JPH03135232A - デジタル送信システム用先行歪ませ装置 - Google Patents
デジタル送信システム用先行歪ませ装置Info
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- JPH03135232A JPH03135232A JP2266161A JP26616190A JPH03135232A JP H03135232 A JPH03135232 A JP H03135232A JP 2266161 A JP2266161 A JP 2266161A JP 26616190 A JP26616190 A JP 26616190A JP H03135232 A JPH03135232 A JP H03135232A
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/62—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for providing a predistortion of the signal in the transmitter and corresponding correction in the receiver, e.g. for improving the signal/noise ratio
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
- H03F1/3247—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using feedback acting on predistortion circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/366—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator
- H04L27/367—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion
- H04L27/368—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion adaptive predistortion
-
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/438—Separate feedback of amplitude and phase signals being present
-
- H—ELECTRICITY
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- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/57—Separate feedback of real and complex signals being present
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、所定の入力データを送信するために増幅器を
通す前に逆の意味で入力データを°先行歪ませする先行
歪ませ回路からなり、変調器及びデータを歪ませる電力
増幅器の助けで、周期Tを有するシンボルクロックHの
速度で複合入力データを送信するデジタル送信システム
用先行歪ませ装置に係る。
通す前に逆の意味で入力データを°先行歪ませする先行
歪ませ回路からなり、変調器及びデータを歪ませる電力
増幅器の助けで、周期Tを有するシンボルクロックHの
速度で複合入力データを送信するデジタル送信システム
用先行歪ませ装置に係る。
本発明はデータ送信モデム、マイクロ波リンク。
宇宙通信システムのようなデジタル送信システムでの適
用を見出す。
用を見出す。
役立つスペクトルの効率的使用の為、現在のデジタル送
信システム、特にマイクロ波無線中継リンク及び電話チ
ャンネルについてのデータ送信システムは多重レベル位
相及び振幅変調方法を用いる。これらの変調方法は全て
の種類の歪みに対し、特に送信チェーンにおける増幅器
、混合器及び他の非線形回路からの非線形歪みに対し非
常に敏感である。マイクロ波無線中継リンク及び衛星通
