KR20000005162A

KR20000005162A - 디지탈위성수신기용신속포착시간을달성하는튜닝시스템_

Info

Publication number: KR20000005162A
Application number: KR1019980707831A
Authority: KR
Inventors: 존 조셉 **세 커티스; 존 졸탄 보하크
Original assignee: 크리트먼 어윈 엠; 톰슨 콘슈머 일렉트로닉스, 인코포레이티드
Priority date: 1996-04-05
Filing date: 1997-04-04
Publication date: 2000-01-25
Also published as: KR100493127B1

Abstract

본 발명에서 튜너에 의해 산출되는 대응되는 IF 신호와 LNB로부터 수신된 RF 신호는 위성 송신 시스템에 의해 제작된 위성 트랜스폰더 주파수 조정장치와 같은, LNB의 발진기의 주파수 드리프트 이외의 다른 원인때문에 주파수내에서 오프셋될 수 있다. 튜너(9)는 콘트롤러에 의해 제어되는 국부 발진기(911)를 포함한다. 상기 콘트롤러는 (a) 국부 발진기(911)의 주파수를 제어하고; (b) 수신된 RF 신호의 각 신호를 위해 디지탈 공칭 주파수 표시 명령을 저장하며; (c) 상기 RF 신호의 각 신호를 위해 디지탈 오프셋 표시 명령을 저장하고: (d) RF 신호가 튜닝된 후에 상기 반송파 신호의 주파수 오프셋을 결정하며; (e) 상기 반송파의 주파수 오프셋에 따른 모든 디지탈 오프셋 표시 명령을 갱신하고; (f) 튜닝되도록 선택된 상기 RF 신호를 위한 이전에 갱신된 오프셋 표시 명령과 함께 튜닝되도록 선택된 상기 RF 신호를 위한 상기 공칭 주파수 표시 명령을 결함시킴에 의해 튜닝되도록 선택된 RF 신호를 위한 튜닝 표시 명령을 유도하며; (g) 정확한 튜닝이 이전에 갱신된 오프셋 표시 명령과 함께 이루어지지 않았다면 현재 튜닝될 개별 RF 신호을 위해 각 디지탈 오프셋 표시 명령을 갱신한다.

Description

위성 트랜스폰더의 독립 주파수 오프셋을 계산하는 설비를 갖는 디지탈 위성 수신기용 신속 포착 시간을 달성하는 튜닝 시스템

일반적으로 위성 텔레비젼 수신 시스템은 접시형 수신 안테나와 "블록" 컨버터를 구비하는 "외부 장치부"와, 튜너 및 신호 처리부를 구비하는 "내부 장치부"를 포함한다. 상기 블록 컨버터는 위성에 의해 송신된 비교적 고주파수인 RF 신호의 전체 범위(이하 "블록"이라 함)를 처리하기가 더 쉬운 낮은 주파수 범위로 변환한다.

종래의 위성 텔레비젼 송신 시스템에 있어서, 텔레비젼 정보는 아날로그 형태로 송신되고 상기 위성에 의해 송신되는 RF 신호는 C대역(예를들면, 3.7 ∼ 4.2 KHz)과 Ku대역(예를들면, 11.7 ∼ 14.2 GHz) 내에 있다. 상기 수신 시스템의 안테나에 의해 위성으로부터 수신된 RF 신호는 블록 컨버터에 의해 L 대역(예들들면, 900 ∼ 2000 MHz)로 변환된다. 내부 장치부의 튜너의 RF 필터부는 선택된 채널에 대응되는 블록 컨버터로부터 수신된 상기 RF 신호중의 하나를 선택하고 상기 튜너의 믹서/국부 발진부는 상기 선택된 RF 신호를 필터 및 복조를 위해서 중간 주파수(IF) 범위로 변환한다.

캘리포니아 소재의 휴제(Hughes) 코포레이션에 의해서 운용되는 DirecTv^TM와 같은 최신의 위성 텔레비젼 시스템에 있어서, 텔레비젼 정보는 디지탈 형태로 송신된다. 상기 RF 신호는 상기 Ku 대역내에서 위성에 의해서 송신되고 블록 컨버터에 의해 L 대역으로 변환된다. 상기 위성에 의해 송신된 RF 신호의 주파수 범위는 아날로그 위성 텔레비젼 시스템용 신호보다는 다소 작고(예들들면, 12.2 ∼ 12.7 GHz ) 그에 따라 블록 컨버터에 의해 생성된 RF 신호의 주파수 범위도 다소 작다(예들들면, 950 ∼ 1450 MHz ).

아날로그 위성 텔레비젼 수신 시스템에서와 같이, 선택된 채널에 대응하는 상기 RF 신호는 필터 및 복조를 위해서 IF 주파수 범위의 주파수 형태로 생성된다. 요망하는 RF 신호는 선택되고 그렇지 않는 RF 신호는 차단하기 위한 통상 IF 필터링이 부가된 디지탈 위성 수신기에 있어서, 상기 IF 필터는 대역폭 제한의 원인이 되는 "심볼간 간섭"에 따른 디코딩 에러를 감소시키기 위해 "심볼 정형"으로서 알려진 일을 실행하는 것이 바람직스럽다.

외부 장치부의 블록 컨버터의 변환단은 통상적으로 온도 변화와 사용 년수에 대해서 안정되지 않는 국부 발진기를 포함한다. 그 결과, 블록 컨버터의 국부 발진기 신호의 주파수는 변화되고 외부 장치부의 튜너에 의해 수신된 상기 RF 신호의 반송파 신호의 주파수도 대응되는 변화나 혹은 오프셋이 발생된다. 결국, 튜너에 의해 생성된 IF 신호의 주파수도 변화되거나 혹은 그의 공칭값으로부터 오프셋된다. 만약 IF 신호의 주파수가 그의 공칭값에 비해 상당한 차이로 변화된다면, 이 IF 신호로 변조된 디지탈 신호는 원래 신호로 복조될 수 없고 그것들이 나타내는 정보도 원래의 신호로 재구성할 수 없다. 이러한 문제점들을 극복하기 위하여, 오프셋 주파수를 감시하고 오프셋은 IF 필터의 신호가 중심점에 위치하도록 튜너의 국부 발진기를 변경시키는 공칭 주파수 명령을 부가한다.

본 발명은 위성 수신기용 튜닝 시스템에 관한 것으로, 특히 디지탈 형태로 송신된 텔레비젼 신호를 수신 및 처리할 수 있는 위성 수신기용 튜닝 시스템에 관한 것이다.

도 1은 본 발명에 이용될 수 있는 튜닝 시스템을 포함하는 디지탈 위성 텔레비젼 수신기의 블록도.

도 2는 도 1에 도시된 튜닝 시스템으로부터 디지탈 데이터의 회복 및 도 1에 도시된 위성 수신기에서의 사용을 위한 디지탈 데이터 복조을 파악하는데 용이한 블록도.

도 3은 본 발명의 양태에 따른 도 1에 도시된 튜닝 시스템을 제어하기 위해 사용되는 포착 루틴의 흐름도.

이러한 도면에 있어서, 동일하거나 유사한 구성요소들에는 식별을 위해서 동일한 혹은 유사한 참조 부호가 사용된다.

본 발명의 일부는 LNB로부터 수신된 RF 신호와 튜너에 의해 생성된 대응 IF 신호는 상기 LNB의 발진기의 주파수 드리프트(drift)와는 다른 이유 때문에 주파수내에서 오프셋될 수 있다는 점을 인식하는데 있다. 특히, 위성 트랜스폰더 주파수 조정 장치는 반송파 신호들 사이에서 간섭 가능성을 감소시키기 위해 위성 송신 시스템의 운영자에 의해 제작될 수 있다. 실예로, 트랜스폰더 주파수는 +/- 2 MHz 만큼씩 변경될 수 있다. 상기 트랜스폰더 주파수 조정 장치는 LNB로부터 수신된 RF 신호와 튜너에 의해 생성된 대응 IF 신호를 주파수 오프셋시키게 된다.

