KR100493127B1

KR100493127B1 - 위성트랜스폰더의독립주파수오프셋을계산하는설비를갖는디지털위성수신기에대하여신속한포착시간을달성하는튜닝방법및그시스템

Info

Publication number: KR100493127B1
Application number: KR10-1998-0707831A
Authority: KR
Inventors: 존 조셉 ３세 커티스; 존 졸탄 보하크
Original assignee: 톰슨 콘슈머 일렉트로닉스, 인코포레이티드
Priority date: 1996-04-05
Filing date: 1997-04-04
Publication date: 2005-09-12
Also published as: KR20000005162A

Abstract

본 발명에서 LNB로부터 수신된 RF 신호와 튜너에 의해 생성된 대응되는 IF 신호는, 위성 송신 시스템에 의해 이루어진 위성 트랜스폰더 주파수 조정과 같은 LNB의 발진기의 주파수 드리프트 이외의 다른 원인 때문에 주파수내에서 오프셋될 수 있다. 튜너(9)는 제어기에 의해 제어되는 국부 발진기(911)를 포함한다. 상기 제어기는 (a) 국부 발진기(911)의 주파수를 제어하고; (b) 수신된 RF 신호의 각 신호에 대한 디지털 공칭 주파수를 표현하는 워드를 저장하며; (c) 상기 RF 신호의 각 신호에 대한 디지털 오프셋을 표현하는 워드를 저장하고; (d) RF 신호가 튜닝된 후에 상기 반송파 신호의 주파수 오프셋을 결정하며; (e) 상기 반송파의 주파수 오프셋에 따라 모든 디지털 오프셋을 표현하는 워드를 갱신하고; (f) 튜닝되도록 선택된 RF 신호에 대한 상기 공칭 주파수를 표현하는 워드를, 튜닝되도록 선택된 RF 신호에 대한 이전에 갱신된 오프셋을 표현하는 워드와 결합함으로써, 튜닝되도록 선택된 RF 신호에 대한 튜닝을 표현하는 워드를 유도하며; (g) 정확한 튜닝이 이전에 갱신된 오프셋을 표현하는 워드와 함께 이루어지지 않는다면 현재 튜닝되고 있는 개별 RF 신호에 대한 각 디지털 오프셋을 표현하는 워드를 갱신한다.

Description

위성 트랜스폰더의 독립 주파수 오프셋을 계산하는 설비를 갖는 디지털 위성 수신기에 대하여 신속한 포착 시간을 달성하는 튜닝 방법 및 그 시스템{TUNING METHOD AND SYSTEM FOR ACHIEVING QUICK ACQUISITION TIME FOR A DIGITAL SATELLITE RECEIVER WITH THE PROVISIONS TO ACCOUNT FOR INDEPENDENT FREQUENCY OFFSETS OF SATELLITE TRANSPONDERS}

본 발명은 위성 수신기용 튜닝 시스템에 관한 것으로, 특히 디지털 형태로 송신된 텔레비젼 신호를 수신 및 처리할 수 있는 위성 수신기용 튜닝 시스템에 관한 것이다.

일반적으로 위성 텔레비젼 수신 시스템은 접시형 수신 안테나와 "블록" 컨버터를 구비하는 "외부 장치부(outdoor unit)"와, 튜너 및 신호 처리부를 구비하는 "내부 장치부(indoor unit)"를 포함한다. 상기 블록 컨버터는 위성에 의해 송신된 비교적 고주파수인 RF 신호의 전체 범위(이하 "블록"이라 함)를 처리하기가 더 쉬운 낮은 주파수 범위로 변환한다.

종래의 위성 텔레비젼 송신 시스템에 있어서, 텔레비젼 정보는 아날로그 형태로 송신되고 상기 위성에 의해 송신되는 RF 신호는 C 대역(예를 들면, 3.7 ∼ 4.2 GHz)과 Ku 대역(예를 들면, 11.7 ∼ 14.2 GHz) 내에 있다. 상기 수신 시스템의 안테나에 의해 위성으로부터 수신된 RF 신호는 블록 컨버터에 의해 L 대역(예들 들면, 900 ∼ 2000 MHz)으로 변환된다. 내부 장치부의 튜너의 RF 필터부는 선택된 채널에 대응되는 블록 컨버터로부터 수신된 상기 RF 신호중의 하나를 선택하고 튜너의 믹서/국부 발진부는 상기 선택된 RF 신호를 필터 및 복조를 위해서 중간 주파수(IF) 범위로 변환한다.

캘리포니아 소재의 휴제(Hughes) 코포레이션에 의해서 운용되는 DirecTv^TM와 같은 최신의 위성 텔레비젼 시스템에 있어서, 텔레비젼 정보는 디지털 형태로 송신된다. 상기 RF 신호는 상기 Ku 대역내에서 위성에 의해서 송신되고 블록 컨버터에 의해 L 대역으로 변환된다. 상기 위성에 의해 송신된 RF 신호의 주파수 범위는 아날로그 위성 텔레비젼 시스템용 신호보다는 다소 작고(예들 들면, 12.2 ∼ 12.7 GHz) 그에 따라 블록 컨버터에 의해 생성된 RF 신호의 주파수 범위도 다소 작다(예들 들면, 950 ∼ 1450 MHz).

아날로그 위성 텔레비젼 수신 시스템에서와 같이, 선택된 채널에 대응하는 상기 RF 신호는 필터 및 복조를 위해서 IF 주파수 범위의 주파수 형태로 축소되어야 한다. 디지털 위성 수신기에서는, IF 필터는 원하는 RF 신호를 선택하고 그렇지 않는 RF 신호를 차단하기 위한 통상적인 IF 필터링 외에, 대역폭 제한에 의해 초래되는 "심벌간 간섭"으로 인한 디코딩 에러를 감소시키기 위해 "심벌 정형화(symbol shaping)"로 알려진 동작을 수행하는 것이 바람직하다.

외부 장치부의 블록 컨버터의 변환단은 통상적으로 온도 변화와 사용 년수에 대해서 안정되지 않는 국부 발진기를 포함한다. 그 결과, 블록 컨버터의 국부 발진기 신호의 주파수는 변화하면서, 대응하는 변화, 즉, 내부 장치부의 튜너에 의해 수신된 상기 RF 신호의 반송파 신호의 주파수의 오프셋을 일으킨다. 결과적으로, 튜너에 의해 생성된 IF 신호의 주파수도 변화되거나 그의 공칭값으로부터 오프셋된다. 만약 IF 신호의 주파수가 그의 공칭값에 비해 상당히 크게 변화된다면, 이 IF 신호로 변조된 디지털 신호는 적절히 복조될 수 없고, 그것들이 나타내는 정보도 적절히 재구성될 수 없다. 이러한 문제점들을 극복하기 위하여, 오프셋 주파수가 감시되고, 오프셋이 공칭 주파수에 더해져서, 튜너의 국부 발진기를 변경시켜, IF 필터에서 신호를 중앙에 두도록 한다.

도 1은 본 발명에 이용될 수 있는 튜닝 시스템을 포함하는 디지털 위성 텔레비젼 수신기의 블록도이다.

도 2는 도 1에 도시된 위성 수신기에서 사용하기 위한 디지털 데이터 복조의 블록도로서, 도 1에 도시된 튜닝 시스템으로부터 디지털 데이터를 복구하는 것에 대한 이해를 돕기 위한 것이다.

도 3은 본 발명의 일 측면에 따른 도 1에 도시된 튜닝 시스템을 제어하기 위해 사용되는 포착 루틴의 흐름도이다.

이러한 도면에 있어서, 동일하거나 유사한 구성 요소에는 식별을 위해서 동일한 혹은 유사한 참조 부호가 사용된다.