信に関する特に重要な点は、送信電力増幅器又は衛星通
信の場合において搭載の電力増幅器の非線形性である。
信システム、特にマイクロ波無線中継リンク及び電話チ
ャンネルについてのデータ送信システムは多重レベル位
相及び振幅変調方法を用いる。これらの変調方法は全て
の種類の歪みに対し、特に送信チェーンにおける増幅器
、混合器及び他の非線形回路からの非線形歪みに対し非
常に敏感である。マイクロ波無線中継リンク及び衛星通
信に関する特に重要な点は、送信電力増幅器又は衛星通
信の場合において搭載の電力増幅器の非線形性である。
これらの増幅器はその非線形特性で知られている。それ
らがその線形領域で用いられ′る場合、それらの電力は
最大限に利用されない。それらがその飽和電力レベル近
くで動作するのか許容される場合、それらは信号を許容
できない方法で歪ませる。実際、所定の電力増幅器で、
送信された信号のレベルは、信号対雑音比及び信号か受
けた非線形歪み間の妥協点を実現するよう一定とされる
。従って、増幅器の最適動作点は、チャンネルの追加雑
音及び増幅器の非線形歪みの結合効果が最小になること
である。多重レベル変調(例えば64−QAM及び25
6−QAM)に対し、この点は増幅器の飽和電力から離
れており、これは増幅器が効率的に使われないことを意
味する。
らがその線形領域で用いられ′る場合、それらの電力は
最大限に利用されない。それらがその飽和電力レベル近
くで動作するのか許容される場合、それらは信号を許容
できない方法で歪ませる。実際、所定の電力増幅器で、
送信された信号のレベルは、信号対雑音比及び信号か受
けた非線形歪み間の妥協点を実現するよう一定とされる
。従って、増幅器の最適動作点は、チャンネルの追加雑
音及び増幅器の非線形歪みの結合効果が最小になること
である。多重レベル変調(例えば64−QAM及び25
6−QAM)に対し、この点は増幅器の飽和電力から離
れており、これは増幅器が効率的に使われないことを意
味する。
その効果を増す為先行歪ませ技術(固定又は適合)が現
在用いられており、それで電力増幅器の非線形性か送信
された信号上にある効果を減少させることが可能である
。
在用いられており、それで電力増幅器の非線形性か送信
された信号上にある効果を減少させることが可能である
。
現在用いられている先行歪ませ技術は、その非線形性か
補償されるよう意図された電力増幅器の逆関数にせまる
非線形回路を、送信器の中間周波数段に挿入することか
らなる。増幅器の関数と丁度逆が合成される場合、この
技術はぐ非線形歪みなしに)完全な出力信号を得ること
を可能にする。
補償されるよう意図された電力増幅器の逆関数にせまる
非線形回路を、送信器の中間周波数段に挿入することか
らなる。増幅器の関数と丁度逆が合成される場合、この
技術はぐ非線形歪みなしに)完全な出力信号を得ること
を可能にする。
しかし、まったく逆の関数を得るのに回路に無限の複雑
性を要するので、これは実現不可能である。
性を要するので、これは実現不可能である。
実際上は近似をもって足り、多くの場合増幅器の非線形
関数を表わすティラー級数は3次に限られ、先行歪ませ
回路は3次のものでも、合成され、これにより2つの縦
続回路がもはや3次歪みを有さない。高次(5次及び7
次)の項は出力に現れるが、当初の3次歪みと比較して
小さい増幅を有する。その結果、システム性能のある改
良がある。
関数を表わすティラー級数は3次に限られ、先行歪ませ
回路は3次のものでも、合成され、これにより2つの縦
続回路がもはや3次歪みを有さない。高次(5次及び7
次)の項は出力に現れるが、当初の3次歪みと比較して
小さい増幅を有する。その結果、システム性能のある改
良がある。
中間周波数段におけるこれらの先行歪ませ回路の欠点は
、それらがアナログ回路であるという事実にある。それ
らは、適合させ難くそれらを再調整し、増幅器応答時間
及び温度変化を補償するよう間欠的介在を必要とする。
、それらがアナログ回路であるという事実にある。それ
らは、適合させ難くそれらを再調整し、増幅器応答時間
及び温度変化を補償するよう間欠的介在を必要とする。
この先行歪ませ技術は、自動送信電力制御を有したい場
合には不要となる。
合には不要となる。
別なより最近の先行歪ませ技術は送信さるべきデータの
アルファベットを変更することからなる。
アルファベットを変更することからなる。
「データ先行歪ませ」又は「ベースバンド先行歪ませ」