본 발명은 위성 송신 시스템 운영자에 의해서 제작된 개별 트랜스폰더 주파수의 조정 장치에 따른 주파수 오프셋을 튜닝하기 위한 설비에 관한 것이다. 이러한 설비는 새로운 채널이 선택될 때 디지탈 신호를 포착하기 위하여 내부 장치부를 위한 시간이 과도하게 증가됨이 없이 위성 송신 시스템 운영자에 의해 조정될 수 있다. 요약하면, 튜닝 시스템은 주파수 오프셋이 발생된 개별 트랜스폰더를 측정하여 저장한다. LNB 주파수 드리프트에 따른 어느 오프셋은 "글로벌" 오프셋으로서 모든 트랜스폰더 주파수 오프셋에 부가된다. 개별 트랜스폰더 오프셋은 트랜스폰더 주파수를 튜닝하는 것이 불가능하거나 혹은 성공적인 포착이 기설정된 임계값 이상인 주파수 오프셋을 필요로 한다면 갱신하거나 혹은 신호를 포착하기 위해 필요한 폭넓은 주파수 서치를 행한다. 트랜스폰더 주파수 오프셋 설비의 양태 및 또 다른 양태는 하기에 설명된다.

상기한 본 발명의 양태 및 또 다른 양태를 첨부된 도면을 참고로 상세히 설명한다.

본 발명은 엠펙(MPEG)과 같은 기설정된 디지탈 압축 표준에 따라서 텔레비젼 정보를 부호화하여 압축된 형태로 송신하는 디지탈 위성 텔레비젼 시스템과 관련하여 설명될 것이다. MPEG은 동화상 전문가 그룹(Motion Picture Expert Group)에 의해 개시된 동화상 및 이와 관련된 음성 정보의 코드화 표현을 위한 국제적인 표준이다. 캘리포니아에 소재한 휴제스 코포레이션에 의해 운영되는 상기 DirecTv^TM위성 텔레비젼 송신 시스템도 그러한 디지탈 위성 텔레비젼 송신 시스템이다.

송신기에 있어서, 텔레비젼 정보는 텔레비젼 정보의 영상, 음성 및 데이터 부분의 각각에 대응하는 데이터 패킷의 스트림으로 디지탈화되고 압축되며 조직된다. 상기 디지탈 데이터는 QPSK(quaternary phase shift keying)로서 알려진 RF 반송파 신호로 변조되고 상기 RF 신호는 지구 궤도상에 있는 위성으로 송신되거나 지구로 역송신된다. QPSK 변조에 있어서, 두 개의 직교 위상 신호 I 및 Q 의 위상은 각 디지탈 데이터 스트림의 비트에 응답하여 제어된다. 예컨대, 상기 위상은 로우 로직 레벨(이하 "0"라 함)에 응답하는 0°로 설정하고 상기 위상은 하이 로직 레벨(이하 "1"라 함)에 응답하는 180°로 설정한다. 상기 위상 시프트 변조된 I 및 Q 신호는 합성되고 그 합성된 신호가 QPSK 변조된 RF 반송파 신호로서 송신된다. 따라서, 상기 변조된 QPSK 반송파 의 각 심볼은 4개의 논리 상태 예를들면, 00, 01, 10 및 11 중의 하나를 지시한다.

일반적으로 위성은 변조된 RF 반송파의 각각을 수신하고 재송신하기 위한 다수의 트랜스폰더를 포함한다. 종래의 지상파 텔레비젼 시스템에 있어서, 각 RF 반송파 혹은 "채널"은 한 번에 단지 하나의 텔레비젼 프로그램용 정보만을 포함한다. 따라서, 프로그램을 시청하기 위해서는, 단지 대응되는 RF 신호만을 선택하는 것이 필요할 뿐이다. 디지탈 위성 텔레비젼 시스템에 있어서, 각 변조된 RF 반송파는 동시에 여러 프로그램용 정보를 반송한다. 각 프로그램은 프로그램을 식별하는 패킷에 부가된 독특한 헤더에 의해 식별되는 영상 및 음성 패킷의 그룹에 대응된다. 따라서, 프로그램을 시청하기 위해서, 대응되는 RF 신호와 대응되는 패킷 모두가 선택되는 것이 필요하다.

도 1에 도시된 디지탈 위성 텔레비젼 수신기에 있어서, 위성(도시안됨)에 의해 송신된 영상 및 음성 정보를 나타내는 디지탈 신호로서 변조된 RF 신호는 접시형 안테나(1)에 의해 수신된다. 비교적 고주파수로 수신된 RF 신호( 예들들면, 12.2 ∼ 12.7 GHz 의 Ku 주파수 범위)는 RF 증폭기(3-1), 믹서(3-3) 및 발진기(3-5)를 포함하는 블록 컨버터(3)에 의해 비교적 저주파수 RF 신호(예들들면, 950 ∼ 1450 MHz 의 L 대역)로 변환된다. 증폭기(3-1)가 "저 잡음" 증폭기이므로 블록 컨버터(3)는 종종 "저 잡음 블록 컨버터(low noise block converter)"의 머리글자 "LNB"로서 언급된다. 안테나(1)와 LNB(3)는 수신 시스템의 소위 "외부 장치부"(5)내에 포함된다. 수신기의 나머지 부분은 소위 "내부 장치부"(7)내에 포함된다.

내부 장치부(7)는 외부 장치부(5)로부터 수신된 복수의 RF 신호로부터 요망하는 프로그램을 위한 패킷을 포함하는 RF 신호를 선택하거나 중간 주파수(IF) 신호인 대응되는 저주파수에 대한 선택된 RF 신호로 변환하기 위한 튜너(9)를 포함한다. 본 발명은 튜너(9)의 제어와 관련되는 것으로 하기에 상세히 설명된다.

내부 장치부(7)의 나머지 부분은 요망하는 프로그램에 대응되는 디지탈 영상 및 음성 샘플의 스트림을 생성하기 위하여 IF 신호에 의해 QPSK 변조 형태로 반송된 디지탈 정보를 복조하고 복호하여 압축 풀기한 다음, 재생 혹은 기록을 위해 적절한 각각의 아날로그 영상 및 음성 신호로 디지탈 샘플 스트림을 변환한다. 특히, QPSK 복조기(11)는 송신기내에서 생성된 위상 시프트 변조된 I 및 Q 신호에 의해 표현되는 데이터에 대응하여 데이터 비트의 각 스트림을 포함하는 두 개의 펄스 신호 IP 및 QP를 생성하기 위하여 IF 신호를 복조한다. 디코더(13)는 상기 IP 및 QP 신호의 비트를 데이터 블록으로 구성하고, 송신기에서 송신된 데이터내에 매립된(embeded) 에러 코드를 근거로 데이터 블록내의 송신 에러를 정정하며, 송신된 MPEG 영상 및 음성 패킷을 재생한다. 상기 영상 및 음성 패킷은 데이터 처리부(17)의 각 영상 및 음성부로 이송부(15)에 의해 이동되는데, 이들은 압축 풀기되어 각각 아날로그 신호로 변환된다. 마이크로프로세서(19)는 내부 장치부(7)의 여러 장치부의 동작을 제어한다. 그러나, 상기 제어신호는 도 1에 예시된 바와같이 본 발명과 직접 관련되는 마이크로프로세서(19)에 의해서만 생성 및 수신된다.

지금까지 설명한 상기 디지탈 위성 텔레비젼 수신기는 RCA^TM형 DSS^TM디지탈 위성 시스템 텔레비젼 수신기와 유사한데, 미국 인디아나주 인디아나폴리스 소재의 톰슨 콘슈머 일렉트로닉스 인코포레이티드로부터 상업적으로 입수할 수 있다.