본 발명의 일부는 LNB로부터 수신된 RF 신호와 튜너에 의해 생성된 대응 RF 신호는 LNB의 발진기의 주파수 드리프트(drift)와는 다른 이유 때문에 주파수에서 오프셋될 수 있다는 점을 인식하는데 있다. 보다 구체적으로는, 반송파 신호들 사이의 간섭 가능성을 감소시키기 위해 위성 송신 시스템의 운영자에 의해 위성 트랜스폰더 주파수 조정이 이루어질 수 있다. 예를 들면, 트랜스폰더 주파수는 +/- 2 MHz 만큼 변경될 수 있다. 상기 트랜스폰더 주파수 조정은 LNB로부터 수신된 RF 신호와 튜너에 의해 생성된 대응 IF 신호가 주파수 오프셋을 가지도록 초래할 수 있다.

본 발명은 위성 송신 시스템 운영자에 의한 개별적인 트랜스폰더 주파수의 조정으로 인한 주파수 오프셋을 튜닝하기 위한 장치에 관한 것이다. 이러한 장치는 새로운 채널이 선택될 때 내부 장치부가 디지털 신호를 포착하는 시간을 과도하게 증가시키는 일이 없이 위성 송신 시스템 운영자에 의해 트랜스폰더의 전송 주파수가 조정될 수 있도록 해준다. 요약하면, 튜닝 시스템은 개별적인 트랜스폰더에서 나오는 주파수 오프셋을 측정하여 저장한다. LNB 주파수 드리프트로 인한 임의의 오프셋이 "글로벌" 오프셋으로서 모든 트랜스폰더 주파수 오프셋에 부가된다. 개별 트랜스폰더 오프셋은, 트랜스폰더 주파수를 튜닝하는 것이 불가능할 때, 또는 성공적인 포착이 소정의 임계값 이상인 주파수 오프셋을 필요로 했을 때, 또는 신호를 포착하기 위해 폭넓은 주파수 서치가 요구되었을 때, 갱신된다. 트랜스폰더 주파수 오프셋 설비의 여러 측면에 대해서는 하기에 설명된다.

상기한 본 발명의 측면 및 또 다른 측면을 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명한다.

본 발명은 텔레비젼 정보가 MPEG과 같은 소정의 디지털 압축 표준에 따라서 부호화되고 압축된 형태로 전송하는 디지털 위성 텔레비젼 시스템을 참조하여 설명할 것이다. MPEG은 동화상 전문가 그룹(Motion Picture Expert Group)에 의해 개시된 동화상 및 이와 관련된 음성 정보의 코드화 표현을 위한 국제적인 표준이다. 캘리포니아에 소재한 휴제스 코포레이션에 의해 운영되는 상기 DirecTv^TM위성 텔레비젼 송신 시스템도 그러한 디지털 위성 텔레비젼 송신 시스템이다.

송신기에 있어서, 텔레비젼 정보는 디지털화되고 압축되며, 텔레비젼 정보 중 영상 부분, 음성 부분 및 데이터 부분의 각각에 대응하는 일련의 데이터 패킷, 즉, 데이터 패킷 스트림으로 조직화된다. 상기 디지털 데이터는 QPSK(Quaternary Phase Shift Keying) 변조로 알려진 방법에 의해 RF 반송파 신호로 변조되고, 상기 RF 신호는 지구 궤도상에 있는 위성으로 송신되거나 이로부터 지구로 역송신된다. QPSK 변조에 있어서, 두 개의 직교 위상 신호 I 및 Q의 위상은 각 디지털 데이터 스트림의 비트에 응답하여 제어된다. 예컨대, 상기 위상은 로우 로직 레벨(이하 "0"라 함)에 응답하는 0°로 설정되고, 하이 로직 레벨(이하 "1"라 함)에 응답하여 180°로 설정된다. 상기 위상 시프트 변조된 I 신호 및 Q 신호는 합성되고, 그 결과가 QPSK 변조된 RF 반송파 신호로서 송신된다. 따라서, 상기 변조된 QPSK 반송파 의 각 심벌은 4개의 논리 상태 예를 들면, 00, 01, 10 및 11 중의 하나를 나타낸다.

일반적으로 위성은 변조된 RF 반송파의 각각을 수신하고 재송신하기 위한 다수의 트랜스폰더를 포함한다. 종래의 지상파 텔레비젼 시스템에 있어서, 각 RF 반송파 즉, "채널"은 한 번에 단지 하나의 텔레비젼 프로그램용 정보만을 포함한다. 따라서, 프로그램을 시청하기 위해서는, 단지 대응되는 RF 신호만을 선택하는 것이 필요할 뿐이다. 디지털 위성 텔레비젼 시스템에 있어서, 각 변조된 RF 반송파는 동시에 여러 프로그램을 위한 정보를 반송한다. 각 프로그램은 영상 및 음성 패킷의 그룹들에 대응되고, 이 패킷들은 프로그램을 식별하는 패킷에 부가된 고유한 헤더에 의해 식별된다. 따라서, 프로그램을 시청하기 위해서, 대응되는 RF 신호와 대응되는 패킷 모두가 선택되는 것이 필요하다.

도 1에 도시된 디지털 위성 텔레비젼 수신기에 있어서, 위성(도시되지 않음)에 의해 송신된 영상 및 음성 정보를 나타내는 디지털 신호로 변조된 RF 신호가 접시형 안테나(1)에 의해 수신된다. 비교적 고주파수로 수신된 RF 신호( 예들 들면, 12.2 ∼ 12.7 GHz 의 Ku 주파수 범위)는 RF 증폭기(3-1), 믹서(3-3) 및 발진기(3-5)를 포함하는 블록 컨버터(3)에 의해 비교적 저주파수의 RF 신호(예들 들면, 950 ∼ 1450 MHz 의 L 대역)로 변환된다. 증폭기(3-1)가 "저 잡음" 증폭기이므로 블록 컨버터(3)는 종종 "저 잡음 블록 컨버터(low noise block converter)"의 머리글자 "LNB"로서 불리어진다. 안테나(1)와 LNB(3)는 수신 시스템의 소위 "외부 장치부"(5)내에 포함된다. 수신기의 나머지 부분은 소위 "내부 장치부"(7)내에 포함된다.

내부 장치부(7)는 외부 장치부(5)로부터 수신된 복수의 RF 신호로부터 원하는 프로그램에 대한 패킷을 포함하는 RF 신호를 선택하고, 선택된 RF 신호를 대응되는 저주파수의 중간 주파수(IF) 신호로 변환하기 위한 튜너(9)를 포함한다. 본 발명은 튜너(9)를 제어하는 방법에 관한 것으로서 하기에 상세히 설명된다.

내부 장치부(7)의 나머지 부분은 원하는 프로그램에 대응되는 디지털 영상 및 음성 샘플의 스트림을 생성하기 위하여 IF 신호에 의해 QPSK 변조 형태로 반송된 디지털 정보를 복조하고 디코드하고 압축 해제한 다음에, 디지털 샘플 스트림을 재생 또는 기록에 적합한 각각의 아날로그 영상 신호 및 음성 신호로 변환한다. 보다 구체적으로, QPSK 복조기(11)는 IF 신호를 복조하여, 송신기내에서 생성된 위상 시프트 변조된 I 신호 및 Q 신호에 의해 표현되는 데이터에 대응하여 각각의 데이터 비트 스트림을 포함하는 두 개의 펄스 신호 IP 및 QP를 생성한다. 디코더(13)는 상기 IP 신호 및 QP 신호의 비트를 데이터 블록으로 구성하고, 송신기에서 송신된 데이터내에 내장된(embeded) 에러 코드에 기초하여, 데이터 블록내의 송신 에러를 정정하며, 송신된 MPEG 영상 및 음성 패킷을 재생한다. 상기 영상 및 음성 패킷은 이송부(15)에 의해 데이터 처리부(17)의 각 영상 및 음성부로 라우트되고, 여기서 영상 및 음성 패킷은 압축 해제되고, 각각 아날로그 신호로 변환된다. 마이크로프로세서(19)는 내부 장치부(7)의 여러 장치부의 동작을 제어한다. 그러나, 마이크로프로세서(19)에 의해 생성되고 수신되는 제어신호들 중 본 발명과 직접 관련된 것만 도 1에 예시되어 있다.

지금까지 설명한 상기 디지털 위성 텔레비젼 수신기는 RCA^TM형 DSS^TM디지털 위성 시스템 텔레비젼 수신기와 유사한데, 미국 인디아나주 인디아나폴리스 소재의 톰슨 콘슈머 일렉트로닉스 인코포레이티드로부터 구입할 수 있다.