と呼ばれるこの技術は、米国特許第4,291.277
号及びベルシステムテクニカルジャーナル、62巻、1
983年4月、1019−1033頁、A、A、M、サ
レー及びJ・サルツによる論文「デジタル無線システム
における電力増幅器の適合線形化」から知られている。
と呼ばれるこの技術は、米国特許第4,291.277
号及びベルシステムテクニカルジャーナル、62巻、1
983年4月、1019−1033頁、A、A、M、サ
レー及びJ・サルツによる論文「デジタル無線システム
における電力増幅器の適合線形化」から知られている。
A、A、M、サレー及びJ・サルツの論文において、第
1図は適合先行歪ませ回路の系統図であり、該回路は変
調器の入力に元の方法星座図に基づいた歪んだ星座図、
例えば2つの直交キャリアーの増幅変調(QAM)を発
生する。増幅器は大きい振幅を有する点のネット圧縮及
びネット回転を発生することにより星座図に影響を及ぼ
す。
1図は適合先行歪ませ回路の系統図であり、該回路は変
調器の入力に元の方法星座図に基づいた歪んだ星座図、
例えば2つの直交キャリアーの増幅変調(QAM)を発
生する。増幅器は大きい振幅を有する点のネット圧縮及
びネット回転を発生することにより星座図に影響を及ぼ
す。
この効果を補償する為、元の星座図は、それが電力増幅
器を通った後その元の二乗になるように歪まされる。従
って、先行歪ませ回路が最適化される場合、それは(利
得及び位相は別として)電力増幅器の逆を形成し、増幅
器の非線形性に対する完全な補償を可能にする。この回
路を適合させるために、信号は増幅器の出力で取り出さ
れ、復調され、次に記号1/Tの送信速度でサンプルさ
れ、これらのサンプルは用いられるQAM星座図に対応
する点と比較される。これらの比較は従来のアルゴリズ
ムの助けて先行歪ませ回路の最適化を可能にする制限信
号を得ることを可能にする。しかし、この第1図で用い
られる系統図は非常に単純である。その理由は変調器の
前又は電力増幅器の前に濾波を有さないからである。か
くて、それは一般的に用いられる解決策に相当しない。
器を通った後その元の二乗になるように歪まされる。従
って、先行歪ませ回路が最適化される場合、それは(利
得及び位相は別として)電力増幅器の逆を形成し、増幅
器の非線形性に対する完全な補償を可能にする。この回
路を適合させるために、信号は増幅器の出力で取り出さ
れ、復調され、次に記号1/Tの送信速度でサンプルさ
れ、これらのサンプルは用いられるQAM星座図に対応
する点と比較される。これらの比較は従来のアルゴリズ
ムの助けて先行歪ませ回路の最適化を可能にする制限信
号を得ることを可能にする。しかし、この第1図で用い
られる系統図は非常に単純である。その理由は変調器の
前又は電力増幅器の前に濾波を有さないからである。か
くて、それは一般的に用いられる解決策に相当しない。
実際において、現在のシステムではナイキスト形式のス
ペクトル整形濾波器を常に用い、これは決定時点で記号
間干渉がゼロになることを保証する一方、信号の帯域幅
を制限することを可能にする。この濾波は決定時点で信
号対雑音比を最大にする為送信器及び受信器間で略等し
く分割される。この形式のシステムにおいて、増幅器の
非線形の効果は二倍になり:星座図は変形されるだけで
なく、点の雲が星座図の各点に関連する記号間干渉が現
れる。しかし、上述の先行歪ませ技術はこの第2の効果
を補償することができない。
ペクトル整形濾波器を常に用い、これは決定時点で記号
間干渉がゼロになることを保証する一方、信号の帯域幅
を制限することを可能にする。この濾波は決定時点で信
号対雑音比を最大にする為送信器及び受信器間で略等し
く分割される。この形式のシステムにおいて、増幅器の
非線形の効果は二倍になり:星座図は変形されるだけで
なく、点の雲が星座図の各点に関連する記号間干渉が現
れる。しかし、上述の先行歪ませ技術はこの第2の効果
を補償することができない。
かくて、問題は星座図を補正するのみならず、元の星座
図の各点か点の雲に分散するのをかなり減少させること
を可能にする先行歪ませ回路を実現することである。
図の各点か点の雲に分散するのをかなり減少させること
を可能にする先行歪ませ回路を実現することである。
この目的は雑音性の減少及び所望の材料の品質を最大化
することにより達成されなければならない。
することにより達成されなければならない。
この問題の解決策は、先行歪ませ回路が2Nビット(チ