처음에 언급한 바와같이, 본 발명은 튜너(9)와 복조기의 제어와 관련되어 있다. 튜너(9)는 입력단(901)에서 LNB(3)에 의해 제공된 RF 신호를 수신한다. 상기 RF 입력 신호는 광대역 필터(903)에 의해 여파되고 RF 증폭기(905)에 의해 증폭되며, 조정가능 대역통과 필터(907)에 의해 여파된다. 조정가능 대역통과 필터(907)는 요망하는 RF 신호를 선택하고 요망하지 않는 RF 신호는 제거한다. 상기 결과로서 생성된 RF 신호는 믹서(909)의 제1 입력에 인가된다. 국부 발진기(L0)(911)에 의해 생성된 국부 발진 신호는 믹서(909)의 제2 입력에 인가된다. 상기 믹서(909)의 출력은 증폭기(913)에 의해 증폭되고 SAW 장치를 포함하는 IF 필터(915)의 입력에 인가된다. 상기 IF 필터(915)의 출력은 튜너(9)의 출력(917)에 인가된다.

상기 LO(911)의 주파수는 PLL IC(921), 외부 주파수 기준 크리스탈(923) 및 외부 필터 회로망(925)을 포함하는 위상 동기 루프(PLL) 장치(919)에 의해 제어된다. 상기 LO 신호의 주파수는 마이크로프로세서(19)에 의해 생성된 명령에 따라서 PLL(919)에 의해 제어된다.

위성에 의해 송신되고 안테나(1)에 의해 수신되는 RF 신호의 반송파는 "공칭"값으로 남아있는 대단히 안정적인 주파수를 갖는다. 그러므로, LNB(3)의 발진기(3-5)의 주파수가 안정되어 있는 한 그 공칭값을 계속 갖고 있으며, 내부 장치부(7)의 튜너(9)에 의해 수신된 RF 신호의 반송파 주파수는 그들의 공칭값내에서 존재하게 될 것이다. 공교롭게도, 발진기(3-5)의 주파수는 시간과 온도에 따라 변화될 수 있다. 그의 공칭 주파수와 관련하여 발진기(3-5)의 주파수는 튜너(9)에 의해 수신된 RF 신호의 반송파 주파수의 대응되는 오프셋을 발생시킨다. 이러한 주파수 오프셋을 보상하기 위하여, 튜너(9)의 LO(911)의 주파수는 QPSK 복조기(11)로부터 수신된 주파수 상태 정보에 응답하는 마이크로프로세서(19)의 제어에 따라 변경된다.

도 2에 도시된 바와같이, IF SAW 필터(915)에 의해 생성된 상기 IF 신호는 믹서들(1101I, 1101Q)의 제1 입력의 각각에 인가된다. 상기 문자 "I" 와 "Q"는 "동상" 과 "직교"를 의미한다. 비교적 안정적인 주파수 발진기(1103)의 출력 신호는 믹서(1101I)에 직접 인가되고 90°의 위상차 회로망(1105)을 경유하여 믹서(1101Q)에 간접적으로 인가된다. 믹서(1101I)는 IF 신호의 "근접" 기저대역(훨씬 더 낮은 주파수) 변환(IA)인 "동상"의 신호를 생성하지만, 반면에 믹서(1101Q)는 "동상" 신호(IA)에 대하여 90°의 위상차를 갖는, IF 신호의 근접 기저대역 변환(QA)인 "직교" 신호를 생성한다. 상기 문자 "A"는 "아날로그"를 의미한다.

상기 IA 와 QA 신호는 아날로그 대 디지탈 컨버터(ADCs)(1107I,1107Q)들의 각각에 결합된다. 또한, 아날로그 대 디지탈 컨버터(1107I, 1107Q)는 "심볼 타이밍 회복 루프"(1109)로부터 클럭 신호를 수신하여 일련의 디지탈 샘플 ID와 QD를 각각 생성한다. 상기 문자 "D"는 "디지탈"을 의미한다. 심볼 타이밍 회복(STR) 루프(1109)는 ADCs (1107I,1107Q)용 클럭 신호를 유도하는 제어 발진기(도시 안됨)를 포함한다. 제어 발진기는 디지탈 샘플이 입력되는 심볼 레이트(rate) 및 위상과 동기되도록 하이브리드(일부는 디지탈이고 다른 일부는 아날로그) 위상 동기 루프(도시 안됨)에 의해 제어된다. 상기 아날로그 신호는 펄스 스트림으로서 관찰될 수 있다. STR 루프(1109)의 기능은 ADC가 펄스의 피크 부분에서 아날로그 신호를 샘플링하도록 클럭을 위상 동기시킨다. 환언하면, STR 루프(1109)는 각각의 수신된 심볼의 도착으로 ADCs (1107I,1107Q)의 샘플링 동작을 동기화시킨다.

또한, 상기 ID 와 QD는 "반송파 트랙 루프"(이하 CTL이라 함)(1111)에 의해 처리된다. CTL(1111)은 각각의 펄스 신호 IP 와 QP를 형성하기 위하여 디지탈 샘플 신호 ID 와 QD를 복조한다. 상기 문자 "P"는 "펄스"를 상징한다. 상기 신호가 복조된다 할지라도(IA 및 QA 성분으로 분리됨), 그 신호들은 비동기 반송파로서 복조된다. 복조되는 반송파는 송신된 반송파와 동기되지 않기 때문에, 배열은 여전히 순환된다(rotate). 이것은 전형적으로 현재 근접 기저대역이라고 부른다. 만일 그것이 순환되지 않는다면, 그것은 "기저 대역 신호"로서 언급된다. 따라서, IBB 및 QBB란 술어(nonemclature)는 디로테이터(derotator;1111-4)의 출력이다. 상기 기저 대역 신호는 "배열" 다이아그램을 생성하는 I 대 Q 좌표를 사용하여 표시할 수 있다. 기저 대역 신호는 4개의 배열 점을 송신되게 하는 것이 추정되는 슬라이서(111-2)로 입력된다. IP 및 QP 펄스 신호의 각각은 데이터 비트에 대응되는 일련의 펄스를 포함한다. 상기 데이터 비트는 송신된 QPSK RF 반송파의 I 및 Q 신호의 각각인 0°와 180° 위상 시프트에 대응되는 로직 로우 레벨(이하 "0"라 함)과 로직 하이 레벨(이하 "1"라 함)중 어느 하나를 가진다. 상기 IP 및 QP 신호 성분은 디코더(13)에 연결되고, 데이터 비트는 패킷의 형태로 구성하며 순방향 에러 정정(FEC)을 실행한다.

CTL(1111)은 복합 디로테이터(1111-4), 슬라이서(1111-2), 수치 제어 발진기(NCO)(1111-1), 위상 디텍터(1111-3) 및 루프 필터(1111-5)를 포함한다. 복합 디로테이터(1111-4)는 안정된 배열을 출력하기 위하여 스핀닝(spinning) 배열을 재순환시키는(derotate) 복합 멀티플렉서이다. 상기 디로테이션은 추정된 주파수 오프셋 및 위상의 추정된 sin 및 cosin에 의한 디지탈 입력 ID 와 QD를 다중화함으로써 실행한다. 추정되는 주파수 오프셋은 근접 기저대역 신호가 스피닝되는 비율이다. 이 추정되는 오프셋이 어떻게 생성되는지는 나중에 설명된다.

슬라이서(1111-2)는 디로테이트된 배열을 가지고 있으며, 입력의 상한(quadrant)을 근거로한 결정을 출력한다. 슬라이서(1111-2)의 외부의 각 I,Q쌍은 심볼이 송신되는 것을 추정한다. 위상 디텍터(1111-3)는 슬라이서(1111-2)의 출력을 입력받고, 각 심볼을 위한 위상 에러 신호를 생성한다. 이 위상 에러 신호는 루프 필터(1111-5)에 인가된다. 루프 필터(1111-5)는 NCO(1111-1)를 제어하고 오프셋 주파수의 추정치를 제공한다. 이러한 추정은 마이크로프로세서(19)로부터 입수할 수 있다.

