KR20000055401A

KR20000055401A - 부호화 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템

Info

Publication number: KR20000055401A
Application number: KR1019990003996A
Authority: KR
Inventors: 박민영
Original assignee: 구자홍; 엘지전자 주식회사
Priority date: 1999-02-05
Filing date: 1999-02-05
Publication date: 2000-09-05
Also published as: KR100327373B1

Abstract

수신되는 신호로부터 자동으로 전송 모드와 보호 구간을 판단하는 부호화 직교 주파수 분할 다중(COFDM) 수신 시스템에 관한 것으로서, 특히 수신되는 신호의 전송 모드와 보호 구간에 대한 정보를 잡음이 많이 섞인 수신 신호로부터도 오류없이 정확히 자동으로 얻어냄으로써 채널 환경이 열악해지더라도 FFT의 심볼 시작 위치를 정확히 찾아내어 COFDM 전송 방식을 사용하는 수신기의 심볼 타이밍 성능을 현저히 향상시킨다. 특히, 보호 구간 판별부는 4개의 누산기 출력값의 상호 관계를 이용하여 보호 구간을 판별하므로 잡음의 정도나 신호의 크기에 상관 없이 보호 구간 모드를 정확히 판별할 수 있다.

Description

부호화 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템{COFDM receiving system}

본 발명은 다중 캐리어를 사용하는 부호화 직교 주파수 분할 다중(Coded Orthogonal Frequency Division ; COFDM) 전송 시스템에 관한 것으로서, 특히 수신되는 신호로부터 자동으로 전송 모드와 보호 구간을 판단하는 COFDM 수신 시스템에 관한 것이다.

통상, COFDM 전송 시스템은 유럽의 지상파 디지털 TV 전송 시스템에서 사용되는 전송 방식으로 현재 유럽의 몇몇 국가에서 DVB-T(Digital Video Broadcasting Terrestrial)규격으로 시험 방송 중이다. 이 DVB-T 시스템은 전송 방식으로 여러 개의 캐리어(carrier)에 정보를 실어 전송하는 COFDM을 사용하는데 캐리어의 수에 따라 1705개인 2K 모드(mode)와 6817개인 8K 모드로 나뉘어진다.

그리고, 이러한 DVB-T 시스템은 여러 개의 캐리어를 낮은 전송 레이트(rate)로 동시에 전송함으로써, 시간축에서 보았을 때 한 직교 주파수 분할 다중 변조(Orthogonal Frequency Division Modulation ; OFDM) 심볼의 주기를 길게 하고 또한, 각 심볼마다 보호 구간(guard interval)을 두어 심볼간 간섭(Inter Symbol Interference ; ISI)과 고스트(ghost)에 의한 시스템 성능의 저하를 향상시키는 장점을 갖고 있다.

여기서, 2K 모드와 8K 모드는 보호 구간의 길이에 따라 4가지 방식()으로 나뉘어지게 된다. 즉, 보호 구간의 길이가이라는 것은 실제 유효 데이터의()을 의미한다.

즉, COFDM 방식에 의해 원하는 데이터를 전송하려면 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform ; IFFT)을 거친 후 보호 구간(Guard Interval)을 삽입하여 주파수 상으로 전송을 한다. 그러므로, DVB-T 시스템은 수신된 신호를 FFT함으로써 일반 전송 방식에서의 복조가 가능하게 된다.

이때, DVB-T 시스템에서 FFT를 하기 위해서는 수신된 신호의 디지털 샘플(Digital sample) 중 어디서부터(즉, FFT할 데이터 샘플의 시작점)와 얼만큼(즉, FFT할 데이터의 샘플 구간) FFT를 해야하는가를 알아야지만 정확한 FFT 결과를 얻어낼 수 있다. 이는 각 심볼이 전술된 바와 같이, 보호 구간과 유효 데이터 구간으로 나누어지는데, 보호 구간의 데이터는 유효 데이터 구간의 마지막 부분의 데이터를 그대로 복사해 놓은 것이므로, FFT는 유효 구간의 데이터에 대해서만 행해져야 하기 때문이다.

또한, 위에서도 언급한 바와 같이 2K 모드와 8K 모드의 신호를 각각 복조하기 위해서는 2048-포인트 FFT 와 8192-포인트 FFT를 해야 한다.

그러므로, DVB-T 시스템은 현재 수신된 신호가 2K 모드인지 아니면 8K 모드인지와 각 모드에서의 보호 구간의 길이를 알고 있어야만 수신된 신호를 FFT할 수 있다. 즉, 수신된 신호가 2K 모드인 경우 DVB-T 수신기는 2048-포인트 FFT를 사용하게 되며 8K 모드인 경우에는 8192-포인트 FFT를 사용해야 한다.

도 1은 종래의 DVB-T 수신 시스템의 간단한 구성 블록도로서, 안테나를 통해 수신된 신호는 튜너부(101)와 A/D 변환부(102), I/Q 분리부(103)를 거쳐 디지털화된 복소 디지털 샘플 데이터(I,Q)로 복조된 후 FFT부(104)에 입력된다.

이때, 상기 수신기는 수신되고 있는 신호의 전송 모드를 알고 있다는 가정하에 외부에서 FFT부(104)에 전송 모드의 정보를 전달해줌으로써, 올바른 FFT를 가능하게 해준다. 따라서, 상기 수신기에 만일 전송 모드가 바뀌었다는 정보를 알려주지 않는다면 상기 수신기는 변경된 전송 모드의 신호의 FFT를 올바르게 해낼 수 없게 된다.

한편, DVB-T 시스템은 규격 상에 TPS(Transmission Parameter Signaling) 신호를 전송하게 되어 있는데 이 신호에는 현재 전송되고 있는 COFDM 신호의 캐리어 수와 보호 구간의 길이등 전송 파라미터에 관한 모든 정보가 전송된다.

하지만 상기 TPS 정보는 수신된 신호가 FFT된 후에 얻을 수 있는 정보이므로 FFT를 하기위해서는 TPS 정보의 디코딩 이전에 FFT가 가능해야 한다. 그러므로 수신된 신호의 전송 모드와 보호 구간을 FFT전에 알아낼 수 있도록 할 수 있는 것은 매우 중요한 문제라 할 수 있다.

도 2는 전송 모드 판별 장치가 구비된 종래의 DVB-T 수신 시스템의 다른 실시예를 나타낸 단순 블록도로서, 안테나를 통해 수신된 OFDM 신호는 튜너부(201)와 A/D 변환부(202), I/Q 분리부(203)를 거쳐 디지털화된 복소 디지털 샘플 데이터(I,Q)로 복조된 후 전송 모드 판별장치(204)와 FFT부(205)에 동시에 입력된다.