ャンネル当たりNビット)でエンコードされたP波され
、オーバサンプルされたデータを入力データに応じて速
度に/T (ここで、Kはlより大きい整数)で先行歪
ませ回路に印加する送信フィルタからなり、該先行歪ま
せ回路はニー2Nビットでエンコードされたに波された
データを2Mビット(M<N)でエンコードされたデー
タに変換するエンコーダと、 2Mビットでアドレスされ、22M複素先行歪ませ係数
を蓄積するメモリと、 一各データ素子に対し、2Nビットの濾波されたデータ
素子を先行歪ませされたデータ(F’F、)を発生する
選択された先行歪ませ係数で乗算する複合乗算器を含む
。
ャンネル当たりNビット)でエンコードされたP波され
、オーバサンプルされたデータを入力データに応じて速
度に/T (ここで、Kはlより大きい整数)で先行歪
ませ回路に印加する送信フィルタからなり、該先行歪ま
せ回路はニー2Nビットでエンコードされたに波された
データを2Mビット(M<N)でエンコードされたデー
タに変換するエンコーダと、 2Mビットでアドレスされ、22M複素先行歪ませ係数
を蓄積するメモリと、 一各データ素子に対し、2Nビットの濾波されたデータ
素子を先行歪ませされたデータ(F’F、)を発生する
選択された先行歪ませ係数で乗算する複合乗算器を含む
。
送信P波器は受信端部でP波によりなされるスペクトル
整形を実行し、これにより送信−受信P波全体が決定時
点で記号間干渉をゼロとすることを保証するナイキスト
P波器である。点の雲の寸法を縮小する為、記号同期T
当たり1以上のサンプルを補正することか必要である。
整形を実行し、これにより送信−受信P波全体が決定時
点で記号間干渉をゼロとすることを保証するナイキスト
P波器である。点の雲の寸法を縮小する為、記号同期T
当たり1以上のサンプルを補正することか必要である。
従って、カスケード方法で近似の先行歪ませされたデー
タ、次に訂正されたデータを決めることは2Nビットの
全フィールドの助けでデータを決めるのに比較された単
に少ない量の材料を必要とするだけである。これは特に
先行歪ませ回路かメモリを用いる際に重要である。本発
明により動作する場合、メモリの寸法は十分に小さくな
る。
タ、次に訂正されたデータを決めることは2Nビットの
全フィールドの助けでデータを決めるのに比較された単
に少ない量の材料を必要とするだけである。これは特に
先行歪ませ回路かメモリを用いる際に重要である。本発
明により動作する場合、メモリの寸法は十分に小さくな
る。
エンコーダは濾波されたデータの2Nビットから2M最
上位ビットを選択する。
上位ビットを選択する。
しかし、エンコーダにより実行される関数はより複雑に
なりうる。従って、同相及び直角位相チャンネルに関す
る各Nビットエンコードされた座標(r、q)に対し、
エンコーダはモジュラス(r’ +q’ )を決め、2
Mビットでそれをエンコードする。
なりうる。従って、同相及び直角位相チャンネルに関す
る各Nビットエンコードされた座標(r、q)に対し、
エンコーダはモジュラス(r’ +q’ )を決め、2
Mビットでそれをエンコードする。
エンコーダの前に挿入され、オーバサンプルされた2N
−ビットのエンコードデータを供給する送信濾波器は、
アナログ・デジタル変換器が後に続くデジタルフィルタ
かアナログフィルタかのいずれかである。
−ビットのエンコードデータを供給する送信濾波器は、
アナログ・デジタル変換器が後に続くデジタルフィルタ
かアナログフィルタかのいずれかである。
本発明を固定先行歪ませ回路からなるシステムに対して
更に説明する。実際、歪ませ機構が比較的安定している
か、それに対し、完全な補正がサーチされない状懇があ
る。しかし、一般的に、歪ませ機構は進歩が見込め、連
続的にそれらを補正することか必要である。この場合に
は、先行歪ませ回路は適合化され、従って、送信された
データの流れの復調により入力データ及び送信されたデ
ータの比較に応じて先行歪ませ回路を連続的に適合化す
る適合化回路からなる。見出される差はメモリ内で蓄積
され、規則的に更新された先行歪ませ係数を補正するの
に用いられる。
更に説明する。実際、歪ませ機構が比較的安定している
か、それに対し、完全な補正がサーチされない状懇があ
る。しかし、一般的に、歪ませ機構は進歩が見込め、連
続的にそれらを補正することか必要である。この場合に
は、先行歪ませ回路は適合化され、従って、送信された