처음에 언급한 바와 같이, 본 발명은 튜너(9)의 제어 및 복조와 관련되어 있다. 튜너(9)는 입력단(901)에서 LNB(3)에 의해 제공된 RF 신호를 수신한다. 상기 RF 입력 신호는 광대역 필터(903)에 의해 필터링되고 RF 증폭기(905)에 의해 증폭되며, 튜닝 가능 대역 통과 필터(tunable bandpass filter, 907)에 의해 필터링된다. 튜닝 가능 대역 통과 필터(BPF)(907)는 원하는 RF 신호를 선택하고 원하지 않는 RF 신호는 거절한다. 상기 결과로서 생성된 RF 신호는 믹서(909)의 제1 입력에 인가된다. 국부 발진기(L0)(911)에 의해 생성된 국부 발진기 신호는 믹서(909)의 제2 입력에 인가된다. 상기 믹서(909)의 출력은 증폭기(913)에 의해 증폭되고 SAW 장치를 포함한 IF 필터(915)의 입력에 인가된다. 상기 IF 필터(915)의 출력은 튜너(9)의 출력(917)에 인가된다.

상기 LO(911)의 주파수는 PLL 집적 회로(921), 외부 주파수 기준 크리스탈(923) 및 외부 필터 회로망(925)을 포함하는 위상 동기 루프(PLL) 구성(919)에 의해 제어된다. 상기 LO 신호의 주파수는 마이크로프로세서(19)에 의해 생성된 명령에 따라서 PLL(919)에 의해 제어된다.

위성에 의해 송신되고 안테나(1)에 의해 수신되는 RF 신호의 반송파는 "공칭"값으로 유지되는 대단히 안정적인 주파수를 갖는다. 그러므로, LNB(3)의 발진기(3-5)의 주파수가 안정되어 그 공칭값으로 유지되는 한, 내부 장치부(7)의 튜너(9)에 의해 수신된 RF 신호의 반송파 주파수는 그들의 공칭값이 될 것이다. 공교롭게도 발진기(3-5)의 주파수는 시간과 온도에 따라 변화될 수 있다. 그의 공칭 주파수에 대한 발진기(3-5)의 주파수 오프셋은 튜너(9)에 의해 수신된 RF 신호의 반송파 주파수의 대응되는 오프셋을 발생시킨다. 이러한 주파수 오프셋을 보상하기 위하여 튜너(9)의 LO(911)의 주파수는 QPSK 복조기(11)로부터 수신된 주파수 상태 정보에 응답하여 마이크로프로세서(19)의 제어에 따라 변경된다.

도 2에 도시된 바와 같이, IF SAW 필터(915)에 의해 생성된 상기 IF 신호는 믹서들(1101I, 1101Q)의 제1 입력의 각각에 인가된다. 상기 문자 "I" 와 "Q"는 "동상(in-phase)" 과 "직교(quadrature)"를 의미한다. 비교적 안정적인 주파수 발진기(1103)의 출력 신호는 믹서(1101I)에 직접 인가되고 90°의 위상 시프트 회로망(1105)을 경유하여 믹서(1101Q)에 간접적으로 인가된다. 믹서(1101I)는 IF 신호의 "동상"의 "근접" 기저대역(훨씬 더 낮은 주파수) 신호(IA)를 생성하지만, 반면에 믹서(1101Q)는 IF 신호의 "직교" 근접 기저대역 신호(QA)를 생성하는데, 이는 "동상" 신호(IA)에 대하여 90° 시프트된 것이다. 상기 문자 "A"는 "아날로그"를 의미한다.

상기 IA 신호와 QA 신호는 아날로그 대 디지털 컨버터(ADC)(1107I, 1107Q) 각각에 연결된다. 또한, 아날로그 대 디지털 컨버터(1107I, 1107Q)는 "심벌 타이밍 복구 루프"(symbol timing recovery loop)(1109)로부터 클럭 신호를 수신하여 일련의 디지털 샘플 ID와 QD를 각각 생성한다. 상기 문자 "D"는 "디지털"을 의미한다. 심벌 타이밍 회복(STR) 루프(1109)는 ADC(1107I, 1107Q)용 클럭 신호를 유도하는 제어 발진기(도시 안 됨)를 포함한다. 제어 발진기는 디지털 샘플이, 입력되는 심벌 레이트(rate) 및 위상과 동기되도록 하이브리드(일부는 디지털이고 다른 일부는 아날로그) 위상 동기 루프(도시 안됨)에 의해 제어된다. 상기 아날로그 신호는 펄스의 스트림으로 볼 수 있다. STR 루프(1109)의 기능은 ADC가 펄스의 피크 부분에서 아날로그 신호를 샘플링하도록 클럭을 위상 동기시키는 것이다. 환언하면, STR 루프(1109)는 각각의 수신된 심벌의 도착과 함께 ADC(1107I, 1107Q)의 샘플링 동작을 동기화시킨다.

또한, 상기 ID 와 QD는 "반송파 트랙 루프(carrier track loop)"(이하 CTL이라 함)(1111)에 의해 처리된다. CTL(1111)은 각각의 펄스 신호 IP 와 QP를 형성하기 위하여 디지털 샘플 신호 ID 와 QD를 복조한다. 상기 문자 "P"는 "펄스"를 상징한다. 상기 신호가 복조되었다 할지라도(IA 및 QA 성분으로 분리됨), 그 신호들은 비동기 반송파로 복조되었다. 복조되는 반송파는 송신된 반송파와 동기되지 않았기 때문에, 칸스털레이션(constellation)은 여전히 회전할 것이다(rotate). 이것은 일반적으로 이 지점에서의 근접 기저대역 신호라고 부른다. 만일 그것이 회전이 중지되었다면(derotate), 그것은 "기저 대역 신호"로 불린다. 따라서, IBB 및 QBB란 호칭(nonemclature)이 디로테이터(Derotator)(1111-4)의 출력상에 있다. 상기 기저 대역 신호는 "칸스털레이션" 다이아그램을 생성하는 I 대 Q 좌표를 사용하여 대표할 수 있다. 기저 대역 신호는 슬라이서(111-2)로 입력되어, 슬라이서(111-2)는 4개의 칸스털레이션 지점 중 어느 것이 송신되었는지 추정한다. IP 및 QP 펄스 신호의 각각은 데이터 비트에 대응되는 일련의 펄스를 포함한다. 상기 데이터 비트는 송신된 QPSK RF 반송파의 I 신호 및 Q 신호의 0°와 180° 위상 시프트에 각각 대응되는 로직 로우 레벨(이하 "0"라 함)과 로직 하이 레벨(이하 "1"라 함)중 어느 하나를 가진다. 상기 IP 신호 및 QP 신호 성분은 디코더(13)에 연결되고, 디코더(13)에서 데이터 비트가 패킷의 형태로 구성되며 순방향 에러 정정(Forward Error Correction, FEC)이 실행된다.

CTL(1111)은 복소수 디로테이터(complex derotator, 1111-4), 슬라이서(1111-2), 수치 제어 발진기(NCO)(1111-1), 위상 검출기(1111-3) 및 루프 필터(1111-5)를 포함한다. 복소수 디로테이터(1111-4)는 안정된 칸스털레이션을 출력하기 위하여 스핀하고 있는(spinning) 칸스털레이션의 회전을 중지시키는 복소수 승산기(complex multiplier)이다. 상기 회전의 중지는 추정된 주파수 오프셋 및 위상의 추정된 sin 및 cosine 값과 디지털 입력 ID 신호와 QD 신호를 곱함으로써 얻어진다. 추정되는 주파수 오프셋은 근접 기저대역 신호가 스핀하는 속도이다. 이 추정 오프셋이 어떻게 생성되는지는 나중에 설명된다.