주파수 에러, 예컨대, 상기 선택된 RF 신호의 주파수 오프셋을 유도하는 LNB에 따른 주파수 에러는 시간과 함께 QPSK 신호의 2 비트 복조된 데이터의 위치의 소위 "로테이션(rotation)" 혹은 "스피닝"을 일으킨다. 로테이션의 방향은 주파수 오프셋이 양(+)인지 음(-)인지에 따라 달라진다. 도 2에 도시된 바와같이, QPSK 변조를 위한 데이터 배열은 I 와 Q 신호의 두 개의 가능한 위상 시프트 값에 의해 표현되는 각각의 두 개의 가능한 논리 레벨의 4개의 가능한 논리 결합(00, 01, 10, 11)에 대응하는 4개의 지점을 갖는다. 위상 검출기(1111-3)는 데이터 배열내의 이상적인 위치와 관련하여 복조된 데이터의 위치를 측정한다. 데이터 로테이션과 경사(tilt)를 정정하기 위하여, NCO(1111-1)의 주파수 및 그에 따른 위상은 로테이션 스톱(stops) 및 경사가 제거될 때까지 위상 검출기(1111-3)의 출력 신호에 응답하여 루프 필터(1111-5)에 의해 변화된다.

이 로테이션의 멈춤과 더불어, 상기 배열은 안정화되고 CTL(1111)은 동기된 것으로 간주된다. 이러한 안정 상태 조건하에서, 루프 필터(1111-5)는 배열이 성공적으로 안정화되도록 날짜를 디로테이트(derotate)하기 위해 필요한 주파수 및 위상 시프트를 정확히 추정한다. 루프 필터(1111-5)는 NCO(1111-1)를 위한 제어를 형성하기 위하여 함께 가산되는 비례적 및 적분 경로를 갖는다. 적분 경로의 값(위상 에러가 적분되는)은 "로테이션"을 발생하는 주파수 오프셋을 나타낸다. 이 값은 도 1 및 2에 도시된 주파수 신호로서 마이크로프로세서(19)에서 수신할 수 있다. 마이크로프로세서(19)는 배열이 안정화되었는지를 결정하기 위해 주파수 신호의 연속적인 샘플을 비교한다. 만약 연속적인 샘플의 차이가 작다면, 복조는 "동기"된 것으로 인식된다. 이러한 안정 상태 조건하에서, 복조된 데이터 IP와 QP는 신뢰성이 있으며 FEC 디코더(13)로 전달된다. 채널의 포착중에, 만약 튜너 LO(911)의 현재 주파수가 CTL(1111)의 연속적인 동기(lock)를 허용하지 않는다면, 마이크로프로세서(19)는 동기화(locked) 조건을 찾거나 혹은 적절한 주파수 범위를 포함할 때까지 주파수를 조절하게 될 것이다. 전체 신호 포착 방법은 도 3의 흐름도로 더욱더 상세히 예시된다.

제한적으로, CTL(1111)은 IF 신호 주파수 즉, IA 및 QA 신호가 부정확하거나 혹은 오프셋될 경우 조차도, QPSK 데이터를 복조할 수 있다. 그러나, 만약 주파수 오프셋이 너무 크다면, IF 신호의 주파수 스펙트럼의 부분은 SAW 필터(915)의 중심 주파수와 관련된 IF 신호의 시프트 때문에 SAW 필터(915)의 통과대역의 외부로 벗어나게 된다. 이것은 수신기의 신호대 잡음비의 저하를 가져온다. 따라서, 상기한 바와같이, 마이크로프로세서(19)는 IF 신호의 주파수 오프셋을 지시하기 위하여 CTL(1111)에 의해 생성된 주파수 신호를 감시하게 된다. 상기 주파수 오프셋이 LNB 드리프트 변화의 원인이 되기 때문에, CTL(1111)은 변화를 추적하고 마이크로프로세서(19)에 의해 감시되는 주파수 신호를 갱신한다. 다음의 채널 포착에 있어서, 마이크로프로세서(19)는 LO(911)의 더욱더 정확한 배치를 제공하기 위하여 마지막 기록된 주파수 오프셋을 사용할 것이다. 이것은 LO(911)를 다시 이동시킴에 의해 탐색해야만 하는 일 없이 신속히 신호가 포착되도록 한다. 만약 주파수 오프셋이 복조된 데이터의 신뢰성을 더욱더 크게 저하시킨다면, 결국 FEC 디코더(13)는 에러 및 파손된 동기(break lock)를 정정할 수가 없을 것이다. 마이크로프로세서(19)는 동일한 채널의 재포착을 요구하고 마지막 주파수 오프셋은 신속한 포착을 위해 LO(911)를 정확히 위치시키는데 다시 사용된다.

상기한 바와같이, 디로테이티드(derotated) 데이터 스트림 즉, IP 및 QP는 도 1에 도시된 FEC 디코더(13)에 의해 처리된다. 상기 FEC 디코더(13)의 기능은 데이터의 송신중에 발생된 에러를 정정하는 것이다. 이 디코더가 에러 정정을 용이하게 하기 위해서는, 복조된 신호를 안정화시켜야만 한다. 더 나아가, 데이터를 정정하기 위해서, FEC 디코더(13)는 송신 코드 레이트 만큼의 동일한 코드 레이트가 설정되어야만 하고 패킷 경계들에 동기되어야만 한다. 상기 FEC 동기(lock) 신호는 FEC 디코더(13)에 의해 생성되고, 상기 모든 조건이 충족되는지를 지시하는 마이크로프로세서(19)에 의해 감시되며, FEC 디코더(13)는 에러가 제거된 데이터를 성공적으로 통과시킨다. 예들들어, 상기 FEC 디코더(13)는 FEC 디코더(13)가 상기 데이터를 정정할 수 없을 경우 로우 로직 레벨을 갖고, FEC 디코더(13)가 상기 데이터를 정정할 수 있을 경우는 하이 로직 레벨을 갖는다.

상기 FEC 동기(lock) 신호는 CTL(1111)이 "의사(擬似) 동기 점"상에서 부정확하게 안정화될 수 있기 때문에 튜너(9), QPSK 복조기(11) 및 FEC 디코더(13)들이 성공적으로 동기될는지의 최종 결정으로서 사용된다. " 의사 동기 점"에서, 상기 배열은 스피닝이 나타나지 않는다. 그러나, 상기 배열은 심볼당 90°(혹은 90°의 배수)로 정확히 회전된다. 90°를 벗어나는 또다른 배열점이 존재하기 때문에, 그것은 안정될 수 있다. 상기 " 의사 동기 점"은 4로 나누어지는 심볼 레이트(rate)의 배수로서 발생된다. CTL(1111)이 의사 동기 점에서 안정화 될 경우, 상기 FEC 디코더는 데이터를 디코딩할 수가 없다. 따라서, 상기 FEC 동기 신호는 로우 로직 레벨(동기 되지 않음)로 존재하게 될 것이다.

지금까지 설명된 포착 신호는 단지 LNB 주파수 드리프트에 따른 주파수 오프셋과 관련된다. 전술한 바와같이, 주파수 오프셋은 또한 다른 이유들에 기인할 수 있다. 특히, 위성 트랜스폰더 주파수 조정장치는 반송파 신호 사이의 간섭 가능성을 감소시키도록 위성 송신 시스템 운영자에 의해 제작될 수 있다.

실예로, 트랜스폰더 주파수는 +/- 2 MHz 만큼씩 변경될 수 있다. 상기 트랜스폰더 주파수 조정 장치는 LNB로부터 수신된 RF 신호와 튜너에 의해 생성된 대응 IF 신호를 주파수 오프셋시키게 된다. 본 발명 튜닝 시스템의 다음의 양태는 위성 송신 시스템 운영자에 의해서 제작된 개별 트랜스폰더 주파수의 조정 장치에 따른 주파수 오프셋을 튜닝하기 위한 설비에 관한 것이다. 이러한 설비는 새로운 채널이 선택될 때 디지탈 신호를 포착하기 위하여 내부 장치부를 위한 시간이 과도하게 증가됨이 없이 위성 송신 시스템 운영자에의해 조정될 수 있다.