データの流れの復調により入力データ及び送信されたデ
ータの比較に応じて先行歪ませ回路を連続的に適合化す
る適合化回路からなる。見出される差はメモリ内で蓄積
され、規則的に更新された先行歪ませ係数を補正するの
に用いられる。
以下図面と共に本発明による実施例を説明する。
実施例
第1図は64−QAMタイプの従来技術の星座図である
。変調器の人力■(同相)及びQ(直角位相)は独立で
、各チャンネルの記号はアルファベット(±d、±3d
、 ±5d、 ±7d)でその値をとる。
。変調器の人力■(同相)及びQ(直角位相)は独立で
、各チャンネルの記号はアルファベット(±d、±3d
、 ±5d、 ±7d)でその値をとる。
送信されるためには、変調器からの信号は一般的に小さ
い電力で、即ちその特性の直線部分で用いられる電力増
幅器に送られる。高電力でこの増幅器は非直線であり、
信号を許容できないほど歪ませる。飽和近くて作動して
いるかかる増幅器の出力で64−QAMタイプの星座図
を見る場合は、第2A図に示されるように歪んだ星座図
か観察される。従来技術によると、第2B図の系統図に
よる逆の意味で星座図を先行歪ませさせることで十分で
あり、それにより元の変形のない星座図が増幅器の出力
に得られる。かかる単純な状態は、信号の帯域幅をはっ
きり制限するため電力増幅器の前に常にP波かある現実
にそぐわない。P波器がない場合、変調器の入力での信
号は、記号同期Tにつき一度段階的に変化する。従って
、I/Tの速度で信号に作用する先行歪ませ回路は完全
な補償を行なう。これと対照的に、信号がP波されると
、それはもはや段階的にではなく、連続的に変化する。
い電力で、即ちその特性の直線部分で用いられる電力増
幅器に送られる。高電力でこの増幅器は非直線であり、
信号を許容できないほど歪ませる。飽和近くて作動して
いるかかる増幅器の出力で64−QAMタイプの星座図
を見る場合は、第2A図に示されるように歪んだ星座図
か観察される。従来技術によると、第2B図の系統図に
よる逆の意味で星座図を先行歪ませさせることで十分で
あり、それにより元の変形のない星座図が増幅器の出力
に得られる。かかる単純な状態は、信号の帯域幅をはっ
きり制限するため電力増幅器の前に常にP波かある現実
にそぐわない。P波器がない場合、変調器の入力での信
号は、記号同期Tにつき一度段階的に変化する。従って
、I/Tの速度で信号に作用する先行歪ませ回路は完全
な補償を行なう。これと対照的に、信号がP波されると
、それはもはや段階的にではなく、連続的に変化する。
非線形効果の完全な補償の為、信号を記号同期Tにつき
一回観察して、これらの隙間に歪みを補償することはも
はや十分ではない。
一回観察して、これらの隙間に歪みを補償することはも
はや十分ではない。
濾波された信号の存在で、増幅器の出力の星座図は第3
A図に示される。それは従来の先行歪ませ回路で第3B
図に示すものになる。従って、星座図の各点は、点の雲
となり、それは許容されない。F波された信号で作動さ
れるため、記号周期につき1つ以上の点で補正を行なわ
なければならない。従って、送信信号のスペクトル整形
はその出力に速度に/T(K>2)で−波されたデータ
を発生するデジタルフィルタによりなされる。この信号
整形がアナログフィルタにより実現される場合、フィル
タを出る信号は速度K / Tでサンプルされる。この
方法で、T/に秒毎に歪ませうるP波された信号のサン
プルを処理する。
A図に示される。それは従来の先行歪ませ回路で第3B
図に示すものになる。従って、星座図の各点は、点の雲
となり、それは許容されない。F波された信号で作動さ
れるため、記号周期につき1つ以上の点で補正を行なわ
なければならない。従って、送信信号のスペクトル整形
はその出力に速度に/T(K>2)で−波されたデータ
を発生するデジタルフィルタによりなされる。この信号
整形がアナログフィルタにより実現される場合、フィル
タを出る信号は速度K / Tでサンプルされる。この
方法で、T/に秒毎に歪ませうるP波された信号のサン
プルを処理する。
第4図は、Nビットでエンコードされたサンプルを速度
に/T (Kは少なくとも2に等しい整数)で発生する
送信フィルタlO及びデジタル・アナログ変換器12か
後に続く先行歪ませ回路1)を有する歪ませ装置9.ア
ナログフィルタ+3゜変調器14及び増幅器15からな
るデジタル送信システムを示す。送信アンテナに伝送さ