슬라이서(1111-2)는 회전이 중지된 칸스털레이션을 가지고 있으며, 입력의 사분면(quadrant)을 근거로 한 결정을 출력한다. 슬라이서(1111-2)로부터의 각 I, Q쌍은 심벌의 추정치가 송신된 것이다. 위상 검출기(1111-3)는 슬라이서(1111-2)의 입력과 출력을 받아서, 각 심벌에 대한 위상 에러 신호를 생성한다. 이 위상 에러 신호는 루프 필터(1111-5)에 인가된다. 루프 필터(1111-5)는 NCO(1111-1)를 제어하고, 오프셋 주파수의 추정치를 제공한다. 이러한 추정치는 마이크로프로세서(19)가 이용할 수 있다.

주파수 에러, 예컨대, 상기 선택된 RF 신호의 LNB 유도 주파수 오프셋으로 인한 주파수 에러는 시간에 따라 QPSK 신호의 2 비트 복조된 데이터의 위치의 소위 "회전(rotation)" 또는 "스핀(spin)"하도록 초래한다. 회전의 방향은 주파수 오프셋이 양(+)인지 음(-)인지에 따라 달라진다. 도 2에 도시된 바와 같이, QPSK 변조에 대한 데이터 칸스털레이션은 I 와 Q 신호의 두 개의 가능한 위상 시프트 값에 의해 표현되는 각각의 두 개의 가능한 논리 레벨의 4개의 가능한 논리 결합(00, 01, 10, 11)에 대응하는 4개의 지점을 갖는다. 위상 검출기(1111-3)는 데이터 칸스털레이션에서의 이상적인 위치에 대한 복조 데이터의 위치를 측정한다. 데이터 회전과 경사(tilt)를 보정하기 위하여, NCO(1111-1)의 주파수 및 그에 따른 위상은, 회전이 정지하고 경사가 없어질 때까지 위상 검출기(1111-3)의 출력 신호에 응답하여 루프 필터(1111-5)에 의해 변화된다.

이 회전이 정지함과 아울러, 상기 칸스털레이션은 안정화되고, CTL(1111)은 동기된 것으로 간주된다. 이러한 안정된 상태 조건하에서, 루프 필터(1111-5)는 칸스털레이션이 성공적으로 안정화되도록 하기 위하여 날짜의 회전을 중지시키기 위해 필요한 주파수 및 위상 시프트를 정확히 추정한다. 루프 필터(1111-5)는 함께 합하여져서 NCO(1111-1)를 위한 제어를 형성하는 비례 적분(proportional and integrated) 경로를 갖는다. (위상 에러를 적분하는) 적분 경로의 값은 "회전"을 발생시키는 주파수 오프셋을 나타낸다. 이 값은 도 1 및 2에 도시된 FREQUENCY 신호로서 마이크로프로세서(19)에서 이용할 수 있다. 마이크로프로세서(19)는 칸스털레이션이 안정화되었는지를 결정하기 위해 FREQUENCY 신호의 연속적인 샘플을 비교한다. 만약 연속적인 샘플의 차이가 작다면, 복조는 "LOCKED"인 것으로 인식된다. 이러한 안정 상태 조건하에서, 복조된 데이터 IP와 QP는 신뢰성이 있으며 FEC 디코더(13)로 전달된다. 채널의 포착 중에, 만약 튜너 LO(911)의 현재 주파수가 CTL(1111)의 연속적인 로크(lock)를 허용하지 않는다면, 마이크로프로세서(19)는 LOCKED 상태를 찾거나 혹은 적절한 주파수 범위를 포함할 때까지 주파수를 조절하게 될 것이다. 전체 신호 포착 방법은 도 3의 흐름도로 더욱 더 상세히 설명된다.

제한된 범위 내에서, CTL(1111)은 IF 신호의 주파수 즉, IA 신호 및 QA 신호의 주파수가 부정확하거나 혹은 오프셋될 경우조차도, QPSK 데이터를 복조할 수 있다. 그러나, 만약 주파수 오프셋이 너무 크다면, IF 신호의 주파수 스펙트럼의 부분은 SAW 필터(915)의 중심 주파수에 대한 IF 신호의 시프트 때문에 SAW 필터(915)의 통과 대역의 외부로 벗어나게 된다. 이것은 수신기의 신호 대 잡음비의 저하를 가져온다. 따라서, 상기한 바와 같이, 마이크로프로세서(19)는 IF 신호의 주파수 오프셋을 나타내기 위하여 CTL(1111)에 의해 생성된 FREQUENCY 신호를 감시하게 된다. LNB 드리프트에 의해 초래된 주파수 오프셋이 변화함에 따라, CTL(1111)은 변화를 추적하고, 마이크로프로세서(19)에 의해 감시되는 FREQUENCY 신호를 갱신된다. 다음의 채널 포착에 있어서, 마이크로프로세서(19)는 LO(911)의 더욱더 정확한 배치(placement)를 제공하기 위하여 마지막으로 기록된 주파수 오프셋을 사용할 것이다. 이것은 LO(911)를 다시 이동시킴으로써 탐색해야만 하는 일 없이 신속히 신호가 포착되도록 한다. 만약 주파수 오프셋이 너무 커져서 복조된 데이터의 신뢰성을 저하시킨다면, 결국 FEC 디코더(13)는 에러 및 브레이크 로크(break lock)를 정정할 수가 없을 것이다. 마이크로프로세서(19)는 동일한 채널의 재포착을 요구하고 마지막 주파수 오프셋은 신속한 재포착을 위해 LO(911)를 정확히 위치시키는데 다시 사용된다.

상기한 바와 같이, 회전이 정지된 데이터 스트림 즉, IP 및 QP는 도 1에 도시된 FEC 디코더(13)에 의해 처리된다. FEC 디코더(13)의 기능은 데이터의 송신 중에 발생된 에러를 정정하는 것이다. 이 디코더가 에러 정정할 수 있게 하기 위해서는, 복조된 신호를 안정화시켜야만 한다. 더 나아가, 데이터를 정정하기 위해서, FEC 디코더(13)는 송신 코드 레이트와 동일한 코드 레이트가 설정되어야만 하고 패킷 경계들에 동기되어야만 한다. FEC 디코더(13)에 의해 생성되고 마이크로프로세서(19)에 의해 감시되는 FEC LOCK 신호는, 상기 모든 조건이 충족되어, FEC 디코더(13)가 에러가 제거된 데이터를 성공적으로 넘겨주는지 여부를 나타낸다. 예들 들어, FEC 디코더(13)가 상기 데이터를 정정할 수 없을 경우 FEC LOCK 신호는 로우 로직 레벨을 갖고, FEC 디코더(13)가 상기 데이터를 정정할 수 있을 경우는 FEC LOCK 신호는 하이 로직 레벨을 갖는다.

FEC 동기(lock) 신호는 CTL(1111)이 "정확하지 않은 로크 지점(false lock point)"상에서 정확하지 않게 안정화될 수 있기 때문에 튜너(9), QPSK 복조기(11) 및 FEC 디코더(13)가 성공적으로 로크되는지 최종적으로 결정하기 위하여 사용된다. "정확하지 않은 로크 지점"에서, 상기 칸스털레이션은 스핀이 나타나지 않는다. 그러나, 상기 칸스털레이션은 심벌당 90°(혹은 90°의 배수)로 회전된다. 90°를 벗어나는 또다른 칸스털레이션 점이 존재하기 때문에, 이것은 안정된 것처럼 보인다. 상기 "정확하지 않은 로크 지점"은 4로 나누어지는 심벌 레이트(rate)의 배수만큼 발생된다. CTL(1111)이 정확하지 않은 로크 지점에서 안정화될 경우, FEC 디코더는 데이터를 디코딩할 수가 없다. 따라서, FEC 동기 신호는 로우 로직 레벨(로크되지 않음)로 유지되게 될 것이다.