위성 송신 시스템 운영자에 의한 개별 트랜스폰더의 조정장치에 따른 주파수 오프셋을 튜닝하기 위한 설비없이, 상기 튜닝 시스템은 새로운 트랜스폰더 주파수가 선택될 경우 다음의 방법으로 동작된다.

송신된 신호 주파수는 통상적으로 이미 알려진 것들이고, 표내에 기록된다( "기준 주파수" 도표로서 참조됨). 그러면, 동작중에, 트랜스폰더가 튜닝을 위해서 선택될 때, 기준 주파수는 표로부터 검색되고 오프셋 주파수가 부가된다. 앞에서 설명한 바와같이 이 오프셋은 이전의 트랜스폰더상에서 동기되는 것을 필요로하는 오프셋으로부터 결정된다. 이 오프셋은 지상의 모든 트랜스폰더로 인가되기 때문에 "글로벌 오프셋"으로서 언급된다. 글로벌 오프셋의 발생 원인은 통상 통신 경로상에 존재하는 발진기의 어느 주파수 드리프트 때문이다. 예들들어, 만약 LNB(저잡음 블록 하향 컨버터)내의 하향 컨버터 발진기가 추운 밤 때문에 3MHz로 차단 된다면, 이때 모든 트랜스폰더는 그들의 기준 주파수 아래로 3MHz 시프트될 것이다. 이 글로벌 드리프트는 튜너가 신호를 포착하기 위하여 분류된 주파수 범위에 걸쳐서 트라이하는 중에 실행되는 탐색 알고리즘("파인드 드리프트" 알고리즘으로서 언급됨)에 의해 처음에 발견된다. 만일 파인드 드리프트 알고리즘이 신호를 발견하면, 신호의 정확한 오프셋은 앞으로의 튜닝을 위해 글로벌 드리프트를 초기화하는데 사용될 수 있다. 만일 글로벌 드리프트가 초기화된다면, 상기 값은 CTL(1111)내의 주파수 신호를 감시함으로써 추적된다. 새로운 트랜스폰더가 요구될 때마다, 상기 마이크로프로세서는 주파수 신호의 마지막 값을 부가함에 의해 글로벌 드리프트를 갱신한다.

상기 설명한 일반적인 시스템과 더불어, 만약 트랜스폰더가 그의 기준 주파수 도표로부터 이동되었다면, 그것은 트랜스폰더와 어느 연이어 튜닝되는 트랜스폰더를 튜닝할 때 채널 변경 시간을 느리게 하는 결과를 가져온다. 이것은 상기 오프셋을 가정하는 상기 시스템이 지상의 모든 트랜스폰더라는 사실 때문이다. 예를들어, 10개의 트랜스폰더를 갖는 시스템으로 말하면, 1000 MHz에서 시작하여 30 MHz씩 균등하게 떨어져서 위치되고 트랜스폰더를 위한 기준 주파수 도표는 다음의 표 1에 도시된 바와같이 된다. 만약 LNB 오프셋이 상기 주파수내에서 2MHz씩 시프트된다면, 트랜스폰더들은 " LNB 오프셋을 가짐" 칸내에 표시된 주파수에 위치한다. 만약 위성 송신 시스템 운영자가 1.5 MHz로 다른것과는 달리 트랜스폰더 3만을 오프셋시킨다면, 이때 표 1내의 마지막 칸에 각 트랜스폰더가 어디에 위치하는지를 보여준다.

트랜스폰더 수	기준 주파수	LNB 오프셋을 가짐	LNB 오프셋에서 3번 트랜스폰더만 주파수 이동
1	1000 MHz	1002 MHz	1002 MHz
2	1030 MHz	1032 MHz	1032 MHz
3	1060 MHz	1062 MHz	1060.5 MHz
4	1090 MHz	1092 MHz	1092 MHz
5	1120 MHz	1122 MHz	1122 MHz
6	1150 MHz	1152 MHz	1152 MHz
7	1180 MHz	1182 MHz	1182 MHz
8	1210 MHz	1212 MHz	1212 MHz
9	1240 MHz	1242 MHz	1242 MHz
10	1270 MHz	1272 MHz	1272 MHz

상기한 표 1에 도시된 전형적인 상황과 관련하여, 글로벌 드리프트는 만약 트랜스폰더 1이 선택되었다면 2 MHz에서 초기화된다. 트랜스폰더 이외의 모든 트랜스폰더가 정확히 튜닝되었기 때문에, 상기 튜너는 요망하는 신호를 튜닝한다. 그러나, 만약 트랜스폰더 3이 선택되었다면, 튜너는 요망하는 신호보다 1.5 MHz 큰 주파수로 튜닝하며, 그에따라 상기 신호는 LO(911)를 실행함에 의해 탐색 알고리즘이 그의 탐색을 넓힐 때까지 포착되지 않는다. 이것은 신호 탐색시 나타나지만 0.5 MHz의 새로운 오프셋에서 발생된다. 이 새로운 오프셋은 새로운 글로벌 오프셋이 되도록 가정할 수 있고 다음의 트랜스폰더가 또한 미스-튜닝되게 선택되는 원인을 초래한다. 결과적으로, 튜너는 다시 폭넓게 탐색을 실행해야만 한다. 그러므로, 트랜스폰더 3이 선택될 때마다, 바람직하지 않게 채널 변경이 매우 느리게 실행된다.

본 발명은 위성 송신 시스템 운영자에 의한 개별 트랜스폰더 주파수의 조정 장치에 따른 독립 튜닝 주파수 오프셋을 위한 설비에 관한 것이다. 다음은 도 3과 관련하여 설명한다.

도 3의 흐름도는 설명하는데 필요한 5가지의 주요 시나리오을 갖는다.

(1) 유지 모드(채널을 관찰함); (2) 일반 채널 변경; (3) 트랜스폰더는 오직 미소하게만 이동되고 넓은 탐색을 필요로 하지 않는다; (4) 상기 트랜스폰더는 이동되거나 혹은 오프셋에서 이동되지 않거나 혹은 예상되는 비율로 이동되며 넓은 탐색을 필요로 한다; (5) 박스의 시작시 트랜스폰더의 초기 튜닝 ; (6) 실패한 채널 변경.

(1) 유지모드. 안정적인 동작 상태는 사용자가 채널을 관찰하거나 레인 훼이드(rain fade)의 어느 타입을 시험하거나 혹은 서핑(surfing)하지 않을 때이다. 이러한 시나리오하에서, 다음의 경로가 시행된다: "새로운 채널을 요구하였는가?"에 대한 대답이 NO가 될 경우, 이것은 "FEC 동기되었는가?"(FEC- 순방향 에러 정정- 동기화는 디코더가 에러없이 비트스트림을 성공적으로 디코딩하는 것을 의미한다)등의 질문으로 진행하는데, 모든 것들이 적절히 동기화되었다면 YES로 대답할 것이다. 상기 박스 번호 3에 있어서, 주파수 신호와 반송파 추적 루프(CTL)가 읽혀진다. 이 값은 변수 "최후 드리프트"내에 저장되고 마지막 튜닝( 마지막 튜닝이 정확한 주파수의 튜닝 단계내에서 튜너에 입력되는 것으로 가정하고) 때문에 발생되는 주파수 드리프트를 나타낸다. 안정된 상태에 있기 때문에, 통지 플래그는 설정되지 않을 것이고(성공적인 동기(lock)의 통지후에 클리어된다) 루틴은 채널 변경 요구가 발생하는지를 체킹하기 위해 복귀하여 사이클을 반복한다.