상기 전송 모드 판별장치(204)는 입력된 신호로부터 전송 모드(즉, 2K 모드 또는 8K 모드)와 보호구간(1/32, 1/16, 1/8, 1/4)을 판별하게 되는데, 상기 판별하는 방법 중 하나는 도 3에 도시된 사이클릭 확장(cyclic extension)을 이용하는 것이다.

여기서, 사이클릭 확장이란 OFDM 신호를 전송하는데 사용되는 것으로써, OFDM 신호의 보호구간 동안에 아무 신호도 보내지 않는 것이 아니라 OFDM 심볼 내의 맨 끝부분에 위치하는 데이터(즉, 보호구간과 같은 시간 동안의 데이터)를 복사하여 보호구간 내에 삽입하는 것을 의미한다.

그러므로, 2K 모드인 경우 도 3과 같이 수신된 한 샘플과 그 샘플 데이터에서 2048 샘플 떨어져 있는 데이터가 각각 보호구간과 보호구간의 데이터를 복사해 온 부분에 위치한다면 두 신호는 같은 신호 샘플이 된다. 그렇지 않은 경우에는 서로 다른 데이터가 된다.

도 4는 상기 전송모드 판별부(204)의 상세 블록도로서, 전송 모드와 보호구간을 판별하는데 사용되는 데이터를 발생시키는 상관(Correlation) 데이터 발생부(301)와 상기 상관 데이터 발생부(301)에서 발생된 데이터를 이용해서 전송 모드와 보호구간을 판별해내는 전송 모드 및 보호구간 판별부(302)로 구성된다.

도 5는 상기 상관 데이터 발생부(301)의 상세 블록도로서, 그 동작 원리는 기본적으로 2048 샘플만큼 떨어져 있는 데이터가 서로 같은 데이터인가 아니면 8192 샘플만큼 떨어져 있는 데이터가 서로 같은 데이터인가를 판단할 수 있도록 해 주는데 있다.

즉, 도 5를 보면, 시리얼로 연결되어 수신되는 신호 샘플을 순차적으로 지연시키는 4개의 2048워드 쉬프트 레지스터(401∼404), 수신되는 신호 샘플을 콘쥬게이트(conjugate ; 공액)시키는 콘쥬게이터(conjugator)(405), 상기 2048워드 쉬프트 레지스터(401)를 거치면서 2048 샘플동안 지연된 신호와 상기 콘쥬게이터(405)의 출력 신호를 곱하는 곱셈기(406), 상기 곱셈기(406)의 출력을 64샘플만큼 지연시키는 64워드 쉬프트 레지스터(407), 상기 곱셈기(406)의 출력과 64워드 쉬프트 레지스터(407)의 출력과를 차를 구하는 감산기(408), 상기 감산기(408)의 출력을 계속 누산하는 제 1 누산기(409), 상기 4개의 2048워드 쉬프트 레지스터(401∼404)를 순차 거치면서 8192 샘플동안 지연된 신호와 상기 콘쥬게이터(405)의 출력 신호를 곱하는 곱셈기(410), 상기 곱셈기(410)의 출력을 256샘플만큼 지연시키는 256워드 쉬프트 레지스터(411), 상기 곱셈기(410)의 출력과 256워드 쉬프트 레지스터(411)의 출력과를 차를 구하는 감산기(412), 및 상기 감산기(412)의 출력을 계속 누산하는 제 2 누산기(413)로 구성된다.

도 6은 상기 전송 모드 및 보호 구간 판별부(302)의 상세 블록도로서, 상기 제 1, 제 2 누산기(409,413)의 출력으로부터 전송 모드가 2K인지 8K인지를 판별하는 전송 모드 판별부(501)와 상기 전송 모드 판별부(501)의 출력에 따라 상기 제 1 또는 제 2 누산기(409 또는 413)의 출력을 보호 구간 정보로 출력하는 보호 구간 판별부(502)로 구성된다.

즉, 수신된 신호 샘플은 순차적으로 2048워드 쉬프트 레지스터(401)와 콘쥬게이터(conjugator)(405)에 입력되고, 상기 2048워드 쉬프트 레지스터(401)에서 2048 샘플만큼 지연된 신호는 곱셈기(406)에서 콘쥬게이터(405)의 출력과 곱해진다. 즉, 상기 곱셈기(406)의 출력은 서로 2048 샘플만큼 떨어져 있는 두 신호 중 하나를 콘쥬게이트시킨 후 서로 곱한 결과이다.

상기 곱셈기(406)의 출력은 다시 64워드 쉬프트 레지스터(407)와 감산기(408)로 입력되고, 상기 감산기(408)는 64샘플만큼 지연된 신호와 상기 곱셈기(406)로부터 현재 입력되는 신호와의 차를 제 1 누산기(409)로 출력한다. 즉, 제 1 누산기(409)에 입력되는 신호는 현재 상기 곱셈기(406)에서 출력되는 샘플에서 64 샘플 전의 곱셈기(406)에서 출력된 샘플을 뺀 신호이다.

상기 제 1 누산기(409)는 위에서 구한 결과를 계속해서 더해 나간다. 이와 같은 방식을 식으로 표현하면 다음의 수학식 1과 같다.

그리고, 상기 수학식 1에서 2048은 2K 모드일 때의 OFDM 심볼의 유효(Useful) 데이터 샘플수, 64는 보호 구간의 길이가일때의 보호 구간의 샘플 수, s(k)는 k번째 샘플 데이터이다.

따라서, 상기 수학식 1에서 볼 수 있듯이 만일 d가 보호 구간의 시작점에 위치한다면 64개의 샘플 블록과 2048 샘플만큼 떨어져 있는 64개의 샘플 블록의 곱의 합에 대한 절대값인 제 1 누산기(409)의 출력 값은 수신 신호가 2K 모드인 경우 최대값을 나타낼 것이다.

한편, 수신 신호가 8K 모드라면 매우 적은 값을 출력하게 된다. 이러한 결과를 나타낸 것이 도 7이다.

이는 도 7과 같이 상기 제 1 누산기(409)에서 임계값 A를 넘는 값이 출력되고 제 2 누산기(413)에서 매우 적은 값이 출력된다면 수신된 신호가 2K 모드임을 증명해 준다.

또한, 4개의 2048워드 쉬프트 레지스터(401∼404)를 거치면서 8192 샘플만큼 지연된 신호는 곱셈기(410)에서 콘쥬게이터(405)의 출력과 곱해진다. 즉, 상기 곱셈기(410)의 출력은 서로 8192 샘플만큼 떨어져 있는 두 신호 중 하나를 콘쥬게이트시킨 후 서로 곱한 결과이다.