지금까지 설명된 포착 신호는 단지 LNB 주파수 드리프트에 따른 주파수 오프셋과 관련된다. 전술한 바와 같이, 주파수 오프셋은 또한 다른 이유들에 기인할 수 있다. 보다 구체적으로, 위성 트랜스폰더 주파수 조정이 반송파 신호 사이의 간섭 가능성을 감소시키도록 위성 송신 시스템 운영자에 의해 이루어질 수 있다. 실시예로, 트랜스폰더 주파수는 +/- 2 MHz 만큼 변경될 수 있다. 상기 트랜스폰더 주파수 조정은 LNB로부터 수신된 RF 신호와 튜너에 의해 생성된 대응 IF 신호를 주파수 오프셋을 가지도록 초래한다. 본 발명의 튜닝 시스템의 다음의 특징은 위성 송신 시스템 운영자에 의해서 개별 트랜스폰더 주파수의 조정에 따른 주파수 오프셋을 튜닝하기 위한 설비에 관한 것이다. 이러한 설비로 인하여, 새로운 채널이 선택될 때 디지털 신호를 포착하기 위하여 내부 장치부를 위한 시간이 과도하게 증가됨이 없이 트랜스폰더의 송신 주파수가 위성 송신 시스템 운영자에 의해 조정될 수 있다.

위성 송신 시스템 운영자에 의한 개별 트랜스폰더의 주파수의 조정에 따른 주파수 오프셋을 튜닝하기 위한 설비 없이, 상기 튜닝 시스템은 새로운 트랜스폰더 주파수가 선택될 경우 다음의 방법으로 동작된다.

송신되고 있는 신호의 주파수는 통상적으로 이미 알려진 것들이고, 테이블 내에 기록된다("베이스라인 주파수" 도표로 칭함). 그 후, 동작 중에, 튜닝을 위해서 트랜스폰더가 선택될 때, 베이스라인 주파수가 테이블로부터 검색되고 오프셋 주파수가 더해진다. 앞에서 설명한 바와 같이 이 오프셋은 이전의 트랜스폰더에 로크 업(lock up)하는데 필요한 오프셋으로부터 결정된다. 이 오프셋은 광범위하게 모든 트랜스폰더에 적용되기 때문에 "글로벌 오프셋"으로 불린다. 글로벌 오프셋의 발생 원인은 통상 통신 경로상에 흔히 존재하는 발진기들에서의 임의의 주파수 드리프트 때문이다. 예를 들어, 만약 LNB(저잡음 블록 하향 컨버터)내의 하향 컨버터 발진기가 추운 밤이기 때문에 3MHz 만큼 벗어난다면, 이때 모든 트랜스폰더는 그들의 베이스라인 주파수 아래로 3MHz 시프트될 것이다. 이 글로벌 드리프트는 튜너가 신호를 포착하도록 노력하면서 명시된 주파수 범위를 거치는 탐색 알고리즘("드리프트 발견" 알고리즘이라 함)에 의해 초기에 발견된다. 일단 드리프트 발견 알고리즘이 신호를 발견하면, 신호의 정확한 오프셋이 앞으로의 튜닝을 위해 글로벌 드리프트를 초기화하는데 사용될 수 있다. 일단 글로벌 드리프트가 초기화된다면, 그 값은 CTL(1111)내의 FREQUENCY 신호를 감시함으로써 추적된다. 새로운 트랜스폰더가 요구될 때마다, 상기 마이크로프로세서는 FREQUENCY 신호의 마지막 값을 더함으로써 글로벌 드리프트를 갱신한다.

상기 설명한 일반적인 시스템에서, 만약 트랜스폰더가 그의 베이스라인 주파수 도표로부터 이동된다면, 그것은 트랜스폰더와 연이어 튜닝되는 임의의 트랜스폰더를 튜닝할 때 채널 변경 시간을 느리게 하는 결과를 가져온다. 이것은 상기 시스템이 그 오프셋이 모든 트랜스폰더에 글로벌하다고 가정한다는 사실에서 기인한다. 예를 들어, 1000 MHz에서 시작하여 30 MHz씩 균등하게 이격되어 위치하는 10개의 트랜스폰더를 갖는 시스템의 경우, 트랜스폰더에 대한 베이스라인 주파수 도표는 다음의 테이블 1에 도시된 것이 될 것이다. 만약 LNB 오프셋이 주파수에서 2MHz 시프트를 초래한다면, 트랜스폰더들은 "LNB 오프셋을 가짐" 칸내에 도시된 주파수에 위치한다. 만약 위성 송신 시스템 운영자가 트랜스폰더(3)를 다른 것들로부터 1.5 MHz 오프셋시킨다면, 테이블 1내의 마지막 칸은 각 트랜스폰더가 어디에 위치하는지를 보여준다.

[테이블 1]

상기한 테이블 1에 도시된 전형적인 상황과 관련하여, 만약 트랜스폰더 1이 선택된다면 글로벌 드리프트는 2 MHz로 초기화될 것이다. 트랜스폰더 3 이외의 모든 트랜스폰더가 정확히 튜닝되었기 때문에, 튜너는 원하는 신호로 튜닝될 것이다. 그러나, 만약 트랜스폰더 3이 선택된다면, 튜너는 요구되는 주파수보다 1.5 MHz 높은 주파수로 튜닝될 것이며, 그에 따라 LO(911)를 실행(step)함으로써 탐색 알고리즘이 그의 탐색을 넓히기 시작할 때까지 상기 신호는 포착되지 않을 것이다. 이로인하여, 신호를 발견하게 될 것이지만, 0.5 MHz의 새로운 오프셋에서 발견된다. 이 새로운 오프셋은 새로운 글로벌 오프셋인 것으로 추정될 것이고 다음의 트랜스폰더가 잘못 튜닝(mistuning)되어 선택되도록 할 것이다. 결과적으로, 튜너는 확대된 탐색을 실행해야만 한다. 그러므로, 트랜스폰더 3이 선택될 때마다, 바람직하지 않게 매우 느린 채널 변경이 일어난다.

본 발명은 위성 송신 시스템 운영자에 의한 개별 트랜스폰더 주파수의 조정에 따른 독립 튜닝 주파수 오프셋을 위한 설비에 관한 것이다. 다음은 도 3과 관련하여 설명한다.

도 3의 흐름도는 5가지의 주요 시나리오를 갖고 있는데, 이하에서 설명한다. 5가지 시나리오는, (1) 유지 모드(채널을 관찰함); (2) 정상 채널 변경; (3) 트랜스폰더가 약간만 이동하였으므로, 넓은 탐색을 필요로 하지 않음; (4) 상기 트랜스폰더가 이동되었거나 예상된 오프셋이나 레이트에 있는 것이 아니므로, 넓은 탐색을 필요로 함; (5) 박스의 시작(start up)시 트랜스폰더의 초기 튜닝 ; (6) 실패한 채널 변경이 있다.

(1) 유지모드에 대하여 설명한다. 사용자가 채널을 관찰하고 있고, 임의의 유형의 레인 훼이드(rain fade)를 서핑하거나 경험하지 않을 때, 안정적인 상태의 동작이 일어난다. 이러한 시나리오하에서, 다음의 경로가 시행된다: "새로운 채널을 요구하였는가?"에 대한 대답이 NO가 될 것이다. 이는 "FEC 로크되었는가?"(FEC( 순방향 에러 정정) 로크란 디코더가 에러없이 비트 스트림을 성공적으로 디코딩하는 것을 의미한다)의 질문으로 이어질 것이고, 모든 것이 적절히 로크되었으므로, 이에 대한 대답은 YES가 될 것이다. 상기 3번 박스에 있어서, FREQUENCY 신호와 반송파 추적 루프(carrier track loop, CTL)가 판독된다. 이 값은 변수 "Latest_drift"에 저장되고, 이는 마지막 튜닝(마지막 튜닝이 튜너를 정확한 주파수의 하나의 튜너 단계 내에 두는 것으로 가정함) 이후에 일어난 주파수 드리프트를 나타낸다. 안정된 상태에 있기 때문에, Notify 플래그는 설정되지 않을 것이고(이 플래그는 성공적인 로크(lock)의 통지후에 클리어됨) 루틴은 채널 변경 요구가 발생하는지를 검사하기 위해 복귀하고, 이 사이클이 반복된다.