(2) 일반 채널 변경. 일반적인 채널 변경 시나리오하에서, 포착된 새로운 트랜스폰더는 예상된 주파수의 튜너 단계내에 있다. 상기 예상된 주파수는 드리프트 표내에 저장된 오프셋을 더한 기본 주파수이다. 상기 코드는 다음과 같은 경로를 따른다: "새로운 채널 요구"가 YES로 대답된다면 박스 번호 2를 실행한다. 여기서, 상기 변수 "최후_드리프트"(상기 유지 모드내에서 마지막 갱신된)는 드리프트 표의 각 구성요소에 부가된다. 이것은 마지막 튜닝이 모든 트랜스폰더에 적용가능하고 전형적으로 LNB LO(글로벌 드리프트의 일반 시스템 추적과 유사한)의 에이징(aging) 드리프트 및 온도에 따르기 때문에 이전의 트랜스폰더상에서 발행되는 상기 드리프트라는 가정을 하게 된다.

다음으로, 튜너는 드리프트 표로부터 새로이 갱신된 오프셋 주파수를 더한 기본 주파수의 합인 새로운 트랜스폰더 주파수에 명령한다. 튜닝후에, 상태 플래그는 클리어되고 포착 플래그는 통지 플래그를 포함하여 설정된다. 짧은 지연후에, 상기 FEC는 동기화를 위해 질문한다. 상기 지연은 만약 튜너가 적절히 위치되고 정확한 코드 레이트가 선택되었다면 동기화하기 위해 FEC를 위한 충분한 시간이 허용된다. 일반 채널 변경하에서, 상기 FEC는 이 점에서 동기화되고 경로는 YES 가지(branch)를 따라가게 될 것이다. 상기 주파수 오프셋은 다시 읽혀지고(이 시나리오하에서 튜너 LO의 점증적인 주파수 단계내에서 함께 존재되는) 최후_드리프트로서 저장된다. 지금 통지 플래그는 체크되고 그것이 설정되었기 때문에 YES 경로를 따라가게 될 것이다. 그 후, 제1_튠_플래그는 체크되고 그것이 이 시나리오내에서 먼저 동기화되었기 때문에 설정되지 않는다. 최후_드리프트의 값은 대략 점증적인 튜너 단계의 임계 값(threshold)에 대하여 체크된다. 또한, 이 시나리오하에서, 상기 오프셋이 임계 값내에 있고 NO 경로를 따라가는 것으로 가정한다.

이러한 점에 있어서, 상기 링크는 성공적으로 동기화되고 상기 루틴은 채널 변경을 요구하며 링크가 준비상태에 있음을 소프트웨어적으로 통지한다. 통지 플래그는 클리어된다. 그 후, 상기 경로는 유지 경로와 재결합되고 또다른 채널 변경이 요구되거나 혹은 외란(disturbance)이 상기 FEC가 동기화되는 것을 깨뜨릴 때까지 유지 모드 사이클을 따르게 된다.

상기 포착이 어떤 것에 대해 시도되거나 혹은 어떤 것을 재조정해야만 할 필요가 없기 때문에, 상기 포착 플래그는 결코 사용되지 않음을 이 경로내에서 통지된다.

(3) 채널은 트랜스폰더 주파수에 대하여 미소하게 조정하므로서 변경한다. 이 시나리오에 따르면, 포착되는 트랜스폰더는 폐쇄(close)되지만 그 값이 드리프트 표내의 어디에(주파수내에서) 위치하는지를 정확히 예상할 수 없다. 상기 주파수는 복조기 및 FEC가 여전히 동기될 수 있도록 충분히 폐쇄되지만 개별 트랜스폰더 오프셋은 드리프트 표내에서 정정될 수 있도록 충분히 멀리 떨어져 있을 것으로 간주된다. 다음의 경로는 상기 임계 값의 외측에 존재하는 최후_드리프트를 제외하면 상기(케이스 2)와 동일하다. 그러므로, 상기 루틴은 5번 박스를 실행한다.

여기서, 최후_드리프트의 값은 드리프트 표내의 새로운 트랜스폰더 엔트리(entry)에 부가된다. 그 후, 이 새로운 오프셋은 (IF SAW내에 중심점이 위치되는) 신호상에 튜너가 정확히 위치하도록 사용된다. 상기 루틴내에서 이 점을 얻기 위해서, 상기 FEC는 동기화되어야만 하고, 그에 따라 코드 레이트는 정정되어야만 하며, 그러므로 상기 트라이 레이트(try_rate) 플래그는 0 으로 설정된다. 튜너가 이동되기 때문에, 상기 복조기는 문제를 갖게 되고 트라이 디모드(try_demod) 플래그는 만약 필요하다면 특별한 기회에 그것이 주어지도록 설정한다. 상기 경로는 상부측으로 복귀하고, FEC 동기는 체크하는 것을 실행하지 않는다. 이 시나리오하에서는, 상기 FEC는 동기되고 이때, 임계 값내에 존재하는 최후_드리프트로서 변경되는 통상적인 채널의 경로를 따른다.

(4) 넓은 주파수 탐색과 함께 하는 채널 변경은 필요하다. 이 시나리오에 있어서, 포착된 트랜스폰더는 알고리즘이 튜너를 실행시킴에 의해 신호를 탐색하는 예상 값으로부터 충분히 멀리 떨어진다. 그러나, 주파수 탐색을 시작하기 전에, 상기 알고리즘은 심볼 타이밍 회복(STR) 루프 동기를 위해 체킹하고, 그것이 의사 동기내에 존재하는 경우 반송파 추적 루프(CTL)를 리세트시키며, FEC를 위해 각 코드 레이트를 체킹하고, 포착된 그 신호가 존재하는지를 결정하기 위해 안정화를 위한 AGC를 체킹한다. 만약 이들 정정되는 동작이 FEC 동기를 허용하지 못한다면, 그때에 주파수 탐색은 실행된다. 이것은 비교적 시간이 걸리는 일이기 때문에 마지막 수단으로서 사용된다. 또한, 이것은 트랜스폰더용 개별 오프셋의 추적을 위한 이유인데, 통상적인 채널 변경 조건하에서 시간이 걸리는 탐색을 피하게 한다.

상기 시나리오는 통상적인 채널 변경으로서 시작을 종료하고 드리프트 표는 박스 2를 갱신하며 튜너는 예상된 주파수로 튜닝을 실행하고 프래그는 리세트시키지만, 그러나 지연후에 상기 FEC는 여전히 동기화되지 않는다. 이점에서 정정 동작은 시작된다. "FEC 동기화" 결정을 벗어나는 NO 경로를 따르는 것은, 상태 플래그를 동기화시키고, 그래서, 상기 루틴은 NO 경로를 따른다. 그러나, 상기 "트라이_디모드" 플래그는 0 이 아닌 값으로 설정되고, 상기 루틴은 상기 "트라이_디모드"를 클리어하고 동기화용 심볼 타이밍 회복(STR)을 체킹한다. 상기 STR 동기는 STR 루프 필터의 연속적인 독출과 허용가능한 데이터를 비교함에 의해 산출한다. 상기 STR이 동기되지 않았을 때, 상기 필터는 경사(ramping)값을 가지며, 용이하게 검출된다. 만약 상기 STR이 동기된다면, 그때에 상기 CTL(Carrier track loop)는 선명한 동기에서 또다른 기회를 허용하기 위해 리세트된다.

만약, 상기 STR이 동기되지 않는다면, 그 후 그것은 모든 가능값을 통해 경사(ramp)되기 위한 충분한 시간이 주어질 때까지 주기적으로 체킹한다. 만약 그것이 상기 시간내에 동기화된다면, 상기와 같이, CTL은 리세트된다. 만약, 상기 STR이 상기 시간내에 동기되지 못한다면, 그 후 트라이 레이트(try rate) 플래그는 클리어된다(만약 심볼 타이밍이 동기되지 않는다면 다른 코드 레이트를 시도하는 것은 무의미하다). 상기 경로는 새로운 채널 변경 요구를 체킹하기 위해 복귀하고 만약 요구가 존재하지 않는다면, 그 후, 정정 동작이 FEC 동기내에서 성공적으로 실행되는지를 확인하기 위해 체킹한다. 만약 FEC가 여전히 동기되지 않았다면, 그 후, NO 경로를 다시 따르게 되지만, 이 시간에 "트라이_디모드" 플래그가 클리어되므로, 그에 따라 그것은 "트라이_레이트" 플래그를 체킹하는 것을 실현하지 못한다. 만약 상기 STR이 동기되었다면 그 후, 이 플래그는 여전히 0 이 아닌 값으로 설정되어 있을 것이다. 따라서, NO 경로를 따르게 되고 상기 트라이_레이트 플래그는 식별되며 상기 FEC 코드 레이트는 다음의 레이트로 변경된다. 실예에 있어서, 상기 "트라이_레이트"는 3으로 초기화되고, 그에 따라 3의 레이트는 AGC 체크가 실패하기 전에 시도된다. 각각의 레이트후에, 상기 루틴은 FEC가 동기되었지를 확인하기 위해 혹은 새로운 채널 요구를 위해 복귀한다.