るへきデータを歪ませるのがこの増幅器である。
に/T (Kは少なくとも2に等しい整数)で発生する
送信フィルタlO及びデジタル・アナログ変換器12か
後に続く先行歪ませ回路1)を有する歪ませ装置9.ア
ナログフィルタ+3゜変調器14及び増幅器15からな
るデジタル送信システムを示す。送信アンテナに伝送さ
るへきデータを歪ませるのがこの増幅器である。
第5図は先行歪ませ回路1)の系統図の例を示す。それ
は2N−ビットエンコーディングヲ2 M−ビットエン
コーディングに減少させるエンコーダ20からなる。従
って、例えば、256−QAM変調方法に対し、数N−
10ビットはN・1=4又は5ビットに減少しうる。こ
れは2Mビットによりアドレスされるメモリ51の寸法
をかなり減少させる。このメモリ51は星座部の各点に
関連する複素先行歪ませ係数を蓄積する。これらの複素
先行歪ませ係数は、濾波された2Nビットのエンコード
されたデータを乗算する乗算器52て用いられる。従っ
て、第4図で既に述べたユニットにより送信される先行
歪まされたデータ(FF、)が出力に得られる。
は2N−ビットエンコーディングヲ2 M−ビットエン
コーディングに減少させるエンコーダ20からなる。従
って、例えば、256−QAM変調方法に対し、数N−
10ビットはN・1=4又は5ビットに減少しうる。こ
れは2Mビットによりアドレスされるメモリ51の寸法
をかなり減少させる。このメモリ51は星座部の各点に
関連する複素先行歪ませ係数を蓄積する。これらの複素
先行歪ませ係数は、濾波された2Nビットのエンコード
されたデータを乗算する乗算器52て用いられる。従っ
て、第4図で既に述べたユニットにより送信される先行
歪まされたデータ(FF、)が出力に得られる。
エンコーダ20は2Mビットを有するアドレスメモリ5
1への同相及び直角位相チャンネルのNビットの各フィ
ールドからM最上位ビットを選択する。
1への同相及び直角位相チャンネルのNビットの各フィ
ールドからM最上位ビットを選択する。
エンコーダ20はより複合・機能も実行する。2N−ビ
ットエンコードされたデータ素子は同相及び直角位相チ
ャンネルに関連するその座標r及びqにより表わされる
。エンコーダ20はこのデータ素子に属するモジュラス
r2+q2を計算し、2Mビットでこのモジュラスをエ
ンコードする。
ットエンコードされたデータ素子は同相及び直角位相チ
ャンネルに関連するその座標r及びqにより表わされる
。エンコーダ20はこのデータ素子に属するモジュラス
r2+q2を計算し、2Mビットでこのモジュラスをエ
ンコードする。
歪みは点のモジュラスの変化に依存するので、これは興
味深い。用いられるべき先行歪ませ係数を決める他の関
数は当業者には容易に考えられる。
味深い。用いられるべき先行歪ませ係数を決める他の関
数は当業者には容易に考えられる。
第4図の系統図は、データを歪ませ、一定構造の場合に
増幅器により導入される歪みを補正することか可能であ
る送信システムを表わす。しかし、或いは適合構造を実
現化することは可能である。
増幅器により導入される歪みを補正することか可能であ
る送信システムを表わす。しかし、或いは適合構造を実
現化することは可能である。
これは第6図の系統図で表わされる。第4図と同じ素子
は同じ参照番号により表わされる。この場合、増幅器1
5の出力信号は低域フィルタ82が後に続く復調器81
に供給されるようタップされ、フィルタ82の出力信号
は適合回路83に供給される。この回路はフィルタ82
の出力信号をサンプルし、これらのデータを入力データ
と比較する。
は同じ参照番号により表わされる。この場合、増幅器1
5の出力信号は低域フィルタ82が後に続く復調器81
に供給されるようタップされ、フィルタ82の出力信号
は適合回路83に供給される。この回路はフィルタ82
の出力信号をサンプルし、これらのデータを入力データ
と比較する。
差は誤差信号を生じさせ、例えば新しい複素先行歪ませ
係数を蓄積することにより先行歪ませ回路1)を更新さ
せる(接続線84)。
係数を蓄積することにより先行歪ませ回路1)を更新さ
せる(接続線84)。
第1図は64−QAM変調の星座図、第2A図はf波が
ないシステム又は全てのナイキスト濾波が増幅器段の後
でなされる場合における電力増幅器により歪まされた6
4−QAM星座図、第2B図は従来技術により第2A
図で示された歪みの補償用の最適化された先行歪まされ