(2) 정상 채널 변경에 대하여 설명한다. 정상적인 채널 변경 시나리오 하에서, 포착될 새로운 트랜스폰더는 예상된 주파수의 튜너 단계 내에 있다. 상기 예상된 주파수는 드리프트 테이블내에 저장된 오프셋에 기본 주파수를 더한 것이다. 드리프트 테이블은 각 트랜스폰더에 대한 개별의 오프셋 주파수를 포함하고 있다. 상기 코드는 다음과 같은 경로를 따른다: "새로운 채널 요구"에 대한 답은 YES가 되고, 박스 번호 2를 실행한다. 여기서, 상기 변수 "Latest_drift"(상기 유지 모드내에서 마지막 갱신됨)는 드리프트 테이블의 각 구성요소에 더해진다. 이것은 마지막 튜닝 이래 이전의 트랜스폰더에 일어난 드리프트가 모든 트랜스폰더에 적용가능하고, 일반적으로 LNB LO(글로벌 드리프트의 일반 시스템 추적과 유사함)의 에이징(aging) 드리프트 및 온도에 기인하는 것이라는 가정을 한다.

다음으로, 튜너는 기본 주파수에 드리프트 테이블로부터 새로이 갱신된 오프셋 주파수를 더한 합인 새로운 트랜스폰더 주파수가 되도록 지시된다. 튜닝 후에, 상태 플래그는 클리어되고 포착 플래그는 Notify 플래그를 포함하도록 설정된다. 짧은 지연 후에, FEC에게 로크할 것인지 묻는다. 지연으로 인하여, 만약 튜너가 적절히 위치되고 정확한 코드 레이트가 선택된다면 FEC는 로크를 위한 충분한 시간을 가질 수 있다. 정상적인 채널 변경 하에서, FEC는 이 지점에서 로크될 것이고, 경로는 YES 분기(branch)를 따라가게 될 것이다. 주파수 오프셋은 다시 읽혀지고 (이 시나리오 하에서 튜너 LO의 점증적인(incremental) 주파수 단계 내에서 함께 존재해야 하고) Latest_drift로서 저장된다. 이제 Notify 플래그는 검사되고 막 설정되었기 때문에 YES 경로를 따라가게 될 것이다. 그 후, First_tune_flag는 검사되고, 이 시나리오에서 먼저 로크되었기 때문에 설정되지 않아야 한다. Latest_drift의 값은 대략 점증적인 튜너 단계의 임계 값(threshold)과 일치하는지 검사된다. 또한, 이 시나리오 하에서, 상기 오프셋이 임계 값내에 있고, NO 경로를 따라가는 것으로 가정한다.

이러한 지점에 있어서, 상기 링크는 성공적으로 로크되고, 루틴은 채널 변경을 요구한 소프트웨어 테스크에게 링크가 준비상태에 있음을 통지한다. Notify 플래그는 클리어된다. 그 후, 상기 경로는 유지 경로와 재결합되고, 또다른 채널 변경이 요구되거나 혹은 교란(disturbance)으로 인하여 FEC가 로크로 깰 때까지 유지 모드 사이클을 따르게 된다.

이 경로에서는 어떤 시도도 할 필요 없이 또는 어떤 재조정도 할 필요 없이 포착이 성공적이었기 때문에, 포착 플래그가 전혀 사용되지 않는다는 것을 유의할 필요가 있다.

(3) 트랜스폰더 주파수에 대한 미세한 조정이 있는 채널 변경에 대하여 설명한다. 이 시나리오에 따르면, 포착되는 트랜스폰더는 가깝긴 하지만, 그 값이 드리프트 테이블이 예측하는 곳에 정확히 있는 것은 아니다. 상기 주파수는 복조 및 FEC가 여전히 로크할 수 있도록 충분히 가깝지만, 개별 트랜스폰더 오프셋이 드리프트 테이블내에서 정정될 수 있도록 충분히 멀리 떨어져 있는 것으로 간주된다. 다음의 경로는 Latest_drift가 상기 임계 값의 외측에 존재한다는 것을 제외하면 상기 경로(케이스 2)와 동일하다. 그러므로, 루틴은 5번 박스를 실행한다.

여기서, Latest_drift의 값은 드리프트 테이블내의 새로운 트랜스폰더 항목에 더해진다. 그 후, 이 새로운 오프셋은 신호상에 튜너를 정확히 위치하도록(IF SAW 내의 중심에 위치하도록) 하는데 사용된다. 루틴에서 이 지점에 도달하기 위해서, FEC는 로크 업되었음에 틀림없고, 이에 따라 코드 레이트는 정확함에 틀림없고, 따라서, Try_rate 플래그는 0으로 설정된다. 튜너가 이동되고 있기 때문에, 복조는 문제가 있을 수 있고, 만약 필요하다면 Try_demod 플래그는 복조에 한번 더 기회를 주도록 설정된다. 상기 경로는 맨 위로 돌아가서, FEC 로크를 검사하기 위해 쭉 내려올 것이다. 이 시나리오 하에서는, FEC는 로크되어야 하고, 이번에는 Latest-drift가 임계값 내에 있을 때 정상적인 채널 변경의 경로를 따라야 한다.

(4) 넓은 주파수 탐색이 필요한 채널 변경에 대하여 설명한다. 이 시나리오에 있어서, 포착되는 트랜스폰더는 예측값으로부터 충분히 멀리 떨어져 있어서, 알고리즘이 튜너를 실행(step)시킴으로써 신호를 찾기 위해 탐색해야 한다. 그러나, 주파수 탐색이 시작되기 전에, 상기 알고리즘은 STR(Symbol Timing Recovery) 루프 로크를 검사하고, 그것이 잘못된 로크(false lock)에 있는 경우에 대비하여, CTL(Carrier Track Loop)를 리셋시키며, FEC에 대한 각 코드 레이트를 검사하고, AGC가 안정되어 있는지 검사하여, 포착될 신호가 있는지 결정한다. 만약 이러한 정정 동작이 FEC 로크를 허용하지 않는다면, 주파수 탐색이 실행된다. 이것은 비교적 시간이 걸리는 일이기 때문에 마지막 수단으로서 사용된다. 또한, 이것은 트랜스폰더에 대한 개별 오프셋을 추적하는 이유인데, 통상적인 채널 변경 조건 하에서 시간이 걸리는 탐색을 피하게 한다.

상기 시나리오는 통상적인 채널 변경으로서 시작하고, 드리프트 테이블은 박스 2에서 갱신되며, 튜너는 예상된 주파수로 튜닝되며, 플래그는 리셋되지만, 지연 후에 FEC는 여전히 로크되어 있지 않다. 이 지점에서 정정 동작이 시작된다. "FEC 로크" 결정으로부터 NO 경로를 따라서, 상태 플래그가 UNLOCK가 되고, 따라서, 루틴은 NO 경로를 따른다. 그러나, 상기 "Try_demod" 플래그는 0 이 아닌 값으로 설정되고, 루틴은 상기 "Try_demod" 플래그를 클리어하고, 로크를 위한 STR을 검사한다. STR 동기는 STR 루프 필터의 연속적인 독출을 비교함으로써, 허용가능한 델터(delta)에 비교함함으로써 계산된다. STR이 로크되어 있지 않을 때, 상기 필터는 램핑(ramping)되어서, 용이하게 검출될 것이다. 만약 STR이 로크되어 있다면, CTL(Carrier track loop)은 클린 로크(clean lock)에서 또다른 기회를 허용하기 위해 리셋된다.