어느 것도 발생되지 않을 경우를 가정하면, 상기 AGC는 동기를 위해 체킹된다. 또한, 동기(lock)는 상기 AGC 루프 필터의 연속적인 샘플들을 비교함에 의해 결정된다. 상기 AGC는 고객 설정의 속도를 높이기 위해 동기를 체킹한다. 만약 현재 신호가 존재하지 않는다면, 그 때에 상기 AGC는 동기될 수 없으며, 주파수내에서 탐색하는 시간의 소비가 유용하지 못하다. 이 시나리오 동안에, 상기 AGC는 동기되어야 하고 상기 "트라이_드리프트" 변수는 체킹될 것이다. 상기 트라이_드리프트 변수가 여전히 양(positive)일 동안에, 상기 튜너는 기설정된 패턴을 포함하는 위치의 설정을 통하여 실행될 것이다. 각 단계에서, 트라이_드리프트는 감소될 것이고 알고리즘은 STR및 CTL 동기("신호를 발견하였는가?")를 체킹할 것이다.

먼저, 상기 STR은 트라이_디모드의 부분에서 상기 설명된 것과 유사한 방법으로 체킹된다. 만일 상기 STR이 동기화된다면, 상기 CTL은 레세트되고 동기를 체킹한다. 또한 상기 CTL 동기는 루프 필터로부터 고정된 임계 값으로 주파수 지시의 미분을 비교함에 의해 결정된다. 만일 STR 및 CTL 모두 일정한 시간내에 동기화를 선언하지 않는다면, NO 경로를 따르게 되고 다음의 튜너 위치는 신호가 발견되거나 혹은 트라이_드리프트가 0 이 될 때까지 시도될 것이다. 만약 STR과 CTL 모두 허용된 시간내에 동기화를 선언하였다면, 그때에 신호는 "발견"으로 인식되고 YES 경로를 따르게 된다.

4번 박스에 있어서, 상기 CTL주파수는 튜너 단계 위치와 합산되고 그 값은 트랜스폰더용 드리프트 표내에 저장된다. 상기 튜너는 새로운 오프셋으로 재튜닝되고 포착 플래그는 "트라이_디모드"와 "트라이_레이트" 부분을 반복적으로 설정한다. 4번 박스후에, 상기 루틴은 새로운 채널 요구를 다시 체킹하기 위하여 그리고 FEC가 동기화되었는지를 확인하기 위해 상부측으로 복귀한다. 만일 정확한 주파수 오프셋 및 레이트가 발견된다면, 상기 FEC는 동기되고 통상적인 채널 변경 경로의 나머지는 실행된다.

상기 "트라이_드리프트" 변수는 탐색되는 10개의 튜너 영역(대역)이 존재하기 때문에 10으로 초기화된다. 탐색될 상기 주파수는 최대 LNB 온도및 에이징 스펙 모두에 의해 오프셋되는 신호를 로케이팅(locating)하기 위해 허용되고 업링크(uplink) 제공자가 허용하는 최대 개별 트랜스폰더를 로케이팅하기 위해 허용된다. 예로써, 상기 LNB는 요망하는 주파수의 +/- 5 MHz 내에 위치되도록 분류되고 상기 업링크 제공자는 개별 트랜스폰더 주파수가 +/- 2MHz에 도달되도록 시프트시키고 그에따라 상기 알고리즘은 +/- 7MHz를 탐색한다.

(5) 트랜스폰더의 초기 튜닝에 대하여, 상기 시나리오는 트랜스폰더의 오프셋 주파수가 알려지지 않았고 혹은 정확하지 않다는 점에서 4의 그것과 유사하다. 유일한 차이점은 상기 FEC가 한번 동기화되는 것이고 이때에 "제1_튠(tune)_플래그"가 세트될 것이며 1번 박스가 실행될 것이다. 이 단계에 있어서, 상기 드리프트 표내의 모든 엔트리는 제1 트랜스폰더에 대해 발견된 오프셋으로 초기화된다. 이것은 3번 박스내에서 판독되는 최후_드리프트와 4번 박스내에서 결정된 값인 현재_드리프트를 포함한다. 그 후, 상기 "제1_튠_플래그"는 클리어되고 그에따라 이 초기화는 다시 실행되지 않는다. 그 후, 상기 경로는 통상적인 채널 변경으로서 계속된다.

(6) 실패한 포착. 실패한 포착중에, 모든 트라이_디모드, 트라이_레이트및 트라이_드리프트는 그것의 일부에서 어느것이 시도되기 때문에 결국 0이 되거나 혹은 또다른 필요조건 때문에 클리어된다. 실예는 상기 (4)에서 언급되었는데, 트라이_디모드시에 만약 상기 STR이 동기되지 않는다면 상기 트라이_레이트는 자동적으로 0이 된다. 따라서, 만일 상기 루틴이 모든 "트라이" 변수를 0으로 한다면 그리고 만약 통지(notify) 플래그가 설정되었다면, 그때의 상기 튜너는 그 트랜스폰더에 대해 0의 오프셋으로 재튜닝되고, 통지 플래그는 클리어되며, 트랜스폰더를 요구하는 소프트웨어 타스크(task)는 실패한 포착을 통지한다. 상기 루틴은 새로운 채널 요구및 FEC 동기를 위한 체킹을 통하여 사이클을 계속 실행하게 될 것이다.

본 발명은 개별 트랜스폰더를 위한 주파수 오프셋을 어떻게 처리할 것인지를 특히 다룬다. 통상적인 시스템에 있어서는, 단지 단일 주파수 오프셋을 추적하거나 혹은 감시하지만 그 오프셋은 모든 트랜스폰더에 동일하게 인가된다. 본 발명은 관찰(viewing) 중에 주파수 오프셋을 유사하게 추적하고, 모든 트랜스폰더에 오프셋을 인가하지만 만약 필요하다면 각 트랜스폰더가 개별적으로 기록될 수 있도록 각 트랜스폰더를 위한 개별적인 값을 유지하도록 한다. 상기 시나리오 3과 4는 트랜스폰더 오프셋이 개별적으로 조절될 때의 예이다. 상기 키(key) 인자는 트랜스폰더가 예상되는 오프셋과는 다른 위치에서 포착될 때에만 오직 트랜스폰더의 오프셋을 갱신한다. 또한, 본 발명은 트랜스폰더가 시프트되기 때문에 그 트랜스폰더의 제1 포착에서 기본 도표(plan)로부터 시프트된 트랜스폰더에 대해서만 긴 튜닝 시간을 요구한다는 것을 알 수 있다. 그 후 오프셋이 기록되고 신속 채널 변경이 이루어지게 될 것이다.

본 발명은 특정한 실시예와 관련하여 설명하였지만, 그 외에도 본 발명의 범위내에서 여러가지로 변경이 행하여질 수 있음은 물론이다.