상기 곱셈기(410)의 출력은 다시 256워드 쉬프트 레지스터(411)와 감산기(412)로 입력되고, 상기 감산기(412)는 256샘플만큼 지연된 신호와 상기 곱셈기(410)로부터 현재 입력되는 신호와의 차를 제 2 누산기(413)로 출력한다. 즉, 제 2 누산기(413)에 입력되는 신호는 현재 상기 곱셈기(406)에서 출력되는 샘플에서 256 샘플 전의 곱셈기(406)에서 출력된 샘플을 뺀 신호이다.

상기 제 2 누산기(413)는 위에서 구한 결과를 계속해서 더해 나간다. 이와 같은 방식을 식으로 표현하면 다음의 수학식 2와 같다.

마찬가지로, 상기 수학식 2에서 8192는 8K 모드일 때의 OFDM 심볼의 유효 데이터 샘플수, 256는 보호 구간의 길이가일때의 보호 구간의 샘플 수, s(k)는 k번째 샘플 데이터이다.

따라서, 상기 수학식 2에서 볼 수 있듯이 만일 d가 보호 구간의 시작점에 위치한다면 256개의 샘플 블록과 8192 샘플만큼 떨어져 있는 256개의 샘플 블록의 곱의 합에 대한 절대값인 제 2 누산기(413)의 출력 값은 수신 신호가 8K 모드일 경우 최대값을 나타낼 것이다. 하지만 수신 신호가 2K 모드라면 매우 적은 값을 출력하게 될 것이며, 이러한 결과는 도 8에 나타내었다.

즉, 도 8과 같이 제 2 누산기(413)에서 임계값 B를 넘는 값이 출력되고 제 1 누산기(409)에서 매우 적은 값이 출력된다면 수신된 신호가 8K 모드임을 증명해 준다.

이와 같은 방식으로 계산하여 얻어진 제 1 누산기(409)와 제 2 누산기(413)의 출력 값은 전송 모드 판별부(501)로 입력되어 전송 모드 판별에 이용된다.

즉, 전술한 방법에 의해서 만일 수신된 신호가 2K 모드이면 제 1 누산기(409)와 제 2 누산기(413)의 출력 값은 도 7과 같이 나타날 것이고, 수신된 신호가 8K 모드이면 제 1 누산기(409)와 제 2 누산기(413)의 출력 값은 도 8과 같이 나타날 것이다.

그러므로, 상기 전송 모드 판별부(501)는 제 1 누산기(409)의 출력 값이 2K 모드일 경우의 임계값 A를 넘는가를 판별하고, 넘는다면 임계값 A를 넘는 출력 값의 반복되는 간격이 (2048+64) ∼(2048+512)마다 반복되는가를 확인한다. 그리고, 만일 이러한 조건을 만족하면 현재 수신되고 있는 신호가 2K 모드 OFDM 신호라고 판단하여 전송 모드 정보를 2K 모드로 출력한다. 여기서, 64는 2K 모드에서 보호 구간의 길이가 제일 짧은 경우 즉,일때이고, 512는 2K 모드에서 보호 구간의 길이가 제일 긴 경우 즉,일때이다.

이와 마찬가지로 만일 수신된 신호가 8K모드이면 제 1 누산기(409)와 제 2 누산기(413)의 출력 값은 도 8과 같이 나타날 것이다. 그러므로, 상기 전송 모드 판별부(501)는 제 2 누산기(413)의 출력 값이 8K 모드일 경우의 임계값 B를 넘는가를 판단하고, 넘는다면 임계값 B를 넘는 출력 값의 반복되는 간격이 (2048+64)*4 ∼ (2048+512)*4 마다 반복되는 가를 확인한다. 만일 이러한 조건을 만족하면 현재 수신되고 있는 신호가 8K 모드 OFDM 신호라고 판단하여 전송 모드 정보를 8K 모드로 출력한다. 여기서, 256(=64*4)는 8K 모드에서 보호 구간의 길이가 제일 짧은 경우 즉,일때이고, 2048(512*4)는 8K 모드에서 보호 구간의 길이가 제일 긴 경우 즉,일때이다.

이렇게 얻어진 전송 모드 정보는 다시 보호 구간 판별부(502)에 입력되어 부호 구간을 판별하는데 이용된다.

도 9는 수신 신호의 보호 구간에 따른 누산기 출력을 나타낸 것이다. 즉, 2K 모드인 경우에는 제 1 누산기(409)의 출력이, 8K 모드인 경우에는 제 2 누산기(413)의 출력이 상기 보호 구간 판별부(502)로 입력된다.

따라서, 수신 신호가 2K 모드인 경우 임계값 A를 넘는 제 1 누산기(409)의 출력 값은 보호 구간이 1/32인 경우 1개, 1/16인 경우 64(=128-64)개, 1/8인 경우 192(=256-64)개, 1/4인 경우 448(=512-64)개가 된다. 또한, 수신 신호가 8K 모드인 경우 임계값 B를 넘는 제 2 누산기(413)의 출력 값은 보호 구간이 1/32인 경우 1개, 1/16인 경우 256(=512-256)개, 1/8인 경우 768(1024-256)개, 1/4인 경우 1792(=2048-256)개가 된다.

이러한 결과는 실제 보호 구간의 길이와 2K 모드인 경우 64개 샘플 데이터 블록만큼의 누산, 8K 모드인 경우 256 샘플 데이터 블록만큼의 누산이 위에서 언급한 수학식 1, 2에 의해서 계산하므로 얻어지게 된다. 즉, 2K 모드에서 보호 구간의 길이가 1/16(=128)인 경우를 예로 들면, 보호 구간의 64 샘플까지는 순차적으로 증가하여 64번째 샘플에서 최대값이 되지만 64샘플이 지나면 보호 구간이 끝날때까지 계속 최대값을 유지하고 있다.

이러한 기준을 이용하게 되면 보호 구간 판별부(502)는 현재 수신되고 있는 신호의 보호 구간의 길이를 판별할 수 있게 된다.

그리고, 이렇게 얻어진 보호 구간 정보는 전송 모드 정보와 함께 FFT부(205)에 입력되어 옳은 FFT 출력을 얻는데 사용된다.

그러나, 상기와 같은 종래 기술은 신호가 전송되는 채널 환경이 열악할 경우 즉 노이즈(noise)가 많은 채널의 경우에는 보호 구간 모드에 따라 임계값을 넘는 샘플의 개수가 정확하지 않으므로 보호 구간 모드를 판별하는데 있어서 오류를 범할 수 있다.

본 발명은 상기와 같은 목적을 달성하기 위한 것으로서, 본 발명의 목적은 채널 환경이 안 좋은 경우에도 보호 구간 모드를 정확하게 검출하는 COFDM 수신 시스템을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 잡음이 많이 섞인 수신 신호로부터 전송 모드와 보호 구간의 정보를 자동으로 정확히 판별해내는 COFDM 수신 시스템을 제공함에 있다.