만약, STR이 로크되어 있지 않다면, STR은 모든 가능한 값에 걸쳐 램프할 충분한 시간이 주어질 때까지 주기적으로 검사된다. 만약 STR이 그 시간 내에 로크한다면, 상기한 바와 같이 CTL은 리셋된다. 만약, STR이 그 시간 내에 로크하지 않는다면, try_rate 플래그가 클리어된다(만약 심벌 타이밍이 로크하지 않는다면, 나머지 다른 코드 레이트를 시도하는 것은 소용없다). 상기 경로는 돌아가서, 새로운 채널 변경 요구가 있는지 검사하고, 만약 요구가 존재하지 않는다면, 정정 동작이 성공적이었는지 보기 위해 검사하고, 결과적으로 FEC가 로크된다. 만약 FEC가 여전히 로크되지 않는다면, NO 경로를 다시 따르게 되지만, 이번에는 "Try_demod" 플래그가 클리어되고, 따라서, "Try_rate" 플래그를 검사하기 위해 쭉 내려온다. 만약 STR이 동기되었다면, 이 플래그는 여전히 0 이 아닌 값으로 설정되어 있을 것이다. 따라서, NO 경로를 따르게 되고 상기 try_rate 플래그의 값은 감소되고, FEC 코드 레이트는 다음 레이트로 변경된다. 예에 있어서, 상기 "try_rate"는 3으로 초기화되고, 따라서, AGC 검사로 쭉 내려오기 전에 세 개의 레이트가 시도될 것이다. 각각의 레이트 후에, 루틴은 돌아와서, 새로운 채널 요구가 있는지 검사하거나, FEC 가 로크되어 있는지 살펴본다.

어느 것도 발생되지 않는 경우를 가정하면, AGC가 로크되어 있는지 검사된다. 다시 한번, AGC 루프 필터의 연속적인 샘플들을 비교함으로써 로크가 결정된다. AGC는 고객의 인스톨 속도를 높이기 위해 로크되어 있는지 검사된다. 만약 신호가 존재하지 않는다면, AGC는 로크되지 않을 것이고, 주파수를 탐색하느라 시간을 낭비하는 것은 소용없다. 이 시나리오의 경우, AGC는 로크되어야 하고, "Try_drift" 변수는 검사될 것이다. try_drift 변수가 여전히 양의 값일 동안데, 튜너는 소정의 패턴을 포함하는 위치들의 집합을 거칠 것이다. 각 단계에서, try_drift는 값이 감소할 것이고, 알고리즘은 STR 및 CTL이 로크되어 있는지("신호가 발견되었는가?") 검사할 것이다.

먼저, STR은 Try_demod의 부분에서 상기 설명된 것과 유사한 방법으로 검사된다. 일단 STR이 동기화되어 있으면, CTL은 리셋되고, 로크되어 있는지 검사된다.다시 한번, 루프 필터로부터의 주파수 표시의 미분과 고정된 임계값을 비교함으로써, CTL 로크가 결정된다. 만일 STR 및 CTL 모두 일정한 시간 내에 로크되어 있다고 선언되지 않는다면, NO 경로를 따르게 되고, 신호가 발견되거나 혹은 try_drift가 0이 될 때까지 다음의 튜너 위치가 시도될 것이다. 만약 STR과 CRL 모두 허용된 시간내에 로크되어 있다고 선언된다면, 신호가 "발견"된 것으로 인식되어, YES 경로를 따르게 된다.

4번 박스에 있어서, CTL 주파수는 튜너 단계 위치와 합산되고, 트랜스폰더에대한 드리프트 테이블 내에 저장된다. 튜너는 이러한 새로운 오프셋으로 재튜닝되고, 포착 플래그는 "Try_demod"와 "try_rate" 부분을 반복하도록 설정된다. 4번 박스 이후에, 루틴은 맨위로 돌아가서, 새로운 채널 요구가 있는지 다시 검사하고, FEC가 로크되어 있는지 검사한다. 일단 정확한 주파수 오프셋 및 레이트가 발견된다면, FEC는 로크되어야 하고, 정상적인 채널 변경 경로의 나머지가 실행된다.

탐색되는 10개의 튜너 위치(대역)가 존재하기 때문에. "try_drift" 변수는 10으로 초기화된다. 탐색되는 주파수들은 최대의 LNB 온도 및 에이징 스펙 모두에의해 오프셋되는 신호를 위치시킬 수 있고, 업링크 제공자에게 허용되는 최대 개별 트랜스폰더 오프셋을 허용한다. 예로서, LNB는 원하는 주파수의 +/- 5 MHz 내에 위치되도록 지정되고, 업링크 제공자는 개별 트랜스폰더 주파수를 +/- 2MHz까지 시프트시키도록 허용되고, 따라서, 알고리즘은 +/- 7MHz로 탐색된다.

(5) 트랜스폰더의 초기 튜닝에 대하여 설명한다. 이 시나리오는 트랜스폰더의 오프셋 주파수가 알려지지 않고 혹은 정확하지 않다는 점에서 4의 시나리오와 유사하다. 유일한 차이점은 일단 FEC가 로크되면, 이번에는 "First_tune_flag"가 설정될 것이고, 1번 박스가 실행될 것이라는 점이다. 이 단계에 있어서, 드리프트테이블내의 모든 항목은 제1 트랜스폰더에 대해 발견된 오프셋으로 초기화된다. 이것은 3번 박스 내에서 판독된 Latest_drift와 4번 박스 내에서 결정된 값인 current_drift를 포함한다. 그 후, "First_tune_flag"는 클리어되고, 따라서, 이 초기화는 다시 실행되지 않는다. 그 후, 상기 경로는 통상적인 채널 변경으로서 계속된다.

(6) 실패한 포착에 대하여 설명한다. 실패한 포착 중에, 모든 Try_demod, try_rate 및 Try_drift는 그 부분을 시도하기 때문에 또는 다른 전제 조건 때문에 클리어되기 때문에 결국 제로가 된다. 실시예는 상기 (4)에서 언급되었는데, Try_demod시에 만약 STR이 로크되지 않는다면 try_rate는 자동적으로 제로가 된다. 따라서, 일단 루틴이 모든 "try" 변수를 0으로 가지고 있다면, 그리고 만약 Notify플래그가 설정되어 있다면, 튜너는 그 트랜스폰더에 대한 제로 오프셋으로 다시 돌아오고, Notify 플래그는 클리어되며, 트랜스폰더를 요구한 소프트웨어 태스크에게 실패한 포착에 대하여 통지한다. 루틴은 새로운 채널 요구가 있는지와 FEC가 로크되어 있는지 검사하면서 사이클을 계속 실행할 것이다.

본 발명은 구체적으로 개별 트랜스폰더에 대한 주파수 오프셋이 어떻게 처리되는지를 다룬다. 정상적인 시스템에 있어서는, 단지 단일 주파수 오프셋만이 추적하거나 모니터되고, 그 오프셋은 모든 트랜스폰더에 동일하게 인가된다. 본 발명은 마찬가지로 관찰(viewing) 중에 주파수 오프셋을 추적하고, 필요할 때, 각 트랜스폰더가 개별적으로 기록될 수 있도록, 각 트랜스폰더에 대한 값들을 개별적으로 보관한다. 상기 시나리오 3과 4는 트랜스폰더 오프셋이 개별적으로 조절될 때의 실시예이다. 중요한 요소는 트랜스폰더가 예상되는 오프셋과는 다른 위치에서 포착될 때 단지 그 트랜스폰더의 오프셋만이 갱신된다는 것이다. 또한, 본 발명은 그 트랜스폰더를 처음으로 포착할 때, 기본 도표(plan)로부터 시프트된 트랜스폰더에 대해서, 트랜스폰더가 시프트되었기 때문에 더 긴 튜닝 시간을 요구할 것이라는 것을 유의해야 한다. 그 후 오프셋이 기록되어야 하고 신속한 채널 변경이 이루어지게 될 것이다.

본 발명은 특정한 실시예와 관련하여 설명하였지만, 그 외에도 본 발명의 범위 내에서 여러가지로 변경이 행하여질 수 있음은 물론이다.

