수신기에서 상기 변조된 신호를 적응 보상하는 적응 보상 회로;
    상기 변조 신호를 상기 수신기로 전송하는 송신기;
    상기 변조 신호를 상기 수신기에 수신하는 수신 회로;
    상기 수신 신호에 대한 통계 정보를 상기 수신기에 누적하는 통계 누적 회로를 구비하며,
    상기 통계 누적 회로는,
    콘스텔레이션 통계 정보를 누적하기 위하여 심볼 클러스터 통계 정보를 누적하고 상기 심볼 클러스터 통계 정보를 이용하는 심볼 클러스터 누적 회로;
    제 1, 2, 3 매트릭스를 생성하기 위하여 심볼 좌표의 가중 합계를 누적하는 가중 합산 회로;
    각 심볼 클러스터의 중심을 산출하기 위한 최소 제곱 모델에 사용된 콘스텔레이션의 제 1 좌표에 대한 계수들의 제 1 계수 매트릭스를 생성하기 위해 상기 제1 매트릭스를 역변환하고 상기 역변환된 제 1 매트릭스를 상기 제 2 매트릭스와 승산하는 역변환 회로;
    각 심볼 클러스터의 중심을 산출하기 위한 상기 최소 제곱 모델에 사용된 콘스텔레이션의 제 2 좌표에 대한 계수들의 제 2 계수 매트릭스를 생성하기 위해 상기 역변환된 제 1 매트릭스를 상기 제 3 매트릭스와 승산하는 승산 회로;
    전압 오프셋, 이득 부정합율, 로크 각도 에러, 쿼드 각도 에러, 비선형 채널 왜곡, 수신기 왜곡 중 최소한 어느 하나에 의한 콘스텔레이션 왜곡에 대한 보상값을 결정하기 위해 상기 통계 정보를 프로세싱하는 프로세싱 회로를 구비하며,
    상기 적응 보상 회로는 상기 신호의 인페이즈 및 직교 신호 성분들 중 최소한 어느 하나에서의 상기 콘스텔레이션 왜곡을 보상함을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 시스템.
  51. 제 50항에 있어서, 상기 수신기는 역방향 제어 채널을 통해 상기 송신기로 상기 통계 정보를 전송하고, 상기 프로세싱 회로는 상기 송신기에 위치되며, 상기 송신기는 순방향 제어 채널을 통해 상기 수신기로 보상값을 전송함을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 시스템.
  52. 제 50항에 있어서, 상기 프로세싱 회로는 상기 수신기에 위치됨을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 시스템.
  53. 제 50항에 있어서, 전송전에 상기 변조 신호를 전치보상하는 메모리 기초 전치보상기를 추가로 구비함을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 시스템.
  54. 제 50항에 있어서, 상기 디지털 신호는 신호 콘스텔레이션의 일부이며, 상기 시스템은 상기 신호 콘스텔레이션을 상기 누적에 의해 프로세스된 복수의 하위 콘스텔레이션으로 분할하는 분할 회로와 각 하위 콘스텔레이션내의 신호를 위한 프로세싱 회로를 추가로 구비함을 특징으로 하는 디지털 신호 적응 보상 방법.
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