본 발명의 또다른 목적은 수신되는 신호의 전송 모드와 보호 구간이 변경되더라도 자동으로 변경된 수신 신호를 올바르게 수신하는 COFDM 수신 시스템을 제공함에 있다.

도 1은 종래 기술의 COFDM 수신 시스템의 구성 블록도

도 2는 종래 기술의 전송 모드 판별 장치가 있는 COFDM 수신 시스템의 구성 블록도

도 3은 일반적인 COFDM 심볼의 사이클릭 확장을 보인 도면

도 4는 도 2의 전송 모드 판별 장치의 상세 블록도

도 5는 도 4의 상관 데이터 발생부의 상세 블록도

도 6은 도 4의 전송 모드 및 보호 구간 판별부의 상세 블록도

도 7은 도 5에서 전송 모드가 2K인 경우의 제 1, 제 2 누산기의 출력을 나타낸 신호 파형도

도 8은 도 5에서 전송 모드가 8K인 경우의 제 1, 제 2 누산기의 출력을 나타낸 신호 파형도

도 9는 도 6의 보호 구간 판별부의 보호 구간 판별 방법을 보인 도면

도 10은 본 발명에 따른 COFDM 수신 시스템의 구성 블록도

도 11은 도 10의 Coarse STS부의 상세 블록도

도 12는 도 11의 보호 구간 섬부의 상세 블록도

도 13은 도 11의 전송 모드 및 보호 구간 판별부의 상세 블록도

도 14는 보호 구간이 1/32인 경우의 도 12의 제 1 내지 제 4 누산기의 출력을 보인 신호 파형도

도 15는 보호 구간이 1/16인 경우의 도 12의 제 1 내지 제 4 누산기의 출력을 보인 신호 파형도

도 16은 보호 구간이 1/8인 경우의 도 12의 제 1 내지 제 4 누산기의 출력을 보인 신호 파형도

도 17은 보호 구간이 1/4인 경우의 도 12의 제 1 내지 제 4 누산기의 출력을 보인 신호 파형도

도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

601 : 튜너 602 : A/D 변환부

603 : I/Q 분리부 604 : Coarse STS부

605 : FFT 윈도우 발생부 606 : FFT부

701 : 지연기 702 : 콘쥬게이트 곱셈기

703 : 보호구간 섬부 704 : 전송 모드 및 보호 구간 판별부

705 : 윈도우 위치 검출부 801∼804 : FIFO

805∼808 : 감산기 809∼812 : 누산기

813 : 데이터 선택부 814∼817 : 절대치 연산부

상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 COFDM 수신 시스템은, 수신 샘플 데이터를 N 샘플(N은 모드에 따른 한 심볼의 유효 데이터 샘플 수)만큼 지연시키는 지연부와, 지연되지 않은 수신 샘플 데이터와 상기 지연부에서 N 샘플만큼 지연된 데이터와의 콘쥬게이트 곱을 수행하는 콘쥬게이트 곱셈부와, 상기 콘쥬게이트 곱셈부의 출력을 각 보호 구간의 길이만큼 더한 후 판별된 보호 구간 데이터에 따라 해당 보호 구간의 섬 데이터를 출력하는 보호 구간 섬부와, 상기 보호 구간 섬부의 출력으로부터 전송 모드와 보호 구간을 판별하여 상기 보호 구간 섬부로 다시 출력하는 전송 모드 및 보호 구간 판별부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.

상기 보호 구간 섬부는 입력되는 신호를 제 1 보호 구간 길이에 해당하는 샘플만큼 지연시키는 제 1 지연기와, 상기 제 1 지연기에서 지연된 신호를 다시 제 1 보호 구간 길이에 해당하는 샘플만큼 지연시키는 제 2 지연기와, 상기 제 2 지연기에서 지연된 신호를 다시 제 2 보호 구간 길이에 해당하는 샘플만큼 지연시키는 제 3 지연기와, 상기 제 3 지연기에서 지연된 신호를 다시 제 3 보호 구간 길이에 해당하는 샘플만큼 지연시키는 제 4 지연기와, 지연되지 않은 신호와 상기 제 1 지연기의 출력 신호와의 차를 누산하여 제 1 보호 구간 길이 동안의 콘쥬게이트 곱을 합한 결과를 출력하는 제 1 누산기와, 지연되지 않은 신호와 상기 제 2 지연기의 출력 신호와의 차를 누산하여 제 2 보호 구간 길이 동안의 콘쥬게이트 곱을 합한 결과를 출력하는 제 2 누산기와, 지연되지 않은 신호와 상기 제 3 지연기의 출력 신호와의 차를 누산하여 제 3 보호 구간 길이 동안의 콘쥬게이트 곱을 합한 결과를 출력하는 제 3 누산기와, 지연되지 않은 신호와 상기 제 4 지연기의 출력 신호와의 차를 누산하여 제 4 보호 구간 길이 동안의 콘쥬게이트 곱을 합한 결과를 출력하는 제 4 누산기와, 상기 제 1 내지 제 4 누산기의 출력 중 어느 하나를 판별된 보호 구간 데이터 값에 따라 선택 출력하는 데이터 선택부로 구성되는 것을 특징으로 한다.

상기 전송 모드 및 보호 구간 판별부는 상기 제 1 내지 제 4 누산기의 출력 중 어느 하나의 출력 값과 기 설정된 전송모드 임계값과의 비교를 통해 수신되는 신호의 전송 모드를 판별하는 것을 특징으로 한다.

상기 전송 모드 및 보호 구간 판별부는 상기 제 1 내지 제 4 누산기의 상호 관계로부터 보호 구간의 길이를 판별하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 다른 목적, 특징 및 잇점들은 첨부한 도면을 참조한 실시예들의 상세한 설명을 통해 명백해질 것이다.

이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부도면을 참조하여 상세히 설명한다.

도 10은 본 발명에 따른 DVB-T 시스템의 구성 블록도로서, 안테나를 통해 수신된 신호는 튜너부(601)와 A/D 변환부(602), I/Q 분리부(603)를 거쳐 복소 디지털 샘플 데이터(I,Q)로 복조된 후 Coarse STS(Symbol Timing Synchronization)부(604)와 FFT부(606)에 입력된다.

본 발명은 상기 Coarse STS부(604)에서 전송 모드 및 보호 구간의 판별을 수행한다.