Claims

복수의 RF 신호를 수신하여, 상기 RF 신호들 중 튜닝된 신호에 대응하는 정보를 전달하는 반송파 신호를 생성하며, 상기 복수의 RF 신호들의 각 신호를 튜닝하기 위한 디지털 튜닝을 표현하는 워드에 따라 주파수가 제어되도록 하는 국부 발진기(911)를 포함하는 튜너(9)를 제어하는 방법에 있어서,

상기 RF 신호의 각각에 대한 디지털 공칭 주파수를 표현하는 워드를 저장하는 단계와:

상기 RF 신호의 각각에 대한 디지털 오프셋을 표현하는 워드를 저장하는 단계와;

RF 신호가 튜닝된 후에 상기 반송파 신호의 주파수 오프셋을 결정하는 단계와;

상기 반송파의 상기 주파수 오프셋에 따라 상기 디지털 오프셋을 표현하는 워드를 모두 갱신하는 단계와;

튜닝되도록 선택된 상기 RF 신호에 대한 상기 공칭 주파수를 표현하는 워드를, 튜닝되도록 선택된 상기 RF 신호에 대한 상기 이전에 갱신된 오프셋을 표현하는 워드와 조합함으로써, 튜닝되도록 선택된 RF 신호에 대한 튜닝을 표현하는 워드를 유도하는 단계와;

상기 이전에 갱신된 오프셋을 표현하는 워드로 정확한 튜닝이 이루어지지 않는 경우에 현재 튜닝되고 있는 개개의 RF 신호에 대한 각 디지털 오프셋을 표현하는 워드를 갱신하는 단계를 포함하는 튜너 제어 방법.
제1항에 있어서, 상기 반송파의 상기 주파수 오프셋이 소정의 값을 초과할 경우, 현재 튜닝되고 있는 RF 신호에 대한 상기 디지털 오프셋을 표현하는 워드가 갱신되는 튜너 제어 방법.
제1항에 있어서, 상기 디지털 오프셋을 표현하는 워드 모두는 튜닝을 위한 새로운 RF 신호의 선택에 응답하여 갱신되는 튜너 제어 방법.
제1항에 있어서, 상기 RF 신호는 위성의 각 트랜스폰더와 연관되어 있고, 주파수 변환 장치에 의해 제공되며, 각각의 공칭 주파수를 표현하는 워드에 대응하는 공칭 값을 갖는 주파수를 갖지만, 상기 튜너 및 상기 변환 장치 중 하나와 연관되는 드리프트, 및 트랜스폰더의 송신 주파수의 시프트에 기인하여 공칭 값으로부터 오프셋되기 쉬운 튜너 제어 방법.
제4항에 있어서, 상기 반송파는 에러 정정 장치를 포함하는 디지털 처리부에의해 처리되는 디지털 부호화 정보를 전달하며;

상기 반송파의 주파수 오프셋이 소정의 값을 초과하거나 아니면, 적절한 에러 정정이 가능하지 않을 때, 현재 튜닝되고 있는 개개의 RF 신호에 대한 각 디지털 오프셋을 표현하는 워드가 갱신되는 튜너 제어 방법.
위성의 각 트랜스폰더와 연관되고 주파수 변환 장치에 의해 제공되며 공칭값을 갖는 주파수를 갖지만 상기 공칭값으로부터 오프셋되기 쉬운 다수의 RF 신호를 수신하여, 상기 RF 신호 중 튜닝된 신호에 대응하는 정보를 전달하는 반송파 신호를 생성하는 튜너를 제어하는 방법으로서, 상기 튜너는 상기 RF 신호 중의 하나를 튜닝하기 위한 디지털 튜닝을 표현하는 디지털 워드에 따라 주파수가 제어되도록 하는 국부 발진기(911)를 포함하는, 튜너 제어 방법에 있어서,

상기 RF 신호들의 각 신호의 공칭 주파수 값에 대응하는 디지털 공칭 주파수를 표현하는 워드를 저장하는 단계와;

상기 RF 신호들의 각 신호에 대응하는 디지털 오프셋을 표현하는 워드를 저장하는 단계와;

RF 신호가 튜닝을 위해 선택될 때, 이 선택된 RF 신호에 대한 튜닝 워드를 유도하기 위하여 상기 선택된 RF 신호에 대한 오프셋을 표현하는 워드와 공칭 주파수를 표현하는 워드를 조합하는 단계와;

상기 반송파 신호의 주파수 오프셋을 결정하는 단계와;

제1 동작 모드에서 상기 모든 RF 신호에 대한 상기 오프셋을 표현하는 워드를 갱신하고, 제2 동작 모드에서 상기 선택된 RF 신호만에 대한 상기 주파수를 표현하는 워드를 갱신하는 단계를 포함하는 튜너 제어 방법.
제6항에 있어서, 상기 RF 신호의 주파수들은 (1) 상기 주파수 변환 장치 및 튜너 중 어느 하나와 연관되는 드리프트와 (2) 트랜스폰더의 송신 주파수의 시프트에 기인하여 공칭 값들로부터 오프셋되기 쉬운 것이고,

상기 제1 동작 모드는 상기 주파수 변환 장치 중의 하나와 연관된 드리프트에 기인한 오프셋에 관련되며,

상기 제2 동작 모드는 상기 트랜스폰더의 송신 주파수의 시프트에 기인한 오프셋에 관련되는 튜너 제어 방법.
복수의 RF 신호를 수신하여, 상기 RF 신호들 중 튜닝된 신호에 대응하는 정보를 전달하는 반송파를 생성하며, 상기 RF 신호들 중 각 RF신호를 튜닝하기 위한 디지털 튜닝을 표현하는 워드에 따라 주파수가 제어되도록 하는 국부 발진기(911)를 구비한 튜너(9)와,

상기 국부 발진기(911)의 주파수를 제어하기 위한 제어기(921, 923, 11, 19, 13)를 포함하고,

상기 제어기는 상기 RF 신호의 각각에 대한 디지털 공칭 주파수를 표현하는 워드를 저장하고, 상기 RF 신호의 각각에 대한 디지털 오프셋을 표현하는 워드를 저장하며, RF 신호가 튜닝된 이후에 상기 반송파 신호의 주파수 오프셋을 결정하며, 상기 반송파의 상기 주파수 오프셋에 따라 상기 디지털 오프셋을 표현하는 워드를 모두 갱신하며, 튜닝되도록 선택된 상기 RF 신호에 대한 상기 공칭 주파수를 표현하는 워드를, 튜닝되도록 선택된 상기 RF 신호에 대한 상기 이전에 갱신된 오프셋을 표현하는 워드와 조합함으로써, 튜닝되도록 선택된 RF 신호에 대한 튜닝을 표현하는 워드를 유도하며, 상기 이전에 갱신된 오프셋을 표현하는 워드로 정확한 튜닝이 이루어지지 않는 경우에 현재 튜닝되고 있는 개개의 RF 신호에 대한 각 디지털 오프셋을 표현하는 워드를 갱신하는 것인 장치.
제8항에 있어서, 상기 반송파의 주파수 오프셋이 소정의 값을 초과할 경우,상기 제어기(921, 923, 11, 19, 13)는 현재 튜닝되고 있는 RF 신호에 대한 상기 오프셋을 표현하는 워드를 갱신하는 것인 장치.
제8항에 있어서, 상기 제어기(921, 923, 11, 19, 13)는 튜닝을 위한 새로운 RF 신호의 선택에 응답하여 상기 디지털 오프셋을 표현하는 워드를 모두 갱신하는 것인 장치.
제8항에 있어서, 상기 RF 신호는 위성의 각 트랜스폰더와 연관되어 있고, 주파수 변환 장치에 의해 제공되며, 각각의 공칭 주파수를 표현하는 워드에 대응하는 공칭 값을 갖는 주파수를 갖지만, 상기 튜너 및 상기 변환 장치 중의 어느 하나와 연관되는 드리프트 및 트랜스폰더의 송신 주파수의 시프트에 기인하여 공칭 값으로부터 오프셋되기 쉬운 것인 장치.
제11항에 있어서, 상기 반송파는 에러 정정 장치를 포함하는 디지털 처리부에 의해 처리되는 디지털 부호화 정보를 전달하며;

상기 반송파의 주파수 오프셋이 소정의 값을 초과하거나 아니면, 적절한 에러 정정이 가능하지 않을 때, 현재 튜닝되고 있는 개개의 RF 신호에 대한 각 디지털 오프셋을 표현하는 워드가 갱신되는 것인 장치.
제8항에 있어서, 상기 국부 발진기(911)는, 상기 튜닝을 표현하는 디지털 워드에 따라 설정된 분주 계수(division factor)을 가지고 상기 국부 발진기의 주파수를 제어하는 프로그램가능한 분주기(programmable divider)를 포함하는 위상 동기 루프(919)내에 포함되는 것인 장치.