た星座図、第3A図はP波全体が送信及び受信端部間で
等しく分割され、送信端部の一部が増幅器より前に置か
れた時に現れる増幅器により歪まされた星座図、第3B
図は第3A図と同じ状況であるが、従来技術の先行歪ま
せ回路を含む星座図、第4図は本発明によるデジタル送
信システムの系統図、第5図は本発明による先行歪ませ
回路の系統図、第6図は本発明による適合先行歪ませ回
路からなるデジタル送信システムの系統図である。 9・・・先行歪ませ装置、10・・・送信フィルタ、l
l・・・先行歪ませ回路、12・・・デジタル・アナロ
グ変換器、13・・・アナログフィルタ、14・・・変
調器、15・・・増幅器、20・・・エンコーダ、51
・・・メモリ、52・・・乗算器、81・・・復調器、
82・・・低域フィルタ、83・・・適合回路、84・
・・接続線。 〈αy くばゴ
ないシステム又は全てのナイキスト濾波が増幅器段の後
でなされる場合における電力増幅器により歪まされた6
4−QAM星座図、第2B図は従来技術により第2A
図で示された歪みの補償用の最適化された先行歪まされ
た星座図、第3A図はP波全体が送信及び受信端部間で
等しく分割され、送信端部の一部が増幅器より前に置か
れた時に現れる増幅器により歪まされた星座図、第3B
図は第3A図と同じ状況であるが、従来技術の先行歪ま
せ回路を含む星座図、第4図は本発明によるデジタル送
信システムの系統図、第5図は本発明による先行歪ませ
回路の系統図、第6図は本発明による適合先行歪ませ回
路からなるデジタル送信システムの系統図である。 9・・・先行歪ませ装置、10・・・送信フィルタ、l
l・・・先行歪ませ回路、12・・・デジタル・アナロ
グ変換器、13・・・アナログフィルタ、14・・・変
調器、15・・・増幅器、20・・・エンコーダ、51
・・・メモリ、52・・・乗算器、81・・・復調器、
82・・・低域フィルタ、83・・・適合回路、84・
・・接続線。 〈αy くばゴ
Claims (5)
- (1)所定の入力データを送信するために増幅器を通す
前に逆の意味で入力データを先行歪ませする先行歪ませ
回路からなり、変調器及びデータを歪ませる電力増幅器
の助けで、周期Tを有するシンボルクロックHの速度で
複合入力データを送信するデジタル送信システム用先行
歪ませ装置であって、2Nビット(チャンネル当たりN
ビット)でエンコードされた濾波され、オーバサンプル
されたデータを入力データに応じて速度K/T(ここで
、Kは1より大きい整数)で先行歪ませ回路に印加する
送信フィルタからなり、該先行歪ませ回路は: −2Nビットでエンコードされたに波されたデータを2
Mビット(M<N)でエンコードされたデータに変換す
るエンコーダと、 −2Mビットでアドレスされ、2^2^M複素先行歪ま
せ係数を蓄積するメモリと、 −各データ素子に対し、2Nビットの濾波されたデータ
素子を先行歪まされたデータ(F_I、F_Q)を発生
する選択された先行歪ませ係数で乗算する複合乗算器 とからなる先行歪ませ装置。 - (2)エンコーダは2Nビットの濾波されたデータから
2M最上位ビットを選択することを特徴とする請求項1
記載の装置。 - (3)同期及び直角位相チャンネルに関連する各2Nビ
ットのエンコードされた座標(r、q)に対し、エンコ
ーダはモジュラス(r^2+q^2)を決定し、2Mビ
ットでそれをエンコードすることを特徴とする請求項1
記載の装置。 - (4)送信フィルタはアナログ・デジタル変換器が後に
続くデジタルフィルタ又はアナログフィルタのいずれか
であることを特徴とする請求項1乃至3のうちのいずれ
か一項記載の装置。 - (5)先行歪ませ回路は適合であり、送信されたデータ
の流れの復調により、入力データ及び送信されたデータ
の比較に応じて先行歪ませ回路を連続的に適合する適合
回路からなることを特徴とする請求項1乃至4のうちい
ずれか一項記載の装置。
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FR8913092A FR2652969A1 (fr) | 1989-10-06 | 1989-10-06 | Dispositif de predistorsion pour systeme de transmission numerique. |
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