도 11은 상기 Coarse STS부(604)의 상세 블록도로서, 수신 샘플 데이터를 N 샘플만큼 지연시키는 지연기(701), 지연되지 않은 수신 샘플 데이터와 N 샘플만큼 지연된 데이터와의 콘쥬게이트 곱을 수행하는 콘쥬게이트 곱셈기(702), 상기 콘쥬게이트 곱셈기(702)의 출력을 각 보호 구간의 길이만큼 더한 후 보호 구간 데이터에 따라 해당 보호 구간의 섬 데이터를 출력하는 보호 구간 섬(guard interval summation)부(703), 상기 보호 구간 섬부(703)의 출력으로부터 전송 모드와 보호 구간을 판별하여 상기 보호 구간 섬부(703)로 다시 출력하는 전송 모드 및 보호 구간 판별부(704), 및 상기 보호 구간 섬부(703)에서 출력되는 해당 보호 구간 섬 데이터로부터 Coarse 윈도우 위치를 검출하는 윈도우 위치 검출부(705)로 구성된다.

여기서, 상기 지연기(701)는 N개의 메모리 셀로 이루어진 FIFO(First Input First Output)로 구성할 수도 있고, 또는 쉬프트 레지스터로 구성할 수도 있다.

도 12는 상기 GIS부(703)의 상세 블록도로서, 입력되는 신호를 64샘플만큼 지연시키는 FIFO32(801), 64샘플만큼 지연시키는 FIFO16(802), 128샘플만큼 지연시키는 FIFO8(803), 256샘플만큼 지연시키는 FIFO4(804)가 시리얼로 연결된다. 그리고, 지연되지 않은 신호로부터 상기 FIFO32(801)의 출력을 빼는 제 1 감산기(805), 상기 제 1 감산기(805)의 출력을 누적하는 제 1 누산기(809), 상기 제 1 누산기(809)의 출력에 절대치를 취하는 제 1 절대치 연산부(814), 지연되지 않은 신호로부터 상기 FIFO16(802)의 출력을 빼는 제 2 감산기(806), 상기 제 2 감산기(806)의 출력을 누적하는 제 2 누산기(810), 상기 제 2 누산기(810)의 출력에 절대치를 취하는 제 2 절대치 연산부(815), 지연되지 않은 신호로부터 상기 FIFO8(803)의 출력을 빼는 제 3 감산기(807), 상기 제 3 감산기(807)의 출력을 누적하는 제 3 누산기(811), 상기 제 3 누산기(811)의 출력에 절대치를 취하는 제 3 절대치 연산부(816), 지연되지 않은 신호로부터 상기 FIFO4(804)의 출력을 빼는 제 4 감산기(808), 상기 제 4 감산기(808)의 출력을 누적하는 제 4 누산기(812), 상기 제 4 누산기(812)의 출력에 절대치를 취하는 제 4 절대치 연산부(817), 및 판별된 보호 구간 값에 따라 상기 제 1 내지 제 4 누산기(809∼812)에서 출력되는 보호 구간 섬 데이터중 어느 하나를 선택 출력하는 데이터 선택부(813)로 구성된다.

여기서, 상기 제 1 내지 제 4 절대치 연산부(814∼817)의 출력은 전송 모드 ＆ 보호 구간 판별부(704)에 입력되어 전송 모드 및 보호 구간 판별에 사용된다.

그리고, 상기 FIFO32(801)와 FIFO16(802)는 각각 64개의 메모리 셀로 이루어지고, FIFO8(804)는 128개의 메모리 셀, FIFO4(804)는 256 개의 메모리 셀로 이루어져 있다.

도 13은 상기 전송 모드 및 보호 구간 판별부(704)의 상세 블록도로서, 보호 구간 판별부(900)와 전송 모드 판별부(909)로 구성된다.

이때, 상기 보호 구간 판별부(900)는 한 OFDM 심볼동안 GIS부(703)의 제 4 절대치 연산부(817)에서 입력된 데이터 값들 중 최대값(GISUM4max)을 찾아 출력하는 제 1 최대값 검출부(901), 한 OFDM 심볼동안 제 3 절대치 연산부(816)에서 입력된 데이터 값들 중 최대값(GISUM8max)을 찾아 출력하는 제 2 최대값 검출부(902), 한 OFDM 심볼동안 제 2 절대치 연산부(815)에서 입력된 데이터 값들 중 최대값(GISUM16max)을 찾아 출력하는 제 3 최대값 검출부(903), 한 OFDM 심볼동안 제 1 절대치 연산부(814)에서 입력된 데이터 값들 중 최대값(GISUM32max)을 찾아 출력하는 제 4 최대값 검출부(904), 상기 제 1 최대값 검출부(901)에서 검출한 최대값(GISUM4max)과 제 2 최대값 검출부(902)에서 검출한 최대값(GISUM8max)의 차이(Delta3)를 구하는 제 1 감산기(905), 상기 제 2 최대값 검출부(902)에서 검출한 최대값(GISUM8max)과 제 3 최대값 검출부(903)에서 검출한 최대값(GISUM16max)의 차이(Delta2)를 구하는 제 2 감산기(906), 상기 제 3 최대값 검출부(903)에서 검출한 최대값(GISUM16max)과 제 4 최대값 검출부(904)에서 검출한 최대값(GISUM32max)의 차이(Delta1)를 구하는 제 3 감산기(907), 및 상기 제 1 내지 제 4 최대값 검출부(901∼904)의 출력과 제 1 내지 제 3 감산기(905∼907)의 출력을 이용하여 보호 구간의 길이를 판별하는 보호 구간 검출부(908)로 구성된다.

이와 같이 구성된 본 발명에서 Coarse STS부(604)는 입력된 신호로부터 수신 신호의 전송 모드와 보호 구간 값을 판별하고 또한, FFT를 동작시키는데 가장 중요한 Coarse 윈도우 위치를 찾는다.

이를 위해 먼저, 수신 샘플 데이터는 지연기(701)에서 N샘플 즉, 2048샘플만큼 지연된 후 콘쥬게이트 곱셈기(702)로 출력된다. 상기 콘쥬게이트 곱셈기(702)에서는 지연되지 않은 데이터와 상기 지연기(701)에서 N샘플만큼 지연된 데이터와의 콘쥬게이트 곱이 이루어진다. 즉, 복소 평면상에서 실수축에 대해 대칭관계에 있는 두 복소수, 즉, a+jb와 a-jb 사이의 관계를 서로 콘쥬게이트라 하며, 상기 콘쥬게이트 곱셈기(702)의 결과는 실수가 된다.