Claims

RF 신호의 각 신호들을 튜닝하기 위해 디지탈 튜닝 표시 워드에 따라 주파수가 제어되는 국부 발진기(911)를 포함하고, 복수의 RF 신호를 수신하여 상기 RF 신호중 튜닝된 신호에 대응하는 반송파 신호 전달 정보를 생성하는 튜너(9)를 제어하는 방법에 있어서,

상기 RF 신호의 각각에 대한 디지탈 공칭 주파수 표시 워드를 저장하는 단계와:

상기 RF 신호의 각각에 대한 디지탈 오프셋 표시 워드를 저장하는 단계와;

상기 RF 신호가 튜닝된 후에 반송파 신호의 주파수 오프셋을 결정하는 단계와;

상기 반송파의 상기 주파수 오프셋에 따라 상기 디지탈 오프셋 표시 워드를 모두 갱신하는 단계와;

튜닝되도록 선택된 상기 RF 신호에 대한 이전에 갱신된 오프셋 표시 워드를 튜닝되도록 선택된 상기 RF 신호에 대한 상기 공칭 주파수 표시 워드와 합성함으로써 튜닝되도록 선택되는 RF 신호에 대한 튜닝 표시 워드를 유도하는 단계와;

이전에 갱신된 오프셋 표시 워드로서 정확한 튜닝이 이루어지지 않은 경우에 현재 튜닝되고 있는 개개의 RF 신호에 대한 각 디지탈 오프셋 표시 워드를 갱신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 튜너 제어 방법.
제1항에 있어서, 상기 현재 튜닝되는 RF 신호에 대한 디지탈 오프셋 표시 워드는 상기 반송파의 주파수 오프셋이 소정의 값을 초과할 경우 갱신되는 것을 특징으로 하는 튜너 제어 방법.
제1항에 있어서, 상기 디지탈 오프셋 표시 워드는 튜닝을 위한 새로운 RF 신호의 선택에 응답하여 모두 갱신되는 것을 특징으로 하는 튜너 제어 방법.
제1항에 있어서, 상기 RF 신호는 위성의 각 트랜스폰더와 연관되고, 주파수 변환부에 의해 제공되며 각각의 공칭 주파수 표시 워드에 대응되는 공칭 값을 갖는 주파수들을 갖지만, 상기 튜너및 변환부중의 어느 하나와 연관되는 드리프트 및 트랜스폰더의 송신 주파수의 시프트에 기인하여 공칭 값으로부터 오프셋되기 쉬운 것임을 특징으로 하는 튜너 제어 방법.
제4항에 있어서, 상기 반송파는 에러 정정부를 포함하는 디지탈 처리부에 의해 처리된 디지탈 부호화 정보를 전달하며;

상기 현재 튜닝되는 개개의 RF 신호에 대한 각 디지탈 오프셋 표시 워드는 상기 반송파의 주파수 오프셋이 소정의 값을 초과하거나 혹은 적절한 에러 정정이 가능하지 않게될 때 갱신되는 것을 특징으로 하는 튜너 제어 방법.
위성의 각 트랜스폰더와 연관되고 주파수 변환부에 의해 제공되며 공칭값을 갖는 주파수를 갖지만 상기 공칭값으로부터 오프셋되기 쉬운 복수의 RF 신호를 수신하고, 상기 RF신호중의 튜닝된 신호에 대응되는 반송파 신호 전달 정보를 생성하며, 상기 RF 신호중의 어느 하나를 튜닝하기 위해 디지탈 튜닝 표시 워드에 따라 주파수가 제어되는 국부 발진기(911)를 포함하는 튜너를 제어하는 방법에 있어서,

상기 RF 신호의 각 신호들의 공칭 주파수 값에 대응하는 디지탈 공칭 주파수 표시 워드를 저장하는 단계와;

상기 RF 신호의 각 신호들에 대응하는 디지탈 오프셋 표시 워드를 저장하는 단계와;

상기 RF 신호가 튜닝을 위해 선택될 때, 이 선택된 RF 신호에 대한 튜닝 워드를 유도하기 위하여 상기 선택된 RF 신호에 대한 오프셋 표시 워드와 공칭 주파수 표시 워드를 합성시키는 단계와;

상기 반송파 신호의 주파수 오프셋을 결정하는 단계와;

제1 동작 모드에서 상기 모든 RF 신호에 대한 상기 오프셋 표시 워드를 갱신하고, 제2 동작 모드에서 상기 선택된 RF 신호에 대한 상기 주파수 표시 워드를 갱신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 튜너 제어 방법.
제6항에 있어서, 상기 RF 신호의 주파수들은 (1) 주파수 변환부및 튜너중 어느 하나와 연관되는 드리프트와 (2) 트랜스폰더의 송신 주파수의 시프트에 기인하여 공칭 값으로부터 오프셋되기 쉬운 것이고;

상기 제1 동작모드는 상기 주파수 변환부중의 하나와 연관된 드리프트에 따른 오프셋에 관련되며;

상기 제2 동작모드는 트랜스폰더의 송신 주파수의 시프트에 따른 오프셋에 관련되는 것을 특징으로 하는 튜너 제어 방법.
복수의 RF 신호를 수신하고 상기 RF신호 중의 튜닝된 신호에 대응하는 반송파 신호 전달 정보를 생성하며, 상기 RF 신호를 튜닝하기 위해 디지탈 튜닝 표시 워드에 따라 주파수가 제어되는 국부 발진기(911)를 구비한 튜너(9)와;

상기 국부 발진기(911)의 주파수를 제어하기 위한 콘트롤러(921, 923, 11, 19, 13)를 포함하고,

상기 콘트롤러는 상기 RF 신호의 각각에 대한 디지탈 공칭 주파수 표시 워드를 저장하고, 상기 RF 신호의 각각에 대한 디지탈 오프셋 표시 워드를 저장하며, 튜닝되도록 선택된 상기 RF 신호에 대한 이전에 갱신된 오프셋 표시 워드를 튜닝되도록 선택된 상기 RF 신호에 대한 상기 공칭 주파수 표시 워드와 합성함으로써 튜닝되도록 선택되는 RF 신호에 대한 튜닝 표시 워드를 유도하며, 상기 RF 신호가 튜닝된 후에 반송파 신호의 주파수 오프셋을 결정하고, 제1 동작 모드에서 상기 모든 RF 신호에 대한 상기 오프셋 표시 워드를 갱신하고, 제2 동작 모드에서 상기 선택된 RF 신호에 대한 상기 주파수 표시 워드를 갱신하는 것을 특징으로 하는 장치.
제8항에 있어서, 상기 콘트롤러(921, 923,11,19, 13)는 상기 반송파의 주파수 오프셋이 소정의 값을 초과할 경우 현재 튜닝되는 RF 신호에 대한 상기 오프셋 표시 워드를 갱신하는 것을 특징으로 하는 장치.
제8항에 있어서, 상기 콘트롤러(921, 923, 11, 19, 13)는 튜닝을 위한 새로운 RF 신호의 선택에 응답하여 상기 디지탈 오프셋 표시 워드를 모두 갱신하는 것을 특징으로 하는 장치.
제8항에 있어서, 상기 RF 신호는 위성의 각 트랜스폰더와 연관되고, 주파수 변환부에 의해 제공되며, 공칭 주파수 표시 워드의 각각에 대응하는 공칭값을 갖는 주파수들을 갖지만, 상기 튜너및 변환부 중의 어느 하나와 연관되는 드리프트 및 트랜스폰더의 송신 주파수의 시프트에 기인하여 공칭값으로부터 오프셋되기 쉬운 것을 특징으로 하는 장치.
제11항에 있어서, 상기 반송파는 에러 정정부를 포함하는 디지탈 처리부에 의해 처리된 디지탈 부호화 정보를 전달하며;

현재 튜닝되는 개개의 RF 신호에 대한 각 디지탈 오프셋 표시 워드는 상기 반송파의 주파수 오프셋이 소정의 값을 초과하거나 혹은 적절한 에러 정정이 불가능할 경우 갱신되는 것을 특징으로 하는 장치.
제8항에 있어서, 상기 국부 발진기(911)는 국부 발진기의 주파수를 제어하기 위해 상기 튜닝 표시 디지탈 워드에 따라 분주율이 설정되는 프로그램머블 분주기를 포함하는 위상 동기 루프내에 설치되는 것을 특징으로 하는 장치.