이때, N샘플만큼 떨어져 있는 데이터에 대해 서로 콘쥬게이트 곱을 한 후 보호 구간만큼을 합한 결과를 한 OFDM 심볼 동안 계속 비교하여 최대값을 찾으면 그때의 위치가 FFT 윈도우의 시작 위치가 된다. 이것은 윈도우 위치 검출부(705)에서 수행하며, 이 내용을 식으로 표현하면 하기의 수학식 3과 같다.

fft_start_position = arg max {Z(d)}

d = [0, N+L-1]

상기 수학식 3에서 N은 OFDM 심볼의 유효(Useful) 데이터 샘플수, L은 보호 구간의 샘플 수, x(k)는 k번째 샘플 데이터이다. 상기와 같이 N+L 만큼의 구간 동안 서로 N만큼 떨어진 L개의 샘플 데이터의 콘쥬게이트 곱의 절대값들 중 최대값을 나타내는 위치가 바로 OFDM 심볼의 시작점을 찾는데 기준점이 된다. 이는 보호 구간의 데이터는 OFDM 심볼내의 맨 끝에 있는 데이터의 복사본이기 때문에, 보호 구간내의 데이터의 합이 최대값이 될 확률이 제일 크기 때문이다.

그리고, 상기 수학식 3에서 볼 수 있듯이 정확한 FFT 시작 위치를 찾기 위해서는 N과 L값을 정확히 알고 있어야 한다. 이 값을 검출해내기 위하여 전송 모드와 보호 구간 값을 판별하는 것이다.

따라서, 상기 전송 모드와 보호 구간 길이의 판별을 위해, 상기 콘쥬게이트 곱셈기(702)의 출력은 GIS부(703)로 입력된다. 상기 GIS부(703)는 전송 모드와 보호 구간 값을 판별하기 위해서 제 1 내지 제 4 절대치 연산부(814∼817)의 출력을 전송 모드 및 보호 구간 판별부(704)로 출력하고, 또한 FFT 시작 위치 값을 찾기 위해서 제 1 내지 제 4 누산기(809∼812)의 출력 값들 중 어느 하나를 판별된 보호 구간 값에 따라 선택하여 윈도우 위치 검출부(705)로 출력한다.

이때, 상기 GIS부(703)는 초기에는 현재 전송 모드와 보호 구간 값을 알지 못하므로 현재의 전송 모드는 2K 모드(DVB-T의 경우) 즉, N의 값이 2048이라고 가정을 한다. 그리고, 보호 구간의 값은 1/32이라고 가정한다.

만일, 전송되고 있는 신호가 가정대로 2K 모드라면 이때의 제 1 누산기(809)의 출력 값은 어느 정도의 크기를 갖게 되지만 만일 전송되는 신호가 8K 모드라고 한다면 상기 제 1 누산기(809)의 출력값은 매우 작은 값을 출력하게 된다. 이 결과를 보고 전송 모드를 판별할 수 있다.

그러므로, 하기의 수학식 4에 의해서 전송 모드 및 보호 구간 판별부(704)의 전송 모드 판별부(909)는 전송 모드를 판별한다.

즉, 상기 수학식 4의 조건을 만족하면 현재 전송되고 있는 신호는 2K 모드라 판단할 수 있고, 그렇지 않을 경우에는 8K 모드라고 판단하게 된다.

한편, 수신되는 샘플 데이터는 FIFO32(801)에서 64샘플만큼, FIFO16(802)에서 64샘플만큼, FIFO8(803)에서 128샘플만큼, FIFO4(804)에서 256샘플만큼 순차 지연된다. 예를 들어, 수신되는 샘플 데이터가 FIFO32,FIFO16,FIFO8,FIFO4(801∼804)를 순차적으로 모두 거치면 512샘플만큼 지연된 신호가 출력된다.

이와 같이 FIFO를 나눈 후, 제 1 감산기(805)는 지연되지 않은 신호로부터 상기 FIFO32(801)의 출력을 빼 제 1 누산기(809)에 누적하고, 제 2 감산기(806)는 지연되지 않은 신호로부터 상기 FIFO16(802)의 출력을 빼 제 2 누산기(810)에 누적한다. 그리고, 제 3 감산기(807)는 지연되지 않은 신호로부터 상기 FIFO8(803)의 출력을 빼 제 3 누산기(811)에 누적하고, 제 4 감산기(808)는 지연되지 않은 신호로부터 상기 FIFO4(804)의 출력을 빼 제 4 누산기(812)에 누적한다.

즉, FIFO32(801)의 경우 제 1 감산기(805)와 제 1 누산기(809)를 이용하여 입력되는 샘플 값과 FIFO32의 출력값의 차를 계속해서 누적시킨 결과가 결국, 1/32 보호 구간 동안의 콘쥬게이트 곱을 합한 결과가 되며, 이를 식으로 표현하면 상기 제 1 누산기(809)의 출력값은 하기의 수학식 5와 같이 표시할 수 있다.

이와 마찬가지로, 상기 제 2 내지 제 4 누산기(810∼812)의 출력값은 각각 하기의 수학식 6 내지 8로 표시할 수 있다.

이렇게 계산된 제 1 내지 제 4 누산기(809∼812)의 출력은 데이터 선택부(813)로 출력됨과 동시에 제 1 내지 제 4 절대치 연산부(814∼817)로 각각 출력되어 절대치가 취해진다. 그리고, 상기 제 1 내지 제 4 절대치 연산부(814∼817)의 출력값 GISUM32, GISUM16, GISUM8, GISUM4은 전송 모드 ＆ 보호 구간 판별부(704)에 입력된다.

상기 전송 모드 및 보호 구간 판별부(704)의 전송 모드 판별부(909)는 상기된 수학식 4와 같이 전송 모드를 판별하고, 보호 구간 판별부(900)는 입력되는 4개의 GISUM 데이터를 모두 이용하여 보호 구간의 길이를 판단한다.

즉, 보호 구간 판별부(900)의 제 1 내지 제 4 최대값 검출부(901∼904)는 한 OFDM의 심볼 구간동안 입력된 데이터 값들 중 최대값을 찾는다.

이때의 보호 구간 값은 1/4로 가정하여 계산하게 되므로 전체 OFDM 심볼 구간은가 된다.

그리고, 제 1 내지 제 4 최대값 검출부(901∼904)에 의해서 얻어진 최대값들을 각각 GISUM4max, GISUM8max, GISUM16max, GISUM32max라 하고, 제 1 내지 제 3 감산기(905∼907)의 출력 즉, 인접한 보호 구간간의 최대값의 차를 Delta3, Delta2, Delta1이라 한다. 이것을 식으로 나타내면 하기의 수학식 9와 같이 표시된다.

이때, 보호구간 검출부(908)는 상기와 같은 방식으로 계산된 값 GISUM4max, GISUM8max, GISUM16max, GISUM32max, Delta1, Delta2, Delta3의 7개값을 이용하여 보호 구간을 판별하게 되며, 그 방법은 다음과 같다.

여기서, 부호 파라미터(sign parameter)를 추가로 계산에 사용한다. 상기 부호 파라미터는 다음의 수학식 10과 같다.

우선, 상기 수학식 9에서 구한 3개의 델타값 Delta1, Delta2, Delta3값들 중 가장 큰 값을 찾는다.

이를 각 경우별로 나타내면 다음과 같다.

경우 1) Delta3이 가장 큰 경우

1-a) Sign1 ＞ 0이고, Sign2 ＞ 0이며, Sign3 ＞ 0인 경우는 보호 구간의 길이를 1/4로 판단한다.

1-b) Delta1 ＞ Delta2이고, Delta3 ＞ Low_limit인 경우는 보호 구간의 길이를 1/16로 판단한다.

1-c) 이외의 경우는 보호 구간의 길이를 1/32로 판단한다.

경우 2) Delta2가 가장 큰 경우

2-a) Sign1 ＞ 0이고, Sign2 ＞ 0인 경우는 보호 구간의 길이를 1/8로 판단한다.

2-b) 이외의 경우는 보호 구간의 길이를 1/32로 판단한다.

경우 3) Delta1이 가장 큰 경우

3-a) Sign1 ＞ 0인 경우는 보호 구간의 길이를 1/16으로 판단한다.

3-b) 이외의 경우는 보호 구간의 길이를 1/32로 판단한다.

경우 4) Delta1 ＜ Low_limit이고, Delta2 ＜ Low_limit이며, Delta3 ＜ Low_limit인 경우는 보호 구간의 길이를 1/32로 판단한다.

이와 같은 방식으로 보호 구간을 판별하면 채널의 변화에 민감하지 않게 되어 열악한 채널 환경에서도 보호 구간을 정확하게 판별할 수 있다.

따라서, 상기 GIS부(703)의 데이터 선택부(813)는 상기 보호 구간 검출부(908)의 검출 결과를 선택 신호로 사용하여 상기 제 1 내지 제 4 누산기(809∼812)의 출력 중 어느 하나의 보호 구간 섬 데이터를 선택하여 윈도우 위치 검출부(705)로 출력한다. 상기 윈도우 위치 검출부(705)는 상기된 수학식 3을 적용하여 FFT Coarse 윈도우 위치를 검출하여 FFT 윈도우 발생부(605)로 출력한다.

여기서, 각 심볼이 보호 구간과 유효 데이터 구간으로 나누어지는데, 보호 구간의 데이터는 유효 데이터 구간의 마지막 부분의 데이터를 그대로 복사해 놓은 것이므로, FFT는 유효 구간의 데이터에 대해서만 행해져야 한다. 따라서, Coarse FFT 윈도우는 유효 데이터의 구간을 지정하는 신호이다. 상기 FFT 윈도우 발생부(605)는 상기 윈도우 위치 검출부(705)의 FFT Coarse 위치 데이터를 기준으로 FFT 윈도우를 발생하고, FFT부(606)는 윈도우 범위 내의 I,Q 신호에 대해서만 FFT를 수행한다.

도 14 내지 도 17은 보호 구간의 길이가 각각 1/32, 1/16, 1/8, 1/4일때의 제 1 내지 제 4 누산기의 출력값과 인접한 보호 구간간의 최대값의 차의 관계를 보인 신호 파형도이다.

예를 들어, 도 14를 보면 보호 구간이 1/32인 경우의 제 1 내지 제 4 누산기의 출력 값을 나타낸 것으로, 출력 값들의 차이가 거의 없음을 알 수 있다. 하지만 보호 구간이 1/16인 도 15의 경우에는 제 1, 제 2 누산기의 출력값의 차이는 확실히 나타나지만 제 2 내지 제 4 누산기의 출력값의 차이는 거의 없음을 알 수 있다.

이와 같은 성질을 이용하면 수신되는 신호의 보호 구간을 정확히 판별해 낼 수 있으며, 수신되는 신호의 전송 모드와 보호 구간이 변경되더라도 보호 구간을 정확히 판별해낼 수 있다.

이상에서와 같이 본 발명에 따른 COFDM 수신 시스템에 의하면, 수신되는 신호의 전송 모드와 보호 구간에 대한 정보를 잡음이 많이 섞인 수신 신호로부터도 오류없이 정확히 자동으로 얻어냄으로써 채널 환경이 열악해지더라도 FFT의 심볼 시작 위치를 정확히 찾아내어 COFDM 전송 방식을 사용하는 수신기의 심볼 타이밍 성능을 현저히 향상시켜주는 효과가 있다. 특히, 보호 구간 판별부는 4개의 누산기 출력값의 상호 관계를 이용하여 보호 구간을 판별하므로 잡음의 정도나 신호의 크기에 상관 없이 보호 구간 모드를 정확히 판별할 수 있다.

Claims

안테나를 통해 수신된 신호에 대해 복소 디지털 샘플 데이터(I,Q)로 복조하여 고속푸리에 변환(FFT)을 수행하는 부호화 직교 주파수 분할 다중(COFDM) 수신 시스템에 있어서,

수신 샘플 데이터를 N 샘플(N은 모드에 따른 한 OFDM 심볼의 유효 데이터 샘플 수)만큼 지연시키는 지연부와,

지연되지 않은 수신 샘플 데이터와 상기 지연부에서 N 샘플만큼 지연된 데이터와의 콘쥬게이트 곱을 수행하는 콘쥬게이트 곱셈부와,

상기 콘쥬게이트 곱셈부의 출력을 각 보호 구간의 길이만큼 더한 후 판별된 보호 구간 데이터에 따라 해당 보호 구간의 섬 데이터를 출력하는 보호 구간 섬부와,

상기 보호 구간 섬부의 출력으로부터 전송 모드와 보호 구간을 판별하여 상기 보호 구간 섬부로 다시 출력하는 전송 모드 및 보호 구간 판별부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 부호화 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 보호 구간 섬부에서 선택 출력되는 보호 구간 섬 데이터로부터 FFT를 위한 윈도우 위치를 검출하는 윈도우 위치 검출부가 더 구비되는 것을 특징으로 하는 부호화 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.
제 1 항에 있어서, 상기 지연부는

N개의 메모리 셀로 이루어진 선입선출 메모리로 구성된 것을 특징으로 하는 부호화 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.
제 1 항에 있어서, 상기 보호 구간 섬부는

입력되는 신호를 제 1 보호 구간 길이에 해당하는 샘플만큼 지연시키는 제 1 지연기와,

상기 제 1 지연기에서 지연된 신호를 다시 제 1 보호 구간 길이에 해당하는 샘플만큼 지연시키는 제 2 지연기와,

상기 제 2 지연기에서 지연된 신호를 다시 제 2 보호 구간 길이에 해당하는 샘플만큼 지연시키는 제 3 지연기와,

상기 제 3 지연기에서 지연된 신호를 다시 제 3 보호 구간 길이에 해당하는 샘플만큼 지연시키는 제 4 지연기와,

지연되지 않은 신호와 상기 제 1 지연기의 출력 신호와의 차를 누산하여 제 1 보호 구간 길이 동안의 콘쥬게이트 곱을 합한 결과를 출력하는 제 1 누산기와,

지연되지 않은 신호와 상기 제 2 지연기의 출력 신호와의 차를 누산하여 제 2 보호 구간 길이 동안의 콘쥬게이트 곱을 합한 결과를 출력하는 제 2 누산기와,

지연되지 않은 신호와 상기 제 3 지연기의 출력 신호와의 차를 누산하여 제 3 보호 구간 길이 동안의 콘쥬게이트 곱을 합한 결과를 출력하는 제 3 누산기와,

지연되지 않은 신호와 상기 제 4 지연기의 출력 신호와의 차를 누산하여 제 4 보호 구간 길이 동안의 콘쥬게이트 곱을 합한 결과를 출력하는 제 4 누산기와,

상기 제 1 내지 제 4 누산기의 출력 중 어느 하나를 입력되는 보호 구간 데이터 값에 따라 선택 출력하는 데이터 선택부로 구성되는 것을 특징으로 하는 부호화 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.
제 4 항에 있어서,

상기 제 1 보호 구간 길이에 해당하는 샘플 개수는 2K 모드인 경우는 64, 8K 모드인 경우는 256인 것을 특징으로 하는 부호화 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.
제 4 항에 있어서,

상기 제 2 보호 구간 길이에 해당하는 샘플 개수는 2K 모드인 경우는 128, 8K 모드인 경우는 512인 것을 특징으로 하는 부호화 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.
제 4 항에 있어서,

상기 제 3 보호 구간 길이에 해당하는 샘플 개수는 2K 모드인 경우는 256, 8K 모드인 경우는 1024인 것을 특징으로 하는 부호화 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.
제 4 항에 있어서,

상기 제 4 보호 구간 길이에 해당하는 샘플 개수는 2K 모드인 경우는 512, 8K 모드인 경우는 2048인 것을 특징으로 하는 부호화 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.
제 4 항에 있어서,

상기 제 1 내지 제 4 지연기는 선입선출 메모리로 구성하는 것을 특징으로 하는 부호화 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.
제 1 항 또는 제 4 항에 있어서, 상기 전송 모드 및 보호 구간 판별부는

상기 제 1 내지 제 4 누산기의 출력 중 어느 하나의 출력 값과 기 설정된 전송모드 임계값과의 비교를 통해 수신되는 신호의 전송 모드를 판별하는 것을 특징으로 하는 부호화 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.
제 10 항에 있어서, 상기 전송 모드 및 보호 구간 판별부는

하기의 조건을 만족하면 2K 모드, 만족하지 않으면 8K 모드로 판별하는 것을 특징으로 하는 부호화 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.

(여기서, d=[0,2048+64-1], 2048은 2K 모드에서 OFDM 심볼의 유효 데이터 샘플수, 64는 2K 모드에서 보호 구간의 길이가 1/32일때의 보호 구간의 샘플 수, x(k)는 k번째 샘플 데이터임.)
제 1 항 또는 제 4 항에 있어서, 상기 전송 모드 및 보호 구간 판별부는

상기 제 1 내지 제 4 누산기의 상호 관계로부터 보호 구간의 길이를 판별하는 것을 특징으로 하는 부호화 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.
제 1 항 또는 제 4 항에 있어서, 상기 전송 모드 및 보호 구간 판별부는

한 OFDM 심볼동안 제 4 누산기에서 입력된 데이터 값들 중 최대값을 찾아 출력하는 제 1 최대값 검출부와,

한 OFDM 심볼동안 제 3 누산기에서 입력된 데이터 값들 중 최대값을 찾아 출력하는 제 2 최대값 검출부와,

한 OFDM 심볼동안 제 2 누산기에서 입력된 데이터 값들 중 최대값을 찾아 출력하는 제 3 최대값 검출부와,

한 OFDM 심볼동안 제 1 누산기에서 입력된 데이터 값들 중 최대값을 찾아 출력하는 제 4 최대값 검출부와,

상기 제 1 최대값 검출부에서 검출한 최대값과 제 2 최대값 검출부에서 검출한 최대값의 차이를 출력하는 제 1 감산기와,

상기 제 2 최대값 검출부에서 검출한 최대값과 제 3 최대값 검출부에서 검출한 최대값의 차이를 출력하는 제 2 감산기와,

상기 제 3 최대값 검출부에서 검출한 최대값과 제 4 최대값 검출부에서 검출한 최대값의 차이를 출력하는 제 3 감산기와,

상기 제 1 내지 제 4 최대값 검출부의 출력과 제 1 내지 제 3 감산기의 출력의 상호 관계를 이용하여 수신된 신호의 보호 구간의 길이를 판별하는 보호 구간 검출부로 구성되는 것을 특징으로 하는 부호화 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.
제 13 항에 있어서, 상기 보호 구간 검출부는

부호 파라미터를 구하여 보호 구간 길이의 판별에 이용하는 것을 특징으로 하는 부호화 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.
제 14 항에 있어서, 상기 보호 구간 검출부는

각각의 최대값 검출부의 출력에 1보다 작은 가중치를 곱한 후 해당 감산기의 출력으로부터 뺌에 의해 제 1 내지 제 3 부호 파라미터를 구하는 것을 특징으로 하는 부호화 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.
제 13 항에 있어서, 상기 전송 모드 및 보호 구간 판별부는

제 3 감산기의 출력값이 제일 크면서 모든 부호 파라미터가 0보다 크면 보호 구간의 길이를 1/4로 판단하는 것을 특징으로 하는 부호화 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.
제 13 항에 있어서, 상기 전송 모드 및 보호 구간 판별부는

제 2 감산기의 출력값이 제일 크면서 제 1, 제 2 부호 파라미터가 0보다 크면 보호 구간의 길이를 1/8로 판단하는 것을 특징으로 하는 부호화 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.
제 13 항에 있어서, 상기 전송 모드 및 부호 구간 판별부는

제 3 감산기의 출력이 제 2 감산기의 출력보다 크면서 동시에 제 3 감산기의 출력이 임계값보다 큰 경우 또는, 제 3 감산기의 출력이 제일 크면서 제 1 부호 파라미터가 0보다 큰 경우중 적어도 어느 하나를 만족하면 보호 구간의 길이를 1/16로 판단하는 것을 특징으로 하는 부호화 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.
제 16 내지 18 항에 있어서, 상기 전송 모드 및 부호 구간 판별부는

상기 조건들을 만족하지 않는 경우에는 보호 구간의 길이를 1/32로 판단하는 것을 특징으로 하는 부호화 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.